JP2024058317A - リニアソレノイド電流制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】Ａ／Ｄ変換器をその他の信号源と共有する構成においても、リニアソレノイドの電流値を高い精度で取得できるリニアソレノイド電流制御装置を提供する。【解決手段】リニアソレノイド制御ＩＣ１において、増幅器８が検出するリニアソレノイド３に通電される電流に応じた電圧と、他ブロック１０が発生させる電圧信号とは、切替スイッチ９を介してＡ／Ｄ変換器１１に入力される。Ａ／Ｄ変換切替制御部１２は、切替スイッチ９の切り替えを制御する。電流Ｆ／Ｂ制御ロジック４は、入力される指示電流値と、Ａ／Ｄ変換器１１を介して取得されるリニアソレノイド３に通電された実電流値の平均値との偏差に基づき、実電流値の平均値が指示電流値に追従するようにＰＷＭ信号のデューティ値を演算する際に、Ａ／Ｄ変換器１１に入力される電圧が、他ブロック１０の電圧信号となる前後に亘って取得されるリニアソレノイドに通電された実電流値より平均値を演算する。【選択図】図１

Description

本発明は、リニアソレノイドに通電される電流を制御する装置に関する。

従来、リニアソレノイドをＰＷＭ制御により駆動する技術では、リニアソレノイドに通電される電流の値を取得する際に、ＰＷＭ制御の１周期よりも短い一定時間毎にＡ／Ｄ変換している。更に、１周期についてのＡ／Ｄ変換が完了する毎に、各Ａ／Ｄ変換値の平均値を求め、得られたた平均値を実際の電流値とし、その電流の算出値が目標値となるようにＰＷＭ信号のデューティ比を制御している。例えば、特許文献１では、ＰＷＭ制御の１周期中において電流の極大値、極小値を取得して平均値を算出している。

特開２０１４－９６４０９号公報

しかしながら、特許文献１の手法では、電流の平均値を高い精度で算出することができない。一般に、リニアソレノイド電流の平均値を高い精度で取得するには、より短い周期でＡ／Ｄ変換を行う必要がある。

また、Ａ／Ｄ変換器を、その他の電圧信号を発生させる信号源と共有している場合には、ＰＷＭ制御の周期中で、その他の信号源のＡ／Ｄ変換中はリニアソレノイドの電流値を取得できないため、電流精度が悪化してしまう。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、Ａ／Ｄ変換器をその他の信号源と共有する構成においても、リニアソレノイドの電流値を高い精度で取得できるリニアソレノイド電流制御装置を提供することにある。

請求項１記載のリニアソレノイド電流制御装置によれば、電圧検出部が検出するリニアソレノイドに通電される電流に応じた電圧と、電圧信号発生部が発生させる１種類以上の電圧信号とは、入力切替部を介してＡ／Ｄ変換器に入力される。切替制御部は、入力切替部の切り替えを制御する。ＰＷＭ信号生成部は、入力される指示電流値と、Ａ／Ｄ変換器を介して取得されるリニアソレノイドに通電された実電流値の平均値との偏差に基づき、実電流値の平均値が指示電流値に追従するようにＰＷＭ信号のデューティ値を演算する。その際に、Ａ／Ｄ変換器に入力される電圧が、電圧信号発生部の電圧信号となる前後に亘って取得されるリニアソレノイドに通電された実電流値より平均値を演算する。

このように構成すれば、１つのＡ／Ｄ変換器に対する入力を、電圧検出部と１つ以上の電圧信号発生部とで切り替えて各電圧をＡ／Ｄ変換しても、ＰＷＭ信号生成部は、リニアソレノイドに通電された実電流値の平均値を、精度を低下させることなく求めることができる。そして、求めた平均値に基づいてＰＷＭ信号のデューティ値を適切に演算できる。

請求項２記載のリニアソレノイド電流制御装置によれば、切替制御部は、実電流値が平均値付近となるタイミングで、Ａ／Ｄ変換器に入力される電圧を電圧信号発生部側に切り替える。これにより、実電流値の平均値の演算に対して極力影響を与えないタイミングで、電圧信号発生部の電圧信号をＡ／Ｄ変換できる。

