JP2659464B2 - Magnetic recording / reproducing device - Google Patents
Magnetic recording / reproducing deviceInfo
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- JP2659464B2 JP2659464B2 JP3048391A JP4839191A JP2659464B2 JP 2659464 B2 JP2659464 B2 JP 2659464B2 JP 3048391 A JP3048391 A JP 3048391A JP 4839191 A JP4839191 A JP 4839191A JP 2659464 B2 JP2659464 B2 JP 2659464B2
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Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、映像信号のための磁気
記録再生装置に関し、特に、位相が水平同期信号の前縁
に対応して一水平周期毎にリセットされたFMキャリア
を記録し、再生されたFMキャリアの特定部分をレファ
レンスバースト信号として用いることによって、再生信
号のジッタを補正する磁気記録再生装置に関するもので
ある。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a magnetic recording / reproducing apparatus for a video signal, and more particularly to an FM carrier whose phase is reset every horizontal cycle corresponding to the leading edge of a horizontal synchronizing signal, The present invention relates to a magnetic recording / reproducing apparatus that corrects jitter of a reproduced signal by using a specific portion of a reproduced FM carrier as a reference burst signal.
【0002】[0002]
【従来の技術】記録再生装置によって再生された映像信
号には、通常、波形の時間軸変動、すなわちジッタが発
生している。このジッタを補正することは再生画像の安
定性を確保する上で重要である。そこで、NTSC信号
等を直接的にFM変調して記録再生する直接FM記録方
式を採用した放送用VTR等の磁気記録再生装置の場合
には、映像信号の水平走査期間毎に挿入されたカラーバ
ースト信号をリファレンス信号とし、このカラーバース
ト信号の特定のゼロクロス点の時間軸変動からジッタ検
出信号を形成してジッタを補正するようになっている。2. Description of the Related Art A video signal reproduced by a recording / reproducing apparatus usually has a fluctuation in a time axis of a waveform, that is, a jitter. Correcting this jitter is important for ensuring the stability of the reproduced image. Therefore, in the case of a magnetic recording / reproducing apparatus such as a VTR for broadcasting which employs a direct FM recording method for directly recording and reproducing an NTSC signal by FM modulation, a color burst inserted every horizontal scanning period of a video signal is used. The signal is used as a reference signal, and a jitter detection signal is formed from a time-base variation at a specific zero-cross point of the color burst signal to correct the jitter.
【0003】一方、色信号の低域変換記録方式を採用し
た家庭用VTR等の磁気記録再生装置の場合には、カラ
ーバースト信号が映像信号中に付加されていないため、
通常、水平同期信号の立上がりや立下がりの特定部分を
検出してジッタ検出信号を生成し、このジッタ検出信号
をもとにしてジッタを補正するようになっている。On the other hand, in the case of a magnetic recording / reproducing apparatus such as a home VTR adopting a low-frequency conversion recording method of a color signal, a color burst signal is not added to a video signal.
Usually, a specific portion at the rise or fall of the horizontal synchronization signal is detected to generate a jitter detection signal, and the jitter is corrected based on the jitter detection signal.
【0004】ところが、水平同期信号もまた、通常、位
相やレベルのランダムなノイズが重畳されており、この
ノイズは、上記のジッタ検出信号の精度を低下させる要
因になっている。この精度の低下は、ジッタの充分な補
正を困難にするので、再生画像の不安定化を招来すると
いう問題を有している。[0004] However, the horizontal synchronizing signal is also usually superimposed with random noise of phase and level, and this noise causes the accuracy of the jitter detection signal to decrease. This decrease in accuracy makes it difficult to sufficiently correct jitter, and thus causes a problem that the reproduced image becomes unstable.
【0005】そこで、例えば特開昭63−274290
号公報には、再生信号に含まれるジッタを高い精度で検
出できる方法が開示されている。すなわち、映像信号の
記録時において、映像信号に基づいてFM変調されたF
Mキャリアの位相を水平周期毎に水平同期信号の前縁に
対応させてリセットする。これにより、位相が水平同期
信号の前縁に同期したFMキャリアが記録される。ま
た、映像信号の再生時において、再生されたFMキャリ
アから復調された水平同期信号によってゲートされたF
Mキャリアをレファレンスバースト信号として用い、こ
れにより高精度のジッタ検出信号が得られるようになっ
ている。Therefore, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 63-274290
Japanese Patent Application Laid-Open Publication No. H11-163873 discloses a method capable of detecting jitter contained in a reproduced signal with high accuracy. That is, at the time of recording the video signal, the F / F modulated based on the video signal
The phase of the M carrier is reset for each horizontal cycle in correspondence with the leading edge of the horizontal synchronization signal. As a result, an FM carrier whose phase is synchronized with the leading edge of the horizontal synchronization signal is recorded. Also, at the time of reproducing the video signal, the F gate gated by the horizontal synchronization signal demodulated from the reproduced FM carrier.
The M carrier is used as a reference burst signal, so that a highly accurate jitter detection signal can be obtained.
【0006】さらに、特開平1−264492号公報に
は、上記のようなリセットによってFMキャリアの位相
が不連続になることを軽減し、復調エラーを防止するこ
とができるジッタ検出装置が開示されている。すなわ
ち、水平同期信号の前縁直前におけるフロントポーチ部
に位相連続性補償信号を加算し、この補償信号のレベル
を調整することにより、FMキャリアの周波数を偏移さ
せる。その結果、リセットによるFMキャリアの位相の
不連続性が軽減されるようになっている。Further, Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 1-264492 discloses a jitter detecting device capable of reducing the discontinuity of the FM carrier phase due to the above-described reset and preventing a demodulation error. I have. That is, the phase continuity compensation signal is added to the front porch portion immediately before the leading edge of the horizontal synchronization signal, and the level of the compensation signal is adjusted to shift the frequency of the FM carrier. As a result, the discontinuity of the phase of the FM carrier due to the reset is reduced.
【0007】このように、上記の各公報に開示されたキ
ャリアリセット方式は、ジッタの補正精度が高く、再生
画像の安定化に貢献できる。As described above, the carrier reset methods disclosed in the above publications have high jitter correction accuracy and can contribute to stabilization of reproduced images.
【0008】[0008]
【発明が解決しようとする課題】一方、高い周波数のキ
ャリアを映像信号に基づいてFM変調して1次FMキャ
リアを生成した後、その周波数を低い周波数にシフトさ
せて生成した低い周波数のFMキャリア(2次FMキャ
リア)を記録する方法が知られている。この方法によれ
ば、直接に低い周波数のキャリアをFM変調して記録す
る場合(従来、FM変調されるキャリアの周波数は15
MHz まで)に比べて、2次FMキャリアに不要な高調波
成分が含まれにくく、リニアリティも良いという利点が
ある。特に、高い周波数のキャリアをHDTV(High-D
efinition Television) の映像信号のような広帯域の映
像信号に基づいてFM変調する場合に有効である。しか
しながら、欠点として、FM変調時、すなわち上記の1
次FMキャリアに対して、上記したキャリアリセットを
施しても、その周波数をシフトさせると同時に位相もシ
フトするため、2次FMキャリアの位相は水平同期信号
に同期しなくなるという問題点がある。一方、直接に低
い周波数のキャリアをFM変調する方法では、FMキャ
リアに不要な高調波成分が多く含まれ、やはり後述する
種々の問題が生じる。On the other hand, after a high-frequency carrier is FM-modulated based on a video signal to generate a primary FM carrier, the frequency is shifted to a low frequency to generate a low-frequency FM carrier. (Secondary FM carrier) recording method is known. According to this method, when a low-frequency carrier is directly FM-modulated and recorded (conventionally, the frequency of a carrier to be FM-modulated is 15
MHz), there is an advantage that unnecessary higher harmonic components are less likely to be included in the second FM carrier and the linearity is better. In particular, a high frequency carrier is transferred to an HDTV (High-D
This is effective when FM modulation is performed based on a wideband video signal such as a video signal of efinition television. However, a disadvantage is that during FM modulation, i.e.
Even if the above-described carrier reset is performed on the next FM carrier, the frequency is shifted and the phase is shifted at the same time, so that the phase of the secondary FM carrier is not synchronized with the horizontal synchronization signal. On the other hand, in the method of directly FM-modulating a low-frequency carrier, the FM carrier contains many unnecessary harmonic components, and also causes various problems described later.
