JP2680688B2 - TEMPERATURE COMPENSATION CIRCUIT AND PRINTING DEVICE INCLUDING THE SAME - Google Patents
TEMPERATURE COMPENSATION CIRCUIT AND PRINTING DEVICE INCLUDING THE SAMEInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 本発明は、温度補償回路及びそれを備えた印字装置
（LEDプリンタ、サーマルプリンタ等）に関するもので
ある。TECHNICAL FIELD The present invention relates to a temperature compensation circuit and a printing device (LED printer, thermal printer, etc.) having the temperature compensation circuit.
（ロ）従来の技術 LEDプリンタのLEDドライバアレーとして、例えば特願
昭63−292882号が提示されている。第２図は上記技術を
示す図面であり、具体的には64ビットのLEDドライバア
レーを示す図面であり、以下に説明する。第２図におい
て、（１）はシリアル入力から入力されたデータをクロ
ックに同期してシフトする64ビットシフトレジスタであ
り、（２）はシリアルデータの出力回路である。また
（３）は64ビットシフトレジスタ（１）のパラレルデー
タをラッチする64ビットラッチ回路、（４）はストロー
ブ信号により64ビットのパラレルデータを同期して次段
のスイッチ回路（５）のスイッチ入力に入力するストロ
ーブ回路である。（５）はスイッチ回路であり、64個の
パラレルデータの内容に従って電流出力回路（６）内の
64個の出力トランジスタをオン・オフ制御する。（６）
は電流出力回路であり、電流制御回路（11）の出力電圧
に従って負荷駆動電流を出力する。（７）は負荷として
のLEDであり、駆動電流が供給されたとき発光する。ま
た（８）は電流出力回路（６）から出力される電流量を
検知し、これを電圧に変換する電圧変換回路、（９）は
基準電圧発生回路（10）を介して入力される基準電圧Vr
efを正側入力に入力し、電圧変換回路（８）の出力電圧
を負側入力に入力する差動増幅器、（11）は差動増幅器
（９）の出力電圧値に対応して電流出力回路（６）の出
力電流量を制御する電流制御回路である。つまり、スイ
ッチ回路（５）、電流出力回路（６）、差動増幅器
（９）、及び電流制御回路（11）より負帰還ループが構
成されている為、該負帰還ループは、基準電圧Vrefと電
圧変換回路（８）出力とが一致する様に動作し、これよ
りLED（７）には基準電圧Vrefに基づく一定の駆動電流
が流れることになる。こうしてLED（７）の発光輝度に
よって用紙に印字が行なわれるのである。(B) Prior Art As an LED driver array for an LED printer, for example, Japanese Patent Application No. 292882/1988 is proposed. FIG. 2 is a drawing showing the above technique, specifically a drawing showing a 64-bit LED driver array, which will be described below. In FIG. 2, (1) is a 64-bit shift register that shifts data input from a serial input in synchronization with a clock, and (2) is an output circuit of serial data. Further, (3) is a 64-bit latch circuit that latches the parallel data of the 64-bit shift register (1), and (4) is a switch input of the switch circuit (5) of the next stage by synchronizing the 64-bit parallel data with a strobe signal. Is a strobe circuit for input to. (5) is a switch circuit, which is provided in the current output circuit (6) according to the contents of 64 parallel data.
Controls 64 output transistors on / off. (6)
Is a current output circuit, which outputs a load drive current according to the output voltage of the current control circuit (11). (7) is an LED as a load, which emits light when a drive current is supplied. Further, (8) is a voltage conversion circuit that detects the amount of current output from the current output circuit (6) and converts it into a voltage, and (9) is a reference voltage input via the reference voltage generation circuit (10). Vr
A differential amplifier that inputs ef to the positive input and the output voltage of the voltage conversion circuit (8) to the negative input, and (11) is a current output circuit corresponding to the output voltage value of the differential amplifier (9). It is a current control circuit for controlling the output current amount of (6). That is, since the switch circuit (5), the current output circuit (6), the differential amplifier (9), and the current control circuit (11) constitute a negative feedback loop, the negative feedback loop is connected to the reference voltage Vref. The voltage conversion circuit (8) operates so as to match the output, and accordingly, a constant drive current based on the reference voltage Vref flows through the LED (7). In this way, the printing is performed on the paper by the emission brightness of the LED (7).