請求項３記載のリニアソレノイド電流制御装置によれば、切替制御部は、平均値付近となるタイミングを、ＰＷＭ信号の各制御周期内で、デューティ値に応じたパルス幅が１／２になる位相で判定する。このように、デューティ値に応じたパルス幅の位相を参照することで、実電流値が平均値付近となるタイミングを判定できる。

第１実施形態であり、リニアソレノイド電流制御装置の構成を示す機能ブロック図 電流Ｆ／Ｂ制御ロジックにより実行される電流フィードバック制御を示すフローチャート 搬送波周期内で行われる各Ａ／Ｄ変換のタイミングを示す図 図３の一部を拡大して示す図 搬送波周期の冒頭で他ブロック側の電圧信号をＡ／Ｄ変換するケースを示す図 第２実施形態であり、ＰＷＭ制御の搬送波信号に三角波を使用した際に、他ブロック側の電圧信号をＡ／Ｄ変換するタイミングを示す図 第３実施形態であり、Ａ／Ｄ変換器の入力切り替えタイミングを示す図 第４実施形態であり、Ａ／Ｄ変換器の入力切り替えタイミングを示す図

（第１実施形態）
以下、第１実施形態について説明する。図１に示すように、本実施形態のリニアソレノイド電流制御装置であるリニアソレノイド制御ＩＣ１は、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）２より入力される指示電流値に応じてリニアソレノイド３に通電する電流をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する。指示電流値は、リニアソレノイド制御ＩＣ１の電流Ｆ／Ｂ制御ロジック４に入力される。ＰＷＭ信号生成部である電流Ｆ／Ｂ制御ロジック４は、指示電流値とリニアソレノイド３に通電される実電流値の平均値との差に応じてＰＷＭ制御のデューティ値を演算する。そして、演算したデューティ値と搬送波信号の変位量とを比較してＰＷＭ信号を生成すると、当該信号をソレノイドドライバ５に出力する。

ソレノイドドライバ５の出力端子とグランドとの間には、シャント抵抗６及びリニアソレノイド３の直列回路が接続されていると共に、逆方向のダイオード７が接続されている。ソレノイドドライバ５は、例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子を内蔵しており、当該スイッチング素子を入力されるＰＷＭ信号に応じてスイッチングすることでリニアソレノイド３を駆動する。シャント抵抗６の両端は、増幅器８の非反転入力端子、反転入力端子にそれぞれ接続されている。増幅器８の出力端子は、入力切替部である切替スイッチ９の固定接点９ａに接続されている。増幅器８は、シャント抵抗６の端子電圧を増幅した信号を出力する。その信号は、リニアソレノイド３に通電される電流値に応じた電圧となる。シャント抵抗６及び増幅器８は、電圧検出部に相当する。

切替スイッチ９の固定接点９ｂには、他ブロック１０の出力端子が接続されている。電圧信号発生部に相当する他ブロック１０は、何らかの電圧信号を発生させる機能ブロックであり、例えば電源回路、温度センサのセンサや、センサ信号を増幅する増幅器等である。切替スイッチ９の可動接点９ｃは、Ａ／Ｄ変換器１１のアナログ入力端子に接続されている。Ａ／Ｄ変換器１１は、切替スイッチ９を介して入力されるアナログ電圧信号をデジタルデータに変換すると、当該データを電流Ｆ／Ｂ制御ロジック４に出力する。

電流Ｆ／Ｂ制御ロジック４は、入力切替部であるＡ／Ｄ変換切替制御部１２を備えている。Ａ／Ｄ変換切替制御部１２は、電流Ｆ／Ｂ制御ロジック４により生成されたＰＷＭ信号に応じて、切替スイッチ９の可動接点９ｃの切替を制御する。