【0009】例えば、ビデオテープレコーダ(以下、V
TRと称する)が備えているFM復調器は、図5に示す
ように、遅延線ドライバ101、遅延線ドライバ101
の出力に各々接続された全波整流回路102および遅延
線104、全波整流回路102の出力に接続されたロー
パスフィルタ(LPF)103を備えている。なお、遅
延線104の終端は短絡されている。いま、図6(a)
に示すような波形の映像信号に基づいて、図6(b)に
示すような不要な高調波成分が無い理想的なFMキャリ
アが記録再生されたとする。再生されたFMキャリア
は、高利得リミッタ回路等を介して方形波に成形された
のち上記遅延線ドライバ101に供給される。全波整流
回路102には、上記方形波と遅延線104によって遅
延および反射された方形波との合成波が供給される。こ
うして、全波整流回路102からLPF103へ、図6
(c)に示すように、立上がりがFMキャリアのゼロク
ロス点に同期したパルス信号が供給される。このパルス
信号はLPF103でその搬送波成分が除去され、図6
(d)に示すように、歪みの無い理想的な映像信号が復
調される。For example, a video tape recorder (hereinafter referred to as V
As shown in FIG. 5, an FM demodulator provided in the delay line driver 101 and the delay line driver 101
And a low-pass filter (LPF) 103 connected to the output of the full-wave rectifier circuit 102. The end of the delay line 104 is short-circuited. Now, FIG.
Assume that an ideal FM carrier free of unnecessary harmonic components as shown in FIG. 6B has been recorded and reproduced based on a video signal having a waveform as shown in FIG. The reproduced FM carrier is formed into a square wave via a high gain limiter circuit and the like, and then supplied to the delay line driver 101. The composite wave of the square wave and the square wave delayed and reflected by the delay line 104 is supplied to the full-wave rectifier circuit 102. In this way, from the full-wave rectifier circuit 102 to the LPF 103, FIG.
As shown in (c), a pulse signal whose rising edge is synchronized with the zero cross point of the FM carrier is supplied. This pulse signal has its carrier component removed by the LPF 103, and FIG.
As shown in (d), an ideal video signal without distortion is demodulated.
【0010】これに対して、低い周波数のキャリアを直
接にFM変調した場合、図6(e)に示すように、不要
な高調波成分が多く含まれることによって、FMキャリ
アは方形波となる。しかも、高調波成分の重畳によって
FMキャリアの周波数が偏移するため、図6(e)に示
すように、図6(c)に示す理想的なFMキャリアと比
べてそのゼロクロス点がずれてしまう。全波整流回路1
02からLPF103には、図6(f)に示すように、
高調波成分を含むFMキャリアの偏移したゼロクロス点
を検出したパルス信号が供給される。その結果、パルス
信号の搬送波成分がLPF103で除去されて復調され
た映像信号には、図6(g)に示すように、歪みが生じ
るという問題が起きる。On the other hand, when a low-frequency carrier is directly FM-modulated, as shown in FIG. 6E, the FM carrier becomes a square wave due to the inclusion of many unnecessary harmonic components. In addition, since the frequency of the FM carrier shifts due to the superposition of the harmonic component, the zero cross point is shifted as shown in FIG. 6E as compared with the ideal FM carrier shown in FIG. 6C. . Full-wave rectifier circuit 1
02 to the LPF 103 as shown in FIG.
A pulse signal that detects a shifted zero-cross point of the FM carrier including a harmonic component is supplied. As a result, the video signal demodulated by removing the carrier component of the pulse signal by the LPF 103 has a problem that distortion occurs as shown in FIG.
【0011】さらに、復調信号の歪みやモアレを増大さ
せる要因として最も問題なのは、FMキャリアに含まれ
る高調波成分のうち、3次の高調波成分である(3次の
高調波成分は、FMキャリアのスペクトル成分であり、
その中心周波数および変調指数は、FMキャリアの中心
周波数および変調指数のそれぞれ3倍になっている)。
この3次の高調波成分について具体的な数値をあてはめ
て以下に説明する。The most problematic factor for increasing the distortion and moiré of the demodulated signal is the third harmonic component among the harmonic components contained in the FM carrier (the third harmonic component is the FM carrier component). Are the spectral components of
Its center frequency and modulation index are each three times the center frequency and modulation index of the FM carrier).
The third harmonic component will be described below with specific numerical values.
【0012】図7(b)に示すように、グレーレベルの
周波数が13MHz のキャリアが、図7(a)に示すよう
に、9MHz の周波数帯域を持つMUSE信号に基づいて
FM変調されるものとする。ただし、FM変調後のデビ
エーションは±3.5MHz とし、MUSE信号にかけるプ
リエンファシスの度合いは12dB(約4倍)とする。As shown in FIG. 7B, a carrier whose gray level frequency is 13 MHz is FM-modulated based on a MUSE signal having a frequency band of 9 MHz as shown in FIG. 7A. I do. However, the deviation after the FM modulation is ± 3.5 MHz, and the degree of pre-emphasis applied to the MUSE signal is 12 dB (about 4 times).
【0013】FMキャリアの周波数帯域は、2×(デビ
エーション+映像信号の周波数帯域)と考えられるか
ら、この場合、FMキャリアの周波数帯域の上限値(図
7(b)に図示)は、 13+(3.5×4+9)=36〔MHz 〕……(1) となる。また、FMキャリアの3次高調波成分の中心周
波数(図7(c)に図示)は、 13×3=39〔MHz 〕 であり、3次高調波成分の周波数帯域の上限値(図7
(c)に図示)および下限値(図示せず)は、それぞ
れ、 13×3+(3.5×4×3+9)=90〔MHz 〕 13×3−(3.5×4×3+9)=−12〔MHz 〕……(2) となる(なお、図7(b)および(c)に図示された破
線はそれぞれ負の折り返し成分を示す)。Since the frequency band of the FM carrier is considered to be 2 × (the deviation + the frequency band of the video signal), in this case, the upper limit of the frequency band of the FM carrier (shown in FIG. 7B) is 13+ ( 3.5 × 4 + 9) = 36 [MHz] (1) The center frequency (shown in FIG. 7C) of the third harmonic component of the FM carrier is 13 × 3 = 39 [MHz], and the upper limit value of the frequency band of the third harmonic component (FIG. 7).
13 (c)) and the lower limit (not shown) are respectively 13 × 3 + (3.5 × 4 × 3 + 9) = 90 [MHz] 13 × 3- (3.5 × 4 × 3 + 9) = − 12 [MHz]... (2) (note that the broken lines shown in FIGS. 7B and 7C indicate negative aliasing components, respectively).
【0014】上記(1) および(2) の数値を比較しながら
図7(b)および(c)を参照して明らかなように、キ
ャリアの周波数が低い場合、3次高調波成分がFMキャ
リアの伝送帯域にまで入り込むので、LPF103によ
っても分離できないことがわかる(なお、図7(d)は
LPF103による高域カット後の記録されるべきFM
キャリアの周波数帯域を示し、同図中の破線は不要な3
次高調波成分を示す)。結局、不要な3次高調波成分や
折り返った負の高調波成分がFM復調に悪影響を与える
結果、復調された映像信号の歪みが増大し、モアレもま
た増大する。さらに、映像信号の歪みが大きい場合、復
調できないこともある。このような問題は、通常のVT
Rでよく用いられるパルスカウント型FM復調器でも同
様に生ずる。As is apparent from FIGS. 7B and 7C while comparing the numerical values of the above (1) and (2), when the frequency of the carrier is low, the third harmonic component is reduced to the FM carrier. 7B, it cannot be separated even by the LPF 103 (FIG. 7D shows the FM to be recorded after the high-frequency cut by the LPF 103).
The frequency band of the carrier is shown, and the broken line in FIG.
Shows the second harmonic component). As a result, unnecessary third harmonic components and folded negative harmonic components adversely affect FM demodulation, resulting in increased distortion of the demodulated video signal and increased moiré. Furthermore, when the distortion of the video signal is large, demodulation may not be performed. Such a problem is caused by the usual VT
This also occurs in a pulse count type FM demodulator often used in R.
