JP2853702B2 - Dielectric filter - Google Patents
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、例えば、自動車電話、
携帯電話等の移動通信機器に使用される誘電体フィルタ
に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention
The present invention relates to a dielectric filter used for a mobile communication device such as a mobile phone.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図１１は、自動車電話、携帯電話等の移
動通信機器に使用される誘電体フィルタとしての所謂ア
ンテナ共用器の回路図を示すものである。このアンテナ
共用器は、送信部側は誘電体同軸共振器１，２を２個用
いた２段のバンドエリミネーションフィルタを構成し、
また、受信部側は誘電体同軸共振器３，４を２個用いた
２段のバンドパスフィルタで構成されている。また、中
央のアンテナ端子ＡＮＴにはアンテナが接続されるよう
になっている。2. Description of the Related Art FIG. 11 is a circuit diagram of a so-called antenna duplexer as a dielectric filter used in mobile communication devices such as a mobile phone and a mobile phone. In this antenna duplexer, the transmission unit side constitutes a two-stage band elimination filter using two dielectric coaxial resonators 1 and 2,
On the receiving side, a two-stage band-pass filter using two dielectric coaxial resonators 3 and 4 is provided. An antenna is connected to the central antenna terminal ANT.
【０００３】図１１において、アンテナ共用器の送信部
側のバンドエリミネーションフィルタは、上述の誘電体
同軸共振器１，２、キャパシタンスＣ1 〜Ｃ5 、インダ
クタンスＬ1 ，Ｌ2 等で構成されている。また、受信部
側のバンドパスフィルタは、上述の誘電体同軸共振器
３，４、キャパシタンスＣ6 〜Ｃ8 等で構成されてい
る。[0003] In FIG 11, a band elimination filter of the transmitter side of the antenna duplexer, the above dielectric coaxial resonators 1 and 2, the capacitance C 1 -C 5, consists of the inductance L 1, L 2, etc. I have. Further, the bandpass filter of the receiver side, the dielectric coaxial resonators 3 and 4 above, and a capacitance C 6 -C 8 and the like.
【０００４】ここで、アンテナ共用器のバンドエリミネ
ーションフィルタのアンテナ端子ＡＮＴにおいて、受信
部側のバンドパスフィルタの通過帯域で反射位相が開放
（オープン）となるように、キャパシタンスＣ4 ，Ｃ
5 、インダクタンスＬ2 のπ型のローパスフィルタで位
相を調整している。このバンドエリミネーションフィル
タの通過特性を図１２に示す。図１２において、横軸に
周波数をとり、左側の縦軸は挿入損失（ｄＢ）を示し、
右側の縦軸は反射損失（ｄＢ）を示している。Here, at the antenna terminal ANT of the band elimination filter of the antenna duplexer, the capacitances C 4 and C 4 are adjusted so that the reflection phase is open in the pass band of the band pass filter on the receiving side.
5, and adjusts the phase at π type low-pass filter inductance L 2. FIG. 12 shows the pass characteristics of this band elimination filter. In FIG. 12, the horizontal axis represents frequency, the left vertical axis represents insertion loss (dB),
The vertical axis on the right side shows the return loss (dB).
【０００５】また、曲線（イ）は通過特性Ｓ2 1 を示
し、曲線（ロ）は反射特性Ｓ1 1 を示している。曲線
（イ）のＡは通過域を示し、また、Ｂは減衰域を示して
いる。図１３は、周波数領域を広げた場合（５００〜３
０００ＭＨｚ）の通過特性を示している。[0005] A curve (a) shows the pass characteristic S 2 1, curve (b) shows the reflection characteristic S 1 1. A of the curve (a) indicates a pass band, and B indicates an attenuation band. FIG. 13 shows a case where the frequency domain is expanded (500 to 3).
000 MHz).
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】かかる従来例のバンド
エリミネーションフィルタの通過特性において、図１３
に示すように、送信側のバンドエリミネーションフィル
タで重要な送信波の通過帯域の２倍，３倍（２ｆ0 ，３
ｆ0 ）の周波数における減衰量が不足している。そこ
で、この送信波の通過帯域の２倍，３倍（２ｆ0 ，３ｆ
0 ）の周波数における減衰量を改善するために、図１４
及び図１５に示すような方法をとっていた。FIG. 13 shows the pass characteristics of such a conventional band elimination filter.
