JP2506748B2 - Digital signal transmission method - Google Patents
Digital signal transmission methodInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は市街地などにおける無線伝送のようなマルチ
パスフェージング伝送路において、ディジタル信号を伝
送するディジタル信号伝送方法に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a digital signal transmission method for transmitting digital signals in a multipath fading transmission line such as wireless transmission in urban areas.
従来の技術 近年、移動通信の分野でも、秘話性の向上や通信の高
度化、あるいは周辺の通信網との整合性からディジタル
化が進みつつある。しかし、そのような需要が最も集中
すると考えられる市街地では、ビルなどの建造物による
反射や回折などによるマルチパスによって、通信品質が
著しく劣化する。ディジタル伝送の場合、マルチパスを
構成するそれぞれの波の伝播遅延時間差がタイムスロッ
ト長に対して無視できなくなると、波形歪や同期系の追
従不良によって符号誤り率特性が著しく劣化する。2. Description of the Related Art In recent years, even in the field of mobile communication, digitization is progressing due to improvement of confidentiality, sophistication of communication, and compatibility with peripheral communication networks. However, in urban areas where such demand is considered to be most concentrated, communication quality is significantly deteriorated due to multipath due to reflection and diffraction by buildings and other structures. In the case of digital transmission, if the propagation delay time difference between the waves forming the multipath cannot be ignored with respect to the time slot length, the waveform error and the tracking error of the synchronous system significantly deteriorate the code error rate characteristic.
以下、図面を参照しながら、上述した従来のディジタ
ル信号伝送方法の第1の例について説明する。Hereinafter, a first example of the above-described conventional digital signal transmission method will be described with reference to the drawings.
第17図は第1の従来例におけるディジタル信号伝送方
法の伝送信号の位相遷移を示す位相遷移波形図である。
Tは1データシンボルを送出する最小単位であるタイム
スロット長を示している。データが1の時、位相がπ遷
移し、データが0の時は位相遷移を起さない。この信号
様式は差動符号化2相位相変調と呼ばれる。FIG. 17 is a phase transition waveform diagram showing the phase transition of the transmission signal of the digital signal transmission method in the first conventional example.
T indicates a time slot length which is the minimum unit for transmitting one data symbol. When the data is 1, the phase transitions by π, and when the data is 0, the phase transition does not occur. This signal format is called differentially encoded binary phase modulation.
このような伝送信号を検波するには、例えば1タイム
スロットの遅延線を有する遅延検波で行うことができ
る。今、マルチパスの代表的な例として、タイムスロッ
ト長に比べて無視できない伝播遅延時間差τを持つ2波
マルチパス下において、検波出力信号がどのようになる
かを考える。なお、時間的に先行して来る波を直接波、
遅れてくる波を遅延波と呼ぶことにする。To detect such a transmission signal, for example, differential detection having a delay line of one time slot can be performed. Now, as a typical example of multipath, consider what the detection output signal looks like under a two-wave multipath having a propagation delay time difference τ that cannot be ignored compared to the time slot length. In addition, the wave that precedes in time is a direct wave,
The delayed wave is called the delayed wave.
第18図は、2波マルチパス下において、第17図に示し
たような伝送信号が遅延検波された時、検波出力信号が
どのようになるかを説明した図である。第18図(a)
は、直接波の位相遷移を示したものである。これに対し
て、伝播遅延時間差τだけ遅れて来た遅延波の位相遷移
は、第18図(b)のようになる。ある時点の検波出力
は、その時の2波の合成位相と、1タイムスロット前の
2波の合成位相とのベクトル内積である。例えば、第18
図(c)において、Bの領域の検波出力は、B′の時の
2波合成位相とBの時のそれとのベクトル内積の値にな
る。FIG. 18 is a diagram for explaining what a detection output signal looks like when the transmission signal as shown in FIG. 17 is subjected to delay detection under a two-wave multipath. Figure 18 (a)
Shows the phase transition of the direct wave. On the other hand, the phase transition of the delayed wave delayed by the propagation delay time difference τ is as shown in FIG. 18 (b). The detection output at a certain time point is the vector inner product of the combined phase of the two waves at that time and the combined phase of the two waves one time slot before. For example, the 18th
In FIG. 6C, the detection output in the area B becomes the value of the vector inner product of the two-wave combined phase in the case of B ′ and that in the case of B.
第19図は、A〜Cの各時点における検波出力を求める
ため、直接波と遅延波の合成位相を図示したベクトル図
である。なお、直接波と遅延波の振幅比をρ、位相差を
αとした。例えば、Bの時点における検波出力の絶対値
は、第19図において、ベクトルOB′とベクトルOBの内
積、すなわち、線分OBの自乗になる。従って、余弦定理
などを用いて、第18図(c)のA〜Cの各時点の検波出
力は次のようになる。FIG. 19 is a vector diagram showing the combined phase of the direct wave and the delayed wave in order to obtain the detection output at each time point A to C. The amplitude ratio of the direct wave and the delayed wave was ρ, and the phase difference was α. For example, the absolute value of the detection output at time B is the inner product of vector OB 'and vector OB in FIG. 19, that is, the square of line segment OB. Therefore, using the cosine theorem or the like, the detection output at each time point A to C in FIG. 18 (c) is as follows.
A……不定 B……an(1+ρ2+2ρcos α) C……不定 ただし、an(an=±1)は伝送されているデータ列であ
る。A: undefined B: a n (1 + ρ 2 +2 ρ cos α) C: undefined where a n (a n = ± 1) is the transmitted data string.
領域AおよびCでは、それぞれ前および後のタイムス
ロットのデータ値によって不定になる。遅延検波後、通
常、高調波成分および不要な雑音成分を除去するため低
域通過フィルタが入るので、最終的な検波出力信号波形
は、第18図(c)の実線の波形にフィルタがかかり、第
18図(c)の点線で示したような波形になり、アイパタ
ーンの一部を構成する。ここで、ρが1に近く、αがπ
近辺の場合、有効な検波出力であるBの領域の検波出力
はほぼ零になる。従って、アイは閉じ、符号誤り率特性
は劣化する。また、この時、領域AおよびCの無効な検
波出力が、領域Bの有効な検波出力よりはるかに大きい
ため、アイが時間軸方向に大きく揺らぎ、再生クロック
が追従できず、符号誤り率はさらに著しく劣化する(例
えば、尾上他、“伝播遅延時間差を有するレイリーフェ
ージングにおける符号誤り率特性”、信学技報、CS81−
168、1982、あるいは高井他、“多重波伝搬による瞬時
符号誤りとビット同期系に基づく誤り発生機構の分
析”、信学技報、CS83−158、1984)。In areas A and C, it becomes undefined due to the data values of the preceding and succeeding time slots, respectively. After differential detection, a low-pass filter is usually inserted to remove harmonic components and unnecessary noise components, so the final detection output signal waveform is filtered by the solid line waveform of FIG. 18 (c). First
The waveform is as shown by the dotted line in FIG. 18C, and constitutes a part of the eye pattern. Where ρ is close to 1 and α is π
In the vicinity, the detection output in the area B, which is an effective detection output, becomes almost zero. Therefore, the eye is closed and the code error rate characteristic deteriorates. Further, at this time, since the invalid detection output of the areas A and C is much larger than the effective detection output of the area B, the eye greatly fluctuates in the time axis direction, the reproduced clock cannot follow, and the code error rate is further increased. Remarkably deteriorates (eg, Onoe et al., "Code Error Rate Characteristics in Rayleigh Fading with Propagation Delay Time Difference", IEICE Tech.
168, 1982, or Takai et al., "Analysis of Instantaneous Code Errors Due to Multipath Propagation and Error Generation Mechanism Based on Bit Synchronous System," IEICE Tech. Report, CS83-158, 1984).
このように、アイパターンの劣化とアイの時間軸方向
の揺らぎにより、誤り率特性が劣化するのを軽減するた
めに、複数種類の検波出力を生じるように伝送信号の位
相遷移波形を工夫し、これらの複数種類の検波出力を合
成することによるダイバーシチ効果により改善する方法
が提案された。以下、図面を参照しながら、このような
第2の従来例におけるディジタル信号伝送方法の一例に
ついて説明する。In this way, in order to reduce the deterioration of the error rate characteristics due to the deterioration of the eye pattern and the fluctuation of the eye in the time axis direction, the phase transition waveform of the transmission signal is devised so as to generate a plurality of types of detection outputs, A method of improving the diversity effect by combining these plural types of detection outputs has been proposed. An example of the second conventional digital signal transmission method will be described below with reference to the drawings.