ここでLED（７）は、回路の周囲温度の上昇に伴なっ
て発光輝度が低下する特性を持っており、また基準電圧
Vrefは、回路の周囲温度が変化しても一定である。そこ
でLEDプリンタを駆動中において、LEDドライバアレーの
回路周囲温度が上昇してしまった場合、本来LED（７）
の発光輝度の低下を防止する為にLED（７）の駆動電流
を多くしなければならないが、基準電圧Vrefが温度補償
されることなく一定であることから、LED（７）の発光
輝度が低下してしまい、印字濃度に濃淡が生じてしまう
問題点があった。Here, the LED (7) has the characteristic that the emission brightness decreases as the ambient temperature of the circuit rises.
Vref is constant even when the ambient temperature of the circuit changes. If the ambient temperature of the LED driver array circuit rises while driving the LED printer, the LED (7)
The drive current of the LED (7) must be increased in order to prevent the decrease of the emission brightness of the LED (7), but the reference voltage Vref is constant without temperature compensation, so the emission brightness of the LED (7) decreases. However, there is a problem in that the print density varies.
そこで基準電圧Vrefを温度補償する回路が必要になる
訳であるが、例えば「National Technical Report Vol.
29 No.3 Jun,1983」の第401頁に温度補償回路が提示さ
れている。第３図はその温度補償回路を示す回路図であ
る。第３図において、（12）は、トランジスタQ3とトラ
ンジスタQ4とから成るカレントミラー回路である。（1
3）は、トランジスタQ1とトランジスタQ2とから成るカ
レントミラー回路であり、これ等トランジスタQ1,Q2の
エミッタ面積比は1:Nに設定されているものとする。そ
してダイオード接続された前記トランジスタQ3のコレク
タ・エミッタ路、前記トランジスタQ2のコレクタ・エミ
ッタ路、及び抵抗値R1の抵抗（14）は、電源電圧VCCと
アースとの間に直列接続されている。また前記トランジ
スタQ4のコレクタ・エミッタ路及びダイオード接続され
た前記トランジスタQ1のコレクタ・エミッタ路も、前記
電源電圧VCCとアースとの間に直列接続されている。更
に前記トランジスタQ3とカレントミラー回路を構成する
トランジスタQ5のコレクタ・エミッタ路及び抵抗値R2の
抵抗（15）も、前記電源電圧VCCとアースとの間に直列
接続されている。そして前記トランジスタQ2のエミッタ
と前記抵抗（14）との接続点Ａに制御電流Iaを注入する
ことにより、前記トランジスタQ5のコレクタと前記抵抗
（15）との接続点Ｂから出力電圧V0が得られる様になっ
ている。Therefore, a circuit for temperature compensating the reference voltage Vref is needed.For example, `` National Technical Report Vol.
29 No.3 Jun, 1983 ”, page 401, a temperature compensation circuit is presented. FIG. 3 is a circuit diagram showing the temperature compensation circuit. In FIG. 3, ( 12 ) is a current mirror circuit including a transistor Q 3 and a transistor Q 4 . ( 1
3 ) is a current mirror circuit composed of a transistor Q 1 and a transistor Q 2, and the emitter area ratio of these transistors Q 1 and Q 2 is set to 1: N. The diode-connected collector-emitter path of the transistor Q 3 , the collector-emitter path of the transistor Q 2 , and the resistor (14) having a resistance value R 1 are connected in series between the power supply voltage V CC and ground. ing. The collector-emitter path of the transistor Q 4 and the collector-emitter path of the diode-connected transistor Q 1 are also connected in series between the power supply voltage V CC and ground. Further, the transistor Q 3 and the collector-emitter path and the resistor (15) resistance R 2 of the transistor Q 5 constituting a current mirror circuit is also connected in series between the power supply voltage V CC and ground. By injecting the control current Ia into the connection point A between the emitter of the transistor Q 2 and the resistor (14), the output voltage V 0 from the connection point B between the collector of the transistor Q 5 and the resistor (15). Is obtained.
