JP2024053687A

JP2024053687A - Switching Power Supply Unit

Info

Publication number: JP2024053687A
Application number: JP2022160057A
Authority: JP
Inventors: 真治守屋; 幸輝宮▲崎▼; 和志高見
Original assignee: Cosel Co Ltd
Current assignee: Cosel Co Ltd
Priority date: 2022-10-04
Filing date: 2022-10-04
Publication date: 2024-04-16

Abstract

【課題】出力電圧の低下を防止し、且つスイッチング損失及びトランス損失を抑制することを可能にするスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】スイッチング電源装置１００が、入力巻線１０３ａ及び出力巻線１０３ｂ、１０３ｃを有するトランス１０３と、入力巻線１０３ａに対して直列に接続された共振用キャパシタ回路１０４と、スイッチング素子１０２ａ、１０２ｂを有し、出力巻線１０３ｂ、１０３ｃに交流電圧を生成させるために、スイッチング素子１０２ａ、１０２ｂをオンオフして共振電流を生成させるスイッチング回路１０２と、共振用キャパシタ回路１０４に印加される電圧に応じて、共振用キャパシタ回路１０４から電流を流し出し、又は共振用キャパシタ回路１０４に電流を流し込む電圧調整回路とを備える。【選択図】図１[Problem] To provide a switching power supply device that can prevent a drop in output voltage and suppress switching loss and transformer loss. [Solution] A switching power supply device 100 includes a transformer 103 having an input winding 103a and output windings 103b, 103c, a resonant capacitor circuit 104 connected in series to the input winding 103a, a switching circuit 102 having switching elements 102a, 102b that turns on and off the switching elements 102a, 102b to generate a resonant current in order to generate an AC voltage in the output windings 103b, 103c, and a voltage adjustment circuit that causes a current to flow from the resonant capacitor circuit 104 or a current to flow into the resonant capacitor circuit 104 according to the voltage applied to the resonant capacitor circuit 104. [Selected Figure] Figure 1

Description

本発明は、出力電圧の低下を防止し、且つスイッチング損失及びトランス損失を抑制することを可能にするスイッチング電源装置に関するものである。 The present invention relates to a switching power supply device that can prevent a drop in output voltage and suppress switching losses and transformer losses.

スイッチング電源装置、特にハーフブリッジ電流共振型スイッチング電源装置は、入力巻線及び出力巻線を有するトランスと、入力巻線に対して直列に接続された直列共振用インダクタ及び直列共振用キャパシタと、２つのスイッチング素子を有するスイッチング回路と、出力巻線に接続された整流平滑回路とを備え、２つのスイッチング素子のそれぞれのオン時比率を約５０％とし、２つのスイッチング素子を互いに逆位相にオンオフして共振電流を生成させることによって、出力巻線に交流電圧を生成させ、この交流電圧を整流平滑回路によって整流平滑化させて所定の出力電圧を出力負荷に供給する。多くのスイッチング電源装置においては、スイッチング損失を抑制するために、共振現象を利用して次にオンされるスイッチング素子の印加電圧が所定の電圧より小さくなった後、例えば０Ｖになった後、そのスイッチング素子をオンするゼロ電圧スイッチングが採用されている。 A switching power supply, particularly a half-bridge current resonant switching power supply, comprises a transformer having an input winding and an output winding, a series resonant inductor and a series resonant capacitor connected in series to the input winding, a switching circuit having two switching elements, and a rectifying and smoothing circuit connected to the output winding. The on-time ratio of each of the two switching elements is set to about 50%, and the two switching elements are turned on and off in opposite phases to generate a resonant current, generating an AC voltage in the output winding, which is then rectified and smoothed by the rectifying and smoothing circuit to supply a predetermined output voltage to the output load. In many switching power supplies, in order to suppress switching losses, zero-voltage switching is adopted, which utilizes the resonance phenomenon to turn on the switching element that is to be turned on next after the applied voltage of the switching element becomes smaller than a predetermined voltage, for example, after it becomes 0V.

引用文献１には、共振用キャパシタに印加される電圧が、出力電圧の状態に応じて決定される高閾値電圧より大きくなったと判定した場合には、第１のトランジスタをオフした後、第２のトランジスタをオンし、共振用キャパシタに印加される電圧が、出力電圧の状態に応じて決定される低閾値電圧より小さくなったと判定した場合には、第２のトランジスタをオフした後、第１のトランジスタをオンする、スイッチング電源装置が開示されている。 Cited document 1 discloses a switching power supply device that, when it is determined that the voltage applied to the resonance capacitor is greater than a high threshold voltage determined according to the state of the output voltage, turns off a first transistor and then turns on a second transistor, and, when it is determined that the voltage applied to the resonance capacitor is less than a low threshold voltage determined according to the state of the output voltage, turns off the second transistor and then turns on the first transistor.

米国特許第９９９１８０１号明細書U.S. Pat. No. 9,991,801

特許文献１によるスイッチング電源装置においてゼロ電圧スイッチングを採用すると、２つのトランジスタの寄生容量が大きい場合、また、出力負荷が軽負荷である場合、一方のトランジスタがオフした後、他方のトランジスタの印加電圧が所定の電圧より小さくなるまでの時間が長くなり、それによって、一方のトランジスタがオフし、その後他方のトランジスタがオンするまでのデッドタイムが長くなって、他方のトランジスタがオンする時間が遅延し、また、共振用キャパシタに印加される電圧が高閾値電圧を大きく上回って、又は低閾値電圧を大きく下回って、他方のトランジスタがオフする時間が遅延することから、出力電圧が低下し、更には、２つのトランジスタに流れる電流が増大することによってスイッチング損失及びトランス損失が増大するという問題点がある。 When zero voltage switching is adopted in the switching power supply device according to Patent Document 1, if the parasitic capacitance of the two transistors is large or if the output load is light, the time from when one transistor turns off until the applied voltage of the other transistor becomes smaller than a predetermined voltage becomes longer. As a result, the dead time from when one transistor turns off until the other transistor turns on becomes longer, and the time when the other transistor turns on is delayed. In addition, the voltage applied to the resonance capacitor significantly exceeds the high threshold voltage or falls significantly below the low threshold voltage, delaying the time when the other transistor turns off, resulting in a drop in the output voltage. Furthermore, there are problems in that the current flowing through the two transistors increases, resulting in increased switching loss and transformer loss.

従って、本発明の目的は、上記問題点を解決して、出力電圧の低下を防止し、且つスイッチング損失及びトランス損失を抑制することを可能にするスイッチング電源装置を提供することである。 The object of the present invention is therefore to provide a switching power supply device that can solve the above problems, prevent a drop in output voltage, and suppress switching losses and transformer losses.

本発明の１つの観点によれば、スイッチング電源装置が、入力巻線及び出力巻線を有するトランスと、入力巻線に対して直列に接続された共振用キャパシタ回路と、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子を有するスイッチング回路であって、出力巻線に交流電圧を生成させるために、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子をオンオフして共振電流を生成させるスイッチング回路と、出力巻線に接続され、交流電圧を整流平滑化して所定の出力電圧を生成する整流平滑回路と、共振用キャパシタ回路に印加される電圧が第１の所定の電圧値より大きくなったと判定した場合には、第１のスイッチング素子をオフし、その後第２のスイッチング素子をオンし、共振用キャパシタ回路に印加される電圧が第２の所定の電圧値より小さくなったと判定した場合には、第２のスイッチング素子をオフし、その後第１のスイッチング素子をオンする制御回路とを備え、スイッチング電源装置が、共振用キャパシタ回路に印加される電圧に応じて、共振用キャパシタ回路から電流を流し出し、又は共振用キャパシタ回路に電流を流し込む電圧調整回路を更に備える。 According to one aspect of the present invention, a switching power supply device includes a transformer having an input winding and an output winding, a resonant capacitor circuit connected in series to the input winding, a switching circuit having a first switching element and a second switching element, which turns on and off the first switching element and the second switching element to generate a resonant current in order to generate an AC voltage in the output winding, a rectifying and smoothing circuit connected to the output winding, which rectifies and smoothes the AC voltage to generate a predetermined output voltage, and a control circuit that turns off the first switching element and then turns on the second switching element when it is determined that the voltage applied to the resonant capacitor circuit is greater than a first predetermined voltage value, and turns off the second switching element and then turns on the first switching element when it is determined that the voltage applied to the resonant capacitor circuit is less than a second predetermined voltage value, and the switching power supply device further includes a voltage adjustment circuit that flows a current out of the resonant capacitor circuit or flows a current into the resonant capacitor circuit according to the voltage applied to the resonant capacitor circuit.

本発明の一具体例によれば、スイッチング電源装置が、入力巻線に対して更に直列に接続された共振用インダクタを備える。 According to one embodiment of the present invention, the switching power supply further includes a resonant inductor connected in series with the input winding.

