JP2552230B2 - インバータ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は直流電力を交流電力に変
換するいわゆるインバータ装置の構成に関するもので、
変換したＰＷＭ電圧からリップル電圧を減衰させるフィ
ルタの新しい構成を提案している。高周波ノイズの抑制
に効果がある。またこの構成をとると電力変換回路をユ
ニット化しやすく、このユニットを組み合わせると単相
や三相のインバータの製造が容易になる。ユニットの並
列接続も容易でインバータ装置の容量増加も可能とな
る。出力電圧のセンシングに使われるトランス回路に位
相を進ませる機能をもたせ、このトランス系を前記フィ
ルタ構成をもつインバータと組み合わせると電圧制御系
が安定になり信頼性の高いインバータ装置を実現でき
る。

【０００２】

【従来の技術】最近のパワー用半導体スイッチ素子の開
発成果はめざましく、大電流を１マイクロ秒以下の時間
でスイッチングできる素子が次々と実用化されている。
これらの高速スイッチ素子はインバータ装置の特性改善
に大きく寄与しているが、また副作用というべきマイナ
スの効果ももたらしている。マイナスの効果の１つはサ
ージ電圧を発生しやすいことであり、これらサージ電圧
に含まれている高周波ノイズがインバータ装置から給電
線を介して、あるいは空間に放射されて外部に出てしま
うことである。最近は高周波ノイズは公害の一つとされ
規制の対象に上がり、高周波ノイズ抑制は大きな技術課
題になっている。本発明はインバータ装置におけるサー
ジ電圧の抑制と外部に出やすい高周波ノイズの抑制に効
果のある回路構成に関するものである。また、コンピュ
ータの普及が進み、技術革新も激しいことから機器の増
設等によってインバータの負荷（コンピュータ，メモリ
ー装置，プリンタ装置等）の必要とする電力容量には随
時変更が生じる。これに伴いインバータの出力容量の変
更、つまりインバータの交換がしばしば求められてい
る。本発明はインバータ装置全体の交換をしないでユニ
ットの追加処置によって負荷の電力需要増に対応するの
に都合がよいインバータ装置を提案したものである。

【０００３】図５は従来の単相ブリッジインバータ装置
の回路構成例である。Ｅは直流電源である。Ｑ₁ 〜Ｑ₄
はパワー用半導体素子で具体的にはバイポーラトランジ
スタ，パワーＭＯＳ・ＦＥＴ，ＩＧＢＴ（Insulated Ga
te Bipolar Transistor ）等が使われる。以下バイポー
ラ・トランジスタを例にとって説明する（以下、トラン
ジスタと略称する）。Ｄ₁ 〜Ｄ₄ はダイオードでそれぞ
れ対になっているトランジスタと逆の方向に流れる電流
に対してパスをつくる。トランジスタとダイオードを逆
並列接続してなる半導体スイッチを２組直列接続してブ
リッジ回路を構成する。図５のＢ_X ，Ｂ_Y がこのブリッ
ジ回路である。ブリッジの交流端子ＸとＹの間にフィル
タリアクトルＬ_F とフィルタコンデンサＣ_F との直列回
路を接続し、このフィルタコンデンサＣ_F の電圧をもっ
て交流出力とする。Ｚ_L は負荷である。ＰＴは出力電圧
Ｖ_OUT をセンシングして定電圧に制御するためにフィー
ドバックするセンシングトランスである。Ｌ_{SP ,}Ｌ_SNは
直流電源系の配線のインダクタンスを等価的に示す。Ｃ
_S はフィルタリアクトルＬ_F の巻線間の浮遊キャパシタ
ンスを等価的に示したものである。トランジスタＱ₁ 〜
Ｑ₄ をオン，オフスイッチングするためのＰＷＭ（Puls
eWidth Modulation）制御信号をつくる例を図６に示
す。高周波の三角波信号ａと低周波の正弦波状の信号ｂ
とを比較し、信号ｂが信号ａのレベルより高い期間にＱ
₁ ，Ｑ₄ をオンさせる信号ｑ₁ ，ｑ₄ を得、Ｑ₂ ，Ｑ₃
をオンさせる信号ｑ₂，ｑ₃ は信号ｑ₁ のＮＯＴの信号
からつくる。このｑ₂ ，ｑ₃ は信号ｂが信号ａのレベル
より低い期間に対応する。これらの信号ｑ₁ 〜ｑ₄ をそ
れぞれトランジスタＱ₁ 〜Ｑ₄ に与えるとブリッジの交
流端子Ｘ，Ｙ間にＰＷＭ制御された電圧Ｖ_PWM を得る。
この電圧をフィルタに通すことによってリップル電圧成
分を減衰させた正弦波状の出力電圧Ｖ_OUT を得る。電圧
Ｖ_OUT は制御信号ｂに相似の波形となる。

