JP2023011158A - Motor drive device and electric pump device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、モータ駆動装置、および電動ポンプ装置に関する。 The present invention relates to a motor drive device and an electric pump device.
モータの制御方式として、所謂「120度通電制御方式」が知られている。この方式では、U相,V相,W相のうち通電する2層を60度毎(電気角)に切替えることによって、U相コイル、V相コイル及びW相コイルにより生成される合成磁束の方向をロータの回転位置に応じて切替えてロータを回転させる。 A so-called “120-degree energization control method” is known as a motor control method. In this method, the direction of the combined magnetic flux generated by the U-phase coil, the V-phase coil, and the W-phase coil is changed by switching the current-carrying two layers of the U-phase, V-phase, and W-phase at every 60 degrees (electrical angle). are switched according to the rotational position of the rotor to rotate the rotor.
たとえば、特開2012-147561号公報(特許文献1)には、このような120度通電制御方式を用いたインバータ制御システムが開示されている。このインバータ制御システムでは、モータの電気角に応じた120度通電パターンが生成され、この生成された120度通電パターンと、インバータ入力電流の大きさに基づいて生成されるPWM(Pulse Width Modulation)信号とを論理合成することによって、インバータを構成するスイッチング素子のゲート信号が生成される(特許文献1参照)。 For example, Japanese Patent Laying-Open No. 2012-147561 (Patent Document 1) discloses an inverter control system using such a 120-degree conduction control method. In this inverter control system, a 120-degree conduction pattern is generated according to the electrical angle of the motor, and a PWM (Pulse Width Modulation) signal is generated based on the generated 120-degree conduction pattern and the magnitude of the inverter input current. A gate signal for a switching element that constitutes an inverter is generated by logically synthesizing the above (see Patent Document 1).
120度通電制御方式は、60度毎(電気角)に通電パターンを切替えるものであり、インバータにより生成されてモータに印加される電圧は、通電パターンに応じた矩形波形の電圧である。このような矩形波形の電圧は、高調波成分を多く含むため、モータの騒音および振動等の原因となる。 The 120-degree energization control method switches the energization pattern every 60 degrees (electrical angle), and the voltage generated by the inverter and applied to the motor has a rectangular waveform corresponding to the energization pattern. Since such a rectangular waveform voltage includes many harmonic components, it causes noise and vibration of the motor.
上記の問題を解決する制御方式として、光学式エンコーダおよびレゾルバ等の高分解能を有する回転位置センサを用いて正弦波の電圧を生成する、所謂「ベクトル制御方式」が知られている。しかしながら、高分解能を有する上記センサは、コストが高い。また、ベクトル制御は、演算量が多くなるために演算能力の高いマイコンを用いる必要があり、この点でもハードウェアのコストが高くなる場合がある。 As a control method for solving the above problem, a so-called "vector control method" is known, in which a sine-wave voltage is generated using a high-resolution rotational position sensor such as an optical encoder and a resolver. However, such sensors with high resolution are costly. In addition, vector control requires the use of a microcomputer with high computing power due to the large amount of computation, which may also increase the cost of hardware.
本発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、高分解能を有するセンサおよび演算能力の高いマイコン等を用いることなく、低コストで高調波成分を抑制可能なモータ駆動装置を提供することである。 The present invention has been made to solve such problems, and its object is to provide a motor drive that can suppress harmonic components at low cost without using a high-resolution sensor or a microcomputer with high computing power. to provide the equipment.
本発明に従うモータ駆動装置は、モータを駆動する。モータ駆動装置は、駆動機と、制御装置とを備える。駆動機は、モータを駆動する。制御装置は、特定波の形状の出力指令に基づいて駆動機を制御する。この特定波の形状は、矩形波において立上り部と立下り部との間に1つ以上の凹部を有する形状である。 A motor drive device according to the present invention drives a motor. The motor driving device includes a driving machine and a control device. The driver drives the motor. The control device controls the driving machine based on the output command of the shape of the specific wave. The shape of the specific wave is a rectangular wave having one or more concave portions between the rising portion and the falling portion.
本発明によれば、高分解能を有するセンサおよび演算能力の高いマイコン等を用いることなく、低コストで高調波成分を抑制可能なモータ駆動装置を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a motor drive device capable of suppressing harmonic components at low cost without using a high-resolution sensor, a high-performance microcomputer, or the like.
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一又は相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。 BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. The same or corresponding parts in the drawings are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will not be repeated.