ここで、トランジスタQ4,Q1の直列路に流れる電流をI
1、トランジスタQ3,Q2の直列路に流れる電流をI2、トラ
ンジスタQ5に流れる電流をI3とすると、 I1＝ISexp（qVBE1/kT） ……（１） I2＝NISexp（qVBE2/kT） ……（２） 但し、 IS:トランジスタQ1の飽和電流 VBE1,VBE2:トランジスタQ1,Q2のベース・エミッタ間順
方向電圧 q:電荷 k:ボルツマン定数 T:絶対温度 となる。そして（１）（２）式で示した電流I1,I2は等
しいことから、 VBE1−VBE2＝kT logN/q ……（３） となる。電流I2は制御電流Iaを考慮すると、 I2＝（VBE1−VBE2）/R1−Ia ＝kT logN/R1q−Ia ……（４） となり、I2＝I3であることから、出力電圧V0は、 V0＝I3R2 ＝R2kT logN/R1q−R2Ia ……（５） となる。（５）式より明らかな様に、出力電圧V0は絶対
温度Ｔに比例して一定の温度勾配を持つことになる。こ
の様子を示したのが第４図の絶対温度Ｔと出力電圧V0と
の特性図であり、この特性図は制御電流Iaをパラメータ
としている。即ち制御電流Iaが所定値の時に実線の特性
が得られた場合、制御電流Iaを所定値より大きくすれば
一点鎖線側の特性が得られ、反対に制御電流Iaを所定値
より小さくすれば破線側の特性が得られることになる。Here, the current flowing in the series path of the transistors Q 4 and Q 1 is
1 , I 2 is the current flowing in the series path of the transistors Q 3 and Q 2 , and I 3 is the current flowing in the transistor Q 5 , I 1 = I S exp (qV BE1 / kT) (1) I 2 = NI S exp (qV BE2 / kT) (2) where I S : Saturation current of transistor Q 1 V BE1,, V BE2 : Base-emitter forward voltage of transistors Q 1 , Q 2 q: Charge k: Boltzmann constant T: absolute temperature. Since the currents I 1 and I 2 shown in the equations (1) and (2) are equal, V BE1 −V BE2 = kT logN / q (3). Considering the control current Ia, the current I 2 becomes I 2 = (V BE1 −V BE2 ) / R 1 −Ia ＝ kT logN / R 1 q −Ia (4), and I 2 = I 3 Therefore, the output voltage V 0 is V 0 = I 3 R 2 = R 2 kT logN / R 1 q−R 2 Ia (5). As is clear from the equation (5), the output voltage V 0 has a constant temperature gradient in proportion to the absolute temperature T. This is shown in the characteristic diagram of the absolute temperature T and the output voltage V 0 in FIG. 4, and this characteristic diagram uses the control current Ia as a parameter. That is, when the characteristic of the solid line is obtained when the control current Ia is a predetermined value, the characteristic of the alternate long and short dash line side is obtained if the control current Ia is made larger than the prescribed value, and conversely if the control current Ia is made smaller than the prescribed value, the broken line Side characteristics will be obtained.
こういった温度勾配を持つ出力電圧V0を第２図の基準
電圧Vrefとして使用すれば、LEDドライバアレーの回路
周囲温度の上昇に伴なって基準電圧Vrefも高くなる為、
LED（７）の発光輝度が一定に保たれて、印字濃度の濃
淡が防止されることになる。If the output voltage V 0 having such a temperature gradient is used as the reference voltage Vref in FIG. 2, the reference voltage Vref also rises as the circuit ambient temperature of the LED driver array rises.
The light emission brightness of the LED (7) is kept constant, and the shading of the print density is prevented.