【０００４】図７に三相ブリッジインバータの構成例を
示す。ブリッジＢ_U ，Ｂ_V ，Ｂ_W の各トランジスタはそ
れぞれ外部から互いに１２０°の位相差をもつ制御信号
を受けて動作し、交流端子Ｕ，Ｖ，ＷにＰＷＭ電圧を生
じる。これを各相のフィルタリアタＬ_FU，Ｌ_FV，Ｌ_FWと
相間のフィルタコンデンサＣ_FUV ，Ｃ_FVW ，Ｃ_FWU でリ
ップル電圧を減衰させて三相正弦波状電圧として負荷Ｚ
_L に給電する。図５，７の構成からわかるように従来の
インバータは半導体スイッチのブリッジ回路自体は各相
毎に独立した構成となっているがフィルタ，電圧センシ
ングトランスＰＴは相互に関連した接続となっているた
め各相毎に独立したユニットは構成できない。ブリッジ
の容量を変えるとフィルタ部品も容量に合わせてつくり
かえる必要がある。

【０００５】さらに以下に述べるように回路構成が高周
波ノイズを発生しやすく、また負荷Ｚ_L 側に出やすくな
っている。次に図５についてこれらを説明する。トラン
ジスタＱ₂ ，Ｑ₃ がオンしていて電流ｉ_D がフィルタリ
アクトルＬ_F に流れているとする。電流ｉ_D はトランジ
スタＱ₂ ，Ｑ₃ には流れずダイオードＤ₂ ，Ｄ₃ に流れ
る。このときブリッジＢ_X の交流端子Ｘの電位は直流電
源Ｅのゼロ・レベルにあり、Ｂ_Y の交流端子Ｙの電位は
Ｅのレベルにある。このような状態にあるときトランジ
スタＱ₂ ，Ｑ₃ をオフさせ、Ｑ₁ ，Ｑ₄ をオンさせると
フィルタリアクトルＬ_F に流れていた電流はｉ_D にｉ_Q
が加わって流れる。フィルタリアクトルに流れる電流は
連続で急速には変化できないので（ｉ_D ＋ｉ_Q ）はスイ
ッチングの過渡期間についてみると一定とみなせる。こ
のスイッチ・オンの遷移期間には直流電源電圧Ｅは配線
のインダクタンスＬ_S1，Ｌ_S2とスイッチ・オンの過程に
あるトランジスタＱ₁ ，Ｑ₄ （十分オンする前にはトラ
ンジスタのコレクタ−エミッタ間にはまだ直流電源電圧
Ｅの一部がかかっている）にかかっている。電流ｉ_Q が
次第に増加し、フィルタリアクトルＬ_F の電流に等しく
なるとダイオードの電流ｉ_D はゼロになる。しかしダイ
オードには通電電流がゼロになってもその直後は逆方向
に電流が流れてしまうという欠点があり、逆電流ｉ_X ，
ｉ_Y が流れる。この逆電流は短期間（０．５マイクロ秒
程度の時間）流れてゼロになる。逆電流がゼロになる時
の電流の変化率は極めて大きい値になるので配線のイン
ダクタンスＬ_SP，Ｌ_SNには図の極性で Ｌ_SP×ｄ（ｉ_X
＋ｉ_Y ）／ｄｔ，Ｌ_SN×ｄ（ｉ_X ＋ｉ_Y ）／ｄｔの高い
サージ電圧を誘起する。これらの誘起電圧と直流電圧の
和が交流端子Ｘ，ＹにあらわれてフィルタＬ_F,Ｃ_F およ
び負荷Ｚ_L にかかる（破線で示したループ）。実際には
サージ電圧に含まれる周波数の高い成分がフィルタリア
クトルＬ_F の巻線間にある浮遊キャパシタンスＣ_S の方
をパスしてフィルタコンデンサＣ_F と負荷Ｚ_L にでてし
まう。これが高周波ノイズとして公害をもたらす。次に
トランジスタＱ₁ ，Ｑ₄ をオフさせてＱ₂ ，Ｑ₃ をオン
させたときにも同様の過程を踏んで高周波ノイズが負荷
側に出てしまう。このように従来の回路構成のインバー
タ装置は負荷側へ高周波ノイズを出し易く、抑制するた
めにはノイズ抑制フィルタを別途つけ加える必要があっ
た。これら高周波フィルタは半導体素子のスイッチング
特性が良くなる（高速になる）ほど、また電力変換する
容量が大きくなるほど責務が重い。実現も難しく、コス
トを上げる要因となる。高周波ノイズの発生に関しては
図７の三相インバータも図５の単相インバータと同じよ
うに欠点を持つ。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】本発明は上記の欠点を
改善するために提案されたもので、その目的は、インバ
ータ回路の構成をユニット化に適したものとし、また、
サージ電圧を発生しにくいインバータ装置を提供するこ
とにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明は複数の半導体スイッチで構成したブリッジ
回路を有し、このブリッジ回路の直流端子ＰＮに直流電
圧を与え、前記複数の半導体スイッチをスイッチング動
作させて交流端子に生じるＰＷＭ制御された電圧をフィ
ルタリアクトルを通して前記スイッチング周波数より低
い周波数の交流電圧にして出力するインバータにおい
て、前記フィルタリアクトルの出力側と前記ブリッジ回
路の両直流端子側との間にそれぞれフィルタコンデンサ
を接続したことを特徴とするインバータ装置を発明の特
徴とするものである。

