JP2023543256A - 電流センサ機構を有する直流電圧コンバータ - Google Patents

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Abstract

入力電圧Ｖ１を少なくとも１つの可変の出力直流電圧Ｖｏｕｔへと変換するための直流電圧コンバータであって、それぞれ少なくとも１つの電子制御可能なハーフブリッジ（３，３'）を有する少なくとも２つの切換式のコンバータユニット（２，２'）と、可変の周期時間と可変のデューティ比とをもって変調方式でハーフブリッジ（３，３'）を制御するために構成された制御ユニット（４）とを含み、コンバータユニット（２，２'）の出力回線（５，５'）に専用の電流センサ（６，６'）がそれぞれ設けられ、制御ユニット（４）は、電流センサ（６，６'）により測定されたコンバータユニット（２，２'）の電流の強さＩ２，Ｉ２'を受信して、互いに相違するデューティ比でコンバータユニット（２，２'）を制御するために、特に、いくつかのコンバータユニット（２，２'）を他のコンバータユニット（２，２'）に比べて低減されたデューティ比で作動化するために、または作動化しないために、構成される。

Description

本発明は、電流センサ機構を有する直流電圧コンバータに関し、および、このような種類の直流電圧コンバータを有するセルテスターに関する。
従来技術より、電子制御可能なハーフブリッジを有する切換式のコンバータユニットを利用して、入力直流電圧を、時間的に可変の１つまたは複数の出力直流電圧へと変換するための、制御式の直流電圧コンバータ（ＤＣ／ＤＣコンバータ）が知られている。このとき、電子制御ユニットがそれぞれのコンバータユニットの同期した作動化のために作用し、それは電子制御ユニットが、たとえばパルス幅変調（ＰＷＭ）などの変調方式によって、可変の周期時間と可変のデューティ比とをもってハーフブリッジをオンオフすることによる。ハーフブリッジの半導体スイッチは、入力直流電圧を高い切換周波数でオンオフする；これに後置されたフィルタ機構が、生成された電圧パルスを平滑化して、これを所望の出力直流電圧へと変換する。このとき切換周波数は電源周波数を大幅に上回り、多くの場合に２０ｋＨｚである。出力直流電圧は入力直流電圧よりも低くても高くてもよく、同一または相違する極性を有することができる。
伝送される電流を測定するために、ないしは伝送される出力を測定するために、電流センサ機構によって出力電流を測定することが知られている。しかしながら１つの問題は、従来式の電流センサでは、厳密に定義された測定範囲内でしか高い精度が可能でないという点にある。
したがって従来技術では多くの場合、ちょうど予想される電流範囲内で所望の精度が実現されるように、電流センサ機構を設計することが試みられる。予想される電流範囲から外れると、従来式の電流センサでは測定範囲が切り換えられる。しかしそのために不連続性が生じ、この不連続性は、提供される有効信号のダイナミクスが大きくなるほど有害なものとなる。
しかし、他ならぬ電気バッテリモジュールや燃料電池のセルテスターは、時間領域においてだけでなく負荷電流のオーダーに関しても、非常に高いダイナミスでの直流電圧の提供を必要とする。そこでは幅広い電流範囲にわたって高いダイナミクスのもとで、非常に高い測定精度が望ましいはずである。たとえば具体的な要求事項は、０Ａ～２５０Ａの電流範囲で最大１５０ｋＨｚのダイナミクスを有する可変の直流電圧のもとでの、電流ないし出力の高精度の測定である。
したがって本発明の課題は、この問題を取り除き、時間的にハイダイナミックな直流電圧を生成することができ、その際に伝送される電流を一定の高い精度で非常に幅広い測定範囲にわたって測定することができる、電気的な直流電圧コンバータならびにセルテスターを提供することにある。
この課題は請求項１に記載の装置によって解決される。
本発明による直流電圧コンバータは入力電圧Ｖ１を少なくとも１つの可変の出力直流電圧Ｖｏｕｔへと変換するために構成され、それぞれ少なくとも１つの電子制御可能なハーフブリッジを有する少なくとも２つの切換式のコンバータユニットを含み、ならびに、可変の周期時間と可変のデューティ比とをもって変調方式でハーフブリッジを制御するために構成された制御ユニットを含む。
本発明によると、切換式のコンバータユニットの出力回線に専用の電流センサがそれぞれ設けられる。
制御ユニットは、電流センサにより測定されたコンバータユニットの電流の強さを受信して、互いに相違するデューティ比でコンバータユニットを制御するために構成される。特に制御ユニットは、いくつかのコンバータユニットを他のコンバータユニットと比べて低減されたデューティ比で作動化することができる。制御ユニットは、いくつかのコンバータユニットを作動化しないために、すなわちゼロのデューティ比で作動化するために、構成されていてもよい。すなわち本発明によると制御ユニットは、それぞれのコンバータユニットを介して伝送される、伝送される電流全体の割合を制御する。
コンバータユニットの出力回線は、電流センサの後で相互接続されるのが好ましい。それにより、出力回線の電流が互いに加算されることが実現される。制御ユニットは、電流センサへの照会によって合計電流Ｉｏｕｔを計算するために構成されていてよい。任意の数のコンバータユニットおよびこれらに付属する出力回線が設けられていてよい。制御ユニットは、出力回線のすべての電流の合計として合計電流を計算する。
結果的に、付属の電流センサが合計電流の該当する電流強さについて最小の測定誤差を有しているコンバータユニットが作動化されるように、制御ユニットが変調方式を適合化することができる。したがって全体の合計電流について最小の測定誤差が実現され、測定範囲を切り換える必要はない。測定範囲を切り換える代わりに、制御ユニットは、付属の電流センサが適切な定格電流を有しているコンバータユニットを作動化する。
特に制御ユニットは、計算された合計電流Ｉｏｕｔに依存して、または合計電流の目標値Ｉｓｏｌｌに依存して、コンバータユニットを作動化するために構成されていてよい。換言すると制御ユニットは、伝送されるべき合計電流を前もってすでに知っていることができ、付属の電流センサがこの目標値についてもっとも小さい測定誤差をもたらすことになるコンバータユニットを事前に作動化する。
本発明の実施形態では、電流センサはそれぞれ等しい定格電流ＩＮ，ＩＮ'を有することができる。本発明の別の実施形態では、電流センサは相違する定格電流ＩＮ，ＩＮ'を有することができる。特に、電流センサはそれぞれ相違する測定範囲を有することが意図されていてよい。
電流センサの定格電流と、この測定範囲でのそれぞれ特定のスケール精度（フルスケール精度）とが結びつけられる。たとえば、ＩＮ＝６００Ａと、６００Ａまでの測定範囲で０．０１％のスケール精度とを有する電流センサは＋／－６０ｍＡの予想される誤差を有し、ＩＮ'＝３００Ａの定格電流と、３００Ａまでの測定範囲で同一のスケール精度とを有する電流センサは＋／－３０ｍＡの誤差を有する。すなわち、高い定格電流を有する電流センサの絶対的に予想される測定誤差は、通常、低い定格電流を有する電流センサのそれよりも大きい。