【0015】本発明の主目的は、水平同期信号に対する
1次FMキャリアの位相同期状態を保持したまま周波数
変換し、これによって、低周波数で、かつ不要な高調波
成分を含まない2次FMキャリアを得ることにある。A primary object of the present invention is to perform frequency conversion while maintaining the phase synchronization state of a primary FM carrier with respect to a horizontal synchronization signal, thereby achieving a low-frequency secondary FM carrier free from unnecessary harmonic components. Is to get
【0016】[0016]
【課題を解決するための手段】請求項1の発明に係る磁
気記録再生装置は、上記の課題を解決するために、以下
の各手段を備えていることを特徴としている。すなわ
ち、第1周波数を有するキャリアを発振すると共に、
上記キャリアを映像信号に基づいてFM変調し、1次F
Mキャリアを生成するFM変調手段(例えば外部リセッ
ト機能付FM変調回路)、映像信号に含まれる水平同
期信号に位相が同期したパルス信号を生成し、上記FM
変調手段に上記パルス信号を供給することによって、上
記1次FMキャリアの位相を水平同期信号の特定部分に
対応して一水平期間毎にリセットするキャリアリセット
手段(例えば外部リセット機能付FM変調回路およびキ
ャリアリセットパルス発生回路)、第1基準周波数を
有し、位相が水平同期信号に同期した周波数変換信号を
生成する基準信号発生手段(例えばクロック発生回
路)、上記1次FMキャリアと上記周波数変換信号と
を合成する周波数変換手段(例えば周波数シフト回
路)、上記周波数変換手段によって合成された信号の
差の成分のみを取出し、上記1次FMキャリアの中心周
波数が低域側に変換された第2周波数に中心周波数が設
定された2次FMキャリアを生成するローパスフィルタ
手段(例えばローパスフィルタ)。A magnetic recording / reproducing apparatus according to the first aspect of the present invention includes the following means to solve the above-mentioned problems. That is, while oscillating the carrier having the first frequency,
The above carrier is FM-modulated based on the video signal,
FM modulation means (for example, an FM modulation circuit with an external reset function) for generating an M carrier, generates a pulse signal whose phase is synchronized with a horizontal synchronization signal included in a video signal,
By supplying the pulse signal to the modulation means, carrier reset means (for example, an FM modulation circuit with an external reset function and Carrier reset pulse generation circuit), reference signal generation means (for example, a clock generation circuit) for generating a frequency conversion signal having a first reference frequency and having a phase synchronized with the horizontal synchronization signal, the primary FM carrier and the frequency conversion signal (For example, a frequency shift circuit) that extracts only the component of the difference between the signals synthesized by the frequency converting means, and converts the center frequency of the primary FM carrier to the lower frequency side. Low-pass filter means (for example, a low-pass filter) for generating a second-order FM carrier having a center frequency set at the center
【0017】ただし、上記の構成において、上記第1周
波数および上記第1基準周波数は、上記周波数変換手段
によって合成された信号の和の成分の周波数帯域の下限
が上記差の成分の周波数帯域の上限を上回るように、設
定されている。However, in the above configuration, the first frequency and the first reference frequency are set such that a lower limit of a frequency band of a sum component of the signals synthesized by the frequency conversion means is an upper limit of a frequency band of the difference component. It is set to exceed.
【0018】また、請求項2の発明に係る磁気記録再生
装置は、上記の課題を解決するために、請求項1の構成
に加えて、上記基準信号発生手段および上記ローパスフ
ィルタ手段の各出力に接続され、上記基準信号発生手段
が生成したAFC基準周波数信号が持つ第2基準周波数
と、上記2次FMキャリアの特定部分の周波数とを一水
平期間毎に比較し、周波数の偏差に応じた電圧レベルを
有する周波数誤差信号を上記FM変調手段の入力側に負
帰還する周波数比較手段(例えば周波数比較回路)を含
む自動周波数制御回路を備えていることを特徴としてい
る。さらに、請求項3の発明に係る磁気記録再生装置
は、上記の課題を解決するために、請求項1または請求
項2の構成に加えて、上記第1周波数および上記第1基
準周波数は、さらに、上記1次FMキャリアの3次高調
波成分の周波数帯域の下限が、上記周波数変換信号との
合成によって低域側に変換されたときに、上記差の成分
の周波数帯域の上限を上回るように、設定されているこ
とを特徴としている。 According to a second aspect of the present invention, there is provided a magnetic recording / reproducing apparatus which, in addition to the configuration of the first aspect, further comprises the reference signal generating means and the low-pass filter means having respective outputs. A second reference frequency included in the AFC reference frequency signal generated by the reference signal generation means and a frequency of a specific portion of the secondary FM carrier are compared every horizontal period, and a voltage corresponding to the frequency deviation is determined. An automatic frequency control circuit including frequency comparison means (for example, a frequency comparison circuit) for negatively feeding back a frequency error signal having a level to the input side of the FM modulation means is provided. Further, a magnetic recording / reproducing apparatus according to the invention of claim 3
Claim 1 or Claim 1
Item 2. In addition to the configuration of Item 2, the first frequency and the first
The quasi-frequency is further a third harmonic of the first FM carrier.
The lower limit of the frequency band of the wave component is
When converted to the low-frequency side by synthesis, the above difference component
Is set to exceed the upper limit of the frequency band of
It is characterized by.
【0019】[0019]
【作用】請求項1の構成によれば、FM変調手段は、第
1周波数(例えば、FM変調される従来のキャリアの周
波数の数倍)を有するキャリアを発振すると共に、上記
キャリアを映像信号に基づいてFM変調し、1次FMキ
ャリアを生成する。なお、この映像信号は、DC電圧レ
ベルが一定値に補正され、かつ、プリエンファシスが施
されていることが望ましい。According to the first aspect of the present invention, the FM modulating means oscillates a carrier having a first frequency (for example, several times the frequency of a conventional carrier subjected to FM modulation) and converts the carrier into a video signal. FM modulation is performed on the basis of this to generate a primary FM carrier. It is desirable that the DC voltage level of this video signal is corrected to a constant value and pre-emphasis is performed.
【0020】キャリアリセット手段は、映像信号に含ま
れる水平同期信号に位相が同期したパルス信号を生成
し、上記FM変調手段に上記パルス信号を供給すること
によって、上記1次FMキャリアの位相を水平同期信号
の特定部分に対応して一水平期間毎にリセットする。な
お、水平同期信号の特定部分とは、水平同期信号の前縁
であってもよいし、プリエンファシスによるFMキャリ
アの周波数シフトが収束するのに対応した水平同期信号
の特定部分であってもよい。The carrier reset means generates a pulse signal whose phase is synchronized with the horizontal synchronizing signal included in the video signal, and supplies the pulse signal to the FM modulating means, thereby shifting the phase of the primary FM carrier horizontally. Reset is performed every horizontal period corresponding to a specific portion of the synchronization signal. The specific portion of the horizontal synchronization signal may be the leading edge of the horizontal synchronization signal, or may be the specific portion of the horizontal synchronization signal corresponding to the convergence of the frequency shift of the FM carrier due to the pre-emphasis. .
【0021】基準信号発生手段は、第1基準周波数を有
し、本発明の重要な特徴として、位相が水平同期信号に
同期した周波数変換信号を生成する。The reference signal generating means has a first reference frequency, and as an important feature of the present invention, generates a frequency conversion signal whose phase is synchronized with the horizontal synchronization signal.
【0022】周波数変換手段は、上記FM変調手段から
入力した上記1次FMキャリアと、上記基準信号発生手
段から入力した上記周波数変換信号とを合成する。The frequency conversion means synthesizes the primary FM carrier input from the FM modulation means and the frequency conversion signal input from the reference signal generation means.
【0023】ローパスフィルタ手段は、上記周波数変換
手段によって合成された信号の差の成分のみを取出し、
上記1次FMキャリアの中心周波数が低域側に変換され
た第2周波数に中心周波数が設定された2次FMキャリ
アを生成する。The low-pass filter means extracts only the difference component of the signal synthesized by the frequency conversion means,
A second FM carrier having a center frequency set to a second frequency obtained by converting the center frequency of the primary FM carrier to a lower frequency side is generated.
【0024】ただし、上記第1周波数および上記第2周
波数は、上記周波数変換手段によって合成された信号の
和の成分の周波数帯域の下限が上記差の成分の周波数帯
域の上限を上回るように、設定されている。However, the first frequency and the second frequency are set such that the lower limit of the frequency band of the sum component of the signals synthesized by the frequency conversion means exceeds the upper limit of the frequency band of the difference component. Have been.
【0025】上記1次FMキャリアの位相と上記周波数
変換信号の位相とは、共に水平同期信号に同期している
ので、上記2次FMキャリアの位相もまた、水平同期信
号に同期している。このことは、以下のように説明され
る。Since the phase of the primary FM carrier and the phase of the frequency conversion signal are both synchronized with the horizontal synchronization signal, the phase of the secondary FM carrier is also synchronized with the horizontal synchronization signal. This is explained as follows.
