JP2856750B2 - AC electricity detection device - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】 [発明の目的] (産業上の利用分野) 本発明は交流電気量のサンプル値から、その電気量の
基本波の大きさを検出する交流電気量の検出装置に関す
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Purpose of the Invention] (Industrial application field) The present invention relates to a device for detecting an AC electric quantity, which detects a magnitude of a fundamental wave of the electric quantity from a sample value of the AC electric quantity.
(従来の技術) 従来電力系統の状態の監視あるいは制御のために検出
される電圧及び電流等は、実効値即ち基本波成分及び各
高調波成分の二乗の総和の平均値であり、実用上何ら問
題が無かった。しかし最近の電力系統の電圧安定化問題
においては、精緻なVQC(電圧無効電力制御)あるいはS
VC(静止形無効電力補償)等が要請され、注目量として
の電気量の検出の高精度化が要求される。このためには
高調波成分を除去して基本波、即ち系統周波数成分を正
しく検出する必要がある。高調波成分は必ずしも有効な
エネルギーになり得ないからである。また電気所間の協
調制御の面だけからみても、不安定な要素である高調波
成分を除外し、系統周波数成分のみに注目する必要があ
る。(Prior Art) Conventionally, a voltage, a current, and the like detected for monitoring or controlling the state of an electric power system are an effective value, that is, an average value of the sum of squares of a fundamental wave component and each harmonic component, and is practically any value. There was no problem. However, in recent power system voltage stabilization problems, sophisticated VQC (Voltage Reactive Power Control) or S
There is a demand for VC (Static Reactive Power Compensation) and the like, and it is required to improve the accuracy of detecting the amount of electricity as the amount of attention. For this purpose, it is necessary to remove the harmonic component and correctly detect the fundamental wave, that is, the system frequency component. This is because harmonic components cannot always be effective energy. Also, from the viewpoint of cooperative control between electric stations only, it is necessary to exclude harmonic components, which are unstable elements, and pay attention to only system frequency components.
(発明が解決しようとする課題) 高調波成分を除去するためには、言うまでもなくアナ
ログあるいはディジタルフィルタが挿入される。しかし
2,3,5倍等の基本波に近い高調波を除去するフィルタは
基本波付近においても利得の傾斜を生じる。系統周波数
はある範囲で変動するので、単にフィルタを挿入するの
みでは、この利得の傾斜による周波数誤差を生じて目的
を達しない。(Problems to be Solved by the Invention) In order to remove harmonic components, it goes without saying that an analog or digital filter is inserted. However
A filter that removes harmonics close to the fundamental wave, such as 2,3,5 times, causes a gain gradient even near the fundamental wave. Since the system frequency fluctuates within a certain range, simply inserting a filter causes a frequency error due to the gain gradient and does not achieve its purpose.
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、基本
波の周波数付近で周波数による誤差を生じない交流電気
量の基本波の大きさを検出する交流電気量の検出装置を
提供することを目的としている。The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide an AC electric quantity detection device for detecting a magnitude of a fundamental wave of an AC electric quantity which does not cause an error due to a frequency near a fundamental wave frequency. And
[発明の構成] (課題を解決するための手段) 本発明ではフィルタで生じた基本波の周波数付近の利
得の傾斜を、交流電気量のサンプル値あるいは上記フィ
ルタの出力であるディジタルデータから算出した基本波
の周波数に対応する量により補正する方式とした。[Constitution of the Invention] (Means for Solving the Problems) In the present invention, the slope of the gain near the frequency of the fundamental wave generated by the filter is calculated from the sampled value of the AC electric quantity or the digital data output from the filter. The correction is performed by an amount corresponding to the frequency of the fundamental wave.
(作 用) 高調波除去に必要なフィルタを挿入し、これによって
生じた基本波の周波数付近の利得の傾斜を後で補正する
ことにより、周波数に依存しないで交流電気量の基本波
の大きさを検出するようにしている。(Operation) By inserting a filter necessary for removing harmonics and correcting the resulting gain slope near the frequency of the fundamental wave later, the magnitude of the fundamental wave of AC electric quantity is independent of frequency. Is to be detected.
(実施例) 以下図面を参照して実施例を説明する。(Example) Hereinafter, an example is described with reference to drawings.