次に、本実施形態の作用について説明する。尚、ＰＷＭ制御の搬送波周期は例えば２ｍｓ程度であるのに対し、Ａ／Ｄ変換器１１におけるＡ／Ｄ変換周期は、例えば０．０２ｍｓ程度である。また、搬送波信号には鋸波を用い、ＰＷＭ信号は、搬送波周期の冒頭から、搬送波信号の変位量がデューティ値に達するまでの間にハイレベルを示すように生成されるものとする。

図２に示すように、電流Ｆ／Ｂ制御ロジック４は、電流フィードバック制御を開始すると、入力される指示電流値とリニアソレノイド３に通電される実電流値の平均値との差に応じてＰＷＭ制御のデューティ値を算出する（Ｓ１）。そして、デューティ値に応じたＰＷＭ信号のハイレベルパルス幅が、Ａ／Ｄ変換器１１による２回目のＡ／Ｄ変換開始時間未満か否かを判断する（Ｓ２）。換言すれば、ハイレベルパルス幅が、Ａ／Ｄ変換周期以下か否かを判断する。

ステップＳ２で「Ｙｅｓ」と判断した場合は、ＰＷＭ信号のハイレベルパルス幅がＡ／Ｄ変換を２回以上実行可能な長さであることを示す。したがって、この場合は、他ブロック１０より出力される電圧信号をＡ／Ｄ変換するタイミングを決定するため、ＰＷＭ信号の制御周期内で、デューティ値に応じたパルス幅が１／２になる位相を求める（Ｓ３）。図３及び図４に示すように、ＰＷＭ制御において、ハイレベルパルス幅が１／２になるタイミングで取得される実電流値は、搬送波周期内での平均値付近になる可能性が極めて高い。したがって、上記タイミングで行うＡ／Ｄ変換を他ブロック１０側に割り当てても、平均値の算出精度を低下させる可能性は極めて低いと言える。尚、図３中の「サンプリング」は、Ａ／Ｄ変換と同じ意味である。

例えば、搬送波周期をＴ_ＰＷＭとし、当該周期のデューティ値が３０％であるとすると、ハイレベルパルス幅が１／２になるタイミングは、搬送波周期の冒頭から
（Ｔ_ＰＷＭ×０．１５）となる。このように、ハイレベルパルス幅が１／２になるタイミングを算出すると、そのタイミングで他ブロック１０側の電圧信号をＡ／Ｄ変換するように割り当てる（Ｓ４）。

一方、ステップＳ２で「Ｎｏ」と判断した場合は、ＰＷＭ信号のハイレベルパルス幅が短く、リニアソレノイド３に通電される実電流値を複数回Ａ／Ｄ変換する余地が無いことを意味する。したがって、図５に示すように、搬送波周期の冒頭で最初にＡ／Ｄ変換を行う電圧信号を他ブロック１０側とする（Ｓ５）。

そして、他ブロック１０側の電圧信号をＡ／Ｄ変換するタイミングになると（Ｓ６；Ｙｅｓ）、他ブロック１０側のＡ／Ｄ変換を行う（Ｓ７）。それ以外のタイミングでは（Ｓ６；Ｎｏ）、リニアソレノイド３に通電される実電流値、つまり増幅器８側の電圧信号をＡ／Ｄ変換する（Ｓ８）。続いて、リニアソレノイド３に通電される実電流値の平均値を算出する処理を行う（Ｓ９）。ここでの処理は、１搬送波周期内ではＡ／Ｄ変換値を順次累積的に加算し、１搬送波周期の終了時点での累積値をＡ／Ｄ変換回数で除して平均値を算出することになる。以上において、ステップＳ２～Ｓ８に係る処理は、Ａ／Ｄ変換切替制御部１２によるものとなる。

