JP2023025881A - power conversion system - Google Patents

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俊行 山口
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Abstract

To provide a power conversion system capable of achieving high capacity and high efficiency in small size.SOLUTION: A power conversion system comprises a DC-DC converter and a control part. The DC-DC converter comprises: a positive electrode side converter that outputs a positive voltage higher than a midpoint potential that is constituted in a step-up operable manner; and a negative electrode side converter that outputs a negative voltage lower than the midpoint potential that is constituted in a step-up operable manner. The positive electrode side converter and the negative electrode side converter each are connected in series with a pole of the midpoint potential therebetween, and are formed in synchronous rectification. The control part adjusts a command value concerning an output current of the DC-DC converter based on a voltage output by the DC-DC converter and an input voltage with respect to the DC-DC converter, and performs current control concerning the output current of the DC-DC converter based on the command value after the adjustment.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明の実施形態は、電力変換システムに関する。 Embodiments of the present invention relate to power conversion systems.

蓄電池に蓄えた直流電力を変換して交流電動機を駆動させる電力変換システムにおいて、直流電力を交流電力に変換するインバータの前段にDCDCコンバータ（直流電力変換装置）を設けることがある。このような電力変換システムにおいて、電力変換の大容量化が望まれることがあった。 In a power conversion system that converts DC power stored in a storage battery to drive an AC motor, a DCDC converter (DC power converter) may be installed in the preceding stage of the inverter that converts DC power to AC power. In such a power conversion system, there has been a desire to increase the capacity of power conversion.

特開２０１７－１９２２３９号公報JP 2017-192239 A

本発明の目的は、大容量かつ小形高効率化を可能にする電力変換システムを提供することである。 An object of the present invention is to provide a power conversion system that enables a large capacity, small size and high efficiency.

実施形態の電力変換システムは、DCDCコンバータと、制御部とを備える。DCDCコンバータは、昇圧動作が可能に構成され中点電位よりも高い正の電圧を出力する正極側コンバータと、昇圧動作が可能に構成され前記中点電位よりも低い負の電圧を出力する負極側コンバータとを含み、前記正極側コンバータと前記負極側コンバータとが前記中点電位の極を挟んで直列に接続され、同期整流型で形成されている。制御部は、前記DCDCコンバータが出力する電圧と、前記DCDCコンバータに対する入力電圧とに基づいて前記DCDCコンバータの出力電流に関する指令値を調整し、前記調整後の指令値に基づいて前記DCDCコンバータの出力電流に関する電流制御を実施する。 A power conversion system according to an embodiment includes a DCDC converter and a controller. The DCDC converter consists of a positive side converter configured to be capable of boosting and outputting a positive voltage higher than the midpoint potential, and a negative side converter configured to be capable of boosting and outputting a negative voltage lower than the midpoint potential. The converter includes a converter, and the positive converter and the negative converter are connected in series with the pole of the midpoint potential interposed therebetween to form a synchronous rectification type. The control unit adjusts a command value related to the output current of the DCDC converter based on the voltage output by the DCDC converter and the input voltage to the DCDC converter, and adjusts the output of the DCDC converter based on the adjusted command value. Current control is performed on the current.

実施形態の電力変換システムの概略構成図。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS The schematic block diagram of the power conversion system of embodiment. 実施形態のDCDCコンバータの構成図である。1 is a configuration diagram of a DCDC converter of an embodiment; FIG. 実施形態のDCDCコンバータのスイッチング制御を説明するためのタイミングチャートである。4 is a timing chart for explaining switching control of the DCDC converter of the embodiment; 実施形態のDCDCコンバータの同期整流モードの動作を説明するための図である。FIG. 4 is a diagram for explaining the operation of the DCDC converter of the embodiment in a synchronous rectification mode; 実施形態のDCDCコンバータの同期整流モードの動作を説明するための図である。FIG. 4 is a diagram for explaining the operation of the DCDC converter of the embodiment in a synchronous rectification mode; 実施形態のDCDCコンバータの同期整流モードにおけるスイッチＱ１からＱ４のゲート制御を説明するための図である。4 is a diagram for explaining gate control of switches Q1 to Q4 in the synchronous rectification mode of the DCDC converter of the embodiment; FIG. 実施形態のDCDCコンバータの同期整流モードの動作のシミュレーション結果を説明するための図である。FIG. 10 is a diagram for explaining a simulation result of operation in synchronous rectification mode of the DCDC converter of the embodiment;

以下、実施形態の電力変換システムを、図面を参照して説明する。 Hereinafter, power conversion systems according to embodiments will be described with reference to the drawings.

なお、以下の説明における「電力変換システム」は、電力変換用の半導体装置として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）などのスイッチング素子を利用する。なお、以下の説明では、半導体装置として、ダイオードが逆並列に接続されたＭＯＳＦＥＴへの適用を例示して説明するが、ＭＯＳＦＥＴをＩＧＢＴに置き換えてもよい。実施形態のＭＯＳＦＥＴとダイオードは、ともにＳｉＣ（silicon carbide）型であってよく、ともにＳｉ（silicon）型であってもよい。 The "power conversion system" in the following description uses switching elements such as IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) and MOSFETs (metal-oxide-semiconductor field-effect transistors) as semiconductor devices for power conversion. In the following description, application to a MOSFET in which diodes are connected in anti-parallel is exemplified as a semiconductor device, but the MOSFET may be replaced with an IGBT. Both the MOSFET and the diode of the embodiment may be SiC (silicon carbide) type, or Si (silicon) type.

また、同一又は類似の機能を有する構成に同一の符号を付す。そして、それらの構成の重複する説明は省略する場合がある。なお、電気的に接続されることを、単に「接続される」ということがある。 Moreover, the same code|symbol is attached|subjected to the structure which has the same or similar function. Duplicate descriptions of those configurations may be omitted. It should be noted that being electrically connected is sometimes simply referred to as being “connected”.

まず、実施形態の電力変換システム１について説明する。図１は、実施形態の電力変換システム１の概略構成図である。 First, the power conversion system 1 of the embodiment will be described. FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a power conversion system 1 according to an embodiment.

電動機２は、電力変換システム１の負荷の一例である。例えば、電動機２は、スター型（Ｙ形）に結線された３つの巻線を有していて、供給される交流電力に応じて駆動される。電力変換システム１の負荷には上記の電動機２の他に、図示されない変圧器（１次Δ－２次Ｙ）、コンデンサ（Δ）などが含まれていてもよい。この変圧器の１次側は、インバータ１２の交流側に接続される。電動機２は、この変圧器の２次側に接続されていて、変圧器によって変圧された交流電力によって駆動される。 The electric motor 2 is an example of the load of the power conversion system 1 . For example, the electric motor 2 has three windings connected in a star shape (Y shape) and is driven according to supplied AC power. In addition to the electric motor 2, the load of the power conversion system 1 may include a transformer (primary Δ-secondary Y), a capacitor (Δ), and the like (not shown). The primary side of this transformer is connected to the AC side of the inverter 12 . A motor 2 is connected to the secondary side of this transformer and driven by AC power transformed by the transformer.