第1図は本発明による交流電気量の検出装置を説明す
るための一実施例の構成を表わすブロック図である。第
1図において、1はAD変換部、2はディジタルフィル
タ、3は振幅計算手段、4は周波数対応量計算手段、5
は補正計算手段である。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an embodiment for explaining an AC electricity amount detecting device according to the present invention. In FIG. 1, 1 is an AD converter, 2 is a digital filter, 3 is amplitude calculating means, 4 is frequency corresponding amount calculating means, 5
Is a correction calculating means.
AD変換部1はサンプリング回路、アナログディジタル
変換回路あるいは図示しない周知の前置アナログフィル
タ等より成り、入力交流電気量vはAD変換部1でサンプ
ル値vmに変換される。ここでサンプリング間隔は典型例
として商用周波数50Hz(あるいは60Hz、以下同様50Hzで
代表させる)の電気角30゜とする。なお慣用法に従って
添え字mをサンプリング時点を表わす番号とする。The AD converter 1 includes a sampling circuit, an analog-to-digital converter, a well-known pre-analog filter (not shown), and the like. Here, the sampling interval is typically an electrical angle of 30 ° at a commercial frequency of 50 Hz (or 60 Hz, hereinafter represented as 50 Hz). The subscript m is a number representing the sampling time according to a conventional method.
ディジタルフィルタ2は、一例として図示したよう
に、 F(Z)=K(1−Z-6)(1+Z-2)(1+1.6Z-1+Z-2) (1+1.8Z-1+Z-2) …(1) なる関数形を有し、サンプル値vmはフィルタリングされ
てディジタルデータumとなる。ここでKは正規化係数
で、例えば周波数50Hzにおいて利得が1となるような定
数とする。このディジタルフィルタの利得特性について
は、後出の図で示す。Digital filter 2, as illustrated as an example, F (Z) = K ( 1-Z -6) (1 + Z -2) (1 + 1.6Z -1 + Z -2) (1 + 1.8Z -1 + Z -2) (1) The sample value vm is filtered to be digital data um. Here, K is a normalization coefficient, for example, a constant such that the gain becomes 1 at a frequency of 50 Hz. The gain characteristics of this digital filter will be shown in the following figures.
振幅計算手段3は、図示したように例えば周知の振幅
二乗計算法、即ち、 U2=um-3 2−um um-6 …(2) の計算を実施し、ディジタルデータumの振幅二乗U2を得
る。この値は周波数に対するディジタルフィルタ2の利
得特性及び(2)式自身の周波数ずれによる利得特性を
含む値となるので、見かけの振幅二乗と呼ぶこととす
る。(2)式自身の利得特性は、ディジタルデータumに
対する真の振幅二乗をUid2、周波数ずれの率をδf/foと
すると、周知の簡単な計算により次式となる。Amplitude calculation means 3, a known amplitude squares calculation method, for example, as shown, i.e., U 2 = um -3 2 -um um -6 ... (2) calculation carried out in the amplitude squared U 2 digital data um Get. Since this value includes the gain characteristic of the digital filter 2 with respect to the frequency and the gain characteristic due to the frequency shift of the equation (2) itself, it is referred to as an apparent amplitude squared. The gain characteristic of the equation (2) itself is as follows by a well-known simple calculation, assuming that the true amplitude square with respect to the digital data um is Uid 2 and the rate of the frequency shift is δf / fo.
U2=Uid2 cos2(πδf/(2fo)) …(3) 周波数対応量計算手段4においては、図示したよう
に、次式即ち、 fd=(um-3um-12−um um-15)/ (um-3 2−um um-6) …(4) により周波数に対応する周波数対応量fdを求める。この
周波数対応量fdは特開昭51−12166号あるいは特開昭51
−12167号において開示したように、 fd=sin(2πδf/fo)/cos(πδf/(2fo)) ≒2πδf/fo …(5) となり、周波数ずれに略々比例する量となる。但し本発
明において(4)式は使用するが、(5)式自身は使用
しない。(5)式は(4)式で得られる周波数対応量の
意味を説明するために掲げるのみである。なお実際の計
算においては、(4)式の分母は(2)式の結果をその
まま使用できるが、本発明の主旨とは特に関係がないの
で、別のブロックで示した。U 2 = Uid 2 cos 2 (πδf / (2fo)) (3) In the frequency-corresponding-quantity calculating means 4, as shown in the drawing, fd = (um -3 um -12 -um um -15) ) / (um -3 2 -um um -6) ... (4) by determining the frequency corresponding amount fd corresponding to the frequency. This frequency corresponding amount fd is disclosed in JP-A-51-12166 or
As disclosed in -12167, fd = sin (2πδf / fo) / cos (πδf / (2fo)) ≒ 2πδf / fo (5), which is an amount substantially proportional to the frequency shift. However, in the present invention, equation (4) is used, but equation (5) itself is not used. The expression (5) is merely provided to explain the meaning of the frequency corresponding amount obtained by the expression (4). In the actual calculation, the denominator of the equation (4) can use the result of the equation (2) as it is, but is not particularly related to the gist of the present invention.