[電動ポンプ装置の機能ブロック図]
図1は、本実施の形態の電動ポンプ装置の一例である電動オイルポンプ90の機能ブロック図である。図1の例では、電動オイルポンプ90は、モータ駆動装置1と、物質の吸上げおよび該物質の送出を行うポンプ部15とを備える。モータ駆動装置1は、後述の図2に示すように、モータ40と、該モータ40を制御するコントローラ50を有する。ポンプ部15は、このモータ40により駆動される。
[Functional block diagram of electric pump device]
FIG. 1 is a functional block diagram of an
[モータ駆動装置の全体構成]
図2は、本発明の実施の形態に従うモータ駆動装置の全体構成図である。モータ駆動装置1は、N相のモータ40を制御する。本実施の形態では、N=3である。つまり、モータ40は、3相の巻線(コイルとも称される)を有する。換言すれば、モータ40は、各相それぞれのコイルを有する。具体的には、モータ40は、U相コイル、V相コイル、およびW相コイルを有する。
[Overall Configuration of Motor Drive Device]
FIG. 2 is an overall configuration diagram of a motor drive device according to an embodiment of the present invention. The
図2を参照して、モータ駆動装置1は、直流電源10と、キャパシタ20と、インバータ30と、コントローラ50と、ホールセンサ62,64,66とを備える。インバータ30は、本開示の「駆動機」に対応する。
Referring to FIG. 2 ,
直流電源10は、インバータ30へ直流電力を供給する。直流電源10は、たとえば、電力を蓄える電力貯蔵要素であり、二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電素子を含んで構成される。キャパシタ20は、インバータ30の直流側の電力線対間に接続され、インバータ30の直流側(入力側)のノイズを低減する。
DC
インバータ30は、スイッチング素子Sw1~Sw6を含む。スイッチング素子Sw1~Sw6の各々には、ダイオードが逆並列に接続されている。スイッチング素子Sw1,Sw2は、それぞれU相上アーム及びU相下アームを構成する。スイッチング素子Sw3,Sw4は、それぞれV相上アーム及びV相下アームを構成する。また、スイッチング素子Sw5,Sw6は、それぞれW相上アーム及びW相下アームを構成する。
そして、スイッチング素子Sw1,Sw2の接続ノードは、モータ40のU相コイルに接続される。また、スイッチング素子Sw3,Sw4の接続ノードは、モータ40のV相コイルに接続され、スイッチング素子Sw5,Sw6の接続ノードは、モータ40のW相コイルに接続される(各相コイルについては図示せず)。
A connection node of the switching elements Sw1 and Sw2 is connected to the U-phase coil of the
インバータ30は、直流電源10から直流電力を受け、コントローラ50から受けるゲート信号G1~G6に基づいてモータ40を駆動する。より詳しくは、ゲート信号G1~G6に基づいてスイッチング素子Sw1~Sw6がオン/オフ駆動され、インバータ30からモータ40の各相コイルに電圧が印加されることによりモータ40が駆動される。ゲート信号は、本開示の「出力指令」に対応する。
以下では、U相コイルに印加される電圧は、「U相電圧」とも称され、V相コイルに印加される電圧は、「V相電圧」とも称され、W相コイルに印加される電圧は、「W相電圧」とも称される。 Hereinafter, the voltage applied to the U-phase coil is also referred to as the "U-phase voltage", the voltage applied to the V-phase coil is also referred to as the "V-phase voltage", and the voltage applied to the W-phase coil is , is also referred to as “W-phase voltage”.