【0026】キャリアリセットを行ったときを時刻t0
とし、時刻t0 における1次FMキャリアC(t)は以
下の正弦波で表されるとする。 C(t0)=sin(ωc t0+mf × v(t0)) ……(3) ただし、上式において、各記号は、 ωc :1次FMキャリアの中心角周波数 mf :変調指数 v(t0):映像信号v* (t)を時間tで積分した関数
の時刻t0 における値v(t)=∫v* (t)dt
(積分定数は0とする) を意味している。また、時刻t0 における1次FMキャ
リアと水平同期信号との位相差は、キャリアリセットに
よって0〔rad〕になっているとする。The time when the carrier reset is performed is defined as time t 0.
It is assumed that the primary FM carrier C (t) at time t 0 is represented by the following sine wave. C (t 0 ) = sin (ω c t 0 + m f × v (t 0 )) (3) In the above formula, each symbol is: ω c : the central angular frequency m f of the primary FM carrier m f : Modulation index v (t 0 ): value v (t) = ∫v * (t) dt at time t 0 of a function obtained by integrating video signal v * (t) with time t
(The integration constant is assumed to be 0). It is also assumed that the phase difference between the primary FM carrier and the horizontal synchronization signal at time t 0 has become 0 [rad] due to the carrier reset.
【0027】周波数変換信号S(t)も同様に正弦波と
し、時刻t0 において以下の式で与えられるものとす
る。 S(t0)=sin(ωsht0+φ)……(4) ただし、上式において、各記号は、 ωsh:周波数変換信号の角周波数 φ :時刻t0 における周波数変換信号と水平同期信号
との位相差を意味している。The frequency conversion signal S (t) is also a sine wave, and is given by the following equation at time t 0 . S (t 0 ) = sin (ω sh t 0 + φ) (4) In the above formula, ω sh : angular frequency of the frequency conversion signal φ: horizontal synchronization with the frequency conversion signal at time t 0 It means the phase difference with the signal.
【0028】ただし、3次高調波成分を含むと考えた1
次FMキャリアC3(t)は、 C3(t)=sin(ωc t +mf v(t) )+ k・sin {3×( ωc t +mf v(t) )} と表される。なお、上式における記号kは3次高調波成
分の振幅係数である。However, 1 which is considered to include the third harmonic component
Next FM carrier C 3 (t) is expressed as C 3 (t) = sin ( ω c t + m f v (t)) + k · sin {3 × (ω c t + m f v (t))} You. The symbol k in the above equation is the amplitude coefficient of the third harmonic component.
【0029】上記の(3) 式および(4) 式より、1次FM
キャリアと周波数変換信号とが合成されたFMキャリア
Cs(t)は、時刻t0 において、 Cs(t0)=sin {(ωc t0+mf × v(t0)) − (ωsht0+φ)} +sin {(ωc t0+mf × v(t0)) + (ωsht0+φ)} と表される。From the above equations (3) and (4), the primary FM
FM carrier Cs of the carrier and the frequency-converted signal is synthesized (t) at time t 0, Cs (t 0) = sin {(ω c t 0 + m f × v (t 0)) - (ω sh t 0 + φ)} + sin { (ω c t 0 + m f × v (t 0)) + ( expressed as ω sh t 0 + φ)} .
【0030】ローパスフィルタ手段は、上記合成された
FMキャリアCs(t)の差の成分のみを取出し、2次
FMキャリアとして出力するから、結局、得られる2次
FMキャリアC2(t0)は、 C2(t0)=sin {(ωc t0+mf × v(t0)) − (ωsht0+φ)} =sin {(ωc −ωsh)t0+mf × v(t0)−φ)}……(5) となる。The low-pass filter means takes out only the difference component of the synthesized FM carrier Cs (t) and outputs it as a secondary FM carrier. As a result, the resulting secondary FM carrier C 2 (t 0 ) is , C 2 (t 0 ) = sin {(ω c t 0 + m f × v (t 0 )) − (ω sh t 0 + φ)} = sin {(ω c −ω sh ) t 0 + m f × v ( t 0 ) −φ)} (5)
【0031】いま、位相差φが定まっていて、例えば0
〔rad〕に設定されているとすれば、上記(5) 式よ
り、2次FMキャリアと水平同期信号との位相差も0
〔rad〕となる。このように、周波数変換を行って
も、2次FMキャリアと水平同期信号との位相差は、一
水平周期毎に0〔rad〕となる。Now, the phase difference φ is determined, for example, 0
Assuming that [rad] is set, the phase difference between the secondary FM carrier and the horizontal synchronization signal is also 0 from the above equation (5).
[Rad]. Thus, even if the frequency conversion is performed, the phase difference between the secondary FM carrier and the horizontal synchronizing signal becomes 0 [rad] every one horizontal cycle.
【0032】また、FM変調手段によって発振された上
記キャリアの第1周波数と、2次FMキャリアの中心周
波数である第2周波数とは、上記周波数変換手段によっ
て合成されたFMキャリアの和の成分の周波数帯域の下
限が、上記差の成分の周波数帯域の上限を上回るように
設定されているので、不要な成分の少ない2次FMキャ
リアを分離することができる。この結果、再生されたF
Mキャリアから復調された水平同期信号によってゲート
されたFMキャリアをレファレンスバースト信号として
用いることにより、高精度のジッタ検出信号が得られる
ようになる。The first frequency of the carrier oscillated by the FM modulator and the second frequency which is the center frequency of the secondary FM carrier are the sum of the components of the FM carrier synthesized by the frequency converter. Since the lower limit of the frequency band is set so as to exceed the upper limit of the frequency band of the difference component, it is possible to separate a secondary FM carrier having a small unnecessary component. As a result, the reproduced F
By using the FM carrier gated by the horizontal synchronization signal demodulated from the M carrier as a reference burst signal, a highly accurate jitter detection signal can be obtained.
【0033】さらに、上記2次FMキャリアに含まれる
不要成分が少ないことによって、復調の精度が上がり、
画質が向上する。なお、キャリアリセット方式は、ジッ
タ検出のためのバースト信号を映像信号に挿入する必要
が無くなるので、映像信号のブランキング期間を短くで
きる利点がある。Further, since the unnecessary components contained in the secondary FM carrier are small, the accuracy of demodulation is improved,
Image quality is improved. Note that the carrier reset method has an advantage that a blanking period of a video signal can be shortened because it is not necessary to insert a burst signal for jitter detection into the video signal.
【0034】次に、請求項2の構成によれば、周波数比
較手段は、上記基準信号発生手段からAFC基準周波数
信号を入力し、上記ローパスフィルタ手段から上記2次
FMキャリアを入力する。そして、AFC基準周波数信
号の第2基準周波数と、2次FMキャリアの特定部分の
周波数とを一水平期間毎に比較し、周波数の偏差に応じ
た電圧レベルを有する周波数誤差信号を上記FM変調手
段の入力側、例えば映像信号のDC電圧レベルを一定値
に補正するために設けられたDCアンプに負帰還する。
これによって自動周波数制御回路(AFC回路)が構成
されるので、FM変調手段が発振するキャリアの第1周
波数は、FM変調手段や周波数変換手段の温度ドリフト
等の影響を受けなくなり安定化する。さらに、請求項3
の構成によれば、1次FMキャリアの3次高調波成分の
周波数帯域が、上記周波数変換信号との合成によって低
域側に変換されたときに、上記差の成分に混入すること
がないので、不要な成分の一層少ない2次FMキャリア
を分離することができる。 Next, according to the configuration of the second aspect, the frequency comparing means inputs the AFC reference frequency signal from the reference signal generating means, and inputs the secondary FM carrier from the low-pass filter means. The second reference frequency of the AFC reference frequency signal is compared with the frequency of a specific portion of the secondary FM carrier every one horizontal period, and a frequency error signal having a voltage level corresponding to the frequency deviation is converted to the FM modulation means. , For example, to a DC amplifier provided for correcting the DC voltage level of the video signal to a constant value.
As a result, an automatic frequency control circuit (AFC circuit) is configured, and the first frequency of the carrier oscillated by the FM modulator is stabilized without being affected by the temperature drift of the FM modulator and the frequency converter. Further, claim 3
According to the configuration, the third harmonic component of the primary FM carrier is
The frequency band is reduced by combining with the frequency conversion signal.
Being mixed with the above difference components when converted to the band side
Secondary carrier with less unnecessary components
Can be separated.
