JP2700746B2 - Frequency hopping communication system - Google Patents

Frequency hopping communication system

Info

Publication number
JP2700746B2
JP2700746B2 JP31231792A JP31231792A JP2700746B2 JP 2700746 B2 JP2700746 B2 JP 2700746B2 JP 31231792 A JP31231792 A JP 31231792A JP 31231792 A JP31231792 A JP 31231792A JP 2700746 B2 JP2700746 B2 JP 2700746B2
Authority
JP
Grant status
Grant
Patent type
Prior art keywords
frequency
signal
circuit
communication system
frequency hopping
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
JP31231792A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JPH06164537A (en )
Inventor
繁 冨里
博 鈴木
Original Assignee
エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Grant date

Links

Description

【発明の詳細な説明】 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】 [0001]

【産業上の利用分野】本発明はディジタル無線通信に利用する。 The present invention relates to use in a digital radio communication. 本発明はスペクトラム拡散通信に利用する。 The present invention utilizes the spread spectrum communication. 本発明は移動無線通信に利用するに適する。 The present invention is suitable for use in mobile radio communications. 本発明は、入力変調信号のシンボル系列のうちの1シンボルをK個(Kは2以上の整数)の時系列的に変化するキャリヤ周波数により変調して、Kチップの被変調信号として送信する周波数ホッピング通信方式の改良に関する。 The present invention modulates the series varying the carrier frequency when one symbol K pieces (K is an integer of 2 or more) of the symbol sequence of the input modulated signal, a frequency to be transmitted as a modulated signal of K chips It relates to an improvement of the hopping communication system. 「チップ」とはK個に分割され一つの周波数で変調された信号の一つをいう。 Refers to one of the modulated signals at one frequency is divided into K a "chip". 特に、本発明はコヒーレント検波を行う周波数ホッピング通信方式に関する。 In particular, the present invention relates to a frequency hopping communication system that performs coherent detection.

【0002】 [0002]

【従来の技術】移動無線通信では伝送路のフェージング変動があり、妨害波の干渉に対する対策が必要であり、 BACKGROUND OF THE INVENTION In mobile radio communication has fading fluctuation in the transmission path, it is necessary to take measures against interference of the interference wave,
スペクトラム拡散通信方式はこのためにきわめて有効な方式と考えられている。 Spread spectrum communication system is considered a very effective method for this. スペクトラム拡散通信方式はその周波数占有帯域幅は大きいが、スペクトラム拡散通信方式では通信品質を向上することができるから、スペクトラム拡散通信方式による通信回線を多重利用することにより、結果的に周波数資源の有効利用をはかることができる。 Although spread spectrum communication system is the frequency occupied bandwidth is large, because in spread spectrum communication system can improve the communication quality, by multiplexing utilizing a communication line by a spread spectrum communication system, resulting in effective frequency resources it is possible to measure use.

【0003】スペクトラム拡散通信方式は、直接拡散(Direct Sequence, DS)方式と周波数ホッピング(Frequency Hopping, FH)方式に大別することができる。 [0003] spread spectrum communication method, direct spread (Direct Sequence, DS) system and frequency hopping (Frequency Hopping, FH) can be broadly divided into systems. このうち周波数ホッピング方式は、さらに情報1 Among frequency hopping further information 1
シンボルで1回以上周波数ホッピングする高速周波数ホッピング(FFH,Fast FH)方式と、数シンボル以上の信号をもとにして形成されたバースト信号ごとに周波数ホッピングする低速周波数ホッピング(SFH,Sl Fast frequency hopping frequency hopping least once a symbol (FFH, Fast FH) scheme and, slow frequency hopping frequency hopping for each burst signal formed based on more than a few symbols of the signal (SFH, Sl
ow FH)に分類される。 It is classified as ow FH). 周波数ホッピング方式は周波数が転換するごとに周波数ダイバーシチ効果が得られることから符号誤り率の小さい方式を実現することができる。 Frequency hopping can be realized a small scheme with code error rate because the frequency diversity effect can be obtained each time the frequency is converted. 特に、高速周波数ホッピング方式では1シンボル毎の周波数ダイバーシチ効果によりきわめて品質の高い伝送路を実現することができる。 In particular, it is possible to achieve very high quality transmission path by the frequency diversity effect of each symbol is a fast frequency hopping.

【0004】図11は従来例送信装置のブロック構成図である。 [0004] Figure 11 is a block diagram of a conventional transmission apparatus. 端子Iにはシンボル系列の入力変調信号が与えられる。 The terminal I is given an input modulation signal symbol sequence. 周波数制御回路FCONTにより制御される周波数シンセサイザLTから発生するキャリヤ周波数によりミキサMIXで変調される。 It is modulated by the mixer MIX by a carrier frequency generated from the frequency synthesizer LT controlled by frequency control circuit FCONT. このシンセサイザLTは入力変調信号の1シンボル期間にK個の異なる周波数を所定の順序で発生する。 The synthesizer LT generates K different frequencies to one symbol period of the input modulated signal in a predetermined sequence. ミキサMIXの出力は帯域濾波器BPFを通過してアンテナから送信される。 The output of the mixer MIX is transmitted from an antenna passes through the bandpass filter BPF. 送信される被変調信号は1シンボルがKチップからなる信号である。 The modulated signal to be transmitted is a signal one symbol consists of K chips. いまかりにK=4とすると、1シンボル期間にキャリヤ周波数は、f 1 、f 2 、f 3 、f 4と転換する。 If now assumed as K = 4, the carrier frequency is in one symbol period, to transform the f 1, f 2, f 3 , f 4.

【0005】図12は従来例受信装置のブロック構成図である。 [0005] FIG. 12 is a block diagram of a conventional reception apparatus. この例はK=4の場合の受信装置を示す。 This example shows the receiving apparatus when the K = 4. アンテナに受信された上記送信装置の信号は、4個のミキサMIX 1 〜MIX 4に分割して供給される。 Signal of the transmission apparatus received by the antenna is supplied divided into four mixers MIX 1 ~MIX 4. この4個のミキサMIX 1 〜MIX 4にはそれぞれローカル周波数としてf 1 +f IF 、f 2 +f IF 、f 3 +f IF 、f 4 +f The four mixers MIX 1 ~MIX 4 to f 1 + f IF as a local frequency, respectively, f 2 + f IF, f 3 + f IF, f 4 + f
IFが供給されている。 IF is supplied. ここにf IFは中間周波数である。 Here f IF is an intermediate frequency.
ミキサMIXの出力は中間周波数を通過させる帯域通過濾波器BPFを通り、相関検波回路CORおよび二乗回路により二乗検波されて各チップ対応の信号レベルを取り出し、合成回路Σで1シンボルにわたるこのチップの信号レベル和をとって検波出力とする。 The output of the mixer MIX passes through the band-pass filter BPF which passes an intermediate frequency, correlation detection circuit COR and are square-law detection by squaring circuit takes out a signal level of each chip corresponding signal of the chip over one symbol combining circuit Σ the detection output by taking the level sum.