本発明の一具体例によれば、スイッチング電源装置において、共振用キャパシタ回路が、基準キャパシタと、基準キャパシタに対して並列に接続されて共振電流の一部を流す第１の分圧キャパシタ及び第２の分圧キャパシタとを備え、第１の分圧キャパシタ及び第２の分圧キャパシタが互いに直列に接続されている。 According to one specific example of the present invention, in a switching power supply device, a resonant capacitor circuit includes a reference capacitor, and a first voltage dividing capacitor and a second voltage dividing capacitor that are connected in parallel to the reference capacitor and pass a portion of the resonant current, and the first voltage dividing capacitor and the second voltage dividing capacitor are connected in series with each other.

本発明の一具体例によれば、スイッチング電源装置において、制御回路が、第１の分圧キャパシタと第２の分圧キャパシタとによって分圧された分圧点の電圧を検出し、分圧点の電圧が第１の所定の電圧値より大きくなったと判定した場合には、第１のスイッチング素子をオフし、その後第２のスイッチング素子をオンし、分圧点の電圧が第２の所定の電圧値より小さくなったと判定した場合には、第２のスイッチング素子をオフし、その後第１のスイッチング素子をオンする。 According to one specific example of the present invention, in a switching power supply device, a control circuit detects the voltage at a voltage division point obtained by dividing a voltage between a first voltage division capacitor and a second voltage division capacitor, and when it is determined that the voltage at the voltage division point is greater than a first predetermined voltage value, it turns off the first switching element and then turns on the second switching element, and when it is determined that the voltage at the voltage division point is less than the second predetermined voltage value, it turns off the second switching element and then turns on the first switching element.

本発明の一具体例によれば、スイッチング電源装置において、電圧調整回路が、分圧点に接続された抵抗と、第１の所定の電圧値と第２の所定の電圧値との平均値に等しい電圧を出力する電圧源とを備え、電圧調整回路が、抵抗を介して、分圧点から電流を流し出し、又は分圧点に電流を流し込む。 According to one embodiment of the present invention, in a switching power supply device, a voltage adjustment circuit includes a resistor connected to a voltage division point and a voltage source that outputs a voltage equal to the average of a first predetermined voltage value and a second predetermined voltage value, and the voltage adjustment circuit outputs a current from the voltage division point or outputs a current to the voltage division point via the resistor.

本発明の一具体例によれば、スイッチング電源装置において、電圧調整回路が、分圧点の電圧の経時的な平均電圧値が、第１の所定の電圧値と第２の所定の電圧値との平均値に近づくように、分圧点から電流を流し出し、又は分圧点に電流を流し込む。 According to one embodiment of the present invention, in a switching power supply device, a voltage adjustment circuit supplies or sinks a current to or from a voltage division point so that the average voltage value over time of the voltage at the voltage division point approaches the average value of a first predetermined voltage value and a second predetermined voltage value.

本発明の一具体例によれば、スイッチング電源装置において、電圧調整回路が、抵抗に対して直列に接続されたキャパシタを備える。 According to one embodiment of the present invention, in a switching power supply device, the voltage regulation circuit includes a capacitor connected in series with a resistor.

本発明の一具体例によれば、スイッチング電源装置において、抵抗の抵抗値及びキャパシタの静電容量値より得られるカットオフ周波数が、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子のスイッチング周波数より低い。 According to one embodiment of the present invention, in a switching power supply device, the cutoff frequency obtained from the resistance value of the resistor and the capacitance value of the capacitor is lower than the switching frequency of the first switching element and the second switching element.

本発明の一具体例によれば、スイッチング電源装置において、電圧調整回路が、分圧点の電圧に応じて、分圧点からキャパシタに電流を流し出し、又はキャパシタから分圧点に電流を流し込む。 According to one embodiment of the present invention, in a switching power supply device, a voltage adjustment circuit either sources a current from a voltage division point to a capacitor or sources a current from the capacitor to a voltage division point depending on the voltage at the voltage division point.

本発明の一具体例によれば、スイッチング電源装置において、電圧調整回路が、第１のスイッチング素子をオフし、その後第２のスイッチング素子をオンするまでのデッドタイムと、第２のスイッチング素子をオフし、その後第１のスイッチング素子をオンするまでのデッドタイムとの間の時間差が小さくなるように、分圧点から電流を流し出し、又は分圧点に電流を流し込む。 According to one embodiment of the present invention, in a switching power supply device, a voltage adjustment circuit flows current out of or into a voltage division point so as to reduce the time difference between the dead time from when a first switching element is turned off until a second switching element is turned on, and the dead time from when the second switching element is turned off until a first switching element is turned on.

本発明によれば、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子をバランス良くオンオフ動作させて、出力電圧の低下を防止することができ、且つスイッチング損失及びトランス損失を抑制することができる。 According to the present invention, the first switching element and the second switching element can be turned on and off in a well-balanced manner, thereby preventing a drop in the output voltage and suppressing switching losses and transformer losses.

なお、本発明の他の目的、特徴及び利点は、添付図面に関する以下の本発明の実施例の記載から明らかになるであろう。 Other objects, features and advantages of the present invention will become apparent from the following detailed description of the embodiments of the present invention taken in conjunction with the accompanying drawings.

本発明の一実施形態としてのスイッチング電源装置の概略図である。1 is a schematic diagram of a switching power supply device according to an embodiment of the present invention; 本発明の別の実施形態としてのスイッチング電源装置の概略図である。FIG. 1 is a schematic diagram of a switching power supply device according to another embodiment of the present invention. 本発明の別の実施形態としてのスイッチング電源装置の概略図である。FIG. 1 is a schematic diagram of a switching power supply device according to another embodiment of the present invention. 本発明の別の実施形態としてのスイッチング電源装置の概略図である。FIG. 1 is a schematic diagram of a switching power supply device according to another embodiment of the present invention. 本発明の一実施形態としてのスイッチング電源装置のスイッチング制御回路の概略図である。1 is a schematic diagram of a switching control circuit of a switching power supply device according to an embodiment of the present invention; 本発明の一実施形態としてのスイッチング電源装置の電圧調整回路の概略図である。1 is a schematic diagram of a voltage adjustment circuit of a switching power supply device according to an embodiment of the present invention; 本発明の別の実施形態としてのスイッチング電源装置の電圧調整回路の概略図である。4 is a schematic diagram of a voltage regulation circuit of a switching power supply according to another embodiment of the present invention. FIG. 本発明の別の実施形態としてのスイッチング電源装置の電圧調整回路の概略図である。4 is a schematic diagram of a voltage regulation circuit of a switching power supply according to another embodiment of the present invention. FIG. 本発明の別の実施形態としてのスイッチング電源装置の電圧調整回路の概略図である。4 is a schematic diagram of a voltage regulation circuit of a switching power supply according to another embodiment of the present invention. FIG.

以下、本発明の実施例について図面を参照して説明するが、本発明はこれらの実施例に限定されるものではない。 The following describes examples of the present invention with reference to the drawings, but the present invention is not limited to these examples.

図１～図６Ｄを参照して、本発明の幾つかの実施形態としてのスイッチング電源装置１００について説明する。スイッチング電源装置１００は、入力巻線１０３ａ、第１の出力巻線１０３ｂ、及び第２の出力巻線１０３ｃを有するトランス１０３と、入力巻線１０３ａに対して直列に接続され、少なくとも１つのキャパシタを備える共振用キャパシタ回路１０４と、第１のスイッチング素子１０２ａ及び第２のスイッチング素子１０２ｂを有するスイッチング回路１０２と、第１の出力巻線１０３ｂ及び第２の出力巻線１０３ｃに接続された整流平滑回路１０７とを備え、入力電源１０１の入力電圧Ｖ_１を出力電圧Ｖ_０に変換する。 1 to 6D, a switching power supply device 100 according to some embodiments of the present invention will be described. The switching power supply device 100 includes a transformer 103 having an input winding 103a, a first output winding 103b, and a second output winding 103c, a resonance capacitor circuit 104 connected in series to the input winding 103a and including at least one capacitor, a switching circuit 102 having a first switching element 102a and a second switching element 102b, and a rectifying and smoothing circuit 107 connected to the first output winding 103b and the second output winding 103c, and converts an input voltage _V1 of an input power supply 101 to an output voltage _V0 .

図１～図４においては、第１のスイッチング素子１０２ａ及び第２のスイッチング素子１０２ｂはＮＭＯＳトランジスタであるが、ＰＭＯＳトランジスタであってもよく、また、ＮＰＮトランジスタ、等の他のトランジスタによるスイッチであってもよい。また、第１のスイッチング素子１０２ａ及び第２のスイッチング素子１０２ｂにはそれぞれ、並列にキャパシタが接続されてもよく、逆並列にダイオードが接続されてもよい。 In Figures 1 to 4, the first switching element 102a and the second switching element 102b are NMOS transistors, but they may be PMOS transistors or may be switches using other transistors such as NPN transistors. In addition, a capacitor may be connected in parallel to each of the first switching element 102a and the second switching element 102b, and a diode may be connected in anti-parallel to each of them.