（ハ）発明が解決しようとする課題 しかしながら前記従来の技術において、第３図の出力
電圧V0を第２図の基準電圧Vrefとして使用する場合、制
御電流Iaを温度補償するための回路も必要となる。従っ
て、この温度補償回路の構成が複雑となり、特に第２図
及び第３図の回路をIC化した場合、チップが大型化して
しまうと共にコストアップを招いてしまう等の問題点が
あった。そこで本発明は、絶対温度Ｔと出力電圧V0との
特性を制御電圧によって制御し、簡単な構成でIC化に好
適な温度補償回路を提供することを目的とする。(C) Problems to be Solved by the Invention However, in the above-mentioned conventional technique, when the output voltage V 0 of FIG. 3 is used as the reference voltage Vref of FIG. 2, a circuit for temperature compensating the control current Ia is also required. Becomes Therefore, the structure of this temperature compensating circuit becomes complicated, and especially when the circuits of FIGS. 2 and 3 are integrated into an IC, there are problems that the chip becomes large and the cost increases. Therefore, it is an object of the present invention to provide a temperature compensating circuit which controls the characteristics of the absolute temperature T and the output voltage V 0 by a control voltage and which is suitable for use in an IC with a simple configuration.
（ニ）課題を解決するための手段 本発明は前記問題点を解決するために為されたもので
あり、電流量が制御電圧に基づいて制御される第１の定
電流源と、電流量が固定された第２の定電流源と、前記
第１の定電流源と前記第２の定電流源との出力を合成す
る第１の電流合成手段と、電流量が温度変化に依存する
第３の定電流源と、前記第１の電流合成手段と前記第３
の定電流源との出力を合成する第２の電流合成手段と、
該第２の電流合成手段の出力を電圧変換する電圧変換手
段とを備え、温度に対する前記電圧変換手段の出力特性
を、前記制御電圧によって制御することを特徴とする。(D) Means for Solving the Problems The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and a first constant current source whose current amount is controlled based on a control voltage and a current amount are A fixed second constant current source, a first current synthesizing means for synthesizing outputs of the first constant current source and the second constant current source, and a third current amount whose current amount depends on a temperature change Constant current source, the first current combining means, and the third
Second current synthesizing means for synthesizing the output from the constant current source of
A voltage converting means for converting the output of the second current synthesizing means into a voltage, and the output characteristic of the voltage converting means with respect to temperature is controlled by the control voltage.
（ホ）作用 本発明によれば、制御電圧をパラメータとして、温度
に対する電圧変換手段の出力特性を制御できる為、温度
補償された電圧変換手段出力を容易に得ることができ、
コストダウンが可能となる。また本発明回路をIC化した
場合、チップ占有面積を少しに抑えてチップの小型化に
貢献でき、更にICの集積度を向上させることができる。(E) Operation According to the present invention, since the output characteristic of the voltage conversion means with respect to temperature can be controlled using the control voltage as a parameter, it is possible to easily obtain the temperature-compensated voltage conversion means output.
Cost reduction becomes possible. Further, when the circuit of the present invention is integrated into an IC, the area occupied by the chip can be suppressed to a small extent, which can contribute to the downsizing of the chip and further improve the degree of integration of the IC.
（ヘ）実施例 本発明の詳細を図示の実施例により具体的に説明す
る。(F) Embodiment The details of the present invention will be specifically described with reference to the illustrated embodiment.
第１図において、（16）は第１の定電流源であり、カ
レントミラー回路を構成するトランジスタQ9,Q10と、制
御トランジスタQ8と、抵抗値が夫々R5,R6,R7の抵抗（1
7）（18）（19）とより成る。そして、前記抵抗（1
8）、前記トランジスタQ9,Q8、及び前記抵抗（17）の直
列路は電源電圧VCCとアースとの間に接続されている。
（20）は、電源電圧VCCを安定化するための安定化レギ
ュレータである。（21）はオペアンプであり、正（＋）
端子とアースとの間に制御電圧VCONTを出力する可変電
源（22）が接続され、且つ負（−）端子が前記トランジ
スタQ8と前記抵抗（17）との接続点と接続されている。
つまり、該オペアンプ（21）は、電流IXが前記トランジ
スタQ8のベース・エミッタ間順方向電圧VBE8に依存する
のを防止し、制御電圧VCONTと電流IXの直線性を改善す
るためのものである。In FIG. 1, (16) is a first constant current source, which includes transistors Q 9 , Q 10 forming a current mirror circuit, a control transistor Q 8 , and resistance values R 5 , R 6 , R 7 respectively. Resistance of (1
It consists of 7) (18) (19). Then, the resistance (1
8), the series circuit of the transistors Q 9 , Q 8 and the resistor (17) is connected between the power supply voltage V CC and the ground.