電力変換システム１は、例えば、蓄電池１１（電源）と、インバータ１２と、DCDCコンバータ１３と、コンデンサ１５と、制御部２０とを備える。DCDCコンバータ１３は、直流電力変換装置の一例である。 The power conversion system 1 includes, for example, a storage battery 11 (power supply), an inverter 12, a DCDC converter 13, a capacitor 15, and a control section 20. The DCDC converter 13 is an example of a DC power converter.

蓄電池１１は、その外部から供給される直流電力に基づいて蓄電され、蓄えた直流電力を出力する。蓄電池１１の正極は、電源側直流母線ＳＢＬＰを介して、後述する端子ＴＢＳＰに接続される。蓄電池１１の負極は、電源側直流母線ＳＢＬＮを介して、後述する端子ＴＢＳＮに接続される。 The storage battery 11 is charged based on the DC power supplied from the outside, and outputs the stored DC power. A positive electrode of the storage battery 11 is connected to a terminal TBSP, which will be described later, via a power supply side DC bus SBLP. The negative electrode of the storage battery 11 is connected to a terminal TBSN, which will be described later, via a power supply side DC bus SBLN.

DCDCコンバータ１３は、制御により、蓄電池１１から供給される直流電力を昇圧して所望の電圧（直流電圧）を負荷側の端子に出力する。DCDCコンバータ１３の負荷側の端子には、直流リンクの負極Ｎ（直流母線ＢＬＮ）と正極Ｐ（直流母線ＢＬＰ）が接続されている。DCDCコンバータ１３が出力する電圧によって、直流リンクの負極Ｎ（直流母線ＢＬＮ）と正極Ｐ（直流母線ＢＬＰ）の間の電圧になる。 The DCDC converter 13, under control, boosts the DC power supplied from the storage battery 11 and outputs a desired voltage (DC voltage) to a terminal on the load side. A negative electrode N (DC bus BLN) and a positive electrode P (DC bus BLP) of a DC link are connected to load-side terminals of the DCDC converter 13 . The voltage output from the DCDC converter 13 results in a voltage between the negative electrode N (DC bus BLN) and the positive electrode P (DC bus BLP) of the DC link.

DCDCコンバータ１３は、さらに電源側の端子として正極用の端子ＴＢＳＰと負極用の端子ＴＢＳＮの組を備え、負荷側の端子として正極用の端子ＴＢＰと負極用の端子ＴＢＮと端子ＴＢＣの組を備える。端子ＴＢＣは、中点電位になる端子である。 The DCDC converter 13 further includes a set of a positive terminal TBSP and a negative terminal TBSN as terminals on the power supply side, and a set of a positive terminal TBP, a negative terminal TBN and a terminal TBC as load-side terminals. . A terminal TBC is a terminal at a midpoint potential.

端子ＴＢＰには直流母線ＢＬＰが接続され、端子ＴＢＰは、直流母線ＢＬＰを介してインバータ１２の入力の正極に接続されている。端子ＴＢＮには直流母線ＢＬＮが接続され、端子ＴＢＮは、直流母線ＢＬＮを介してインバータ１２の入力の負極に接続されている。端子ＴＢＣには直流母線ＢＬＣが接続され、端子ＴＢＣは、これを介してインバータ１２の入力の中点に接続されている。 A DC bus BLP is connected to the terminal TBP, and the terminal TBP is connected to the positive terminal of the input of the inverter 12 via the DC bus BLP. A DC bus line BLN is connected to the terminal TBN, and the terminal TBN is connected to the negative pole of the input of the inverter 12 via the DC bus line BLN. A DC bus BLC is connected to the terminal TBC, through which the terminal TBC is connected to the input midpoint of the inverter 12 .

インバータ１２は、上記の直流リンクの直流母線ＢＬＰ、ＢＬＣ、ＢＬＮを介して供給される直流電力を、制御により交流電力に変換して出力する。上記のDCDCコンバータ１３とインバータ１２は、その内部に電力変換用の半導体スイッチング素子をそれぞれ備える。 The inverter 12 converts the DC power supplied via the DC buses BLP, BLC, and BLN of the DC link into AC power by control and outputs the AC power. The DCDC converter 13 and the inverter 12 described above each include a semiconductor switching element for power conversion.

コンデンサ１５は、DCDCコンバータ１３の入力に並列になるように設けられていて、正極の電力ライン１３ＰＬＰと、負極の電力ライン１３ＰＬＮとの間の電圧を平滑する。コンデンサ１５は、例えば、DCDCコンバータ１３の一部として構成されてもよく、DCDCコンバータ１３の外部に設けられていてもよい。 Capacitor 15 is provided in parallel with the input of DCDC converter 13 and smoothes the voltage between positive power line 13PLP and negative power line 13PLN. The capacitor 15 may be configured as part of the DCDC converter 13, or may be provided outside the DCDC converter 13, for example.

制御部２０は、例えば上位装置から供給される直流電圧基準に基づいて、DCDCコンバータ１３にゲートパルスGPを送り、DCDCコンバータ１３による電力変換量を制御する。また、制御部２０は、インバータ１２にゲートパルスGPを送り、インバータ１２による電力変換量を制御する。以下の説明では、DCDCコンバータ１３とその制御を中心に説明する。 The control unit 20 sends a gate pulse GP to the DCDC converter 13 based on, for example, a DC voltage reference supplied from a host device, and controls the amount of power conversion by the DCDC converter 13 . Also, the control unit 20 sends a gate pulse GP to the inverter 12 to control the amount of power conversion by the inverter 12 . The following description focuses on the DCDC converter 13 and its control.

以下、電力変換システム１の一例について詳細に後述する。 An example of the power conversion system 1 will be described in detail below.

最初に、DCDCコンバータ１３の詳細な構成例について説明する。
DCDCコンバータ１３は、昇圧動作が可能に構成されている。DCDCコンバータ１３は、例えば正極側コンバータ１３Ｐと、負極側コンバータ１３Ｎとを備える。 First, a detailed configuration example of the DCDC converter 13 will be described.
The DCDC converter 13 is configured to be capable of step-up operation. The DCDC converter 13 includes, for example, a positive converter 13P and a negative converter 13N.

正極側コンバータ１３Ｐは、昇圧動作によって、中点Ｎの電位（中点電位）よりも高い正の電圧を出力する。正極側コンバータ１３Ｐは、例えば、スイッチング素子１３１、１３２と、リアクトル１３ＬＰと、コンデンサ１３ＣＰとを備える。 Positive-side converter 13P outputs a positive voltage higher than the potential of midpoint N (midpoint potential) by boosting operation. The positive converter 13P includes, for example, switching elements 131 and 132, a reactor 13LP, and a capacitor 13CP.

例えば、スイッチング素子１３１は、ＭＯＳＦＥＴ（スイッチＱ１と呼ぶ。）と、これに逆並列に接続されたダイオードＤ１とを備える。スイッチング素子１３２は、ＭＯＳＦＥＴ（スイッチＱ２と呼ぶ。）と、これに逆並列に接続されたダイオードＤ２とを備える。スイッチング素子１３１とスイッチング素子１３２は、直列に接続されていて、スイッチング素子１３１がハイサイドに、スイッチング素子１３２がローサイドになる。 For example, the switching element 131 includes a MOSFET (referred to as switch Q1) and a diode D1 connected in antiparallel thereto. The switching element 132 includes a MOSFET (referred to as switch Q2) and a diode D2 connected in antiparallel thereto. The switching element 131 and the switching element 132 are connected in series, with the switching element 131 on the high side and the switching element 132 on the low side.

