JP2505846B2 - 電圧調整回路 - Google Patents
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- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
- G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
- G05F1/565—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor
- G05F1/569—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for protection
- G05F1/571—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for protection with overvoltage detector
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- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
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Description
【発明の詳細な説明】 本発明は電圧安定化装置、特に車両に用いるモノリシ
ック集積化電圧調整回路を有する電圧安定器に関するも
のである。
ック集積化電圧調整回路を有する電圧安定器に関するも
のである。
この種電圧安定器は値が規定されない電圧から良好に
規定された定電圧の電圧を供給する。
規定された定電圧の電圧を供給する。
かかる電圧安定器は他の装置の給電装置として有利に
用いることができる。即ち実際上これら電圧安定器はこ
れに接続された負荷の関数として負荷に供給される電圧
を一定に保持するに要する電流を供給する。
用いることができる。即ち実際上これら電圧安定器はこ
れに接続された負荷の関数として負荷に供給される電圧
を一定に保持するに要する電流を供給する。
現在、簡潔のため、使用容易で、経済的実施性を有す
る集積回路の電子式電圧安定器は総ての種類の用途に対
し用いられる傾向にある。
る集積回路の電子式電圧安定器は総ての種類の用途に対
し用いられる傾向にある。
一般に、これら電子式電圧安定器の出力端子の電圧お
よび電流の電気的な量は、出力端子に接続され、これら
電気的な量の瞬時値に感応する回路フィードバック手段
を具えるモノリシックに集積化し得る内部調整回路によ
って決める。
よび電流の電気的な量は、出力端子に接続され、これら
電気的な量の瞬時値に感応する回路フィードバック手段
を具えるモノリシックに集積化し得る内部調整回路によ
って決める。
電子式電圧安定器の正いい動作範囲の下限は、“ドロ
ップ−アウト”として一般に技術文献で既知のパラメー
タ、即ち電圧安定器の正しい動作に必要な入力電圧の最
小値および電圧安定器が出力として供給すべき定電圧の
値間の差、従って装置の電圧降下によって規定される。
ップ−アウト”として一般に技術文献で既知のパラメー
タ、即ち電圧安定器の正しい動作に必要な入力電圧の最
小値および電圧安定器が出力として供給すべき定電圧の
値間の差、従って装置の電圧降下によって規定される。
車両に用いられる電圧安定器は、温度および湿度の大
きな変化並びに車両のバッテリにより発生する供給電圧
の著しい変化およびある場合には急激な変化を伴う動作
条件のため特に厳しい条件を満足する必要がある。
きな変化並びに車両のバッテリにより発生する供給電圧
の著しい変化およびある場合には急激な変化を伴う動作
条件のため特に厳しい条件を満足する必要がある。
従ってこれら電圧安定器は著しく信頼性があり、正確
で安定とする必要があり、しかも経済的に実施可能であ
