JP2932186B2 - Single frequency signal detection circuit in audio frequency band - Google Patents
Single frequency signal detection circuit in audio frequency bandInfo
- Publication number
- JP2932186B2 JP2932186B2 JP7995389A JP7995389A JP2932186B2 JP 2932186 B2 JP2932186 B2 JP 2932186B2 JP 7995389 A JP7995389 A JP 7995389A JP 7995389 A JP7995389 A JP 7995389A JP 2932186 B2 JP2932186 B2 JP 2932186B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- signal
- circuit
- band
- filter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、音声周波数帯域内単一周波数信号検出回路
に係わり、特に音声帯域内の単一周波数（インバンド信
号）を用いて、この信号の有無によりダイヤル信号や監
視信号を送受話間で通話接続を行う際のインバンド信号
の検出回路に関する。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a single-frequency signal detection circuit in a voice frequency band, and more particularly to a signal using a single frequency (in-band signal) in a voice band. The present invention relates to an in-band signal detection circuit for making a call connection between a transmission and reception of a dial signal or a monitoring signal depending on the presence or absence of a signal.
本発明は音声周波数帯域の帯域内の単一周波数信号を
用いて、送受信装置間通話接続を行うための、単一周波
数信号を検出する様に成された音声帯域内単一周波数信
号検出回路において、音声周波数帯域の高域を通過させ
る第１のフィルタと、単一周波数信号のみを阻止する第
２のフィルタと、この第２のフィルタの出力側に接続さ
れ、単一周波数信号を検出した時、第２のフィルタの出
力を遮断状態と成し、単一周波数信号を検出しない時、
第２のフィルタの出力を出力状態とする第１のアナログ
スイッチと、この第１のフィルタの出力の位相を反転さ
せる位相反転回路と、第１のアナログスイッチの出力
と、位相反転回路の出力とがガード比を補正して加算さ
れるアナログ加算回路と、このアナログ加算回路の出力
を整流するための第２のアナログスイッチと、この第２
のアナログスイッチの出力を平滑化する平滑回路と、こ
の平滑回路の出力を予め定めた基準値と比較する比較回
路と、この比較回路より、単一周波数に置換した単一周
波数信号を検出することで過大入力レベルやインパルス
性ノイズによる誤動作を防止し、より信頼性が高く、回
路構成の簡略化、低廉化を図るようにしたものである。The present invention relates to an in-band single-frequency signal detection circuit configured to detect a single-frequency signal for performing a call connection between a transmitting and receiving device using a single-frequency signal in a band of a voice frequency band. A first filter that passes a high frequency band of an audio frequency band, a second filter that blocks only a single frequency signal, and a filter that is connected to an output side of the second filter and detects a single frequency signal. , When the output of the second filter is cut off and no single frequency signal is detected,
A first analog switch that sets the output of the second filter to an output state, a phase inversion circuit that inverts the phase of the output of the first filter, an output of the first analog switch, and an output of the phase inversion circuit. , A second analog switch for rectifying the output of the analog addition circuit, and a second analog switch for rectifying the output of the analog addition circuit.
A smoothing circuit for smoothing the output of the analog switch, a comparing circuit for comparing the output of the smoothing circuit with a predetermined reference value, and detecting a single-frequency signal replaced with a single frequency from the comparing circuit. Thus, a malfunction due to an excessive input level or impulsive noise is prevented, the reliability is increased, the circuit configuration is simplified, and the cost is reduced.
従来から、有線電話回線用の送受話装置に用いる電話
機等ではオンフック信号、オフフック信号、ダイヤル信
号を送受話装置間で伝送する場合に、音声帯域内の単一
の周波数を選択し、この単一周波数に置換した単一周波
数信号（以下インバンド信号と記す）を用いて送受話装
置間の電話回線に伝送して、受話装置側で、このインバ
ンド信号を元の信号に復元することで、ダイヤル信号、
オンフック信号、オフフック信号を伝送する様に成した
音声帯域内単一周波数信号方式が知られている。2. Description of the Related Art Conventionally, a telephone used as a transmission / reception device for a wired telephone line selects a single frequency in a voice band when transmitting an on-hook signal, an off-hook signal, and a dial signal between the transmission / reception devices. By transmitting a single frequency signal (hereinafter referred to as an in-band signal) replaced with a frequency to a telephone line between the transmitting and receiving devices and restoring the in-band signal to the original signal on the receiving device side, Dial signal,
There is known a single frequency signal system in a voice band for transmitting an on-hook signal and an off-hook signal.
この様な音声帯域内単一周波数信号方式を詳述する
と、この方法に用いるインバンド信号は音声帯域0.3kHz
乃至3.4kHz内の適宜の周波数例えば、2.3kHzを選択し、
この単一の周波数2.3kHzを用いて、第７図Ｂに示す様な
インバンド信号S1を形成している。The in-band signal used in this method is described below in detail.
-Select an appropriate frequency within 3.4 kHz, for example, 2.3 kHz,
Using this single frequency 2.3 kHz, to form in-band signals S 1 such as shown in FIG. 7 B.
即ち、電話回線の通話時の制御信号は第７図Ａの様に
無通話状態の送受話器を電話機上に載置した状態を示す
オンフック信号SONと、送受話器を電話機より持ち上げ
た時に生ずるオフフック信号SOFFと、ダイヤル信号SDA
と、音声信号SSO等が含まれる通話時の信号STHを有して
いる。この様な制御信号を音声帯域内の例えば、2.3kHz
の１周波数信号に置換した第７図Ｂに示す様なインバン
ド信号を入力源として、１周波数の信号のみに対し、第
７図Ｃの様に波形レベルが同じ様なインバンド信号を検
出するためのインバンド検出回路では、オンフックした
通話時の音声信号SSDは楽音、雑音等によって誤動作し
ないことが重要である。That is, a control signal during a telephone call is an on-hook signal S ON indicating that the handset in a non-communication state is placed on the telephone as shown in FIG. 7A, and an off-hook signal generated when the handset is lifted from the telephone. Signal S OFF and dial signal S DA
If has a signal S TH during a call that includes the audio signal S SO like. Such a control signal, for example, 2.3 kHz in the audio band
Using the in-band signal as shown in FIG. 7B replaced with the one-frequency signal as an input source, an in-band signal having the same waveform level as shown in FIG. 7C is detected for only one frequency signal. in-band detecting circuit for, the audio signal S SD during a call that has been on-hook is important not to malfunction tone, by the noise or the like.