電流センサは、低抵抗の電気的なシャント抵抗と、電圧計とをそれぞれ有することができる。特に、電流センサは測定抵抗Ｒｍ，Ｒｍ'を有することができ、その抵抗値は少なくとも係数５だけ、たとえば係数１０から２０だけ、相違している。たとえば第１の電流センサの抵抗値Ｒｍは約１００μΩであってよく、第２の電流センサの抵抗値Ｒｍ'は約２ｍΩであってよい。あるいは、電流センサは誘導式の電流測定をするための磁気回路を有することもできる。本発明は、電流測定をするための特定のメカニズムに限定されるものではない。
制御ユニットは、合計電流Ｉｏｕｔを定格電流ＩＮ，ＩＮ'と比較し、合計電流よりも大きいが合計電流にもっとも近い定格電流を付属の電流センサが有しているコンバータユニットを作動化するために構成されていてよい。このことが好ましいのは、ただ１つの電流センサの定格電流よりも合計電流が小さい場合である。
あるいは制御ユニットは、合計電流Ｉｏｕｔを定格電流ＩＮ，ＩＮ'と比較し、それぞれの定格電流の合計が合計電流よりも大きいが合計電流にもっとも近いコンバータユニットを作動化するために構成されていてもよい。このことが好ましいのは、電流センサのそれぞれ個々の定格電流よりも合計電流が大きい場合である。それにより、作動化されたコンバータユニットの出力回線における電流強さが、付属の電流センサの定格電流ＩＮ，ＩＮ'よりもそのつど低いが、可能な限りこれに近いことが保証される。それにより、予想される測定誤差を低減するために、使用される電流センサの測定範囲がそのつど可能な限り幅広く活用される。
本発明によると、出力回線にインターリービングチョークが設けられることが意図されていてよい。コンバータユニットのうちの少なくとも１つは、２つ、３つ、４つ、またはそれ以上のハーフブリッジを有することができ、これらの出力部がそれぞれの共通の出力回線を形成するために、特に電流補償されていてよいインターリービングチョークを介して相互接続される。
各々のハーフブリッジは、制御される２つの半導体スイッチまたは制御される１つの半導体スイッチ、およびダイオードを含むことができ、半導体スイッチは好ましくはＳｉＣトランジスタまたはＧａＮトランジスタとして構成され、場合により、これらのトランジスタのうちの複数が並列接続される。
コンバータユニットは１つの共通の変換器モジュールに統合されていてよい。
制御ユニットは、ＳｉＣトランジスタが使用される場合には最大２００ｋＨｚの切換周波数で、たとえば２４ｋＨｚ、３３ｋＨｚ、または７５ｋＨｚでハーフブリッジを制御し、ＧａＮトランジスタが使用される場合には最大２．５ＭＨｚの切換周波数でこれを制御するために構成されていてよい。
コンバータユニットの出力回線には、提供されるべき有効信号の周波数を超える限界周波数を有する、好ましくは３０ｋＨｚを超える、たとえば約６０ｋＨｚの、最大で１５０ｋＨｚを超える限界周波数を有する、ローパスフィルタとして構成されたＬＣフィルタ機構が配置されていてよい。
ＬＣフィルタ機構には、それぞれ約１５０ｎＨから３００ｎＨの範囲内のインダクタンスを有するフィルタチョークが設けられていてよい。電流センサは、たとえば約５０Ａ、１７５Ａ、３００Ａ、６００Ａ、または７００Ａの範囲内の定格電流ＩＮ，ＩＮ'を有することができる。電流センサの測定精度は、定格電流ＩＮ，ＩＮ'に関して、たとえばおよそ＋／－０．００５％、＋／－０．０１％、または＋／－０．０５％の範囲内にあってよい。
本発明による直流電圧コンバータは、低い測定精度およびたとえば約１ＭＨｚの高いダイナミクスを有する第１の測定チャネルと、高い測定精度およびたとえば約１０Ｈｚの低いダイナミクスを有する第２の測定チャネルとを有することができ、制御ユニットは両方の測定チャネルをシーケンシャルに、または同時に、照会するために構成されていてよい。両方の測定チャネルは互いに分離されていてよいが、両方の測定チャネルがそれぞれの電流センサに統合されていてもよい。たとえば電流センサは、電圧降下を測定するためのそれぞれ１つのシャント抵抗と、付属の２つの電圧増幅器と、２つの測定チャネルで電圧降下を測定およびデジタル化するための後置された２つのＡ／Ｄコンバータとを有することができる。
電流センサは熱的なコンディショニングをするために、たとえば約５０℃の電流センサの温度を保証するために、たとえばペルチエ素子や液体冷却体などの冷却部材と、および／またはたとえば線条抵抗器などの加熱部材と、熱伝導式に結合されていてよい。
本発明による直流電圧コンバータは、入力直流電圧Ｖ１を出力直流電圧Ｖｏｕｔから分離するために、内部の電気的な分離部を、たとえば変圧器を、有することができる。
さらに本発明は、本発明による直流電圧コンバータを含む、１つまたは複数の電気的なバッテリセルまたは燃料電池をテストするためのセルテスターに関する。ここでセルテスターという概念は、電気エネルギー蓄積器または燃料電池を試験するためのあらゆる装置を含み、特に、個々のセル、複数のセル、個々または複数のバッテリパック、あるいは電気バッテリ全体を試験するための装置を含む。
入力電圧Ｖ１を提供するために、電気的な分離部を有する、たとえば変圧器を有する、電源変換器が設けられていてよい。
本発明のその他の構成要件は、特許請求の範囲、図面、および以下の説明から明らかとなる。次に、他を排除するのではない実施例を参照しながら本発明について説明する。
図１ａは、本発明によるセルテスターの実施形態の模式的なブロック図を示す。 図１ｂは、本発明による直流電圧コンバータの実施形態の模式的な回路図を示す。 図１ｃは、本発明による直流電圧コンバータの別の実施形態の模式的な回路図を示す。 図１ｄは、本発明による直流電圧コンバータの別の実施形態の模式的な回路図を示す。
図１ａは、本発明によるセルテスターの実施形態の模式的なブロック図を示している。セルテスターは、たとえば共通のバッテリモジュールの一部であってよい１つまたは複数の電気的なバッテリセル８，８'をテストするために構成されており、本発明による２つの直流電圧コンバータ１，１'を含んでいる。
直流電圧コンバータ１，１'は、共通の電源変換器１０から入力電圧Ｖ１の供給を受ける。電源変換器１０は３相の供給電源に接続されており、たとえば内部変圧器などの電気的な分離部を備えている。直流電圧コンバータ１，１'は、振幅範囲と周波数範囲の中でハイダイナミックに可変である、互いに独立した直流電圧Ｖｏｕｔ，Ｖｏｕｔ'をバッテリセル８，８'のテストのために生成する。制御ユニット４が、模式的に示すデータ回線を介して両方の直流電圧コンバータ１，１'と接続されており、供給される電流値ないし電圧値をこれらから受信する。さらに制御ユニット４は、制御回線を介して、直流電圧コンバータ１，１'のコンバータユニットと接続されている。
図示しない実施例では、各々の直流電圧コンバータ１，１'が内部の電気的な分離部を含む。このことが特に好ましいのは、テストされるべきバッテリセル８，８'が互いに電気接続されている場合であり、たとえば、これらが共通のバッテリパックの一部となっている場合である。