【0035】[0035]
【実施例】本発明の一実施例について図1ないし図4に
基づいて説明すれば、以下のとおりである。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS One embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS.
【0036】本発明に係る磁気記録再生装置が備えるキ
ャリアリセットFM変調器(以下FM変調器と称する)
は、図1に示すように、映像信号が供給される入力端子
10と、映像信号に基づいてFM変調されたキャリア
(以下、FMキャリアと称する)が出力される出力端子
11とを備えている。出力端子11から出力されたFM
キャリアは、後段の図示しない記録回路に供給され、図
示しない磁気テープ等の記録媒体に記録されるようにな
っている。A carrier reset FM modulator (hereinafter referred to as an FM modulator) provided in the magnetic recording / reproducing apparatus according to the present invention.
As shown in FIG. 1, an input terminal 10 to which a video signal is supplied, and an output terminal 11 to output a carrier (hereinafter, referred to as an FM carrier) that is FM-modulated based on the video signal. . FM output from output terminal 11
The carrier is supplied to a recording circuit (not shown) at a subsequent stage and is recorded on a recording medium (not shown) such as a magnetic tape.
【0037】上記FM変調器は、さらに、上記入力端子
10に接続されたDCアンプ1を備えている。DCアン
プ1は、映像信号に含まれる水平同期信号のシンクチッ
プレベルやペデスタルレベルを、映像信号のレベルの大
小にかかわらず一定レベルに補正する機能を有してい
る。DCアンプ1の出力には、画質向上のために映像信
号の高域の振幅を強調するプリエンファシス回路2が接
続されている。The FM modulator further includes a DC amplifier 1 connected to the input terminal 10. The DC amplifier 1 has a function of correcting the sync tip level and the pedestal level of the horizontal synchronization signal included in the video signal to a constant level regardless of the level of the video signal. The output of the DC amplifier 1 is connected to a pre-emphasis circuit 2 for enhancing the high-frequency amplitude of the video signal to improve the image quality.
【0038】プリエンファシス回路2の出力には、変調
手段としての外部リセット機能付FM変調回路3が接続
されている。外部リセット機能付FM変調回路3では、
あとで詳述されるように、中心周波数が高く、かつ、位
相が水平同期信号の特定部分に対応してリセットされた
1次FMキャリアa1 が生成され、後段の周波数シフト
回路4に出力されるようになっている。なお、1次FM
キャリアa1 の中心周波数は、従来のFMキャリアの中
心周波数より、数倍高く設定されている。The output of the pre-emphasis circuit 2 is connected to an FM modulation circuit 3 having an external reset function as a modulation means. In the FM modulation circuit 3 with the external reset function,
As will be described in detail later, a primary FM carrier a 1 having a high center frequency and a phase reset corresponding to a specific portion of the horizontal synchronizing signal is generated and output to the frequency shift circuit 4 at the subsequent stage. It has become so. In addition, primary FM
The center frequency of the carrier a 1, from the center frequency of the conventional FM carrier is set several times higher.
【0039】周波数シフト回路4は、例えばアナログ乗
算器で構成され、上記1次FMキャリアa1 に後述する
周波数シフト信号dを合成することによって、上記1次
FMキャリアa1 の中心周波数を低域側にシフトする。
周波数シフト回路4の出力には、ローパスフィルタ(以
下、LPFと称する)5が接続され、さらに、LPF5
の出力には上記出力端子11が接続されている。LPF
5は、1次FMキャリアa1 と周波数シフト信号dとの
和の成分、および高調波成分をカットして、2次FMキ
ャリアa2 を生成し出力する。The frequency shift circuit 4 is composed of, for example, an analog multiplier, by synthesizing the frequency shift signal d which will be described later in the primary FM carrier a 1, a low-pass center frequency of the primary FM carrier a 1 Shift to the side.
A low-pass filter (hereinafter referred to as LPF) 5 is connected to the output of the frequency shift circuit 4.
Is connected to the output terminal 11 described above. LPF
5 are cut component of the sum of the primary FM carrier a 1 and a frequency shift signal d, and a harmonic component, and generates and outputs a second FM carrier a 2.
【0040】一方、上記FM変調器は、さらに、上記入
力端子10に接続され、映像信号から水平同期信号を抽
出し分離する同期分離回路9を備えている。同期分離回
路9の出力には、クロック発生回路8が接続されてい
る。クロック発生回路8は、位相が水平同期信号に同期
し、かつ、周波数が安定した原発振クロックパルスを生
成する。On the other hand, the FM modulator further includes a synchronization separation circuit 9 connected to the input terminal 10 for extracting and separating a horizontal synchronization signal from a video signal. The clock generation circuit 8 is connected to the output of the synchronization separation circuit 9. The clock generation circuit 8 generates an original oscillation clock pulse whose phase is synchronized with the horizontal synchronization signal and whose frequency is stable.
【0041】キャリアリセットパルス発生回路7は、ク
ロック発生回路8および同期分離回路9の各出力に接続
され、各回路8・9から供給された水平同期信号および
原発振クロックパルスに基づいてキャリアリセットパル
スbを生成する。このキャリアリセットパルスbは、キ
ャリアリセットパルス発生回路7から外部リセット機能
付FM変調回路3に供給され、上記の1次FMキャリア
a1 の位相のリセットに用いられるようになっている。The carrier reset pulse generating circuit 7 is connected to each output of the clock generating circuit 8 and the synchronizing separation circuit 9, and based on the horizontal synchronizing signal supplied from each of the circuits 8 and 9 and the original oscillation clock pulse, generates a carrier reset pulse. Generate b. The carrier reset pulse b is supplied from the carrier reset pulse generator circuit 7 to the external reset function with FM modulation circuit 3 is adapted to be used in the reset of the primary FM carrier a 1 phase.
【0042】また、クロック発生回路8は、位相が水平
同期信号に同期した上記周波数シフト信号dを生成す
る。周波数シフト信号dは、クロック発生回路8から上
記周波数シフト回路4に供給されるようになっている。
さらに、クロック発生回路8は、原発振クロックパルス
に基づいてAFC(Automatic Frequency Control)基準
周波数信号eを生成する。The clock generation circuit 8 generates the frequency shift signal d whose phase is synchronized with the horizontal synchronization signal. The frequency shift signal d is supplied from the clock generation circuit 8 to the frequency shift circuit 4.
Further, the clock generation circuit 8 generates an AFC (Automatic Frequency Control) reference frequency signal e based on the original oscillation clock pulse.
【0043】周波数比較回路6は、LPF5が出力する
上記2次FMキャリア、上記AFC基準周波数信号e、
および同期分離回路9が出力する水平同期信号を供給さ
れるようになっている。周波数比較回路6に供給される
水平同期信号は、水平同期信号の立下がりから次の立下
がりまでの一水平期間だけ、周波数比較回路6で周波数
比較が行われるようにするためのゲート信号となってい
る。The frequency comparison circuit 6 outputs the above-mentioned secondary FM carrier output from the LPF 5, the above-mentioned AFC reference frequency signal e,
And a horizontal synchronizing signal output from the synchronizing separation circuit 9. The horizontal synchronizing signal supplied to the frequency comparing circuit 6 is a gate signal for allowing the frequency comparing circuit 6 to perform frequency comparison for one horizontal period from the fall of the horizontal synchronizing signal to the next fall. ing.
【0044】周波数比較回路6における周波数比較の結
果に基づいて所定の電圧レベルを有するように生成され
た周波数誤差信号cは、DCアンプ1に負帰還され映像
信号に重畳される。これにより、外部リセット機能付F
M変調回路3で発振されるキャリアの瞬時周波数はAF
C基準周波数信号eの周波数に常に一致するようになっ
ている。The frequency error signal c generated to have a predetermined voltage level based on the result of the frequency comparison in the frequency comparison circuit 6 is negatively fed back to the DC amplifier 1 and superimposed on the video signal. With this, F with external reset function
The instantaneous frequency of the carrier oscillated by the M modulation circuit 3 is AF
The frequency always coincides with the frequency of the C reference frequency signal e.
