JP2616187B2 - Frequency division multiplexer - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、通信の広汎な分野で用いられている周波数
分割多重（Frequency Division Multiplex;以下FDMとい
う。）装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Industrial Application Field] The present invention relates to a frequency division multiplex (FDM) device used in a wide range of communication fields.
本発明は、トランスマルチプレクサを用いる周波数分
割多重装置において、 マトリックススイッチを用いて高速フーリエ逆変換手
段の出力を切り換えてサブフイルタに与えることによ
り、 広帯域の周波数スペクトルをもつ信号の伝送を可能に
することができるようにしたものである。According to the present invention, in a frequency division multiplexing apparatus using a transmultiplexer, it is possible to transmit a signal having a wideband frequency spectrum by switching the output of a fast Fourier inverse transform means using a matrix switch and applying the output to a sub-filter. It is made possible.
FDMは最も広汎に用いられている信号多重方式であ
る。従来の信号多重方式の一例を第２図に示す。１はＮ
点逆FET（Fast Fourier Transform）、２−０〜２−
（Ｎ−１）はサブフィルタ、３−１〜３−（Ｎ−１）は
遅延回路、４は加算回路である。FDM is the most widely used signal multiplexing method. FIG. 2 shows an example of a conventional signal multiplexing method. 1 is N
Point reverse FET (Fast Fourier Transform), 2-0 to 2-
(N-1) is a sub-filter, 3-1 to 3- (N-1) are delay circuits, and 4 is an addition circuit.
入力信号 Ｘ（ZN|k）（ｋ＝０、１、２…Ｎ−１）
は、 ここで、Ｚ＝ｅj2πft （２） はラプラス変換演算子であり、Ｔは Ｔ＝1/f0 （３） すなわちサンプル周期である。従来法では、（１）式に
ZNで示すように入力信号は時間NTごとにのみ値を持ち、
他の時刻にはすべて０となる。Input signal X (Z N | k) (k = 0, 1, 2,... N−1)
Is Here, Z = e j2πft (2) is a Laplace transform operator, and T is T = 1 / f 0 (3), that is, a sample period. In the conventional method,
As shown by Z N , the input signal has a value only every time NT,
It becomes 0 at all other times.
ｋ番目の入力Ｘ（ZN|k）を周波数位置 fk＝ｋ・Δｆ＝R0fs/N （４） に送出することによりFDM多重が実行できる。FDM multiplexing can be performed by sending the kth input X (Z N | k) to the frequency position f k = k · Δf = R 0 f s / N (4).
まず、基本LPF Ｇ（Ｚ）を とする。基本LPF Ｇ（Ｚ）をサブフィルタ分割により と表す。ここで である。今、入力信号Ｘ（ZN|k）を基本LPF Ｇ（Ｚ）
に入力した場合の出力は、 となる。これを周波数位置fkに持ってくるためには、式
（２）で、ｆをｆ−fkでおきかえればよい。すなわち、 なる変数置き換えを行えばよい。（９）式の導入には
（４）式の関係を用いた。中心周波数が0Hzの信号Ｗ
（Ｚ）を中心周波数fkに移動したものをＷ（Z;k）と表
すとすれば、上の周波数変換の結果は、 となる。ここで、ZNは上の周波数変換に対して不変であ
る。FDM信号多重出力Ｙ（Ｚ）は 和の順序を変えると、 となり、第２図に示す構成となる。これはいわゆるトラ
ンスマルチプレクサ信号多重回路である。トランスマル
チプレクサは、少ない計算量で多数の信号のFDM多重が
正確に行えるので、通信網に広汎に用いられている。First, the basic LPF G (Z) And Basic LPF G (Z) is divided by sub-filter It expresses. here It is. Now, the input signal X (Z N | k) is converted to the basic LPF G (Z)
The output when input to Becomes In order to bring this to the frequency position f k , f may be replaced by f−f k in equation (2). That is, Variable replacement. Equation (9) was introduced using the relationship of equation (4). Signal W with center frequency of 0 Hz
Assuming that (Z) is shifted to the center frequency f k and expressed as W (Z; k), the result of the above frequency conversion is Becomes Here, Z N is invariant to the above frequency transformation. FDM signal multiplex output Y (Z) is If you change the order of the sum, And the configuration shown in FIG. This is a so-called transmultiplexer signal multiplexing circuit. Transmultiplexers are widely used in communication networks because they can accurately perform FDM multiplexing of many signals with a small amount of calculation.