第６図は従来のインバンド信号を検出する検出回路の
一例を示すもので、入力端子（１）から供給されるイン
バンド信号の周波数を帯域通過濾波器（BPF）（２）で
濾波して、整流・平滑回路（３）に供給し、ここで整流
及び平滑して、比較回路（４）の一方の入力側に供給す
る。また、インバンド信号の周波数（上述の例では2.3k
Hz）を阻止する帯域消去濾波器（BEF）（５）で入力端
子（１）からのインバンド信号の周波数以外の音声・楽
音・雑音成分を検出し、その検出出力を整流・平滑回路
（６）に供給して、ここで整流及び平滑して、比較回路
（４）の他方の入力側に供給する。比較回路（４）では
入力された両信号を比較し、インバンド信号の有無を判
別して、出力端子（７）に出力している。FIG. 6 shows an example of a conventional detection circuit for detecting an in-band signal. The frequency of the in-band signal supplied from the input terminal (1) is filtered by a band-pass filter (BPF) (2). , A rectifying / smoothing circuit (3), where it is rectified and smoothed and supplied to one input side of a comparing circuit (4). Also, the frequency of the in-band signal (2.3k in the above example)
Hz), a band-elimination filter (BEF) (5) detects voice, musical sound, and noise components other than the frequency of the in-band signal from the input terminal (1), and rectifies and smoothes the detected output. ), Where they are rectified and smoothed and then supplied to the other input of the comparison circuit (4). The comparison circuit (4) compares the two input signals, determines the presence or absence of an in-band signal, and outputs the result to the output terminal (7).
通常、整流・平滑回路（６）側は整流、平滑回路
（３）側に対して利得を高くしており、これを一般にガ
ード比をとると云い、例えば8dB,12dB,16dBと種々の値
をもって高くしている。Usually, the gain of the rectifying / smoothing circuit (6) is higher than that of the rectifying / smoothing circuit (3), and this is generally called a guard ratio, and has various values such as 8 dB, 12 dB, and 16 dB. High.
インバンド信号が入力端子（１）より供給されるとき
は、第７図Ｄの様に比較回路（４）の一方の入力側のレ
ベルは他方の入力側より高くなり、その出力側にインバ
ンド信号が有ることを表わす例えば、ローレベルの信号
Ｌ′を出力する。一方インバンド信号が入力端子（１）
より供給されない（無信号時）ときとか音声信号等が供
給される（通話中）ときは、比較回路（４）の一方の入
力側のレベルは他方の入力側より低くなり、その出力側
にインバンド信号がないことを表わす例えば、ハイレベ
ルの信号Ｈ′を出力する。When the in-band signal is supplied from the input terminal (1), the level of one input side of the comparison circuit (4) becomes higher than that of the other input side as shown in FIG. For example, a low-level signal L 'indicating that there is a signal is output. On the other hand, the in-band signal is input terminal (1)
When the signal is not supplied (when there is no signal) or when a voice signal or the like is supplied (during a call), the level of one input side of the comparison circuit (4) becomes lower than that of the other input side, and the level of the input to the output side is reduced. For example, a high-level signal H 'indicating that there is no band signal is output.
ところが第６図の如き従来回路の場合、信号検出側す
なわちBPF（２）、整流・平滑回路（３）側と信号以外
の検出側（ガード側）すなわちBEF（５）、整流・平滑
回路（６）側を各々整流、平滑後電圧比較しているた
め、大きなレベルが入力されたり、インパルス性のノイ
ズが入力された場合に回路が飽和し、比較回路（４）の
両入力が同じになって誤動作を生じる問題があった。However, in the case of the conventional circuit as shown in FIG. 6, the signal detection side, that is, the BPF (2), the rectification / smoothing circuit (3) side and the detection side other than the signal (the guard side), that is, the BEF (5), the rectification / smoothing circuit (6). ), The voltage is compared after rectification and smoothing, so that when a large level is input or impulsive noise is input, the circuit is saturated, and both inputs of the comparison circuit (4) become the same. There was a problem that caused malfunction.
また、BPF（２）として、比較的急峻な特性をもつフ
ィルタを用いているので、設計が難しく、しかも整流・
平滑回路（３），（６）に抵抗器やコンデンサ或はダイ
オード等ディスクリート部品を多用しているため回路が
複雑で高価となる等の欠点があった。In addition, since a filter having relatively steep characteristics is used as the BPF (2), it is difficult to design, and
Since the smoothing circuits (3) and (6) frequently use discrete components such as resistors, capacitors or diodes, the circuits are complicated and expensive.
本発明は、斯る点に鑑みてなされたもので、従来の欠
点を除去し、大きな入力レベルやインパルス性ノイズに
よる誤動作を防止し、より信頼性が高く、フィルタの簡
略化、部品の削減によって経済的にも有利な音声周波数
帯域内単一周波数信号検出回路を提供するものである。The present invention has been made in view of the above points, eliminates the conventional disadvantages, prevents malfunction due to large input level and impulsive noise, has higher reliability, simplifies the filter, and reduces the number of parts. It is an object of the present invention to provide an economically advantageous single frequency signal detection circuit in a voice frequency band.