【0045】図4に示すように、前記の外部リセット機
能付FM変調回路3は、一対の単安定マルチバイブレー
タ12・13を有している。単安定マルチバイブレータ
12・13の各反転出力は、それぞれ他方の単安定マル
チバイブレータ12・13に接続されている。また、各
単安定マルチバイブレータ12・13には、コンデンサ
C1・C2の両極がそれぞれ接続されており、コンデン
サC1・C2には、抵抗器R1・R2の一端がそれぞれ
接続されている。そして、これらの抵抗器R1・R2の
各他端は、上述のプリエンファシス回路2の出力に接続
されている。As shown in FIG. 4, the FM modulation circuit 3 with the external reset function has a pair of monostable multivibrators 12 and 13. The inverted outputs of the monostable multivibrators 12 and 13 are connected to the other monostable multivibrators 12 and 13, respectively. Further, both poles of capacitors C1 and C2 are connected to the monostable multivibrators 12 and 13, respectively, and one ends of resistors R1 and R2 are connected to the capacitors C1 and C2, respectively. The other ends of these resistors R1 and R2 are connected to the output of the pre-emphasis circuit 2 described above.
【0046】これにより、外部リセット機能付FM変調
回路3は、抵抗器R1・R2とコンデンサC1・C2と
で決定される時定数を有する周波数のキャリアを発振す
ると共に、プリエンファシス回路2から入力した映像信
号でキャリア周波数が変調された1次FMキャリアa1
を出力するようになっている。As a result, the FM modulation circuit 3 with the external reset function oscillates a carrier having a frequency having a time constant determined by the resistors R1 and R2 and the capacitors C1 and C2, and inputs the carrier from the pre-emphasis circuit 2. Primary FM carrier a 1 whose carrier frequency is modulated by a video signal
Is output.
【0047】また、単安定マルチバイブレータ12・1
3の反転出力が接続された各入力側には、ダイオードD
1・D2のカソード側がそれぞれ接続されている。これ
らのダイオードD1・D2は、アノード側同士が接続さ
れており、これらのアノード側に、キャリアリセットパ
ルス発生回路7からキャリアリセットパルスbが供給さ
れるようになっている。The monostable multivibrator 12.1
A diode D is connected to each input side to which the inverted outputs of the three are connected.
The cathode side of 1 · D2 is connected. These diodes D1 and D2 have their anode sides connected to each other, and a carrier reset pulse b is supplied from the carrier reset pulse generation circuit 7 to these anode sides.
【0048】上記の構成において、図2(a)に示すよ
うな映像信号が入力端子10を介して同期分離回路9に
供給されると、同期分離回路9において水平同期信号が
映像信号から分離される。これと同時に、映像信号は入
力端子10を介してDCアンプ1に供給され、周波数比
較回路6から伝送された周波数誤差信号cが重畳され、
さらに、プリエンファシス回路2で高域が強調される。In the above configuration, when a video signal as shown in FIG. 2A is supplied to the synchronization separation circuit 9 via the input terminal 10, the horizontal synchronization signal is separated from the video signal in the synchronization separation circuit 9. You. At the same time, the video signal is supplied to the DC amplifier 1 via the input terminal 10, and the frequency error signal c transmitted from the frequency comparison circuit 6 is superimposed,
Further, the high frequency is emphasized by the pre-emphasis circuit 2.
【0049】例えば、映像信号に含まれている水平同期
信号の立下がりおよび立上がりには、図2(b)に示す
ように、オーバシュートが現れる。したがって、キャリ
アリセットパルス発生回路7は、水平同期信号の立下が
りおよび立上がりのオーバシュートによる位相誤差が生
じないように、1次FMキャリアの周波数変化が所定内
に収まった段階で、1次FMキャリアの位相をリセット
するキャリアリセットパルスbを生成する。なお、キャ
リアリセットパルスbは、水平同期信号に位相が同期し
た原発振クロックパルスから作られる。For example, as shown in FIG. 2B, an overshoot appears at the falling edge and the rising edge of the horizontal synchronizing signal included in the video signal. Therefore, the carrier reset pulse generation circuit 7 sets the primary FM carrier at a stage where the frequency change of the primary FM carrier falls within a predetermined range so that a phase error due to the overshoot of the falling and rising of the horizontal synchronization signal does not occur. , A carrier reset pulse b for resetting the phase is generated. Note that the carrier reset pulse b is generated from an original oscillation clock pulse whose phase is synchronized with the horizontal synchronization signal.
【0050】こうして、外部リセット機能付FM変調回
路3は、図2(c)に示すように、上記キャリアリセッ
トパルスbによって位相がリセットされた1次FMキャ
リアa1 を周波数シフト回路4に供給する。さらに、ク
ロック発生回路8は、例えば正弦波で表される周波数シ
フト信号dを周波数シフト回路4に供給する。周波数シ
フト回路4は、位相がリセットされた1次FMキャリア
a1 と、上記周波数シフト信号dとを合成する。In this manner, the FM modulation circuit 3 with the external reset function supplies the primary FM carrier a 1 whose phase has been reset by the carrier reset pulse b to the frequency shift circuit 4 as shown in FIG. . Further, the clock generation circuit 8 supplies a frequency shift signal d represented by, for example, a sine wave to the frequency shift circuit 4. The frequency shift circuit 4 synthesizes the primary FM carrier a 1 whose phase has been reset and the frequency shift signal d.
【0051】以上の結果、1次FMキャリアa1 の周波
数と周波数シフト信号dの周波数との差の成分、すなわ
ち2次FMキャリアa2 が、LPF5によって取り出さ
れる。1次FMキャリアの位相および周波数シフト信号
の位相は共に水平同期信号に同期しているので、図2
(e)に示すように、本願発明の重要な特徴として、2
次FMキャリアの位相もまた水平同期信号に同期してい
る。As a result, the LPF 5 extracts the component of the difference between the frequency of the primary FM carrier a 1 and the frequency of the frequency shift signal d, that is, the secondary FM carrier a 2 . Since both the phase of the primary FM carrier and the phase of the frequency shift signal are synchronized with the horizontal synchronizing signal, FIG.
As shown in (e), as an important feature of the present invention, 2
The phase of the next FM carrier is also synchronized with the horizontal synchronization signal.
【0052】ここで、映像信号が、図3(a)に示すよ
うに、9MHz の周波数帯域を持つMUSE(Multiple S
ub-Nyquist Sampling Encoding) 信号であることを考慮
して、例えば、1次FMキャリアa1 のグレーレベルの
周波数fchを47MHz 、デビエーションを±3.5MHz 、
MUSE信号に対するプリエンファシスの度合いを12
dB(約4倍)、周波数シフト信号dの周波数fshを34
MHz とする。Here, as shown in FIG. 3A, the video signal has a MUSE (Multiple S) having a frequency band of 9 MHz.
ub-Nyquist Sampling Encoding), for example, the gray level frequency f ch of the primary FM carrier a 1 is 47 MHz, the deviation is ± 3.5 MHz,
The degree of pre-emphasis for the MUSE signal is set to 12
dB (about 4 times), the frequency f sh of the frequency shift signal d is set to 34
MHz.
【0053】FMキャリアの周波数帯域を、2×(デビ
エーション+映像信号の周波数帯域)と考える。これに
基づくと、1次FMキャリアa1 の周波数帯域の上限B
W+1および下限BW-1は、それぞれ、図3(b)に示す
ように、 BW+1=47+(3.5×4+9)=70〔MHz 〕 BW-1=47−(3.5×4+9)=24〔MHz 〕 となる。It is assumed that the frequency band of the FM carrier is 2 × (the deviation + the frequency band of the video signal). Based on this, the upper limit B of the frequency band of the primary FM carrier a 1
As shown in FIG. 3B, W +1 and lower limit BW −1 are respectively BW +1 = 47 + (3.5 × 4 + 9) = 70 [MHz] BW −1 = 47− (3.5 × 4 + 9) = 24 [MHz].
【0054】1次FMキャリアa1 と周波数シフト信号
dとを合成した信号の差の成分のグレーレベルの周波数
fcdと和の成分のグレーレベルの周波数fcsは、それぞ
れ、 fcd=47−34=13〔MHz 〕 fcs=47+34=81〔MHz 〕 となる。また、差の成分の周波数帯域の上限BW
d+1 は、 BWd+1 =13+(3.5×4+9)=36〔MHz 〕……(1) となり、和の成分の周波数帯域の下限BWs-1 は、 BWs-1 =81−(3.5×4+9)=58〔MHz 〕……(2) となる。したがって、上記(1) および(2) の値より、1
次FMキャリアa1 のグレーレベルの周波数fchおよび
周波数シフト信号dの周波数fshを上記のように設定す
れば、差の成分と和の成分とは互いの周波数帯域に混入
しないので、LPF5によって分離し、差の成分のみを
抽出することができる。The gray level frequency f cd of the difference component of the signal obtained by combining the primary FM carrier a 1 and the frequency shift signal d and the gray level frequency f cs of the sum component are f cd = 47− 34 = 13 [MHz] fcs = 47 + 34 = 81 [MHz] Also, the upper limit BW of the frequency band of the difference component
d + 1 is BW d + 1 = 13 + (3.5 × 4 + 9) = 36 [MHz] (1), and the lower limit BW s−1 of the sum component frequency band is BW s−1 = 81. − (3.5 × 4 + 9) = 58 [MHz] (2) Therefore, from the values of (1) and (2) above, 1
If the gray-level frequency f ch of the next FM carrier a 1 and the frequency f sh of the frequency shift signal d are set as described above, the difference component and the sum component do not mix into each other's frequency bands. It is possible to separate and extract only the difference components.