スイッチング回路１０２は、第１のスイッチング素子１０２ａのオン時比率を約５０％及び第２のスイッチング素子１０２ｂのオン時比率を約５０％とし、第１のスイッチング素子１０２ａ及び第２のスイッチング素子１０２ｂを互いに逆位相にオンオフすることによって、入力巻線１０３ａの漏れインダクタンスＬ_ｌ及び共振用キャパシタ回路１０４の静電容量値Ｃ_ｒに基づく共振電流を生成させる。例えば、共振用キャパシタ回路１０４は、入力巻線１０３ａに対して直列に接続された１つのキャパシタを備えてもよく、入力巻線１０３ａの漏れインダクタンスＬ_ｌ及びそのキャパシタの静電容量値Ｃ_ｒに基づく共振電流を生成させてもよく、また、共振用キャパシタ回路１０４は、入力巻線１０３ａに対して直列に接続された２つ以上の並列に接続されたキャパシタを備えてもよく、入力巻線１０３ａの漏れインダクタンスＬ_ｌ及びそれらのキャパシタの静電容量値Ｃ_ｒに基づく共振電流を生成させてもよい。また、図２～図４に示すように、入力巻線１０３ａに対して更に直列に接続された共振用インダクタ１０９が追加されてもよく、この場合には、スイッチング回路１０２は、共振用インダクタ１０９の自己インダクタンスＬ_ｒ、入力巻線１０３ａの漏れインダクタンスＬ_ｌ、及び共振用キャパシタ回路１０４の静電容量値Ｃ_ｒに基づく共振電流を生成させる。 The switching circuit 102 sets the on-time ratio of the first switching element 102a to about 50% and the on-time ratio of the second switching element 102b to about 50%, and turns on and off the first switching element 102a and the second switching element 102b in opposite phases to each other, thereby generating a resonant current based on the leakage inductance _L1 of the input winding 103a and the capacitance value _Cr of the resonant capacitor circuit 104. For example, the resonant capacitor circuit 104 may include one capacitor connected in series to the input winding 103a and may generate a resonant current based on the leakage inductance _L1 of the input winding 103a and the capacitance value _Cr of the capacitor, or may include two or more capacitors connected in series to the input winding 103a and connected in parallel, and may generate a resonant current based on the leakage inductance _L1 of the input winding 103a and the capacitance values _Cr of those capacitors. 2 to 4, a resonant inductor 109 may be further connected in series to the input winding 103a. In this case, the switching circuit 102 generates a resonant current based on the self-inductance L _r of the resonant inductor 109, the leakage inductance L _l of the input winding 103a, and the capacitance value C _r of the resonant capacitor circuit 104.

生成された共振電流から、トランス１０３を介して、第１のスイッチング素子１０２ａ及び第２のスイッチング素子１０２ｂのオンオフ動作に応じて、第１の出力巻線１０３ｂ又は第２の出力巻線１０３ｃに交流電圧が生成される。整流平滑回路１０７は、生成された交流電圧を整流平滑化して所定の出力電圧Ｖ_０を生成する。整流平滑回路１０７は、第１の出力巻線１０３ｂに接続された第１の整流素子１０７ｂ、第２の出力巻線１０３ｃに接続された第２の整流素子１０７ｃ、及び平滑キャパシタ１０７ａを備える。第１の出力巻線１０３ｂで生成された交流電圧は、第１の整流素子１０７ｂ及び平滑キャパシタ１０７ａによって整流平滑化され、第２の出力巻線１０３ｃで生成された交流電圧は、第２の整流素子１０７ｃ及び平滑キャパシタ１０７ａによって整流平滑化され、整流平滑回路１０７は、所定の出力電圧Ｖ_０を生成し、出力負荷１０８に出力電流を供給する。図１～図４においては、第１の整流素子１０７ｂ及び第２の整流素子１０７ｃはダイオードであるが、他の整流素子であってもよい。 An AC voltage is generated in the first output winding 103b or the second output winding 103c from the generated resonant current through the transformer 103 in accordance with the on/off operation of the first switching element 102a and the second switching element 102b. The rectifying and smoothing circuit 107 rectifies and smoothes the generated AC voltage to generate a predetermined output voltage _V0 . The rectifying and smoothing circuit 107 includes a first rectifying element 107b connected to the first output winding 103b, a second rectifying element 107c connected to the second output winding 103c, and a smoothing capacitor 107a. The AC voltage generated in the first output winding 103b is rectified and smoothed by the first rectifying element 107b and the smoothing capacitor 107a, and the AC voltage generated in the second output winding 103c is rectified and smoothed by the second rectifying element 107c and the smoothing capacitor 107a, and the rectifying and smoothing circuit 107 generates a predetermined output voltage _V0 and supplies an output current to the output load 108. In Figures 1 to 4, the first rectifying element 107b and the second rectifying element 107c are diodes, but they may be other rectifying elements.

スイッチング電源装置１００は、共振用キャパシタ回路１０４の少なくとも１つのキャパシタに印加される電圧が第１の所定の電圧値より大きくなったと判定した場合には、第１のスイッチング素子１０２ａをオフし、その後第２のスイッチング素子１０２ｂをオンし、また、共振用キャパシタ回路１０４の少なくとも１つのキャパシタに印加される電圧が第２の所定の電圧値より小さくなったと判定した場合には、第２のスイッチング素子１０２ｂをオフし、その後第１のスイッチング素子１０２ａをオンする制御回路１１０を備える。また、スイッチング電源装置１００は、整流平滑回路１０７が所定の出力電圧Ｖ_０を生成しているか否かを監視する補償回路１０６を備える。補償回路１０６は、出力電圧Ｖ_０に対応する補償電圧Ｖ_ｃｏｍｐを制御回路１１０に出力し、制御回路１１０は、補償電圧Ｖ_ｃｏｍｐに応じて第１のスイッチング素子１０２ａ及び第２のスイッチング素子１０２ｂをオンオフ動作させる。 The switching power supply device 100 includes a control circuit 110 that, when it is determined that the voltage applied to at least one capacitor of the resonant capacitor circuit 104 is greater than a first predetermined voltage value, turns off the first switching element 102a and then turns on the second switching element 102b, and, when it is determined that the voltage applied to at least one capacitor of the resonant capacitor circuit 104 is less than a second predetermined voltage value, turns off the second switching element 102b and then turns on the first switching element 102a. The switching power supply device 100 also includes a compensation circuit 106 that monitors whether the rectifying and smoothing circuit 107 is generating a predetermined output voltage _V0 . The compensation circuit 106 outputs a compensation voltage _Vcomp corresponding to the output voltage _V0 to the control circuit 110, and the control circuit 110 turns on and off the first switching element 102a and the second switching element 102b in response to the compensation voltage _Vcomp .

スイッチング電源装置１００は、共振用キャパシタ回路１０４の少なくとも１つのキャパシタに印加される電圧に応じて、共振用キャパシタ回路１０４から電流を流し出し、又は共振用キャパシタ回路１０４に電流を流し込む電圧調整回路１０５を更に備える。電圧調整回路１０５は、共振用キャパシタ回路１０４の少なくとも１つのキャパシタに印加される電圧が所定の電圧値より大きい場合に共振用キャパシタ回路１０４から電流を流し出し、共振用キャパシタ回路１０４の少なくとも１つのキャパシタに印加される電圧が所定の電圧値より小さい場合に共振用キャパシタ回路１０４に電流を流し込んでもよい。このように、電圧調整回路１０５を備えることによって、共振用キャパシタ回路１０４の少なくとも１つのキャパシタに印加される電圧が第１の所定の電圧値より大きくなった場合であっても、共振用キャパシタ回路１０４の少なくとも１つのキャパシタに印加される電圧が第１の所定の電圧値を大きく上回ることがないように、共振用キャパシタ回路１０４から電圧調整回路１０５に電流を流し出して、共振用キャパシタ回路１０４の少なくとも１つのキャパシタに印加される電圧を第１の所定の電圧値以下に速く戻すことができ、また、共振用キャパシタ回路１０４の少なくとも１つのキャパシタに印加される電圧が第２の所定の電圧値より小さくなった場合であっても、共振用キャパシタ回路１０４の少なくとも１つのキャパシタに印加される電圧が第２の所定の電圧値を大きく下回ることがないように、電圧調整回路１０５から共振用キャパシタ回路１０４に電流を流し込んで、共振用キャパシタ回路１０４の少なくとも１つのキャパシタに印加される電圧を第２の所定の電圧値以上に速く戻すことができる。この結果、共振用キャパシタ回路１０４の少なくとも１つのキャパシタに印加される電圧が、第１の所定の電圧値を大きく上回ることがなく、且つ第２の所定の電圧値を大きく下回ることがないことから、第１のスイッチング素子１０２ａ及び第２のスイッチング素子１０２ｂは、バランス良くオンオフ動作して、制御遅延による出力電圧Ｖ_０の低下を防止することができ、且つスイッチング損失及びトランス損失を抑制することができる。 The switching power supply device 100 further includes a voltage adjustment circuit 105 that outputs a current from the resonant capacitor circuit 104 or inputs a current into the resonant capacitor circuit 104 according to a voltage applied to at least one capacitor of the resonant capacitor circuit 104. The voltage adjustment circuit 105 may output a current from the resonant capacitor circuit 104 when the voltage applied to at least one capacitor of the resonant capacitor circuit 104 is greater than a predetermined voltage value, and may input a current into the resonant capacitor circuit 104 when the voltage applied to at least one capacitor of the resonant capacitor circuit 104 is less than the predetermined voltage value. In this way, by providing the voltage adjustment circuit 105, even if the voltage applied to at least one capacitor of the resonant capacitor circuit 104 becomes larger than the first predetermined voltage value, a current can be flowed from the resonant capacitor circuit 104 to the voltage adjustment circuit 105 so that the voltage applied to the at least one capacitor of the resonant capacitor circuit 104 does not significantly exceed the first predetermined voltage value, and the voltage applied to the at least one capacitor of the resonant capacitor circuit 104 can be quickly returned to a value equal to or lower than the first predetermined voltage value. Also, even if the voltage applied to the at least one capacitor of the resonant capacitor circuit 104 becomes smaller than the second predetermined voltage value, a current can be flowed from the voltage adjustment circuit 105 to the resonant capacitor circuit 104 so that the voltage applied to the at least one capacitor of the resonant capacitor circuit 104 does not significantly fall below the second predetermined voltage value. As a result, the voltage applied to at least one capacitor of the resonant capacitor circuit 104 does not significantly exceed the first predetermined voltage value, and does not significantly fall below the second predetermined voltage value. Therefore, the first switching element 102a and the second switching element 102b perform on/off operation in a well-balanced manner, making it possible to prevent a decrease in the output voltage _V0 due to control delay, and to suppress switching loss and transformer loss.

