JP2023176927A

JP2023176927A - 多相ｌｌｃコンバータ

Info

Publication number: JP2023176927A
Application number: JP2022089516A
Authority: JP
Inventors: 信一大牧; Shinichi Omaki
Original assignee: Origin Co Ltd
Current assignee: Origin Co Ltd
Priority date: 2022-06-01
Filing date: 2022-06-01
Publication date: 2023-12-13

Abstract

【課題】互いに電位が独立した直流電源を利用することができる多相ＬＬＣコンバータを提供することを目的とする。【解決手段】本発明に係る多相ＬＬＣコンバータ３００は、ｎ個の直流電源Ｅｎからの電力を１つの直流電力として出力する多相ＬＬＣコンバータであって、各相に対応する３個の中脚２０をもつ多脚トランス１００と、相毎に多脚トランス１００の共振リアクトルＬＧＰｎと共振する共振コンデンサ（ＣＲ１、ＣＲ２）と、各相の電流位相が３６０°／ｎずれるようにスイッチングし、直流電源Ｅｎから多脚トランス１００の１次巻線Ｐｎへ電流を供給するｎ個のコンバータ１１０＃ｎと、多脚トランス１００のそれぞれの２次巻線Ｓｎをスター結線し、２次巻線Ｓｎの電圧を整流平滑する整流回路１２０と、を備える。【選択図】図１

Description

本開示は、ｎ個（ｎは２以上の整数）の直流電源からの電力を１つの直流電力として出力する多相ＬＬＣコンバータに関する。

多相ＬＬＣコンバータは、３相動作させる際、トランスの１次巻線を共振コンデンサを介してスター結線として、各相の電流位相が互いに１２０°ずれるように各コンバータのスイッチをオンオフさせている（例えば、特許文献１を参照。）。

米国特許第９７８０６７８号特許第６６９６６１７号

しかし、特許文献１のような構成の多相ＬＬＣコンバータでは、各相のコンバータの１次側を同電位の直流電源に接続する必要がある。つまり、特許文献１のような構成の多相ＬＬＣコンバータは、互い独立した電位の直流電源を各相のコンバータに接続することが困難という課題がある。

そこで、本発明は、前記課題を解決するために、互いに電位が独立した直流電源を利用することができる多相ＬＬＣコンバータを提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係る多相ＬＬＣコンバータは、多脚トランスの２次巻線をスター結線すること、及び多脚トランスの１次巻線の電流位相が３６０°／ｎずつずれるように各相のコンバータのスイッチを制御することとした。

具体的には、本発明に係る多相ＬＬＣコンバータは、ｎ個（ｎは２以上の整数）の直流電源からの電力を１つの直流電力として出力する多相ＬＬＣコンバータであって、
各相に対応するｎ個の中脚をもつ多脚トランスと、
相毎に前記多脚トランスの共振リアクトルと共振する共振コンデンサと、
各相の電流位相が３６０°／ｎずれるようにスイッチングし、前記直流電源から前記多脚トランスの１次巻線へ電流を供給するｎ個のコンバータと、
前記多脚トランスのそれぞれの２次巻線をスター結線し、前記２次巻線の電圧を整流平滑する整流回路と、
を備える。

多相ＬＬＣコンバータでは、トランスの１次巻線側又は２次巻線側をスター結線にすると各相の電流がバランスする。特に、トランスの２次巻線側をスター結線する場合、１次巻線側の各相のコモン電位を同一にする必要がない。このため、多相ＬＬＣコンバータは、１次巻線側のそれぞれの相に電位の異なる直流電源を並列接続することができる。従って、本発明は、互いに電位が独立した直流電源を利用することができる多相ＬＬＣコンバータを提供することができる。

本発明は、互いに電位が独立した直流電源を利用することができる多相ＬＬＣコンバータを提供することができる。

本発明に係る多相ＬＬＣコンバータを説明する回路例である。本発明に係るトランスを説明する図である。本発明に係るトランスを説明する図である。本発明に係るトランスを説明する図である。本発明に係るトランスのコアの外脚を説明する図である。

添付の図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は本発明の実施例であり、本発明は、以下の実施形態に制限されるものではない。なお、本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は、相互に同一のものを示すものとする。また、本実施形態の多相ＬＬＣコンバータを３相（ｎ＝３）で説明するが、相数は３に限定されない。