り、そのうえ、特にドロップ−アウトを低くする必要が
ある。その理由は車両のバッテリにより供給される供給
電圧がコールドスタート時ほぼ6Vのフル充電で代表的な
14.4Vから通常低下するようになるからである。また誘
導性負荷（スタータコイル、リレー等）のスイッチング
過渡或いは電気接続ケーブルの遮断または断線によって
車両の給電ラインに存在し得る150Vまでの最大振幅を有
する正および負の電圧ピークをも考慮する必要がある。
で安定とする必要があり、しかも経済的に実施可能であ
り、そのうえ、特にドロップ−アウトを低くする必要が
ある。その理由は車両のバッテリにより供給される供給
電圧がコールドスタート時ほぼ6Vのフル充電で代表的な
14.4Vから通常低下するようになるからである。また誘
導性負荷（スタータコイル、リレー等）のスイッチング
過渡或いは電気接続ケーブルの遮断または断線によって
車両の給電ラインに存在し得る150Vまでの最大振幅を有
する正および負の電圧ピークをも考慮する必要がある。
車両用の電圧安定器に最も普通に用いられるモノリシ
ック集積化電圧調整回路は出力電圧が出力端子に直列接
続されたバイポーラ電力トランジスタにより一定値に調
整される“直列”型の調整を行う。この場合にはトラン
ジスタのベースを適宜制御してこれを負荷の関数として
導通させるようにする。
ック集積化電圧調整回路は出力電圧が出力端子に直列接
続されたバイポーラ電力トランジスタにより一定値に調
整される“直列”型の調整を行う。この場合にはトラン
ジスタのベースを適宜制御してこれを負荷の関数として
導通させるようにする。
好適に設計した電力トランジスタは高振幅の正電圧ピ
ークに欠点なく耐え得るようにし、従って連続して出力
電圧を調整し得るようにする。
ークに欠点なく耐え得るようにし、従って連続して出力
電圧を調整し得るようにする。
しかし、入力電圧の負のピークによってトランジスタ
をカットオフ状態とし、従って電圧安定器に接続された
ユーザの回路への給電が断続され、これら回路が給電を
必要とするメモリおよび集積化論理回路を具える場合に
は著しい欠点がある。
をカットオフ状態とし、従って電圧安定器に接続された
ユーザの回路への給電が断続され、これら回路が給電を
必要とするメモリおよび集積化論理回路を具える場合に
は著しい欠点がある。
かかる理由で、“直列”の電圧調整回路を具える電圧
安定器は集積化しないコンデンサおよび入力ダイオード
を具え、入力電圧の極めて短い負の過渡中電力トランジ
スタへの好適な給電を保持し得るようにする。
安定器は集積化しないコンデンサおよび入力ダイオード
を具え、入力電圧の極めて短い負の過渡中電力トランジ
スタへの好適な給電を保持し得るようにする。
第１図および第２図はpnpトランジスタにより“直
列”型の電圧調整を行う既知の電圧安定器およびnpnト
ランジスタにより“直列”型の電圧調整を行う既知の電
圧安定器を夫々示す。
列”型の電圧調整を行う既知の電圧安定器およびnpnト
ランジスタにより“直列”型の電圧調整を行う既知の電
圧安定器を夫々示す。
第１図の回路はpnp型のバイポーラトランジスタを具
え、そのエミッタ端子を陽極が入力端子INを構成するダ
イオードＤの陰極に接続すると共に第２端子が接地され
たコンデンサＣの第１端子に接続する。
え、そのエミッタ端子を陽極が入力端子INを構成するダ
イオードＤの陰極に接続すると共に第２端子が接地され
たコンデンサＣの第１端子に接続する。
トランジスタＴのコレクタ端子によって出力端子OUT
を構成する。
を構成する。
トランジスタＴのベース端子を差動増幅器Ａの出力端
子に接続し、その非反転入力端子を第１抵抗R1を経て出
力端子OUTに接続すると共に第２抵抗R2を経て接地す
る。
子に接続し、その非反転入力端子を第１抵抗R1を経て出
力端子OUTに接続すると共に第２抵抗R2を経て接地す
る。
差動増幅器Ａの反転入力端子を基準電圧源VRに接続す
る。