モータ40は、同期モータであり、具体的にはブラシレスDCモータである。モータ40のロータには、永久磁石が設けられている(図示せず)。ホールセンサ62,64,66により検知されるロータ位置に基づいて、インバータ30によりU,V,W各相コイルの通電が切替えられる。これにより、各相コイルにより生成される合成磁束の方向がロータ位置に応じて切替えられ、ロータが回転する。なお、永久磁石のロータへの装着は、埋込型であってもよいし、表面型であってもよい。
The
ホールセンサ62は、回転角でW相コイルとU相コイルとの間に配置され、ホールセンサ64は、回転角でU相コイルとV相コイルとの間に配置され、ホールセンサ66は、回転角でV相コイルとW相コイルとの間に配置される。
The
ホールセンサ62,64,66は、それぞれ信号Hu,Hv,Hwを出力する。信号Hu,Hv,Hwの各々は、ロータの回転に伴なうロータの磁極の変化によってH(論理ハイ)レベルとL(論理ロー)レベルとが切替わる。このようなホールセンサ62,64,66からの信号Hu,Hv,Hwを組合わせることによって、モータ40のロータ位置を検知することができる。
コントローラ50は、CPU(Central Processing Unit)と、ROM(Read Only Memory)と、RAM(Random Access Memory)と、各種信号を入出力するための入出力ポートとを含んで構成される(いずれも図示せず)。CPUは、ROMに格納されているプログラムをRAM等に展開して実行する。ROMに格納されるプログラムは、コントローラ50の処理方法が記されたプログラムである。
The
ホールセンサを用いた120度通電制御では、ホールセンサの出力信号に基づいて、モータのU相コイル、V相コイル及びW相コイルの通電パターンが60度毎(電気角)に切替えられる。電気角は、「モータ40のロータ位置」に対応する。従来においては、モータの各相コイルには、通電パターンに応じた矩形波の電圧が印加される。しかしながら、矩形波は、高調波成分を多く含んでおり、モータの騒音や振動等の原因となる。なお、本実施の形態の「矩形波」および「矩形状」については、完全な矩形形状と、矩形形状に「なまり」などが発生することにより該矩形形状から歪んだ形状とを含む。
In the 120-degree energization control using Hall sensors, the energization pattern of the U-phase coil, V-phase coil, and W-phase coil of the motor is switched every 60 degrees (electrical angle) based on the output signal of the Hall sensor. The electrical angle corresponds to "rotor position of
120度通電制御のような矩形波駆動に代わるインバータ制御方式として、ベクトル制御が知られている。ベクトル制御では、光学式エンコーダやレゾルバ等の高分解能を有する回転位置センサを用いて、正弦波の電圧が生成される。これにより、低騒音、低振動の滑らかなモータ駆動が実現される。しかしながら、高分解能を有するセンサは、一般的にコストが高い。また、ベクトル制御は、座標変換や複雑な演算処理が必要であり、演算量が多くなるため、演算能力の高いマイコン等を用いる必要があり、この点でもコストが高くなる。 Vector control is known as an inverter control method that replaces rectangular wave drive such as 120-degree conduction control. In vector control, a sine wave voltage is generated using a high-resolution rotational position sensor such as an optical encoder or resolver. This realizes smooth motor driving with low noise and low vibration. However, sensors with high resolution are generally costly. In addition, vector control requires coordinate conversion and complicated arithmetic processing, resulting in a large amount of arithmetic operations. Therefore, it is necessary to use a microcomputer or the like with high arithmetic performance, which also increases the cost.
そこで、本実施の形態に従うモータ駆動装置1では、高分解能を有する回転位置センサや演算能力の高いマイコン等を用いることなく、低コストで高調波成分を抑制可能なインバータ制御手法が採用される。具体的には、このモータ駆動装置1では、コントローラ50は、ホールセンサ62,64,66を用いてモータ40の電気角を60度毎に検知する。また、コントローラ50は、電気角60度毎のインバータ30の出力パターンを生成し、その出力パターンに基づいて矩形波状の電圧指令を生成する。
Therefore, in
そして、この実施の形態に従うモータ駆動装置1では、コントローラ50は、生成された矩形波状の電圧指令に、予め準備された補正係数を乗じることによって、矩形波状の電圧指令を後述の特定波状の電圧指令に補正する。後述するように、この特定波状の電圧指令においては、ある程度の高調波成分が除去されていることから、高調波による騒音などを低減できる。そして、コントローラ50は、特定波状に補正された電圧指令に基づいてインバータ30のゲート信号G1~G6を生成し、インバータ30へ出力する。
In
このようにして、このモータ駆動装置1では、ベクトル制御を用いることなく、ホールセンサ62,64,66を用いた矩形波制御をベースに特定波状の電圧指令が生成され、モータ40が駆動される。以下、これらの機能を実現するコントローラ50の構成について詳しく説明する。