図１は、本実施形態の多相ＬＬＣコンバータ３００を説明する図である。多相ＬＬＣコンバータ３００は、３個の直流電源Ｅ_ｎからの電力を１つの直流電力として出力する多相ＬＬＣコンバータであって、
各相に対応する３個の中脚をもつ多脚トランス１００と、
相毎に多脚トランス１００の共振リアクトルＬ_ＧＰｎと共振する共振コンデンサ（Ｃ_Ｒ１、Ｃ_Ｒ２）と、
各相の電流位相が１２０°（＝３６０°／３）ずれるようにスイッチングし、直流電源Ｅ_ｎから多脚トランス１００の１次巻線Ｐｎへ電流を供給する３個のコンバータ（１１０＃１、１１０＃２、１１０＃３）と、
多脚トランス１００のそれぞれの２次巻線Ｓｎをスター結線し、２次巻線Ｓｎの電圧を整流平滑する整流回路１２０と、
を備える。

まず、多脚トランス１００の説明を行う。
図２は、多脚トランス１００の例を説明する図である。多脚トランス１００は、
磁性体であって、矩形の枠である外脚１０と、
外脚１０と同じ種類の磁性体であって、外脚１０の前記枠内に一方向（図１の場合、Ｙ方向）の格子状に配置された複数の中脚２０＃ｎと、
中脚２０＃ｎ毎に巻き付けられる１次巻線Ｐｎ及び２次巻線Ｓｎと、
を備えるトランスであって、
中脚２０＃ｎは、長手方向（図１の場合、Ｙ方向）において１次巻線Ｐｎ及び２次巻線Ｓｎが巻き付けられていない位置にギャップＧＰを有することを特徴とする。
ｎは相番号であり、３相であればｎ＝１、２、３である。

外枠１０や中脚２０の磁性体は、例えば、ケイ素鋼板やフェライトである。両者を同じ種類の磁性体としてもよいし、互いに異なる磁性体としてもよい。
なお、ギャップＧＰは空間であってもよいが、絶縁シートのようなギャップ材が嵌められていてもよい。ギャップ材があることで、コアの強度が向上する。
また、本実施形態では、Ｙ方向が長手方向となるように中脚２０を設置しているが、Ｘ方向が長手方向となるように中脚２０を設置してもよい。

ここで、外脚１０は、前記磁性体の複数のパーツ１０－ｉ（図１の場合、ｉ＝１～８）で構成されている。また、３相なので、中脚は２０＃１、２０＃２、及び２０＃３の３本、一次巻線はＰ１、Ｐ２、Ｐ３の３つ、二次巻線はＳ１、Ｓ２、Ｓ３の３つである。

なお、ギャップＧＰの位置は、図３や図４に示す位置でもよい（図３は、ギャップＧＰが中脚２０の上端（外脚と接する箇所）にある例。）。すなわち、図２や図３に示すように、１次巻線Ｐｎ及び２次巻線Ｓｎは、共にギャップＧＰに対して一方側の中脚２０に巻き付けられていること（図２、図３の場合、ギャップＧＰが１次巻線Ｐｎ側にあるが、ギャップＧＰが２次巻線Ｓｎ側にあってもよい）でもよいし、図４に示すように、ギャップＧＰを挟んだ両側の中脚２０に巻き付けられていること（図４の場合、ギャップＧＰが１次巻線Ｐｎと２次巻線Ｓｎとの間にある）でもよい。

つまり、多脚トランス１００は次のような特徴を有する。
（１）ギャップＧＰを持つ複数の中脚２０＃ｎ（本実施形態ではｎ＝３）とギャップの無い外脚１０で構成される。
（２）中脚２０＃ｎのうちギャップＧＰ以外の位置に１次巻線Ｐｎと２次巻線Ｓｎが巻かれる。１次巻線Ｐｎや２次巻線Ｓｎと鎖交する、ギャップＧＰにおける漏れ磁束の量が低減され、巻線の損失を低減することができる。
（３）ギャップＧＰの磁気抵抗が大きい為、各々の中脚２０＃ｎで発生した磁束は互いに干渉せず、磁気抵抗の低い外脚１０を通過する。
（４）多脚トランス１００は、この構造により１つでｎ個のトランスと同様に動作することができる。
（５）各々の巻線に流れる電流の位相を３６０／ｎ度ずらして動作させることにより、外脚１０の磁束が相殺され、鉄損を低減することができる。
（６）多脚トランス１００は、外脚１０を各相で共通化することでコア体積を削減することができ、複数（ｎ個）のトランスを備える場合より小型化することができる。

また、特許文献２のような多脚トランスは、２組のパーツを組み合わせるコア構成であり、中脚毎にギャップ長の調整が難しく、相毎に励磁インダクタンスを調整することが困難である。