本発明は音声周波数帯域の帯域内の単一周波数信号を
用いて、送受話装置間通話接続を行うための、単一周波
数信号を検出する様に成された音声帯域内単一周波数信
号検出回路において、音声周波数帯域の高域を通過させ
る第１のフィルタ（15）と、単一周波数信号のみを阻止
する第２のフィルタ（12）と、この第２のフィルタ（1
2）の出力側に接続され、単一周波数信号を検出した
時、第２のフィルタ（12）の出力を遮断状態と成し、単
一周波数信号を検出しない時、第２のフィルタ（12）の
出力を出力状態とする第１のアナログスイッチ（13）
と、第１のフィルタ（15）の出力の位相を反転させる位
相反転回路（16）と、第１のアナログスイッチ（13）の
出力と、位相反転回路（16）の出力とがガード比を補正
して加算されるアナログ加算回路（17）と、アナログ加
算回路（17）の出力を整流するための第２のアナログス
イッチ（18）と、この第２のアナログスイッチ（18）の
出力を平滑化する平滑回路（20）と、この平滑回路（2
0）の出力を予め定めた基準値と比較する比較回路（2
1）と、この比較回路（21）より、単一周波数に置換し
た単一周波数信号を検出して成ることを特徴とする音声
周波数帯域内単一周波数信号検出回路としたものであ
る。The present invention relates to an audio band single frequency signal detection circuit for detecting a single frequency signal for making a call connection between a transmitter and a receiver using a single frequency signal within the audio frequency band. , A first filter (15) that passes a high frequency band of an audio frequency band, a second filter (12) that blocks only a single frequency signal, and a second filter (1).
The second filter (12) is connected to the output side of (2), when the single frequency signal is detected, the output of the second filter (12) is cut off, and when the single frequency signal is not detected, the second filter (12) is connected. The first analog switch (13) for setting the output of the first output state
And a phase inversion circuit (16) for inverting the phase of the output of the first filter (15), and the output of the first analog switch (13) and the output of the phase inversion circuit (16) correct the guard ratio. Analog adder circuit (17) to be added and added, a second analog switch (18) for rectifying the output of the analog adder circuit (17), and smoothing the output of the second analog switch (18) Smoothing circuit (20) and the smoothing circuit (2
0) is compared with a predetermined reference value by a comparison circuit (2
1) and a single frequency signal detection circuit in the audio frequency band characterized by detecting a single frequency signal replaced with a single frequency from the comparison circuit (21).
入力端子（11）に供給されたインバンド信号は第１の
フィルタ（15）で音声周波数帯域、例えば0.3kHz乃至3.
4kHzの周波数帯域の高域を通過させる。第２のフィルタ
（12）では単一周波数信号のインバンド信号のみを阻止
する。第１のフィルタ（15）の出力は位相反転され、ア
ナログ加算器（17）の一方の入力端子に供給される。第
２のフィルタ（12）でエリミネートされたインバンド信
号を検出した状態では第１のアナログスイッチ（13）を
「オフ」状態と成し、インバンド信号が検出しない状態
では第１のアナログスイッチ（13）を「オン」状態と成
して、アナログ加算器（17）の他方の入力に供給され
る。アナログ加算器（17）では第１及び第２のフィルタ
（15）及び（12）の出力は実際には減算されて、第２の
アナログスイッチ（18）で整流され、整流出力は平滑回
路（20）を介して平滑され、比較回路（21）に供給され
る。比較回路（21）では平滑回路（20）の出力と、予め
定めた基準電圧値と比較されて、平滑回路（20）の出力
が基準電圧値より大きい時はローレベル（Ｌ′）を発生
し、インバンド信号が有りと判断し、平滑回路（20）の
出力が基準電圧値より小さいときはハイレベル（Ｈ′）
を発生して、インバンド信号が無いと判断する（第７図
Ｄ参照）。これにより、通話時に音声信号SSDが含ま
れ、インバンド信号と同一周波数を含んでいても、或
は、ノイズ等が混入しても、元の信号に忠実に復元可能
であり、誤動作を確実に防止でき、大きな入力信号やイ
ンパルス性のノイズによる影響を受けることなく、イン
バンド信号を検出することができる。The in-band signal supplied to the input terminal (11) is filtered by a first filter (15) in an audio frequency band, for example, from 0.3 kHz to 3.
Pass the high frequency band of 4kHz. The second filter (12) blocks only an in-band signal of a single frequency signal. The output of the first filter (15) is inverted in phase and supplied to one input terminal of the analog adder (17). The first analog switch (13) is turned off when the in-band signal eliminated by the second filter (12) is detected, and the first analog switch (13) is turned off when no in-band signal is detected. 13) is turned on and supplied to the other input of the analog adder (17). In the analog adder (17), the outputs of the first and second filters (15) and (12) are actually subtracted and rectified by the second analog switch (18). ) And supplied to the comparison circuit (21). The comparison circuit (21) compares the output of the smoothing circuit (20) with a predetermined reference voltage value, and generates a low level (L ') when the output of the smoothing circuit (20) is larger than the reference voltage value. , When the output of the smoothing circuit (20) is smaller than the reference voltage value, the high level (H ') is determined.
And it is determined that there is no in-band signal (see FIG. 7D). This allows the original signal to be faithfully restored even if the audio signal SSD is included during a call and contains the same frequency as the in-band signal, or if noise or the like is mixed in. In-band signals can be detected without being affected by large input signals or impulsive noise.
以下、この発明の一実施例を第１図乃至第５図に基づ
いて詳しく説明する。第１図は本実施例の回路構成を概
略的に示すものである。同図に於いて、入力端子（11）
には第７図Ｂで詳記した音声周波数帯域の所定の単一周
波数、例えば2.3kHzを選択した単一周波数信号であるイ
ンバンド信号S1が供給される。Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to FIGS. FIG. 1 schematically shows a circuit configuration of the present embodiment. In the figure, the input terminal (11)
Single predetermined frequency of the audio frequency band Shoki in FIG. 7 B, and in-band signals S 1 is a single frequency signal selected for example 2.3kHz is supplied to.
入力端子（11）はインバンド信号の単一周波数を阻止
する第２のフィルタである帯域消去濾波器（BEF）（1
2）及び音声帯域の例えば0.3kHz乃至3.4kHzの帯域の高
域を通過させる第１のフィルタである高域通過濾波器
（HPF）（15）に接続される。An input terminal (11) is a second filter for blocking a single frequency of the in-band signal, a band-stop filter (BEF) (1).