図１ｂは、本発明による直流電圧コンバータ１の実施形態の模式的な回路図を示している。直流電圧コンバータ１は、電子制御可能なハーフブリッジ３，３'をそれぞれ有する２つの切換式のコンバータユニット２，２'と、可変の周期時間と可変のデューティ比とをもって変調方式でハーフブリッジ３，３'を制御するために構成された電子制御ユニット４とを含んでいる。コンバータユニット２，２'の出力回線５，５'に、専用の電流センサ６，６'がそれぞれ設けられている。
制御ユニット４は、電流センサ６，６'により測定されたコンバータユニット２，２'の電流の強さＩ２，Ｉ２'を、模式的に示唆しているデータ回線を介して受信して処理するために構成されている。
コンバータユニット２，２'の出力回線５，５'は電流センサ６，６'の後で相互接続されており、それにより出力回線５，５'の電流が互いに加算される。制御ユニット４は、合計電流Ｉｏｕｔ＝Ｉ２＋Ｉ２'を計算するために構成されている。
さらに制御ユニット４は、互いに相違するデューティ比でコンバータユニット２，２'を制御するために構成されている。すなわち制御ユニットは、コンバータユニット２をコンバータユニット２'に比べて低減されたデューティ比で作動化することができ、または、コンバータユニット２，２'のうちの一方を作動化しないことができる。このことは、計算された合計電流Ｉｏｕｔに依存して、または合計電流Ｉｏｕｔの目標値Ｉｓｏｌｌに依存して、行われる。
本実施例では、第１の電流センサ６の定格電流はＩＮ＝６００Ａに等しく、第２の電流センサ６'の定格電流はＩＮ＝３００Ａに等しい。これらの電流センサのスケール誤差はそれぞれ０．０１％である。このケースでは制御装置は、０Ａから３００Ａの合計電流のもとでは、測定誤差を＋／－３０ｍＡに制限するために、第２のコンバータユニット２'だけを作動化する。３００Ａから６００Ａの合計電流のもとでは、測定誤差を＋／－６０ｍＡに制限するために、第１のコンバータユニット２が作動化され、第２のコンバータユニット２'は不作動化される。６００Ａから９００Ａの合計電流のもとでは、制御ユニットは第１のコンバータユニット２と第２のコンバータユニット２'を両方とも作動化する。このとき第１のコンバータユニット２は、第２の電流センサ２'を３００Ａの測定電流で全面的に活用して第１の電流センサ２の負荷を低くするために、第２のコンバータユニット２'に比べて低減されたデューティ比で作動化することができる。最後に９００Ａの合計電流のもとでは、両方のコンバータユニット２，２'が同じ大きさのデューティ比で作動化される。
図示しない別の実施例では、定格電流がＩＮ＝３００Ａに等しい同一の電流センサを有する３つのコンバータユニットが設けられる。これらの電流センサのスケール誤差はそれぞれ０．０１％である。このケースでは制御ユニットは、測定誤差を＋／－３０ｍＡに制限するために、０Ａから３００Ａの合計電流のもとでは第１のコンバータユニットを作動化する。３００Ａから６００Ａの合計電流のもとでは、測定誤差を＋／－６０ｍＡに制限するために、第２のコンバータユニットが追加的に作動化される。６００Ａから９００Ａの合計電流のもとでは、制御ユニットは、測定誤差を＋／－９０ｍＡに制限するために、第３のコンバータユニットを追加的に作動化する。
コンバータユニット２，２'の出力回線５，５'には、インターリービングチョーク７，７'が設けられている。各々のハーフブリッジ３，３'は、ＳｉＣトランジスタとして構成された制御式の２つの半導体スイッチを含んでおり、これらのトランジスタの複数が半導体スイッチを形成するために並列接続される。コンバータユニット２，２'は共通の変換器モジュール８に統合されている。切換周波数は、本実施例では約７５ｋＨｚである。
コンバータユニット２，２'の出力回線５，５'には、提供される有効信号の周波数すなわちここでは約４５ｋＨｚを超える限界周波数を有するローパスフィルタとして構成されたＬＣフィルタ機構９，９'が配置されている。
図１ｃは、本発明による直流電圧コンバータの別の実施形態の模式的な回路図を示している。この実施例は図１ｂのものに相当しているが、第１のコンバータユニット２が並列接続された３つのハーフブリッジ３，３ａ，３ｂを有していて、それらの出力部がインターリービングチョーク７，７ａ，７ｂを介して相互接続されているという違いがある。同じく両方の出力回線５，５'に、電流センサ６，６'が設けられている。低い測定精度およびたとえば約１ＭＨｚの高いダイナミクスを有する第１の測定チャネル１１と、高い測定精度およびたとえば１０Ｈｚの低いダイナミクスを有する第２の測定チャネル１１'とが設けられており、制御ユニット４は両方の測定チャネル１１，１１'に照会をするために構成されている。電流センサ６，６'は第２の測定チャネル１１'を利用することができる；それに対して第１の測定チャネル１１については、模式的に示唆している別個の電流センサが設けられている。
図１ｄは、本発明による直流電圧コンバータの別の実施形態の模式的な回路図を示している。この実施例は図１ｃのものに相当しているが、電流センサ６，６'がそれぞれ第１の測定チャネル１１と第２の測定チャネル１１'とを利用できるという違いがある。この目的のために電流センサ６，６'には、模式的に示唆しているそれぞれ２つの電圧測定装置が、たとえば異なる限界周波数およびＡ／Ｄコンバータを有する別個の電圧増幅器の形態で配置されている。
しかしながら本発明は本実施例に限定されるものではなく、下記の特許請求の範囲の枠内にある一切の装置を含む。特に本発明は、特定の種類の電流センサの使用に限定されるものではない。
１ 直流電圧コンバータ
２，２' コンバータユニット
３，３' ハーフブリッジ
４ 制御ユニット
５，５' 出力回線
６，６' 電流センサ
７，７ａ，７ｂ，７' インターリービングチョーク
８，８' バッテリセル
９，９' ＬＣフィルタ機構
１０ 電源変換器
１１，１１' 測定チャネル
本発明は、電流センサ機構を有する直流電圧コンバータに関し、および、このような種類の直流電圧コンバータを有するセルテスターに関する。
従来技術より、電子制御可能なハーフブリッジを有する切換式のコンバータユニットを利用して、入力直流電圧を、時間的に可変の１つまたは複数の出力直流電圧へと変換するための、制御式の直流電圧コンバータ（ＤＣ／ＤＣコンバータ）が知られている。このとき、電子制御ユニットがそれぞれのコンバータユニットの同期した作動化のために作用し、それは電子制御ユニットが、たとえばパルス幅変調（ＰＷＭ）などの変調方式によって、可変の周期時間と可変のデューティ比とをもってハーフブリッジをオンオフすることによる。ハーフブリッジの半導体スイッチは、入力直流電圧を高い切換周波数でオンオフする；これに後置されたフィルタ機構が、生成された電圧パルスを平滑化して、これを所望の出力直流電圧へと変換する。このとき切換周波数は電源周波数を大幅に上回り、多くの場合に２０ｋＨｚである。出力直流電圧は入力直流電圧よりも低くても高くてもよく、同一または相違する極性を有することができる。