【０００８】

【作用】本発明はＰＷＭ制御された電圧からリップル電
圧を減衰させるフィルタコンデンサをブリッジの交流端
子と直流電源のプラス側とマイナス側間に分割して接続
することによって、負荷側に現れる高周波ノイズの発生
が少なくなり、高周波ノイズフィルタを簡素化し、高周
波ノイズの抑制が可能となる作用を有する。

【０００９】

【実施例】次に本発明の実施例について説明する。図１
に本発明のインバータ装置の第１の実施例で単相フル・
ブリッジインバータの例を示している。図５のフィルタ
コンデンサＣ_F の接続法を変え、Ｃ_F をブリッジＢ_X ，
Ｂ_Y に分配し、さらにブリッジ毎にコンデンサを２分割
して１つは直流電源ＥのプラスＰ側に、他をＥのマイナ
スＮ側に接続したものである。各ブリッジの２つのフィ
ルタコンデンサＣ_F （Ｃ_FX／２＋Ｃ_FX／２）の電圧の和
は直流電源Ｅに等しく、また２つのコンデンサの接続点
Ｘ₀ ，Ｙ₀ の電位はＰＷＭ制御されたブリッジ回路の交
流端子Ｘ，Ｙの電位（図６のＶ_PWM に対応）に対応した
基本波電圧（図６のＶ_OUT に対応）に従って変動する。
ＰＴは出力電圧をセンシングするトランスである。詳し
く回路構成を説明すると、Ｅは直流電源でＰはプラス
側、Ｎはマイナス側を示す。トランジスタＱ₁ 〜Ｑ₄ に
対してダイオードＤ₁ 〜Ｄ₄ を夫々逆並列に接続し、ト
ランジスタＱ₁ とＱ₂ （夫々Ｄ₁ 〜Ｄ₂ と逆並列に接続
されている）とを直列に接続し、ブリッジＢ_X を形成す
る。この場合トランジスタＱ₁ とＱ₂の接続点をＸとす
る。トランジスタＱ₃ ，Ｑ₄ についても同様に構成し、
ブリッジＢ_Y を形成する。この場合トランジスタＱ₃ ，
Ｑ₄ の接続点をＹとする。次にブリッジＢ_X ，Ｂ_Y の両
端に夫々直流電源Ｅのプラス側，マイナス側を接続す
る。しかしてブリッジＢ_X ，Ｂ_Y のプラス側を点ｕ，マ
イナス側を点ｖで表わすと、このｕ，ｖ点に夫々フィル
タコンデンサＣ_FX／２，Ｃ_FX／２とＣ_FY／２，Ｃ_FY／２
との直列に回路を接続し、コンデンサＣ_FX／２とＣ_FX／
２との接続点をＸ_0, コンデンサＣ_FY／２とＣ_FY／２と
の接続点をＹ₀ とし、点ＸとＸ₀ との間にフィルタリア
クトルＬ_FXを接続し、点ＹとＹ₀ との間にフィルタリア
クトルＬ_FYを接続する。Ｌ_SPとＬ_SNとは夫々直流電源系
の配線インダクタンスを等価的に示す。