第20図は第2の従来例におけるディジタル信号伝送方
法の伝送信号の位相遷移を示す位相遷移波形図である。
データの1タイムスロットは前半部分と後半部分に分
れ、階段状の波形をしている。1タイムスロットの時間
をT、前半部分の時間をT1、後半部分の時間をT2、前半
部分と後半部分の間の位相遷移をφとして示した。伝送
される情報は、第1の従来例と同様に、隣合うタイムス
ロットの位相差にあり、例えば、この位相差のとりうる
値として0およびπを用い、それぞれに対応して0と1
を割り当てることにより、1ビットの情報が伝送され
る。FIG. 20 is a phase transition waveform diagram showing the phase transition of the transmission signal of the digital signal transmission method in the second conventional example.
One time slot of data is divided into a first half portion and a second half portion, and has a stepwise waveform. The time of one time slot is T, the time of the first half is T 1 , the time of the second half is T 2 , and the phase transition between the first half and the second half is φ. Similar to the first conventional example, the information to be transmitted is in the phase difference between adjacent time slots. For example, 0 and π are used as possible values of this phase difference, and 0 and 1 are associated with each other.
1 bit information is transmitted by allocating 1 bit.
次に、第2の従来例におけるディジタル信号伝送方法
がマルチパスフェージング下において良好な誤り率特性
を示すことを説明する。Next, it will be explained that the digital signal transmission method in the second conventional example exhibits a good error rate characteristic under multipath fading.
第2の従来例のディジタル信号伝送方法も、一種の差
動符号化位相変調であるので、1タイムスロットの遅延
線を用いた遅延検波によって検波される。第21図は、2
波マルチパス下において、第20図の伝送信号が遅延検波
器で検波された時の検波出力信号がどのようになるかを
説明した図である。第21図(a)は、直接波の任意のタ
イムスロットと、その隣合うタイムスロットの位相遷移
の様子を示したものである。これに対して、伝播遅延時
間差τだけ遅れて来た遅延波の位相遷移は、第21図
(b)のようになる。第1の従来例と同様、ある時点の
検波出力は、その時の2波の合成位相と、1タイムスロ
ット前の2波の合成位相とのベクトル内積である。The digital signal transmission method of the second conventional example is also a kind of differential encoding phase modulation, so that it is detected by differential detection using a delay line of one time slot. Figure 21 shows 2
FIG. 21 is a diagram illustrating what a detection output signal looks like when the transmission signal of FIG. 20 is detected by a delay detector under wave multipath. FIG. 21 (a) shows the phase transition of an arbitrary time slot of a direct wave and its adjacent time slot. On the other hand, the phase transition of the delayed wave delayed by the propagation delay time difference τ is as shown in FIG. 21 (b). Similar to the first conventional example, the detection output at a certain time point is the vector inner product of the combined phase of the two waves at that time and the combined phase of the two waves one time slot before.
第22図は、A〜Eの各時点における検波出力を求める
ため、直接波と遅延波の合成位相を図示したベクトル図
である。なお、直接波と遅延波の振幅比をρ、直接波の
搬送波から見た遅延波の搬送波の位相をαとした。第22
図より、検波後の低域通過フィルタによる波形の変形が
ない、あるいは、遮断周波数がデータ伝送速度に比べて
充分高い場合、第21図(c)のA〜Eの各時点の検波出
力は次のようになる。FIG. 22 is a vector diagram showing the combined phase of the direct wave and the delayed wave in order to obtain the detection output at each time point A to E. The amplitude ratio between the direct wave and the delayed wave is ρ, and the phase of the delayed wave carrier viewed from the direct wave carrier is α. No. 22
From the figure, if there is no deformation of the waveform by the low-pass filter after detection, or if the cutoff frequency is sufficiently higher than the data transmission rate, the detection output at each time point A to E in FIG. become that way.
A,E……不定 B,D……1+ρ2+2ρcos α C……1+ρ2+2ρcos(α−φ) 領域AおよびEでは、それぞれ前後のタイムスロットの
データ値によって不定になる。実際には、低域通過フィ
ルタの遮断周波数は符号間干渉が生じない程度に低く選
ばれ、低域通過フィルタを通過した後の検波出力信号
は、第21図(c)の実線の波形にフィルタがかかり、第
21図(c)の点線に示したようにアイパターンの一部を
形成する。領域B、Dと領域Cの検波出力は相補的で、
いかなるρあるいはαに関しても同時に零になることは
なく、アイが閉じることはない。また、これらの有効な
検波出力の少なくとも一方は、領域AまたはEの無効な
検波出力に比べて小さくなることはないので、アイの時
間軸方向の揺らぎは軽減され、再生クロックの追従不良
による符号誤り率の劣化も少ない。従って、符号誤り率
特性は著しく改善され、高速のディジタル伝送が可能に
なる。A, E ... Indefinite B, D ... 1 + ρ 2 + 2ρ cos α C ... 1 + ρ 2 + 2ρ cos (α-φ) In the areas A and E, the data values of the time slots before and after each become indefinite. In practice, the cut-off frequency of the low-pass filter is selected to be low enough not to cause intersymbol interference, and the detection output signal after passing through the low-pass filter has the waveform shown by the solid line in FIG. 21 (c). Takes the first
21 A part of the eye pattern is formed as shown by the dotted line in FIG. The detection outputs of areas B and D and area C are complementary,
No ρ or α will be zero at the same time and the eye will never close. Further, at least one of these effective detection outputs does not become smaller than the invalid detection output in the area A or E, so that fluctuations of the eye in the time axis direction are reduced, and the code due to poor reproduction clock tracking does not occur. There is little deterioration in the error rate. Therefore, the code error rate characteristic is remarkably improved, and high-speed digital transmission becomes possible.
一般に、2波マルチパス下におけるB〜D各領域にお
ける検波出力は、伝送データ列an(an=±1)、多相化
数をm(m=2,4,8…)、フェージングを伴う直接波お
よび遅延波の受信ベクトルを表す複素乗積雑音をS
1(t)、S2(t)として、次のように表せる。In general, the detection output in each region of B to D under the two-wave multipath is a transmission data string a n (a n = ± 1), a polymorphization number m (m = 2,4,8 ...), and fading. Let S be the complex product noise that represents the received vector of the accompanying direct and delayed waves.
The following can be expressed as 1 (t) and S 2 (t).
B,D…ansin(π/m)・(|S1+S2|2) C…ansin(π/m)・(|S1exp(jφ)+S2|2)… 領域Cの検波出力は、直接波の搬送波位相をさらにφだ
け移相したものになっている。従って、第2の従来例に
おけるディジタル信号伝送方法の改善原理は、このよう
な異種の検波出力を合成する一種のダイバーシチであ
る。なお、適当なダイバーシチモデルを仮定し、直接波
と遅延波のフェージングが独立で、両者の平均が等しい
場合の平均誤り率Peを計算すると、 となり、帯域制限を受けない場合のφの最適値はπであ
る(例えば高井、“耐多重波変復調方式の一提案”、信
学技報、SAT86−23、1986)。B, D ... a n sin (π / m) ・ (| S 1 + S 2 | 2 ) C ... a n sin (π / m) ・ (| S 1 exp (jφ) + S 2 | 2 ) ... The detection output is obtained by further shifting the carrier wave phase of the direct wave by φ. Therefore, the principle of improvement of the digital signal transmission method in the second conventional example is a kind of diversity for combining such different types of detection outputs. Incidentally, assuming an appropriate diversity model, if the fading of the direct wave and the delayed wave is independent, and the average error rate P e is calculated when the averages of both are equal, Therefore, the optimum value of φ when there is no band limitation is π (for example, Takai, “A Proposal of Multi-wave Modulation and Demodulation-Resistant Method”, IEICE Technical Report, SAT86-23, 1986).
発明が解決しようとする問題点 しかし、この第2の従来例におけるディジタル信号伝
送方法は、タイムスロット内にさらに位相不連続点を有
するため、帯域制限を受けると包絡線変動が著しく、非
線形歪に弱い。包絡線変動を抑えるため、位相遷移φを
πより小さくすると改善効果が減少し、耐非線形性と改
善効果は両立しない。また、この第2の従来例における
ディジタル信号伝送方法は、T1=T2の場合、遅延時間差
τがτ/Tにして0.5を超えると、領域Bおよび領域Dが
消滅し、改善効果を失う。T1≠T2とすることによって、
さらに大きなτに対しても改善が可能であるが、占有帯
域幅がさらに拡大し、帯域制限を受けると、誤り率特性
の劣化が大きくなる。また、包絡線変動もさらに大きく
なり、非線形歪に対しても弱くなるという問題点を有し
ていた。However, since the digital signal transmission method in the second conventional example further has a phase discontinuity point in the time slot, the envelope variation remarkably occurs when the band is limited, resulting in a non-linear distortion. weak. If the phase transition φ is made smaller than π in order to suppress the envelope variation, the improvement effect decreases, and the non-linearity resistance and the improvement effect are not compatible. Further, in the digital signal transmission method in the second conventional example, when T 1 = T 2 , when the delay time difference τ exceeds τ / T and exceeds 0.5, the regions B and D disappear and the improvement effect is lost. . By setting T 1 ≠ T 2 ,
Although it is possible to improve even larger τ, if the occupied bandwidth is further expanded and the band is limited, the deterioration of the error rate characteristic becomes large. Further, there is a problem that the envelope variation becomes larger and becomes weak against nonlinear distortion.