伝送される電流を測定するために、または伝送される出力を測定するために、電流センサ機構によって出力電流を測定することが知られている。しかしながら１つの問題は、従来式の電流センサでは、厳密に定義された測定範囲内でしか高い精度が可能でないという点にある。
したがって従来技術では多くの場合、ちょうど予想される電流範囲内で所望の精度が実現されるように、電流センサ機構を設計することが試みられる。予想される電流範囲から外れると、従来式の電流センサでは測定範囲が切り換えられる。しかしそのために不連続性が生じ、この不連続性は、提供される有効信号のダイナミクスが大きくなるほど有害なものとなる。この点について従来技術より、たとえばドイツ特許出願公開第１０２０１２１０６２６２Ａ１号明細書、欧州特許出願公開第２８６３５２８Ａ１号明細書、米国特許出願公開第２０１００３３１５４Ａ１号明細書、国際公開第２０１３１７４９６７Ａ１号明細書、ドイツ特許出願公開第１０２０１５２００７１６Ａ１号明細書が公知である。
しかし、他ならぬ電気バッテリモジュールや燃料電池のセルテスターは、時間領域においてだけでなく負荷電流のオーダーに関しても、非常に高いダイナミスでの直流電圧の提供を必要とする。そこでは幅広い電流範囲にわたって高いダイナミクスのもとで、非常に高い測定精度が望ましいはずである。たとえば具体的な要求事項は、０Ａ～２５０Ａの電流範囲で最大１５０ｋＨｚのダイナミクスを有する可変の直流電圧のもとでの、電流または出力の高精度の測定である。
ドイツ特許出願公開第１０２０１２１０６２６２Ａ１号明細書 欧州特許出願公開第２８６３５２８Ａ１号明細書 米国特許出願公開第２０１００３３１５４Ａ１号明細書 国際公開第２０１３１７４９６７Ａ１号明細書 ドイツ特許出願公開第１０２０１５２００７１６Ａ１号明細書
したがって本発明の課題は、この問題を取り除き、時間的にハイダイナミックな直流電圧を生成することができ、その際に伝送される電流を一定の高い精度で非常に幅広い測定範囲にわたって測定することができる、電気的な直流電圧コンバータならびにセルテスターを提供することにある。
この課題は請求項１に記載の装置によって解決される。
本発明による直流電圧コンバータは入力電圧Ｖ１を少なくとも１つの可変の出力直流電圧Ｖｏｕｔへと変換するために構成され、それぞれ少なくとも１つの電子制御可能なハーフブリッジを有する少なくとも２つの切換式のコンバータユニットを含み、ならびに、可変の周期時間と可変のデューティ比とをもって変調方式でハーフブリッジを制御するために構成された制御ユニットを含む。
本発明によると、切換式のコンバータユニットの出力回線に専用の電流センサがそれぞれ設けられる。
制御ユニットは、電流センサにより測定されたコンバータユニットの電流の強さを受信して、互いに相違するデューティ比でコンバータユニットを制御するために構成される。特に制御ユニットは、いくつかのコンバータユニットを他のコンバータユニットと比べて低減されたデューティ比で作動化することができる。制御ユニットは、いくつかのコンバータユニットを作動化しないために、すなわちゼロのデューティ比で作動化するために、構成されていてもよい。すなわち本発明によると制御ユニットは、それぞれのコンバータユニットを介して伝送される、伝送される電流全体の割合を制御する。
コンバータユニットの出力回線は、電流センサの後で相互接続されるのが好ましい。それにより、出力回線の電流が互いに加算されることが実現される。制御ユニットは、電流センサへの照会によって合計電流Ｉｏｕｔを計算するために構成されていてよい。任意の数のコンバータユニットおよびこれらに付属する出力回線が設けられていてよい。制御ユニットは、出力回線のすべての電流の合計として合計電流を計算する。
結果的に、付属の電流センサが合計電流の該当する電流強さについて最小の測定誤差を有しているコンバータユニットが作動化されるように、制御ユニットが変調方式を適合化することができる。したがって全体の合計電流について最小の測定誤差が実現され、測定範囲を切り換える必要はない。測定範囲を切り換える代わりに、制御ユニットは、付属の電流センサが適切な定格電流を有しているコンバータユニットを作動化する。
特に制御ユニットは、計算された合計電流Ｉｏｕｔに依存して、または合計電流の目標値Ｉｓｏｌｌに依存して、コンバータユニットを作動化するために構成されていてよい。換言すると制御ユニットは、伝送されるべき合計電流を前もってすでに知っていることができ、付属の電流センサがこの目標値についてもっとも小さい測定誤差をもたらすことになるコンバータユニットを事前に作動化する。
本発明の実施形態では、電流センサはそれぞれ等しい定格電流ＩＮ，ＩＮ'を有することができる。本発明の別の実施形態では、電流センサは相違する定格電流ＩＮ，ＩＮ'を有することができる。特に、電流センサはそれぞれ相違する測定範囲を有することが意図されていてよい。
電流センサの定格電流と、この測定範囲でのそれぞれ特定のスケール精度（フルスケール精度）とが結びつけられる。たとえば、ＩＮ＝６００Ａと、６００Ａまでの測定範囲で０．０１％のスケール精度とを有する電流センサは＋／－６０ｍＡの予想される誤差を有し、ＩＮ'＝３００Ａの定格電流と、３００Ａまでの測定範囲で同一のスケール精度とを有する電流センサは＋／－３０ｍＡの誤差を有する。すなわち、高い定格電流を有する電流センサの絶対的に予想される測定誤差は、通常、低い定格電流を有する電流センサのそれよりも大きい。
電流センサは、低抵抗の電気的なシャント抵抗と、電圧計とをそれぞれ有することができる。特に、電流センサは測定抵抗Ｒｍ，Ｒｍ'を有することができ、その抵抗値は少なくとも係数５だけ、たとえば係数１０から２０だけ、相違している。たとえば第１の電流センサの抵抗値Ｒｍは約１００μΩであってよく、第２の電流センサの抵抗値Ｒｍ'は約２ｍΩであってよい。あるいは、電流センサは誘導式の電流測定をするための磁気回路を有することもできる。本発明は、電流測定をするための特定のメカニズムに限定されるものではない。
制御ユニットは、合計電流Ｉｏｕｔを定格電流ＩＮ，ＩＮ'と比較し、合計電流よりも大きいが合計電流にもっとも近い定格電流を付属の電流センサが有しているコンバータユニットを作動化するために構成されていてよい。このことが好ましいのは、ただ１つの電流センサの定格電流よりも合計電流が小さい場合である。
あるいは制御ユニットは、合計電流Ｉｏｕｔを定格電流ＩＮ，ＩＮ'と比較し、それぞれの定格電流の合計が合計電流よりも大きいが合計電流にもっとも近いコンバータユニットを作動化するために構成されていてもよい。このことが好ましいのは、電流センサのそれぞれ個々の定格電流よりも合計電流が大きい場合である。それにより、作動化されたコンバータユニットの出力回線における電流強さが、付属の電流センサの定格電流ＩＮ，ＩＮ'よりもそのつど低いが、可能な限りこれに近いことが保証される。それにより、予想される測定誤差を低減するために、使用される電流センサの測定範囲がそのつど可能な限り幅広く活用される。