In this manner, in the
図3は、図2に示したコントローラ50の速度制御に関する部分の構成を示す機能ブロック図である。図3を参照して、コントローラ50は、信号切替検知部110と、時間算出部111と、出力パターン生成部112と、速度検出部114と、減算部116と、速度制御部118とを含む。また、コントローラ50は、電圧指令生成部120と、補正部122と、記憶部123と、ゲート信号生成部124とをさらに含む。
FIG. 3 is a functional block diagram showing the configuration of the speed control portion of the
信号切替検知部110は、ホールセンサ62,64,66の出力信号Hu,Hv,Hwを受け、各信号のH/Lレベルの切替わりを検知する。信号Hu,Hv,Hwの各々の切替わりを検知することによって、モータ40のロータ位置を検知することができる。
The signal
図4は、ホールセンサ62,64,66の出力信号Hu,Hv,Hwの波形図である。図4を参照して、信号Huは、モータ40のロータの回転に応じて、時刻t1においてHレベルからLレベルに切替わり、時刻t4においてLレベルからHレベルに切替わる。その後、信号Huは、時刻t7において再びHレベルからLレベルに切替わる。
FIG. 4 is a waveform diagram of the output signals Hu, Hv, Hw of the
信号Hv,Hwについても、信号Huと同様に、モータ40のロータの回転に応じて信号レベルが切替わる。そして、3つのホールセンサ62,64,66は、電気角で120度毎に配置されているため、信号Hu,Hv,Hwのいずれかの切替わりタイミングは、電気角で60度毎となる。このように、ホールセンサ62,64,66の信号Hu,Hv,Hwを組合わせることによって、モータ40の電気角が60度毎に検知される。以下では、60度は「第1角度」とも称される。また、本開示において、360度を第1角度で除算した値を、「分解能値L」とも称する。つまり、分解能値Lは、第1角度に基づいて定められる値である。本実施の形態においては、分解能値Lは、6である。
The signal levels of the signals Hv and Hw are also switched according to the rotation of the rotor of the
なお、360度を分解能値Lで除算した値を、「第1角度」としてもよい。この場合には、第1角度は、分解能値Lに基づいて定められる値である。また、本実施の形態のモータ駆動装置1のように、ホールセンサを有する構成の場合には、相数Nに基づいて分解能値Lが定まるようにしてもよい。たとえば、分解能値Lは、相数Nの2倍となる値である。
A value obtained by dividing 360 degrees by the resolution value L may be used as the "first angle". In this case, the first angle is a value determined based on the resolution value L. Further, in the case of a configuration having Hall sensors, as in the
また、分解能値Lは、相数Nに基づいて定まらないモータ駆動装置もある。このモータ駆動装置は、たとえば、センサレスでモータを駆動する装置である。このようなモータ駆動装置は、第1角度に基づいて分解能値は定められる。 In some motor driving devices, the resolution value L is not determined based on the number N of phases. This motor driving device is, for example, a device that drives a motor sensorlessly. In such a motor driving device, the resolution value is determined based on the first angle.
再び図3を参照して、出力パターン生成部112は、信号切替検知部110からホールセンサ62,64,66の信号Hu,Hv,Hwの切替わりタイミングを受け、その切替わりタイミングに応じたインバータ30の出力パターンを生成する。具体的には、出力パターン生成部112は、信号Hu,Hv,Hwの切替わりタイミングに応じて切替わる6つのパターンPT1~PT6を繰り返し生成する。
Referring to FIG. 3 again, output
図4は、信号Hu,Hv,Hwの切替わりタイミングの一例を示す図である。出力パターン生成部112は、たとえば、図4の時刻t1~t2,t2~t3,t3~t4,t4~t5,t5~t6,t6~t7をそれぞれパターンPT1~PT6とする。時刻t7~t8,t8~t9は、それぞれ再びパターンPT1,PT2となる。後述のように、電圧指令生成部120において、この出力パターンに基づいて矩形波電圧指令が生成される。
FIG. 4 is a diagram showing an example of switching timings of the signals Hu, Hv, and Hw. The
速度検出部114は、信号切替検知部110からホールセンサ62,64,66の信号Hu,Hv,Hwの切替わりタイミングを受け、その切替わりタイミングを用いてモータ40の回転速度を検出する。すなわち、信号Hu,Hv,Hwの隣接する切替わりタイミングの間隔は、電気角で60度毎の時間であるから、信号Hu,Hv,Hwの切替わりタイミングの間隔を計時することによって、モータ40の回転速度を検出することができる。一例として、モータ40が2極モータの場合、速度検出部114は、連続する6つの切替わりタイミングの間隔(ロータ1回転分)を計時し、2πをその計時時間(秒)で除算することによって回転速度(rad/秒)を算出する。
The
減算部116は、図示しない上位の制御ユニットから受けるモータ40の速度指令値から、速度検出部114から受ける速度検出値を減算することによって速度偏差を算出し、算出された速度偏差を速度制御部118へ出力する。