2) and a high-pass filter (HPF) (15), which is a first filter that passes the high band of the audio band, for example, from 0.3 kHz to 3.4 kHz.
第１図でHPF（15）を選択したのは音声信号中の低域
のエネルギー成分をなるべく除去するために選択された
ものである。The reason why HPF (15) is selected in FIG. 1 is that HPF (15) is selected in order to remove low-frequency energy components in the audio signal as much as possible.
HPF（15）の出力端は位相反転回路（16）に接続さ
れ、HPF（15）の出力は位相が反転され、位相反転回路
（16）の出力端はアナログ加算回路（17）の一方の入力
端子に接続される。The output terminal of the HPF (15) is connected to the phase inversion circuit (16), the output of the HPF (15) is inverted in phase, and the output terminal of the phase inversion circuit (16) is one input of the analog addition circuit (17). Connected to terminal.
BEF（12）の出力端は第１のアナログスイッチ（13）
の入力端子に接続され、第１のアナログスイッチ（13）
の制御端子には後述する遅延回路（22）からの制御信号
が供給される。第１のアナログスイッチ（13）の出力端
はHPF（14）を介してアナログ加算回路（17）の他方の
入力端子に接続される。The output end of BEF (12) is the first analog switch (13)
Connected to the input terminal of the first analog switch (13)
Is supplied with a control signal from a delay circuit (22) described later. The output terminal of the first analog switch (13) is connected to the other input terminal of the analog addition circuit (17) via the HPF (14).
アナログ加算回路（17）ではBEF（12）の出力とHPF
（15）の位相反転出力が実際には減算されて、第２のア
ナログスイッチ（18）の入力端子に供給される。HPF（1
5）の出力端は零クロスコンパレータ（19）に接続さ
れ、零クロスコンパレータ（19）の出力端は第２のアナ
ログスイッチ（18）の制御端子に接続される。Analog adder circuit (17) outputs BEF (12) and HPF
The phase inverted output of (15) is actually subtracted and supplied to the input terminal of the second analog switch (18). HPF (1
The output terminal of 5) is connected to the zero cross comparator (19), and the output terminal of the zero cross comparator (19) is connected to the control terminal of the second analog switch (18).
アナログ加算回路（18）の出力は第２のアナログスイ
ッチで半波整流され、平滑回路（20）に供給される。平
滑回路（20）で平滑化された出力は比較回路（21）の一
方の入力端子に供給され、基準値（Ref）と比較されて
出力端子（23）に出力される。The output of the analog adding circuit (18) is half-wave rectified by a second analog switch and is supplied to a smoothing circuit (20). The output smoothed by the smoothing circuit (20) is supplied to one input terminal of a comparison circuit (21), compared with a reference value (Ref), and output to an output terminal (23).
比較回路（21）の出力は遅延回路（22）に供給され
て、遅延回路（22）の遅延出力に基づいて第１のアナロ
グスイッチ（13）を「オン」「オフ」制御する様に成さ
れている。The output of the comparison circuit (21) is supplied to a delay circuit (22) to control the first analog switch (13) to be "on" or "off" based on the delay output of the delay circuit (22). ing.
第２図は本実施例の回路構成を具体的に示す一例であ
って、同図において、第１図と対応する部分には同一符
号を付して説明する。第２図において、入力端子（11）
はBEF（12）を介して第１のアナログスイッチ（13）の
入力端子に接続され、第１のアナログスイッチ（13）の
出力端子はHPF（14）及びアナログ加算アンプ（17）の
抵抗（17a）を介して加算アンプ（17d）の反転入力端子
に接続される。FIG. 2 is an example specifically showing the circuit configuration of the present embodiment. In FIG. 2, parts corresponding to those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. In FIG. 2, the input terminal (11)
Is connected to the input terminal of the first analog switch (13) via the BEF (12), and the output terminal of the first analog switch (13) is connected to the HPF (14) and the resistor (17a) of the analog summing amplifier (17). ) Is connected to the inverting input terminal of the summing amplifier (17d).
また、入力端子（11）はHPF（15）及び位相反転回路
（16）の抵抗（16a）を介して反転アンプ（16b）の反転
入力端子に接続される。反転アンプ（16b）の非反転入
力端子は接地される。反転アンプ（16b）の反転入力端
子と出力端子間には抵抗（16c）が接続される。そして
反転アンプ（16b）の出力端子が抵抗（17b）を介して加
算アンプ（17d）の反転入力端子に接続される。加算ア
ンプ（17d）の非反転入力端子は接地され、また反転入
力端子と出力端子間には抵抗（17c）が接続される。The input terminal (11) is connected to the inverting input terminal of the inverting amplifier (16b) via the HPF (15) and the resistor (16a) of the phase inverting circuit (16). The non-inverting input terminal of the inverting amplifier (16b) is grounded. A resistor (16c) is connected between the inverting input terminal and the output terminal of the inverting amplifier (16b). The output terminal of the inverting amplifier (16b) is connected to the inverting input terminal of the summing amplifier (17d) via the resistor (17b). The non-inverting input terminal of the summing amplifier (17d) is grounded, and a resistor (17c) is connected between the inverting input terminal and the output terminal.
加算アンプ（17d）は抵抗（17a）と（17c）及び抵抗
（17b）と（17c）の夫々の比により、HPF（14）の出力
側の増幅度が８〜16dB高くなるように設定されている。
つまり、ガード比が設定されている。The summing amplifier (17d) is set so that the amplification on the output side of the HPF (14) is increased by 8 to 16 dB by the respective ratios of the resistors (17a) and (17c) and the resistors (17b) and (17c). I have.
That is, the guard ratio is set.
加算アンプ（17d）の出力端側は第２のアナログスイ
ッチ（18）の入力端子に接続され、第２のアナログスイ
ッチ（18）の出力端子は平滑回路（20）の抵抗（20a）
を介して電圧比較アンプ（21）の反転端子に接続され
る。また、電圧比較アンプ（21）の反転入力端子とアー
ス間には平滑用コンデンサ（20b）が接続される。そし
て、電圧比較アンプ（21）の非反転入力端子には予め定
められた基準電圧E1（Ref）が与えられる。The output terminal of the summing amplifier (17d) is connected to the input terminal of the second analog switch (18), and the output terminal of the second analog switch (18) is connected to the resistance (20a) of the smoothing circuit (20).