る。
モノリシック集積化し得る電圧調整回路を示す第１図
の回路部分を鎖線の矩形ブロックで囲んで示す。
の回路部分を鎖線の矩形ブロックで囲んで示す。
第２図の回路において、pnp型のトランジスタＴの代
わりにnpn型のバイポーラトランジスタT1を用いること
もできる。この場合には差動増幅器Ａの出力端子はトラ
ンジスタT1のベース端子に接続しないで、pnp型の第２
バイポーラトランジスタT2のベース端子に接続する。
わりにnpn型のバイポーラトランジスタT1を用いること
もできる。この場合には差動増幅器Ａの出力端子はトラ
ンジスタT1のベース端子に接続しないで、pnp型の第２
バイポーラトランジスタT2のベース端子に接続する。
このトランジスタのエミッタおよびコレクタ端子を夫
々トランジスタT1のコレクタ端子およびエミッタ端子に
接続する。
々トランジスタT1のコレクタ端子およびエミッタ端子に
接続する。
第２図の回路のその他の回路素子全部は第１図の回路
素子と同一である。
素子と同一である。
いずれの場合にも、コンデンサＣはダイオードＤを経
てバッテリの常規充電状態中ダイオードの電圧降下より
も少ないバッテリ電圧の代表的な値に充電する。
てバッテリの常規充電状態中ダイオードの電圧降下より
も少ないバッテリ電圧の代表的な値に充電する。
しかし、負の電圧過渡中ダイオードＤによってコンデ
ンサＣが入力端子を経て放電するのを防止する。その理
由はこのコンデンサは電圧調整回路のトランジスタのみ
を経て放電し上記過渡中このトランジスタを導通し得る
からである。
ンサＣが入力端子を経て放電するのを防止する。その理
由はこのコンデンサは電圧調整回路のトランジスタのみ
を経て放電し上記過渡中このトランジスタを導通し得る
からである。
次いで２種類の電圧安定器を比較してそのドロップ−
アウトを計算する。
アウトを計算する。
pnp型の電力トランジスタを具える電圧安定器の場合
にはこのドロップ−アウトは次式で表すことができる。
にはこのドロップ−アウトは次式で表すことができる。
VDROP＝VD＋VCEsat ここにVDは導通時のダイオードＤの電圧降下であり、
VCEsatは飽和時のトランジスタＴのコレクタ−エミッタ
電圧である。
VCEsatは飽和時のトランジスタＴのコレクタ−エミッタ
電圧である。
しかし、npn型の電力トランジスタを具える電圧安定
器の場合にはこのドロップ−アウトは次式で表すことが
できる。
器の場合にはこのドロップ−アウトは次式で表すことが
できる。
VDROP＝VD＋VCEsat＋VBE ここにVDは再び入力ダイオードＤの電圧降下であり、
VCEsatは飽和時のトランジスタT2のコレクターエミッタ
電圧であり、VBEは導通時のトランジスタT1のベース−
エミッタ電圧である。
VCEsatは飽和時のトランジスタT2のコレクターエミッタ
電圧であり、VBEは導通時のトランジスタT1のベース−
エミッタ電圧である。
これがため、第１図に示すように、npn型の電力トラ
ンジスタを具える調整回路を用いる最小ドロップ−アウ
トの電圧安定器を構成することができる。
ンジスタを具える調整回路を用いる最小ドロップ−アウ
トの電圧安定器を構成することができる。
しかし、第２図に示す型の電圧安定器は経済的に有利
である。その理由はnpnトランジスタを用いることによ
り電圧調整回路の集積化面積の総占積率をpnpトランジ
スタによる場合よりも低くし得るからである。
である。その理由はnpnトランジスタを用いることによ
り電圧調整回路の集積化面積の総占積率をpnpトランジ
スタによる場合よりも低くし得るからである。
電圧安定器に対し負荷に供給する電流を等しくして上
述した実験を行った所から明らかなように一般に出力端
子OUTおよび接地点間に外部コンデンサを挿入して作動
中電圧調整ループを安定化する必要がある。
述した実験を行った所から明らかなように一般に出力端
子OUTおよび接地点間に外部コンデンサを挿入して作動