【0055】次に、1次FMキャリアの3次高調波成分
の周波数帯域の下限BW-3は、 BW-3=47×3−(3.5×4×3+9)=141−51=90 MHz … (3) となり、差の成分に含まれる3次高調波成分の周波数帯
域の下限BWd-3 は、 BWd-3 =(47×3−34)−(3.5×4×3+9)=56 MHz … (4) となる。したがって、上記(3) および(4) の値より、差
の成分と差の成分に含まれる3次高調波成分とは互いの
周波数帯域に混入しないので、同様にLPF5によって
分離され、差の成分に含まれる3次高調波成分は除去さ
れる。Next, the lower limit BW- 3 of the frequency band of the third harmonic component of the first-order FM carrier is BW- 3 = 47.times.3- (3.5.times.4.times.3 + 9) = 141-51 = 90 MHz. (3), and the lower limit BW d-3 of the frequency band of the third harmonic component included in the difference component is: BW d−3 = (47 × 3-34) − (3.5 × 4 × 3 + 9) = 56 MHz (4) Therefore, from the values of (3) and (4) above, the difference component and the third harmonic component contained in the difference component do not mix into each other's frequency bands, and are similarly separated by the LPF 5 to obtain the difference component. Is removed.
【0056】なお、キャリアリセットを行う方法によっ
て、FMキャリアの位相が水平同期信号の位相に収束す
るまでにFMキャリアの数サイクル分の時間を要する場
合がある。この場合、高い周波数でキャリアリセットを
行う方が、低い周波数でキャリアリセットを行うより
も、位相が収束するまでに要するFMキャリアの波数は
同じでも短時間で済む。つまり、本発明に係るFM変調
器は、キャリアリセットの前後におけるFMキャリアの
位相の不連続がもたらすFM復調後の傷を短縮できると
いう利点をも有している。Note that, depending on the method of performing the carrier reset, it may take several cycles of the FM carrier until the phase of the FM carrier converges to the phase of the horizontal synchronization signal. In this case, performing the carrier reset at a high frequency requires less time than the carrier reset at a low frequency, even though the FM carrier wave number required until the phase converges is the same. That is, the FM modulator according to the present invention also has an advantage that the flaw after FM demodulation caused by discontinuity of the phase of the FM carrier before and after the carrier reset can be reduced.
【0057】[0057]
【発明の効果】請求項1の発明に係る磁気記録再生装置
は、以上のように、第1周波数を有するキャリアを発振
すると共に、上記キャリアを映像信号に基づいてFM変
調し、1次FMキャリアを生成するFM変調手段と、映
像信号に含まれる水平同期信号に位相が同期したパルス
信号を生成し、上記FM変調手段に上記パルス信号を供
給することによって、上記1次FMキャリアの位相を水
平同期信号の特定部分に対応して一水平期間毎にリセッ
トするキャリアリセット手段と、第1基準周波数を有
し、位相が水平同期信号に同期した周波数変換信号を生
成する基準信号発生手段と、上記1次FMキャリアと上
記周波数変換信号とを合成する周波数変換手段と、上記
周波数変換手段によって合成された信号の差の成分のみ
を取出し、上記1次FMキャリアの中心周波数が低域側
に変換された第2周波数に中心周波数が設定された2次
FMキャリアを生成するローパスフィルタ手段とを備
え、上記第1周波数および上記第1基準周波数は、上記
周波数変換手段によって合成された信号の和の成分の周
波数帯域の下限が上記差の成分の周波数帯域の上限を上
回るように、設定されている構成である。As described above, the magnetic recording / reproducing apparatus according to the first aspect of the present invention oscillates the carrier having the first frequency, and FM-modulates the carrier based on the video signal to perform the primary FM carrier. And a pulse signal whose phase is synchronized with a horizontal synchronizing signal included in the video signal, and the pulse signal is supplied to the FM modulating means, thereby making the phase of the primary FM carrier horizontal. Carrier reset means for resetting every horizontal period corresponding to a specific portion of the synchronization signal, reference signal generation means having a first reference frequency, and generating a frequency conversion signal whose phase is synchronized with the horizontal synchronization signal; Frequency conversion means for synthesizing the primary FM carrier and the frequency conversion signal, and extracting only the difference component of the signal synthesized by the frequency conversion means, And a low-pass filter means the center frequency of the M carriers to generate a second FM carrier center frequency is set to a second frequency which is converted to the low frequency side, the first frequency and the first reference frequency, the The configuration is such that the lower limit of the frequency band of the sum component of the signals synthesized by the frequency conversion means exceeds the upper limit of the frequency band of the difference component.
【0058】それゆえ、高い周波数の1次FMキャリア
に対してキャリアリセットを行い、1次FMキャリアの
周波数を低い周波数に変換することによって、不要な高
調波成分の少ない2次FMキャリアを生成することがで
きる。この結果、再生されたFMキャリアから復調され
た水平同期信号によってゲートされたFMキャリアをレ
ファレンスバースト信号として用いることにより、高精
度のジッタ検出信号が得られるようになる。さらに、上
記2次FMキャリアに含まれる不要成分が少ないことに
よって、復調の精度が上がり、画質が向上するという効
果を奏する。Therefore, a carrier reset is performed on the primary FM carrier having a high frequency, and the frequency of the primary FM carrier is converted into a low frequency, thereby generating a secondary FM carrier having a small unnecessary harmonic component. be able to. As a result, a highly accurate jitter detection signal can be obtained by using the FM carrier gated by the horizontal synchronization signal demodulated from the reproduced FM carrier as a reference burst signal. Further, since the number of unnecessary components contained in the secondary FM carrier is small, there is an effect that demodulation accuracy is improved and image quality is improved.
【0059】請求項2の発明に係る磁気記録再生装置
は、以上のように、上記基準信号発生手段および上記ロ
ーパスフィルタ手段の各出力に接続され、上記基準信号
発生手段が生成したAFC基準周波数信号が持つ第2基
準周波数と、上記2次FMキャリアの特定部分の周波数
とを一水平期間毎に比較し、周波数の偏差に応じた電圧
レベルを有する周波数誤差信号を上記FM変調手段の入
力側に負帰還する周波数比較手段を含む自動周波数制御
回路を備えている構成である。A magnetic recording / reproducing apparatus according to a second aspect of the present invention, as described above, is connected to each output of the reference signal generating means and the low-pass filter means, and generates an AFC reference frequency signal generated by the reference signal generating means. Is compared with the frequency of the specific part of the secondary FM carrier every horizontal period, and a frequency error signal having a voltage level corresponding to the frequency deviation is input to the input side of the FM modulation means. This is a configuration including an automatic frequency control circuit including a frequency comparison unit that performs negative feedback.
【0060】それゆえ、上記FM変調手段が発振するキ
ャリアの第1周波数は、FM変調手段や上記周波数変換
手段の温度ドリフト等の影響を受けなくなり安定化する
ので、さらに、復調の精度が上がり、画質が向上すると
いう効果を奏する。請求項3の発明に係る磁気記録再生
装置は、以上のように、請求項1または請求項2の構成
に加えて、上記第1周波数および上記第1基準周波数
は、さらに、上記1次FMキャリアの3次高調波成分の
周波数帯域の下限が、上記周波数変換信号との合成によ
って低域側に変換されたときに、上記差の成分の周波数
帯域の上限を上回るように、設定されている構成であ
る。 それゆえ、1次FMキャリアの3次高調波成分の周
波数帯域が、上記周波数変換信号との合成によって低域
側に変換されたときに、上記差の成分に混入することが
ないので、不要な成分の一層少ない2次FMキャリアを
分離することができるという効果を、請求項1または請
求項2の構成による効果に加えて奏する。 Therefore, the first frequency of the carrier oscillated by the FM modulating means is stabilized without being affected by the temperature drift of the FM modulating means and the frequency converting means. This has the effect of improving image quality. Magnetic recording and reproduction according to the invention of claim 3
As described above, the apparatus is configured according to claim 1 or claim 2.