スイッチング素子１３１のソースとスイッチング素子１３２のドレインの接続点は、リアクトル１３ＬＰと電力ライン１３ＰＬＰとを介して、端子ＴＢＳＰに接続されている。スイッチング素子１３１のドレインは、端子ＴＢＰに接続されている。スイッチング素子１３２のソースは、端子ＴＢＣに接続されている。端子ＴＢＰと端子ＴＢＣとに並列にコンデンサ１３ＣＰが接続されている。コンデンサ１３ＣＰは、正極側コンバータ１３Ｐの出力と中点電位の極に接続される正極側コンデンサの一例である。 A connection point between the source of the switching element 131 and the drain of the switching element 132 is connected to the terminal TBSP via the reactor 13LP and the power line 13PLP. A drain of the switching element 131 is connected to the terminal TBP. The source of switching element 132 is connected to terminal TBC. A capacitor 13CP is connected in parallel to the terminals TBP and TBC. The capacitor 13CP is an example of a positive electrode side capacitor connected to the output of the positive electrode side converter 13P and the pole of the midpoint potential.

負極側コンバータ１３Ｎは、昇圧動作によって、中点電位よりも低い負の電圧を出力する。
負極側コンバータ１３Ｎは、スイッチング素子１３３、１３４と、リアクトル１３ＬＮと、コンデンサ１３ＣＮとを備える。 Negative-side converter 13N outputs a negative voltage lower than the midpoint potential by boosting operation.
The negative converter 13N includes switching elements 133 and 134, a reactor 13LN, and a capacitor 13CN.

例えば、スイッチング素子１３３は、ＭＯＳＦＥＴ（スイッチＱ３と呼ぶ。）と、これに逆並列に接続されたダイオードＤ３とを備える。スイッチング素子１３４は、ＭＯＳＦＥＴ（スイッチＱ４と呼ぶ。）と、これに逆並列に接続されたダイオードＤ４とを備える。スイッチング素子１３３とスイッチング素子１３４は、直列に接続されていて、スイッチング素子１３４が負極のハイサイドに、スイッチング素子１３３が負極のローサイドになる。 For example, the switching element 133 includes a MOSFET (referred to as switch Q3) and a diode D3 connected in antiparallel thereto. The switching element 134 includes a MOSFET (referred to as switch Q4) and a diode D4 connected in antiparallel thereto. The switching element 133 and the switching element 134 are connected in series. The switching element 134 is on the negative high side, and the switching element 133 is on the negative low side.

スイッチング素子１３３のソースとスイッチング素子１３４のドレインの接続点は、リアクトル１３ＬＮと電力ライン１３ＰＬＮとを介して、端子ＴＢＳＮに接続されている。スイッチング素子１３４のソースは、端子ＴＢＮに接続されている。スイッチング素子１３３のドレインは、端子ＴＢＣに接続されている。端子ＴＢＮと端子ＴＢＣとに並列にコンデンサ１３ＣＮが接続されている。コンデンサ１３ＣＮは、負極側コンバータ１３Ｎの出力と中点電位の極に接続される負極側コンデンサの一例である。 A connection point between the source of the switching element 133 and the drain of the switching element 134 is connected to the terminal TBSN via the reactor 13LN and the power line 13PLN. The source of switching element 134 is connected to terminal TBN. A drain of the switching element 133 is connected to the terminal TBC. A capacitor 13CN is connected in parallel to the terminals TBN and TBC. The capacitor 13CN is an example of a negative electrode side capacitor connected to the output of the negative electrode side converter 13N and the pole of the midpoint potential.

上記の通り、正極側コンバータ１３Ｐと負極側コンバータ１３Ｎは、中点電位の極を挟んで直列に接続されている。このように構成されたDCDCコンバータ１３は、同期整流型の一例である。 As described above, the positive converter 13P and the negative converter 13N are connected in series with the pole of the midpoint potential interposed therebetween. The DCDC converter 13 configured in this manner is an example of a synchronous rectification type.

図２は、実施形態のDCDCコンバータの構成図である。
電力変換システム１は、さらにＤＣ電圧センサ１６、１７Ｐ，１７Ｎと、電流センサ１４と、加算器１８とを備える。 FIG. 2 is a configuration diagram of the DCDC converter of the embodiment.
The power conversion system 1 further includes DC voltage sensors 16 , 17 P, 17 N, a current sensor 14 and an adder 18 .

ＤＣ電圧センサ１６は、コンデンサ１５の端子電圧を検出し、これを示す電圧v_inを出力する。ＤＣ電圧センサ１７Ｐは、コンデンサ１３ＣＰの端子電圧を検出し、これを示す電圧v_pcを出力する。ＤＣ電圧センサ１７Ｎは、コンデンサ１３ＣＮの端子電圧を検出し、これを示す電圧v_cnを出力する。加算器１８は、ＤＣ電圧センサ１７Ｐによって検出された電圧値の大きさ（絶対値）とＤＣ電圧センサ１７Ｎによって検出された電圧値の大きさ（絶対値）を加算して、その演算結果に基づいた電圧v_pnを出力する。電圧v_pnは、上記の通り電圧v_pcと電圧v_cnの和であってもよく、これを２で割った平均値であってもよく、単に上記の和を平均値と呼んでもよい。 The DC voltage sensor 16 detects the terminal voltage of the capacitor 15 and outputs a voltage v_in indicating it. The DC voltage sensor 17P detects the terminal voltage of the capacitor 13CP and outputs a voltage v_pc indicating it. The DC voltage sensor 17N detects the terminal voltage of the capacitor 13CN and outputs a voltage v_cn indicating this. The adder 18 adds the magnitude (absolute value) of the voltage value detected by the DC voltage sensor 17P and the magnitude (absolute value) of the voltage value detected by the DC voltage sensor 17N. output voltage v_pn. The voltage v_pn may be the sum of the voltage v_pc and the voltage v_cn as described above, or may be the average value obtained by dividing this by 2, or the sum may simply be called the average value.

電流センサ１４は、DCDCコンバータ１３の入力電流を検出して、これを示す入力電流i_dcを出力する。 The current sensor 14 detects the input current of the DCDC converter 13 and outputs an input current i_dc indicating it.

制御部２０は、DCDCコンバータ１３が出力する電圧（電圧v_pn）と、DCDCコンバータ１３に対する入力電圧（電圧v_in）とに基づいてDCDCコンバータ１３の出力電流に関する指令値（電流指令値i_refと呼ぶ。）を調整して、調整後の指令値（電流指令値i_ref*）と、電流センサ１４から取得する入力電流i_dcとに基づいてDCDCコンバータ１３の出力電流に関する電流制御を実施する。 The control unit 20 sets a command value (referred to as a current command value i_ref) related to the output current of the DCDC converter 13 based on the voltage (voltage v_pn) output by the DCDC converter 13 and the input voltage (voltage v_in) to the DCDC converter 13. is adjusted to perform current control on the output current of the DCDC converter 13 based on the adjusted command value (current command value i_ref*) and the input current i_dc obtained from the current sensor 14 .