(20) is a stabilizing regulator for stabilizing the power supply voltage V CC . (21) is an operational amplifier, positive (+)
A variable power source (22) that outputs a control voltage V CONT is connected between a terminal and ground, and a negative (−) terminal is connected to a connection point between the transistor Q 8 and the resistor (17).
That is, the operational amplifier (21), since the current I X is prevented from depending on the base-emitter forward voltage V BE8 of the transistor Q 8, to improve the linearity of the control voltage V CONT and the current I X belongs to.
（23）は第２の定電流源であり、カレントミラー回路
を構成するトランジスタQ13,Q14と、抵抗値R4の抵抗（2
4）より成る。そして、前記トランジスタQ14と前記抵抗
（24）との直列路は電源電圧VCCとアースとの間に接続
されている。(23) is a second constant current source, the transistors Q 13, Q 14 constituting a current mirror circuit, the resistance of the resistance value R 4 (2
4) consists of. The series circuit of the transistor Q 14 and the resistor (24) is connected between the power supply voltage V CC and the ground.
（25）は第１の電流合成手段であり、カレントミラー
回路を構成するトランジスタQ11,Q12より成る。そして
前記トランジスタQ10,Q11の直列路、及び前記トランジ
スタQ13,Q12の直列路は、夫々電源電圧VCCとアースとの
間に接続されている。つまり、該第１の電流合成手段
（25）は、前記第１の定電流源（16）と前記第２の定電
流源（23）から得られる電流を合成するものである。具
体的には、前記トランジスタQ13のコレクタに流れる電
流をIOOとすると、前記トランジスタQ11,Q12がカレント
ミラー回路を構成することから、該トランジスタQ12の
コレクタには電流IXが流れることになり、Ａ点において
電流IOO,IXが合成されて合成電流はIOO−IXとなる。(25) is a first current synthesizing means, which is composed of transistors Q 11 and Q 12 forming a current mirror circuit. The series path of the transistors Q 10 and Q 11 and the series path of the transistors Q 13 and Q 12 are connected between the power supply voltage V CC and the ground, respectively. That is, the first current synthesizing means (25) synthesizes the currents obtained from the first constant current source (16) and the second constant current source (23). Specifically, when a current flowing in the collector of the transistor Q 13 and I OO, since the transistors Q 11, Q 12 constitute a current mirror circuit, a current flows I X to the collector of the transistor Q 12 Therefore, the currents I OO and I X are combined at the point A, and the combined current becomes I OO −I X.
（26）は、温度に比例した電流を出力する第３の定電
流源であり、エミッタ面積比が1:Nであると共にカレン
トミラー回路を構成するトランジスタQ1,Q2と、カレン
トミラー回路を構成するトランジスタQ3,Q4と、該トラ
ンジスタQ3とカレントミラー回路を構成するトランジス
タQ5と、抵抗値R1の抵抗（27）とより成る。そして前記
トランジスタQ3,Q2及び前記抵抗（27）の直列路、前記
トランジスタQ4,Q1の直列路は、夫々電源電圧VCCとアー
スとの間に接続されている。(26) is a third constant current source that outputs a current proportional to temperature, and has an emitter area ratio of 1: N and includes transistors Q 1 and Q 2 that form a current mirror circuit and a current mirror circuit. a transistor Q 3, Q 4 constituting a transistor Q 5 constituting the transistor Q 3 and the current mirror circuit, comprising more and resistance the resistance value R 1 (27). The series path, the series path of the transistor Q 4, Q 1 of the transistor Q 3, Q 2 and the resistor (27) is connected between the respective power supply voltage V CC and ground.