図３及び図４に示すように、共振用キャパシタ回路１０４は、基準キャパシタ１０４ａと、基準キャパシタ１０４ａに対して並列に接続されて共振電流の一部を流す第１の分圧キャパシタ１０４ｂ及び第２の分圧キャパシタ１０４ｃとを備えてもよい。第１の分圧キャパシタ１０４ｂ及び第２の分圧キャパシタ１０４ｃは、互いに直列に接続される。第１の分圧キャパシタ１０４ｂの静電容量値と第２の分圧キャパシタ１０４ｃの静電容量値との比に基づいて、基準キャパシタ１０４ａに印加される電圧は分圧されることができる。制御回路１１０は、第１の分圧キャパシタ１０４ｂと第２の分圧キャパシタ１０４ｃとによって分圧された分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒを検出し、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒ、すなわち、第２の分圧キャパシタ１０４ｃに印加される電圧が第１の所定の電圧値より大きくなったと判定した場合には、第１のスイッチング素子１０２ａをオフし、その後第２のスイッチング素子１０２ｂをオンし、また、第２の分圧キャパシタ１０４ｃに印加される電圧が第２の所定の電圧値より小さくなったと判定した場合には、第２のスイッチング素子１０２ｂをオフし、その後第１のスイッチング素子１０２ａをオンしてもよい。 3 and 4, the resonance capacitor circuit 104 may include a reference capacitor 104a, and a first voltage-dividing capacitor 104b and a second voltage-dividing capacitor 104c that are connected in parallel to the reference capacitor 104a to pass a part of the resonance current. The first voltage-dividing capacitor 104b and the second voltage-dividing capacitor 104c are connected in series to each other. The voltage applied to the reference capacitor 104a can be divided based on the ratio of the capacitance value of the first voltage-dividing capacitor 104b to the capacitance value of the second voltage-dividing capacitor 104c. The control circuit 110 detects the voltage _Vcr at the voltage division point 104d, which is obtained by dividing the voltage between the first voltage division capacitor 104b and the second voltage division capacitor 104c, and if it determines that the voltage _Vcr at the voltage division point 104d, i.e., the voltage applied to the second voltage division capacitor 104c, has become greater than a first predetermined voltage value, it may turn off the first switching element 102a and then turn on the second switching element 102b; and if it determines that the voltage applied to the second voltage division capacitor 104c has become smaller than a second predetermined voltage value, it may turn off the second switching element 102b and then turn on the first switching element 102a.

電圧調整回路１０５は、第２の分圧キャパシタ１０４ｃに印加される電圧が所定の電圧値より大きい場合に共振用キャパシタ回路１０４から電流を流し出し、第２の分圧キャパシタ１０４ｃに印加される電圧が所定の電圧値より小さい場合に共振用キャパシタ回路１０４に電流を流し込んでもよい。電圧調整回路１０５は、第２の分圧キャパシタ１０４ｃに印加される電圧が第１の所定の電圧値より大きくなった場合であっても、第２の分圧キャパシタ１０４ｃに印加される電圧が第１の所定の電圧値を大きく上回ることがないように、共振用キャパシタ回路１０４から電圧調整回路１０５に電流を流し出して、第２の分圧キャパシタ１０４ｃに印加される電圧を第１の所定の電圧値以下に速く戻すことができ、また、第２の分圧キャパシタ１０４ｃに印加される電圧が第２の所定の電圧値より小さくなった場合であっても、第２の分圧キャパシタ１０４ｃに印加される電圧が第２の所定の電圧値を大きく下回ることがないように、電圧調整回路１０５から共振用キャパシタ回路１０４に電流を流し込んで、第２の分圧キャパシタ１０４ｃに印加される電圧を第２の所定の電圧値以上に速く戻すことができる。この結果、第２の分圧キャパシタ１０４ｃに印加される電圧が、第１の所定の電圧値を大きく上回ることがなく、且つ第２の所定の電圧値を大きく下回ることがないことから、第１のスイッチング素子１０２ａ及び第２のスイッチング素子１０２ｂは、バランス良くオンオフ動作して、制御遅延による出力電圧Ｖ_０の低下を防止することができ、且つスイッチング損失及びトランス損失を抑制することができる。 The voltage adjustment circuit 105 may output a current from the resonant capacitor circuit 104 when the voltage applied to the second voltage dividing capacitor 104c is greater than a predetermined voltage value, and may input a current to the resonant capacitor circuit 104 when the voltage applied to the second voltage dividing capacitor 104c is smaller than the predetermined voltage value. Even if the voltage applied to the second voltage-dividing capacitor 104c becomes larger than the first predetermined voltage value, the voltage adjustment circuit 105 can flow a current from the resonant capacitor circuit 104 to the voltage adjustment circuit 105 to prevent the voltage applied to the second voltage-dividing capacitor 104c from significantly exceeding the first predetermined voltage value, thereby quickly returning the voltage applied to the second voltage-dividing capacitor 104c to a value equal to or lower than the first predetermined voltage value. Also, even if the voltage applied to the second voltage-dividing capacitor 104c becomes smaller than the second predetermined voltage value, the voltage adjustment circuit 105 can flow a current from the voltage adjustment circuit 105 to the resonant capacitor circuit 104 to prevent the voltage applied to the second voltage-dividing capacitor 104c from significantly falling below the second predetermined voltage value, thereby quickly returning the voltage applied to the second voltage-dividing capacitor 104c to a value equal to or higher than the second predetermined voltage value. As a result, the voltage applied to the second voltage dividing capacitor 104c does not significantly exceed the first predetermined voltage value, and does not significantly fall below the second predetermined voltage value. Therefore, the first switching element 102a and the second switching element 102b perform on/off operation in a well-balanced manner, making it possible to prevent a drop in the output voltage _V0 due to control delay, and to suppress switching loss and transformer loss.