例えば、制御部２０は、電圧変動値演算部２１と、減算器２２、２３、２６と、電圧調整器（図中の記載はＡＶＲ。）２４と、乗算器２５と、電流調整器（ＡＣＲ）２７と、加算器２８と、タイミング調整器２９とを備える。 For example, the control unit 20 includes a voltage fluctuation value calculation unit 21, subtractors 22, 23, 26, a voltage regulator (described in the drawing as AVR) 24, a multiplier 25, and a current regulator (ACR). 27 , an adder 28 and a timing adjuster 29 .

電圧変動値演算部２１は、低域通過フィルタ２１ａ、２１ｂと、除算器２１ｃ、２１ｄとを備える。 The voltage fluctuation value calculator 21 includes low-pass filters 21a and 21b and dividers 21c and 21d.

低域通過フィルタ２１ａ、２１ｂは、所定の遮断周波数よりも低域の周波数成分を通過させるローパスフィルタ（ＬＰＦ）である。これによって、上記の遮断周波数よりも高域の周波数成分が減衰される。 The low-pass filters 21a and 21b are low-pass filters (LPF) that pass frequency components lower than a predetermined cutoff frequency. As a result, frequency components higher than the cut-off frequency are attenuated.

低域通過フィルタ２１ａは、電圧v_inの低域周波数成分を、電圧v_in_lpfとして出力する。除算器２１ｃは、電圧v_inを、電圧v_in_lpfで除算することで、その商を電圧比v_in_rateとして出力する。電圧比v_in_rateは、電圧v_inに含まれている変動成分の量を示す指標値になる。 The low-pass filter 21a outputs the low frequency component of voltage v_in as voltage v_in_lpf. The divider 21c divides the voltage v_in by the voltage v_in_lpf and outputs the quotient as the voltage ratio v_in_rate. The voltage ratio v_in_rate is an index value indicating the amount of fluctuation component included in the voltage v_in.

低域通過フィルタ２１ｂは、電圧v_pnの低域周波数成分を、電圧v_pn_lpfとして出力する。除算器２１ｄは、電圧v_in_lpfを、電圧v_pn_lpfで除算することで、その商を電圧比v_gainとして出力する。電圧比v_gainは、電圧v_pnの低域周波数成分の大きさ（振幅）に対する電圧v_inの低域周波数成分の大きさ（振幅）の比率を示す指標値になる。 The low-pass filter 21b outputs the low frequency component of voltage v_pn as voltage v_pn_lpf. The divider 21d divides the voltage v_in_lpf by the voltage v_pn_lpf and outputs the quotient as the voltage ratio v_gain. The voltage ratio v_gain is an index value indicating the ratio of the magnitude (amplitude) of the low frequency component of voltage v_in to the magnitude (amplitude) of the low frequency component of voltage v_pn.

減算器２２は、所定のオフセットi0から電圧比v_gainを減算して、変調率調整量m_adjを生成する。 A subtractor 22 subtracts the voltage ratio v_gain from a predetermined offset i0 to generate a modulation rate adjustment amount m_adj.

減算器２３は、直流電圧基準v_refと電圧v_pnとの差を示す電圧偏差Δｖを算出する。電圧調整器２４は、例えば比例積分演算によって、電圧偏差Δvが０になるような電流基準i_refを生成する。電圧v_pnは、電圧制御における帰還量になる。 A subtractor 23 calculates a voltage deviation Δv indicating the difference between the DC voltage reference v_ref and the voltage v_pn. The voltage regulator 24 generates a current reference i_ref such that the voltage deviation Δv becomes 0, for example, by a proportional-integral operation. Voltage v_pn is a feedback amount in voltage control.

乗算器２５は、電流基準i_refに電圧比v_in_rateを掛けて、電流基準i_ref*を生成する。 A multiplier 25 multiplies the current reference i_ref by the voltage ratio v_in_rate to produce the current reference i_ref*.

減算器２６は、電流基準i_ref*と入力電流i_dcとの差を示す電流偏差Δiを算出する。電流調整器２７は、例えば比例積分演算によって、電流偏差Δiが０になるような変調率基準m_ref*を生成する。電圧i_dcは、電流制御における帰還量になる。 A subtractor 26 calculates a current deviation Δi that indicates the difference between the current reference i_ref* and the input current i_dc. The current adjuster 27 generates a modulation rate reference m_ref* that makes the current deviation Δi 0 by, for example, proportional integral calculation. Voltage i_dc is a feedback amount in current control.

加算器２８は、変調率基準m_ref*に変調率調整量m_adjを加算して、変調率基準m_refを生成する。 The adder 28 adds the modulation factor adjustment amount m_adj to the modulation factor reference m_ref* to generate the modulation factor reference m_ref.

タイミング調整器２９は、変調率基準m_refと、キャリア信号fp，fnとを用いて、スイッチＱ１からＱ４のＯＮ/ＯＦＦを制御するためのパルス信号を生成して、このパルス信号に対するデッドタイムの調整を行って、スイッチＱ１からＱ４に対するゲートパルスを生成する。 The timing adjuster 29 uses the modulation rate reference m_ref and the carrier signals fp and fn to generate a pulse signal for controlling the ON/OFF of the switches Q1 to Q4, and adjusts the dead time for this pulse signal. to generate the gate pulses for switches Q1 through Q4.

例えば、タイミング調整器２９は、比較器２９ａ、２９ｂと、NOT演算ブッロク２９ｃ、２９ｄと、波形成型ブロック２９ｆから２９ｈとを備える。波形成型ブロック２９ｆから２９ｈは、予め定められた時間幅でデッドタイムを付与するように、入力される信号のパルス幅を短縮して出力する。 For example, the timing adjuster 29 includes comparators 29a and 29b, NOT operation blocks 29c and 29d, and waveform shaping blocks 29f to 29h. The waveform shaping blocks 29f to 29h shorten the pulse width of the input signal so as to give a dead time with a predetermined time width and output the shortened pulse width.

比較器２９ａは、変調率基準m_refと、キャリア信号fpとを比較して、その結果を２値で示すパルス信号refp_pを生成する。NOT演算ブッロク２９ｃは、パルス信号refp_pの論理を反転して、波形成型ブロック２９eに供給する。波形成型ブロック２９eは、これに基づいたゲートパルスgate_Q1を生成する。波形成型ブロック２９ｆは、パルス信号refp_pに基づいたゲートパルスgate_Q2を生成する。 The comparator 29a compares the modulation rate reference m_ref with the carrier signal fp and generates a pulse signal refp_p that indicates the result in binary. The NOT operation block 29c inverts the logic of the pulse signal refp_p and supplies it to the waveform shaping block 29e. A waveform shaping block 29e generates a gate pulse gate_Q1 based on this. The waveform shaping block 29f generates a gate pulse gate_Q2 based on the pulse signal refp_p.