本発明は、上記問題点に鑑み、帯域制限及び非線形歪
に強く、しかも、より大きなτ/Tに対しても良好な特性
を示すディジタル信号伝送方法を提供するものである。In view of the above problems, the present invention provides a digital signal transmission method that is strong against band limitation and non-linear distortion, and exhibits good characteristics even with a larger τ / T.
問題点を解決するための手段 上記問題点を解決するために本発明のディジタル信号
伝送方法は、データの1タイムスロット内の位相遷移波
形が放物線波形をしており、任意のタイムスロット内の
位相遷移波形と、所定のタイムスロットだけ後のタイム
スロット内の位相遷移波形とは、伝送される情報にかか
わらず同一の形状であり、所定のタイムスロットだけ離
れた、これら両者のタイムスロットの同位置どうしの間
の位相差に伝送される情報がある伝送信号を用いるもの
である。Means for Solving the Problems In order to solve the above problems, in the digital signal transmission method of the present invention, the phase transition waveform within one time slot of data is a parabolic waveform, and the phase within an arbitrary time slot is The transition waveform and the phase transition waveform in the time slot after the predetermined time slot have the same shape regardless of the information to be transmitted, and the same position of both time slots separated by the predetermined time slot. It uses a transmission signal that has information to be transmitted due to the phase difference between them.
作用 本発明は上記した伝送信号を用い、タイムスロット内
の位相不連続点をなくすることにより、帯域制限時の包
絡線変動を抑えることができる。また、より大きな遅延
時間τに対しても複数種類の検波出力を得ることがで
き、帯域制限および非線形歪に強く、しかも、より大き
なτ/Tに対しても良好な誤り率特性を示すこととなる。Action The present invention uses the above-mentioned transmission signal and eliminates the phase discontinuity point in the time slot, so that the envelope variation at the time of band limitation can be suppressed. In addition, it is possible to obtain multiple types of detection output even for a larger delay time τ, it is resistant to band limitation and nonlinear distortion, and moreover, it shows good error rate characteristics even for a larger τ / T. Become.
実施例 以下、本発明の一実施例のディジタル信号伝送方法に
ついて、図面を参照しながら説明する。Embodiment Hereinafter, a digital signal transmission method according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
第1図は、本発明のディジタル信号伝送方法の伝送信
号の位相遷移波形の一例を示す位相遷移波形図である。
データの1タイムスロット内の位相遷移波形ψ(t)
(0<t<T)は、式で示されるような放物線状の波
形をしている所が、従来の位相変調方式とは異なる。FIG. 1 is a phase transition waveform diagram showing an example of a phase transition waveform of a transmission signal in the digital signal transmission method of the present invention.
Phase transition waveform ψ (t) within one time slot of data
(0 <t <T) is different from the conventional phase modulation method in that it has a parabolic waveform as shown by the equation.
そして、所定のnタイムスロット離れた、第1タイム
スロットと第n+1タイムスロットのそれぞれのタイム
スロット内の位相遷移波形は、形状が同一であり、伝送
される情報に従ってθだけ全体がシフトされている。す
なわち、nタイムスロットの差動符号化が行われてい
る。例えば、θとして0とπの2相系を用いれば、タイ
ムスロットあたり1ビット、θとして0、π/2、π、3
π/2の4相系を用いれば、タイムスロットあたり2ビッ
トの情報を送ることができる。θを一般的に示せば、次
式のようになる。 The phase transition waveforms in the first time slot and the (n + 1) th time slot apart from each other by the predetermined n time slots have the same shape, and are entirely shifted by θ according to the transmitted information. . That is, differential encoding of n time slots is performed. For example, if a two-phase system of 0 and π is used as θ, 1 bit per time slot and 0, π / 2, π, 3 as θ.
If a π / 2 four-phase system is used, 2-bit information can be sent per time slot. If θ is generally shown, the following equation is obtained.
ただし、iの値は伝送するグレイ符号化されたデータ
値を示しており、0≦i≦m,i∈Integerである。従っ
て、第1タイムスロットの位相遷移波形が、ψ(t)で
あれば、第n+1タイムスロットの位相遷移波形は、ψ
(t−nT)+θと表される。 However, the value of i indicates the gray-encoded data value to be transmitted, and 0 ≦ i ≦ m, iεInteger. Therefore, if the phase transition waveform of the first time slot is ψ (t), the phase transition waveform of the (n + 1) th time slot is ψ (t).
It is expressed as (t−nT) + θ.
なお、情報を担う位相シフト量を、絶対位相からの位
相シフト量θa(t)として表すと、位相シフト量θa
(t)は各タイムスロット内で一定の値を持つ階段状の
関数であり、伝送するグレイ符号化されたデータ値列iq
(q∈Integer)をnタイムスロット差動符号化したデ
ータ値列idqを用いて次式のように表せる。If the phase shift amount carrying information is expressed as the phase shift amount θ a (t) from the absolute phase, the phase shift amount θ a
(T) is a step-like function having a constant value in each time slot, and is a gray-coded data value sequence i q to be transmitted.
(Qε Integer) can be expressed as the following equation using a data value sequence id q obtained by differentially encoding n time slots.
一方、タイムスロット内位相遷移波形ψ(t)は複数
種類あっても良い。nタイムスロット差動符号化の場合
は、最大n種類のタイムスロット内位相遷移波形ψ
1(t)、…、ψn(t)を選ぶことができる。 On the other hand, there may be a plurality of types of phase transition waveform ψ (t) in the time slot. In the case of n time slot differential encoding, a maximum of n types of phase transition waveforms in time slots ψ
1 (t), ..., ψ n (t) can be selected.
ψr(t)=0(t≦0,t≧T,r=1〜n)… とすると、本発明のディジタル信号伝送方法における伝
送信号の位相遷移波形Ψ(t)の一般式は、式を用い
て で表される、本発明における伝送信号の位相遷移波形
の特徴は、式の第1項にあり、第2項は従来の差動符
号化位相変調と同じものである。なお、タイムスロット
内位相遷移波形ψ1(t)、ψ2(t)、…、ψ
n(t)の中には、同一のものがあっても良いし、特別
な場合として総てが同一であっても良い。ともかく、n
タイムスロットだけ離れたタイムスロット内位相遷移波
形ψ(t)が一致しておれば良い。また、nの値は1で
あっても良く、この場合はタイムスロット内位相遷移波
形ψ(t)は一種類であり、すべてのタイムスロットの
タイムスロット内位相遷移波形は同一形状である。タイ
ムスロット内位相遷移波形ψ(t)が一種類の場合、伝
送信号の位相遷移波形Ψ(t)は、式は次式のように
なる。If ψ r (t) = 0 (t ≦ 0, t ≧ T, r = 1 to n) ..., the general formula of the phase transition waveform ψ (t) of the transmission signal in the digital signal transmission method of the present invention is Using The characteristic of the phase transition waveform of the transmission signal in the present invention represented by is in the first term of the equation, and the second term is the same as the conventional differential encoding phase modulation. In addition, the phase transition waveforms ψ 1 (t), ψ 2 (t), ..., ψ in the time slot
Some of n (t) may be the same, or as a special case, all of them may be the same. Anyway, n
It suffices that the phase shift waveforms φ (t) within the time slot separated by the time slot match. The value of n may be 1, and in this case, there is one type of phase transition waveform ψ (t) within the time slot, and the phase transition waveforms within the time slot of all the time slots have the same shape. When there is one type of phase transition waveform ψ (t) in the time slot, the phase transition waveform ψ (t) of the transmission signal is expressed by the following equation.
タイムスロット内位相遷移波形ψ(t)は、前述のよ
うに、複数種類あっても良い。第2図はψ(t)の最大
位相遷移量ψmaxに複数種類ある場合、第3図は、位相
の遷移方向が進相遅相交互の場合である。ただし、後者
の場合、対応するタイムスロット間の距離nは偶数であ
る。また、この複数種類の中には、放物線波形以外の、
例えば階段状波形などが含まれていても良い。 There may be a plurality of types of the phase transition waveform ψ (t) in the time slot as described above. FIG. 2 shows a case where the maximum phase transition amount ψmax of ψ (t) has a plurality of types, and FIG. 3 shows a case where the phase transition directions alternate between advanced and delayed phases. However, in the latter case, the distance n between the corresponding time slots is an even number. Also, among these multiple types, other than the parabolic waveform,
For example, a staircase waveform may be included.