図３に示すように、他ブロック１０側のＡ／Ｄ変換は、ハイレベルパルス幅が１／２になるタイミングだけでなく、ローレベルパルス幅が１／２になるタイミングでも行って良い。また、他ブロック１０側のＡ／Ｄ変換は、搬送波周期毎に行っても良いし、複数周期に１回の割合で行っても良い。また、図４に示すように、切替スイッチ９を切替えた直後において電圧の安定化を図るため、Ａ／Ｄ変換器１１がＡ／Ｄ変換を開始するタイミングは、電流Ｆ／Ｂ制御ロジック４により決定されたＡ／Ｄ変換タイミングから、若干の安定時間が経過した後に設定される。

以上のように本実施形態によれば、リニアソレノイド制御ＩＣ１において、増幅器８が検出するリニアソレノイド３に通電される電流に応じた電圧と、他ブロック１０が発生させる電圧信号とは、切替スイッチ９を介してＡ／Ｄ変換器１１に入力される。Ａ／Ｄ変換切替制御部１２は、切替スイッチ９の切り替えを制御する。電流Ｆ／Ｂ制御ロジック４は、入力される指示電流値と、Ａ／Ｄ変換器１１を介して取得されるリニアソレノイド３に通電された実電流値の平均値との偏差に基づき、実電流値の平均値が指示電流値に追従するようにＰＷＭ信号のデューティ値を演算する。その際に、Ａ／Ｄ変換器１１に入力される電圧が、他ブロック１０の電圧信号となる前後に亘って取得されるリニアソレノイドに通電された実電流値より平均値を演算する。

このように構成すれば、１つのＡ／Ｄ変換器１１に対する入力を、増幅器８と他ブロック１０とで切り替えて各電圧をＡ／Ｄ変換しても、電流Ｆ／Ｂ制御ロジック４は、リニアソレノイド３に通電された実電流値の平均値を、精度を低下させることなく求めることができる。そして、求めた平均値に基づいて、ＰＷＭ信号のデューティ値を適切に演算できる。

また、Ａ／Ｄ変換切替制御部１２は、実電流値が平均値付近となるタイミングで、Ａ／Ｄ変換器１１に入力される電圧を他ブロック１０側に切り替える。これにより、実電流値の平均値の演算に対して極力影響を与えないタイミングで、他ブロック１０部の電圧信号をＡ／Ｄ変換できる。そして、平均値付近となるタイミングを、ＰＷＭ信号の各制御周期内で、デューティ値に応じたパルス幅が１／２になる位相で判定する。このように、デューティ値に応じたパルス幅の位相を参照することで、実電流値が平均値付近となるタイミングを判定できる。

（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。図６に示すように、第２実施形態では、電流Ｆ／Ｂ制御ロジック４Ａが、ＰＷＭ制御の搬送波信号に三角波を使用する。そして、ＰＷＭ信号を、搬送波信号の変位量がデューティ値を超えている期間にハイレベルを示すように生成する。

このようにＰＷＭ信号を生成する際に、ＰＷＭ信号の制御周期内でハイレベルパルス幅が１／２になる位相は、搬送波信号の変位量が正のピーク値に、つまり正の振幅値に一致するタイミングに固定される。したがって、Ａ／Ｄ変換切替制御部１２Ａは、他ブロック１０のＡ／Ｄ変換を行うタイミングを個別のデューティ値について算出する必要がなくなる。但し、他ブロック１０のＡ／Ｄ変換をローレベルパルス幅が１／２になるタイミングでも行う場合には、そのタイミングを算出する必要がある。

また、第１実施形態のように、ＰＷＭ信号を、搬送波信号の変位量がデューティ値に達するまでの間にハイレベルを示すように生成する場合に、ハイレベルパルス幅が１／２になる位相は、搬送波信号の変位量が負のピーク値を示すタイミングとなる。

（第３実施形態）
図７に示すように、第３実施形態では、電流Ｆ／Ｂ制御ロジック４ＢのＡ／Ｄ変換切替制御部１２Ｂが、他ブロック１０側のＡ／Ｄ変換を行うタイミングを、ＰＷＭ信号のパルス幅が１／２となるタイミングではなく、任意のタイミングに割り当てている。この場合でも、リニアソレノイド３に通電される実電流値の平均値の算出は、他ブロック１０側のＡ／Ｄ変換を行うタイミングの前後で取得された実電流値に基づいて行われる。尚、実電流値のサンプル値は、前後それぞれ１つのみだけでなく、１つ以上のサンプル値を取得する。