比較器２９ｂは、変調率基準m_refと、キャリア信号fnとを比較して、その結果を２値で示すパルス信号refp_nを生成する。NOT演算ブッロク２９ｄは、パルス信号refp_nの論理を反転して、波形成型ブロック２９ｈに供給する。波形成型ブロック２９ｈは、これに基づいたゲートパルスgate_Q4を生成する。波形成型ブロック２９gは、パルス信号refp_nに基づいたゲートパルスgate_Q3を生成する。 The comparator 29b compares the modulation rate reference m_ref with the carrier signal fn and generates a pulse signal refp_n that indicates the result in binary. The NOT operation block 29d inverts the logic of the pulse signal refp_n and supplies it to the waveform shaping block 29h. A waveform shaping block 29h generates a gate pulse gate_Q4 based on this. A waveform shaping block 29g generates a gate pulse gate_Q3 based on the pulse signal refp_n.

図３は、実施形態のDCDCコンバータのスイッチング制御を説明するためのタイミングチャートである。図３の上段側から、（ａ）にキャリア信号fp、fnと変調率基準m_refを示し、（ｂ）に入力電流i_dcを示し、（ｃ）から（ｆ）に夫々スイッチＱ１からＱ４のゲートパルスを示す。以下の説明において、スイッチＱ１からＱ４を単に、Ｑ１からＱ４と呼ぶことがある。 FIG. 3 is a timing chart for explaining switching control of the DCDC converter of the embodiment. 3, (a) shows the carrier signals fp and fn and the modulation factor reference m_ref, (b) shows the input current i_dc, and (c) to (f) show the gate pulses of the switches Q1 to Q4, respectively. indicates In the following description, the switches Q1 to Q4 may be simply referred to as Q1 to Q4.

図４Ａと図４Ｂは、実施形態のDCDCコンバータの同期整流モードの動作を説明するための図である。図５は、実施形態のDCDCコンバータの同期整流モードにおけるスイッチＱ１からＱ４のゲート制御に関する真理値表を示す図である。 4A and 4B are diagrams for explaining the operation of the DCDC converter of the embodiment in the synchronous rectification mode. FIG. 5 is a diagram showing a truth table for gate control of switches Q1 to Q4 in the synchronous rectification mode of the DCDC converter of the embodiment.

図４Ａ（ａ）に示すモード１について説明する。モード１では、Ｑ１とＱ４をＯＮ状態に、Ｑ２とＱ３をＯＦＦ状態にする。これにより、蓄電池１１の正極を起点に、リアクトル１３ＬＰ、Ｑ１、負荷Ｒ、Ｑ４、リアクトル１３ＬＮを通って、蓄電池１１の負極に戻る電流経路が形成される。このときコンデンサ１３ＣＰ、１３ＣＮは、ともに放電状態になり、コンデンサ１３ＣＰから負荷Ｒを通ってコンデンサ１３ＣＮに電流が流れる。 Mode 1 shown in FIG. 4A(a) will be described. In mode 1, Q1 and Q4 are turned on and Q2 and Q3 are turned off. As a result, a current path is formed starting from the positive electrode of the storage battery 11 and returning to the negative electrode of the storage battery 11 through the reactors 13LP and Q1, the load R and Q4, and the reactor 13LN. At this time, the capacitors 13CP and 13CN are both discharged, and a current flows from the capacitor 13CP through the load R to the capacitor 13CN.

次に、図４Ａ（ｂ）に示すモード２について説明する。モード２では、Ｑ４をＯＮ状態に、Ｑ１とＱ２とＱ３をＯＦＦ状態にする。これにより、蓄電池１１の正極を起点に、リアクトル１３ＬＰ、Ｄ１、負荷Ｒ、Ｑ４、リアクトル１３ＬＮを通って、蓄電池１１の負極に戻る電流経路が形成される。このときコンデンサ１３ＣＰ、１３ＣＮは、ともに放電状態になり、コンデンサ１３ＣＰから負荷Ｒを通ってコンデンサ１３ＣＮに電流が流れる。 Next, mode 2 shown in FIG. 4A(b) will be described. In mode 2, Q4 is turned on and Q1, Q2 and Q3 are turned off. As a result, a current path is formed starting from the positive electrode of the storage battery 11 and returning to the negative electrode of the storage battery 11 through the reactors 13LP and D1, the loads R and Q4, and the reactor 13LN. At this time, the capacitors 13CP and 13CN are both discharged, and a current flows from the capacitor 13CP through the load R to the capacitor 13CN.

次に、図４Ａ（ｃ）に示すモード３について説明する。モード３では、Ｑ２とＱ４をＯＮ状態に、Ｑ１とＱ３をＯＦＦ状態にする。これにより、蓄電池１１の正極を起点に、リアクトル１３ＬＰ、Ｑ２、コンデンサ１３ＣＮ、Ｑ４、リアクトル１３ＬＮを通って、蓄電池１１の負極に戻る電流経路が形成される。このときコンデンサ１３ＣＮは、充電される。なお、モード１、２と同様に、コンデンサ１３ＣＰから負荷Ｒを通ってコンデンサ１３ＣＮに電流が流れる。 Next, mode 3 shown in FIG. 4A(c) will be described. In mode 3, Q2 and Q4 are turned on and Q1 and Q3 are turned off. As a result, a current path is formed starting from the positive electrode of the storage battery 11 and returning to the negative electrode of the storage battery 11 through the reactors 13LP and Q2, the capacitors 13CN and Q4, and the reactor 13LN. At this time, the capacitor 13CN is charged. As in modes 1 and 2, a current flows from the capacitor 13CP through the load R to the capacitor 13CN.

次に、図４Ａ（ｄ）に示すモード４と、図４Ｂ（ａ）に示すモード５とについて説明する。モード４は、前述のモード２と同じである。モード５は、前述のモード１と同じである。 Next, mode 4 shown in FIG. 4A(d) and mode 5 shown in FIG. 4B(a) will be described. Mode 4 is the same as mode 2 described above. Mode 5 is the same as mode 1 described above.

次に、図４Ｂ（ｂ）に示すモード６について説明する。モード６では、Ｑ１をＯＮ状態に、Ｑ２とＱ３とＱ４とをＯＦＦ状態にする。これにより、蓄電池１１の正極を起点に、リアクトル１３ＬＰ、Ｑ１、負荷Ｒ、Ｄ４、リアクトル１３ＬＮを通って、蓄電池１１の負極に戻る電流経路が形成される。このときコンデンサ１３ＣＰ、１３ＣＮは、ともに放電状態になり、コンデンサ１３ＣＰから負荷Ｒを通ってコンデンサ１３ＣＮに電流が流れる。 Next, mode 6 shown in FIG. 4B(b) will be described. In mode 6, Q1 is turned on and Q2, Q3 and Q4 are turned off. As a result, a current path is formed starting from the positive electrode of the storage battery 11 and returning to the negative electrode of the storage battery 11 through the reactors 13LP and Q1, the loads R and D4, and the reactor 13LN. At this time, the capacitors 13CP and 13CN are both discharged, and a current flows from the capacitor 13CP through the load R to the capacitor 13CN.