（28）は第２の電流合成手段であり、カレントミラー
回路を構成するトランジスタQ6,Q7より成る。そして該
トランジスタQ6のコレクタ・エミッタ路は前記トランジ
スタQ12のコレクタ・エミッタ路と並列接続され、前記
トランジスタQ5,Q7の直列路は電源電圧VCCとアースとの
間に接続されている。つまり、該第２の電流合成手段
（28）は、前記第１の電流合成手段（25）から得られる
合成電流と前記第３の定電流源（26）から得られる電流
を合成するものである。具体的には、前記トランジスタ
Q5のコレクタに流れる電流をIOTとすると、前記トラン
ジスタQ6,Q7がカレントミラー回路を構成することか
ら、該トランジスタQ7のコレクタには電流IOO−IXが流
れることになり、Ｂ点において電流IOT,IOO−IXが合成
されてIOT−（IOO−IX）となる。(28) is a second current synthesizing means, which is composed of transistors Q 6 and Q 7 forming a current mirror circuit. The collector-emitter path of the transistor Q 6 is connected in parallel with the collector-emitter path of the transistor Q 12 , and the series path of the transistors Q 5 , Q 7 is connected between the power supply voltage V CC and ground. . That is, the second current synthesizing means (28) synthesizes the synthetic current obtained from the first current synthesizing means (25) and the current obtained from the third constant current source (26). . Specifically, the transistor
When the current flowing through the collector of Q 5 and I OT, since the transistor Q 6, Q 7 constitute a current mirror circuit, it will flow the current I OO -I X to the collector of the transistor Q 7, At the point B, the currents I OT and I OO −I X are combined into I OT − (I OO −I X ).
（29）は電圧変換手段であり、電源電圧VCCとアース
との間に直列接続された抵抗値R2,R3の抵抗（30）（3
1）より成る。そしてこれ等抵抗（30）（31）の接続点
は、前記トランジスタQ5のコレクタと接続されたＢ点で
ある為、前記合成電流IOT−（IOO−IX）が電圧変換され
ることになる。こうして電圧変換されて得られた出力電
圧V0が、第２図の基準電圧Vrefとして使用されるのであ
る。 Reference numeral (29) is a voltage conversion means, and resistors (30) (3) having resistance values R 2 and R 3 connected in series between the power supply voltage V CC and ground.
It consists of 1). Since the connection point of these resistors (30) and (31) is the point B connected to the collector of the transistor Q 5 , the combined current I OT − (I OO −I X ) is converted into a voltage. become. The output voltage V 0 obtained by the voltage conversion in this way is used as the reference voltage Vref in FIG.
以下、出力電圧V0について説明する。The output voltage V 0 will be described below.
まず制御トランジスタQ8のエミッタを流れる電流I
Xは、オペアンプ（21）の特性を考慮すると、 IX＝VCONT/R5 ……（６） となる。またトランジスタQ13のコレクタを流れる電流I
OOは、 IOO＝（VCC−VBE14）/R4 ……（７） 但し、VBE14:トランジスタQ14のベース・エミッタ間
順方向電圧 となる。またトランジスタQ5のコレクタを流れる電流I
OTは、（５）式において制御電流Iaを無視した電流I3に
相当することから、 IOT＝kT logN/R1q ……（８） となる。従って第２の電流合成手段（28）によって得ら
れる合成電流IOは、（６）（７）（８）式を用いて IO＝IOT−（IOO−IX） ＝kT logN/R1q＋VCONT/R5 −（VCC−VBE14）/R4 ……（９） となる。よって電圧変換手段（29）のＢ点に現れる電圧
V0は、 V0＝（R3VCC＋R2R3IO）／（R2＋R3） ……（10） となる。（10）式から明らかな様に、出力電圧V0は、絶
対温度Ｔと制御電圧VCONTの２つのパラメータを持った
特性を有することになる。特に制御電圧VCONTをパラメ
ータとした場合、第４図に示す様に温度勾配が一定な出
力電圧V0を容易に得ることができる。具体的には、制御
電圧VCONTが所定値の時に第４図の実線に示す絶対温度
Ｔと出力電圧V0の特性が得られるものとした場合、制御
電圧VCONTを所定値よりも小さくすれば第４図の一点鎖
線側の特性が得られ、また制御電圧VCONTを所定値より
も大きくすれば破線側の特性が得られることになる。First, the current I flowing through the emitter of the control transistor Q 8
Considering the characteristics of the operational amplifier (21), X becomes I X = V CONT / R 5 (6). Also, the current I flowing through the collector of the transistor Q 13
OO is I OO = (V CC −V BE14 ) / R 4 (7) where V BE14 is the forward voltage between the base and emitter of the transistor Q 14 . Also, the current I flowing through the collector of the transistor Q 5
Since OT corresponds to the current I 3 in which the control current Ia is ignored in the equation (5), I OT = kT logN / R 1 q (8) Therefore, the combined current I O obtained by the second current combining means (28) is I O = I OT − (I OO −I X ) = kT logN / R using the equations (6), (7) and (8). 1 q + V CONT / R 5 − (V CC −V BE14 ) / R 4 (9). Therefore, the voltage appearing at point B of the voltage conversion means (29)