（第４実施形態）
図８に示すように、第４実施形態では、他ブロック１０が単一のブロックではなく、２つ以上のブロック１０ａ，１０ｂ，…がある場合を想定する。この場合、切替スイッチ９Ａの固定接点数も、３以上となる。例えば２つの他ブロック１０ａ，１０ｂがある場合は、例えばＰＷＭ信号のハイレベルパルス幅が１／２になるタイミングで他ブロック１０ａ側のＡ／Ｄ変換を行い、ローレベルパルス幅が１／２になるタイミングで他ブロック１０ｂ側のＡ／Ｄ変換を行うようにすれば良い。他ブロック１０が３つ以上ある場合には、複数の周期に亘って、各タイミングで各他ブロック１０のＡ／Ｄ変換を行うように順次割当てを行えば良い。

（その他の実施形態）
スイッチング素子は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに限らない。
搬送波周期やＡ／Ｄ変換周期等は、個別の設計に応じて適宜設定すれば良い。
本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

図面中、１はリニアソレノイド制御ＩＣ、３はリニアソレノイド、４は電流Ｆ／Ｂ制御ロジック、５はソレノイドドライバ、６はシャント抵抗、８は増幅器、９は切替スイッチ、１０は他ブロック、１１はＡ／Ｄ変換器、１２はＡ／Ｄ変換切替制御部を示す。

Claims (5)

1. ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成するＰＷＭ信号生成部（４，４Ａ，４Ｂ）と、
   前記ＰＷＭ信号により駆動され、リニアソレノイド（３）に電流を通電するソレノイドドライバ（５）と、
   前記リニアソレノイドに通電される電流に応じた電圧を検出する電圧検出部（６，８）と、
   １種類以上の電圧信号を発生させる１つ以上の電圧信号発生部（１０）と
   入力される電圧をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器（１１）と、
   このＡ／Ｄ変換器に入力される電圧を、前記電圧検出部側と前記電圧信号発生部側とに切り替える入力切替部（９，９Ａ）と、
   前記入力切替部の切り替えを制御する切替制御部（１２）と、を備え、
   前記ＰＷＭ信号生成部は、入力される指示電流値と、前記Ａ／Ｄ変換器を介して取得される前記リニアソレノイドに通電された実電流値の平均値との偏差に基づき、前記実電流値の平均値が前記指示電流値に追従するように前記ＰＷＭ信号のデューティ値を演算し、
   前記Ａ／Ｄ変換器に入力される電圧が、前記電圧信号発生部の電圧信号となる前後に亘って取得される前記リニアソレノイドに通電された実電流値より、前記平均値を演算するリニアソレノイド電流制御装置。
2. 前記切替制御部は、前記実電流値が平均値付近となるタイミングで、前記Ａ／Ｄ変換器に入力される電圧を前記電圧信号発生部側に切り替えるように制御する請求項１記載のリニアソレノイド電流制御装置。
3. 前記切替制御部は、前記平均値付近となるタイミングを、前記ＰＷＭ信号の各制御周期内で、前記デューティ値に応じたパルス幅が１／２になる位相で判定する請求項２記載のリニアソレノイド電流制御装置。
4. 前記ＰＷＭ信号生成部（４Ａ）が、搬送波信号として三角波を使用する際に、
   前記切替制御部は、前記平均値付近となるタイミングを、前記搬送波の振幅で判定する請求項３記載のリニアソレノイド電流制御装置。
5. 前記切替制御部は、前記ＰＷＭ信号のパルス幅が前記Ａ／Ｄ変換器おけるＡ／Ｄ変換周期以下であれば、前記Ａ／Ｄ変換器に入力される電圧を、前記電圧信号発生部側に切り替える請求項１から４の何れか一項に記載のリニアソレノイド電流制御装置。

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