次に、図４Ｂ（ｃ）に示すモード７について説明する。モード７では、Ｑ１とＱ３をＯＮ状態に、Ｑ２とＱ４をＯＦＦ状態にする。これにより、蓄電池１１の正極を起点に、リアクトル１３ＬＰ、Ｑ１、コンデンサ１３ＣＰ、Ｑ３、リアクトル１３ＬＮを通って、蓄電池１１の負極に戻る電流経路が形成される。このときコンデンサ１３ＣＰは、充電される。なお、モード１、２と同様に、コンデンサ１３ＣＰから負荷Ｒを通ってコンデンサ１３ＣＮに電流が流れる。 Next, mode 7 shown in FIG. 4B(c) will be described. In mode 7, Q1 and Q3 are turned on and Q2 and Q4 are turned off. Thereby, a current path is formed starting from the positive electrode of the storage battery 11 and returning to the negative electrode of the storage battery 11 through the reactors 13LP and Q1, the capacitors 13CP and Q3, and the reactor 13LN. At this time, the capacitor 13CP is charged. As in modes 1 and 2, a current flows from the capacitor 13CP through the load R to the capacitor 13CN.

次に、図４Ｂ（ｄ）に示すモード８について説明する。モード８は、前述のモード６と同じである。 Next, mode 8 shown in FIG. 4B(d) will be described. Mode 8 is the same as Mode 6 described above.

上記の実施形態によれば、制御部２０は、DCDCコンバータ１３が出力する電圧と、DCDCコンバータ１３に対する入力電圧とに基づいてDCDCコンバータ１３の出力電流に関する指令値を調整し、その調整後の指令値に基づいてDCDCコンバータ１３の出力電流に関する電流制御を実施する。これにより、電力変換システム１の大容量かつ小形高効率化を可能にする。 According to the above embodiment, the control unit 20 adjusts the command value for the output current of the DCDC converter 13 based on the voltage output by the DCDC converter 13 and the input voltage to the DCDC converter 13, and adjusts the command value after the adjustment. Based on the value, current control regarding the output current of the DCDC converter 13 is performed. This enables the power conversion system 1 to have a large capacity, a small size, and high efficiency.

例えば、制御部２０は、上記のDCDCコンバータ１３が出力する電圧として、正極側コンバータ１３Ｐが出力する正の電圧v_pcと負極側コンバータ１３Ｎが出力する負の電圧v_cnとの平均値を用いるとよい。制御部２０は、DCDCコンバータ１３に対する入力電圧v_inとして、正極側コンバータ１３Ｐと負極側コンバータ１３Ｎとに対する入力電圧v_inの変動の大きさを用いて、DCDCコンバータ１３の出力電流に関する指令値（電流基準i_ref）を調整することで、電流基準i_ref*を生成してもよい。 For example, the control unit 20 may use the average value of the positive voltage v_pc output from the positive converter 13P and the negative voltage v_cn output from the negative converter 13N as the voltage output from the DCDC converter 13 described above. Control unit 20 uses the magnitude of variation in input voltage v_in to positive-side converter 13P and negative-side converter 13N as input voltage v_in to DCDC converter 13 to obtain a command value (current reference i_ref ) may generate the current reference i_ref*.

制御部２０は、DCDCコンバータ１３が出力する電圧に係る第１指標値（電圧v_pn）と、DCDCコンバータ１３に対する入力電圧v_inに係る第２指標値との割合（電圧比v_gain）に基づいて、DCDCコンバータ１３の出力電流に関する指令値（変調率基準m_ref）を調整するとよい。 Based on the ratio (voltage ratio v_gain) between the first index value (voltage v_pn) related to the voltage output by the DCDC converter 13 and the second index value related to the input voltage v_in to the DCDC converter 13, the control unit 20 converts DCDC It is preferable to adjust the command value (modulation factor reference m_ref) regarding the output current of the converter 13 .

制御部２０は、正極側コンバータ１３Ｐと負極側コンバータ１３Ｎによって、互いに共通する電圧基準である変調率基準m_refと、互いの位相が反転したキャリア信号とを用いたPWM制御によって、正極側コンバータ１３Ｐと負極側コンバータ１３Ｎとを制御するとよい。 The control unit 20 controls the positive-side converter 13P and the negative-side converter 13N by PWM control using the modulation factor reference m_ref, which is a common voltage reference, and the carrier signals whose phases are inverted with respect to each other. It is preferable to control the negative converter 13N.

制御部２０は、直流母線の入力電圧（電圧v_in）に生じる振動成分を低減させるように、DCDCコンバータ１３の出力電流に関する指令値（電流基準i_ref）を調整して電流基準i_ref*を生成してもよい。 The control unit 20 adjusts the command value (current reference i_ref) related to the output current of the DCDC converter 13 and generates the current reference i_ref* so as to reduce the oscillating component generated in the input voltage (voltage v_in) of the DC bus. good too.

図６は、実施形態のDCDCコンバータの同期整流モードの動作のシミュレーション結果を説明するための図である。 FIG. 6 is a diagram for explaining simulation results of the operation in the synchronous rectification mode of the DCDC converter of the embodiment.

図６の上段側から順に、出力電圧（電圧v_pn）、入力電圧（電圧v_in）、入力電流i_dc（リアクトル電流）の振幅を示す。横軸は、時間軸を示す。 The amplitudes of the output voltage (voltage v_pn), the input voltage (voltage v_in), and the input current i_dc (reactor current) are shown in order from the upper side of FIG. The horizontal axis indicates the time axis.

この図６の時間軸の左端に当たる初期状態は、比較的少ない電流で、電動機２を駆動させている状態とし、時刻ｔ１において、電流基準を調整して負荷をステップ状に増加させたことをモデル化している。なお、初期状態から時刻ｔ２までは、本実施形態の制御を適用させていない比較例としての動作を示す。時刻t２において、本実施形態の制御を適用して、それ以降、最後まで本実施形態の制御を継続している。 The initial state corresponding to the left end of the time axis in FIG. 6 is a state in which the electric motor 2 is driven with a relatively small current, and at time t1, the current reference is adjusted to increase the load stepwise. is becoming Note that from the initial state to time t2, the operation as a comparative example in which the control of the present embodiment is not applied is shown. At time t2, the control of the present embodiment is applied, and thereafter, the control of the present embodiment is continued until the end.

時刻ｔ１において、負荷が増加する変動が生じて、これに応じて出力電圧（電圧v_pn）が低下し、入力電圧（電圧v_in）が振動して不安定になっている。この振動が収束しないため、この不安定な状態は、時刻ｔ２まで継続している。この結果から、比較例の場合には、負荷が増加する変動に対する制御の安定性を確保できないこと、一旦不安定になるとそれが解消しないことがわかる。 At time t1, a load-increasing change occurs, the output voltage (voltage v_pn) drops accordingly, and the input voltage (voltage v_in) oscillates and becomes unstable. Since this vibration does not converge, this unstable state continues until time t2. From this result, it can be seen that in the case of the comparative example, it is impossible to ensure the stability of the control against fluctuations in which the load increases, and that once it becomes unstable, it cannot be resolved.