As shown in (2), the band elimination filter on the transmitting side doubles and triples the pass band of the important transmission wave (2f 0 , 3
The attenuation at the frequency f 0 ) is insufficient. Therefore, the transmission band is twice or three times (2f 0 , 3f)
In order to improve the attenuation at the frequency 0 ), FIG.
And a method as shown in FIG.
【０００７】すなわち、図１４においては、送信側端子
ＴＸ側に、さらにキャパシタンスＣ9 及びインダクタン
スＬ3 からなるローパスフィルタを挿入し、アンテナ端
子ＡＮＴ側のローパスフィルタ（キャパシタンスＣ4 ，
Ｃ5 、インダクタンスＬ2 ）ではローパス機能の足りな
い分を補足して、通過帯域の２倍，３倍（２ｆ0 ，３ｆ
0 ）の周波数における減衰量を改善していた。また、図
１５においては、アンテナ端子ＡＮＴ側に、さらにキャ
パシタンスＣ9 ，Ｃ1 0 、インダクタンスＬ3 からなる
ローパスフィルタを挿入し、図１４の場合と同様に、ロ
ーパスフィルタ（キャパシタンスＣ4 ，Ｃ5 、インダク
タンスＬ2 ）ではローパス機能の足りない分を補足し
て、通過帯域の２倍，３倍（２ｆ0 ，３ｆ0 ）の周波数
における減衰量を改善していた。That is, in FIG. 14, a low-pass filter having a capacitance C 9 and an inductance L 3 is further inserted into the transmitting-side terminal TX, and a low-pass filter (capacitance C 4 ,
C 5 and inductance L 2 ) supplement the lack of the low-pass function and double or triple the pass band (2f 0 , 3f).
The attenuation at the frequency of 0 ) was improved. Further, in FIG. 15, the antenna terminal ANT side, further capacitance C 9, C 1 0, and insert the low-pass filter consisting of inductance L 3, as in the case of FIG. 14, a low pass filter (capacitance C 4, C 5 In addition, the inductance L 2 ) supplements the lack of the low-pass function and improves the attenuation at frequencies twice and three times (2f 0 , 3f 0 ) the passband.
【０００８】しかしながら、図１４及び図１５において
は、通過帯域の２倍，３倍（２ｆ0，３ｆ0 ）の周波数
における減衰量を改善することができるものの、複数の
部品からなるローパスフィルタをさらに追加するため
に、部品点数が増え、また、サイズも大きくなるという
問題があった。また、スプリアス特性を改善するため、
ローパスフィルタのカットオフ周波数を下げると、通過
特性（挿入損失）を悪化させてしまう。However, in FIGS. 14 and 15, although the attenuation at frequencies twice and three times (2f 0 , 3f 0 ) the passband can be improved, a low-pass filter including a plurality of components is further added. There is a problem that the number of parts increases and the size also increases due to the addition. Also, to improve spurious characteristics,
If the cutoff frequency of the low-pass filter is reduced, the pass characteristics (insertion loss) will be deteriorated.
【０００９】本発明は上述の点に鑑みて提供したもので
あって、通過特性（挿入損失）を悪化させることなくス
プリアス特性を改善し、しかも、高性能化、小型化、安
価化を図ることを目的とした誘電体フィルタを提供する
ものである。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above circumstances, and has an object to improve spurious characteristics without deteriorating transmission characteristics (insertion loss), and to achieve higher performance, smaller size, and lower cost. It is intended to provide a dielectric filter aimed at.
【００１０】[0010]
【課題を解決するための手段】本発明は、誘電体同軸共
振器とπ型のローパスフィルタを用いて所定の周波数帯
域を阻止ないし通過させる誘電体フィルタにおいて、上
記ローパスフィルタを構成するコンデンサに、所定の周
波数で直列共振する積層チップコンデンサを用いてい
る。The present invention SUMMARY OF], in a dielectric filter which prevents or passes a predetermined frequency band using a low-pass filter of the derivative collector coaxial resonator and the π-type, the capacitor constituting the low pass filter A multilayer chip capacitor that resonates in series at a predetermined frequency is used.