一方、多脚トランス１００は、コアが複数のパーツ（外脚のパーツ１０－１～１０－８、中脚２０＃１～２０＃３）で構成されている。このため、中脚２０が設置されるパーツ（１０－１、１０－２、１０－３、１０－５、１０－６、１０－７）を中脚２０の長手方向（Ｙ方向）に移動させることでギャップＧＰ間の距離を、容易に中脚毎に調整可能である。つまり、多脚トランス１００は、コアが複数のパーツで構成されるので、中脚毎にギャップＧＰのギャップ長を調整可能である。これは、コアの製造誤差によるギャップ長のずれを吸収できるという効果と、各相の励磁インダクタンスを所望値に調整可能という効果を得られる。なお、１次巻線Ｐｎの励磁インダクタンス及びコンデンサＣａの容量は、スイッチ（ＳＷ１、ＳＷ２）のゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）を実現するために調整される。

＜補足＞
巻線に大電流が流れるような場合、飽和を避けるために巻き数を多くするが、インダクタンス値が大きくなる。このため、コアにギャップを設けてインダクタンス値を下げる。そして、このコアのギャップ間距離でインダクタンス値を調整することができる。具体的には、多脚トランス１００において、ギャップＧＰを広げると励磁インダクタンスは小さくなる。
一方、コアにギャップを設けることで漏れ磁束が発生し、巻線に鎖交して損失が生じる。そこで、多脚トランス１００では、図２から図４のようにギャップＧＰの位置と巻線（Ｐｎ、Ｓｎ）の位置をずらすことで漏れ磁束の影響を低減している。
＜補足終了＞

なお、中脚２０＃ｎが設置される対向する辺のうち一方が１つのパーツで構成されていることであってもよい。具体的には、外脚のパーツ（１０－５、１０－６、１０－７）は分割されずに一体のパーツであってもよい。外脚のパーツ（１０－１、１０－２、１０－３）でそれぞれのギャップ長を調整可能だからである。また、パーツの分割数を少なくすることでコアの剛性が高まるという効果もある。

多脚トランス１００は、外脚１０が前記複数のパーツが卍組みされていることを特徴とする。卍組とは、図５（Ａ）のような組み方である。具体的には、外脚のパーツ（１０－１、１０－２、１０－３）の一端が外脚のパーツ１０－４の側面に設置され、外脚のパーツ１０－４の一端が外脚のパーツ（１０－５、１０－６、１０－７）の側面に設置され、外脚のパーツ（１０－５、１０－６、１０－７）の一端が外脚のパーツ１０－８の側面に設置され、外脚のパーツ１０－８の一端が外脚のパーツ（１０－１、１０－２、１０－３）の側面に設置される構造である。
なお、図５（Ｃ）にパーツ１０－ｎの「一端」と「側面」の説明を示す。「一端」は角柱のパーツ１０－ｎの一方の底面を意味し、「側面」は角柱のパーツ１０－ｎの１つの側面（組み上げたときに内側を向く側面）を意味する。
また、図５（Ａ）のようなパーツ１０－ｎの組み上げを「右回り卍組」とすれば、外脚１０は「左回りの卍組」であってもよい。

図５（Ｂ）は、複数のパーツで構成される外脚１０を卍組しない場合の図である。卍組をしない場合、例えば、製造誤差などにより外脚のパーツ（１０－１、１０－２、１０－３）と外脚のパーツ（１０－５、１０－６、１０－７）の長さが異なると、外脚のパーツ１０－４と外脚のパーツ（１０－１、１０－２、１０－３）との接触部４１にギャップ（隙間）ＧＲが生じる。このギャップＧＲにより各相の磁気抵抗が不均一となり、磁束キャンセル効果が低減することになる。

図５（Ａ）のように卍組をした場合、製造誤差などにより各パーツの長さにずれが生じていても各接触部４２においてギャップを生じさせない。外脚１０においてギャップレスとなるので不要な磁気抵抗が発生しない。このため、外脚１０において各相の磁気抵抗が均一になり、磁束キャンセル効果が高まる。

次に、共振リアクトルＬ_ＧＰｎについて説明する。
図１では、共振リアクトルＬ_ＧＰｎを多脚トランス１００と別の要素として記載しているが、実際の共振リアクトルＬ_ＧＰｎは多脚トランス１００の漏れインダクタンスである。漏れインダクタンスは、多脚トランス１００の各脚における１次巻線Ｐｎと２次巻線Ｓｎとの結合率で定まる。具体的には、１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１とが近接し、１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１を通る磁束が同一のとき結合率１であり、１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１との距離が広がると漏れインダクタンスは大きくなる。一方、漏れインダクタンスは、ギャップＧＰの影響を若干受けるがそれが支配的ではない。