トランスマルチプレクサは信号多重のための演算量が
小さい特長があるが、その代わり、式（１）に見られる
ように原信号の標本化速度はFDM多重信号Ｙ（Ｚ）の標
本化速度f0の1/Nという制約が課せられている。そのた
めに標本化定理により原信号の周波数帯域幅は、（−Δ
f/2、Δf/2）の区間に限られる（Δｆ＝f0/N）。FDM信
号多重回路をフィルタバンクとして考えると、その周波
数特性は第３図（Ａ）に示すものとなる。各チャネルフ
ィルタの帯域幅がΔｆに制限されるために、例えばΔｆ
で完全に平坦な周波数特性を有するものは実現できな
い。そのために送信可能な信号の帯域幅は、あらかじめ
Δｆ以下に制限されている。例えば公衆通信網に広く用
いられているトランスマルチプレクサでは、Δｆ＝4KHz
であり、このために電話網を通じて4KHzよりも広帯域の
周波数スペクトルを有する信号の伝送は不可能になって
いる。Trans multiplexer has a feature amount of calculation for signal multiplexing is small, but instead, the formula (1) sampling rate of the original signal as seen in the sampling rate f 0 of the FDM multiplex signal Y (Z) 1 / N constraint is imposed. Therefore, according to the sampling theorem, the frequency bandwidth of the original signal is (−Δ
f / 2, Δf / 2) (Δf = f 0 / N). When the FDM signal multiplexing circuit is considered as a filter bank, its frequency characteristics are as shown in FIG. Since the bandwidth of each channel filter is limited to Δf, for example, Δf
Therefore, a device having completely flat frequency characteristics cannot be realized. Therefore, the bandwidth of the signal that can be transmitted is previously limited to Δf or less. For example, in a transmultiplexer widely used in a public communication network, Δf = 4 KHz
This makes it impossible to transmit signals having a frequency spectrum wider than 4 KHz over the telephone network.
本発明は、このような従来法の欠点を克服し、チャネ
ル周波数間隔ΔｆのフィルタバンクでかつΔｆよりも広
帯域の信号をも伝送し得る周波数分割多重装置を実現す
ることを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to overcome the drawbacks of the conventional method and to realize a frequency division multiplexing device that can transmit a signal in a filter bank having a channel frequency interval Δf and a signal having a band wider than Δf.
本発明は、Ｎ個の入力信号系列を入力とする高速フー
リエ逆変換手段と、Ｎサンプル単位でフイルタ演算を行
うＮ個のサブフイルタと、このサブフイルタのそれぞれ
を所定のサンプル数遅延させる遅延回路網と、この遅延
回路網の出力の総和を算出して、周波数分割多重信号を
生成する加算回路とを備えた周波数分割多重装置におい
て、上記高速フーリエ逆変換手段の出力を受けてＮ個の
信号を出力するマトリックス・スイッチを備え、上記サ
ブフイルタの第ｌ番目を、上記高速フーリエ逆変換手段
の入力信号がサンプリングタイミングをＮで区切った場
合の第ｉ番目のタイミングである場合に、上記マトリッ
クス・スイッチの第（ｌ＋ｉ）番目（mod N）の出力に
対応して設けたことを特徴とする。ここで、入力信号系
列はサンプル周波数f0で標本化された信号系列であるこ
とが望まれる。また、上記所定のサンプル数が１個であ
ることが望まれる。The present invention provides a fast Fourier inverse transform unit that receives N input signal sequences as input, N subfilters that perform a filter operation in units of N samples, and a delay network that delays each of the subfilters by a predetermined number of samples. And a summation circuit for calculating the sum of outputs of the delay network to generate a frequency division multiplexed signal. The frequency division multiplexing apparatus outputs N signals in response to the output of the inverse fast Fourier transform means. A matrix switch that switches the l-th sub-filter to the i-th timing when the input signal of the inverse fast Fourier transform means is the i-th timing when the sampling timing is divided by N. It is characterized by being provided corresponding to the (l + i) -th (mod N) output. Here, the input signal sequence is desired is a sampled signal sequence at a sample frequency f 0. Also, it is desired that the predetermined number of samples is one.