【００１１】[0011]
【作用】本発明によれば、誘電体同軸共振器とπ型のロ
ーパスフィルタを用いて所定の周波数帯域を阻止ないし
通過させる誘電体フィルタにおいて、上記ローパスフィ
ルタを構成するコンデンサに、所定の周波数で自己直列
共振が起きる積層チップコンデンサを用いていること
で、挿入損失を悪化させずに所望の周波数のスプリアス
特性を改善することができる。しかも、従来のようにさ
らにローパスフィルタを付加しないために、フィルタを
小型化することができるものである。According to the present invention, in the dielectric filter which prevents or passes a predetermined frequency band using a low-pass filter of the derivative collector coaxial resonator and the π-type, the capacitor constituting the low-pass filter, a predetermined frequency By using a multilayer chip capacitor in which self-series resonance occurs, it is possible to improve spurious characteristics at a desired frequency without deteriorating insertion loss. In addition, since a low-pass filter is not added as in the related art, the size of the filter can be reduced.
【００１２】[0012]
【実施例】（参考例１） 以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。な
お、本発明の実施例を説明する前に本発明の参考となる
参考例について説明する。図１は従来と同様のバンドエ
リミネーションフィルタとバンドパスフィルタからなる
アンテナ共用器の回路図を示している。尚、従来と同じ
部材は同じ番号を付して説明を省略する。 (Embodiment 1) Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. What
Before the description of the embodiments of the present invention, it is helpful for the present invention.
A reference example will be described. FIG. 1 shows a circuit diagram of an antenna duplexer including a band elimination filter and a band-pass filter similar to those in the related art. Incidentally, the same members as the conventional will be omitted with denoted by the same numbers.
【００１３】すなわち、本参考例では、バンドエリミネ
ーションフィルタ側のローパスフィルタを構成している
インダクタンスＬ2 と並列にコンデンサＣ0 を接続した
ものである。そして、インダクタンスＬ2 とコンデンサ
Ｃ0 との並列共振周波数を通過帯域の２倍、３倍の周波
数（２ｆ0 ，３ｆ0 ）になるようにコンデンサＣ0 の容
量値を設定している。並列共振周波数を通過帯域の２
倍、３倍の周波数（２ｆ0 ，３ｆ0 ）として、その並列
共振周波数に対するインピーダンスが開放（オープン）
となり、通過帯域の２倍、３倍の周波数（２ｆ0 ，３ｆ
0 ）におけるスプリアス特性を減衰させることができ、
スプリアス特性を改善することができる。[0013] That is, in the present embodiment is obtained by connecting a capacitor C 0 in parallel with the inductance L 2 constituting a band elimination filter side of the low-pass filter. Then, the set inductance L 2 and 2 times the passband parallel resonance frequency of the capacitor C 0, the capacitance of the capacitor C 0 to be three times the frequency (2f 0, 3f 0). Set the parallel resonance frequency to 2
Double and triple the frequency (2f 0 , 3f 0 ), the impedance to the parallel resonance frequency is open.
And the frequency (2f 0 , 3f) twice and three times the pass band
0 ) can attenuate the spurious characteristics,
The spurious characteristics can be improved.
【００１４】（参考例２） 図２は参考例２を示し、本参考例では、インダクタンス
Ｌ1 と並列にコンデンサＣ0 を接続したものである。本
参考例においても、先の参考例と同様に、インダクタン
スＬ1 とコンデンサＣ0 との並列共振周波数を通過帯域
の２倍、３倍の周波数（２ｆ0 ，３ｆ0 ）になるように
コンデンサＣ0 の容量値を設定している。これにより、
スプリアス特性を改善することができる。[0014] (Reference Example 2) Figure 2 shows a reference example 2, the present embodiment is obtained by connecting a capacitor C 0 in parallel with the inductance L 1. Book
Also in reference example, as in the previous reference example, the inductance L 1 and 2 times the passband parallel resonance frequency of the capacitor C 0, 3 times the frequency (2f 0, 3f 0) capacitor C 0 to be Is set. This allows
The spurious characteristics can be improved.
【００１５】図３及び図４は、従来例の図１２及び図１
３に対応した参考例１，２における通過特性を示し、図
４に示すように、３０００ＭＨｚの近傍においてＬＣの
並列共振が行われ、通過帯域の２倍、３倍の周波数（２
ｆ0 ，３ｆ0 ）におけるスプリアス特性を従来より多く
減衰させている。尚、図３において、従来の場合と同様
に、曲線（イ）は通過特性Ｓ2 1 を示し、曲線（ロ）は
反射特性Ｓ1 1 を示している。曲線（イ）のＡは通過域
を示し、また、Ｂは減衰域を示している。FIGS. 3 and 4 show conventional examples shown in FIGS.