中電圧調整ループを安定化する必要がある。
npn電力トランジスタを用いる場合には、pnp電力トラ
ンジスタにより達成し得る場合よりも低い利得を有する
電圧調整ループを得ることかでき、従って廉価な低容量
の出力コンデンサを用いることができる 車両に用いるこれら装置の製造レベルは極めて高いた
め、これら経済的な利点は充分重要となる。
ンジスタにより達成し得る場合よりも低い利得を有する
電圧調整ループを得ることかでき、従って廉価な低容量
の出力コンデンサを用いることができる 車両に用いるこれら装置の製造レベルは極めて高いた
め、これら経済的な利点は充分重要となる。
本発明の目的は高電圧過渡に耐えるように設計された
ドロップ−アウトが小さく既知のものに比べて経済的利
点を有する電圧安定化装置を提供せんとするにある。
ドロップ−アウトが小さく既知のものに比べて経済的利
点を有する電圧安定化装置を提供せんとするにある。
本発明は第１入力端子を構成するコレクタ端子と、出
力端子を構成するエミッタ端子と、差動増幅器の出力端
子に接続されたベース端子とを有するnpn型の第１バイ
ポーラトランジスタを具え、前記差動増幅器の反転入力
端子を第１抵抗を経て前記出力端子に接続すると共に第
２抵抗を経て接地接続用共通端子に接続し、非反転入力
端子を電圧基準点に接続したモノリシック集積化し得る
電圧調整回路において、pnp型の第２バイポーラトラン
ジスタおよび第３バイポーラトランジスタを具え、これ
らバイポーラトランジスタの各々のコレクタ端子を第１
バイポーラトランジスタのベース端子に接続し、各々の
ベース端子を回路バイアス手段に接続し、前記第２バイ
ポーラトランジスタのエミッタ端子を前記第１入力端子
に接続し、前記第３バイポーラトランジスタのエミッタ
端子によって回路の第２入力端子を構成するようにした
ことを特徴とする。
力端子を構成するエミッタ端子と、差動増幅器の出力端
子に接続されたベース端子とを有するnpn型の第１バイ
ポーラトランジスタを具え、前記差動増幅器の反転入力
端子を第１抵抗を経て前記出力端子に接続すると共に第
２抵抗を経て接地接続用共通端子に接続し、非反転入力
端子を電圧基準点に接続したモノリシック集積化し得る
電圧調整回路において、pnp型の第２バイポーラトラン
ジスタおよび第３バイポーラトランジスタを具え、これ
らバイポーラトランジスタの各々のコレクタ端子を第１
バイポーラトランジスタのベース端子に接続し、各々の
ベース端子を回路バイアス手段に接続し、前記第２バイ
ポーラトランジスタのエミッタ端子を前記第１入力端子
に接続し、前記第３バイポーラトランジスタのエミッタ
端子によって回路の第２入力端子を構成するようにした
ことを特徴とする。
図面につき本発明を説明する。
図中、同一部分には同一符号を付して示す。
第３図に示すように本発明電圧安定器の回路は電圧調
整回路をも構成するnpn型のバイポーラトランジスタ
Ｔ′１を具え、そのコレクタ端子を電圧調整回路の第１
入力端子１を経てダイオードＤ′の陰極に接続すると共
にコンデンサＣ′の一端に接続し、このコンデンサの他
端を接地する。
整回路をも構成するnpn型のバイポーラトランジスタ
Ｔ′１を具え、そのコレクタ端子を電圧調整回路の第１
入力端子１を経てダイオードＤ′の陰極に接続すると共
にコンデンサＣ′の一端に接続し、このコンデンサの他
端を接地する。
また、この電圧調整回路にはpnp型の第１バイポーラ
トランジスタＴ′２および第２バイポーラトランジスタ
Ｔ′３を設け、これら両トランジスタのコレクタ端子を
バイポーラトランジスタＴ′１のベース端子に接続す
る。第１バイポーラトランジスタＴ′２のエミッタ端子
を電圧調整回路の第１入力端子１を経てダイオードＤ′
の陰極に接続すると共に第２バイポーラトランジスタ
Ｔ′３のエミッタ端子を電圧調整回路の第２入力端子２
を経て電圧安定器の入力端子IN′を構成する回路接点に
おいてダイオードＤ′の陽極に接続する。