【００１０】次に、回路動作を説明する。トランジスタ
Ｑ₁ ，Ｑ₄ がオフしＱ₂ ，Ｑ₃ がオンしていて、フィル
タリアクトルＬ_FX，Ｌ_FYにはダイオードＤ₂ ，Ｄ₃ を通
った電流ｉ_D が流れているとする。このような状態でト
ランジスタＱ₂ ，Ｑ₃ をオフさせ、Ｑ₁ ，Ｑ₄ をオンさ
せると電流ｉ_Q が流れ始めｉ_D は減少をはじめる。この
スイッチングの過渡期間は短く、この間はフィルタリア
クトルＬ_FX，Ｌ_FYの電流（ｉ_Q ＋ｉ_D ）は一定とみなせ
る。電流ｉ_D がゼロになった後、ダイオードＤ₂ ，Ｄ₃
には逆方向の電流ｉ_{X ,} ｉ_Y が流れ、それぞれダイオー
ドＤ₂ ，Ｄ₃ の内部に蓄積されたキャリアがなくなるま
で続く。電流ｉ_{X ,} ｉ_Y は直流電源Ｅとフィルタコンデ
ンサから配線等のインピーダンスに応じて分流して流れ
る。電流ｉ_{X ,} ｉ_Y が分流して流れるので電源配線のイ
ンダクタンスＬ_SP，Ｌ_SNに蓄えられたエネルギー（電流
の自乗に比例する）は図５の従来例にくらべて小さく、
従って電流ｉ_{X ,} ｉ_Y が消滅するときのサージ電圧は小
さい。また電源配線Ｌ_SP，Ｌ_SNによってサージ電圧が生
じても出力端子Ｘ₀ ，Ｙ₀ は容量の大きなフィルタコン
デンサＣ_FX，Ｃ_FYで高周波的には等電位に抑えられてい
るので負荷側にでる高周波ノイズは小さくなる。

【００１１】図２は本発明の第２の実施例で単相フル・
ブリッジインバータの第２の例を示している。各ブリッ
ジＢ_X ，Ｂ_Y 系毎に電圧センシングトランスＰＴを独立
に設けている。コンデンサＣ_X ，Ｃ_Y は中性点（直流電
源Ｅの１／２の電位）を得るために設けたものである。
各ブリッジ系毎に独立しており、しかも同一の回路構成
になっている。この一つのブリッジ系をユニット（図２
の破線で示したユニットＸ，ユニットＹ）としてまとめ
て実装単位とすると装置化が容易となる。