【0006】このような従来例装置では、送信装置のシンセサイザLTが発生するK個の異なるキャリヤ周波数はそのホッピングの時点でその位相が連続になるように制御されていない。 [0006] In such a conventional apparatus, K number of different carrier frequencies which synthesizer LT occurs in the transmitting apparatus that phase is not controlled to be continuous at the point of its hopping. かりにそのキャリヤ周波数の位相が連続になるように制御されているとしても、受信装置では復調のためのローカル周波数は受信されたキャリヤ周波数に周波数同期をとるが位相同期をとっていない。 Even if the phase of the carrier frequency is controlled to be continuous, a local frequency for demodulation in the receiver take the frequency synchronization to the received carrier frequency not taking the phase synchronization. つまり、上述の従来例装置はノンコヒーレントである。 That is, conventional apparatus described above is non-coherent. これは実際の移動無線通信方式では、一般に伝送路のフエージング変動周期が短いので、受信されたキャリヤ周波数の位相同期をとることはむつかしく、従来から受信装置のローカル周波数は送信装置のキャリヤ周波数に位相同期されずに利用されている。 In this practical mobile radio communication systems, since the general fading fluctuation cycle of the transmission path is short, taking the phase synchronization of the received carrier frequency is Mutsukashiku, the carrier frequency of the local frequency transmission device of the receiver from conventional It has been used without being phase-locked.

【0007】 [0007]

【発明が解決しようとする課題】送信キャリヤ周波数を発生する送信装置のシンセサイザLTで、K個の異なるキャリヤ周波数についてそのホッピング時点で位相が連続になるように制御することは容易に実現することができる。 [SUMMARY OF THE INVENTION In synthesizer LT of the transmission apparatus for generating a transmit carrier frequency, it is easily realized by controlling so that the phase becomes continuous at the hopping time for K different carrier frequencies it can. そして、受信装置のローカル周波数を受信信号から得られる送信側のキャリヤ周波数に位相同期をとって検波を行うコヒーレント検波を行うことは考えられるとしても、それはなかなか困難なことであり、それを実現してコヒーレント検波を行う具体的な回路は検討されていなかった。 Then, even if it is considered to perform coherent detection for performing a detection taking phase synchronize the local frequency of the receiver to the carrier frequency of the transmitting side is obtained from the received signal, it is that quite difficult to realize it specific circuit for performing coherent detection Te has not been studied. 一般に、コヒーレント検波がノンコヒーレント検波より伝送特性がよいことは理論的に明らかであり、たとえばBPSK(Binary Phase Shift Keying)では、ノンコヒーレント検波はコヒーレント検波に比べて、同一誤り率を得るのにキャリヤ対雑音比(CNR, In general, it coherent detection is better transmission characteristics than non-coherent detection is theoretically apparent, in for example BPSK (Binary Phase Shift Keying), non-coherent detection as compared with the coherent detection, to obtain the same error rate carrier to-noise ratio (CNR,
Carrier to Noise Ratio) で理論的に6dB程度劣化することがわかっている。 Carrier to Noise Ratio) are theoretically found that the degradation of about 6dB in.

【0008】本発明はこのような背景に行われたものであって、実現可能な方法でコヒーレント検波を行うことができる周波数ホッピング方式を提供することを目的とする。 [0008] The present invention was made in such a background, and an object thereof is to provide a frequency hopping scheme which can perform coherent detection with feasible methods. 本発明は、スペクトラム拡散通信方式および周波数ホッピング方式の利点を有効に活用して、無線伝送路の品質を向上するとともに、周波数資源の有効利用をはかることを目的とする。 The present invention, by effectively using the advantages of the spread spectrum communication system and a frequency hopping scheme, as well as improve the quality of radio transmission path, and an object thereof is to improve the effective use of frequency resources.

【0009】 [0009]

【課題を解決するための手段】本発明は、送信装置では送信するK個のチップからなる信号のキャリヤ周波数の位相が各チップの周波数転換時点で連続であること、受信装置ではK個のチップからなる受信信号から復調される各チップに対応する複素包絡線を合成し、その合成出力からシンボル判定を行うことを特徴とする。 Means for Solving the Problems The present invention, the phase of the carrier frequency of the signal of K chips to be transmitted are continuous in the frequency conversion time of each chip in the transmitting apparatus, the K chips in the receiving device synthesizing the complex envelope corresponding to each chip is demodulated from the received signal consisting of, and performs symbol decision from the combined output. 複素包絡線を合成することにより、受信装置で受信されたキャリヤ周波数に位相同期をとらなくとも、これはコヒーレント検波を行うことであり、受信装置のローカル周波数が送信装置のキャリヤ周波数に位相同期されたことと等価になる。 By combining the complex envelope, without taking the phase synchronization with the carrier frequency received by the receiving device, which is to perform coherent detection, the local frequency of the receiver is phase-locked to the carrier frequency of the transmitter things and become equivalent.

【0010】すなわち本発明は、入力変調信号のシンボル系列のうちの1シンボルをK個(Kは2以上の整数) [0010] The present invention, K number one symbol of the symbol sequence of the input modulation signal (K is an integer of 2 or more)
の時系列的に変化するキャリヤ周波数により変調する変調回路を備えた送信装置と、この送信装置の送信信号を受信して前記K個の時系列的に変化するキャリヤ周波数に同期して時系列的に変化するローカル周波数により復調する復調回路を備えた受信装置とを備え、前記キャリヤ周波数および前記ローカル周波数はその周波数の変化時点で位相が連続であり、前記復調回路は、1シンボルに対応するK個の複素包絡線を入力とする合成回路(C Time series when a transmitting device including a modulation circuit for modulating the carrier frequency that varies series in synchronization with the carrier frequency which varies in time series received by the said K transmission signal of the transmission device a receiving device and having a demodulation circuit for demodulating the local frequency changes, the carrier frequency and the local frequency is continuous phase a change point of the frequency, the demodulating circuit corresponds to one symbol K combining circuit which receives the number of the complex envelope (C
SUM)と、この合成回路の出力からシンボルを判定する判定回路(DEC)とを含むことを特徴とする。 And SUM), characterized in that it comprises a determination circuit (DEC) symbols from the output of the combining circuit.

【0011】前記合成回路(CSUM)は最小二乗法により合成出力を演算する手段を含む構成とすることがよい。 [0011] The combining circuit (CSUM) good be configured to include a means for calculating the synthesized output by the least squares method.

【0012】前記K個の複素包絡線に前記合成回路(C [0012] The combining circuit in the K complex envelope (C
SUM)の入力前にそれぞれ複素係数(w 1 〜w K )を乗算する乗算回路(CM 1 〜CM K )と、前記判定回路(DEC)の入力および出力の差分を演算する差分回路(CSUB)と、この差分が小さくなるように前記複素係数を前記K個の複素包絡線に対応して発生する演算制御回路(CCONT)とを備える構成とすることがよい。 Each complex coefficient before input of SUM) (w 1 ~w K) and multiplies the multiplier circuit (CM 1 ~CM K), difference circuit for calculating the input and output difference of the decision circuit (DEC) (CSUB) When, it is possible to adopt a configuration and a calculation control circuit for generating the complex coefficient as the difference becomes smaller corresponding to the K complex envelope (Ccont).

【0013】前記演算制御回路(CCONT)は、前記送信装置からあらかじめ設定された信号パターンのトレーニング信号が送信されたときに前記複素係数の初期値を設定する手段を含む構成とすることができる。 [0013] The arithmetic control circuit (Ccont) may be configured to include a means for setting an initial value of said complex coefficient when the training signal of a preset signal pattern from said transmitting device is transmitted.

【0014】 [0014]

【作用】本発明の周波数ホッピング通信方式では、送信装置のキャリヤ周波数および受信装置のローカル周波数は、周波数ホッピングの変化時点でそれぞれ位相が連続になるように構成される。 [Action] In a frequency hopping communication system of the present invention, the local frequency of the carrier frequency and the receiver of the transmitting device is configured such that the phase is respectively continuous at the point of change frequency hopping. そして受信装置の復調回路は各チップ毎の複素包絡線を検出し、これを合成した合成出力からシンボル判定を行うので、位相まで配慮されたシンボル判定が行われていることになる。 The demodulation circuit of the receiving apparatus detects the complex envelope of each chip, since the symbol decision it from the synthesized composite output, so that the symbols determined that care is taken to phase being performed. すなわちコヒーレント検波されている。 That is, coherent detection.

【0015】この合成回路は最小二乗法を利用して各チップ毎の複素包絡線を一つの複素包絡線に合成することが便利である。 [0015] The combining circuit it is convenient to synthesize into one complex envelope of the complex envelope of each chip by using the least squares method. この合成回路の前に各複素包絡線に複素係数(重み係数に相当する)を乗算し、しかもその複素係数を受信信号により適応的に変化させることがよい。 Each complex envelope (corresponding to the weighting coefficient) complex coefficients multiplied by, yet it is possible to adaptively change the received signal of the complex coefficients before this combining circuit.
複素係数を受信信号により適応的に変化させることにより、フエージングや妨害があってもコヒーレント検波を継続させることができる。 By adaptively changing the received signals complex coefficients, may be even with fading and interference to continue coherent detection. この複素係数を適応的に変化させる場合に、その初期値は、送信装置からあらかじめ設定された信号パターンのトレーニング信号を送信し、 If to this change the complex coefficient adaptively, its initial value, and transmits a training signal of a preset signal pattern from a transmitting device,
そのトレーニング信号を受信したときの判定誤差から決定することが便利である。 It is convenient to determine the decision error when receiving the training signal.

【0016】 [0016]

【実施例】図1は本発明第一実施例送信装置のブロック構成図である。 DETAILED DESCRIPTION FIG. 1 is a block diagram of the first embodiment of the present invention the transmission device. 図2は同じく本発明第一実施例受信装置のブロック構成図である。 Figure 2 is a same block configuration diagram of the first embodiment of the present invention the receiving device. 図1を参照して、端子Iには入力変調信号のシンボル系列が与えられる。 Referring to FIG. 1, the terminal I is given symbol sequence modulated input signal. 周波数シンセサイザLTは、周波数制御回路FCONT−Tの制御にしたがって、入力変調信号の1シンボル期間にK個の時系列的に変化するキャリヤ周波数を発生する。 Frequency synthesizer LT, under the control of the frequency control circuit FCONT-T, generates the K time-series varying the carrier frequency in one symbol period of the input modulated signal. ミキサMIXTにより入力変調信号はこのキャリヤ周波数により変調され、1シンボル期間にKチップの送信信号を発生する。 Modulated input signal by the mixer MIXT is modulated by the carrier frequency to generate a transmission signal of K chips in a symbol period. この信号は帯域通過濾波器BPFTを通過してアンテナから送信される。 This signal is transmitted from the antenna through the band-pass filter BPFT.

【0017】図2でアンテナに受信されたこの信号は、 [0017] The signal received by the antenna in FIG. 2,
ミキサMIXRによりローカル周波数と混合され中間周波数f IFに変換される。 It is converted to an intermediate frequency f IF is mixed with a local frequency by the mixer MIXR. このローカル周波数は周波数制御回路FCONT−Rにより制御され、送信装置のキャリヤ周波数に同期して1シンボル期間にK個の時系列的に変化する周波数を発生する。 This local frequency is controlled by the frequency control circuit FCONT-R, to generate a frequency series varying time of K in one symbol period in synchronization with the carrier frequency of the transmitter. 送信装置の周波数シンセサイザが発生するK個の時系列的に変化するキャリヤ周波数が、 f 1 、f 2 、………、f Kであるとき、受信装置の周波数シンセサイザが発生するK個の時系列的に変化するローカル周波数は、 f 1 +f IF 、f 2 +f IF 、………、f K +f IFである。 The K time-series changing carrier frequency to the frequency synthesizer of the transmitter is generated, f 1, f 2, ......... , when a f K, K pieces of time-series frequency synthesizer of the receiver is generated local frequency varying manner is, f 1 + f IF, f 2 + f IF, ........., an f K + f IF. 以下この例ではK=4として説明する。 The following example is described as K = 4. ミキサMIXRの出力から帯域通過濾波器BPFRにより中間周波数f IFが選択されて、検波回路DETにより検波される。 Intermediate frequency f IF by the band-pass filter BPFR from the output of the mixer MIXR is selected, is detected by the detection circuit DET.

【0018】ここで、送信装置の周波数シンセサイザL [0018] In this case, frequency synthesizer L of the transmission device
Tおよび受信装置の周波数シンセサイザLRは、その周波数ホッピング毎の位相が保存され、あるいは連続であるところに本発明の特徴がある。 Frequency synthesizer LR of T and receiver, the frequency hopping for each phase is stored, or there is a feature of the present invention where a continuous. これは既知に周波数シンセサイザの技術により簡単に実現することができる。 This can be easily achieved by known as frequency synthesizer techniques.
例えば、周波数シンセサイザにROM(読出専用メモリ)を設け、このROMをクロック信号により読出し、 For example, ROM (the read-only memory) provided in the frequency synthesizer reads the ROM by the clock signal,
その読出出力をディジタル・アナログ変換回路によりアナログ信号に変換する回路を利用する構成とし、そのR A configuration that utilizes a circuit that converts an analog signal of the read output by the digital-to-analog converter, the R
OMにあらかじめ出力周波数の位相がその位相転換時点で連続になるようにデータを記憶しておくことにより実現することができる。 Phase advance output frequency OM can be realized by storing the data to be continuous at the phase transformation point.

【0019】さらに本発明の特徴は検波回路DETにある。 Furthermore feature of the present invention lies in the detection circuit DET. 図3は本発明第一実施例装置の検波回路DETのブロック構成図である。 Figure 3 is a block diagram of the detection circuit DET of the first embodiment of the present invention device. 図3は図2の検波回路DETの部分の具体的なブロック構成図である。 Figure 3 is a specific block diagram of a portion of the detection circuit DET of FIG. 端子I Dには図2 The terminal I D 2
の帯域通過濾波器BPFRの出力信号I Dが入力する。 The output signal I D of band-pass filter BPFR of inputs.
この信号I Dは検波器IQDにより準同期検波されて複素包絡線が抽出される。 The signal I D is the complex envelope is extracted is quasi-synchronized detection by detector IQD. この複素包絡線はスイッチSW The complex envelope switch SW
によりK個のチップ毎に分断されK個(この例ではK= The K is divided for each K chips by (in this example K =
4)のメモリCMEMに分配蓄積される。 Are distributed stored in the memory CMEM 4). このスイッチSWは図2の周波数制御回路FCONT−Rから発生するスイッチ制御信号SWCによりローカル周波数の転換に同期して制御される。 The switch SW is controlled in synchronization with the conversion of the local frequency by the switch control signal SWC which is generated from the frequency control circuit FCONT-R of FIG.

【0020】メモリCMEMに蓄積された複素包絡線r [0020] stored in the memory CMEM the complex envelope r
1 、r 2 、r 3 、r 4は複素係数w 1 、w 2 、w 3 、w 1, r 2, r 3, r 4 is the complex coefficient w 1, w 2, w 3 , w
4と複素乗算器CM1〜CM4で乗算され、その乗積信号は合成回路CSUMで合成される。 It is multiplied by 4 and the complex multiplier CM1~CM4, the product signals are combined by the combining circuit CSUM. 複素係数w 1 、w Complex coefficients w 1, w
2 、w 3 、w 4は重み係数に相当する。 2, w 3, w 4 corresponds to the weighting factor. この合成回路C The synthesis circuit C
SUMには最小二乗法を演算する関数が設定されていて、最小二乗法を利用して合成出力を演算する。 The SUM have been set functions for computing the least squares method, calculates the combined output using the least squares method. すなわち4個の複素包絡線から最小二乗法により一つの複素包絡線を演算する。 That calculates a single complex envelope by the least square method from four complex envelope. この合成回路CSUMの出力に現れる合成出力y iを判定回路DECにより判定して復調出力d iを得る。 Obtaining a demodulated output d i a synthesized output y i at the output of the combining circuit CSUM determination to the determination circuit DEC.

【0021】ここで複素係数w 1 、w 2 、w 3 、w [0021] Here, the complex coefficient w 1, w 2, w 3 , w
4は、受信信号により適応的にその値が制御される。 4 is adaptively its value is controlled by the received signal. すなわち、判定回路DECの入力および出力の差分e iを減算器CSUBでとり、その差分e iが最小になるように、理想的には零になるように、演算制御回路CCON That takes a difference e i of the input and output of the decision circuit DEC in the subtractor CSUB, as the difference e i is minimized, so as to be zero ideally, the arithmetic control circuit CCON
Tで演算される。 It is calculated at T. この差分e iが零であることは判定回路DECの判定誤差がないことであり、判定誤差がないように複素係数w 1 、w 2 、w 3 、w 4を自動制御することにより、伝送路の状態変化に対して適応的に最良の受信状態を維持することができる。 This difference e i is zero is that there is no decision error of the decision circuit DEC, the complex coefficients w 1 so as not decision error, w 2, w 3, by the w 4 automatically controlling the transmission path it can adaptively maintain the best receiving state against state change.

【0022】この複素係数w 1 、w 2 、w 3 、w 4はこのように受信装置の動作中に受信信号に対して適応的に変動する値であるが、受信装置の起動時やリセット時には、この複素係数の初期値はトレーニング信号により設定する。 [0022] This complex coefficient w 1, w 2, w 3 , w 4 is a value that varies adaptively to the received signal during operation of the receiver thus, the startup and reset of the receiver the initial value of the complex coefficient is set by the training signal. トレーニング信号はあらかじめ設定されたパターンの信号であればどんなパターンの信号であってもよい。 Training signal may be a signal of any pattern if the signal of the pattern that has been set in advance. 最も簡単には「1」と「0」との繰り返し信号であるが、一般には同期がずれたことをはっきり確認できるようにもう少し複雑なPN信号を利用する。 But the most simple is a repeat signal of "0" and "1", generally makes use of a more complex PN signal so you can see clearly that the synchronization is deviated. トレーニング信号のパターンは送信装置および受信装置にそれぞれあらかじめ設定しておく。 Pattern of the training signal is set in advance, respectively to the transmitting and receiving devices. そして、トレーニング信号を送信装置から送信し、受信装置ではそのトレーニング信号が正しく受信判定することができるように複素係数w Then, send the training signal from the transmitter, the complex coefficients w to the receiving apparatus may be the training signal is correctly received determination
1 、w 2 、w 3 、w 4を制御することによりその初期値を設定することができる。 1, w 2, w 3, w 4 may set its initial value by controlling the.

【0023】図4は横軸に周波数をとり、受信装置における受信高周波数f R 、受信中間周波数f IF 、この方式の伝送信号帯域幅W R 、中間周波数帯域幅W IFの関係を示す図である。 [0023] Figure 4 the horizontal axis represents frequency, the received high frequency f R in the receiving apparatus, the reception intermediate frequency f IF, the transmission signal bandwidth W R of this scheme, a diagram showing the intermediate frequency bandwidth W IF relationship is there. K個のチップに拡散された信号の帯域幅は拡散しないときの信号帯域幅をW Sとすると、K×W The bandwidth of the K chips spread signal To and the signal bandwidth W S when no diffusion, K × W
Sとなる。 The S. ここではK=4であるから4W Sとなる。 Here, a 4W S because it is K = 4. ここではホッピングしている信号は伝送信号帯域幅W Rに均等に配置されている。 Here signals are hopping are evenly arranged in the transmission signal bandwidth W R. これを中間周波数に変換するとき、そのローカル周波数はこの信号がすべて中間周波数f IFになるように、周波数シンセサイザLRが制御される。 When converting this to an intermediate frequency, the local frequency, as this signal are all at an intermediate frequency f IF, a frequency synthesizer LR is controlled.

【0024】この動作を数式を用いてさらに詳しく説明する。 [0024] will be described in more detail by using a formula this behavior.

【0025】入力端子Iから入力されたシンボル系列b [0025] input from the input terminal I symbol sequence b
(t) は周波数シンセサイザLTから出力された正弦波c (T) is output from the frequency synthesizer LT sinusoidal c
t (t)を用いてミキサMIXTによって変調される。 It is modulated by the mixer MIXT with t (t). 正弦波c t (t)の周波数は周波数制御回路FCONT−Tから出力される制御信号に応じて切り換えられる。 Frequency of the sine wave c t (t) is switched in response to a control signal output from the frequency control circuit FCONT-T. 変調波S Modulated wave S
(t)は次式のようになる。 (T) is expressed by the following equation.

【0026】 S(t)=b(t)c t (t) (1) ただし b(t)=b i , iT≦t<(i+1)T (2) である。 [0026] a S (t) = b (t ) c t (t) (1) provided that b (t) = b i, iT ≦ t <(i + 1) T (2). また、k番目(1≦k≦K)のチップに対するホッピング周波数をω kとし、初期位相をφ kとすると、c t (t)は以下の式のようになる。 Also, k th hopping frequencies for the chip of (1 ≦ k ≦ K) and omega k, when the initial phase and φ k, c t (t) is represented by the following equation.

【0027】 [0027]

【数1】 [Number 1] このホッピング周波数ω kの値は、あらかじめ定められた順序でチップごとに変化する。 The value of the hopping frequency omega k varies for each chip in a predetermined order. その値はシステムの帯域w R全体にわたって分布させるとともに、1シンボル内で同一の周波数が現れないようにした方がダイバーシチ効果がある。 Its value causes distributed throughout the bandwidth w R system, who was not allowed to appear the same frequency in one symbol is diversity effect. また、各ホッピング周波数ごとの位相については保存されており、この位相制御についても周波数制御回路FCONT−Tで行う。 Further, are stored in the phase of each hopping frequency is performed by the frequency control circuit FCONT-T also this phase control.

【0028】図5は以上の変調方法をチップ数K=4の場合について説明するためのものである。 [0028] FIG. 5 is intended to illustrate the above modulation method for the case of the chip number K = 4. 入力シンボル系列b iが周期Tごとに1、−1、1に変化している。 1 in every cycle T input symbol sequence b i was changed into 1,1.
これらのシンボルを1シンボルあたり4チップの信号に分割する。 Divide these symbols into 4-chip signal per symbol. 次に、各々のチップにホッピング周波数と位相が各々f 1とφ 1 、f 2とφ 2 、f 3とφ 3 、f 4とφ 4のキャリア周波数を割り当てて変調を行う。 Next, the modulation hopping frequency and phase to each of the chips is allocated to each f 1 and phi 1, f 2 and phi 2, f 3 and phi 3, the carrier frequency of f 4 and phi 4. この動作を各シンボルに対して繰り返すことにより周波数ホッピング方式の送信波が生成される。 Transmission wave of a frequency hopping scheme is generated by repeating this operation for each symbol.

【0029】次に復調回路DETの具体的な動作を式を用いて説明する。 [0029] Next will be described using the equation a specific operation of the demodulation circuit DET. 入力される信号r(t)は次式で表せる。 Signal is input r (t) is expressed by the following equation.

【0030】 r(t)=s(t)A kr * (t) =A k b(t) eXp[−jθ(t)] (4) ただし [0030] r (t) = s (t ) A k c r * (t) = A k b (t) eXp [-jθ (t)] (4) where

【0031】 [0031]

【数2】 [Number 2] である。 It is. * r (t) はc r (t)の複素共役を表す。 c * r (t) represents the complex conjugate of c r (t). ここでA Here A
kは伝送路のフェージングによる複素包絡線変動を表し、次式のように振幅と位相成分に分けられる。 k represents the complex envelope fluctuation due to fading of the transmission path is divided into amplitude and phase components as follows.

【0032】 A k =|A k |exp[jArg(A k )] (6) 入力信号r(t) は図3で説明したように、複素乗算器C [0032] A k = | A k | exp [jArg (A k)] (6) the input signal r (t) is as described in FIG. 3, a complex multiplier C
M1〜CM4および合成回路CSUMを用いて一つ前の(i−1)の時点で求められた複素係数w i-1で重み付けされ合成される。 Are weighted synthesized with complex coefficients w i-1 obtained at the time of the previous (i-1) using a M1~CM4 and combining circuit CSUM. 合成信号y iは次式のようになる。 Combined signal y i is expressed by the following equation.

【0033】 [0033]

【数3】 [Number 3] ただし Except

【0034】 [0034]

【数4】 [Number 4] である。 It is. この合成信号y iを判定し、判定結果d iを出力する。 Determining the combined signal y i, and outputs the determination result d i. これらを用いて次式により差分e iを計算する。 Calculating a difference e i by the following equation using these.

【0035】 e i =d i −y i (9) この差分e iを制御回路CCONTに入力し、最小二乗法にもとづいて複素定数w iを計算する。 [0035] Enter the e i = d i -y i ( 9) the difference e i to the control circuit Ccont, calculates the complex constant w i based on the least squares method. 理想的には複素定数w iの各成分w kは複素包絡線成分A kに対してその複素供役A k *に等しくなる。 The components w k of ideally complex constant w i is equal to the complex provided Auditor A k * against complex envelope component A k. この複素定数w iを用いて合成信号をy i+1を求める。 The synthesized signal using the complex constant w i seek y i + 1. 以上の動作を繰り返すことによりシンボルの復調を行う。 It demodulates the symbol by repeating the above operation.

【0036】図5は横軸に時間をとって周波数ホッピングの状態を説明する図である。 [0036] FIG. 5 is a diagram illustrating the state of frequency hopping the horizontal axis represents time. すなわちシンボル系列b That symbol sequence b
iが+1と−1との間を1シンボル周期Tで変化するとき送信周波数がf 1からf 4まで順に変化する様子を示す。 i is the transmission frequency when changing between +1 and -1 in one symbol period T showing a state of changes in order from f 1 to f 4.

【0037】ここで図5に示すようにキャリヤ周波数を瞬時的に切り換えると、位相および周波数の変化が急激であるため送信信号のスペクトルが図6に示すようにサイドローブを多く含むようになる。 [0037] When the switch where the carrier frequency instantaneously as shown in FIG. 5, the spectrum of the transmission signal for a change in phase and frequency is abruptly becomes rich side lobes as shown in FIG. これは伝送周波数帯域として広い帯域幅を必要とすることを意味する。 This means that it requires a wide bandwidth as the transmission frequency band. これを図7のように改善するための装置が次に説明する本発明第二実施例である。 This is a present invention a second embodiment the device is described below to improve as shown in Figure 7.

【0038】図8は本発明第二実施例装置の送信装置ブロック構成図である。 [0038] FIG. 8 is a transmitting device block diagram of the present invention the second embodiment device. この第二実施例装置では受信装置は上で説明した第一実施例装置と同等である。 Receiver in the second embodiment device is equivalent to the first embodiment apparatus described above. 図1で説明した第一実施例装置の入力変調信号Iと同等の信号が図8の入力変調信号Iに入力する。 Modulated input signal I and the signal equivalent to the first embodiment apparatus described in FIG. 1 is inputted to the input modulation signal I of FIG. この入力変調信号I This input modulation signal I
はスイッチ回路SWTによりK個(K=4とする)のブランチ(k=1〜4)に分岐される。 Is branched to the branch of the K by the switch circuit SWT (and K = 4) (k = 1~4). それぞれ低域通過濾波器LPFT1〜LPFT4を通過して整形され、混合回路MIX1〜MIX4によりそれぞれのチップ周波数に変換される。 Is shaped each passed through a low pass filter LPFT1~LPFT4, it is converted into the respective chip frequency by mixer MIX1~MIX4. この混合回路MIX1〜MIX4の出力は、それぞれチップ周波数の帯域通過濾波器BPFT The output of the mixing circuit MIX1~MIX4 are band-pass filter BPFT each chip frequency
1〜BPFT4を通過して必要な高周波成分が抽出される。 Passes through 1~BPFT4 necessary frequency component is extracted by. これは合成回路COMにより合成される。 It is synthesized by the synthesis circuit COM.

【0039】この図8の送信装置では、キャリヤ周波数を発生する周波数シンセサイザLT1〜LT4はそれぞれチップに対応するキャリヤ周波数を発生するが、これは一つの制御回路(図示せず)により制御されていて、 [0039] In the transmission apparatus of FIG. 8, the frequency synthesizer LT1~LT4 for generating a carrier frequency to generate a carrier frequency corresponding to each chip, which have been controlled by a single control circuit (not shown) ,
合成回路COMを通過したチップの周波数転換点での位相が連続になるように制御される。 Phase of the frequency turning point of chips passing through the combining circuit COM is controlled so as to be continuous.

【0040】このように送信装置を構成し、低域通過濾波器LPFT1〜LPFT4および帯域通過濾波器BP [0040] constitute a transmission apparatus thus, low pass filter LPFT1~LPFT4 and band-pass filter BP
FT1〜BPFT4を正しく設定することにより、スプリアス周波数を除去することができるから、その送信信号の波形は図7に示すような理想的な波形にすることができる。 By properly setting the FT1~BPFT4, because it is possible to remove the spurious frequency, the waveform of the transmission signal can be an ideal waveform as shown in FIG.

【0041】図9は本発明第三実施例装置の送信装置のブロック構成図である。 FIG. 9 is a block diagram of a transmitting apparatus of the present invention the third embodiment device. この第三実施例装置では、変調信号I(図1で説明した第一実施例装置の入力変調信号Iに相当する)がすでに位相多重された信号であることに特徴がある。 In the third embodiment device is characterized in that the modulation signal I (corresponding to the modulated input signal I in the first embodiment apparatus described in FIG. 1) is already a phase multiplexed signal. すなわち、4個の入力信号b i1 〜b i4はそれぞれ互いに直交する4種類の直交関数h 1 ,h 2 That is, the four input signals b i1 ~b i4 4 kinds of orthogonal each mutually orthogonal functions h 1, h 2,
3 ,h 4 (一般的に表示するとh m (t) 、ただしm= h 3, h 4 (Generally display h m (t), provided that m =
1 ,………,4)を乗算され加算回路MUXで加算されることにより多重されて、端子Iに入力する。 1, ........., 4) are multiplexed by being added in multiplied by the adding circuit MUX to be input to the terminal I. そして、 And,
その端子Iの信号は図1で説明した第一実施例装置と同等の周波数ホッピングにより変調を施されて送信される。 Signal of the terminal I is transmitted is subjected to modulation by the first embodiment configuration, the same frequency hopping described in FIG.

【0042】図10はこの本発明第三実施例装置の受信装置の要部ブロック構成図である。 [0042] FIG. 10 is a principal block diagram of a receiving apparatus of the present invention a third embodiment apparatus. これは図3で説明した第一実施例装置の復調回路の端子I Dから端子I/Q This pin I D from the terminal I / Q demodulation circuit of the first embodiment apparatus described in FIG. 3
までに相当する部分ブロック構成図である。 It is a partial block diagram corresponding to up. すなわちこの第三実施例装置の受信装置では図3に示す第一実施例装置の復調回路の端子I Dから端子I/Qまでを図10 That is, FIG. 10 from terminal I D of the demodulation circuit to the terminal I / Q in the first embodiment apparatus shown in FIG. 3 is a receiving apparatus of the third embodiment device
のように置き換えることにより実現される。 It is realized by replacing it as. 位相多重を分離する直交関数はh 1 ′,h 2 ′,h 3 ′,h 4 ′は図9に示す送信装置の直交関数h 1 ,h 2 ,h 3 ,h 4 The orthogonal function to separate the phase multiplexing h 1 ', h 2', h 3 ', h 4' orthogonal functions h 1 of the transmission apparatus shown in FIG. 9, h 2, h 3, h 4
に対応して設定される。 It is set so as to correspond to. この装置を移動通信方式に利用する場合には、基地局装置の送信装置は図9に示すように複数チャネル(ここでは4チャネル)が位相多重されるが、移動局装置では自局宛ての1チャネルのみを復調すれば十分であり、図10には1チャネル分のみh 1 When using this device to a mobile communication method, transmission apparatus of the base station is a plurality of channels (here 4 channels) are phase-multiplexed as shown in FIG. 9, the mobile station apparatus 1 of the own station if demodulate the channel only is sufficient, h 1 only one channel in 10 '
が表示されている。 There has been displayed. 端子I/Q以降の構成は図3で説明した第一実施例装置と同等である。 Configuration of terminal I / Q thereafter are the same as in the first embodiment apparatus described in FIG.

【0043】この第三実施例装置では、位相多重する分だけ周波数利用効率が向上する。 [0043] In this third embodiment apparatus is improved amount corresponding spectral efficiency of phase multiplexing. この第三実施例装置の動作について数式を用いて説明する。 Will be described using equations, the operation of the third embodiment device. すなわちこの第三実施例装置では、4つのシンボル系列に互いに直交する4種類の直交関数h m (t)、ただし、m=1,…,4を乗算することにより多重化する。 That is, in this third embodiment device are orthogonal to each other to the four symbol series four orthogonal functions h m (t), however, m = 1, ..., are multiplexed by multiplying the 4. ただし、h m (t)はチップkのとき h m (t)=h mk (10) であり、次式の正規直交条件を満たすものとする。 However, h m (t) is the time of the chip k h m (t) = h m, k (10), the orthonormal satisfy the condition of following equation.

【0044】 [0044]

【数5】 [Number 5] この直交信号h m (t)の例としてはWalsh関数や周波数オフセット信号がある。 Examples of the quadrature signal h m (t) is Walsh functions and the frequency offset signal. また、このような多重化された信号を受信する場合には、受信機で送信時に乗算した信号と同一の関数を乗算する必要がある。 Further, such a case of receiving the multiplexed signal, it is necessary to multiply the same functions and the signal obtained by multiplying the time of transmission at the receiver.

【0045】図10は送信側で多重化された1番目の信号を受信するための構成例であり、復調回路IQDの後でh 1 ′(t)を乗算する。 [0045] Figure 10 is a configuration example for receiving first signals multiplexed at the transmission side is multiplied by h 1 '(t) is after demodulation circuit IQD. このとき、フェージングの影響が小さく各チップのレベルがほぼ同一の場合は複素包絡線変動A kの値がほぼ一定となるため、最小二乗法により複素係数w kはその複素共役値A k *と等しくなる。 At this time, since the value of the complex envelope fluctuation A k in the case of almost fading effect is small chips level of identity is substantially constant, complex coefficient w k by the least squares method and its complex conjugate value A k * equal. したがって、各チップは一定の重みで合成されることとなり、式(11−a)によりm=1の信号が抽出される。 Thus, each chip will be synthesized at a constant weight, m ​​= 1 the signal is extracted by the formula (11-a).
またm≠1の信号は式(11−b)により0となる。 The m ≠ 1 of the signal becomes 0 by the formula (11-b). フェージングの影響が大きく、各チップにレベル差があるときには、最小二乗法により、レベルの大きいチップに対してはより大きな重み付けが行われる。 Greatly affected by fading, when there is a level difference in each chip, by the least squares method, a larger weighting is performed with respect to the level of the large chip. この場合、合成される各チップのレベルは等しくならないため直交条件が成立せず、m≠1の信号を完全にキャンセルすることができなくなる。 In this case, each chip level is not orthogonal condition is not satisfied because not equal to be synthesized can not be completely canceled m ≠ 1 of the signal. しかしながら、レベルの大きいチップに対して、より大きな重み付けを行う動作はダイバーシチ受信における最大比合成とほぼ等価になるためダイバーシチ効果が期待できる。 However, relative to the level of the large chip, operation for greater weighting can be expected diversity effect to become substantially equivalent to the maximum ratio combining in diversity reception.

【0046】このようにコヒーレント合成においては多重化が可能であり、周波数ホッピングに伴う信号帯域拡大による周波数利用効率の低下を避けることができる。 [0046] are possible multiplexing in this way coherent combining can be avoided the decrease in frequency use efficiency due to the signal band expansion with frequency hopping.
この性質はコヒーレント検波によるものであって、ノンコヒーレント検波にはない特徴である。 This property was due to coherent detection, a feature not found in non-coherent detection.

【0047】 [0047]

【発明の効果】以上説明したように、本発明によればコヒーレント検波により優れた伝送特性の周波数ホッピング方式を得ることができる。 As described above, according to the present invention, it is possible to obtain a frequency hopping scheme of the excellent transmission characteristics by coherent detection according to the present invention. 本発明の方式では、従来のノンコヒーレント検波の場合に比べて、同一誤り率を得るためのキャリヤ対雑音比(CNR,Carrier to Noise In the method of the present invention, as compared with the conventional non-coherent detection, the same error rate carrier-to-noise ratio to obtain a (CNR, Carrier to Noise
Ratio) で理論的に6dB向上することが明らかであるとともに、入力変調信号を位相多重することができるから、周波数利用効率を改善することができる効果がある。 Together it is clear that theoretically 6dB improvement in Ratio), from the input modulated signal may be phase multiplexing, there is an effect capable of improving the frequency utilization efficiency.

【図面の簡単な説明】 BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

【図1】本発明第一実施例装置の送信装置ブロック構成図。 [1] The present invention transmitting apparatus block diagram of a first embodiment apparatus.

【図2】本発明第一実施例装置の受信装置ブロック構成図。 [2] The present invention receiving apparatus block diagram of a first embodiment apparatus.

【図3】本発明第一実施例装置の受信装置に設けられる復調回路(DET)のブロック構成図。 Block diagram of a demodulation circuit (DET) which is provided to the receiving apparatus of the present invention; FIG first embodiment apparatus.

【図4】本発明実施例装置の信号スペクトラムを説明する図。 Diagram illustrating the signal spectrum of the present invention; FIG embodiment apparatus.

【図5】本発明実施例装置の信号波形を説明する図。 Diagram illustrating the signal waveform of the present invention; FIG embodiment apparatus.

【図6】本発明実施例装置の信号スペクトラムを説明する図。 6 is a diagram illustrating the signal spectrum of the inventive example device.

【図7】本発明実施例装置の信号スペクトラムを説明する図。 7 is a diagram illustrating the signal spectrum of the inventive example device.

【図8】本発明第二実施例装置の送信装置ブロック構成図。 [8] The present invention transmitting apparatus block diagram of a second embodiment apparatus.

【図9】本発明第三実施例装置の送信装置ブロック構成図。 [9] The present invention transmitting apparatus block diagram of a third embodiment apparatus.

【図10】本発明第三実施例装置の受信装置要部のブロック構成図。 Figure 10 is a block diagram of a receiver part of the invention the third embodiment device.

【図11】従来例装置送信装置のブロック構成図。 FIG. 11 is a block diagram of a conventional apparatus transmitting device.

【図12】従来例装置受信装置のブロック構成図。 Figure 12 is a block diagram of a prior art device the receiving device.

Claims (5)

    (57)【特許請求の範囲】 (57) [the claims]
  1. 【請求項1】 入力変調信号のシンボル系列のうちの1 1. A of the symbol sequence of the input modulation signal 1
    シンボルをK個(Kは2以上の整数)の時系列的に変化するキャリヤ周波数により変調する変調回路を備えた送信装置と、 この送信装置の送信信号を受信して前記K個の時系列的に変化するキャリヤ周波数に同期して時系列的に変化するローカル周波数により復調する復調回路を備えた受信装置とを備えた周波数ホッピング通信方式において、 前記キャリヤ周波数および前記ローカル周波数はその周波数の変化時点で位相が連続であり、 前記復調回路は、1シンボルに対応するK個の複素包絡線を入力とする合成回路(CSUM)と、この合成回路の出力からシンボルを判定する判定回路(DEC)とを含むことを特徴とする周波数ホッピング通信方式。 A transmission device including a modulation circuit for modulating the K pieces (K is an integer of 2 or more) sequence varying carrier frequency when the symbol time series received by the said K transmission signal of the transmission device in a frequency hopping communication system and a receiver including a demodulator for demodulating the local frequency varying in time series in synchronization with the carrier frequency changes, the carrier frequency and the local frequency change time point of the frequency in a phase continuous, the demodulation circuit includes a combining circuit for receiving the K-number of the complex envelope corresponding to one symbol (CSUM), determination circuit symbols from the output of the combining circuit and (DEC) frequency hopping communication system, which comprises a.
  2. 【請求項2】 前記合成回路(CSUM)は最小二乗法により出力を演算する手段を含む請求項1記載の周波数ホッピング通信方式。 Wherein said synthesizing circuit (CSUM) is a frequency hopping communication system of claim 1, further comprising means for computing an output by the least squares method.
  3. 【請求項3】 前記K個の複素包絡線に前記合成回路(CSUM)の入力前にそれぞれ複素係数(w 1 Wherein each complex coefficient before input of the combining circuit (CSUM) to the K complex envelope (w 1 ~
    K )を乗算する乗算回路(CM 1 〜CM K )と、前記判定回路(DEC)の入力および出力の差分を演算する差分回路(CSUB)と、この差分が小さくなるように前記複素係数を前記K個の複素包絡線に対応して発生する演算制御回路(CCONT)とを備えた請求項1または2記載の周波数ホッピング通信方式。 a multiplier circuit for multiplying the w K) (CM 1 ~CM K ), wherein a difference circuit for calculating an input and output difference of the decision circuit (DEC) (CSUB), the complex coefficient as the difference becomes smaller It said K arithmetic control circuit (Ccont) and frequency hopping communication system according to claim 1 or 2, wherein with the generated corresponding to the complex envelope.
  4. 【請求項4】 前記演算制御回路(CCONT)は、前記送信装置からあらかじめ設定された信号パターンのトレーニング信号が送信されたときに前記複素係数の初期値を設定する手段を含む請求項3記載の周波数ホッピング通信方式。 Wherein said arithmetic control circuit (Ccont) is according to claim 3 further comprising means for setting an initial value of said complex coefficient when the training signal of a preset signal pattern from said transmitting apparatus is transmitted frequency hopping communication system.
  5. 【請求項5】 前記入力変調信号が複数の変調信号が位相多重された信号である請求項1記載の周波数ホッピング通信方式。 5. A frequency hopping communication system of the input modulation signal according to claim 1, wherein a plurality of modulated signals are phase-multiplexed signals.
JP31231792A 1992-11-20 1992-11-20 Frequency hopping communication system Expired - Lifetime JP2700746B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP31231792A JP2700746B2 (en) 1992-11-20 1992-11-20 Frequency hopping communication system

Applications Claiming Priority (7)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP31231792A JP2700746B2 (en) 1992-11-20 1992-11-20 Frequency hopping communication system
EP19930308729 EP0599500B1 (en) 1992-11-20 1993-11-01 Frequency diversity transmitter and receiver
DE1993628406 DE69328406T2 (en) 1992-11-20 1993-11-01 Frequency diversity transmitter and receiver
DE1993628406 DE69328406D1 (en) 1992-11-20 1993-11-01 Frequency diversity transmitter and receiver
FI935149A FI110462B (en) 1992-11-20 1993-11-19 Taajuusdiversiteettilähetin and receiver
US08154411 US5504783A (en) 1992-11-20 1993-11-19 Frequency diversity transmitter and receiver
CA 2109530 CA2109530C (en) 1992-11-20 1993-11-19 Frequency diversity transmitter and receiver system

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH06164537A true JPH06164537A (en) 1994-06-10
JP2700746B2 true JP2700746B2 (en) 1998-01-21

Family

ID=18027793

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP31231792A Expired - Lifetime JP2700746B2 (en) 1992-11-20 1992-11-20 Frequency hopping communication system

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP2700746B2 (en)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7027484B1 (en) * 1998-07-10 2006-04-11 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for transmitting and receiving high speed data using code division multiple access channels

Also Published As

Publication number Publication date Type
JPH06164537A (en) 1994-06-10 application

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US5454009A (en) Method and apparatus for providing energy dispersal using frequency diversity in a satellite communications system
US5949813A (en) Method and system for simultaneously broadcasting and receiving digital and analog signals
US6377613B1 (en) Communication apparatus for code division multiple accessing mobile communications system
US5487091A (en) Method for determining signal usability in a diversity receiver
US4912722A (en) Self-synchronous spread spectrum transmitter/receiver
US5734648A (en) CDMA communications method and system
US4509017A (en) Method and apparatus for pulse angle modulation
US5956624A (en) Method and system for simultaneously broadcasting and receiving digital and analog signals
US5604732A (en) Up-link access apparatus in direct sequence code division multiple access system
US5544167A (en) Transmission method for CDMA radiotelephone communications, and apparatuses for implementing such method
Dixon Spread spectrum systems: with commercial applications
US5369800A (en) Multi-frequency communication system with an improved diversity scheme
US5345601A (en) Harmonic-frequency communication system with improved diversity scheme
US5652764A (en) Radio communication system
US5063560A (en) Spread-spectrum multiplexed transmission system
US5818882A (en) Frequency offset cancellation apparatus
EP0564937A1 (en) CDMA Radio communication system with pilot signal transmission between base and handsets for channel distortion compensation
US5583884A (en) Spread spectrum modulation and demodulation systems which accelerate data rate without increasing multilevel indexing of primary modulation
US6459721B1 (en) Spread spectrum receiving apparatus
US5748623A (en) Code division multiple access transmitter and receiver
US5488629A (en) Signal processing circuit for spread spectrum communications
EP0682426B1 (en) OFDM transmitter and receiver
US5943362A (en) Spread spectrum radio communication system
US6320842B1 (en) Spread spectrum communication apparatus
US6094449A (en) Spread spectrum communication synchronization acquisition decoding apparatus

Legal Events

Date Code Title Description
R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

FPAY Renewal fee payment (prs date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071003

Year of fee payment: 10

FPAY Renewal fee payment (prs date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081003

Year of fee payment: 11

FPAY Renewal fee payment (prs date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091003

Year of fee payment: 12

FPAY Renewal fee payment (prs date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101003

Year of fee payment: 13

FPAY Renewal fee payment (prs date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111003

Year of fee payment: 14

FPAY Renewal fee payment (prs date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121003

Year of fee payment: 15

FPAY Renewal fee payment (prs date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131003

Year of fee payment: 16

EXPY Cancellation because of completion of term
FPAY Renewal fee payment (prs date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131003

Year of fee payment: 16