第4図は、一例として、タイムスロット内位相遷移波
形ψ(t)が一種類のψmax=225°放物線波形であり、
n=1つまり1タイムスロット差動符号化された、多相
化数m=4で1タイムスロットあたり2ビット伝送し得
る本発明のディジタル信号伝送方法の伝送信号の位相遷
移波形の具体例を示した位相遷移波形図である。FIG. 4 shows, as an example, the phase transition waveform ψ (t) in the time slot is one kind of ψmax = 225 ° parabolic waveform,
n = 1, that is, 1 time slot differentially encoded, a specific example of a phase transition waveform of a transmission signal of a digital signal transmission method of the present invention capable of transmitting 2 bits per 1 time slot with a polyphase number m = 4 is shown. FIG. 3 is a phase transition waveform diagram.
次に、上記に述べたような伝送信号を得る方法につい
て実施例を示して説明する。Next, a method of obtaining the transmission signal as described above will be described with reference to an embodiment.
第5図は、本発明の第1の実施例におけるディジタル
信号伝送方法の伝送信号の生成回路の構成図である。第
5図において、501はデータ入力端子、502は差動符号化
回路、503は発振器、504は波形発生回路、505は直交変
調器、506は伝送信号出力端子である。伝送されるディ
ジタルデータは、データ入力端子501から入力され、差
動符号化回路502で差動符号化される。そして、波形発
生回路504では、差動符号化されたデータに応じて、I
軸、Q軸それぞれの変調信号を発生する。一方、発振器
503では搬送波を発生し、この搬送波は、直交変調器505
で前述のI軸、Q軸それぞれの変調信号によって変調さ
れ、伝送信号となり、伝送信号出力端子506から出力さ
れる。FIG. 5 is a block diagram of a transmission signal generation circuit of the digital signal transmission method in the first embodiment of the present invention. In FIG. 5, 501 is a data input terminal, 502 is a differential encoding circuit, 503 is an oscillator, 504 is a waveform generating circuit, 505 is a quadrature modulator, and 506 is a transmission signal output terminal. The transmitted digital data is input from the data input terminal 501 and differentially encoded by the differential encoding circuit 502. Then, in the waveform generation circuit 504, according to the differentially encoded data, I
A modulated signal for each of the axis and the Q axis is generated. On the other hand, the oscillator
At 503, a carrier is generated, and this carrier is the quadrature modulator 505.
Are modulated by the above-mentioned I-axis and Q-axis modulation signals to form a transmission signal, which is output from the transmission signal output terminal 506.
第6図は、第5図における直交変調器505の内部の回
路構成図の一例を示したものである。第6図において、
601は90°移相器、602および603は平衡変調器、604は合
成器である。発振器503より供給された搬送波信号は、
平衡変調器602を用いて、波形発生回路504からのI軸変
調信号で変調され、I軸被変調信号となる。一方、前述
の搬送波信号は、90°移相器で90°移相され、平衡変調
器603を用いて、波形発生回路504からのQ軸変調信号で
変調され、Q軸被変調信号となる。このようにして得ら
れたI軸およびQ軸の両被変調信号は、合成器604で合
成され、被変調信号である伝送信号となり、伝送信号出
力端子506から出力される。FIG. 6 shows an example of a circuit configuration diagram inside the quadrature modulator 505 in FIG. In FIG.
601 is a 90 ° phase shifter, 602 and 603 are balanced modulators, and 604 is a combiner. The carrier wave signal supplied from the oscillator 503 is
The balanced modulator 602 is used to modulate the I-axis modulated signal from the waveform generation circuit 504 to form an I-axis modulated signal. On the other hand, the above-mentioned carrier signal is 90 ° phase-shifted by the 90 ° phase shifter, and is modulated by the Q-axis modulation signal from the waveform generation circuit 504 using the balanced modulator 603 to become a Q-axis modulated signal. The I-axis and Q-axis modulated signals thus obtained are combined by the combiner 604 to be a transmission signal which is a modulated signal, which is output from the transmission signal output terminal 506.
第7図は、第5図における差動符号化回路502の内部
の回路構成図の一例を示したものである。701および704
はグレイ符号変換回路、702は加算器、703は遅延器であ
る。多相化数m(m=2,4,8)、すなわち、m相の場
合、式に示したように、pビットのパラレルデータ値
列として、グレイ符号変換回路701に入力される。グレ
イコード化されたデータ値列iqは、加算器702に入り、
加算器702の出力を遅延器703においてnタイムスロット
分すなわちnクロック分遅延させたデータとmを法とし
た加算が行われる。そして、加算器702の出力をさらに
グレイ符号変換回路704で変換することによって、入力
のpビットのパラレルデータ値列をグレイ符号化し、n
タイムスロットの差動符号化したpビットのパラレルデ
ータ値列idqが得られる。FIG. 7 shows an example of a circuit configuration diagram inside the differential encoding circuit 502 in FIG. 701 and 704
Is a Gray code conversion circuit, 702 is an adder, and 703 is a delay device. In the case of the polymorphization number m (m = 2, 4, 8), that is, in the case of m phases, as shown in the equation, it is input to the Gray code conversion circuit 701 as a p-bit parallel data value sequence. The Gray coded data value sequence i q enters the adder 702 and
In the delay unit 703, the output of the adder 702 is delayed by n time slots, that is, by n clocks, and addition is performed using m as a modulus. Then, the output of the adder 702 is further converted by the Gray code conversion circuit 704, whereby the input p-bit parallel data value sequence is Gray-coded and n
A differentially encoded p-bit parallel data value sequence id q of the time slot is obtained.
第8図は、位相遷移波形Ψ(t)が式で示される4
相系の場合を例にとり、第5図の波形発生回路504の内
部の回路構成図の一例を示したものである。801はI軸
データ入力端子、802はデータクロツク出力端子、803は
Q軸データ入力端子、804および806はシフトレジスタ、
805は2進カウンタ、807はリード・オンリー・メモリー
(以下、ROMと略す)、808はクロック発生器、809およ
び810はデジタル・アナログ変換器(以下、D/A変換器と
略す)、811および812は低域通過フィルタ、813はI軸
変調出力端子、814はQ軸変調出力端子である。4相系
の場合、差動符号化回路502の出力idqは2ビットのパラ
レルデータであり、その上位ビットおよび下位ビットが
それぞれI軸データ入力端子801およびQ軸データ入力
端子803から入力される。入力されたそれぞれのデータ
列は、シフトレジスタ804および806で遅延され、現在の
タイムスロットの変調データおよびその前後のタイムス
ロットの変調データが得られる。つまり、第8図の例で
は、シフトレジスタ804および806のQdが現在のタイムス
ロットの変調データであり、Qe〜QgおよびQa〜Qcの前後
3タイムスロット分の変調データが得られる。一方、RO
M807には、I軸およびQ軸の変調波形が変調データに従
って書かれており、第8図の例ではそれぞれの1タイム
スロットは16サンプル点で構成される。ROM807のアドレ
スA4〜A17はどの変調波形を選ぶかを決定するセレクト
信号として使われており、前述の現在および前後3タイ
ムスロット分の変調データが入力される。ROM807のアド
レスA0〜A3には、クロック発生器808で発生された基準
クロックを2進カウンタ805で分周したものが加えら
れ、変調波形の読み取り信号となる。ROM807の出力X0〜
X7およびY0〜Y7は、それぞれD/A変換器809および810と
折り返し成分を除去する低域通過フィルタ811および812
によってアナログ信号に変換され、I軸およびQ軸の変
調信号となる。なお、8相系などさらに多相の変調の時
は、式のpの数だけのシフトレジスタを用意し、それ
に見合うROMのアドレスを必要とする。In FIG. 8, the phase transition waveform Ψ (t) is expressed by the equation 4
FIG. 7 is a diagram showing an example of a circuit configuration diagram inside the waveform generation circuit 504 of FIG. 5, taking the case of a phase system as an example. 801 is an I-axis data input terminal, 802 is a data clock output terminal, 803 is a Q-axis data input terminal, 804 and 806 are shift registers,
805 is a binary counter, 807 is a read only memory (hereinafter abbreviated as ROM), 808 is a clock generator, 809 and 810 are digital / analog converters (hereinafter abbreviated as D / A converter), 811 and Reference numeral 812 is a low-pass filter, 813 is an I-axis modulation output terminal, and 814 is a Q-axis modulation output terminal. In the case of a four-phase system, the output id q of the differential encoding circuit 502 is 2-bit parallel data, and its upper bit and lower bit are input from the I-axis data input terminal 801 and the Q-axis data input terminal 803, respectively. . The respective input data strings are delayed by shift registers 804 and 806 to obtain the modulation data of the current time slot and the modulation data of the time slots before and after it. That is, in the example of FIG. 8, Qd of the shift registers 804 and 806 is the modulation data of the current time slot, and the modulation data of three time slots before and after Qe to Qg and Qa to Qc can be obtained. On the other hand, RO
In the M807, I-axis and Q-axis modulation waveforms are written according to the modulation data, and in the example of FIG. 8, each one time slot is composed of 16 sample points. Addresses A4 to A17 of the ROM 807 are used as a select signal for determining which modulation waveform to select, and the above-mentioned present and preceding and following three time slot modulated data are input. To the addresses A0 to A3 of the ROM 807, a reference clock generated by the clock generator 808, which is frequency-divided by the binary counter 805, is added and becomes a read signal of a modulated waveform. ROM807 output X0 ~
X7 and Y0 to Y7 are D / A converters 809 and 810 and low-pass filters 811 and 812 that remove aliasing components, respectively.