FIG. 4 shows pass characteristics in Reference Examples 1 and 2 corresponding to No. 3 and, as shown in FIG. 4, parallel resonance of LC is performed near 3000 MHz, and the frequency (2
f 0 , 3f 0 ) are attenuated more than before. In FIG. 3, as in the prior art, the curve (a) shows the pass characteristic S 2 1, curve (b) shows the reflection characteristic S 1 1. A of the curve (a) indicates a pass band, and B indicates an attenuation band.
【００１６】（参考例３） ところで、図５は２個の誘電体同軸共振器１，２を用い
た２段のバンドパスフィルタの回路図を示している。か
かるバンドパスフィルタの場合でも、図６に示すよう
に、インダクタンスＬ1 と並列に並列共振させるコンデ
ンサＣ3 を接続し、その値を先の参考例と同様に設定す
ることで、スプリアス特性の改善を図ることができる。 Reference Example 3 FIG. 5 shows a circuit diagram of a two-stage band-pass filter using two dielectric coaxial resonators 1 and 2. Even in the case of such a bandpass filter, as shown in FIG. 6, and a capacitor C 3 to parallel resonance in parallel with the inductance L 1, by setting the value as in the previous reference example, improved spurious characteristics Can be achieved.
【００１７】（参考例４） 図７は参考例４を示し、バンドパスフィルタにおいて、
外部回路との結合にインダクタンスＬ1 を使用している
場合である。かかる場合でも、上記インダクタンスＬ1
と並列にコンデンサＣ3 を接続し、その値を先の参考例
と同様に設定することで、スプリアス特性の改善を図る
ことができる。(Embodiment 4 ) FIG. 7 shows Embodiment 4 in which a band-pass filter is used.
The coupling with an external circuit is when using the inductance L 1. Even in such a case, the inductance L 1
And connecting a capacitor C 3 in parallel, by setting the value as in the previous reference example <br/>, it is possible to improve the spurious characteristics.
【００１８】なお、上記の各参考例では、２段のバンド
エリミネーションフィルタ、２段のバンドパスフィルタ
の場合について説明したが、段数には限定されず、３段
以上のフィルタの場合にも適用できるものである。ま
た、アンテナ共用器にかかわらず、バンドエリミネーシ
ョンフィルタの単独構成や、バンドエリミネーションフ
ィルタ、バンドパスフィルタ、ローパスフィルタ、ハイ
パスフィルタ等の組み合わせた場合にも適用できるもの
である。In each of the above embodiments , the case of a two-stage band elimination filter and a two-stage band-pass filter has been described. However, the present invention is not limited to the number of stages, and is suitable for a filter of three or more stages. It can be used. Further, regardless of the antenna duplexer, either alone configuration of and a band elimination filter, in which a band elimination filter, a band-pass filter, a low pass filter, even when combined, such as a high-pass filter can be applied.
【００１９】（実施例） 次に本発明の実施例について説明する。 図８は本発明の
実施例を示し、３個の誘電体同軸共振器１〜３を用いた
３段のバンドエリミネーションフィルタの回路図を示し
ている。尚、Ｃ1 〜Ｃ6 はキャパシタンスである。ここ
で、共振器間を接続する１／４波長伝送線路と同機能を
実現しているインダクタンスＬ2 とキャパシタンスＣ
5 ，Ｃ6 と、またインダクタンスＬ1 、コンデンサＣ
4 ，Ｃ5 からなるπ型のローパスフィルタ機能を利用し
て、通過帯域の２倍、３倍の周波数（２ｆ0 ，３ｆ0 ）
におけるスプリアス特性を改善を図っている。(Embodiment ) Next, an embodiment of the present invention will be described. Figure 8 shows a <br/> embodiment of the present invention shows a circuit diagram of a band elimination filter three stages using three dielectric coaxial resonators 1-3. Note that C 1 to C 6 are capacitances. Here, the inductance L 2 and the capacitance C, which realize the same function as the 伝 送 wavelength transmission line connecting the resonators, are used.
5 , C 6 , inductance L 1 , capacitor C
Using a π-type low-pass filter function consisting of 4 and C 5 , the frequency (2f 0 , 3f 0 ) twice or three times the pass band
To improve the spurious characteristics.