本発明によると、出力回線にインターリービングチョークが設けられることが意図されていてよい。コンバータユニットのうちの少なくとも１つは、２つ、３つ、４つ、またはそれ以上のハーフブリッジを有することができ、これらの出力部がそれぞれの共通の出力回線を形成するために、特に電流補償されていてよいインターリービングチョークを介して相互接続される。
各々のハーフブリッジは、制御される２つの半導体スイッチまたは制御される１つの半導体スイッチ、およびダイオードを含むことができ、半導体スイッチは好ましくはＳｉＣトランジスタまたはＧａＮトランジスタとして構成され、場合により、これらのトランジスタのうち、複数が並列接続される。
コンバータユニットは１つの共通の変換器モジュールに統合されていてよい。
制御ユニットは、ＳｉＣトランジスタが使用される場合には最大２００ｋＨｚの切換周波数で、たとえば２４ｋＨｚ、３３ｋＨｚ、または７５ｋＨｚでハーフブリッジを制御し、ＧａＮトランジスタが使用される場合には最大２．５ＭＨｚの切換周波数でこれを制御するために構成されていてよい。
コンバータユニットの出力回線には、提供されるべき有効信号の周波数を超える限界周波数を有する、好ましくは３０ｋＨｚを超える、たとえば約６０ｋＨｚの、最大で１５０ｋＨｚを超える限界周波数を有する、ローパスフィルタとして構成されたＬＣフィルタ機構が配置されていてよい。
ＬＣフィルタ機構には、それぞれ約１５０ｎＨから３００ｎＨの範囲内のインダクタンスを有するフィルタチョークが設けられていてよい。電流センサは、たとえば約５０Ａ、１７５Ａ、３００Ａ、６００Ａ、または７００Ａの範囲内の定格電流ＩＮ，ＩＮ'を有することができる。電流センサの測定精度は、定格電流ＩＮ，ＩＮ'に関して、たとえばおよそ＋／－０．００５％、＋／－０．０１％、または＋／－０．０５％の範囲内にあってよい。
本発明による直流電圧コンバータは、低い測定精度およびたとえば約１ＭＨｚの高いダイナミクスを有する第１の測定チャネルと、高い測定精度およびたとえば約１０Ｈｚの低いダイナミクスを有する第２の測定チャネルとを有することができ、制御ユニットは両方の測定チャネルをシーケンシャルに、または同時に、照会するために構成されていてよい。両方の測定チャネルは互いに分離されていてよいが、両方の測定チャネルがそれぞれの電流センサに統合されていてもよい。たとえば電流センサは、電圧降下を測定するためのそれぞれ１つのシャント抵抗と、付属の２つの電圧増幅器と、２つの測定チャネルで電圧降下を測定およびデジタル化するための後置された２つのＡ／Ｄコンバータとを有することができる。
電流センサは熱的なコンディショニングをするために、たとえば約５０℃の電流センサの温度を保証するために、たとえばペルチエ素子や液体冷却体などの冷却部材と、および／またはたとえば線条抵抗器などの加熱部材と、熱伝導式に結合されていてよい。
本発明による直流電圧コンバータは、入力直流電圧Ｖ１を出力直流電圧Ｖｏｕｔから分離するために、内部の電気的な分離部を、たとえば変圧器を、有することができる。
さらに本発明は、本発明による直流電圧コンバータを含む、１つまたは複数の電気的なバッテリセルまたは燃料電池をテストするためのセルテスターに関する。ここでセルテスターという概念は、電気エネルギー蓄積器または燃料電池を試験するためのあらゆる装置を含み、特に、個々のセル、複数のセル、個々または複数のバッテリパック、あるいは電気バッテリ全体を試験するための装置を含む。
入力電圧Ｖ１を提供するために、電気的な分離部を有する、たとえば変圧器を有する、電源変換器が設けられていてよい。
本発明のその他の構成要件は、特許請求の範囲、図面、および以下の説明から明らかとなる。次に、他を排除するのではない実施例を参照しながら本発明について説明する。
図１ａは、本発明によるセルテスターの実施形態の模式的なブロック図を示す。 図１ｂは、本発明による直流電圧コンバータの実施形態の模式的な回路図を示す。 図１ｃは、本発明による直流電圧コンバータの別の実施形態の模式的な回路図を示す。 図１ｄは、本発明による直流電圧コンバータの別の実施形態の模式的な回路図を示す。
図１ａは、本発明によるセルテスターの実施形態の模式的なブロック図を示している。セルテスターは、たとえば共通のバッテリモジュールの一部であってよい１つまたは複数の電気的なバッテリセル８，８'をテストするために構成されており、本発明による２つの直流電圧コンバータ１，１'を含んでいる。
直流電圧コンバータ１，１'は、共通の電源変換器１０から入力電圧Ｖ１の供給を受ける。電源変換器１０は３相の供給電源に接続されており、たとえば内部変圧器などの電気的な分離部を備えている。直流電圧コンバータ１，１'は、振幅範囲と周波数範囲の中でハイダイナミックに可変である、互いに独立した直流電圧Ｖｏｕｔ，Ｖｏｕｔ'をバッテリセル８，８'のテストのために生成する。制御ユニット４が、模式的に示すデータ回線を介して両方の直流電圧コンバータ１，１'と接続されており、供給される電流値または電圧値をこれらから受信する。さらに制御ユニット４は、制御回線を介して、直流電圧コンバータ１，１'のコンバータユニットと接続されている。
図示しない実施例では、各々の直流電圧コンバータ１，１'が内部の電気的な分離部を含む。このことが特に好ましいのは、テストされるべきバッテリセル８，８'が互いに電気接続されている場合であり、たとえば、これらが共通のバッテリパックの一部となっている場合である。
図１ｂは、本発明による直流電圧コンバータ１の実施形態の模式的な回路図を示している。直流電圧コンバータ１は、電子制御可能なハーフブリッジ３，３'をそれぞれ有する２つの切換式のコンバータユニット２，２'と、可変の周期時間と可変のデューティ比とをもって変調方式でハーフブリッジ３，３'を制御するために構成された電子制御ユニット４とを含んでいる。コンバータユニット２，２'の出力回線５，５'に、専用の電流センサ６，６'がそれぞれ設けられている。
制御ユニット４は、電流センサ６，６'により測定されたコンバータユニット２，２'の電流の強さＩ２，Ｉ２'を、模式的に示唆しているデータ回線を介して受信して処理するために構成されている。
コンバータユニット２，２'の出力回線５，５'は電流センサ６，６'の後で相互接続されており、それにより出力回線５，５'の電流が互いに加算される。制御ユニット４は、合計電流Ｉｏｕｔ＝Ｉ２＋Ｉ２'を計算するために構成されている。
さらに制御ユニット４は、互いに相違するデューティ比でコンバータユニット２，２'を制御するために構成されている。すなわち制御ユニットは、コンバータユニット２をコンバータユニット２'に比べて低減されたデューティ比で作動化することができ、または、コンバータユニット２，２'のうちの一方を作動化しないことができる。このことは、計算された合計電流Ｉｏｕｔに依存して、または合計電流Ｉｏｕｔの目標値Ｉｓｏｌｌに依存して、行われる。