V 0 becomes V 0 = (R 3 V CC + R 2 R 3 I O ) / (R 2 + R 3 ) ... (10). As is clear from the equation (10), the output voltage V 0 has a characteristic having two parameters of the absolute temperature T and the control voltage V CONT . In particular, when the control voltage V CONT is used as a parameter, the output voltage V 0 having a constant temperature gradient can be easily obtained as shown in FIG. Specifically, the control when the voltage V CONT is assumed that the characteristics of the absolute temperature T and the output voltage V 0 shown by the solid line in FIG. 4 when the predetermined value is obtained, by the control voltage V CONT smaller than a predetermined value For example, the characteristic on the alternate long and short dash line side in FIG. 4 is obtained, and if the control voltage V CONT is made larger than a predetermined value, the characteristic on the broken line side is obtained.
尚、（６）式の電流IX、（７）式の電流IOO、及び
（８）式の電流IOTは、電源電圧VCC、トランジスタQ1〜
Q14のベース・エミッタ間順方向電圧、抵抗（17）（1
8）（19）（24）（27）（30）（31）等の温度特性を考
慮してより高度な安定化を図ることも可能である。また
本実施例において、本発明回路をLEDプリンタのドライ
バアレーに使用する場合について説明したが、これに限
定されるものでないことは言うまでもない。Note that (6) of the current I X, (7) where the current I OO, and (8) of the current I OT, the power supply voltage V CC, the transistors Q 1 ~
Forward voltage between base and emitter of Q 14 , resistance (17) (1
8) (19) (24) (27) (30) (31) and other temperature characteristics can be taken into consideration to achieve a higher degree of stabilization. Further, although the case where the circuit of the present invention is used for the driver array of the LED printer has been described in the present embodiment, it goes without saying that the present invention is not limited to this.
以上より、本発明によれば、制御電圧VCONTを可変と
するだけで、絶対温度Ｔに対して一定の温度勾配を持っ
た、所謂線形を持った出力電圧V0を容易に得ることがで
きる。更に本発明回路は、温度補償のための複雑な回路
構成が不要の為、信頼性が向上し、IC化に適し、コスト
ダウンが可能となる。特に本発明回路をIC化した場合、
チップの小型化や集積度の向上に貢献できることにな
る。As described above, according to the present invention, a so-called linear output voltage V 0 having a constant temperature gradient with respect to the absolute temperature T can be easily obtained only by making the control voltage V CONT variable. . Further, since the circuit of the present invention does not require a complicated circuit configuration for temperature compensation, the reliability is improved, it is suitable for an IC, and the cost can be reduced. Especially when the circuit of the present invention is integrated into an IC,
This will contribute to the miniaturization of chips and the improvement of integration.
（ト）発明の効果 本発明によれば、制御電圧を可変とするだけで、温度
に対する電圧変換手段の出力特性を容易に制御できる。
つまり本発明回路は、温度補償のための複雑な回路構成
が不要な為、信頼性が向上し、IC化に適し、コストダウ
ンが可能になる等の利点が得られる。特に本発明回路を
IC化した場合、チップの小型化や集積度の向上に貢献で
きることになる。(G) Effect of the Invention According to the present invention, the output characteristic of the voltage conversion means with respect to temperature can be easily controlled only by making the control voltage variable.
That is, since the circuit of the present invention does not require a complicated circuit configuration for temperature compensation, it has advantages such as improved reliability, suitability for an IC, and cost reduction. In particular, the circuit of the present invention
When integrated into an IC, it can contribute to the miniaturization of chips and the improvement of integration.