【００２０】ところが、従来では、図８に示すキャパシ
タンスＣ4 〜Ｃ6 は、誘電体からなるベース基板に電極
膜を形成して構成していたために、十分な容量値がとれ
ず、スプリアス特性を一層抑制しようとする場合には無
理があった。そこで、本実施例では、キャパシタンスＣ
4 〜Ｃ6 のいずれか、あるいは全てに積層チップコンデ
ンサを使用するようにしたものである。Conventionally, however, the capacitances C 4 to C 6 shown in FIG. 8 are not formed by forming an electrode film on a base substrate made of a dielectric material. There was no way to further curb the situation. Therefore, in this embodiment, the capacitance C
Either 4 -C 6, or is obtained by the use of multilayer chip capacitors all.
【００２１】積層チップコンデンサは、その構造上、直
列共振が生じる。そこで、スプリアス特性を抑制する周
波数で自己共振させることで、挿入損失を悪化させずに
所望の周波数のスプリアス特性を改善することができ
る。また、図９は２段のバンドエリミネーションフィル
タの回路図を示し、位相調整用のキャパシタンスＣ5 に
積層チップコンデンサを用いた場合を示している。In a multilayer chip capacitor, series resonance occurs due to its structure. Therefore, by performing self-resonance at a frequency that suppresses spurious characteristics, spurious characteristics at a desired frequency can be improved without deteriorating insertion loss. Further, FIG. 9 shows a circuit diagram of a band elimination filter in two stages, shows a case of using a multilayer chip capacitor to the capacitance C 5 for phase adjustment.
【００２２】図１０は、積層チップコンデンサの容量値
と共振周波数との関係を示す図であり、図示するよう
に、積層チップコンデンサの容量によって自己共振周波
数が異なるので、落としたい周波数の容量を選択して使
用する。図８及び図９の実施例の場合には、積層チップ
コンデンサを用いたキャパシタンスＣ6 ，Ｃ5 の各両端
間に直列共振を起こして各両端間を短絡することによ
り、挿入損失を悪化させずにスプリアス特性の改善を図
っている。FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the capacitance value of the multilayer chip capacitor and the resonance frequency. As shown in the figure, the self-resonance frequency differs depending on the capacitance of the multilayer chip capacitor. To use. In the case of the embodiment shown in FIGS. 8 and 9, a series resonance is caused between both ends of the capacitances C 6 and C 5 using the multilayer chip capacitor to short-circuit each end, so that the insertion loss is not deteriorated. The spurious characteristics are improved.
【００２３】例えば、実験結果において、図８のキャパ
シタンスＣ4 〜Ｃ6 をベース基板の電極膜間で取った場
合には、通過帯域の２倍の周波数での減衰量は２５ｄＢ
であったのが、キャパシタンスＣ4 〜Ｃ6 のいずれか、
あるいは全てに積層チップコンデンサを使用した場合に
は、通過帯域の２倍の周波数での減衰量は３３ｄＢであ
った。For example, in the experimental results, when the capacitances C 4 to C 6 of FIG. 8 are set between the electrode films of the base substrate, the attenuation at a frequency twice the passband is 25 dB.
Was one of the capacitances C 4 to C 6 ,
Alternatively, when a multilayer chip capacitor was used for all, the attenuation at a frequency twice the passband was 33 dB.
【００２４】尚、本実施例では、２段又は３段のバンド
エリミネーションフィルタの場合について説明したが、
入出力端間の伝送線路とアースラインとの間にコンデン
サが接続されているフィルタを構成する場合には、バン
ドエリミネーションフィルタに限らず、あらゆるフィル
タに本発明を適用できるものである。また、誘電体同軸
共振器の段数にも限定されず、３段以上の場合にも適用
できる。In this embodiment, the case of a two-stage or three-stage band elimination filter has been described.
When a filter in which a capacitor is connected between a transmission line between an input / output end and an earth line is configured, the present invention is applicable not only to a band elimination filter but also to any filter. Further, the present invention is not limited to the number of stages of the dielectric coaxial resonator, and can be applied to a case of three or more stages.
【００２５】[0025]
【発明の効果】本発明によれば、誘電体同軸共振器とπ
型のローパスフィルタを用いて所定の周波数帯域を阻止
ないし通過させる誘電体フィルタにおいて、上記ローパ
スフィルタを構成するコンデンサに、所定の周波数で自
己直列共振が起きる積層チップコンデンサを用いている
ことで、挿入損失を悪化させずに所望の周波数のスプリ
アス特性を改善することができる。しかも、従来のよう
にさらにローパスフィルタを付加しないために、フィル
タを小型化することができるものである。According to the present invention, derivative collector coaxial resonator and π
In a dielectric filter that blocks or passes a predetermined frequency band using a low-pass filter of a type, a multilayer chip capacitor that causes self-series resonance at a predetermined frequency is used as a capacitor constituting the low-pass filter. It is possible to improve spurious characteristics at a desired frequency without deteriorating loss. In addition, since a low-pass filter is not added as in the related art, the size of the filter can be reduced.