Is converted into an analog signal and becomes an I-axis and Q-axis modulation signal. In the case of multi-phase modulation such as 8-phase system, the number of shift registers is equal to the number of p in the equation, and the ROM address corresponding to the shift registers is required.
次に、ROM807に書き込むタイムスロットごとの変調波
形について説明する。基本的には、差動符号化された伝
送するデータ値列idqから式より求まる伝送信号の位
相遷移波形Ψ(t)より、次式によってI軸およびQ軸
の変調波形MI(t)、MQ(t)を得れば良い。Next, the modulation waveform for each time slot written in the ROM 807 will be described. Basically, based on the phase transition waveform Ψ (t) of the transmission signal obtained from the equation from the differentially encoded data value sequence id q to be transmitted, the modulation waveform M I (t) of the I axis and the Q axis is calculated by the following equation. , or if you get the M Q (t).
MI(t)=cosΨ(t) MQ(t)=sinΨ(t) … しかし、このままでは広帯域の信号となるので、帯域制
限フィルタのインパルス応答をh(t)として、このフ
ィルタで帯域制限を行うと式は次式のようになる。M I (t) = cos Ψ (t) M Q (t) = sin Ψ (t) However, since it is a wide band signal as it is, the impulse response of the band limiting filter is set to h (t) and band limiting is performed by this filter. When you do, the formula becomes as follows.
帯域制限フィルタの周波数特性には、余弦自乗型、ガ
ウス型など、低域通過型であれば種々のものが使える。
それに従って、インパルス応答h(t)もわかる。一例
として、カットオフ角周波数ω0、ロールオフ係数γの
余剰自乗型フィルタのインパルス応答h(t)を示す。 As the frequency characteristic of the band limiting filter, various types such as a cosine square type and a Gauss type can be used as long as they are low pass type.
The impulse response h (t) is also known accordingly. As an example, an impulse response h (t) of a surplus square filter having a cutoff angular frequency ω 0 and a rolloff coefficient γ is shown.
第8図のROM807には、式に従って1タイムスロット
分のI軸およびQ軸の変調波形MI(t)、MQ(t)が書
き込まれている。式の積分範囲(-t0,t0)は、インパ
ルス応答h(t)の拡がり範囲程度に選ばれ、第8図の
例では前後3タイムスロットであり、式から位相遷移
波形Ψ(t)を算出するには前後3タイムスロットの変
調データを必要とする。従って、ROM807には、式より
現在および前後3タイムスロットの変調データパターン
すべてについて計算して書き込んであり、これらの現在
および前後3タイムスロット分の変調データである、RO
M807のアドレスA4〜A17によって、どの変調波形を選ぶ
かがセレクトされる。 The I-axis and Q-axis modulation waveforms M I (t) and M Q (t) for one time slot are written in the ROM 807 of FIG. 8 according to the equation. The integration range (-t 0 , t 0 ) of the equation is selected to be about the spread range of the impulse response h (t), and in the example of FIG. 8, there are three time slots before and after, and the phase transition waveform Ψ (t) is calculated from the equation. In order to calculate, the modulation data of three time slots before and after is required. Therefore, the ROM 807 has calculated and written all the modulation data patterns of the present and the preceding and following three time slots from the formula, and is the modulated data of these present and the preceding and following three time slots.
Which modulation waveform is selected is selected by the addresses A4 to A17 of M807.
位相遷移波形Ψ(t)が式で示されるように、タイ
ムスロット内位相遷移波形ψ(t)に複数種類ある場合
もほとんど同様であり、式によって1タイムスロット
分のI軸およびQ軸の変調波形MI(t)、MQ(t)をRO
Mに書き込めば良い。ただし、式のΨ(t)を式よ
り求める際に、現在のタイムスロット内位相遷移波形ψ
r(t)のr(1≦r≦)が如何なる値であるかがさら
に必要となる。従って、ROMに書き込む波形データは、
現在および前後数タイムスロットの変調データパターン
についてだけではなく、現在のタイムスロット内位相遷
移波形ψr(t)が何番目であるかを示すrについても
すべて計算して書き込む。これに従って、第5図の波形
発生回路504の内部の回路構成図は、第9図のようにす
る必要がある。第9図において、801はI軸データ入力
端子、802はデータクロック出力端子、803はQ軸データ
入力端子、804および806はシフトレジスタ、805は2進
カウンタ、808はクロック発生器、809および810はD/A変
換器、811および812は低域通過フィルタ、813はI軸変
調出力端子、814はQ軸変調出力端子であり、以上は第
8図の構成と全く同様である。第8図の構成と異なって
いるのは、現在のrの値を示す901の2進カウンタが追
加され、このrの値によって波形をセレクトするため
に、902のROMにA18、A19のアドレスが追加されているこ
とである。なお、2進カウンタ901の周期はnであり、
第9図の例では、n=4である。As shown in the equation, the phase transition waveform Ψ (t) is almost the same when there are a plurality of types of the phase transition waveform ψ (t) in the time slot, and the equations modulate the I axis and the Q axis for one time slot. RO waveforms M I (t) and M Q (t)
Write to M. However, when obtaining Ψ (t) in the equation from the equation, the phase transition waveform ψ in the current time slot
It is further necessary to determine what value r (1 ≦ r ≦) of r (t) has. Therefore, the waveform data written in ROM is
Not only the modulation data patterns of the current time slot and several time slots before and after the current time slot but also r indicating the order of the phase shift waveform ψ r (t) in the current time slot is calculated and written. In accordance with this, the internal circuit configuration diagram of the waveform generation circuit 504 in FIG. 5 must be as shown in FIG. In FIG. 9, 801 is an I-axis data input terminal, 802 is a data clock output terminal, 803 is a Q-axis data input terminal, 804 and 806 are shift registers, 805 is a binary counter, 808 is a clock generator, and 809 and 810. Is a D / A converter, 811 and 812 are low-pass filters, 813 is an I-axis modulation output terminal, and 814 is a Q-axis modulation output terminal. The above is exactly the same as the configuration of FIG. The difference from the configuration of FIG. 8 is that a binary counter 901 indicating the current value of r is added, and in order to select the waveform by the value of r, the addresses of A18 and A19 are stored in the ROM of 902. It has been added. The period of the binary counter 901 is n,
In the example of FIG. 9, n = 4.
次に、上記したような本発明のディジタル信号伝送方
法における伝送信号の検波方法について説明する。Next, a method of detecting a transmission signal in the digital signal transmission method of the present invention as described above will be described.
本発明のディジタル信号伝送方法においては、検波方
法はnタイムスロットの遅延線を有する遅延検波器によ
る。以下に、簡単に説明する。In the digital signal transmission method of the present invention, the detection method is a delay detector having a delay line of n time slots. The following is a brief description.
第10図は、2相系の場合の遅延検波器の回路構成図を
示したものである。第10図において、1001は入力端子、
1002は乗算器、1003は低域通過フィルタ、1004はnタイ
ムスロット遅延器、1005は出力端子である。nタイムス
ロット遅延器1004では、信号はnタイムスロット分遅延
されるが、搬送波の位相は入力と出力で同相である。低
域通過フィルタ1003は、乗算器1002で生じる搬送波の2
倍の周波数の成分を除去するのみでなく、後述する複数
種類の検波出力を合成する役目も果す。低域通過フィル
タ1003の周波数特性は、シンボル伝送速度1/Tの半分、
すなわち、1/2Tのカットオフ周波数を持ち、この周波数
について寄対称な減衰特性を有する、いわゆるナイキス
トフィルタが望ましい。FIG. 10 shows a circuit configuration diagram of the differential detector in the case of a two-phase system. In FIG. 10, 1001 is an input terminal,
1002 is a multiplier, 1003 is a low pass filter, 1004 is an n time slot delay device, and 1005 is an output terminal. In the n time slot delay device 1004, the signal is delayed by n time slots, but the phase of the carrier wave is in phase with the input and output. The low-pass filter 1003 is a carrier wave generated by the multiplier 1002.