原信号のサンプリング周波数が高速でも従来例と同様
の回路構成で信号の多重化を行える式が誘導されるが、
第ｉ番目のサブ系列については、高速フーリエ逆変換手
段の出力をｉ＋ｌ（modN）番目から取り出してサブフィ
ルタに入力することが要求される。本発明では、マトリ
ックススイッチを用いてこれを実現している。これによ
り、チャネル周波数間隔は従来と同じであっても広帯域
の信号を扱えるため、データ層として高速のデータ伝送
を行うことができる。Even if the sampling frequency of the original signal is high, an equation that can multiplex the signal with the same circuit configuration as the conventional example is derived,
For the i-th sub-sequence, it is required that the output of the inverse fast Fourier transform means be extracted from the i + 1 (modN) -th and input to the sub-filter. In the present invention, this is realized using a matrix switch. Thus, even if the channel frequency interval is the same as the conventional one, a wideband signal can be handled, so that high-speed data transmission can be performed as a data layer.
以下、本発明の一実施例を図面に基づき説明する。本
発明による信号多重回路の構成を第１図に示す。ここ
で、５はマトリクス・スイッチである。Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 shows the configuration of a signal multiplexing circuit according to the present invention. Here, 5 is a matrix switch.
この実施例は、第１図に示すように、Ｎ個の入力信号
系列を入力する高速フーリエ逆変換手段１と、Ｎサンプ
ル単位でフイルタ演算を行うＮ個のサブフイルタ２と、
このサブフイルタ２のそれぞれを所定のサンプル数遅延
させる遅延回路網３と、この遅延回路網３の出力の総和
を算出して、周波数分割多重信号を生成する加算回路４
とを備え、さらに、本発明の特徴とする手段として、高
速フーリエ逆変換手段１の出力を受けてＮ個の信号を出
力するマトリックス・スイッチ５を備え、サブフイルタ
２の第ｌ番目を、高速フーリエ逆変換手段１の入力信号
がサンプリングタイミングでＮで区切った場合の第ｉ番
目のタイミングである場合に、マトリックス・スイッチ
５のＮを法とする第（ｌ＋ｉ）番目の出力に対応して設
ける。また、入力信号系列はサンプル周波数f0で標本化
された信号系列であり、上記所定のサンプル数が１個で
ある。In this embodiment, as shown in FIG. 1, an inverse fast Fourier transform means 1 for inputting N input signal sequences, N sub-filters 2 for performing a filter operation in units of N samples,
A delay network 3 for delaying each of the sub-filters 2 by a predetermined number of samples; and an addition circuit 4 for calculating the sum of outputs of the delay network 3 and generating a frequency division multiplexed signal.
And a matrix switch 5 for receiving the output of the inverse fast Fourier transform means 1 and outputting N signals. The first filter of the sub-filter 2 is a fast Fourier transform. When the input signal of the inverse conversion means 1 is the i-th timing when the input signal is divided by N at the sampling timing, it is provided corresponding to the (l + i) -th output of the matrix switch 5 modulo N. The input signal sequence is a sampled signal sequence at a sample frequency f 0, the predetermined number of samples is one.