トランジスタＴ′２および第２バイポーラトランジスタ
Ｔ′３を設け、これら両トランジスタのコレクタ端子を
バイポーラトランジスタＴ′１のベース端子に接続す
る。第１バイポーラトランジスタＴ′２のエミッタ端子
を電圧調整回路の第１入力端子１を経てダイオードＤ′
の陰極に接続すると共に第２バイポーラトランジスタ
Ｔ′３のエミッタ端子を電圧調整回路の第２入力端子２
を経て電圧安定器の入力端子IN′を構成する回路接点に
おいてダイオードＤ′の陽極に接続する。
バイポーラトランジスタＴ′１のエミッタ端子によっ
て出力端子OUT′を構成する。
て出力端子OUT′を構成する。
このバイポーラトランジスタＴ′１を電力トランジス
タとし、ダイオードＤ′およびコンデンサＣ′は個別の
素子とする。
タとし、ダイオードＤ′およびコンデンサＣ′は個別の
素子とする。
バイポーラトランジスタＴ′１のベース端子を差動増
幅器Ａ′の出力端子に接続し、その反転入力端子（−）
を第１抵抗Ｒ′１を経て出力端子OUT′に接続すると共
に第２抵抗Ｒ′２を経て共通端子GND′に接続する。こ
の共通端子GND′は接地する。
幅器Ａ′の出力端子に接続し、その反転入力端子（−）
を第１抵抗Ｒ′１を経て出力端子OUT′に接続すると共
に第２抵抗Ｒ′２を経て共通端子GND′に接続する。こ
の共通端子GND′は接地する。
差動増幅器の非反転入力端子（＋）を基準電圧源Ｖ′
Ｒに接続する。この基準電圧源Ｖ′Ｒは電圧調整回路内
に設けてもよいし、回路外に設けてもよい。
Ｒに接続する。この基準電圧源Ｖ′Ｒは電圧調整回路内
に設けてもよいし、回路外に設けてもよい。
第１バイポーラトランジスタＴ′２のベース端子を第
１定電流源Ｇ′２を経て共通端子GND′に接続すると共
にダイオードＤ′２の陰極に接続し、このダイオード
Ｄ′２の陽極を第１バイポーラトランジスタＴ′２のエ
ミッタ端子に接続する。
１定電流源Ｇ′２を経て共通端子GND′に接続すると共
にダイオードＤ′２の陰極に接続し、このダイオード
Ｄ′２の陽極を第１バイポーラトランジスタＴ′２のエ
ミッタ端子に接続する。
第２バイポーラトランジスタＴ′３のベース端子を第
２定電流源Ｇ′３を経て共通端子GND′に接続すると共
にダイオードＤ′３の陰極に接続し、このダイオード
Ｄ′３の陽極を第２バイポーラトランジスタＴ′３のエ
ミッタ端子に接続する。第１図および第２図にも示すよ
うにモノリシック集積化し得る電圧調整回路は第３図に
おいても鎖線の矩形ブロックで囲んで示す。即ち実際上
これはモノリシック集積化された電圧調整装置として構
成することができる。
２定電流源Ｇ′３を経て共通端子GND′に接続すると共
にダイオードＤ′３の陰極に接続し、このダイオード
Ｄ′３の陽極を第２バイポーラトランジスタＴ′３のエ
ミッタ端子に接続する。第１図および第２図にも示すよ
うにモノリシック集積化し得る電圧調整回路は第３図に
おいても鎖線の矩形ブロックで囲んで示す。即ち実際上
これはモノリシック集積化された電圧調整装置として構
成することができる。
バイポーラトランジスタＴ′２およびＴ′３は電気的
にかつ物理的に同一とすることができる。
にかつ物理的に同一とすることができる。
常規動作状態の下で入力端子1,2に供給される電圧が
充分に高い場合には両バイポーラトランジスタＴ′２お
よびＴ′３は導通し得ない。
充分に高い場合には両バイポーラトランジスタＴ′２お
よびＴ′３は導通し得ない。
従って本発明電圧安定器のドロップ−アウトの値は次
式で表すことができる。
式で表すことができる。
VDROP＝VBE＋VCEsat′ ここに、VBEは導通状態にあるバイポーラトランジス
タＴ′１のベース−エミッタ電圧でありダイオードでの
電圧降下VDにほぼ等しい値を有し、VCEsat′は飽和時の
バイポーラトランジスタＴ′３のコレクタ−エミッタ電
圧であり、従って第１図の安定器により得られた最小電
圧に等しい。