Is connected to the inverting terminal of the voltage comparison amplifier (21). A smoothing capacitor (20b) is connected between the inverting input terminal of the voltage comparison amplifier (21) and the ground. Then, a predetermined reference voltage E 1 (Ref) is applied to a non-inverting input terminal of the voltage comparison amplifier (21).
電圧比較アンプ（21）の出力端側は出力端子（23）に
接続されると共に遅延回路（22）を構成する抵抗（22
a）を介して遅延アンプ（22b）の非反転入力端子に接続
され、遅延アンプ（22b）の反転入力端子には基準電圧E
2が与えられる。また、抵抗（22a）と並列にダイオード
（22c）が接続され、遅延アンプ（22b）の非反転入力端
子とアース間にコンデンサ（22d）が接続される。これ
ら抵抗（22a）とコンデンサ（22d）の時定数で遅延量を
決定する。そして遅延アンプ（22b）の出力が制御信号
として第１のアナログスイッチ（13）の制御端子に供給
される。The output end of the voltage comparison amplifier (21) is connected to the output terminal (23) and the resistance (22) constituting the delay circuit (22).
a) is connected to the non-inverting input terminal of the delay amplifier (22b), and the inverting input terminal of the delay amplifier (22b) is connected to the reference voltage E.
2 is given. A diode (22c) is connected in parallel with the resistor (22a), and a capacitor (22d) is connected between the non-inverting input terminal of the delay amplifier (22b) and the ground. The amount of delay is determined by the time constant of the resistor (22a) and the capacitor (22d). Then, the output of the delay amplifier (22b) is supplied as a control signal to the control terminal of the first analog switch (13).
更に、HPF（15）の出力側が零クロスコンパレータ（1
9）の非反転入力端子に接続され、その反転入力端子が
接地され、その出力が制御信号として第２のアナログス
イッチ（18）の制御端子に供給される。Further, the output side of the HPF (15) is a zero-cross comparator (1
9) is connected to the non-inverting input terminal, the inverting input terminal is grounded, and the output is supplied to the control terminal of the second analog switch (18) as a control signal.
次に第２図の回路動作を第３図乃至第５図を参照し乍
ら説明する。Next, the circuit operation of FIG. 2 will be described with reference to FIGS.
先ず、インバンド信号S1が入力端子（11）に入力され
ている場合を第３図を参照して説明する。入力端子（1
1）より第３図Ａに示すようなインバンド信号S1が供給
されると、BEF（12）ではインバンド信号S1は阻止され
るのでHPF（14）の出力側には第３図Ｂに示すような信
号S2（零ボルト）が得られる。この時アナログスイッチ
（13）は電圧比較アンプ（21）の出力により開かれてい
る。一方インバンド信号S1はHPF（15）を通過し、位相
反転回路（16）の位相反転アンプ（16b）で位相反転す
るので、その出力側には第３図Ｃに示すようなインバン
ド信号S1を位相反転した信号S3が得られる。First, the case where in-band signal S 1 is input to the input terminal (11) with reference to Figure 3. Input terminal (1
If 1) than the third in-band signals S 1 as shown in Figure A is supplied, Fig. 3 to the output side of the BEF (12) in so-band signals S 1 is prevented HPF (14) B A signal S 2 (zero volt) as shown in FIG. At this time, the analog switch (13) is open by the output of the voltage comparison amplifier (21). Meanwhile inband signals S 1 passes through the HPF (15), the phase because the phase inversion by the phase inverting amplifier (16b) of the inverting circuit (16), on its output side-band signal as shown in Fig. 3 C signal S 3 with the S 1 and the phase inversion is obtained.
位相反転回路（16）の位相反転アンプ（16b）で位相
反転された信号S3はアナログ加算回路（17）の加算アン
プ（17d）に供給され、HPF（14）の出力信号S2と加算さ
れるが、この場合、出力信号S2はBEF（12）及び第１の
アナログスイッチ（13）で阻止されるため実質的に零ボ
ルトであり、従って位相反転回路（16）の反転アンプ
（16b）からの信号S3がアナログ加算回路（17）の加算
アンプ（17d）で増幅されて出力され、その出力側に第
３図Ｄに示すようなガード比だけアップされた信号S4が
得られる。Signal S 3 which is phase-inverted by the phase inverting amplifier (16b) of the phase inversion circuit (16) is supplied to the summing amplifier of an analog adder circuit (17) (17d), is added to the output signal S 2 of the HPF (14) that is, in this case, the output signal S 2 is substantially zero volt because they are blocked by the BEF (12) and the first analog switch (13), thus inverting amplifier of the phase inversion circuit (16) (16b) the signal S 3 from the output is amplified by the summing amplifier of an analog adder circuit (17) (17d), the third signal S 4 that only up-guard ratio as shown in Figure D is obtained at its output.
HPF（15）の出力を零クロスコンパレータ（19）に
て、第３図Ａのインバンド信号S1を零クロスし、第３図
Ｅに示す信号S5により、第２のアナログスイッチ（18）
が閉じた時間だけ通過させられ、正極のみが第３図Ｆに
示すような半波整流信号S6として取り出される。この信
号S6は平滑回路（20）で平滑されて第３図Ｇに示すよう
な信号S7となり、電圧比較アンプ（21）に供給されてそ
の基準電圧E1と比較される。この結果、電圧比較アンプ
（21）の出力側には例えば、第３図Ｈに示すようにロー
レベル（0V）の出力信号S8が得られ保持される。また、
この信号S8は遅延回路（22）に供給されて所定時間遅延
され、第３図Ｉに示すような信号S9となり、この信号S9
が制御信号として第１のアナログスイッチ（13）の制御
端子に供給されて、これを開いた「オフ」状態に保持す
る（第７図Ｄ参照）。HPF at an output a zero crossing comparator (15) (19), the in-band signals S 1 in Figure 3 A crosses zero, the signal S 5 shown in FIG. 3 E, a second analog switch (18)
Passed through only closed time, only the positive electrode is taken out as a half-wave rectified signal S 6 as shown in FIG. 3 F. This signal S 6 is compared with the reference voltage E 1 is supplied to the next signal S 7, as shown in Figure 3 G is smoothed by the smoothing circuit (20), the voltage comparison amplifier (21). As a result, the output side of the voltage comparison amplifier (21) For example, the output signal S 8 of the third low level, as shown in FIG. H (0V) is maintained obtained. Also,
The signal S 8 is delayed a predetermined is supplied to the delay circuit (22) times, next to the signal S 9 as shown in FIG. 3 I, the signal S 9
Is supplied to the control terminal of the first analog switch (13) as a control signal, and this is kept in an open “off” state (see FIG. 7D).