補正計算手段5においては周波数対応量fdの多項式h
(fd)を用いて見かけの振幅二乗U2を補正し、入力交流
電気量vの振幅二乗V2を得る。この多項式h(fd)は、
例えば周波数対応量fdの2次式あるいは4次式等であ
り、後出の図で説明するように、周波数ずれに対する利
得特性を十分に補正して、実用上誤差のない振幅二乗の
値を得る。In the correction calculating means 5, the polynomial h of the frequency correspondence amount fd
(Fd) was used to correct the amplitude square U 2 of apparent obtain amplitude square V 2 of the input AC electric quantity v. This polynomial h (fd) is
For example, it is a quadratic or quaternary equation of the frequency correspondence amount fd. As will be described later, the gain characteristic with respect to the frequency shift is sufficiently corrected to obtain a practically error-free amplitude square value. .
第2図は第1図の作用を説明する特性図である。曲線
(a)はディジタルフィルタ2の周波数対利得特性であ
る。周知のようにこの特性は高調波次数をnとすると、
(1)式においてz=ej30゜nと置き、|F
(ej30゜n)|より得られる。図から分かるようにこ
のディジタルフィルタは、直流分及び第2調波から第10
調波までを全て除去する鋭敏な特性を有し、従って基本
波付近では急峻な傾斜となることが避けられない。FIG. 2 is a characteristic diagram for explaining the operation of FIG. Curve (a) shows the frequency versus gain characteristics of the digital filter 2. As is well known, this characteristic is expressed as follows, where n is the harmonic number.
In equation (1), z = e j30 ゜ n and | F
(E j30 ゜ n ) | As can be seen from the figure, this digital filter is capable of
It has a sharp characteristic that removes all the components up to the harmonic, so that a steep slope inevitably occurs near the fundamental wave.
曲線(b1)は曲線(a)の高調波次数1付近、即ち周
波数50Hzの付近を拡大した図である。曲線(b2)は曲線
(b1)と(3)式による振幅計算特性との総合特性であ
り、見かけの振幅二乗U2と真の振幅二乗V2との比U2/V2
の周波数特性を表わす。但し曲線(b2)は分かり易いよ
うに、比U2/V2の平方根をとり、比U/Vの次元で表わして
ある。The curve (b1) is an enlarged view of the vicinity of the harmonic order 1 of the curve (a), that is, the vicinity of the frequency of 50 Hz. Curve (b2) is overall characteristics of the amplitude calculation characteristics of the equation (3) curve (b1), the ratio between the amplitude squared U 2 and the true amplitude square V 2 of an apparent U 2 / V 2
Represents the frequency characteristic of However, the curve (b2) takes the square root of the ratio U 2 / V 2 and is expressed in the dimension of the ratio U / V for easy understanding.
曲線(c1)及び(c2)は曲線(b2)を周波数対応量fd
の夫々2次式及び4次式により補正した結果の残りの誤
差を示す。即ち、 V2=U2(1+h(fd)) …(6) h(fd)=A・fd+B・fd2(2次式の場合) …(7) h(fd)=A・fd+B・fd2+C・fd3+D・fd4 (4次式の場合) …(8) により振幅二乗V2を求める。ここで係数A,B,Cあるいは
Dは見かけの振幅二乗U2と真の振幅二乗V2との関係が
(6)式で近似できるような定数であり、周知の種々の
方法で決定することができる。即ち、多項式h(fd)を
(7)式あるいは(8)式のように置き、特定の周波数
でこれらの式を満たすような値を求める。例えば2次の
場合には(7)式による多項式h(fd)を使用し、周波
数2点において(6)式が丁度成り立つように係数A及
びBを決定する。あるいは周波数3点以上において
(6)式を最もよく近似する係数を周知の最小二乗法に
より決定してもよい。4次式あるいは他の次数であって
もこれに準ずる。The curves (c1) and (c2) are obtained by converting the curve (b2) to the frequency corresponding amount fd.