タＴ′１のベース−エミッタ電圧でありダイオードでの
電圧降下VDにほぼ等しい値を有し、VCEsat′は飽和時の
バイポーラトランジスタＴ′３のコレクタ−エミッタ電
圧であり、従って第１図の安定器により得られた最小電
圧に等しい。
しかし、負ピークの入力電圧の場合にはバイポーラト
ランジスタＴ′３はその端子のバイアス状態のため自動
的にカットオフ状態となり、従って入力端子での放電を
防止するコンデンサＣ′およびダイオードＤ′の存在に
より導通継続中のバイポーラトランジスタＴ′２からの
みバイポーラトランジスタＴ′１は給電されるようにな
る。
ランジスタＴ′３はその端子のバイアス状態のため自動
的にカットオフ状態となり、従って入力端子での放電を
防止するコンデンサＣ′およびダイオードＤ′の存在に
より導通継続中のバイポーラトランジスタＴ′２からの
みバイポーラトランジスタＴ′１は給電されるようにな
る。
このトランジスタは電圧過渡中カットオフ状態に保持
されるため、pnp型のバイポーラトランジスタＴ′３
は、特にこれが“横方向"pnpトランジスタとして構成さ
れる場合には任意形態の保護を必要とすることなくその
端子の反転過電圧に耐えることができる。
されるため、pnp型のバイポーラトランジスタＴ′３
は、特にこれが“横方向"pnpトランジスタとして構成さ
れる場合には任意形態の保護を必要とすることなくその
端子の反転過電圧に耐えることができる。
両バイポーラトランジスタＴ′２およびＴ′３のみが
電力トランジスタＴ′１のベース電流を供給する必要が
あるため、本発明電圧安定器の電圧調整回路の総合集積
化占有面積は第１図に示す最小ドロップ−アウトを有す
る既知の安定器の電圧調整回路の総合集積化占有面積よ
りも確実に小さくなる。
電力トランジスタＴ′１のベース電流を供給する必要が
あるため、本発明電圧安定器の電圧調整回路の総合集積
化占有面積は第１図に示す最小ドロップ−アウトを有す
る既知の安定器の電圧調整回路の総合集積化占有面積よ
りも確実に小さくなる。
従って本発明電圧安定器は経済的に有利である。その
理由は調整ループの電力トランジスタをnpn型とする場
合には小型かつ廉価な出力安定化コンデンサを用いるこ
とができるからである。
理由は調整ループの電力トランジスタをnpn型とする場
合には小型かつ廉価な出力安定化コンデンサを用いるこ
とができるからである。
本発明は上述した例にのみ限定されるものではなく要
旨を変更しない範囲内で種々の変更を行うことができ
る。
旨を変更しない範囲内で種々の変更を行うことができ
る。
例えば、ダイオードＤ′２およびＤ′３ならびに電流
発生器Ｇ′２およびＧ′３により形成する回路バイアス
手段を、入力電圧の負の過渡中のみトランジスタＴ′２
を導通状態に保持するように設計された一層複雑な回路
バイアス手段により置換して不必要な電流吸収を防止し
得るようにすることもできる。
発生器Ｇ′２およびＧ′３により形成する回路バイアス
手段を、入力電圧の負の過渡中のみトランジスタＴ′２
を導通状態に保持するように設計された一層複雑な回路
バイアス手段により置換して不必要な電流吸収を防止し
得るようにすることもできる。
これらの回路配置は既知のように構成することができ
る。
る。
第１図はpnp電力トランジスタを具える“直列”型の電
圧調整回路を有する既知の電圧安定化装置の構成を示す
回路図、 第２図はnpn電力トランジスタを具える“直列”型の電
圧調整回路を有する既知の電圧安定化装置の構成を示す
回路図、 第３図は本発明電圧安定化装置の一例を示す回路図であ
る。 Ｔ′１……バイポーラ電力トランジスタ Ｔ′2,T′３……バイポーラトランジスタ Ｄ′,D′2,D′３……ダイオード Ａ′……差動増幅器 Ｇ′2,G′３……電流発生器 Ｒ′1,R′２……抵抗 Ｃ′……コンデンサ Ｖ′Ｒ……基準電圧源 IN′……入力端子（電圧安定化装置） OUT′……出力端子 GND′……接地点 １……第１入力端子（電圧調整回路） ２……第２入力端子（電圧調整回路）