また、入力端子（11）からのインバンド信号が断にな
ると、アナログ加算回路（17）には何も信号が入力され
ず、その出力は零電位となる。従って電圧比較アンプ
（21）の反転入力端子の電位も零電位となる。一方電圧
比較アンプ（21）の非反転入力端子に与えられている基
準電圧E1は零電位よりもわずかに高く設定されており、
従って、電圧比較アンプ（21）の出力はハイレベルとな
り、遅延回路（22）を通して第１のアナログスイッチ
（13）を閉じた「オン」状態となる（第７図Ｄ参照）。Further, when the in-band signal from the input terminal (11) is cut off, no signal is input to the analog addition circuit (17), and its output becomes zero potential. Therefore, the potential of the inverting input terminal of the voltage comparison amplifier (21) also becomes zero potential. On the other hand the reference voltage E 1 that is applied to the non-inverting input terminal of the voltage comparison amplifier (21) is set slightly higher than the zero potential,
Accordingly, the output of the voltage comparison amplifier (21) becomes a high level, and the first analog switch (13) is closed through a delay circuit (22) to an "on" state (see FIG. 7D).
次に、無通話状態（第７図Ａ参照）のオンフック状態
からオフフック状態となり、ダイヤル信号SDAによっ
て、第７図Ｂの様に、インバンド信号が断続されると、
上述のインバンド信号の入力状態と、断状態が繰り返さ
れ、電圧比較アンプ（21）の出力側にダイヤル信号が再
生される。第４図はこの状態を示すもので、インバンド
信号断続時（ダイヤル中）の信号波形であり、第１のア
ナログスイッチ（13）はダイヤル中は遅延回路（22）の
抵抗（22a）とコンデンサ（22d）で定まる時定数により
開いた状態を保持し、ダイヤル信号の終了したインバン
ド信号が断になると再び閉じる（第７図Ｄ参照）。尚、
第４図Ａ乃至第４図Ｉは第３図Ａ乃至第３図Ｉに対応し
ているので動作説明は省略する。Next, when the telephone goes from the on-hook state to the off-hook state in the no-call state (see FIG. 7A) and the in-band signal is interrupted by the dial signal SDA as shown in FIG. 7B,
The input state of the in-band signal and the disconnection state are repeated, and the dial signal is reproduced at the output side of the voltage comparison amplifier (21). FIG. 4 shows this state, and shows the signal waveform when the in-band signal is intermittent (during dialing). The first analog switch (13) operates during the dialing by the resistance (22a) and the capacitor of the delay circuit (22). The open state is held by the time constant determined in (22d), and the dial signal is closed again when the in-band signal is terminated (see FIG. 7D). still,
FIGS. 4A to 4I correspond to FIGS. 3A to 3I, and a description of the operations will be omitted.
次にオフフック状態の通話時には、第７図Ａの様に通
話信号STH中には音声信号SSDや楽音、ノイズ等が含まれ
る。この通話信号STHとして第５図Ａに示すような入力
信号S1が入力されると、HPF（14）の出力側にはインバ
ンド信号成分及び低域成分が除かれた、第５図Ｂに示す
ような信号S2が得られる。またHPF（15）からはエネル
ギー成分の多い低域成分のみが除かれ、位相反転回路
（16）で位相反転されて、その出力側には第５図Ｃに示
すような信号S3が得られる。Next, during a call in the off-hook state, the speech signal STH includes a voice signal SSD , a musical tone, noise, and the like as shown in FIG. 7A. When the input signals S 1 shown as the speech signal S TH in FIG. 5 A is input, the output side of the HPF (14) is removed in-band signal component and low-frequency component, Figure 5 B the signal S 2 as shown in obtained. The only low-frequency components with many energy components from HPF (15) is removed, is phase-inverted by the phase inverting circuit (16), the signal S 3 shown in FIG. 5 C obtained at the output side .
このようにして得られた信号S2とS3はアナログ加算回
路（17）に供給されて加算される。ここで上述の如く抵
抗（17a）と（17c）、抵抗（17b）と（17c）の夫々の比
によりHPF（14）の出力側増幅度が８〜16dB高くなるよ
うに設定されているため、HPF（14）及び位相反転回路
（16）から出力されるインバンド信号以外の成分が加算
アンプ（17d）で位相反転されて加算されると、アナロ
グ加算回路（17）からはHPF（14）の出力×抵抗（17c）
の値：抵抗（17a）の値の比による増幅度から位相反転
回路（16）の出力×抵抗（17c）の値：抵抗（17b）の値
の比により増幅度が差し引かれた値で、第５図Ｄに実線
で示すような信号S2−S3＝S4が得られる。つまり、イン
バンド信号成分の断を除けばガード比の分だけ信号S2に
依存した信号S4が得られる。Such signal S 2 and S 3 obtained in is added is supplied to the analog adder circuit (17). Here, as described above, the output side amplification of the HPF (14) is set to be higher by 8 to 16 dB by the respective ratios of the resistors (17a) and (17c) and the resistors (17b) and (17c). When components other than the in-band signal output from the HPF (14) and the phase inversion circuit (16) are inverted in phase by the addition amplifier (17d) and added, the analog addition circuit (17) outputs the HPF (14). Output x resistance (17c)
Value: The value obtained by subtracting the amplification by the ratio of the output of the phase inversion circuit (16) x the value of the resistor (17c): the value of the resistor (17b) from the amplification by the ratio of the value of the resistor (17a). 5 A signal S 2 −S 3 = S 4 as shown by the solid line in FIG. That is, the signal S 4 that is dependent only on the signal S 2 min guard ratio except the cross-sectional in-band signal components are obtained.