本実施例では、第１の電流センサ６の定格電流はＩＮ＝６００Ａに等しく、第２の電流センサ６'の定格電流はＩＮ＝３００Ａに等しい。これらの電流センサのスケール誤差はそれぞれ０．０１％である。このケースでは制御装置は、０Ａから３００Ａの合計電流のもとでは、測定誤差を＋／－３０ｍＡに制限するために、第２のコンバータユニット２'だけを作動化する。３００Ａから６００Ａの合計電流のもとでは、測定誤差を＋／－６０ｍＡに制限するために、第１のコンバータユニット２が作動化され、第２のコンバータユニット２'は不作動化される。６００Ａから９００Ａの合計電流のもとでは、制御ユニットは第１のコンバータユニット２と第２のコンバータユニット２'を両方とも作動化する。このとき第１のコンバータユニット２は、第２の電流センサ２'を３００Ａの測定電流で全面的に活用して第１の電流センサ２の負荷を低くするために、第２のコンバータユニット２'に比べて低減されたデューティ比で作動化することができる。最後に９００Ａの合計電流のもとでは、両方のコンバータユニット２，２'が同じ大きさのデューティ比で作動化される。
図示しない別の実施例では、定格電流がＩＮ＝３００Ａに等しい同一の電流センサを有する３つのコンバータユニットが設けられる。これらの電流センサのスケール誤差はそれぞれ０．０１％である。このケースでは制御ユニットは、測定誤差を＋／－３０ｍＡに制限するために、０Ａから３００Ａの合計電流のもとでは第１のコンバータユニットを作動化する。３００Ａから６００Ａの合計電流のもとでは、測定誤差を＋／－６０ｍＡに制限するために、第２のコンバータユニットが追加的に作動化される。６００Ａから９００Ａの合計電流のもとでは、制御ユニットは、測定誤差を＋／－９０ｍＡに制限するために、第３のコンバータユニットを追加的に作動化する。
コンバータユニット２，２'の出力回線５，５'には、インターリービングチョーク７，７'が設けられている。各々のハーフブリッジ３，３'は、ＳｉＣトランジスタとして構成された制御式の２つの半導体スイッチを含んでおり、これらのトランジスタの複数が半導体スイッチを形成するために並列接続される。コンバータユニット２，２'は共通の変換器モジュール８に統合されている。切換周波数は、本実施例では約７５ｋＨｚである。
コンバータユニット２，２'の出力回線５，５'には、提供される有効信号の周波数すなわちここでは約４５ｋＨｚを超える限界周波数を有するローパスフィルタとして構成されたＬＣフィルタ機構９，９'が配置されている。
図１ｃは、本発明による直流電圧コンバータの別の実施形態の模式的な回路図を示している。この実施例は図１ｂのものに相当しているが、第１のコンバータユニット２が並列接続された３つのハーフブリッジ３，３ａ，３ｂを有していて、それらの出力部がインターリービングチョーク７，７ａ，７ｂを介して相互接続されているという違いがある。同じく両方の出力回線５，５'に、電流センサ６，６'が設けられている。低い測定精度およびたとえば約１ＭＨｚの高いダイナミクスを有する第１の測定チャネル１１と、高い測定精度およびたとえば１０Ｈｚの低いダイナミクスを有する第２の測定チャネル１１'とが設けられており、制御ユニット４は両方の測定チャネル１１，１１'に照会をするために構成されている。電流センサ６，６'は第２の測定チャネル１１'を利用することができる；それに対して第１の測定チャネル１１については、模式的に示唆している別個の電流センサが設けられている。
図１ｄは、本発明による直流電圧コンバータの別の実施形態の模式的な回路図を示している。この実施例は図１ｃのものに相当しているが、電流センサ６，６'がそれぞれ第１の測定チャネル１１と第２の測定チャネル１１'とを利用できるという違いがある。この目的のために電流センサ６，６'には、模式的に示唆しているそれぞれ２つの電圧測定装置が、たとえば異なる限界周波数およびＡ／Ｄコンバータを有する別個の電圧増幅器の形態で配置されている。
しかしながら本発明は本実施例に限定されるものではなく、下記の特許請求の範囲の枠内にある一切の装置を含む。特に本発明は、特定の種類の電流センサの使用に限定されるものではない。
［項目１］
入力電圧Ｖ １ を少なくとも１つの可変の出力直流電圧Ｖ ｏｕｔ へと変換するための直流電圧コンバータ（１）であって、
ａ．それぞれ少なくとも１つの電子制御可能なハーフブリッジ（３，３'）を有する少なくとも２つの切換式のコンバータユニット（２，２'）と、
ｂ．可変の周期時間と可変のデューティ比とをもって変調方式で前記ハーフブリッジ（３，３'）を制御するために構成された制御ユニット（４）とを含む、直流電圧コンバータにおいて、
－前記コンバータユニット（２，２'）の出力回線（５，５'）に専用の電流センサ（６，６'）がそれぞれ設けられ、
－前記制御ユニット（４）は、
ｏ前記電流センサ（６，６'）により測定された前記コンバータユニット（２，２'）の電流の強さＩ ２ ，Ｉ ２ 'を受信して、
ｏ互いに相違するデューティ比で前記コンバータユニット（２，２'）を制御するために、特に、いくつかの前記コンバータユニット（２，２'）を他の前記コンバータユニット（２，２'）に比べて低減されたデューティ比で作動化するために、または作動化しないために、構成されることを特徴とする直流電圧コンバータ。
［項目２］
前記コンバータユニット（２，２'）の前記出力回線（５，５'）は前記電流センサ（６，６'）の後で相互接続されており、それにより前記出力回線（５，５'）の電流が互いに加算され、前記制御ユニット（４）は合計電流Ｉ ｏｕｔ を計算するために構成されることを特徴とする、項目１に記載の直流電圧コンバータ（１）。
［項目３］
前記制御ユニット（４）は、計算された合計電流Ｉ ｏｕｔ に依存して、または合計電流Ｉ ｏｕｔ の目標値Ｉ ｓｏｌｌ に依存して、前記コンバータユニット（２，２'）を作動化するために構成されることを特徴とする、項目２に記載の直流電圧コンバータ（１）。
［項目４］
前記電流センサ（６，６'）は等しい定格電流Ｉ Ｎ ，Ｉ Ｎ 'を有することを特徴とする、項目１から３のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
［項目５］
前記電流センサ（６，６'）は相違する定格電流Ｉ Ｎ ，Ｉ Ｎ 'を有することを特徴とする、項目１から３のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
［項目６］
前記制御ユニット（４）は、合計電流Ｉ ｏｕｔ を定格電流Ｉ Ｎ ，Ｉ Ｎ 'と比較して、
ａ．合計電流Ｉ ｏｕｔ よりも大きいが合計電流Ｉ ｏｕｔ にもっとも近い定格電流Ｉ Ｎ ，Ｉ Ｎ 'を付属の前記電流センサ（６，６'）が有しているコンバータユニット（２，２'）を作動化するために、または、
ｂ．それぞれの定格電流の合計が合計電流Ｉ ｏｕｔ よりも大きいが合計電流Ｉ ｏｕｔ にもっとも近いコンバータユニット（２，２'）を作動化するために、構成され、