Indicate the remaining errors resulting from the correction by the quadratic and quaternary equations, respectively. That is, V 2 = U 2 (1 + h (fd)) (6) h (fd) = A · fd + B · fd 2 (in the case of quadratic expression) (7) h (fd) = A · fd + B · fd 2 + C · fd 3 + D · fd 4 (in the case of the fourth order) The amplitude square V 2 is obtained from (8). Here, the coefficients A, B, C or D are constants that allow the relationship between the apparent amplitude square U 2 and the true amplitude square V 2 to be approximated by the equation (6), and are determined by various known methods. Can be. That is, the polynomial h (fd) is set as in the equation (7) or (8), and a value satisfying these equations at a specific frequency is obtained. For example, in the case of the second order, the coefficients A and B are determined using the polynomial h (fd) based on the equation (7) so that the equation (6) is exactly satisfied at two frequency points. Alternatively, the coefficient that best approximates the equation (6) at three or more frequencies may be determined by the well-known least square method. This applies even to a quartic or other order.
なお見かけの振幅二乗U2自身は入力から計算される未
知の量であるが、比U/Vは曲線(b2)で示したように
(2)式及び(3)式から定まる既知の関係であり、上
記係数は実入力に関係なく予め決定することができる。Note that the apparent amplitude square U 2 itself is an unknown quantity calculated from the input, but the ratio U / V is a known relationship determined from the equations (2) and (3) as shown by the curve (b2). Yes, the coefficient can be determined in advance regardless of the actual input.
曲線(c1)あるいは(c2)より分かるように、2次式
による補正後の残留誤差は0.05%程度、4次式の場合は
0.001%より十分小となる。As can be seen from the curve (c1) or (c2), the residual error after correction by the quadratic equation is about 0.05%,
It is sufficiently smaller than 0.001%.
このように本実施例によれば、基本波付近での利得の
傾斜が生ずることに制約されずに、鋭敏なフィルタを挿
入して十分に高調波を除去し、そのために生じた周波数
誤差を周波数対応量の多項式で補正することにより、高
精度に交流電気量の大きさを検出することができる。As described above, according to the present embodiment, a harmonic filter is sufficiently removed by inserting a sharp filter without being restricted by a gain gradient occurring near the fundamental wave. The magnitude of the AC electric quantity can be detected with high accuracy by performing the correction using the polynomial of the corresponding quantity.
第3図は本発明の他の実施例の構成を表わすブロック
図である。FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of another embodiment of the present invention.
本実施例では周波数対応量計算手段6が第1図の周波
数対応量計算手段4に代わって使用され、その入力がサ
ンプル値vmとなっている点のみが第1図と異なる。即ち
周波数対応量の計算を、ディジタルフィルタの前の値に
よるか、フィルタ後のデータによるかの相違であり、第
1図と同様の原理が成り立つことは容易に理解できるの
で、詳細な説明を省略する。この実施例は歪が比較的少
なく、周波数対応量に関しては、フィルタ前の値により
計算しても最終結果に与える影響が副次的である場合に
適する。この場合、周波数対応量の計算については、デ
ィジタルフィルタの分だけ遅れを短縮することができ、
応答を早くすることができる。This embodiment differs from FIG. 1 only in that the frequency correspondence amount calculation means 6 is used in place of the frequency correspondence amount calculation means 4 in FIG. 1, and the input is a sample value vm. That is, the calculation of the frequency correspondence amount is based on the difference between the value before the digital filter and the data after the filter, and it can be easily understood that the same principle as that in FIG. 1 holds. I do. This embodiment is suitable for a case where the distortion is relatively small and the influence on the final result is secondary even if the frequency correspondence amount is calculated based on the value before the filter. In this case, the delay in the calculation of the frequency correspondence amount can be reduced by the amount of the digital filter.
Response can be made faster.
第4図は本発明の他の実施例の構成を表わすブロック
図である。FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of another embodiment of the present invention.