アナログ加算回路（17）より出力された信号S4は零ク
ロスコンパレータ（19）で零クロスされた信号S5（第５
図Ｅ）により第２のアナログスイッチ（18）が閉じた時
間だけ通過し、第２のアナログスイッチ（18）には第５
図Ｆに示すような半波整流信号S6が得られる。The signal S 4 output from the analog addition circuit (17) is a signal S 5 (fifth
According to FIG. E), the second analog switch (18) passes for the closed time, and the second analog switch (18)
Half-wave rectified signal S 6 as shown in Figure F is obtained.
この時、インバンド信号成分以外の成分のときは、ア
ナログ加算回路（17）の出力信号S4と零クロスコンパレ
ータ（19）で零クロスされた第２のアナログスイッチ
（18）の制御信号S5とは逆位相であるため、第５図Ｆか
らもわかるように、半波整流されて、負極のみ取り出さ
れる。At this time, in the case of a component other than the in-band signal component, the control signal S 5 of the second analog switch (18) that has been zero-crossed by the zero cross comparator (19) with the output signal S 4 of the analog addition circuit (17). 5F, the half-wave rectification is performed, and only the negative electrode is taken out.
一方、音声・楽音・雑音等の中にインバンド信号成分
が含まれていた場合は、インバンド信号成分はBEF（1
2）により阻止されるため、HPF（14）からは出力され
ず、アナログ加算回路（17）の加算出力にはインバンド
信号成分だけが位相反転回路（16）から出され、その出
力は抵抗（17c）の値：抵抗（17b）の値の増幅度倍にて
出力される。そして加算アンプ（17d）より出力された
信号S4はインバンド信号成分以外の場合と同様に、第２
のアナログスイッチ（18）が閉じている時間だけ通過す
るが、この時加算アンプ（17d）の出力信号S4と零クロ
スされた制御信号S5とは同位相であるため正極のみが取
り出される。つまり、第５図Ｆにおいてインバンド信号
成分に対応する所が正極側に飛び出しているのがこのこ
とを表わしている。On the other hand, if the in-band signal component is included in voice, musical sound, noise, etc., the in-band signal component is BEF (1
Since it is blocked by 2), it is not output from the HPF (14), but only the in-band signal component is output from the phase inversion circuit (16) to the addition output of the analog addition circuit (17). Value of 17c): Output at the amplification degree times the value of resistor (17b). The signal S 4 that is output from the summing amplifier (17d), as in the case of the non-band signal component, a second
Of it passing by the analog switch (18) is closed time, only the positive electrode for the output signal S 4 and the zero cross control signal S 5 at this time summing amplifier (17d) are in phase is taken out. That is, the fact that the portion corresponding to the in-band signal component in FIG. 5F protrudes toward the positive electrode side indicates this.
しかし、このように信号S6に正極の部分が存在して
も、音声・楽音・雑音等にはインバンド信号成分のみの
単一周波数が連続で、数msec以上の時間含まれることは
ないため、平滑回路（20）で平滑された、第５図Ｇに示
すような信号S7すなわち直流電圧は負極側に保持され、
基準電圧E1を越えることはなく、電圧比較回路（21）の
出力信号S8は第５図Ｈに示すようにインバンド信号断の
時と同様にハイレベルに保持される。However, even in the presence of part of the positive electrode thus signal S 6, a single frequency continuous only in-band signal components in the speech and tone-noise and the like, because it is not possible to include several msec or longer , is smoothed by the smoothing circuit (20), the signal S 7 That DC voltage as shown in Figure 5 G is held on the negative electrode side,
Not exceed the reference voltage E 1, the output signal S 8 of the voltage comparator circuit (21) is held in similarly high level in the case of in-band signal-off as shown in FIG. 5 H.
このようにして得られた信号S8は遅延回路（22）で同
じくハイレベルの信号S9となり第１のアナログスイッチ
（13）を閉じる。そして、本実施例では加算アンプ（17
d）が飽和しても抵抗（17a），（17b）の設定により信
号S2の位相で加算アンプ（17d）の出力信号S4が出力さ
れ、位相確定できるので、従来の如き大きな入力レベル
やインパルス性ノイズによる誤動作が防止される。The thus obtained signal S 8 closes the first analog switch also becomes high level signal S 9 by the delay circuit (22) (13). In this embodiment, the summing amplifier (17
d) is the resistance to saturated (17a), is the output signal S 4 is output (adding amplifier in the signal S 2 in phase by setting 17b) (17d), it is possible phase determined, Ya conventional such large input level Malfunction due to impulsive noise is prevented.
上述の如く、この発明によれば、音声・楽音や雑音等
による誤動作を確実に防止でき、大きな入力信号やイン
パルス性のノイズによる影響を受けることなく帯域内単
一周波数信号としてのインバンド信号の検出をすること
ができる。また、従来の如く急峻な特性をもつバンドパ
スフィルタを使用する必要がなく、整流も実質的に第２
のアナログスイッチ（18）で済ませることができるの
で、回路構成が簡略化され、コスト的にも安価となる。As described above, according to the present invention, malfunctions due to voice, musical sound, noise, and the like can be reliably prevented, and the in-band signal as a single frequency signal within the band can be prevented without being affected by a large input signal or impulsive noise. Can be detected. Further, it is not necessary to use a band-pass filter having a steep characteristic as in the related art, and rectification is substantially performed in the second mode.
, The circuit configuration is simplified, and the cost is reduced.