コンバータ１１０＃ｎは、直流電源Ｅ_ｎの両端に第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２とが直列に接続されたスイッチ回路を有し、第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２との接続点ＣＰに共振リアクトルＬ_ＧＰｎの一端が接続される。

整流回路１２０は、多脚トランス１００の２次巻線Ｓｎを電気的にフローティングなそれぞれの中性点ＮＰを有するようにスター結線し、２次巻線Ｓｎの電圧を整流平滑して出力端Ｔｏに出力する。

独立しており互いに電位調整が難しい直流電源を利用することが困難という課題に対し、多相ＬＬＣコンバータ３００は、
多脚トランス１００の２次巻線Ｓｎをスター結線すること、及び
第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２とを交互にオンオフし、３６０°／ｎの位相差を有するように共振コンバータ１１０＃ｎのそれぞれのスイッチを動作させること
としている。

特許文献１のような多相ＬＬＣコンバータは、トランスの１次巻線側をスター結線して各相の電流をバランスさせているが、一次巻線側の各相のコモン電位（－側電位）を同一にする必要がある。一方、多相ＬＬＣコンバータ３００は、多脚トランス１００の２次巻線側をスター結線して各相の電流をバランスさせる構成であり、１次巻線側の各相のコモン電位を同一にする必要がない。このため、多相ＬＬＣコンバータ３００は、１次巻線側のそれぞれの相に電位の異なる直流電源Ｅ_ｎを並列接続することができる。例えば、商用３相交流を直流に変換した電力を直流電源Ｅ_ｎとする場合、多相ＬＬＣコンバータ３００であれば、３相交流のそれぞれの相に単相のＰＦＣ（力率改善回路）を配置することができる。

前述のように、多相ＬＬＣコンバータのスイッチをＺＶＳするためには、多脚トランス１００の励磁インダクタンスを当該ギャップ長により調整する必要がある一方、ギャップ長を広くするとギャップ近傍に発生する漏れ磁束により損失が増大して巻線が発熱する現象（巻線損失）が生じることがある。多相ＬＬＣコンバータ３００では、ギャップＧＰを巻線（Ｐｎ、Ｓｎ）と重ならない位置に配置した構造の多脚トランス１００を備えるため、漏れ磁束による巻線損失の増大を防ぐことができる。

１０：外脚
１０－１、１０－２、・・・、１０－８、１０－ｉ：外脚のパーツ（ｉはパーツ番号）
２０、２０＃１、２０＃２、２０＃３、・・・、２０＃ｎ：中脚、ｎは相の数
４１、４２：接触部
１００：多脚トランス
１１０、１１０＃１、１１０＃２、１１０＃３、・・・、１１０＃ｎ：コンバータ、ｎは相の数
１２０：整流回路
３００：多相ＬＬＣコンバータ
ＧＰ：ギャップ
Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３、・・・、Ｐｎ：１次側巻線、ｎは相の数
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、・・・、Ｓｎ：２次側巻線、ｎは相の数
Ｅ_１、Ｅ_２、Ｅ_３、・・・、Ｅ_ｎ：直流電源、ｎは相の数
Ｃ_Ｒ１、Ｃ_Ｒ２：共振コンデンサ
Ｃａ：コンデンサ
ＳＷ１：第１スイッチ
ＳＷ２：第２スイッチ
ＣＰ：接続点
ＮＰ：中性点
Ｔｏ：出力端
Ｌ_ＧＰ１、Ｌ_ＧＰ２、Ｌ_ＧＰ３、・・・、Ｌ_ＧＰｎ：共振リアクトル、ｎは相の数

Claims

ｎ個（ｎは２以上の整数）の直流電源からの電力を１つの直流電力として出力する多相ＬＬＣコンバータであって、
各相に対応するｎ個の中脚をもつ多脚トランスと、
相毎に前記多脚トランスの共振リアクトルと共振する共振コンデンサと、
各相の電流位相が３６０°／ｎずれるようにスイッチングし、前記直流電源から前記多脚トランスの１次巻線へ電流を供給するｎ個のコンバータと、
前記多脚トランスのそれぞれの２次巻線をスター結線し、前記２次巻線の電圧を整流平滑する整流回路と、
を備える多相ＬＬＣコンバータ。
前記多脚トランスは、前記ｎ個の中脚毎に調整可能なギャップを有していることを特徴とする請求項１に記載の多相ＬＬＣコンバータ。
前記直流電源は、力率改善回路を介して交流を直流に変換した直流源であることを特徴とする請求項１に記載の多相ＬＬＣコンバータ。