本実施例では第1図のディジタルフィルタ2が、ディ
ジタルフィルタ7及び8に分割され、周波数対応量計算
手段9の入力が、ディジタルフィルタ7の出力wmである
点が第1図と異なる。ディジタルフィルタ7及び8の関
数形は夫々第1図のディジタルフィルタ2の関数形の後
半及び前半に相当し、またK1及びK2は夫々前述と同様の
正規化係数である。ディジタルフィルタ7及び8の縦続
により、ディジタルフィルタ8の出力は第1図の場合と
同様のディジタルデータumとなる。周波数対応量計算手
段9は入力がディジタルフィルタ7の出力wmである以外
は、アルゴリズムは第1図の場合と同様であり、第1図
と同様の原理が成り立つことは明らかである。この実施
例は第1図の場合と第3図の場合との中間的な特徴を有
する。即ち、ディジタルフィルタ7の関数形は第5調波
及び第7調波付近の成分を除去するものであり、この付
近の成分が比較的多く、周波数対応量のみはこれを除去
してから計算しようとする場合に適している。This embodiment is different from FIG. 1 in that the digital filter 2 of FIG. 1 is divided into digital filters 7 and 8, and the input of the frequency correspondence amount calculating means 9 is the output wm of the digital filter 7. Functional form of the digital filter 7 and 8 corresponds to the second half and the first half of the functional form of the digital filter 2 of the respective first view, also K 1 and K 2 is a normalization factor similar to the respective foregoing. Due to the cascade of the digital filters 7 and 8, the output of the digital filter 8 becomes digital data um similar to the case of FIG. The algorithm of the frequency correspondence amount calculating means 9 is the same as that of FIG. 1 except that the input is the output wm of the digital filter 7, and it is clear that the same principle as that of FIG. 1 holds. This embodiment has intermediate features between the case of FIG. 1 and the case of FIG. That is, the function form of the digital filter 7 removes the components near the fifth harmonic and the seventh harmonic. The components around this are relatively large, and only the frequency corresponding amount is removed before calculation. It is suitable for the case.
第5図は本発明の他の実施例の構成を表わすブロック
図である。FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of another embodiment of the present invention.
本実施例は補正計算手段10が振幅計算手段11の前にあ
る以外は第1図と同様である。即ち補正計算手段10にお
いてディジタルデータumを周波数対応量fdにより補正し
たデータxmを得、これを振幅計算手段11に印加して振幅
計算する。補正計算手段10においては、振幅二乗次元で
なく振幅次元の計算であるから、補正用多項式h1(fd)
は振幅次元に換算した式を使用する。この場合も第1図
と同様の原理が成り立つことは容易に理解できるので詳
細を省略する。この実施例は他の実施例以上の特別の利
点はないが、このような変形も可能であることを示した
ものである。This embodiment is the same as FIG. 1 except that the correction calculating means 10 is located before the amplitude calculating means 11. That is, the data xm obtained by correcting the digital data um by the frequency corresponding amount fd in the correction calculating means 10 is applied to the amplitude calculating means 11 to calculate the amplitude. Since the correction calculation means 10 calculates not the amplitude square dimension but the amplitude dimension, the correction polynomial h 1 (fd)
Uses the expression converted to the amplitude dimension. In this case as well, it can be easily understood that the same principle as in FIG. This embodiment has no particular advantage over the other embodiments, but shows that such variations are possible.
第6図は本発明の他の実施例の構成を表わすブロック
図である。FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of another embodiment of the present invention.
本実施例は補正計算手段15において、見かけの振幅二
乗U2を補正するのに際し、補正項Hを周波数対応量fdの
状態により選択する点が第1図の実施例と異なる。即
ち、周波数対応量fdの変化を変化判定手段12により判定
し、変化が所定範囲内であれば補正項更新手段13によ
り、補正項Hをこれまで述べたような多項式h(fd)に
相当する値とし補正計算手段15に印加する。また変化が
所定範囲外であれば、補正項据置手段14により、従来の
値に据え置いた補正項Hを補正計算手段15に印加する。
なお補正項据置手段14は特に1ブロックとして設ける必
要はないが、機能の説明を分かり易くするために挿入し
たものである。本実施例は、系統事故発生による位相急
変等による周波数対応量の誤差の影響を避けるのに有効
であり、同様の主旨により、第3図〜第5図の実施例を
更に変形することもできる。This embodiment in the correction calculation unit 15, upon to correct the amplitude square U 2 of the apparent point of selecting a correction term H by the state of the frequency corresponding amount fd differs from the embodiment of Figure 1. That is, the change of the frequency corresponding amount fd is determined by the change determining means 12, and if the change is within a predetermined range, the correction term H is equivalent to the polynomial h (fd) as described above by the correction term updating means 13. The value is applied to the correction calculation means 15. If the change is out of the predetermined range, the correction term H is applied to the correction calculation means 15 by the correction term keeping means 14.