図４及び図５に示すように、制御回路１１０は、第１のスイッチング素子１０２ａ及び第２のスイッチング素子１０２ｂを制御するためのスイッチング制御回路１１１を備える。スイッチング制御回路１１１は、完全差動演算増幅器１１１ａ及びコモンモードフィードバック回路を備えてもよい。完全差動演算増幅器１１１ａに、出力電圧Ｖ_０に対応する補償電圧Ｖ_ｃｏｍｐ及び使用者によって設定された一定の電圧Ｖ_ｃｍが入力され、完全差動演算増幅器１１１ａは、第１の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｈ＝Ｖ_ｃｍ＋Ｖ_ｃｏｍｐ／２を出力し、第２の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｌ＝Ｖ_ｃｍ－Ｖ_ｃｏｍｐ／２を出力する。従って、第１の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｈ及び第２の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｌは、補償電圧Ｖ_ｃｏｍｐ、すなわち、出力電圧Ｖ_０の状態に応じて決定される。また、スイッチング制御回路１１１は、第１の比較器１１１ｂ及び第２の比較器１１１ｃを備えてもよく、また、第１の比較器１１１ｂに接続された第１のＳＲフリップフロップ回路１１１ｄ及び第２の比較器１１１ｃに接続された第２のＳＲフリップフロップ回路１１１ｅを備えてもよい。第１の比較器１１１ｂの非反転入力端子及び反転入力端子にそれぞれ、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒ及び第１の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｈが入力され、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒが第１の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｈより大きくなった場合には、第１の比較器１１１ｂの出力端子からＨレベルが出力され、第１のＳＲフリップフロップ回路１１１ｄのＱ端子からＬレベルが出力されて、第１のスイッチング素子１０２ａのゲート電圧Ｖ_ｇｈはＬレベルになり、第１のスイッチング素子１０２ａはオフする。スイッチング制御回路１１１は、デッドタイム制御回路１１１ｆを備えてもよい。デッドタイム制御回路１１１ｆは、スイッチング回路１０２の出力電圧Ｖ_ｓｗを監視してもよく、第１のスイッチング素子１０２ａがオフした後、共振現象を利用して出力電圧Ｖ_ｓｗが所定の電圧より小さくなった場合には、デッドタイム制御回路１１１ｆから第２のＳＲフリップフロップ回路１１１ｅのＳ端子にＨレベルが出力され、第２のＳＲフリップフロップ回路１１１ｅのＱ端子からＨレベルが出力されて、第２のスイッチング素子１０２ｂのゲート電圧Ｖ_ｇｌはＨレベルになり、第２のスイッチング素子１０２ｂはオンする。このようにして、第１のスイッチング素子１０２ａをオフし、その後第２のスイッチング素子１０２ｂをオンする場合に、ゼロ電圧スイッチングが実現され、スイッチング損失を抑制することができる。 As shown in Figures 4 and 5, the control circuit 110 includes a switching control circuit 111 for controlling the first switching element 102a and the second switching element 102b. The switching control circuit 111 may include a fully differential operational amplifier 111a and a common mode feedback circuit. A compensation voltage _Vcomp corresponding to the output voltage _V0 and a constant voltage _Vcm set by a user are input to the fully differential operational amplifier 111a, and the fully differential operational amplifier 111a outputs a first predetermined voltage value _Vthh = _Vcm + _Vcomp /2 and outputs a second predetermined voltage value _Vthl = _Vcm - _Vcomp /2. Therefore, the first predetermined voltage value _Vthh and the second predetermined voltage value _Vthl are determined according to the compensation voltage _Vcomp , i.e., the state of the output voltage _V0 . The switching control circuit 111 may also include a first comparator 111b and a second comparator 111c, and may also include a first SR flip-flop circuit 111d connected to the first comparator 111b and a second SR flip-flop circuit 111e connected to the second comparator 111c. The voltage _Vcr at the voltage dividing point 104d and the first predetermined voltage value _Vthh are input to the non-inverting input terminal and the inverting input terminal of the first comparator 111b, respectively. When the voltage _Vcr at the voltage dividing point 104d becomes larger than the first predetermined voltage value _Vthh , an H level is output from the output terminal of the first comparator 111b and an L level is output from the Q terminal of the first SR flip-flop circuit 111d, the gate voltage _Vgh of the first switching element 102a becomes an L level, and the first switching element 102a is turned off. The switching control circuit 111 may also include a dead time control circuit 111f. The dead time control circuit 111f may monitor the output voltage _Vsw of the switching circuit 102, and when the output voltage _Vsw becomes smaller than a predetermined voltage by utilizing the resonance phenomenon after the first switching element 102a is turned off, the dead time control circuit 111f outputs an H level to the S terminal of the second SR flip-flop circuit 111e, and an H level is output from the Q terminal of the second SR flip-flop circuit 111e, so that the gate voltage _Vgl of the second switching element 102b becomes an H level and the second switching element 102b is turned on. In this way, when the first switching element 102a is turned off and then the second switching element 102b is turned on, zero voltage switching is realized and switching loss can be suppressed.

また、第２の比較器１１１ｃの非反転入力端子及び反転入力端子にそれぞれ、第２の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｌ及び分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒが入力され、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒが第２の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｌより小さくなった場合には、第２の比較器１１１ｃの出力端子からＨレベルが出力され、第２のＳＲフリップフロップ回路１１１ｅのＱ端子からＬレベルが出力されて、第２のスイッチング素子１０２ｂのゲート電圧Ｖ_ｇｌはＬレベルになり、第２のスイッチング素子１０２ｂはオフする。第２のスイッチング素子１０２ｂがオフした後、共振現象を利用して出力電圧Ｖ_ｓｗが所定の電圧より大きくなった場合には、デッドタイム制御回路１１１ｆから第１のＳＲフリップフロップ回路１１１ｄのＳ端子にＨレベルが出力され、第１のＳＲフリップフロップ回路１１１ｄのＱ端子からＨレベルが出力されて、第１のスイッチング素子１０２ａのゲート電圧Ｖ_ｇｈはＨレベルになり、第１のスイッチング素子１０２ａはオンする。このようにして、第２のスイッチング素子１０２ｂをオフし、その後第１のスイッチング素子１０２ａをオンする場合にも、ゼロ電圧スイッチングが実現され、スイッチング損失を抑制することができる。 Furthermore, a second predetermined voltage value _Vthl and the voltage _Vcr at the voltage dividing point 104d are input to the non-inverting input terminal and the inverting input terminal of the second comparator 111c, respectively. When the voltage _Vcr at the voltage dividing point 104d becomes smaller than the second predetermined voltage value _Vthl , an H level is output from the output terminal of the second comparator 111c and an L level is output from the Q terminal of the second SR flip-flop circuit 111e, the gate voltage _Vgl of the second switching element 102b becomes an L level, and the second switching element 102b is turned off. After the second switching element 102b is turned off, if the output voltage _Vsw becomes larger than a predetermined voltage by utilizing the resonance phenomenon, the dead time control circuit 111f outputs an H level to the S terminal of the first SR flip-flop circuit 111d, an H level is output from the Q terminal of the first SR flip-flop circuit 111d, the gate voltage _Vgh of the first switching element 102a becomes an H level, and the first switching element 102a is turned on. In this way, even when the second switching element 102b is turned off and then the first switching element 102a is turned on, zero voltage switching is realized and switching loss can be suppressed.

しかし、スイッチング回路１０２の出力に接続された寄生容量が大きい場合、また、出力負荷１０８が軽負荷である場合、第１のスイッチング素子１０２ａがオフした後、出力電圧Ｖ_ｓｗの変動が遅くなって、出力電圧Ｖ_ｓｗが所定の電圧より小さくなるまでの時間が長くなり、また、第２のスイッチング素子１０２ｂがオフした後、出力電圧Ｖ_ｓｗの変動が遅くなって、出力電圧Ｖ_ｓｗが所定の電圧より大きくなるまでの時間が長くなる。このような場合、第１のスイッチング素子１０２ａがオフし、その後第２のスイッチング素子１０２ｂがオンするまでのデッドタイムが長くなり、更に、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒは、第１の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｈを大きく上回る。そこで、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒが第１の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｈを大きく上回ることがないように、電圧調整回路１０５は、共振用キャパシタ回路１０４から電圧調整回路１０５に電流を流し出して、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒを第１の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｈ以下に速く戻すことができる。また、第２のスイッチング素子１０２ｂがオフし、その後第１のスイッチング素子１０２ａがオンするまでのデッドタイムが長くなり、更に、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒは、第２の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｌを大きく下回る。そこで、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒが第２の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｌを大きく下回ることがないように、電圧調整回路１０５は、電圧調整回路１０５から共振用キャパシタ回路１０４に電流を流し込んで、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒを第２の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｌ以上に速く戻すことができる。この結果、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒが、第１の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｈを大きく上回ることがなく、且つ第２の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｌを大きく下回ることがないことから、第１のスイッチング素子１０２ａ及び第２のスイッチング素子１０２ｂは、バランス良くオンオフ動作して、制御遅延による出力電圧Ｖ_０の低下を防止することができ、且つスイッチング損失及びトランス損失を抑制することができる。 However, when the parasitic capacitance connected to the output of the switching circuit 102 is large, or when the output load 108 is light, the fluctuation of the output voltage _Vsw slows down after the first switching element 102a is turned off, and the time until the output voltage _Vsw becomes smaller than the predetermined voltage becomes longer, and the fluctuation of the output voltage _Vsw slows down after the second switching element 102b is turned off, and the time until the output voltage _Vsw becomes larger than the predetermined voltage becomes longer. In such a case, the dead time from when the first switching element 102a is turned off until the second switching element 102b is turned on becomes longer, and furthermore, the voltage _Vcr at the voltage dividing point 104d greatly exceeds the first predetermined voltage value _Vthh . Therefore, in order to prevent the voltage _Vcr at the voltage division point 104d from significantly exceeding the first predetermined voltage value _Vthh , the voltage adjustment circuit 105 flows a current from the resonance capacitor circuit 104 to the voltage adjustment circuit 105, and can quickly return the voltage _Vcr at the voltage division point 104d to the first predetermined voltage value _Vthh or less. Also, the dead time from when the second switching element 102b is turned off until the first switching element 102a is turned on becomes longer, and furthermore, the voltage _Vcr at the voltage division point 104d falls significantly below the second predetermined voltage value _Vthl . Therefore, in order to prevent the voltage _Vcr at the voltage division point 104d from falling significantly below the second predetermined voltage value _Vthl , the voltage adjustment circuit 105 flows a current from the voltage adjustment circuit 105 to the resonance capacitor circuit 104, and can quickly return the voltage _Vcr at the voltage division point 104d to the second predetermined voltage value _Vthl or more. As a result, the voltage _Vcr at the voltage dividing point 104d does not significantly exceed the first predetermined voltage value _Vthh and does not significantly fall below the second predetermined voltage value _Vthl , so that the first switching element 102a and the second switching element 102b perform on/off operations in a well-balanced manner, making it possible to prevent a drop in the output voltage _V0 due to control delay and to suppress switching loss and transformer loss.