【００１２】図３は本発明の第３の実施例を示す。図３
（ａ）は図２の実施例におけるユニットを１組使って単
相ハーフ・ブリッジインバータを構成している。直流電
源は２組直列接続して中性点をつくる。図３（ｂ）はユ
ニットを２個並列に接続してインバータとしての出力容
量を第２の実施例の２倍に高めた例である。なお、図５
の従来例におけるフィルタ構成のようにフィルタコンデ
ンサＣ_F の一部を負荷Ｚ_L と並列に設けてもＰＷＭ制御
によって生じたリップル電圧を抑制できることはいうま
でもない。また、出力電圧をセンシングするトランスＰ
Ｔを負荷Ｚ_L と並列に設けて負荷の電圧そのものをセン
シングの対象にしても制御できることはいうまでもな
い。図３（ｃ）はユニットを３個使って三相インバータ
を構成した例である。各相を複数のユニットを並列接続
してインバータを構成すると出力容量を大きくすること
ができる。

【００１３】図４は本発明の第４の実施例である。イン
バータで変換する電圧の瞬時値をセンシングしてフィー
ドバック制御する電圧制御方式では制御ループの遅れ要
素によって制御が不安定になることを嫌う。電圧制御の
基準の電圧と出力電圧を比較しその誤差をゼロにするよ
うに制御するいわゆるネガテブフィードバック制御系で
はこの比較回路で１８０度の位相差が生じる。さらにＰ
ＷＭ電圧から高調波成分を減衰させるために用いるロー
パス・フィルタＬ_F ，Ｃ_F は２次の遅れ系でありカット
オフ周波数より高い周波数領域では入力電圧に較べ出力
電圧の位相が遅れ、最大の遅れは１８０度近くになる
（フィルタ定数Ｌ_F ，Ｃ_F には多少の損失があるために
１８０度までは遅れない）。従って制御ループでは誤差
検出回路とフィルタの両者を合わせて３６０度近くの位
相遅れが出る。制御ループ内にさらに遅れ要素が入ると
３６０度以上の位相遅れとなり、周波数の高い領域では
ポジテブなフィードバック系になりゲインを十分に小さ
く下げておかないと、発振を起こして安定な電圧制御が
できなくなる。電圧制御を安定に行うには制御ループの
中に位相を進める進み要素を取り入れて制御ループ全体
の位相遅れを３６０度以内に抑えることが必要である。
このために微分補償法が取られているが、この従来の方
法は特定の周波数領域においてしか補償効果がなく物足
りない。また設計も複雑である。また、２次遅れ系のＬ
Ｃフィルタではカットオフ周波数近くで増幅作用があ
り、このためＬ_F ，Ｃ_F の定数で決まる自由振動が生じ
易く出力電圧制御を不安定にする。この自由振動は制御
論でいう、いわゆるダンピング係数が小さい場合、すな
わちフィルタを含むインバータ回路の損失分が小さい場
合に生じ易く問題になる。本発明の図１の実施例のよう
にフィルタＬ_FX，Ｌ_FY，Ｃ_FX，Ｃ_FYは直流電源を介しな
いで並列になっている（トランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ のいず
れか一方、あるいはＱ₂ ，Ｑ₃ のいずれか一方はオンし
ており、オンしているトランジスタを通じてそれぞれＬ
_FX，Ｌ_FYとＣ_FX，Ｃ_FYの一部が並列になる）ため、回路
損失が小さく、従ってダンピング係数が小さいので自由
振動を発生しやすい。本発明の第４の実施例は電圧制御
を安定に行うために使う進み要素を含んだ電圧センシン
グトランスであり、位相推移効果によってフィルタの自
由振動抑制にも効果がある。センシングトランスＰＴと
して３巻線を使う。ｎ₁ は１次巻線でここにセンシング
ポイントの電圧を与える。ｎ_21, ｎ₂₂は２次巻線であ
る。巻線ｎ₂₂の電圧をコンデンサＣと抵抗器の直列回路
に与える。抵抗器の定数が小さい場合にはコンデンサＣ
の電流、つまり与えられた電圧より９０度だけ位相が進
んだ電流に対応した電圧Ｒ×ｉ_C がえられる。この電圧
Ｒ×ｉ_C を巻線ｎ₂₁に表れた電圧に重畳した電圧ｖ_S を
センシング電圧としてフィードバックする。図４（ｂ）
にセンシング電圧のベクトルを示す。センシング電圧ｖ
_S は入力電圧Ｖ_v より位相角θだけ進んだ信号となる。
このベクトル図はセンシング電圧に含まれている各周波
数成分毎に成り立つ。周波数が高くなるとｄｖ_C ／ｄｔ
が大きくなり、従って電流ｉ_C が大きくなり進み位相角
θは大きくなる。つまり高い周波数成分ほど本発明の補
償効果が大きくなる。θの大きさは巻線ｎ₂₂の電圧
ｖ_C ，コンデンサＣ，抵抗Ｒの少なくとも１つを変える
ことによって調整できる。この実施例は図１，図２，図
３の回路に適用しうることは言うまでもない。