The correction term installation means 14 does not need to be provided as a single block, but is inserted in order to make the explanation of the function easy to understand. This embodiment is effective for avoiding the influence of an error in the frequency correspondence amount due to a sudden change in phase due to the occurrence of a system fault, and the embodiment of FIGS. 3 to 5 can be further modified with the same gist. .
第7図は本発明の他の実施例の構成を表わすブロック
図である。図の16は周波数対応量計算手段である。これ
までの実施例では、大きさを検出すべき交流電気量のサ
ンプル値あるいはディジタルフィルタリングしたデータ
より周波数対応量を計算した。本実施例は、大きさを検
出すべき交流電気量と同一の基本波周波数を有する別の
電気量のサンプル値ymより周波数対応量fdを計算するも
のである。あるいは別の電気量のサンプル値をディジタ
ルフィルタリングしたデータをymとしても同様である。
上記の各実施例をこの主旨により変形できることは容易
に理解できるので、詳細を省略する。この実施例は同一
電気系統に属する複数の入力量について個々に周波数対
応量を計算せず、代表入力量で計算する場合に有効であ
る。FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of another embodiment of the present invention. Reference numeral 16 in the figure denotes frequency corresponding amount calculation means. In the embodiments described above, the frequency corresponding amount is calculated from the sample value of the AC electric quantity whose magnitude is to be detected or the digitally filtered data. In this embodiment, the frequency corresponding amount fd is calculated from a sample value ym of another electric quantity having the same fundamental frequency as the AC electric quantity whose magnitude is to be detected. Alternatively, the same applies to data obtained by digitally filtering a sample value of another electric quantity as ym.
It is easy to understand that each of the above embodiments can be modified in accordance with the gist, and thus details are omitted. This embodiment is effective in a case where the frequency corresponding amounts are not individually calculated for a plurality of input amounts belonging to the same electric system, but are calculated using a representative input amount.
以上の実施例の他特に図示しないが、以下に列挙する
ような変形が種々考えられる。Although not particularly shown in the above embodiments, various modifications as listed below are conceivable.
ディジタルフィルタの関数形は図示したものの他周
知の種々の関数形を使用することができる。また説明を
簡潔にするため、正規化係数K,K1あるいはK2等を使用し
たが、正規化しない場合、あるいは計算のスケールの都
合等により他の係数を使用する場合にも、同様の主旨が
適用できることは勿論である。As the function form of the digital filter, various well-known function forms other than those illustrated can be used. Also, for purposes of simplicity of explanation, the normalization factor K, but using K 1 or K 2, etc., if not normalized, or even when using other coefficients by circumstances such as the scale of the calculation, the same gist Can of course be applied.
(2)式により見かけの振幅二乗を計算するとした
が、それ以外に二乗平均等周知の種々の計算方法が可能
である。また振幅二乗以外に振幅、実効値の二乗あるい
は実効値等を求めるようにしてもよい。何故なら本発明
は高調波の除去を主旨の一つとしており、それらは単に
換算の問題だからである。Although the apparent amplitude square is calculated by the equation (2), various well-known calculation methods such as a root-mean-square method can be used. Further, other than the amplitude square, the amplitude, the square of the effective value, the effective value, or the like may be obtained. This is because the present invention aims at eliminating harmonics as one of the main objectives, and they are simply a matter of conversion.
周波数対応量の計算については、この他例えば、特
開昭51−12166号あるいは特開昭51−12167号で開示した
ような種々の方法をとることができる。As for the calculation of the frequency corresponding amount, various methods such as those disclosed in JP-A-51-12166 or JP-A-51-12167 can be used.
通常、サンプリングの前段に前置アナログフィルタ
が配置されるが、これの周波数利得特性を含めて補正す
ることができる。即ち、前置アナログフィルタの特性は
既知であり、ディジタルフィルタ及び振幅計算特性に加
えて、これを総合周波数利得特性とすれば全く同様であ
る。Usually, a pre-analog filter is arranged before the sampling, but it can be corrected including its frequency gain characteristic. That is, the characteristics of the pre-analog filter are known, and this is exactly the same as the total frequency gain characteristics in addition to the digital filter and the amplitude calculation characteristics.