制御回路１１０は、分圧点１０４ｄに電流を流し込む第１の電流源１１０ａと、分圧点１０４ｄから電流を流し出す第２の電流源１１０ｂとを備えてもよい。スイッチング制御回路１１１は、第１のスイッチング素子１０２ａに同期して、第１のスイッチング素子１０２ａのオン時には分圧点１０４ｄに電流を流し込むために第１の電流源１１０ａをオンさせ、第２のスイッチング素子１０２ｂに同期して、第２のスイッチング素子１０２ｂのオン時には分圧点１０４ｄから電流を流し出すために第２の電流源１１０ｂをオンさせることによって、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒを調整してもよい。スイッチング制御回路１１１は、第１の電流源１１０ａをオンさせて分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒが第１の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｈより大きくなった場合には、第１のスイッチング素子１０２ａ及び第１の電流源１１０ａをオフし、その後第２のスイッチング素子１０２ｂ及び第２の電流源１１０ｂをオンしてもよい。また、スイッチング制御回路１１１は、第２の電流源１１０ｂをオンさせて分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒが第２の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｌより小さくなった場合には、第２のスイッチング素子１０２ｂ及び第２の電流源１１０ｂをオフし、その後第１のスイッチング素子１０２ａ及び第１の電流源１１０ａをオンしてもよい。 The control circuit 110 may include a first current source 110a for feeding a current to the voltage division point 104d and a second current source 110b for feeding a current from the voltage division point 104d. The switching control circuit 111 may adjust the voltage Vcr at the voltage division point 104d by turning on the first current source 110a in synchronization with the first switching element 102a to feed a current to the voltage division point 104d when the first switching element 102a is on, and turning on the second current source 110b in synchronization with the second switching element 102b to feed a _current from the voltage division point 104d when the second switching element 102b is on. The switching control circuit 111 may turn off the first switching element 102a and the first current source 110a when the voltage _Vcr at the voltage division point 104d becomes larger than a first predetermined voltage value _Vthh , and then turn on the second switching element 102b and the second current source 110b. Also, the switching control circuit 111 may turn off the second switching element 102b and the second current source 110b when the voltage _Vcr at the voltage division point 104d becomes smaller than a second predetermined voltage value _Vthl when the second current source 110b is turned on, and then turn on the first switching element 102a and the first current source 110a.

スイッチング電源装置１００においては、上記のように、スイッチング制御回路１１１が、第１の分圧キャパシタ１０４ｂと第２の分圧キャパシタ１０４ｃとの分圧による分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒを検出することによって、第１のスイッチング素子１０２ａ及び第２のスイッチング素子１０２ｂをオンオフ動作させるスイッチング周波数を制御してもよく、更には、第１の電流源１１０ａの電流と第２の電流源１１０ｂの電流とによる分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒを検出することによって、第１のスイッチング素子１０２ａ及び第２のスイッチング素子１０２ｂをオンオフ動作させるスイッチング周波数を制御してもよい。例えば、第２の分圧キャパシタ１０４ｃの静電容量値を第１の分圧キャパシタ１０４ｂの静電容量値に対して非常に大きくすれば、主に第１の電流源１１０ａの電流と第２の電流源１１０ｂの電流とによる分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒに従って、第１のスイッチング素子１０２ａ及び第２のスイッチング素子１０２ｂのスイッチング周波数を制御することができ、第１の分圧キャパシタ１０４ｂ及び第２の分圧キャパシタ１０４ｃの静電容量値を、第１の電流源１１０ａ及び第２の電流源１１０ｂの電流とオン時間との積に対して非常に大きくすれば、主に第１の分圧キャパシタ１０４ｂと第２の分圧キャパシタ１０４ｃとの分圧による分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒに従って、第１のスイッチング素子１０２ａ及び第２のスイッチング素子１０２ｂのスイッチング周波数を制御することができ、スイッチング電源装置１００の使用者は、必要に応じてスイッチング周波数の制御方法を選択することができる。 In the switching power supply device 100, as described above, the switching control circuit 111 may control the switching frequency for turning on and off the first switching element 102a and the second switching element 102b by detecting the voltage _Vcr at the voltage division point 104d resulting from voltage division between the first voltage division capacitor 104b and the second voltage division capacitor 104c, and may further control the switching frequency for turning on and off the first switching element 102a and the second switching element 102b by detecting the voltage _Vcr at the voltage division point 104d resulting from the current of the first current source 110a and the current of the second current source 110b. For example, if the capacitance value of the second voltage-dividing capacitor 104c is made much larger than the capacitance value of the first voltage-dividing capacitor 104b, the switching frequency of the first switching element 102a and the second switching element 102b can be controlled mainly in accordance with the voltage _Vcr at the voltage-dividing point 104d resulting from the current of the first current source 110a and the current of the second current source 110b. If the capacitance values of the first voltage-dividing capacitor 104b and the second voltage-dividing capacitor 104c are made much larger than the product of the current of the first current source 110a and the second current source 110b and the on-time, the switching frequency of the first switching element 102a and the second switching element 102b can be controlled mainly in accordance with the voltage _Vcr at the voltage-dividing point 104d resulting from the voltage division between the first voltage-dividing capacitor 104b and the second voltage-dividing capacitor 104c. A user of the switching power supply device 100 can select a switching frequency control method as necessary.

図６Ａに示すように、電圧調整回路１０５は、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒに応じて、分圧点１０４ｄから電流を流し出し、又は分圧点１０４ｄに電流を流し込むために、第１の電圧源１０５ｃを備えてもよい。第１の電圧源１０５ｃは、第１の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｈと第２の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｌとの平均値に等しい電圧を出力してもよい。すなわち、第１の電圧源１０５ｃは、第１の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｈと第２の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｌとの間の中点である電圧Ｖ_ｃｍに等しい電圧を出力してもよい。この場合、電圧調整回路１０５は、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒが電圧Ｖ_ｃｍに近づくように、分圧点１０４ｄから電流を流し出し、又は分圧点１０４ｄに電流を流し込む。また、電圧調整回路１０５は、第１の抵抗１０５ａを備えてもよく、第１の抵抗１０５ａを介して分圧点１０４ｄに接続される。この場合、電圧調整回路１０５は、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒが電圧Ｖ_ｃｍに近づくように、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒが第１の電圧源１０５ｃの電圧より大きい場合に、分圧点１０４ｄから第１の抵抗１０５ａを介して電流を流し出し、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒが第１の電圧源１０５ｃの電圧より小さい場合に、分圧点１０４ｄに第１の抵抗１０５ａを介して電流を流し込む。 As shown in FIG. 6A, the voltage adjustment circuit 105 may include a first voltage source 105c for causing a current to flow from the voltage division point 104d or causing a current to flow into the voltage division point 104d depending on the voltage _Vcr at the voltage division point 104d. The first voltage source 105c may output a voltage equal to the average value of the first predetermined voltage value _Vthh and the second predetermined voltage value _Vthl . That is, the first voltage source 105c may output a voltage equal to a voltage _Vcm that is the midpoint between the first predetermined voltage value _Vthh and the second predetermined voltage value _Vthl . In this case, the voltage adjustment circuit 105 causes a current to flow from the voltage division point 104d or causes a current to flow into the voltage division point 104d so that the voltage _Vcr at the voltage division point 104d approaches the voltage _Vcm . The voltage adjustment circuit 105 may also include a first resistor 105a, and is connected to the voltage division point 104d via the first resistor 105a. In this case, when the voltage _Vcr at the voltage division point 104d is greater than the voltage of the first voltage source 105c, the voltage adjustment circuit 105 outputs a current from the voltage division point 104d via the first resistor 105a so that the voltage _Vcr at the voltage division point 104d approaches the voltage _Vcm , and when the voltage _Vcr at the voltage division point 104d is smaller than the voltage of the first voltage source 105c, the voltage adjustment circuit 105 outputs a current to the voltage division point 104d via the first resistor 105a.