【図１】本発明の参考例１のアンテナ共用器の回路図で
ある。FIG. 1 is a circuit diagram of an antenna duplexer according to Embodiment 1 of the present invention.
【図２】本発明の参考例２のアンテナ共用器の回路図で
ある。FIG. 2 is a circuit diagram of an antenna duplexer according to Embodiment 2 of the present invention.
【図３】本発明の参考例の通過特性及び反射損失を示す
図である。FIG. 3 is a diagram showing transmission characteristics and reflection loss of a reference example of the present invention.
【図４】本発明の参考例の通過特性を示す図である。FIG. 4 is a diagram illustrating transmission characteristics of a reference example of the present invention.
【図５】本発明の参考例３のバンドパスフィルタの回路
図である。FIG. 5 is a circuit diagram of a bandpass filter according to Embodiment 3 of the present invention.
【図６】本発明の参考例３のバンドパスフィルタの回路
図である。FIG. 6 is a circuit diagram of a bandpass filter according to Embodiment 3 of the present invention.
【図７】本発明の参考例４のバンドパスフィルタの回路
図である。FIG. 7 is a circuit diagram of a bandpass filter according to Embodiment 4 of the present invention.
【図８】本発明の実施例のバンドエリミネーションフィ
ルタの回路図である。8 is a circuit diagram of a band elimination filter embodiments of the present invention.
【図９】本発明の実施例のバンドエリミネーションフィ
ルタの回路図である。9 is a circuit diagram of a band elimination filter embodiments of the present invention.
【図１０】本発明の実施例の積層チップコンデンサの容
量と自己共振周波数の関係を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the capacitance and the self-resonant frequency of the multilayer chip capacitor according to the embodiment of the present invention.
【図１１】従来例のアンテナ共用器の回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram of a conventional antenna duplexer.
【図１２】従来例の通過特性及び反射損失を示す図であ
る。FIG. 12 is a diagram showing transmission characteristics and reflection loss of a conventional example.
【図１３】従来例の通過特性を示す図である。FIG. 13 is a diagram showing pass characteristics of a conventional example.
【図１４】他の従来例のアンテナ共用器の要部回路図で
ある。FIG. 14 is a main part circuit diagram of another conventional antenna duplexer.
【図１５】更に他の従来例のアンテナ共用器の回路図で
ある。FIG. 15 is a circuit diagram of still another conventional antenna duplexer.
１〜３ 誘電体同軸共振器 Ｌ2 インダクタンス Ｃ0 コンデンサ1-3 dielectric coaxial resonators L 2 the inductance C 0 capacitor
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−249401（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−262304（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−181205（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−206707（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−91501（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−801（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−16802（ＪＰ，Ａ) 実開 平３−117910（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H01P 1/205 H01P 1/212 H01P 1/213──────────────────────────────────────────────────続 き Continuation of front page (56) References JP-A-4-249401 (JP, A) JP-A-3-262304 (JP, A) JP-A-3-181205 (JP, A) JP-A-5-181205 206707 (JP, A) JP-A-4-91501 (JP, A) JP-A-4-801 (JP, A) JP-A-2-16802 (JP, A) JP-A-3-117910 (JP, U) (58) Field surveyed (Int.Cl. 6 , DB name) H01P 1/205 H01P 1/212 H01P 1/213
Claims (1)
ルタを用いて所定の周波数帯域を阻止ないし通過させる
誘電体フィルタにおいて、上記ローパスフィルタを構成
するコンデンサに、所定の周波数で直列共振する積層チ
ップコンデンサを用いたことを特徴とする誘電体フィル
タ。 1. A dielectric filter for blocking or passing a predetermined frequency band using a dielectric coaxial resonator and a π-type low-pass filter, wherein a laminated body that performs series resonance at a predetermined frequency on a capacitor constituting the low-pass filter. A dielectric filter using a chip capacitor .
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8748897A JP2853702B2 (en) | 1997-03-21 | 1997-03-21 | Dielectric filter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8748897A JP2853702B2 (en) | 1997-03-21 | 1997-03-21 | Dielectric filter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
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| JPH1028005A JPH1028005A (en) | 1998-01-27 |
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