[発明の効果] 以上説明したように、本発明によれば基本波周波数付
近の利得の傾斜に制約されずに高調波除去に必要なフィ
ルタを挿入して高調波を十分に除去し、後でそのフィル
タの基本波周波数付近の利得の傾斜を補正するようにし
ているため、歪や周波数に影響されずに交流電気量の基
本波の大きさを高精度に検出することができる。[Effects of the Invention] As described above, according to the present invention, a filter necessary for removing harmonics is inserted without being restricted by the gain gradient near the fundamental frequency, and the harmonics are sufficiently removed. Since the slope of the gain near the fundamental frequency of the filter is corrected, the magnitude of the fundamental wave of the AC electric quantity can be detected with high accuracy without being affected by distortion or frequency.
第1図は本発明の一実施例の構成を表わすブロック図、
第2図は第1図の作用を説明する特性図、第3図〜第7
図は本発明の他の実施例の構成を表わすブロック図であ
る。 1……AD変換部 2,7,8……ディジタルフィルタ 3,11……振幅計算手段 4,6,9,16……周波数対応量計算手段 5,10,15……補正計算手段 12……変化判定手段、13……補正項更新手段 14……補正項据置手段FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of one embodiment of the present invention,
FIG. 2 is a characteristic diagram for explaining the operation of FIG. 1, and FIGS.
FIG. 13 is a block diagram showing the configuration of another embodiment of the present invention. 1 AD converter 2,7,8 Digital filter 3,11 Amplitude calculating means 4,6,9,16 Frequency corresponding amount calculating means 5,10,15 Correction calculating means 12 Change determination means, 13: Correction term updating means 14: Correction term keeping means
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山浦 充 東京都府中市東芝町1 株式会社東芝府 中工場内 (56)参考文献 特開 昭63−224617(JP,A) 特開 昭61−221515(JP,A) 特開 昭62−285513(JP,A) 特開 昭61−157223(JP,A) (58)調査した分野(Int.Cl.6,DB名) G01R 19/00 - 19/32 H02H 3/00 - 3/02──────────────────────────────────────────────────続 き Continuation of the front page (72) Inventor Mitsuru Yamaura 1 Toshiba-cho, Fuchu-shi, Tokyo Inside the Toshiba Fuchu factory (56) References JP-A-63-224617 (JP, A) JP-A-61-221515 (JP, A) JP-A-62-285513 (JP, A) JP-A-61-157223 (JP, A) (58) Fields investigated (Int. Cl. 6 , DB name) G01R 19/00-19 / 32 H02H 3/00-3/02
Claims (1)
換するA/D変換部と、前記A/D変換されたサンプル値をフ
ィルタリングして基本波に近い偶数次及び奇数次からな
る低次の高調波を除去するディジタルフィルタと、前記
ディジタルフィルタからのデータを用いて振幅二乗法に
よりディジタルフィルタの利得特性及び振幅二乗法が有
する周波数ずれによる利得特性を夫々含んだ振幅値を計
算する振幅計算手段と、同じく前記ディジタルフィルタ
からのデータを用いて周波数ずれにほゞ比例する量であ
る周波数対応量を求める周波数対応量計算手段と、前記
振幅計算手段から得られる振幅値を前記周波数対応計算
手段による周波数対応量の多項式を用いて補正する補正
計算手段とを備えたことを特徴とする交流電気量の検出
装置。An A / D converter for inputting an input amount of AC electricity and converting it into a sample value, and filtering the A / D-converted sample value to form a low-order signal having even and odd orders close to a fundamental wave. A digital filter for removing the next harmonic, and an amplitude for calculating an amplitude value including a gain characteristic of the digital filter and a gain characteristic due to a frequency shift included in the amplitude square method by an amplitude square method using data from the digital filter. Calculating means; frequency-corresponding-quantity calculating means for calculating a frequency-corresponding amount which is also substantially proportional to the frequency shift using data from the digital filter; And a correction calculating means for correcting using a polynomial of a frequency correspondence amount by the means.
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JPH02189466A JPH02189466A (en) | 1990-07-25 |
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CN116593769B (en) * | 2023-07-17 | 2023-10-27 | 烟台东方威思顿电气有限公司 | High-precision electric energy calculation method with wide dynamic range |
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JPS63224617A (en) * | 1987-03-13 | 1988-09-19 | 株式会社東芝 | Digital protective relay |
-
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- 1989-01-18 JP JP1008946A patent/JP2856750B2/en not_active Expired - Lifetime
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