第１図は本発明の温度補償回路を示す回路図、第２図は
従来のLEDプリンタのドライバアレーを示す図面、第３
図は従来の温度補償回路を示す回路図、第４図は温度−
出力電圧特性を示す特性図である。 （16）……第１の定電流源、（23）……第２の定電流
源、（25）……第１の電流合成手段、（26）……第３の
定電流源、（28）……第２の電流合成手段、（29）……
電圧変換手段。FIG. 1 is a circuit diagram showing a temperature compensation circuit of the present invention, FIG. 2 is a drawing showing a driver array of a conventional LED printer, and FIG.
The figure is a circuit diagram showing a conventional temperature compensation circuit, and Fig. 4 is the temperature-
It is a characteristic view which shows an output voltage characteristic. (16) ... First constant current source, (23) ... Second constant current source, (25) ... First current combining means, (26) ... Third constant current source, (28) ) …… Second current composition means, (29) ……
Voltage conversion means.
Claims (3)
１の定電流源と、 電流量が固定された第２の定電流源と、 前記第１の定電流源と前記第２の定電流源との出力を合
成する第１の電流合成手段と、 電流量が温度変化に依存する第３の定電流源と、 前記第１の電流合成手段と前記第３の定電流源との出力
を合成する第２の電流合成手段と、 該第２の電流合成手段の出力を電圧に変換する電圧変換
手段とを備え、 温度に対する前記電圧変換手段の出力特性を、前記制御
電圧によって制御することを特徴とする温度補償回路。1. A first constant current source whose current amount is controlled based on a control voltage, a second constant current source whose current amount is fixed, said first constant current source and said second constant current source. A first current synthesizing means for synthesizing an output with a constant current source; a third constant current source whose amount of current depends on a temperature change; and a first current synthesizing means and the third constant current source. A second current synthesizing means for synthesizing the outputs and a voltage converting means for converting the output of the second current synthesizing means into a voltage are provided, and an output characteristic of the voltage converting means with respect to temperature is controlled by the control voltage. A temperature compensation circuit characterized by the above.
１の定電流源と、 電流量が固定された第２の定電流源と、 前記第１の定電流源と前記第２の定電流源との出力を合
成する第１の電流合成手段と、 電流量が温度変化に依存する第３の定電流源と、 前記第１の電流合成手段と前記第３の定電流源との出力
を合成する第２の電流合成手段と、 該第２の電流合成手段の出力を電圧に変換する電圧変換
手段とを備え、 前記電圧変換手段から得られる出力電圧の温度勾配を一
定に保持し、且つ前記制御電圧によって前記出力電圧を
線形に制御することを特徴とする温度補償回路。2. A first constant current source whose current amount is controlled based on a control voltage, a second constant current source whose current amount is fixed, the first constant current source and the second constant current source. A first current synthesizing means for synthesizing an output with a constant current source; a third constant current source whose amount of current depends on a temperature change; and a first current synthesizing means and the third constant current source. A second current synthesizing means for synthesizing the outputs, and a voltage converting means for converting the output of the second current synthesizing means into a voltage are provided, and the temperature gradient of the output voltage obtained from the voltage converting means is kept constant. And a temperature compensation circuit that linearly controls the output voltage by the control voltage.
路を備えた印字装置。3. A printing apparatus provided with the temperature compensation circuit according to claim 1.
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| JP1179402A JP2680688B2 (en) | 1989-07-11 | 1989-07-11 | TEMPERATURE COMPENSATION CIRCUIT AND PRINTING DEVICE INCLUDING THE SAME |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1179402A JP2680688B2 (en) | 1989-07-11 | 1989-07-11 | TEMPERATURE COMPENSATION CIRCUIT AND PRINTING DEVICE INCLUDING THE SAME |
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|---|---|
| JPH0343809A JPH0343809A (en) | 1991-02-25 |
| JP2680688B2 true JP2680688B2 (en) | 1997-11-19 |
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ID=16065242
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-
1989
- 1989-07-11 JP JP1179402A patent/JP2680688B2/en not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
| JPH0343809A (en) | 1991-02-25 |
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