図６Ｂに示すように、電圧調整回路１０５は、第１の抵抗１０５ａと第１の電圧源１０５ｃとの間に第１のダイオード１０５ｄ及び第２のダイオード１０５ｅを備えてもよい。第１のダイオード１０５ｄと第２のダイオード１０５ｅとは、互いに対して逆方向に並列に接続される。第１の電圧源１０５ｃは、第１の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｈと第２の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｌとの平均値に等しい電圧を出力してもよい。この場合、電圧調整回路１０５は、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒが電圧Ｖ_ｃｍに近づくように、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒが第１の電圧源１０５ｃの電圧に第２のダイオード１０５ｅのドロップ電圧を加算した電圧より大きくなった場合に、分圧点１０４ｄから第２のダイオード１０５ｅを介して第１の電圧源１０５ｃに電流を流し出し、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒが第１の電圧源１０５ｃの電圧から第１のダイオード１０５ｄのドロップ電圧を減算した電圧より小さくなった場合に、第１の電圧源１０５ｃから第１のダイオード１０５ｄを介して分圧点１０４ｄに電流を流し込む。 6B, the voltage adjustment circuit 105 may include a first diode 105d and a second diode 105e between the first resistor 105a and the first voltage source 105c. The first diode 105d and the second diode 105e are connected in parallel in the opposite direction to each other. The first voltage source 105c may output a voltage equal to the average value of a first predetermined voltage value _Vthh and a second predetermined voltage value _Vthl . In this case, when the voltage _Vcr at the voltage division point 104d becomes _larger than the voltage obtained by adding the drop voltage of the second diode 105e to the voltage of the first voltage source 105c, the voltage adjustment circuit 105 flows a current from the voltage division point 104d to the first voltage source 105c via the second diode 105e, so that the voltage _Vcr at the voltage division point 104d approaches the voltage Vcm, and when the voltage _Vcr at the voltage division point 104d becomes smaller than the voltage obtained by subtracting the drop voltage of the first diode 105d from the voltage of the first voltage source 105c, the voltage adjustment circuit 105 flows a current from the first voltage source 105c to the voltage division point 104d via the first diode 105d.

図６Ｃに示すように、電圧調整回路１０５は、第１の抵抗１０５ａにエミッタが接続されたＮＰＮトランジスタ１０５ｆ、第１の抵抗１０５ａにエミッタが接続されたＰＮＰトランジスタ１０５ｇ、及びＮＰＮトランジスタ１０５ｆのベースとＰＮＰトランジスタ１０５ｇのベースとに接続された第２の電圧源１０５ｈを備えてもよい。第２の電圧源１０５ｈは、第１の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｈと第２の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｌとの平均値に等しい電圧を出力してもよい。この場合、電圧調整回路１０５は、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒが電圧Ｖ_ｃｍに近づくように、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒが第２の電圧源１０５ｈの電圧にＰＮＰトランジスタ１０５ｇのエミッタ－ベース間電圧を加算した電圧より大きくなった場合に、分圧点１０４ｄからＰＮＰトランジスタ１０５ｇを介してＧＮＤに電流を流し出し、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒが第２の電圧源１０５ｈの電圧からＮＰＮトランジスタ１０５ｆのベース－エミッタ間電圧を減算した電圧より小さくなった場合に、第１の電圧源１０５ｃからＮＰＮトランジスタ１０５ｆを介して分圧点１０４ｄに電流を流し込む。 6C, the voltage adjustment circuit 105 may include an NPN transistor 105f having an emitter connected to the first resistor 105a, a PNP transistor 105g having an emitter connected to the first resistor 105a, and a second voltage source 105h connected to the base of the NPN transistor 105f and the base of the PNP transistor 105g. The second voltage source 105h may output a voltage equal to the average value of a first predetermined voltage value _Vthh and a second predetermined voltage value _Vthl . In this case, when the voltage _Vcr at the voltage-dividing point 104d becomes _larger than the voltage obtained by adding the emitter-base voltage of the PNP transistor 105g to the voltage of the second voltage source 105h, the voltage adjustment circuit 105 flows a current from the voltage-dividing point 104d to GND via the PNP transistor 105g, so that the voltage _Vcr at the voltage-dividing point 104d approaches the voltage Vcm, and when the voltage _Vcr at the voltage-dividing point 104d becomes smaller than the voltage obtained by subtracting the base-emitter voltage of the NPN transistor 105f from the voltage of the second voltage source 105h, the voltage adjustment circuit 105 flows a current from the first voltage source 105c to the voltage-dividing point 104d via the NPN transistor 105f.

図６Ｄに示すように、電圧調整回路１０５は、第２の電圧源１０５ｈの代わりに、ＮＰＮトランジスタ１０５ｆのベースとＰＮＰトランジスタ１０５ｇのベースとに接続された第２の抵抗１０５ｉ及び第３の抵抗１０５ｊを備えてもよい。第２の抵抗１０５ｉと第３の抵抗１０５ｊとによって分圧された電圧は、第１の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｈと第２の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｌとの平均値に等しい電圧であってもよい。この場合、電圧調整回路１０５は、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒが電圧Ｖ_ｃｍに近づくように、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒが第２の抵抗１０５ｉと第３の抵抗１０５ｊとによって分圧された電圧にＰＮＰトランジスタ１０５ｇのエミッタ－ベース間電圧を加算した電圧より大きくなった場合に、分圧点１０４ｄからＰＮＰトランジスタ１０５ｇを介してＧＮＤに電流を流し出し、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒが第２の抵抗１０５ｉと第３の抵抗１０５ｊとによって分圧された電圧からＮＰＮトランジスタ１０５ｆのベース－エミッタ間電圧を減算した電圧より小さくなった場合に、第１の電圧源１０５ｃからＮＰＮトランジスタ１０５ｆを介して分圧点１０４ｄに電流を流し込む。 6D, the voltage adjustment circuit 105 may include a second resistor 105i and a third resistor 105j connected to the base of the NPN transistor 105f and the base of the PNP transistor 105g, instead of the second voltage source 105h. The voltage divided by the second resistor 105i and the third resistor 105j may be equal to the average value of the first predetermined voltage value _Vthh and the second predetermined voltage value _Vthl . In this case, when the voltage _Vcr at the voltage-dividing point 104d becomes larger than the _voltage obtained by adding the emitter _- base voltage of the PNP transistor 105g to the voltage divided by the second resistor 105i and the third resistor 105j, the voltage adjustment circuit 105 flows a current from the voltage-dividing point 104d to GND via the PNP transistor 105g, so that the voltage Vcr at the voltage-dividing point 104d approaches the voltage Vcm, and when the voltage _Vcr at the voltage-dividing point 104d becomes smaller than the voltage obtained by subtracting the base-emitter voltage of the NPN transistor 105f from the voltage divided by the second resistor 105i and the third resistor 105j, the voltage adjustment circuit 105 flows a current from the first voltage source 105c to the voltage-dividing point 104d via the NPN transistor 105f.

このように、第１の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｈと第２の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｌとの平均値に等しい電圧を基準として、電流調整回路１０５が、分圧点１０４ｄから電流を流し出し、又は分圧点１０４ｄに電流を流し込むことによって、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒの経時的な平均電圧値は、第１の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｈと第２の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｌとの平均値に等しい電圧、すなわち、第１の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｈと第２の所定の電圧値Ｖ_ｔｈｌとの間の中点である電圧Ｖ_ｃｍに等しい電圧に近づくようになる。これによって、第１のスイッチング素子１０２ａをオフし、その後第２のスイッチング素子１０２ｂをオンするまでのデッドタイムと、第２のスイッチング素子１０２ｂをオフし、その後第１のスイッチング素子１０２ａをオンするまでのデッドタイムとの間の時間差が小さくなり、第１のスイッチング素子１０２ａ及び第２のスイッチング素子１０２ｂは、バランス良くオンオフ動作して、制御遅延による出力電圧Ｖ_０の低下を防止することができ、且つスイッチング損失及びトランス損失を抑制することができる。 In this way, by the current adjustment circuit 105 supplying a current to or sinking a current into the voltage division point 104d using a voltage equal to the average value of the first predetermined voltage value _Vthh and the second predetermined voltage value _Vthl as a reference, the average voltage value over time of the voltage _Vcr at the voltage division point 104d approaches a voltage equal to the average value of the first predetermined voltage value _Vthh and the second predetermined voltage value _Vthl , that is, a voltage equal to the voltage _Vcm which is the midpoint between the first predetermined voltage value _Vthh and the second predetermined voltage value _Vthl . This reduces the time difference between the dead time from when the first switching element 102a is turned off and then when the second switching element 102b is turned on, and the dead time from when the second switching element 102b is turned off and then when the first switching element 102a is turned on. This allows the first switching element 102a and the second switching element 102b to perform on/off operation in a well-balanced manner, making it possible to prevent a drop in the output voltage _V0 due to control delay, and to suppress switching loss and transformer loss.