次に、この実施例の動作を説明する。本発明はまず原
信号Xk（Ｚ）が従来法と異なり となるものを扱う。すなわち、原信号のサンプリング周
波数も高速なサンプリング周波数f0である。上の信号系
列をサブ系列分割する。すなわち、 ただし、 FDM信号多重のためにまずＸ（Z|k）を周波数fkに移動す
る。そのために式（９）の変数変換を行い、 を得る。同じく基本フィルタを0Hzから周波数fkに移動
したものは、 で与えられる。FDM信号多重信号Ｙ（Ｚ）は、Ｇ（Z;k）
・Ｘ（Z|k;k）をｋについて総和したものであり、 式（17）を従来法の式（11）と比較すると、同種の回路
構成で信号多重を行うことができることが分かる。すな
わち、第１図に示すように、第ｉ番目のサブ系列につい
ては、IFFTの出力をｉ＋ｌ（modN）番目からとり出して
サブフィルタGl（ZN）に入力してやる必要がある。一般
にはｉは、０、１、２、…、Ｎ−１なる値があるのでマ
トリクススイッチ５を用いて行うことができる。本発明
は従来法を特殊な場合（ｉ＝０に対してのみ値があり、
他はすべて０）として含むトランスマルチプレクサの自
然な拡張となっている。実用的には、原信号の標本化速
度を２倍（ｉ＝０、N/2）にするだけで、Δｆ内で完全
に平坦な周波数特性のフィルタバンクの構成が可能にな
る。その様子を第３図に示す。（Ａ）は従来法、（Ｂ）
は本発明の２倍サンプリングの場合（式（17）でｉ＝
０、N/2のみ有限な値があり、他は０）、（Ｃ）は４倍
サンプリング（ｉ＝０、N/4、N/2、3N/4）の場合を示
す。（Ｃ）には分かり易いように各チャネルフィルタの
振幅特性を違えて示しているが、実際にはすべて同じ振
幅特性を有している。Next, the operation of this embodiment will be described. In the present invention, first, the original signal X k (Z) differs from the conventional method. Treat the following. That is, the sampling frequency of the original signal is also a high-speed sampling frequency f 0. The above signal sequence is divided into sub-sequences. That is, However, First X For FDM signal multiplexed (Z | k) the move to the frequency f k. For this purpose, the variable conversion of equation (9) is performed, Get. Similarly, when the basic filter is moved from 0 Hz to frequency f k , Given by FDM signal multiplexed signal Y (Z) is G (Z; k)
X (Z | k; k) is the sum of k, Comparing equation (17) with equation (11) of the conventional method, it can be seen that signal multiplexing can be performed with the same type of circuit configuration. That is, as shown in FIG. 1, for the i-th sub-sequence, it is necessary to take the output of the IFFT from the (i + 1) (modN) -th and input it to the sub-filter G l (Z N ). In general, i has a value of 0, 1, 2,..., N−1, so that it can be performed using the matrix switch 5. The present invention uses the conventional method in a special case (there is a value only for i = 0,
Everything else is a natural extension of the transmultiplexer to include as 0). Practically, by simply doubling the sampling rate of the original signal (i = 0, N / 2), it is possible to configure a filter bank having a completely flat frequency characteristic within Δf. This is shown in FIG. (A) is a conventional method, (B)
Is the case of double sampling according to the present invention (i = i in equation (17)).
Only 0 and N / 2 have finite values, the others are 0), and (C) shows the case of quadruple sampling (i = 0, N / 4, N / 2, 3N / 4). (C) shows the amplitude characteristics of the respective channel filters differently for easy understanding, but actually all have the same amplitude characteristics.
応用例として、従来のΔｆ＝4KHzのFDMシステムの性
能を拡張する設計例を示す。従来は、この帯域制限のた
めに2.4Kb/s以上のデータ伝送は困難であった。そのた
めに多値変調等の複雑な技術を用いて9.6Kb/s等の変調
速度を実現していた。本発明によれば、従来の４倍の演
算速度とするだけで、自動的に従来の４倍の帯域の信号
を通すことができる。すなわち、最も単純なBPSK等の変
調法により容易に9.6Kb/sの信号伝送が可能であり、多
値変調方式を用いれば、38.4Kb/sの伝送も可能になる。As an application example, a design example for extending the performance of the conventional FDM system of Δf = 4 KHz will be described. Conventionally, data transmission of 2.4 Kb / s or more has been difficult due to this band limitation. Therefore, modulation speeds such as 9.6 Kb / s have been realized using complex techniques such as multi-level modulation. According to the present invention, it is possible to automatically pass a signal having a bandwidth four times as large as that of the conventional one simply by making the operation speed four times the conventional one. That is, a signal transmission of 9.6 Kb / s can be easily performed by the simplest modulation method such as BPSK, and a transmission of 38.4 Kb / s can be performed by using a multi-level modulation method.