速度制御部118は、減算部116から受ける速度偏差を入力として、たとえば比例積分演算を行ない、その演算結果を電圧指令生成部120へ出力する。すなわち、速度制御部118は、速度指令値と速度検出値との偏差に基づく速度フィードバック(FB)制御を実行する。
電圧指令生成部120は、出力パターン生成部112により生成される出力パターンと、速度制御部118の出力とに基づいて、矩形波状の電圧指令(以下「矩形波電圧指令」と称する。)を生成する。具体的には、電圧指令生成部120は、各相コイルの通電が電気角で180度毎に切替わり、かつ、相間の通電パターンが互いに120度ずれた矩形波電圧指令を生成する。矩形波電圧指令の大きさは、速度制御部118の出力に応じて調整される。
Voltage
なお、実際の演算としては、電圧指令生成部120は、出力パターン生成部112からモータ40の回転に応じてパターンPT1~PT6を順次受ける。また、電圧指令生成部120は、速度制御部118からその演算結果を受ける。そして、電圧指令生成部120は、パターンPT1~PT6毎に通電パターンが切替わる上記の矩形波電圧指令を生成する。
As an actual calculation, voltage
時間算出部111は、上述の第1角度よりも小さな第2角度(本実施の形態では、10度)をロータが回転するために必要な時間(以下、「第2時間」とも称される)を算出する。具体的には、時間算出部111は、半周期に対応する角度(つまり180度)を、ロータが回転するために必要な時間sを、後述の式(5)に基づいて算出する。さらに、時間算出部111は、式(5)の算出結果および後述の式(6)に基づいて、第2時間を算出する。時間算出部111は、第2時間を算出する度に、該算出したことを示すタイミング信号を補正部122に出力する。
The
補正部122は、時間算出部111からのタイミング信号および矩形波を、特定波に補正するための補正係数を用いて、電圧指令生成部120により生成された矩形波電圧指令を特定波状の電圧指令に補正する。具体的には、U,V,W各相の矩形波を特定波に補正するための補正係数が、補正係数マップ(後述の図8参照)として予め準備されて記憶部123に記憶されている。補正係数マップは、本開示の「指令情報」に対応する。記憶部123は、たとえば、ROMなどにより構成される。そして、補正部122は、該補正係数マップから補正係数を取得し、電圧指令生成部120により生成された矩形波電圧指令に補正係数を乗算することによって、U,V,W各相の矩形波電圧指令を特定波状の電圧指令に補正する。
The
[特定波について]
次に、特定波について説明する。発明者は、特定波が、以下の合成波に近い波形であれば、ある程度の高調波成分を低減できることを発見した。本実施の形態の合成波は、正弦波と、3倍高調波と、9倍高調波とが合成されることにより生成される。
[About specific waves]
Next, the specific wave will be explained. The inventors discovered that if the specific wave has a waveform similar to the following composite wave, harmonic components can be reduced to some extent. The composite wave of this embodiment is generated by combining a sine wave, a third harmonic, and a ninth harmonic.
図5は、合成波などの一例を示す図である。図5では、横線は位相を示し、縦線は振幅(電圧)を示す。図5では、合成波が実線で示され、3倍高調波が破線で示され、9倍高調波が一点鎖線で示され、正弦波(基本波)が二点鎖線で示されている。図5に示すように、正弦波と、3倍高調波と、9倍高調波とが合成されることにより、合成波が生成される。 FIG. 5 is a diagram showing an example of a composite wave and the like. In FIG. 5, horizontal lines indicate phases, and vertical lines indicate amplitudes (voltages). In FIG. 5, the composite wave is indicated by a solid line, the 3rd harmonic is indicated by a dashed line, the 9th harmonic is indicated by a dashed line, and the sine wave (fundamental wave) is indicated by a dashed line. As shown in FIG. 5, a composite wave is generated by combining the sine wave, the third harmonic, and the ninth harmonic.
また、図5の例では、0度<θ≦180度の範囲において、2つの極小値が存在する。図5の例では、この2つの極小値を、第1極小値A1および第2極小値A2と称する。また、図5の例では、180度<θ≦360度の範囲において、2つの極大値が存在する。図5の例では、この2つの極小値を、第1極大値A3および第2極大値A4と称する。 Also, in the example of FIG. 5, there are two minimum values in the range of 0 degrees<θ≦180 degrees. In the example of FIG. 5, these two minima are referred to as the first minima A1 and the second minima A2. Also, in the example of FIG. 5, there are two maximum values in the range of 180 degrees<θ≦360 degrees. In the example of FIG. 5, these two local minima are called the first local maximum A3 and the second local maximum A4.