And the first frequency and the first reference frequency
Is the third harmonic component of the first FM carrier.
The lower limit of the frequency band is determined by synthesis with the frequency conversion signal.
When converted to the low frequency side, the frequency of the difference component
The configuration is set to exceed the upper limit of the bandwidth.
You. Therefore, the frequency of the third harmonic component of the first FM carrier
The wave number band is reduced to a low band by combining with the frequency conversion signal.
When converted to the side, it can be mixed into the above difference component
No secondary FM carrier with less unnecessary components
Claim 1 or Claim 3
This is achieved in addition to the effect of the configuration of claim 2.
【図1】本発明の磁気記録再生装置が備えるキャリアリ
セットFM変調器の構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a carrier reset FM modulator included in a magnetic recording / reproducing apparatus according to the present invention.
【図2】1次FMキャリアの位相のリセット状態、およ
び周波数変換後の2次FMキャリアの位相の同期状態を
説明する波形図である。FIG. 2 is a waveform diagram illustrating a reset state of a phase of a primary FM carrier and a synchronous state of a phase of a secondary FM carrier after frequency conversion.
【図3】上記キャリアリセットFM変調器において入出
力される各種信号の周波数帯域を示す説明図である。FIG. 3 is an explanatory diagram showing frequency bands of various signals input and output in the carrier reset FM modulator.
【図4】単安定マルチバイブレータを用いた外部リセッ
ト機能付FM変調回路の回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram of an FM modulation circuit with an external reset function using a monostable multivibrator.
【図5】従来のVTRが備える遅延線を用いたFM復調
器の構成を示すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of an FM demodulator using a delay line provided in a conventional VTR.
【図6】理想的なFMキャリアおよび不要な高調波成分
を含むFMキャリアのそれぞれに対する上記FM復調器
の動作を説明する波形図である。FIG. 6 is a waveform diagram illustrating an operation of the FM demodulator for an ideal FM carrier and an FM carrier including unnecessary harmonic components.
【図7】FMキャリアの周波数を変換しない従来のFM
変調器において入出力される各種信号の周波数帯域を示
す説明図である。FIG. 7 shows a conventional FM that does not convert the frequency of an FM carrier.
FIG. 3 is an explanatory diagram illustrating frequency bands of various signals input / output in a modulator.
3 外部リセット機能付FM変調回路(FM変調手段
およびキャリアリセット手段) 4 周波数シフト回路(周波数変換手段) 5 LPF(ローパスフィルタ手段) 6 周波数比較回路(周波数比較手段) 7 キャリアリセットパルス発生回路(キャリアリセ
ット手段) 8 クロック発生回路(基準信号発生手段) a1 1次FMキャリア a2 2次FMキャリア b キャリアリセットパルス c 周波数誤差信号 d 周波数シフト信号(周波数変換信号) e AFC基準周波数信号3 FM modulation circuit with external reset function (FM modulation means and carrier reset means) 4 Frequency shift circuit (frequency conversion means) 5 LPF (low-pass filter means) 6 Frequency comparison circuit (frequency comparison means) 7 Carrier reset pulse generation circuit (carrier) resetting means) 8 clock generator circuit (reference signal generating means) a 1 1-order FM carrier a 2 2-order FM carrier b carrier reset pulse c frequency error signal d frequency shift signals (frequency-converted signal) e AFC reference frequency signal
Claims (3)
共に、上記キャリアを映像信号に基づいてFM変調し、
1次FMキャリアを生成するFM変調手段と、 映像信号に含まれる水平同期信号に位相が同期したパル
ス信号を生成し、上記FM変調手段に上記パルス信号を
供給することによって、上記1次FMキャリアの位相を
水平同期信号の特定部分に対応して一水平期間毎にリセ
ットするキャリアリセット手段と、 第1基準周波数を有し、位相が水平同期信号に同期した
周波数変換信号を生成する基準信号発生手段と、 上記1次FMキャリアと上記周波数変換信号とを合成す
る周波数変換手段と、上記周波数変換手段によって合成
された信号の差の成分のみを取出し、上記1次FMキャ
リアの中心周波数が低域側に変換された第2周波数に中
心周波数が設定された2次FMキャリアを生成するロー
パスフィルタ手段とを備え、 上記第1周波数および上記第1基準周波数は、上記周波
数変換手段によって合成された信号の和の成分の周波数
帯域の下限が上記差の成分の周波数帯域の上限を上回る
ように、設定されていることを特徴とする磁気記録再生
装置。1. A carrier having a first frequency is oscillated, and the carrier is FM-modulated based on a video signal.
FM modulation means for generating a primary FM carrier; generating a pulse signal whose phase is synchronized with a horizontal synchronizing signal included in a video signal; and supplying the pulse signal to the FM modulation means, thereby providing the primary FM carrier. Carrier reset means for resetting the phase of the horizontal synchronization signal every one horizontal period in accordance with a specific portion of the horizontal synchronization signal; Means, frequency conversion means for synthesizing the primary FM carrier and the frequency conversion signal, and taking out only a difference component of the signal synthesized by the frequency conversion means, wherein the center frequency of the primary FM carrier is low. Low-pass filter means for generating a second-order FM carrier in which the center frequency is set to the second frequency converted to the first frequency; The first reference frequency is set such that the lower limit of the frequency band of the sum component of the signals synthesized by the frequency conversion means exceeds the upper limit of the frequency band of the difference component. Recording and playback device.
フィルタ手段の各出力に接続され、上記基準信号発生手
段が生成したAFC基準周波数信号が持つ第2基準周波
数と、上記2次FMキャリアの特定部分の周波数とを一
水平期間毎に比較し、周波数の偏差に応じた電圧レベル
を有する周波数誤差信号を上記FM変調手段の入力側に
負帰還する周波数比較手段を含む自動周波数制御回路を
備えていることを特徴とする請求項1に記載の磁気記録
再生装置。2. A second reference frequency which is connected to each output of said reference signal generation means and said low-pass filter means and has an AFC reference frequency signal generated by said reference signal generation means, and a specific part of said secondary FM carrier. And an automatic frequency control circuit including frequency comparison means for negatively feeding back a frequency error signal having a voltage level corresponding to the frequency deviation to the input side of the FM modulation means. The magnetic recording / reproducing apparatus according to claim 1, wherein:
は、さらに、上記1次FMキャリアの3次高調波成分の
周波数帯域の下限が、上記周波数変換信号との合成によ
って低域側に変換されたときに、上記差の成分の周波数
帯域の上限を上回るように、設定されていることを特徴
とする請求項1または請求項2に記載の磁気記録再生 装
置。 3. The first frequency and the first reference frequency.
Is the third harmonic component of the first FM carrier.
The lower limit of the frequency band is determined by synthesis with the frequency conversion signal.
When converted to the low frequency side, the frequency of the difference component
It is set to exceed the upper limit of the bandwidth
Magnetic recording instrumentation of claim 1 or claim 2,
Place.
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3048391A JP2659464B2 (en) | 1991-03-13 | 1991-03-13 | Magnetic recording / reproducing device |
EP19920301040 EP0498661A3 (en) | 1991-02-08 | 1992-02-07 | Magnetic recording-reproduction apparatus |
US07/831,214 US5355226A (en) | 1991-02-08 | 1992-02-07 | Recording-reproduction apparatus applying double reset to the phase of an FM carrier |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3048391A JP2659464B2 (en) | 1991-03-13 | 1991-03-13 | Magnetic recording / reproducing device |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04284796A JPH04284796A (en) | 1992-10-09 |
JP2659464B2 true JP2659464B2 (en) | 1997-09-30 |
Family
ID=12801997
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3048391A Expired - Lifetime JP2659464B2 (en) | 1991-02-08 | 1991-03-13 | Magnetic recording / reproducing device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2659464B2 (en) |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6437194A (en) * | 1987-07-31 | 1989-02-07 | Canon Kk | System and device for recording and reproduction |
JPH01264492A (en) * | 1988-04-15 | 1989-10-20 | Sharp Corp | Jitter detector for vtr recording and reproducing video signal |
-
1991
- 1991-03-13 JP JP3048391A patent/JP2659464B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH04284796A (en) | 1992-10-09 |
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