そこで、時刻ｔ２に、本実施形態の制御を適用すると、入力電圧（電圧v_in）に生じていた振動が収束して安定する。この安定になった状態は時刻ｔ３まで継続する。 Therefore, when the control of the present embodiment is applied at time t2, the vibration occurring in the input voltage (voltage v_in) converges and stabilizes. This stable state continues until time t3.

時刻ｔ３において、入力電圧（電圧v_in）を増加させる変動が生じさせている。これにより、出力電圧（電圧v_pn）、入力電圧（電圧v_in）、及び入力電流i_dc（リアクトル電流）のそれぞれに過渡的な振動性の変動がみられるが、比較的短い時間でその振動性の変動が収束することが確認できた。 At time t3, a change occurs that causes the input voltage (voltage v_in) to increase. As a result, the output voltage (voltage v_pn), the input voltage (voltage v_in), and the input current i_dc (reactor current) show transient oscillatory fluctuations. was confirmed to converge.

実施形態によれば、電力変換システム１は、DCDCコンバータ１３と、制御部２０とを備える。DCDCコンバータ１３は、昇圧動作が可能に構成され中点電位よりも高い正の電圧を出力する正極側コンバータ１３Ｐと、昇圧動作が可能に構成され前記中点電位よりも低い負の電圧を出力する負極側コンバータ１３Ｎとを含む。正極側コンバータ１３Ｐと負極側コンバータ１３Ｎとが中点電位の極を挟んで直列に接続され、DCDCコンバータ１３が同期整流型で形成されている。制御部２０は、DCDCコンバータ１３が出力する電圧と、DCDCコンバータ１３に対する入力電圧とに基づいてDCDCコンバータ１３の出力電流に関する指令値を調整し、調整後の指令値に基づいてDCDCコンバータ１３の出力電流に関する電流制御を実施する。これにより、電力変換システム１は、大容量かつ小形高効率化を可能にする。 According to the embodiment, the power conversion system 1 includes a DCDC converter 13 and a controller 20 . The DCDC converter 13 includes a positive side converter 13P configured to be capable of boosting operation and outputting a positive voltage higher than the midpoint potential, and a positive side converter 13P configured to be capable of boosting operation and outputting a negative voltage lower than the midpoint potential. and a negative converter 13N. The positive-side converter 13P and the negative-side converter 13N are connected in series with the pole of the midpoint potential interposed therebetween, and the DCDC converter 13 is formed of a synchronous rectification type. The control unit 20 adjusts the command value for the output current of the DCDC converter 13 based on the voltage output by the DCDC converter 13 and the input voltage to the DCDC converter 13, and adjusts the output of the DCDC converter 13 based on the adjusted command value. Current control is performed on the current. This enables the power conversion system 1 to have a large capacity, a small size, and high efficiency.

上記の通り、正極側コンバータ１３Ｐと負極側コンバータ１３Ｎは、互いに逆並列に接続されたＳｉＣ型のＭＯＳＦＥＴとＳｉＣ型のダイオードとの組を夫々複数含む。制御部２０は、そのダイオードの順方向電流が流れる期間にＭＯＳＦＥＴを導通させて電力損失を低減させるようにＭＯＳＦＥＴの導通期間を調整して、ＭＯＳＦＥＴをスイッチングさせるとよい。このような構成によれば、ＭＯＳＦＥＴとダイオードの損失を低減させることができ、放熱用のフィンなどを含めた大きさを比較的小さくすることが可能になる。 As described above, the positive converter 13P and the negative converter 13N each include a plurality of pairs of SiC MOSFETs and SiC diodes connected in anti-parallel to each other. The control unit 20 may switch the MOSFET by adjusting the conduction period of the MOSFET so as to reduce the power loss by turning on the MOSFET during the period in which the forward current of the diode flows. With such a configuration, the loss of the MOSFET and the diode can be reduced, and the size including the fins for heat dissipation can be made relatively small.

このような構成の電力変換システム１は、DCDCコンバータ１３の負荷変動（出力電圧変動）に対して、DCDCコンバータ１３の入力電流（リアクトル電流）と出力電圧の安定性を確保することができる。仮に、DCDCコンバータ１３の入力電圧に変動（外乱）が生じた場合であっても、ダブルチョッパの入力電流（リアクトル電流）と出力電圧の安定性を確保できることが、上記のシミュレーションの結果から確認できる。 The power conversion system 1 having such a configuration can ensure the stability of the input current (reactor current) and output voltage of the DCDC converter 13 against the load fluctuation (output voltage fluctuation) of the DCDC converter 13 . Even if the input voltage of the DCDC converter 13 fluctuates (disturbance), it can be confirmed from the above simulation results that the stability of the input current (reactor current) and output voltage of the double chopper can be ensured. .

なお、DCDCコンバータ１３の入力側には、フィルタとして機能させるコンデンサ１５とリアクトルとが設けられている。直流電源側からDCDCコンバータ１３までの構成は、コンデンサ１５、リアクトル、スイッチ（ＭＯＳＦＥＴ）、コンデンサ１３ＣＰと１３ＣＮの順に配列されている。 Note that the input side of the DCDC converter 13 is provided with a capacitor 15 functioning as a filter and a reactor. The configuration from the DC power supply side to the DCDC converter 13 is arranged in the order of a capacitor 15, a reactor, a switch (MOSFET), and capacitors 13CP and 13CN.

制御部２０は、電流基準i_ref*と入力電流i_dcとの差を示す電流偏差Δiが０になるようにPWM制御するフィードバック制御系と、さらに、別の電圧基準v_inと、出力電圧v_pnの低域周波数成分（v_pn_lpf）の比率と、オフセット（i_0）とに基づくフィードフォワード制御とを組み合わせた２自由度制御系を形成している。その中で、制御部２０は、電流基準i_refに比率を掛けて、電流基準i_ref*を生成する。制御部２０は、フィードバック制御系の制御量と、フィードフォワード制御系の制御量との比率は、予め定められていてもよく、制御系の状態に応じて適応的に変更してもよい。 The control unit 20 includes a feedback control system that performs PWM control so that the current deviation Δi, which indicates the difference between the current reference i_ref* and the input current i_dc, becomes 0, another voltage reference v_in, and a low-range output voltage v_pn. A two-degree-of-freedom control system is formed by combining the ratio of the frequency component (v_pn_lpf) and the feedforward control based on the offset (i_0). Therein, the control unit 20 multiplies the current reference i_ref by the ratio to generate the current reference i_ref*. In the control unit 20, the ratio between the control amount of the feedback control system and the control amount of the feedforward control system may be determined in advance, or may be adaptively changed according to the state of the control system.