It not only removes the double frequency component, but also serves to combine a plurality of types of detection outputs described later. The frequency characteristic of the low pass filter 1003 is half of the symbol transmission rate 1 / T,
That is, a so-called Nyquist filter having a cutoff frequency of 1 / 2T and an attenuation characteristic that is axisymmetric with respect to this frequency is desirable.
第11図は、4相系の場合の遅延検波器の回路構成図を
示したものである。第11図において、1101は入力端子、
1102および1106は乗算器、1103は−45°移相器、1105は
+45°移相器、1104はnタイムスロット遅延器、1107お
よび1108は低域通過フィルタ、1109は出力端子A、1110
は出力端子Bである。第10図の場合と異なっているの
は、−45°移相器1103および+45°移相器1105を用い、
互いに直交する2軸について遅延検波を行い、2ビット
のパラレルデータを復調する点であり、その他の動作は
第10図の場合と同様である。FIG. 11 shows a circuit configuration diagram of the differential detector in the case of a four-phase system. In FIG. 11, 1101 is an input terminal,
1102 and 1106 are multipliers, 1103 is −45 ° phase shifter, 1105 is + 45 ° phase shifter, 1104 is n time slot delay device, 1107 and 1108 are low pass filters, 1109 is output terminal A, 1110.
Is an output terminal B. The difference from the case of FIG. 10 is that a −45 ° phase shifter 1103 and a + 45 ° phase shifter 1105 are used,
This is that differential detection is performed on two axes that are orthogonal to each other and 2-bit parallel data is demodulated. Other operations are the same as in the case of FIG.
第12図は、8相系の場合の遅延検波器の回路構成図を
示したものである。第12図において、1201は入力端子、
1202〜1205は乗算器、1206はnタイムスロット遅延器、
1207は−22.5°移相器、1208は22.5°移相器、1209は+
67.5°移相器、1210は−67.5°移相器、1211〜1214は低
域通過フィルタ、1215は比較器、1216は出力端子A、12
17は出力端子C、1218は出力端子Bである。この場合は
さらに、移相器1207〜1210によって、45°ずれた3軸に
ついて遅延検波を行い、3ビットのパラレルデータを復
調する。なお、比較器1215では、両入力の極性の一致、
不一致を検出する。FIG. 12 shows a circuit configuration diagram of the differential detector in the case of an 8-phase system. In FIG. 12, 1201 is an input terminal,
1202 to 1205 are multipliers, 1206 is n time slot delay device,
1207 is −22.5 ° phase shifter, 1208 is 22.5 ° phase shifter, 1209 is +
67.5 ° phase shifter, 1210 −67.5 ° phase shifter, 1211 to 1214 low pass filter, 1215 comparator, 1216 output terminal A, 12
Reference numeral 17 is an output terminal C, and 1218 is an output terminal B. In this case, the phase shifters 1207 to 1210 further perform differential detection on the three axes shifted by 45 ° to demodulate the 3-bit parallel data. In the comparator 1215, the polarities of both inputs match,
Detects discrepancies.
次に、本発明のディジタル信号伝送方法がマルチパス
フェージング下において良好な誤り率特性を示すことを
説明する。Next, it will be described that the digital signal transmission method of the present invention exhibits excellent error rate characteristics under multipath fading.
まず、第2の従来例のディジタル信号伝送方法として
紹介した方法はタイムスロット内位相遷移波形ψ(t)
として、階段状の波形の場合であったが、この改善原理
は、任意の位相変化波形にも適用されることを示す。First, the method introduced as the second conventional digital signal transmission method is the phase transition waveform ψ (t) in the time slot.
In the case of a stepwise waveform, the improvement principle is shown to be applied to an arbitrary phase change waveform.
第13図は、任意のタイムスロット内位相遷移波形ψ
(t)について、第21図と同様に、2波マルチパス下に
おいて、検波出力信号がどのようになるかを説明した図
である。第21図の場合と同様に、大別して検波出力はF,
G,Hの3領域に分類され、領域FおよびHは、伝送され
るデータ値と必ずしも極性の一致しない無効検波出力の
領域である。そして、第21図における領域B,C,Dの領域
Gが対応し、この領域は伝送されるデータ値と必ず極性
の一致する有効検波出力の領域であり、領域G内には明
確な領域区分は無いが、第13図(c)の実線に示したよ
うに、異なる種類の検波出力が現れる。第21図の場合と
同様、さらに、第13図(c)の実線の波形にフィルタが
かかり、第13図(c)の点線に示したようにアイパター
ンの一部を形成する。Figure 13 shows the phase transition waveform ψ in an arbitrary time slot.
FIG. 22 is a diagram for explaining how the detection output signal becomes under two-wave multipath, similar to FIG. 21, for (t). Similar to the case of Fig. 21, the detection output is roughly divided into F,
Areas F and H are classified into three areas G and H, and areas F and H are areas of invalid detection output whose polarities do not necessarily match the data values to be transmitted. The area G of the areas B, C, and D in FIG. 21 corresponds to this area, which is an area of effective detection output whose polarity always matches the transmitted data value. However, different types of detection outputs appear as shown by the solid line in FIG. 13 (c). Similar to the case of FIG. 21, the solid line waveform of FIG. 13 (c) is further filtered to form a part of the eye pattern as shown by the dotted line of FIG. 13 (c).
領域Gにおける検波出力は、式と同様にして、zを
パラメータとして、 領域G; ansin(π/m)・(|s1exp{jψ(z)}+s2exp{j
ψ(z−τ)|2)=ansin(π/m)・(|s1exp{jψ
(z)−ψ(Z−τ)}〕+s2|2)ただし、τ≦z≦
T … と表せる。従って、 ψ(z)−ψ(Z−τ)≠const.(τ≦z≦T)… の条件が満たされるタイムスロット内位相遷移波形ψ
(t)を用いる限り、式は一定値ではなく、やはり、
異なる検波出力を合成することによる一種のダイバーシ
チ効果によってマルチパスフェージング下において誤り
率特性が改善されることがわかる。式の条件は、タイ
ムスロット内位相遷移波形ψ(t)が、その位相変化率
が変化する、あるいは、不連続である波形であることを
示している。Detection output in the area G, as in the formula, the z as a parameter, the region G; a n sin (π / m) · (| s 1 exp {jψ (z)} + s 2 exp {j
ψ (z−τ) | 2 ) = a n sin (π / m) ・ (| s 1 exp {jψ
(Z) −ψ (Z−τ)}] + s 2 | 2 ) where τ ≦ z ≦
It can be expressed as T ... Therefore, the phase transition waveform ψ in the time slot satisfying the condition of ψ (z) −ψ (Z−τ) ≠ const. (Τ ≦ z ≦ T) ...
As long as (t) is used, the equation is not a constant value,
It can be seen that the error rate performance is improved under multipath fading by a kind of diversity effect by combining different detection outputs. The condition of the formula indicates that the phase transition waveform ψ (t) in the time slot is a waveform in which the phase change rate changes or is discontinuous.
次に、本発明のディジタル信号伝送方法の代表例をと
り、遅延時間差を有する2波レイリーフェージング下に
おける平均誤り率特性の一例を示す。Next, a representative example of the digital signal transmission method of the present invention will be taken and an example of an average error rate characteristic under two-wave Rayleigh fading having a delay time difference will be shown.
第14図は、タイムスロット内位相遷移波形が、第1図
あるいは式のψmaxをパラメタとして、4相系の場合
の平均誤り率特性をS/N比に対して示したものである。
なお、比較のために従来のディジタル信号伝送方法であ
る4相位相変調の場合も同一グラフに示した。第14図の
ように、4相位相変調ではS/N比を増加しても軽減され
ない、軽減不能誤りを生じるが、本発明のディジタル信
号伝送方法においてはそのような現象は現れず、著しく
誤り率特性が改善されることがわかる。FIG. 14 shows the average error rate characteristics with respect to the S / N ratio in the case where the phase transition waveform in the time slot is a four-phase system with ψmax in FIG. 1 or the equation as a parameter.
For comparison, the same graph also shows the case of four-phase phase modulation, which is a conventional digital signal transmission method. As shown in FIG. 14, quadrature phase modulation causes an irreducible error that cannot be alleviated even if the S / N ratio is increased. However, such a phenomenon does not appear in the digital signal transmission method of the present invention, and a significant error occurs. It can be seen that the rate characteristic is improved.
第15図は、同様に、ψmaxをパラメタとして、4相系
の場合の平均誤り率特性を遅延時間差τに対して示した
ものである。ψmaxが180°〜360°の時、0<τ/T<0.7
の範囲で著しく改善され、ψmaxが225〜270°の時、最
大τ/Tが0.8程度まで改善されることが判る。ψmaxを大
きくすると、占有帯域幅の増加を招くので、ψmaxは225
°程度に選ぶのが適当である。なお、τ/T=0あるいは
τ/T≧0.7においては、改善効果がなくなり、ほぼ4相
位相変調の特性に近い。Similarly, FIG. 15 shows the average error rate characteristics in the case of a four-phase system with respect to the delay time difference τ, using ψmax as a parameter. When ψmax is 180 ° to 360 °, 0 <τ / T <0.7
It can be seen that the maximum τ / T is improved to about 0.8 when ψmax is 225 to 270 °. Since increasing ψmax leads to an increase in occupied bandwidth, ψmax is 225
It is appropriate to select around °. It should be noted that when τ / T = 0 or τ / T ≧ 0.7, the improvement effect disappears and the characteristics are close to those of four-phase phase modulation.
以上のように、本実施例によれば、タイムスロット内
位相遷移波形を放物線状にすることにより、より大きな
τに対しても改善効果が得られ、かつ、タイムスロット
内に位相不連続点がないので帯域制限時の包絡線変動を
軽減でき、帯域制限および非線形歪に対する特性が向上
する。As described above, according to the present embodiment, by making the phase transition waveform in the time slot parabolic, the improvement effect can be obtained even for a larger τ, and the phase discontinuity point is present in the time slot. Since there is no band limitation, envelope fluctuation at the time of band limitation can be reduced, and the characteristics against band limitation and nonlinear distortion are improved.
以下、本発明の第2の実施例について図面を参照しな
がら、説明する。Hereinafter, a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
第16図は、本発明の第2の実施例におけるディジタル
信号伝送方法の送信回路の構成図である。第16図におい
て、501はデータ入力端子、1601は伝送信号生成回路で
あり、以上は、第1の実施例における第5図の構成と全
く同じものである。1602〜1604はk系統の第1空中線〜
第k空中線、1605〜1607はk系統のレベル調節器、1608
〜1610はk−1系統の第1遅延器〜第k−1遅延器であ
る。なお、レベル調節器1605〜1607は、増幅作用を有し
ても良い。また、受信側における検波方法は、第1の実
施例として示した第10図〜第12図のようなnタイムスロ
ットの遅延検波を行う。FIG. 16 is a block diagram of a transmitter circuit of a digital signal transmission method in the second embodiment of the present invention. In FIG. 16, 501 is a data input terminal, 1601 is a transmission signal generation circuit, and the above is exactly the same as the configuration of FIG. 5 in the first embodiment. 1602-1604 is the first antenna of the k system
The kth antenna, 1605 to 1607 are k system level adjusters, 1608
˜1610 are the (k−1) th system first delay device to the (k−1) th delay device. The level adjusters 1605 to 1607 may have an amplifying function. In addition, the detection method on the receiving side is the delay detection of n time slots as shown in FIGS. 10 to 12 shown as the first embodiment.
以上のように構成されたディジタル信号伝送方法につ
いて、以下、第15図、第16図、および、式を用いて説
明する。The digital signal transmission method configured as above will be described below with reference to FIGS. 15 and 16 and equations.
第15図は、伝送信号生成回路1601の出力信号である本
発明の伝送信号が遅延時間差τを持つ2波のレイリーフ
ェージング経路を伝搬し、受信検波された場合の平均誤
り率特性であることは前述した。今、伝搬経路の遅延時
間差τ、いわゆる、遅延分散がタイムスロット長Tに比
べて小さい場合を想定する。この条件は、構内などで遅
延分散が小さい場合、あるいは、伝送速度が遅い場合に
相当する。このようにτ/Tが0に近い時、式左辺はz
の変化に対して変化が少なくなり、第1の実施例で述べ
たような異種の検波出力を合成することによるダイバー
シチ効果が減少する。このために、第15図のように、τ
/Tが0に近くなるにつれて、誤り率特性は改善されなく
なる。従って、τ/Tの改善範囲である、0〜0.8の範囲
に入る程度の遅延を予め送信側で与えておけば、ダイバ
ーシチ効果によって、かえって誤り率特性が改善され
る。FIG. 15 shows the average error rate characteristic when the transmission signal of the present invention, which is the output signal of the transmission signal generation circuit 1601, propagates through two Rayleigh fading paths having a delay time difference τ and is received and detected. As mentioned above. Now, assume that the delay time difference τ of the propagation path, that is, the so-called delay dispersion is smaller than the time slot length T. This condition corresponds to a case where the delay dispersion is small on the premises or a case where the transmission speed is slow. Thus, when τ / T is close to 0, the left side of the equation is z
Changes less, and the diversity effect due to combining different types of detection outputs as described in the first embodiment is reduced. Therefore, as shown in Fig. 15, τ
As / T approaches 0, the error rate performance does not improve. Therefore, if a delay that is within the range of 0 to 0.8, which is the improvement range of τ / T, is given in advance on the transmitting side, the error rate characteristic is improved rather due to the diversity effect.
第16図において、1608〜1610の遅延器は以上のような
送信側での遅延を与えるもので、各空中線からの行路差
による遅延を含め、受信側において、最初に到達する波
と最後に到達する波の時間差τmがτm/Tにして、タイ
ムスロット内位相遷移波形ψmaxによって決るτ/Tの最
大改善範囲(0.8程度)を超えないように設定しなけれ
ばならない。レベル調節器1605〜1607は、各空中線から
のフェージングを伴う波の平均レベルは受信点において
ほぼ等しく設定する。第1〜第k空中線は、各空線から
受信点までの経路のそれぞれのフェージングが互いに無
相関になるように、離して設置するかあるいは偏波面の
異なる空中線を用いる必要がある。なお、最も単純で有
用な場合として、k=2の場合が考えられるが、この場
合は2つの空中線から到達する波の時間差τmがτm/T
にして、ψmaxによって決る誤り率の最良点である、0.3
〜0.4程度に選ぶのが望ましい。In FIG. 16, the delay units 1608 to 1610 provide the delay on the transmitting side as described above.The first arriving wave and the last arriving wave on the receiving side including the delay due to the path difference from each antenna. It is necessary to set the time difference τ m of the waves to be τ m / T so as not to exceed the maximum improvement range (about 0.8) of τ / T determined by the phase transition waveform ψmax in the time slot. The level adjusters 1605 to 1607 set the average level of the wave with fading from each antenna to be substantially equal at the receiving point. The first to kth antennas need to be installed separately from each other or use antennas having different polarization planes so that fadings of the paths from the respective antennas to the receiving point are mutually uncorrelated. The simplest and most useful case is k = 2. In this case, the time difference τ m between the waves arriving from the two antennas is τ m / T.
Is the best error rate determined by ψmax, 0.3
It is desirable to select ~ 0.4.
以上のように、本発明の第2の実施例においては、同
一の伝送信号を時間差をもって異なる空中線から送信す
ることにより、τ/Tが小さい時もダイバーシチ効果を得
ることができ、誤り率特性を改善することができる。こ
のダイバーシチは、受信側の空中線が一つで済むので受
信側機器の小型化、携帯化に有利である。As described above, in the second embodiment of the present invention, by transmitting the same transmission signal from different antennas with a time difference, the diversity effect can be obtained even when τ / T is small, and the error rate characteristic can be improved. Can be improved. Since this diversity requires only one antenna on the receiving side, it is advantageous for downsizing and portability of the receiving side device.
発明の効果 以上のように本発明は、伝送信号のタイムスロット内
位相遷移波形に放物線波形を用いることにより、タイム
スロット内の位相不連続点をなくし、帯域制限時の包絡
線変動を抑え、帯域制限および非線形歪に対して特性が
向上する。また、より大きな遅延時間τに対しても複数
種類の検波出力を得ることができ、所要帯域幅あるいは
帯域制限との両立を図りながら、より大きなτ/Tに対し
ても良好な誤り率特性を得ることができる。As described above, the present invention eliminates the phase discontinuity point in the time slot by using the parabolic waveform for the phase transition waveform in the time slot of the transmission signal, and suppresses the envelope variation at the time of band limitation. The characteristics are improved with respect to the limit and the nonlinear distortion. In addition, it is possible to obtain multiple types of detection output for a larger delay time τ, and while achieving compatibility with the required bandwidth or band limitation, a good error rate characteristic can be obtained for a larger τ / T. Obtainable.
第1図〜第4図は本発明のディジタル信号伝送方法の伝
送信号の位相遷移波形の一例を示す位相遷移波形図、第
5図は本発明の第1の実施例におけるディジタル信号伝
送方法の伝送信号の生成回路の回路構成図、第6図は第
5図の直交変調器505の回路構成図、第7図は第5図の
差動符号化回路502の回路構成図、第8図および第9図
は第5図の波形発生回路504の回路構成図、第10図〜第1
2図は本発明の実施例におけるディジタル信号伝送方法
の検波器の回路構成図、第13図は本発明のディジタル信
号伝送方法の2波マルチパス下における検波出力信号を
説明した説明図、第14図〜第15図は2波レイリーフェー
ジング下における本発明のディジタル信号伝送方法の平
均誤り率特性を示した特性図、第16図は本発明の第2の
実施例におけるディジタル信号伝送方法の伝送回路の回
路構成図、第17図は第1の従来例におけるディジタル信
号伝送方法の伝送信号の位相遷移を示す位相遷移波形
図、第18図は第1の従来例におけるディジタル信号伝送
方法の2波マルチパス下における検波出力信号を説明し
た説明図、第19図は第18図の検波出力を求めるために直
接波と遅延波の合成位相を示したベクトル図、第20図は
第2の従来例におけるディジタル信号伝送方法の伝送信
号の位相遷移を示す位相遷移波形図、第21図は第2の従
来例におけるディジタル信号伝送方法の2波マルチパス
下における検波出力信号を説明した説明図、第22図は第
21図の検波出力を求めるために直接波と遅延波の合成位
相を示したベクトル図である。 501……データ入力端子、502……差動符号化回路、503
……発振器、504……波形発生回路、505……直交変調
器、506……伝送信号出力端子、601……90°移相器、60
2,603……平衡変調器、604……合成器、701……グレイ
符号変換回路、702……加算器、703……遅延器、704…
…グレイ符号変換回路、801……I軸データ入力端子、8
02……データクロック出力端子、803……Q軸データ入
力端子、804,806……シフトレジスタ、805,901……2進
カウンタ、807,902……リード・オンリー・メモリー(R
OM)、808……クロック発生器、809,810……デジタル・
アナログ変換器(D/A変換器)、811,812,1003,1107,110
8,1211〜1214……低域通過フィルタ、813……I軸変調
出力端子、814……Q軸変調出力端子、1001,1101,1201
……入力端子、1002,1102,1106,1202〜1205……乗算
器、1004,1104,1206……nタイムスロット遅延器、1005
……出力端子、1109,1216……出力端子A、1110,1218…
…出力端子B、1217……出力端子C、1103……−45°移
相器、1105……+45°移相器、1207……−2.25°移相
器、1208……+22.5°移相器、1209……+67.5°移相
器、1210……−67.5°移相器、1215……比較器、1601…
…伝送信号生成回路、1602……第1空中線、1603……第
2空中線、1604……第k空中線、1605〜1607……レベル
調節器、1608……第1遅延器、1609……第2遅延器、16
10……第k−1遅延器。1 to 4 are phase transition waveform diagrams showing an example of phase transition waveforms of a transmission signal in the digital signal transmission method of the present invention, and FIG. 5 is a transmission of the digital signal transmission method in the first embodiment of the present invention. 6 is a circuit configuration diagram of the signal generation circuit, FIG. 6 is a circuit configuration diagram of the quadrature modulator 505 of FIG. 5, FIG. 7 is a circuit configuration diagram of the differential encoding circuit 502 of FIG. 5, FIG. 8 and FIG. FIG. 9 is a circuit configuration diagram of the waveform generation circuit 504 of FIG. 5, FIGS.
FIG. 2 is a circuit configuration diagram of a detector of a digital signal transmission method according to an embodiment of the present invention, and FIG. 13 is an explanatory diagram explaining a detection output signal under a two-wave multipath of the digital signal transmission method of the present invention. FIG. 15 to FIG. 15 are characteristic diagrams showing the average error rate characteristics of the digital signal transmission method of the present invention under two-wave Rayleigh fading, and FIG. 16 is a transmission circuit of the digital signal transmission method of the second embodiment of the present invention. FIG. 17 is a phase transition waveform diagram showing the phase transition of the transmission signal of the digital signal transmission method in the first conventional example, and FIG. 18 is a two-wave multiwaveform of the digital signal transmission method in the first conventional example. Explanatory diagram explaining the detection output signal under the path, FIG. 19 is a vector diagram showing the combined phase of the direct wave and the delayed wave in order to obtain the detection output of FIG. 18, and FIG. 20 is the second conventional example. Dizzy FIG. 21 is a phase transition waveform diagram showing the phase transition of the transmission signal of the digital signal transmission method, and FIG. 21 is an explanatory diagram explaining the detection output signal under the two-wave multipath of the digital signal transmission method in the second conventional example, and FIG. Is the
FIG. 22 is a vector diagram showing a combined phase of a direct wave and a delayed wave for obtaining a detection output of FIG. 21. 501 ... Data input terminal, 502 ... Differential encoding circuit, 503
...... Oscillator, 504 …… Waveform generation circuit, 505 …… Quadrature modulator, 506 …… Transmission signal output terminal, 601 …… 90 ° phase shifter, 60
2,603 ... balanced modulator, 604 ... combiner, 701 ... Gray code conversion circuit, 702 ... adder, 703 ... delay device, 704 ...
... Gray code conversion circuit, 801 ... I-axis data input terminal, 8
02 …… Data clock output terminal, 803 …… Q axis data input terminal, 804,806 …… Shift register, 805,901 …… Binary counter, 807,902 …… Read only memory (R
OM), 808 ... Clock generator, 809,810 ... Digital
Analog converter (D / A converter), 811,812,1003,1107,110
8,1211 to 1214 ... Low-pass filter, 813 ... I-axis modulation output terminal, 814 ... Q-axis modulation output terminal, 1001,1101,1201
...... Input terminal, 1002,1102,1106,1202 to 1205 …… Multiplier, 1004,1104,1206 …… n time slot delay device, 1005
...... Output terminal, 1109,1216 …… Output terminal A, 1110,1218…
… Output terminal B, 1217 …… Output terminal C, 1103 …… −45 ° phase shifter, 1105 …… + 45 ° phase shifter, 1207 …… −2.25 ° phase shifter, 1208 …… + 22.5 ° phase shifter Device, 1209 …… + 67.5 ° phase shifter, 1210 …… −67.5 ° phase shifter, 1215 …… comparator, 1601…
... Transmission signal generation circuit, 1602 ... First antenna, 1603 ... Second antenna, 1604 ... Kth antenna, 1605 to 1607 ... Level adjuster, 1608 ... First delay device, 1609 ... Second delay Bowl, 16
10 ... k-1th delay device.
Claims (3)
いて、データの1タイムスロット内の位相遷移波形が放
物線波形をしており、任意のタイムスロット内の前記位
相遷移波形と、所定のタイムスロットだけ後のタイムス
ロット内の前記位相遷移波形とは、伝送される情報にか
かわらず同一の形状であり、前記所定のタイムスロット
だけ離れた、これら両者のタイムスロットの同位置どお
しの間の位相差に伝送される情報がある伝送信号を用
い、前記伝送信号は前記所定のタイムスロットに相当す
る遅延を得ることのできる遅延線を用いる遅延検波によ
って検波されることを特徴とするディジタル信号伝送方
法。1. A transmission method for transmitting digital data, wherein a phase transition waveform within one time slot of data is a parabolic waveform, and the phase transition waveform within an arbitrary time slot is followed by a predetermined time slot. The phase transition waveform in the time slot of the above has the same shape regardless of the information to be transmitted, and the phase difference between the same positions of these two time slots separated by the predetermined time slot. A digital signal transmission method, characterized in that a transmission signal having information to be transmitted is used, and the transmission signal is detected by differential detection using a delay line capable of obtaining a delay corresponding to the predetermined time slot.
した角度のいずれかであることを特徴とする特許請求の
範囲第(1)項記載のディジタル信号伝送方法。2. A digital signal transmission method as set forth in claim 1, wherein the phase difference is one of angles obtained by equally dividing 2π by a power of 2.
イムスロット内の位相遷移波形と、1タイムスロットだ
け離れた位相遷移波形の同位置どおしの間の位相差にあ
って成ることを特徴とする特許請求の範囲第(1)項記
載のディジタル信号伝送方法。3. A transmission signal is such that the information to be transmitted has a phase difference between a phase transition waveform in an arbitrary time slot and the same position of a phase transition waveform separated by one time slot. The digital signal transmission method according to claim (1), characterized in that:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9360687A JP2506748B2 (en) | 1987-04-16 | 1987-04-16 | Digital signal transmission method |
Applications Claiming Priority (1)
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Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JPS63260245A JPS63260245A (en) | 1988-10-27 |
JP2506748B2 true JP2506748B2 (en) | 1996-06-12 |
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Family Applications (1)
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