圧調整回路を有する既知の電圧安定化装置の構成を示す
回路図、 第２図はnpn電力トランジスタを具える“直列”型の電
圧調整回路を有する既知の電圧安定化装置の構成を示す
回路図、 第３図は本発明電圧安定化装置の一例を示す回路図であ
る。 Ｔ′１……バイポーラ電力トランジスタ Ｔ′2,T′３……バイポーラトランジスタ Ｄ′,D′2,D′３……ダイオード Ａ′……差動増幅器 Ｇ′2,G′３……電流発生器 Ｒ′1,R′２……抵抗 Ｃ′……コンデンサ Ｖ′Ｒ……基準電圧源 IN′……入力端子（電圧安定化装置） OUT′……出力端子 GND′……接地点 １……第１入力端子（電圧調整回路） ２……第２入力端子（電圧調整回路）
Claims (6)
- 【請求項１】第１入力端子（１）を構成するコレクタ端
子と、出力端子（OUT′）を構成するエミッタ端子と、
差動増幅器（Ａ′）の出力端子に接続されたベース端子
とを有するnpn型の第１バイポーラトランジスタ（Ｔ′
１）を具え、前記差動増幅器の反転入力端子（−）を第
１抵抗（Ｒ′１）を経て前記出力端子（OUT′）に接続
すると共に第２抵抗（Ｒ′２）を経て接地接続用共通端
子（GND′）に接続し、非反転入力端子（＋）を電圧基
準点（Ｖ′Ｒ）に接続したモノリシック集積化し得る電
圧調整回路において、pnp型の第２バイポーラトランジ
スタ（Ｔ′２）および第３バイポーラトランジスタ
（Ｔ′３）を具え、これらバイポーラトランジスタの各
々のコレクタ端子を第１バイポーラトランジスタ（Ｔ′
１）のベース端子に接続し、各々のベース端子を回路バ
イアス手段（Ｄ′2,D′3,G′2,G′３）に接続し、前記
第２バイポーラトランジスタ（Ｔ′２）のエミッタ端子
を前記第１入力端子（１）に接続し、前記第３バイポー
ラトランジスタ（Ｔ′３）のエミッタ端子によって回路
の第２入力端子（２）を構成するようにしたことを特徴
とする電圧調整回路。 - 【請求項２】前記回路バイアス手段は、陰極および陽極
が第２バイポーラトランジスタ（Ｔ′２）のベース端子
およびエミッタ端子間に夫々接続された第１ダイオード
（Ｄ′２）と、陰極および陽極が第３バイポーラトラン
ジスタ（Ｔ′３）のベース端子およびエミッタ端子間に
夫々接続された第２ダイオード（Ｄ′３）と、前記第２
バイポーラトランジスタ（Ｔ′２）のベース端子および
回路の共通端子（GND′）間に挿入された第１定電流発
生器（Ｇ′２）と、前記第３バイポーラトランジスタ
（Ｔ′３）のベース端子および回路の共通端子（GN
D′）間に挿入された第２定電流発生器（Ｇ′３）とを
具えることを特徴とする請求項１に記載の電圧調整回
路。 - 【請求項３】第３バイポーラトランジスタ（Ｔ′３）を
“横方向pnp"型バイポーラトランジスタとしたことを特
徴とする請求項１に記載の電圧調整回路。 - 【請求項４】請求項１に記載の電圧調整回路を具え、そ
の第１入力端子（１）をダイオード（Ｄ′）の陰極に接
続すると共にコンデンサ（Ｃ′）の第１端子に接続し、
電圧調整回路の第２入力端子（２）を装置の入力端子
（IN′）を構成するノードで前記ダイオード（Ｄ′）の
陽極に接続し、電圧調整回路の出力端子を装置の出力端
子（OUT′）とし、前記コンデンサ（Ｃ′）の第２端子
および電圧調整回路の共通端子を接地するようにしたこ
とを特徴とする電圧安定化装置。 - 【請求項５】電圧調整回路を請求項２に記載の電圧調整
回路としたことを特徴とする請求項４に記載の電圧安定
化装置。 - 【請求項６】電圧調整回路に設けられた回路バイアス手
段は、前記第２バイポーラトランジスタ（Ｔ′２）を少
なくとも電圧安定化装置の入力端子に供給される電圧の
任意の負の過渡中導通状態に保持し得るように設計した
ことを特徴とする請求項４に記載の電圧安定化装置。
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