以上説明した少なくとも一つの実施形態によれば、電力変換システムは、DCDCコンバータと、制御部とを備える。DCDCコンバータは、昇圧動作が可能に構成され中点電位よりも高い正の電圧を出力する正極側コンバータと、昇圧動作が可能に構成され前記中点電位よりも低い負の電圧を出力する負極側コンバータとを含み、前記正極側コンバータと前記負極側コンバータとが前記中点電位の極を挟んで直列に接続され、同期整流型で形成されている。制御部は、前記DCDCコンバータが出力する電圧と、前記DCDCコンバータに対する入力電圧とに基づいて前記DCDCコンバータの出力電流に関する指令値を調整し、前記調整後の指令値に基づいて前記DCDCコンバータの出力電流に関する電流制御を実施することにより、大容量かつ小形高効率化を可能にする。 According to at least one embodiment described above, the power conversion system includes a DCDC converter and a controller. The DCDC converter consists of a positive side converter configured to be capable of boosting and outputting a positive voltage higher than the midpoint potential, and a negative side converter configured to be capable of boosting and outputting a negative voltage lower than the midpoint potential. The converter includes a converter, and the positive converter and the negative converter are connected in series with the pole of the midpoint potential interposed therebetween to form a synchronous rectification type. The control unit adjusts a command value related to the output current of the DCDC converter based on the voltage output by the DCDC converter and the input voltage to the DCDC converter, and adjusts the output of the DCDC converter based on the adjusted command value. A large capacity, small size, and high efficiency can be achieved by performing current control on the current.

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。 While several embodiments of the invention have been described, these embodiments have been presented by way of example and are not intended to limit the scope of the invention. These embodiments can be implemented in various other forms, and various omissions, replacements, and modifications can be made without departing from the scope of the invention. These embodiments and their modifications are included in the scope and spirit of the invention, as well as the scope of the invention described in the claims and equivalents thereof.

１…電力変換システム、２…電動機、１１…蓄電池、１２…インバータ、１３…DCDCコンバータ、１４…電流センサ、１５…コンデンサ、１６、１７Ｐ、１７Ｎ…ＤＣ電圧センサ、２０…制御部、２１…電圧変動値演算部、２２、２３、２６…減算器、２４…電圧調整器（ＡＶＲ）、２５…乗算器、２７…電流調整器（ＡＣＲ）、２８…加算器、２９…タイミング調整器 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1... Power conversion system, 2... Electric motor, 11... Storage battery, 12... Inverter, 13... DCDC converter, 14... Current sensor, 15... Capacitor, 16, 17P, 17N... DC voltage sensor, 20... Control part, 21... Voltage Fluctuation value calculator 22, 23, 26 Subtractor 24 Voltage regulator (AVR) 25 Multiplier 27 Current regulator (ACR) 28 Adder 29 Timing regulator

Claims (7)

昇圧動作が可能に構成され中点電位よりも高い正の電圧を出力する正極側コンバータと、昇圧動作が可能に構成され前記中点電位よりも低い負の電圧を出力する負極側コンバータとを含み、前記正極側コンバータと前記負極側コンバータとが前記中点電位の極を挟んで直列に接続されている同期整流型のDCDCコンバータと、
前記DCDCコンバータが出力する電圧と、前記DCDCコンバータに対する入力電圧とに基づいて前記DCDCコンバータの出力電流に関する指令値を調整し、前記調整後の指令値に基づいて前記DCDCコンバータの出力電流に関する電流制御を実施する制御部と、
を備える電力変換システム。 A positive side converter configured to be capable of boosting and outputting a positive voltage higher than a midpoint potential, and a negative side converter configured to be capable of boosting and outputting a negative voltage lower than the midpoint potential. a synchronous rectification type DCDC converter in which the positive side converter and the negative side converter are connected in series across the pole of the midpoint potential;
A command value related to the output current of the DCDC converter is adjusted based on the voltage output by the DCDC converter and the input voltage to the DCDC converter, and current control related to the output current of the DCDC converter is based on the adjusted command value. a control unit that implements
A power conversion system comprising: 前記制御部は、
前記DCDCコンバータが出力する電圧として、前記正極側コンバータが出力する前記正の電圧と前記負極側コンバータが出力する前記負の電圧との平均値を用いて、前記DCDCコンバータに対する入力電圧として、前記正極側コンバータと前記負極側コンバータとに対する入力電圧の変動の大きさを用いて、前記DCDCコンバータの出力電流に関する前記指令値を調整する、
請求項１に記載の電力変換システム。 The control unit
Using the average value of the positive voltage output by the positive electrode side converter and the negative voltage output by the negative electrode side converter as the voltage output by the DCDC converter, the positive electrode voltage is used as the input voltage to the DCDC converter. adjusting the command value related to the output current of the DCDC converter using the magnitude of fluctuations in the input voltage to the side converter and the negative side converter;
The power conversion system according to claim 1. 前記制御部は、
前記DCDCコンバータが出力する電圧に係る第１指標値と、前記DCDCコンバータに対する入力電圧に係る第２指標値との割合に基づいて、前記DCDCコンバータの出力電流に関する前記指令値を調整する、
請求項１又は請求項２に記載の電力変換システム。 The control unit
adjusting the command value for the output current of the DCDC converter based on a ratio of a first index value for the voltage output by the DCDC converter and a second index value for the input voltage to the DCDC converter;
The power conversion system according to claim 1 or 2. 前記正極側コンバータと前記負極側コンバータは、
互いに逆並列に接続されたＳｉＣ型のＭＯＳＦＥＴとＳｉＣ型のダイオードの組を夫々複数含み、
前記制御部は、
前記ダイオードの順方向電流が流れる期間に前記ＭＯＳＦＥＴを導通させて電力損失を低減させるように前記ＭＯＳＦＥＴの導通期間を調整して、前記ＭＯＳＦＥＴをスイッチングさせる、
請求項１から請求項３の何れか１項に記載の電力変換システム。 The positive side converter and the negative side converter are
including a plurality of sets of SiC MOSFETs and SiC diodes connected in anti-parallel to each other,
The control unit
switching the MOSFET by adjusting the conduction period of the MOSFET so as to reduce power loss by conducting the MOSFET during the period in which the forward current of the diode flows;
The power conversion system according to any one of claims 1 to 3. 前記DCDCコンバータは、
前記正極側コンバータの出力と前記中点電位の極に接続される正極側コンデンサと、
前記負極側コンバータの出力と前記中点電位の極に接続される負極側コンデンサと、
を備える請求項１から請求項４の何れか１項に記載の電力変換システム。 The DCDC converter is
a positive electrode side capacitor connected to the output of the positive electrode side converter and the pole of the midpoint potential;
a negative electrode side capacitor connected to the output of the negative electrode side converter and the pole of the midpoint potential;
The power conversion system according to any one of claims 1 to 4, comprising: 前記制御部は、
互いに共通する電圧基準と、互いの位相が反転したキャリア信号とを用いたPWM制御によって、前記正極側コンバータと前記負極側コンバータとを制御する、
請求項１に記載の電力変換システム。 The control unit
The positive side converter and the negative side converter are controlled by PWM control using a voltage reference common to each other and carrier signals whose phases are inverted with respect to each other;
The power conversion system according to claim 1. 前記制御部は、
前記DCDCコンバータの出力側の直流母線の電圧に生じる振動成分を低減させるように、前記DCDCコンバータの電流制御に対する指令値を調整する、
請求項１に記載の電力変換システム。 The control unit
adjusting a command value for current control of the DCDC converter so as to reduce an oscillating component generated in the voltage of the DC bus on the output side of the DCDC converter;
The power conversion system according to claim 1.
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