第１図はこの発明の一実施例を示す回路構成図、第２図
は第１図の具体的回路構成の一例を示す接続図、第３図
〜第５図は第１図及び第２図の動作説明に供するための
図、第６図は従来回路の一例を示す回路構成図、第７図
はインバンド信号を説明する波形図である。 （12）は帯域消去濾波器（BEF）、（13），（18）はア
ナログスイッチ、（14），（15）は高域通過濾波器（HP
F）、（16）は位相反転回路、（17）はアナログ加算回
路、（19）は零クロスコンパレータ、（20）は平滑回
路、（21）は電圧比較回路、（22）は遅延回路である。1 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention, FIG. 2 is a connection diagram showing an example of a specific circuit structure of FIG. 1, and FIGS. 3 to 5 are FIGS. 1 and 2. FIG. 6 is a circuit diagram showing an example of a conventional circuit, and FIG. 7 is a waveform diagram for explaining an in-band signal. (12) is a band-elimination filter (BEF), (13) and (18) are analog switches, (14) and (15) are high-pass filters (HP
F) and (16) are phase inverting circuits, (17) is an analog adding circuit, (19) is a zero cross comparator, (20) is a smoothing circuit, (21) is a voltage comparing circuit, and (22) is a delay circuit. .
Claims (2)
を用いて、送受話装置間の通話接続を行うための、該単
一周波数信号を検出する様に成された音声帯域内単一周
波数信号検出回路において、 上記音声周波数帯域の高域を通過させる第１のフィルタ
と、 上記単一周波数信号のみを阻止する第２のフィルタと、 上記第２のフィルタの出力側に接続され、上記単一周波
数信号を検出した時、上記第２のフィルタの出力を遮断
状態となし、該単一周波数信号を検出しない時、上記第
２のフィルタの出力を出力状態とする第１のアナログス
イッチと、 上記第１のフィルタの出力の位相を反転させる位相反転
回路と、 上記第１のアナログスイッチの出力と、上記位相反転回
転の出力とがガード比を補正して加算されるアナログ加
算回路と、 上記アナログ加算回路の出力を整流するための第２のア
ナログスイッチと、 上記第２のアナログスイッチの出力を平滑化する平滑回
路と、 上記平滑回路の出力を予め定めた基準値と比較する比較
回路と、 上記比較回路より、上記単一周波数に置換した単一周波
数信号を検出して成ることを特徴とする音声周波数帯域
内単一周波数信号検出回路。A single-band signal in a voice band for detecting a single-frequency signal for making a call connection between a transmitter and a receiver using a single-frequency signal in a band of a voice frequency band. A frequency signal detection circuit, a first filter that passes a high frequency band of the audio frequency band, a second filter that blocks only the single frequency signal, and an output side of the second filter, A first analog switch that, when a single frequency signal is detected, turns off the output of the second filter and turns off the output of the second filter when the single frequency signal is not detected; A phase inverting circuit for inverting the phase of the output of the first filter; an analog adding circuit for correcting the guard ratio and adding the output of the first analog switch and the output of the phase inversion rotation; the above A second analog switch for rectifying the output of the analog adding circuit, a smoothing circuit for smoothing the output of the second analog switch, and a comparing circuit for comparing the output of the smoothing circuit with a predetermined reference value. A single-frequency signal detection circuit in an audio frequency band, wherein the single-frequency signal replaced with the single frequency is detected from the comparison circuit.
を介して、前記第１のアナログスイッチを制御して成る
ことを特徴とする請求項１記載の音声周波数帯域内単一
周波数信号検出回路。2. The audio frequency band single frequency signal detection circuit according to claim 1, wherein said first analog switch is controlled via a delay circuit for delaying an output of said comparison circuit. .
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7995389A JP2932186B2 (en) | 1989-03-30 | 1989-03-30 | Single frequency signal detection circuit in audio frequency band |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7995389A JP2932186B2 (en) | 1989-03-30 | 1989-03-30 | Single frequency signal detection circuit in audio frequency band |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02260790A JPH02260790A (en) | 1990-10-23 |
| JP2932186B2 true JP2932186B2 (en) | 1999-08-09 |
Family
ID=13704675
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7995389A Expired - Lifetime JP2932186B2 (en) | 1989-03-30 | 1989-03-30 | Single frequency signal detection circuit in audio frequency band |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2932186B2 (en) |
-
1989
- 1989-03-30 JP JP7995389A patent/JP2932186B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02260790A (en) | 1990-10-23 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| AU615820B2 (en) | Computer controlled adaptive speakerphone | |
| CA1229938A (en) | Teleconference system | |
| CN109716743B (en) | Full duplex voice communication system and method | |
| CA2146578C (en) | Hands-free speaking device with echo canceler | |
| US4433435A (en) | Arrangement for reducing the noise in a speech signal mixed with noise | |
| US4959857A (en) | Acoustic calibration arrangement for a voice switched speakerphone | |
| WO2007072650A1 (en) | Echo canceller | |
| EP0376589B1 (en) | Self calibration arrangement for a voice switched speakerphone | |
| US4979163A (en) | Echo suppression arrangement for an adaptive speakerphone | |
| US4151471A (en) | System for reducing noise transients | |
| US5896450A (en) | Automatically variable circuit of sound level of received voice signal in telephone | |
| US4901346A (en) | Computer controlled speakerphone for adapting to a communication line | |
| GB2151887A (en) | Microphone arrangement having suppressed amplitude peaks | |
| US5323457A (en) | Circuit for suppressing white noise in received voice | |
| US4187396A (en) | Voice detector circuit | |
| JP2932186B2 (en) | Single frequency signal detection circuit in audio frequency band | |
| JPH07231268A (en) | Pulse noise canceller for fm tuner | |
| US6415139B1 (en) | Detection circuit of tone signal | |
| US4429404A (en) | FSK Data operated switch | |
| JPH04303900A (en) | Sound detector | |
| JPS60185454A (en) | Simultaneous talking type interphone | |
| JPS6142454B2 (en) | ||
| JP2885801B2 (en) | Modem | |
| JP3213523B2 (en) | Noise removal circuit | |
| JPH11136168A (en) | Automatic equalizing system |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080528 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090528 Year of fee payment: 10 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |