【発明の詳細な説明】
「産業上の利用分野」
この発明はパルスモータの始動時、停止時におけるダ
ンピング特性を改善することのできるパルスモータの振
動抑制方法に関する。
「従来の技術」
リニアパルスモータはオープンループ制御によっても
高精度の位置決めができる。ここで、パルスモータの特
性をブロック線図を用いて表すと第６図のようになる。
このブロック線図より伝達関数Ｇ（Ｓ）を近似式でもと
めると
Ｇ（Ｓ）＝Ａ・Kf/（MS2＋DS＋Ａ・Kf） ……
（ただしＡ＝２π／τ）
いま、上記式を変形して次のようにあらわす。すな
わち
Ｇ（Ｓ）＝ωn2/（S2＋２ζωnS＋ωn2）
この伝達関数は良く知られた２次振動系の伝達関数で
あり、ζは減衰係数（dampin ratio）であり（ただしＡ＝２π／τ）であらわされる。
この場合のインディシャル応答はζの値によって異な
る。一般的にいってζ＜１の時の応答は振動的になるの
であるが、ステッピングモータ自体のζは小さくほぼ0,
5以下であるため振動的になることははっきりしてい
る。この振動が継続する時間を整定時間（settling ti
me）と称している。
振動をすばやく減衰させるためには、ζを大きくすれ
ば良く、そのためには粘性摩擦係数Ｄを大きくすればよ
い。このため、従来では各励磁極に発生する逆起電圧を
検出し、各励磁巻線に対応する電流指令値から減算させ
ることにより、粘性摩擦係数Ｄを大きくしたのと等価な
ように制御する制御方法が用いられている。
「発明が解決しようとする問題点」
上述した制御方法を第７図のブロック図により示す。
このブロック図より系の伝達関数Ｗ（Ｓ）を求めると
Ｗ（Ｓ）＝Ａ・Kf/〔MS2＋（Ｄ＋KvKf）Ｓ＋AKf〕 ……
と表すことができる。式において減衰定数ζをもとめ
ると
となる。
（ただしＡ＝２π／τ）
これは、フィードバック係数Kvを変えることにより、
ζを任意の値すなわち大きくすることができ、振動を抑
制できることを示すものである。
こころが当然のことながら、この制御方法はフィード
バックがない場合に比べ、定速度走行時には負荷が増加
したと等価となり、最大速度が低く押えられるという欠
点が有る。
本発明は上述した問題点に鑑みて為されたものであ
り、本発明の目的はパルスモータに生ずる振動現象を、
パルスモータの励磁式あるいはパルスモータの種類によ
らず確実に抑圧することのできる、パルスモータの振動
抑制方法を提供することにある。
「問題を解決するための手段」
パルスモータの速度の上限値及び下限値各々が予め設
定され、パルスモータ速度検出手段によりパルスモータ
の速度を検出し、前記パルスモータの速度が前記条件値
より高い場合又は前記下限値より低い場合に前記パルス
モータの速度に応じた制動をかけるように前記パルスモ
ータの電流指令信号に逆起電力検出センサが出力する電
圧信号をフィードバックすることを特徴とするパルスモ
ータの振動抑制方法により上記問題点を解決する。
「作用」
この発明によれば、パルスモータの速度を検出し、検
出した速度レベルの大きさが規定範囲域内にあるか否か
を識別し、規程範囲域外にある場合はパルスモータに制
動をかけるように、パルスモータの駆動信号を制御す
る。このためパルスモータの振動により生ずるパルスモ
ータの速度変動を押えることができる。
「実施例」
次に、本発明にかかる、パルスモータの振動抑制方法
を実現するための一実施例について、図面を参照して説
明する。
第１図は同実施例の電気回路の構成を示すブロック図
である。この図面において、１はCW方向指令パルスPcw
の入力端子、２はCCW方向指令パルスRccwの入力端子で
ある。３は電流指令発生回路であり、上記CW方向指令パ
ルスPcw、あるいは、CCW方向指令パルスPccwをうけると
CWあるいはCCWの方向にパルスモータを駆動すべく、CW
あるいはCCW指令に対応して互いにπ/2位相の異なった
電流指令信号P1（θ）＝sin（Ax＊）、P2（θ）＝cos
（Ax＊）を出力端子3a、3bに各々出力する。（ただしＡ
＝２π／τ）
4aは減算器であり、上記電流指令信号P1（θ）より信
号S1を減算する。この減算は電流指令信号の位相角に対
して行なわれるもので、位相制御が行なわれる。
4bも同様に減算器であり、電流指令信号P2（θ）より
信号S1を減算する。この減算は電流指令信号の位相角に
対して行なわれるもので、位相制御が行なわれる。
５は電流制御器である。この電流制御器は上記電流指
令信号を受けると、該各々の電流指令信号をもとに励磁
電流をパルスモータ６の各々の相に供給する。
７はパルスモータの速度を検出するためのセンサであ
る。このセンサは、たとえば、昭和61年度精密工学会秋
季大会学術公演会論文集に開示、記載された逆起電力検
出センサである。このセンサは第３図に示すような構成
をしている。すなわち20a〜20dは検出用磁極子、21は永
久磁石である。第５図は上記センサがリニアパルスモー
タ可動子の側面に取り付けられた状態を示している。
すなわち、上記センサの検出用磁極子20a〜20dは駆動
用磁極子22a、22b、23a、23bの各々と同一位相の信号が
取り出せるように取り付けられており、励磁用磁極に生
じる逆起電力に比例した電圧信号Seを得ることができる
ものである。この電圧信号Seはリニアパルスモータの速
度に比例した、第４図に示すようなπ/2の位相差を有し
た信号S1＝υ・cosAx、S2＝υ・sinAxよりなる電圧信号
である。（ただしＡ＝２π／τ）そして、この電圧信号
Seは速度信号発生回路９（第１図）に加えられるととも
に減算信号供給回路８に供給される。減算信号供給回路
８はＨアクティブの信号SL3を受けるとスイッチSW1、SW
2をオンにして、上記電圧信号S1、S2を減算器4a、4bに
供給する。
９は速度信号発生回路であり、上記電圧信号Seを両波
整流するための整流回路、平滑用のローパスフイルタ
（図示略）等を具備している。この速度信号発生回路の
出力する直流電圧信号Sdは第２図（ハ）に示すような電
圧信号でありリニアパルスモータ可動子の速度に比例す
る。この直流電圧信号Sdはコンパレータ10の正転入力端
子10a、コンパレータ11の反転入力端子11bに加えられ
る。コンパレータ10の反転入力端子10bには基準電圧発
生回路12により発生される基準電圧Vref1が供給されて
いる。この基準電圧Vref1は第２図（ハ）に示すように
始動時におけるダンピング作用による速度変動の上限を
押さえるための基準電圧である。従ってコンパレータ10
は直流電圧信号Sd＞基準電圧Vref1の場合に、第２図
（ロ）に示すような、Ｈアクティブの信号Sc1を２入力O
R回路の一方の入力端子14aに供給する。
一方、コンパレータ11の正転入力端子11aには基準電
圧発生回路13の出力する、定常速度レベルより十分低い
基準電圧Vref2が供給されている。この基準電圧Vref2お
よび以下の述べる動作は本例の場合、停止のタイミング
を知るためのものである。直流電圧信号Sd＞基準電圧Vr
ef2の場合に、第２図（イ）に示すようなＬレベルの信
号Sc2をＤフリップフロップ15のクロック入力端子CLKに
出力する。Ｄフリップフロップ15はPOSタイミングのリ
ーディングエッジトリガF/Fであり、データ入力端子Ｄ
がアースされているので、上記信号Sc2の立ち上がりエ
ッジ、すなわち直流電圧信号Sdが基準電圧Vrefに対しSd
＞Vrefの状態からSd＜Vrefとなったタイミングで「Ｌ」
を読み込むと同時に端子に「Ｈ」レベルの減算指令信
号SLを上記OR回路14の一方の入力端子14bに出力する。
さらに、Ｄフリップフロップ15のプリセット入力端子
PRにはノア回路16の出力信号SNがくわえられるようにな
っている。
ノア回路16には前述したCW方向指令パルスPcw、CCW方
向指令パルスPccwが加えられるようになっている。
したがって、ノア回路16の出力信号SNは、上記指令パ
ルスPcw、あるいはPccwのいずれかが入力されている状
態では「Ｌ」であり、Ｄフリップフロップ15はプリセッ
トされた状態である。このため、端子からは「Ｌ」が
出力される。
いずれの指令パルスも入力されなくなると、ノア回路
16の出力は「Ｈ」となりプリセットが外れた状態とな
る。このためＤフリップフロップ15はクロック信号Sc2
の立ち上がりエッジにより「Ｌ」レベルデータを読み込
むと同時にに「Ｈ」レベルの減算指令ロック信号SL3
を出力する。
上記信号SLは第１図に記載されていない指令器からの
同様の信号、すなわちCW、CCWのいずれかの信号が出力
されている場合には「Ｌ」レベルであり、CW、CCWのい
ずれの信号も出力されなくなった時に「Ｈ」レベルに変
化する信号に置き換えても同様であることは明らかであ
る。
次に同実施例の動作について述べる。
いま、第２図（ニ）に示すようなCW方向指令パルスPc
wが第１図に示す入力端子１に供給されるものとする。
一方基準電圧Vref1、Vref2は第２図（ハ）に示すレベル
である。
指令パルスPcwが入力端子１に供給されているので、
電流指令発生回路３はパルスモータ６をCW方向に駆動す
べく、指令信号P1（θ）、指令信号P2（θ）を発生させ
る。ノア回路16には指令パルスPcwが入力されているの
で、ノア回路16の出力信号SNは「Ｌ」であり、Ｄフリッ
プフロップ15はプリセットされている状態である。
一方電流制御器５は、指令信号P1（θ）、P2（θ）を
もとに、パルスモータ６をCW方向に駆動するための励磁
電流をパルスモータの各々の相に供給する。従ってパル
スモータはCW方向に駆動される。
誘導電圧センサ７はパルスモータ６が駆動されると第
４図に示す電圧信号S1、S2を出力する。
速度信号発生回路９では信号S1、S2を整流するととも
に、ローパスフィルタを介してコンパレータ10、11に供
給する。前述したようにパルスモータはその始動時、停
止時等に振動を伴うものである。この振動はパルスモー
タ自体の速度変化として、パルスモータの始動時、停止
時に第２図（ハ）に示すように、速度信号発生回路９の
出力信号Sdにあらわれる。
コンパレータ10ではSd＞Vref1の範囲で、第２図
（ロ）に示すような「Ｈ」レベルの信号Sc1を出力す
る。Ｄフリップフロップ15はプリセットがかかっている
状態であるための出力信号SLは「Ｌ」であり、このた
め信号Sc1と同一のタイミングで信号SL3が減算指令信号
発生回路８に供給される。
このため、減算信号供給回路８はスイッチSW1、SW2を
上記信号SL3に一致してオンとする。
一方、停止時においては、指令パルスがなくなるとフ
リップフロップ15のプリセット状態が解除され、パルス
モータの速度も減速し、直流電圧信号Sdも減少していき
基準電圧Vref2の関係がSd＜Vref2となったときに、いま
まで「Ｌ」レベルであったコンパレータ11の信号が
「Ｈ」レベルに変化し、フリップフロップ15の出力する
信号SLが「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化して、OR
回路14を通してスイッチSW1、SW2にON信号SL3が出力さ
れる。
従って、逆起電力検出センサ７が出力する電圧信号S1
（ｖ・cosAx）、S2（ｖ・sinAx）が各々減算器4a、4bに
より電流指令発生回路３の出力する電流指令信号P
1（θ）＝sin（Ax＊）、P2（θ）＝cos（Ax＊）にフィ
ードバックされることになる。
「発明の効果」
本発明は上述したように構成したのでパルスモータの
振動を有効におさえることができる。TECHNICAL FIELD The present invention relates to a vibration suppressing method for a pulse motor, which can improve damping characteristics when the pulse motor is started and stopped. "Prior Art" Linear pulse motors can perform highly accurate positioning even by open loop control. Here, the characteristics of the pulse motor are shown in FIG. 6 using a block diagram.
If we find the transfer function G (S) from this block diagram by an approximate expression, G (S) = A · Kf / (MS 2 + DS + A · Kf) (where A = 2π / τ) It is expressed as follows. That is, G (S) = ωn 2 / (S 2 + 2ζωnS + ωn 2 ) This transfer function is the well-known transfer function of the second order vibration system, and ζ is the damping coefficient (dampin ratio). (However, A = 2π / τ). The indicial response in this case differs depending on the value of ζ. Generally speaking, the response when ζ <1 becomes oscillatory, but ζ of the stepping motor itself is small and almost 0,
It is clear that it becomes oscillatory because it is 5 or less. The time that this vibration continues is the settling time (settling ti
me). In order to damp the vibration quickly, ζ may be increased, and for that purpose, the viscous friction coefficient D may be increased. For this reason, conventionally, the counter electromotive voltage generated in each exciting magnetic pole is detected and subtracted from the current command value corresponding to each exciting winding, so that the viscous friction coefficient D is controlled to be equivalent to an increased value. Method is used. "Problems to be Solved by the Invention" The control method described above is shown in the block diagram of FIG.
When the transfer function W (S) of the system is obtained from this block diagram, W (S) = A · Kf / [MS 2 + (D + KvKf) S + AKf] ....
It can be expressed as. If we find the damping constant ζ in the equation, Becomes (However, A = 2π / τ) By changing the feedback coefficient Kv,
This shows that ζ can be set to an arbitrary value, that is, can be increased, and vibration can be suppressed. As a matter of course, this control method has a drawback that the maximum speed is suppressed to a low value when compared with the case where there is no feedback, which is equivalent to an increase in load during constant speed traveling. The present invention has been made in view of the above-mentioned problems, and an object of the present invention is to prevent a vibration phenomenon occurring in a pulse motor,
An object of the present invention is to provide a vibration suppressing method for a pulse motor, which can surely suppress the pulse motor regardless of the excitation type or the type of the pulse motor. "Means for Solving the Problem" The upper limit value and the lower limit value of the speed of the pulse motor are preset, and the speed of the pulse motor is detected by the pulse motor speed detecting means, and the speed of the pulse motor is higher than the condition value. In the case of or lower than the lower limit value, the voltage signal output from the back electromotive force detection sensor is fed back to the current command signal of the pulse motor so as to apply the braking according to the speed of the pulse motor. The above-mentioned problem is solved by the vibration suppressing method. [Operation] According to the present invention, the speed of the pulse motor is detected, it is discriminated whether or not the magnitude of the detected speed level is within the specified range, and when it is outside the specified range, the pulse motor is braked. Thus, the drive signal of the pulse motor is controlled. Therefore, it is possible to suppress fluctuations in the speed of the pulse motor caused by the vibration of the pulse motor. [Embodiment] Next, an embodiment for realizing a vibration suppressing method for a pulse motor according to the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the electric circuit of the embodiment. In this drawing, 1 is a CW direction command pulse Pcw
2 is a CCW direction command pulse Rccw input terminal. 3 is a current command generation circuit, which receives the CW direction command pulse Pcw or the CCW direction command pulse Pccw
To drive the pulse motor in the CW or CCW direction, CW
Alternatively, current command signals P 1 (θ) = sin (Ax * ), P 2 (θ) = cos that have different π / 2 phases corresponding to CCW commands
Output (Ax * ) to output terminals 3a and 3b respectively. (However, A
= 2π / τ) 4a is a subtracter, which subtracts the signal S 1 from the current command signal P 1 (θ). This subtraction is performed for the phase angle of the current command signal, and the phase control is performed. 4b is also a subtractor, and subtracts the signal S 1 from the current command signal P 2 (θ). This subtraction is performed for the phase angle of the current command signal, and the phase control is performed. 5 is a current controller. Upon receiving the current command signals, the current controller supplies an exciting current to each phase of the pulse motor 6 based on the respective current command signals. Reference numeral 7 is a sensor for detecting the speed of the pulse motor. This sensor is, for example, the counter electromotive force detection sensor disclosed and described in the collection of papers of the academic conference of the Japan Society for Precision Engineering Autumn Meeting of 1986. This sensor has a structure as shown in FIG. That is, 20a to 20d are detection magnetic pole pieces, and 21 is a permanent magnet. FIG. 5 shows a state in which the sensor is attached to the side surface of the linear pulse motor mover. That is, the detection magnetic poles 20a to 20d of the sensor are mounted so that signals of the same phase as that of each of the driving magnetic poles 22a, 22b, 23a, and 23b can be taken out, and are proportional to the counter electromotive force generated in the magnetic pole for excitation. The obtained voltage signal Se can be obtained. This voltage signal Se is a voltage signal composed of signals S 1 = υ · cosAx and S 2 = υ · sinAx, which are proportional to the speed of the linear pulse motor and have a phase difference of π / 2 as shown in FIG. . (However, A = 2π / τ) And this voltage signal
Se is added to the speed signal generation circuit 9 (FIG. 1) and is also supplied to the subtraction signal supply circuit 8. When the subtraction signal supply circuit 8 receives the H-active signal SL 3 , the switches SW 1 and SW
2 is turned on to supply the voltage signals S 1 and S 2 to the subtractors 4a and 4b. Reference numeral 9 denotes a speed signal generating circuit, which includes a rectifying circuit for rectifying the voltage signal Se in both waves, a low-pass filter (not shown) for smoothing, and the like. The DC voltage signal Sd output from the speed signal generating circuit is a voltage signal as shown in FIG. 2C and is proportional to the speed of the linear pulse motor mover. The DC voltage signal Sd is applied to the non-inverting input terminal 10a of the comparator 10 and the inverting input terminal 11b of the comparator 11. The inverting input terminal 10b of the comparator 10 is supplied with the reference voltage Vref 1 generated by the reference voltage generating circuit 12. This reference voltage Vref 1 is a reference voltage for suppressing the upper limit of the speed fluctuation due to the damping action at the time of starting, as shown in FIG. Therefore comparator 10
When the DC voltage signal Sd> the reference voltage Vref 1 , the H active signal Sc 1 as shown in FIG.
It is supplied to one input terminal 14a of the R circuit. On the other hand, the normal input terminal 11a of the comparator 11 is supplied with the reference voltage Vref2 output from the reference voltage generation circuit 13 and sufficiently lower than the steady speed level. The reference voltage Vref2 and the operation described below are for knowing the timing of stop in the case of this example. DC voltage signal Sd> Reference voltage Vr
In the case of ef2, an L level signal Sc 2 as shown in FIG. 2A is output to the clock input terminal CLK of the D flip-flop 15. The D flip-flop 15 is a leading edge trigger F / F of POS timing and has a data input terminal D.
Is grounded, the rising edge of the signal Sc 2 , that is, the DC voltage signal Sd is Sd with respect to the reference voltage Vref.
“L” at the timing when Sd <Vref from the state of> Vref
At the same time as reading, the subtraction command signal SL of "H" level is output to one input terminal 14b of the OR circuit 14 at the terminal. Furthermore, the preset input terminal of the D flip-flop 15
The output signal SN of the NOR circuit 16 is added to PR. The CW direction command pulse Pcw and CCW direction command pulse Pccw described above are applied to the NOR circuit 16. Therefore, the output signal SN of the NOR circuit 16 is "L" when either the command pulse Pcw or Pccw is input, and the D flip-flop 15 is in the preset state. Therefore, "L" is output from the terminal. When no command pulse is input, the NOR circuit
The output of 16 becomes "H", which means that the preset is off. Therefore, the D flip-flop 15 receives the clock signal Sc 2
At the same time the "L" level data is read at the rising edge of, the "H" level subtraction command lock signal SL3
Is output. The signal SL is the "L" level when the same signal from the commander not shown in FIG. 1, that is, the signal of either CW or CCW is output, and the signal SL is either of CW or CCW. It is obvious that the same is true even if the signal is replaced with a signal that changes to "H" level when it is no longer output. Next, the operation of the embodiment will be described. Now, the CW direction command pulse Pc as shown in Fig. 2 (d)
It is assumed that w is supplied to the input terminal 1 shown in FIG.
On the other hand, the reference voltages Vref 1 and Vref 2 have the levels shown in FIG. Since the command pulse Pcw is supplied to the input terminal 1,
The current command generation circuit 3 generates a command signal P 1 (θ) and a command signal P 2 (θ) to drive the pulse motor 6 in the CW direction. Since the command pulse Pcw is input to the NOR circuit 16, the output signal SN of the NOR circuit 16 is "L" and the D flip-flop 15 is in the preset state. On the other hand, the current controller 5 supplies an exciting current for driving the pulse motor 6 in the CW direction to each phase of the pulse motor based on the command signals P 1 (θ) and P 2 (θ). Therefore, the pulse motor is driven in the CW direction. The induction voltage sensor 7 outputs the voltage signals S 1 and S 2 shown in FIG. 4 when the pulse motor 6 is driven. The speed signal generation circuit 9 rectifies the signals S 1 and S 2 and supplies them to the comparators 10 and 11 via a low pass filter. As described above, the pulse motor is vibrated when it is started or stopped. This vibration appears in the output signal Sd of the speed signal generation circuit 9 as a speed change of the pulse motor itself, as shown in FIG. The comparator 10 outputs a signal Sc 1 of “H” level as shown in FIG. 2B in the range of Sd> Vref 1 . D flip-flop 15 is the output signal SL for a state where the preset is taking is "L", the order signal Sc 1 and the signal SL3 at the same timing are supplied to the subtraction instruction signal generating circuit 8. Therefore, the subtraction signal supply circuit 8 turns on the switches SW 1 and SW 2 in accordance with the signal SL3. On the other hand, at the time of stop, when the command pulse disappears, the preset state of the flip-flop 15 is released, the speed of the pulse motor is also reduced, the DC voltage signal Sd also decreases, and the relationship of the reference voltage Vref2 becomes Sd <Vref2. At this time, the signal of the comparator 11 which has been at the “L” level until now changes to the “H” level, the signal SL output from the flip-flop 15 changes from the “L” level to the “H” level, and the OR
The ON signal SL3 is output to the switches SW1 and SW2 through the circuit 14. Therefore, the voltage signal S 1 output by the counter electromotive force detection sensor 7
(V · cosAx) and S 2 (v · sinAx) are current command signals P output from the current command generation circuit 3 by the subtractors 4a and 4b, respectively.
It is fed back to 1 (θ) = sin (Ax * ) and P 2 (θ) = cos (Ax * ). "Effect of the Invention" Since the present invention is configured as described above, it is possible to effectively suppress the vibration of the pulse motor.
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明にかかるパルスモータの振動抑制方法を
実現するための電気回路の構成を示すブロック図、第２
図は同ブロック図における各部の信号波形を示す図、第
３図は逆起電力検出センサを示す図、第４図は逆起電力
検出センサが出力する電圧信号を示す図、第５図はリニ
アパルスモータに逆起電力検出センサを取り付けた図、
第６図はパルスモータの伝達関数を示すブロック図、第
７図は本発明にかかるパルスモータの振動抑制方法を実
現するため、速度フィードバックをかけた場合の系を伝
達関数により示すブロック図である。
３……電流指令発生回路、4a、4b……減算器、５……電
流制御器、６……パルスモータ、７……逆起電力検出セ
ンサ、８……減算信号供給回路、９……速度信号発生回
路、10、11……コンパレータ、14……オア回路、15……
フリップフロップ、16……ノア回路。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an electric circuit for realizing a vibration suppressing method for a pulse motor according to the present invention, and FIG.
The figure shows the signal waveform of each part in the block diagram, FIG. 3 shows the back electromotive force detection sensor, FIG. 4 shows the voltage signal output by the back electromotive force detection sensor, and FIG. Diagram of counter electromotive force detection sensor attached to pulse motor,
FIG. 6 is a block diagram showing the transfer function of the pulse motor, and FIG. 7 is a block diagram showing the system in the case of applying velocity feedback by the transfer function in order to realize the vibration suppressing method of the pulse motor according to the present invention. . 3 ... Current command generation circuit, 4a, 4b ... Subtractor, 5 ... Current controller, 6 ... Pulse motor, 7 ... Counter electromotive force detection sensor, 8 ... Subtraction signal supply circuit, 9 ... Speed Signal generation circuit, 10, 11 …… Comparator, 14 …… OR circuit, 15 ……
Flip-flop, 16 ... Noah circuit.