【００１４】

【発明の効果】ＰＷＭ制御された電圧からリップル電圧
を減衰させるフィルタコンデンサＣ_Fをブリッジの交流
端子と直流電源のプラス側とマイナス側間に分割して接
続することによって負荷側に現れる高周波ノイズの発生
が少なくなり、高周波ノイズフィルタを簡素化すること
ができる。これによって大容量のインバータにおいても
高周波ノイズの抑制が可能となる。また、フィルタコン
デンサＣ_F をフィルタＬ_F の出力から直流電源のプラス
側とマイナス側にまたがってつけ、センシングトランス
ＰＴの接続点を変えることによってパワー系の入・出力
配線数が少ないインバータユニットが構成でき同一ユニ
ットを組み合わせることによって単相インバータや三相
インバータを容易に経済的に構成でき、またユニットを
並列に接続することによってインバータの出力容量を容
易に増加することができる。出力電圧のセンシングトラ
ンスＰＴに電圧の位相を進ませる機能を持たせることに
よってフィルタの自由振動の発生を抑え、電圧制御系を
安定に動作させることができ信頼性の高いインバータ装
置を実現できる効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のインバータ装置の第１の実施例（単相
・ブリッジ・インバータの構成）である。

【図２】本発明の第２の実施例（単相・ブリッジ・イン
バータの構成）である。

【図３】本発明の第３の実施例で、（ａ）〜（ｃ）は夫
々異なる実施例を示す。

【図４】本発明の第４の実施例でフィードバック用セン
シング電圧の位相を進める回路で、（ａ）は回路例、
（ｂ）はベクトル図を示す。

【図５】従来のフル・ブリッジ・インバータの回路構成
の例である。

【図６】図５のインバータを制御する信号をつくる例
で、（ａ）〜（ｄ）は各部の波形を示す。

【図７】従来の三相ブリッジ・インバータの回路構成の
例である。

【符号の説明】

Ｚ_L 負荷 ＰＴ トランス Ｌ_SP，Ｌ_SN 配線インダクタンス Ｂ_{X ,} Ｂ_Y ブリッジ Ｃ_FX／２，Ｃ_FY／２ フィルタコンデンサ Ｌ_FX，Ｌ_FY フィルタリアクトル

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数の半導体スイッチで構成したブリッ
   ジ回路を有し、このブリッジ回路の直流端子ＰＮに直流
   電圧を与え、前記複数の半導体スイッチをスイッチング
   動作させて交流端子に生じるＰＷＭ制御された電圧をフ
   ィルタリアクトルを通して前記スイッチング周波数より
   低い周波数の交流電圧にして出力するインバータにおい
   て、 前記フィルタリアクトルの出力側と前記ブリッジ回路の
   両直流端子側との間にそれぞれフィルタコンデンサを接
   続したことを特徴とするインバータ装置。
2. 【請求項２】 直流端子ＰＮ間に２つのコンデンサの直
   列回路を接続し、前記２つのコンデンサの接続点とフィ
   ルタリアクトルの出力側との間に電圧センシング用のト
   ランスを接続した構成をもつことを特徴とする請求項１
   記載のインバータ装置。
3. 【請求項３】 電圧センシング用トランスに２つの二次
   巻線を設け、この一方の巻線にはコンデンサと抵抗体の
   直列回路を接続し、他方の巻線の電圧に前記抵抗体の電
   圧を重畳した電圧をインバータの制御回路にフィードバ
   ックしてインバータ出力電圧を定電圧に制御することを
   特徴とする請求項１または２記載のインバータ装置。