図６Ｂ～図６Ｄに示すように、電圧調整回路１０５は、第１の抵抗１０５ａに対して直列に接続されたキャパシタ１０５ｂを備えてもよい。電圧調整回路１０５は、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒに応じて、分圧点１０４ｄから第１の抵抗１０５ａを介してキャパシタ１０５ｂに電流を流し出し、又はキャパシタ１０５ｂから第１の抵抗１０５ａを介して分圧点１０４ｄに電流を流し込む。電圧調整回路１０５は、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒがキャパシタ１０５ｂに印加される電圧より大きい場合に分圧点１０４ｄから第１の抵抗１０５ａを介してキャパシタ１０５ｂに電流を流し出し、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒがキャパシタ１０５ｂに印加される電圧より小さい場合にキャパシタ１０５ｂから第１の抵抗１０５ａを介して分圧点１０４ｄに電流を流し込んでもよい。第１の抵抗１０５ａの抵抗値及びキャパシタ１０５ｂの静電容量値は、第１の抵抗１０５ａの抵抗値及びキャパシタ１０５ｂの静電容量値より得られるカットオフ周波数が第１のスイッチング素子１０２ａ及び第２のスイッチング素子１０２ｂのスイッチング周波数より低くなるように設定される。これによって、第１のスイッチング素子１０２ａ及び第２のスイッチング素子１０２ｂのスイッチング周波数は、主に生成された共振電流の周波数並びに／又は第１の電流源１１０ａ及び第２の電流源１１０ｂの電流によって決定され、電圧調整回路１０５は、分圧点１０４ｄの電圧Ｖ_ｃｒが電圧Ｖ_ｃｍに近づくようにするための補助的な手段として機能することができる。 As shown in Figures 6B to 6D, the voltage adjustment circuit 105 may include a capacitor 105b connected in series to the first resistor 105a. The voltage adjustment circuit 105 outputs a _current from the voltage division point 104d to the capacitor 105b via the first resistor 105a, or outputs a current from the capacitor 105b to the voltage division point 104d via the first resistor 105a, depending on the voltage _Vcr of the voltage division point 104d. The voltage adjustment circuit 105 may output a current from the voltage division point 104d to the capacitor 105b via the first resistor 105a when the voltage Vcr of the voltage division point 104d is larger than the voltage applied to the capacitor 105b, and may output a current from the capacitor 105b to the voltage division point 104d via the first resistor 105a when the voltage _Vcr of the voltage division point 104d is smaller than the voltage applied to the capacitor 105b. The resistance value of the first resistor 105a and the capacitance value of the capacitor 105b are set so that the cutoff frequency obtained by the resistance value of the first resistor 105a and the capacitance value of the capacitor 105b is lower than the switching frequency of the first switching element 102a and the second switching element 102b. As a result, the switching frequency of the first switching element 102a and the second switching element 102b is mainly determined by the frequency of the generated resonant current and/or the current of the first current source 110a and the second current source 110b, and the voltage adjustment circuit 105 can function as an auxiliary means for making the voltage _Vcr at the voltage division point 104d approach the voltage _Vcm .

上記記載は特定の実施例についてなされたが、本発明はそれに限らず、本発明の原理と添付の特許請求の範囲の範囲内で種々の変更及び修正をすることができることは当業者に明らかである。 Although the above description is given with respect to a specific embodiment, it will be apparent to those skilled in the art that the present invention is not limited thereto, and that various changes and modifications can be made within the scope of the principles of the present invention and the appended claims.

１００スイッチング電源装置
１０１入力電源
１０２スイッチング回路
１０２ａ第１のスイッチング素子
１０２ｂ第２のスイッチング素子
１０３トランス
１０３ａ入力巻線
１０３ｂ第１の出力巻線
１０３ｃ第２の出力巻線
１０４共振用キャパシタ回路
１０４ａ基準キャパシタ
１０４ｂ第１の分圧キャパシタ
１０４ｃ第２の分圧キャパシタ
１０４ｄ分圧点
１０５電圧調整回路
１０５ａ第１の抵抗
１０５ｂキャパシタ
１０５ｃ第１の電圧源
１０５ｄ第１のダイオード
１０５ｅ第２のダイオード
１０５ｆＮＰＮトランジスタ
１０５ｇＰＮＰトランジスタ
１０５ｈ第２の電圧源
１０５ｉ第２の抵抗
１０５ｊ第３の抵抗
１０６補償回路
１０７整流平滑回路
１０７ａ平滑キャパシタ
１０７ｂ第１の整流素子
１０７ｃ第２の整流素子
１０８出力負荷
１０９共振用インダクタ
１１０制御回路
１１０ａ第１の電流源
１１０ｂ第２の電流源
１１１スイッチング制御回路
１１１ａ完全差動増幅増幅器
１１１ｂ第１の比較器
１１１ｃ第２の比較器
１１１ｄ第１のＳＲフリップフロップ回路
１１１ｅ第２のＳＲフリップフロップ回路
１１１ｆデッドタイム制御回路 REFERENCE SIGNS LIST 100 Switching power supply device 101 Input power supply 102 Switching circuit 102a First switching element 102b Second switching element 103 Transformer 103a Input winding 103b First output winding 103c Second output winding 104 Resonant capacitor circuit 104a Reference capacitor 104b First voltage dividing capacitor 104c Second voltage dividing capacitor 104d Voltage dividing point 105 Voltage adjustment circuit 105a First resistor 105b Capacitor 105c First voltage source 105d First diode 105e Second diode 105f NPN transistor 105g PNP transistor 105h Second voltage source 105i Second resistor 105j Third resistor 106 Compensation circuit 107 Rectification smoothing circuit 107a Smoothing capacitor 107b First rectifier element 107c Second rectifier element 108 Output load 109 Resonant inductor 110 Control circuit 110a First current source 110b Second current source 111 Switching control circuit 111a Fully differential amplifier 111b First comparator 111c Second comparator 111d First SR flip-flop circuit 111e Second SR flip-flop circuit 111f Dead time control circuit

Claims

a transformer having an input winding and an output winding;
a resonance capacitor circuit connected in series to the input winding;
a switching circuit having a first switching element and a second switching element, the switching circuit turning on and off the first switching element and the second switching element to generate a resonant current in order to generate an AC voltage in the output winding;
a rectifying and smoothing circuit connected to the output winding, which rectifies and smoothes the AC voltage to generate a predetermined output voltage;
a control circuit which, when it is determined that a voltage applied to the resonance capacitor circuit has become larger than a first predetermined voltage value, turns off the first switching element and then turns on the second switching element, and, when it is determined that the voltage applied to the resonance capacitor circuit has become smaller than a second predetermined voltage value, turns off the second switching element and then turns on the first switching element,
The switching power supply device further comprises a voltage adjustment circuit that causes a current to flow from the resonance capacitor circuit or a current to flow into the resonance capacitor circuit according to a voltage applied to the resonance capacitor circuit.

The switching power supply device according to claim 1, further comprising a resonant inductor connected in series with the input winding.

The switching power supply device according to claim 1 or 2, wherein the resonant capacitor circuit includes a reference capacitor, a first voltage dividing capacitor and a second voltage dividing capacitor that are connected in parallel to the reference capacitor and pass a part of the resonant current, and the first voltage dividing capacitor and the second voltage dividing capacitor are connected in series with each other.

The switching power supply device according to claim 3, wherein the control circuit detects the voltage at the voltage division point obtained by dividing the voltage between the first voltage division capacitor and the second voltage division capacitor, and when it is determined that the voltage at the voltage division point is greater than the first predetermined voltage value, turns off the first switching element and then turns on the second switching element, and when it is determined that the voltage at the voltage division point is less than the second predetermined voltage value, turns off the second switching element and then turns on the first switching element.

The switching power supply device according to claim 4, wherein the voltage adjustment circuit includes a resistor connected to the voltage division point and a voltage source that outputs a voltage equal to the average value of the first predetermined voltage value and the second predetermined voltage value, and the voltage adjustment circuit outputs a current from the voltage division point or outputs a current to the voltage division point via the resistor.

The switching power supply device according to claim 5, wherein the voltage adjustment circuit sources a current from the voltage division point or sources a current into the voltage division point so that the average voltage value over time of the voltage at the voltage division point approaches the average value of the first predetermined voltage value and the second predetermined voltage value.

The switching power supply device according to claim 5, wherein the voltage regulation circuit includes a capacitor connected in series with the resistor.

The switching power supply device according to claim 7, wherein the cutoff frequency obtained from the resistance value of the resistor and the capacitance value of the capacitor is lower than the switching frequencies of the first switching element and the second switching element.

The switching power supply device according to claim 7, wherein the voltage adjustment circuit either supplies a current from the voltage division point to the capacitor or supplies a current from the capacitor to the voltage division point depending on the voltage at the voltage division point.

The switching power supply device according to claim 5, wherein the voltage adjustment circuit sources a current from the voltage division point or sources a current into the voltage division point so that the time difference between the dead time from turning off the first switching element to turning on the second switching element and the dead time from turning off the second switching element to turning on the first switching element is small.