それにより、作動化された前記コンバータユニット（２，２'）の前記出力回線（５，５'）における電流の強さは付属の前記電流センサ（６，６'）の定格電流Ｉ Ｎ ，Ｉ Ｎ 'よりもそのつど低いが、可能な限りこれに近いことを特徴とする、項目２から５のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
［項目７］
前記出力回線（５，５'）にインターリービングチョーク（７，７'）が設けられることを特徴とする、項目１から６のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
［項目８］
前記コンバータユニット（２）のうちの少なくとも１つは、２つ、３つ、４つ、またはそれ以上のハーフブリッジ（３，３ａ，３ｂ）を有し、これらの出力部がそれぞれの共通の出力回線（５）を形成するために、特に電流補償されていてよいインターリービングチョーク（７，７ａ，７ｂ）を介して相互接続されることを特徴とする、項目１から７のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
［項目９］
各々の前記ハーフブリッジ（３，３'）は、
ａ．制御される２つの半導体スイッチまたは
ｂ．制御される１つの半導体スイッチとダイオード
を含み、前記半導体スイッチは好ましくはＳｉＣトランジスタまたはＧａＮトランジスタとして構成され、場合によりこれらのトランジスタのうちの複数が並列接続されることを特徴とする、項目１から８のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
［項目１０］
前記コンバータユニット（２，２'）は共通の変換器モジュール（８）に統合されることを特徴とする、項目１から９のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
［項目１１］
前記制御ユニット（４）は、ＳｉＣトランジスタが使用される場合には最大２００ｋＨｚの切換周波数で、たとえば２４ｋＨｚ、３３ｋＨｚ、または７５ｋＨｚで前記ハーフブリッジ（３，３'）を制御し、ＧａＮトランジスタが使用される場合には最大で２．５ＭＨｚの切換周波数でこれを制御するために構成されることを特徴とする、項目１から１０のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
［項目１２］
前記出力回線（５，５'）には、提供されるべき有効信号の周波数を超える限界周波数を有する、好ましくは３０ｋＨｚを超える、たとえば約６０ｋＨｚの、最大で１５０ｋＨｚを超える限界周波数を有する、ローパスフィルタとして構成されたＬＣフィルタ機構（９，９'）が配置されることを特徴とする、項目１から１１のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
［項目１３］
前記ＬＣフィルタ機構（９，９'）にはそれぞれ約１５０ｎＨから３００ｎＨの範囲内のインダクタンスを有するフィルタチョークが設けられることを特徴とする、項目１２に記載の直流電圧コンバータ（１）。
［項目１４］
前記電流センサ（６，６'）は約５０Ａ、１７５Ａ、または７００Ａの範囲内の定格電流Ｉ Ｎ ，Ｉ Ｎ 'を有することを特徴とする、項目１から１３のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
［項目１５］
前記電流センサ（６，６'）の測定精度はその定格電流Ｉ Ｎ ，Ｉ Ｎ 'に関して＋／－０．０１％の範囲内にあることを特徴とする、項目１から１４のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
［項目１６］
低い測定精度およびたとえば約１ＭＨｚの高いダイナミクスを有する第１の測定チャネル（１１）と、高い測定精度およびたとえば１０Ｈｚの低いダイナミクスを有する第２の測定チャネル（１１'）とが設けられ、前記制御ユニット（４）は両方の前記測定チャネル（１１，１１'）に照会をするために構成されることを特徴とする、項目１から１５のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
［項目１７］
前記電流センサ（６，６'）は熱的なコンディショニングをするために、たとえば約５０℃の前記電流センサ（６，６'）の温度を保証するために、たとえばペルチエ素子や液体冷却体などの冷却部材と、および／またはたとえば線条抵抗器などの加熱部材と、熱伝導式に結合されることを特徴とする、項目１から１６のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
［項目１８］
入力直流電圧Ｖ １ を出力直流電圧Ｖ ｏｕｔ から分離するための電気的な分離部、たとえば内部変圧器が設けられることを特徴とする、項目１から１７のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
［項目１９］
項目１から１８のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）を含む、１つまたは複数の電気的なバッテリセル（８，８'）または燃料電池をテストするためのセルテスター。
［項目２０］
入力直流電圧Ｖ １ を提供するために電気的な分離部を有する電源変換器（１０）が設けられることを特徴とする、項目１９に記載のセルテスター。
１ 直流電圧コンバータ
２，２' コンバータユニット
３，３' ハーフブリッジ
４ 制御ユニット
５，５' 出力回線
６，６' 電流センサ
７，７ａ，７ｂ，７' インターリービングチョーク
８，８' バッテリセル
９，９' ＬＣフィルタ機構
１０ 電源変換器
１１，１１' 測定チャネル

Claims (20)

  1. 入力電圧Ｖ１を少なくとも１つの可変の出力直流電圧Ｖｏｕｔへと変換するための直流電圧コンバータ（１）であって、
    ａ．それぞれ少なくとも１つの電子制御可能なハーフブリッジ（３，３'）を有する少なくとも２つの切換式のコンバータユニット（２，２'）と、
    ｂ．可変の周期時間と可変のデューティ比とをもって変調方式で前記ハーフブリッジ（３，３'）を制御するために構成された制御ユニット（４）とを含む、直流電圧コンバータにおいて、
    －前記コンバータユニット（２，２'）の出力回線（５，５'）に専用の電流センサ（６，６'）がそれぞれ設けられ、
    －前記制御ユニット（４）は、
    ｏ前記電流センサ（６，６'）により測定された前記コンバータユニット（２，２'）の電流の強さＩ２，Ｉ２'を受信して、
    ｏ互いに相違するデューティ比で前記コンバータユニット（２，２'）を制御するために、特に、いくつかの前記コンバータユニット（２，２'）を他の前記コンバータユニット（２，２'）に比べて低減されたデューティ比で作動化するために、または作動化しないために、構成されることを特徴とする直流電圧コンバータ。