本発明は、以上説明したように、 従来と同じチャネル間隔で従来の２、４、８…倍の
帯域幅のチャネルフィルタバンクを容易に実現できる効
果と、 FDM通信網の帯域幅を拡大し、従来の２、４、８倍
等の高速データ伝送を可能にする効果と、 チャネル周波数間隔は従来と同じであるので従来の
システムと互換性のある自然なシステムの拡張を可能に
する効果とがある。As described above, the present invention has an effect of easily realizing a channel filter bank having a bandwidth 2, 4, 8,... Times as large as the conventional one at the same channel interval as the conventional one, and expanding the bandwidth of the FDM communication network. The effect of enabling high-speed data transmission of 2, 4, or 8 times the conventional one and the effect of enabling expansion of a natural system compatible with the conventional system because the channel frequency interval is the same as the conventional one. is there.
第１図は本発明実施例の構成を示すブロック構成図。 第２図は従来例の構成を示すブロック構成図。 第３図は信号多重フィルタバンクの周波数特性を示す
図。 １……高速フーリエ逆変換手段、２……サブフィルタ、
３……遅延回路網、４……加算回路、５……マトリック
ス・スイッチ。FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the present invention. FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of a conventional example. FIG. 3 is a diagram showing frequency characteristics of a signal multiplexing filter bank. 1 ... Fast Fourier inverse transform means 2 ... Sub filter
3 ... delay network, 4 ... addition circuit, 5 ... matrix switch.
Claims (3)
リエ逆変換手段と、Ｎサンプル単位でフイルタ演算を行
うＮ個のサブフイルタと、このサブフイルタのそれぞれ
を所定のサンプル数遅延させる遅延回路網と、この遅延
回路網の出力の総和を算出して、周波数分割多重信号を
生成する加算回路とを備えた周波数分割多重装置におい
て、 上記高速フーリエ逆変換手段の出力を受けてＮ個の信号
を出力するマトリックス・スイッチ を備え、 上記サブフイルタの第ｌ番目を、上記高速フーリエ逆変
換手段の入力信号がサンプリングタイミングをＮで区切
った場合の第ｉ番目のタイミングである場合に、上記マ
トリックス・スイッチの第（ｌ＋ｉ）番目（mod N）の
出力に対応して設けた ことを特徴とする周波数分割多重装置。1. An inverse fast Fourier transform unit having N input signal sequences as input, N sub-filters for performing a filter operation in units of N samples, and a delay network for delaying each of the sub-filters by a predetermined number of samples And a summation circuit for calculating the sum of outputs of the delay network to generate a frequency division multiplexed signal. The frequency division multiplexing apparatus receives the output of the inverse fast Fourier transform means and divides N signals. A matrix switch for outputting the sub-filter, wherein the l-th sub-filter is connected to the matrix switch when the input signal of the inverse fast Fourier transform means is the i-th timing when the sampling timing is divided by N. A frequency division multiplexing device provided corresponding to the (l + i) -th (mod N) output.
された信号系列である請求項１記載の周波数分割多重装
置。Wherein the input signal sequence is frequency division multiplexing apparatus according to claim 1 wherein the sampled signal sequence at a sample frequency f 0.
１記載の周波数分割多重装置。3. The frequency division multiplexing apparatus according to claim 1, wherein said predetermined number of samples is one.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2238798A JP2616187B2 (en) | 1990-09-06 | 1990-09-06 | Frequency division multiplexer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2238798A JP2616187B2 (en) | 1990-09-06 | 1990-09-06 | Frequency division multiplexer |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04117738A JPH04117738A (en) | 1992-04-17 |
| JP2616187B2 true JP2616187B2 (en) | 1997-06-04 |
Family
ID=17035448
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2238798A Expired - Lifetime JP2616187B2 (en) | 1990-09-06 | 1990-09-06 | Frequency division multiplexer |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2616187B2 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IT1272177B (en) * | 1994-02-22 | 1997-06-16 | Space Eng Srl | CHANNEL SWITCH WORKING IN THE FREQUENCY DOMAIN PARTICULARLY SUITABLE FOR SATELLITE APPLICATIONS. |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63200635A (en) * | 1987-02-17 | 1988-08-18 | Nec Corp | Transmultiplexer |
-
1990
- 1990-09-06 JP JP2238798A patent/JP2616187B2/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63200635A (en) * | 1987-02-17 | 1988-08-18 | Nec Corp | Transmultiplexer |
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|---|---|
| JPH04117738A (en) | 1992-04-17 |
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