  2. 前記コンバータユニット（２，２'）の前記出力回線（５，５'）は前記電流センサ（６，６'）の後で相互接続されており、それにより前記出力回線（５，５'）の電流が互いに加算され、前記制御ユニット（４）は合計電流Ｉｏｕｔを計算するために構成されることを特徴とする、請求項１に記載の直流電圧コンバータ（１）。
  3. 前記制御ユニット（４）は、計算された合計電流Ｉｏｕｔに依存して、または合計電流Ｉｏｕｔの目標値Ｉｓｏｌｌに依存して、前記コンバータユニット（２，２'）を作動化するために構成されることを特徴とする、請求項２に記載の直流電圧コンバータ（１）。
  4. 前記電流センサ（６，６'）は等しい定格電流ＩＮ，ＩＮ'を有することを特徴とする、請求項１から３のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
  5. 前記電流センサ（６，６'）は相違する定格電流ＩＮ，ＩＮ'を有することを特徴とする、請求項１から３のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
  6. 前記制御ユニット（４）は、合計電流Ｉｏｕｔを定格電流ＩＮ，ＩＮ'と比較して、
    ａ．合計電流Ｉｏｕｔよりも大きいが合計電流Ｉｏｕｔにもっとも近い定格電流ＩＮ，ＩＮ'を付属の前記電流センサ（６，６'）が有しているコンバータユニット（２，２'）を作動化するために、または、
    ｂ．それぞれの定格電流の合計が合計電流Ｉｏｕｔよりも大きいが合計電流Ｉｏｕｔにもっとも近いコンバータユニット（２，２'）を作動化するために、構成され、
    それにより、作動化された前記コンバータユニット（２，２'）の前記出力回線（５，５'）における電流の強さは付属の前記電流センサ（６，６'）の定格電流ＩＮ，ＩＮ'よりもそのつど低いが、可能な限りこれに近いことを特徴とする、請求項２から５のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
  7. 前記出力回線（５，５'）にインターリービングチョーク（７，７'）が設けられることを特徴とする、請求項１から６のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
  8. 前記コンバータユニット（２）のうちの少なくとも１つは、２つ、３つ、４つ、またはそれ以上のハーフブリッジ（３，３ａ，３ｂ）を有し、これらの出力部がそれぞれの共通の出力回線（５）を形成するために、特に電流補償されていてよいインターリービングチョーク（７，７ａ，７ｂ）を介して相互接続されることを特徴とする、請求項１から７のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
  9. 各々の前記ハーフブリッジ（３，３'）は、
    ａ．制御される２つの半導体スイッチまたは
    ｂ．制御される１つの半導体スイッチとダイオード
    を含み、前記半導体スイッチは好ましくはＳｉＣトランジスタまたはＧａＮトランジスタとして構成され、場合によりこれらのトランジスタのうちの複数が並列接続されることを特徴とする、請求項１から８のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
  10. 前記コンバータユニット（２，２'）は共通の変換器モジュール（８）に統合されることを特徴とする、請求項１から９のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
  11. 前記制御ユニット（４）は、ＳｉＣトランジスタが使用される場合には最大２００ｋＨｚの切換周波数で、たとえば２４ｋＨｚ、３３ｋＨｚ、または７５ｋＨｚで前記ハーフブリッジ（３，３'）を制御し、ＧａＮトランジスタが使用される場合には最大で２．５ＭＨｚの切換周波数でこれを制御するために構成されることを特徴とする、請求項１から１０のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
  12. 前記出力回線（５，５'）には、提供されるべき有効信号の周波数を超える限界周波数を有する、好ましくは３０ｋＨｚを超える、たとえば約６０ｋＨｚの、最大で１５０ｋＨｚを超える限界周波数を有する、ローパスフィルタとして構成されたＬＣフィルタ機構（９，９'）が配置されることを特徴とする、請求項１から１１のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
  13. 前記ＬＣフィルタ機構（９，９'）にはそれぞれ約１５０ｎＨから３００ｎＨの範囲内のインダクタンスを有するフィルタチョークが設けられることを特徴とする、請求項１２に記載の直流電圧コンバータ（１）。
  14. 前記電流センサ（６，６'）は約５０Ａ、１７５Ａ、または７００Ａの範囲内の定格電流ＩＮ，ＩＮ'を有することを特徴とする、請求項１から１３のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
  15. 前記電流センサ（６，６'）の測定精度はその定格電流ＩＮ，ＩＮ'に関して＋／－０．０１％の範囲内にあることを特徴とする、請求項１から１４のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
  16. 低い測定精度およびたとえば約１ＭＨｚの高いダイナミクスを有する第１の測定チャネル（１１）と、高い測定精度およびたとえば１０Ｈｚの低いダイナミクスを有する第２の測定チャネル（１１'）とが設けられ、前記制御ユニット（４）は両方の前記測定チャネル（１１，１１'）に照会をするために構成されることを特徴とする、請求項１から１５のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
  17. 前記電流センサ（６，６'）は熱的なコンディショニングをするために、たとえば約５０℃の前記電流センサ（６，６'）の温度を保証するために、たとえばペルチエ素子や液体冷却体などの冷却部材と、および／またはたとえば線条抵抗器などの加熱部材と、熱伝導式に結合されることを特徴とする、請求項１から１６のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
  18. 入力直流電圧Ｖ１を出力直流電圧Ｖｏｕｔから分離するための電気的な分離部、たとえば内部変圧器が設けられることを特徴とする、請求項１から１７のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）。
  19. 請求項１から１８のいずれか１項に記載の直流電圧コンバータ（１）を含む、１つまたは複数の電気的なバッテリセル（８，８'）または燃料電池をテストするためのセルテスター。
  20. 入力直流電圧Ｖ１を提供するために電気的な分離部を有する電源変換器（１０）が設けられることを特徴とする、請求項１９に記載のセルテスター。
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