図6は、本実施の形態の特定波の一例を示す図である。図6は、U相電圧に対応する特定波の一例である。図6の例では、特定波は、矩形波Kにおいて立上り部M1と立下り部M2との間に2つの凹部を有する波である。なお矩形波Kの電圧指令は、電圧指令生成部120により生成される。
FIG. 6 is a diagram showing an example of a specific wave according to this embodiment. FIG. 6 is an example of a specific wave corresponding to the U-phase voltage. In the example of FIG. 6, the specific wave is a rectangular wave K having two concave portions between the rising portion M1 and the falling portion M2. Note that the voltage command for the rectangular wave K is generated by the voltage
図6の例では、0度<θ≦180度の範囲において、矩形波Kの立上り部M1と矩形波Kの立下り部M2との間に、第1凹部B1および第2凹部B2を有する。また、180度<θ≦360度の範囲において、矩形波Kの立下り部M2と矩形波Kの立上り部M1との間に、第3凹部B3および第4凹部B4を有する。 In the example of FIG. 6, there are a first recess B1 and a second recess B2 between the rising portion M1 of the rectangular wave K and the falling portion M2 of the rectangular wave K in the range of 0 degrees<θ≦180 degrees. Further, in the range of 180 degrees<θ≦360 degrees, there are a third concave portion B3 and a fourth concave portion B4 between the falling portion M2 of the rectangular wave K and the rising portion M1 of the rectangular wave K.
また、図6の例では、第1凹部B1は、θ=40度で立ち下がり、θ=50度で立ち上がることにより形成される凹部である。第2凹部B2は、θ=70度で立ち下がり、θ=80度で立ち上がることにより形成される凹部である。第3凹部B3は、θ=220度で立ち上がり、θ=230度で立ち下がることにより形成される凹部である。第4凹部B4は、θ=250度で立ち上がり、θ=260度で立ち下がることにより形成される凹部である。 Also, in the example of FIG. 6, the first concave portion B1 is a concave portion formed by falling at θ=40 degrees and rising at θ=50 degrees. The second concave portion B2 is a concave portion formed by falling at θ=70 degrees and rising at θ=80 degrees. The third recess B3 is a recess formed by rising at θ=220 degrees and falling at θ=230 degrees. The fourth recess B4 is a recess formed by rising at θ=250 degrees and falling at θ=260 degrees.
また、第1凹部B1は、第1極小値A1(図5参照)に対応する。第2凹部B2は、第2極小値A2に対応する。第3凹部B3は、第1極大値A3に対応する。第4凹部B4は、第2極大値A4に対応する。 Also, the first concave portion B1 corresponds to the first minimum value A1 (see FIG. 5). The second recess B2 corresponds to the second minimum value A2. The third recess B3 corresponds to the first local maximum A3. The fourth recess B4 corresponds to the second maximum value A4.
また、位相方向(図6のX軸方向)と直交する方向は、図6のY軸方向となる。特定波Kが、Y軸方向の直線Lで2等分されることにより2つの波形が定められる。この2つの波形は、第1特定波K1と第2特定波K2と称される。第1特定波K1は、第1凹部B1を有する。第2特定波K2は、第2凹部B2を有する。また、図6では、特に図示しないが、他の特定波も、第1特定波と第2特定波とから構成され、第1特定波は凹部を有し、第2特定波も凹部を有する。たとえば、180度~300度までの特定波についても、第1特定波と第2特定波とに分けられる。そして、該第1特定波が第3凹部B3を有し、該第2特定波が第4凹部B4を有する。また、図6で示した特定波の形状は、V相およびW相についても同一である(図9参照)。 A direction orthogonal to the phase direction (the X-axis direction in FIG. 6) is the Y-axis direction in FIG. Two waveforms are defined by dividing the specific wave K in two by a straight line L in the Y-axis direction. These two waveforms are referred to as the first specific wave K1 and the second specific wave K2. The first specific wave K1 has a first concave portion B1. The second specific wave K2 has a second concave portion B2. Also, although not shown in FIG. 6, the other specific wave is also composed of a first specific wave and a second specific wave, the first specific wave having a concave portion and the second specific wave having a concave portion. For example, specific waves from 180 degrees to 300 degrees are also divided into first specific waves and second specific waves. The first specific wave has a third recess B3, and the second specific wave has a fourth recess B4. Also, the shape of the specific wave shown in FIG. 6 is the same for the V phase and the W phase (see FIG. 9).
なお、図5の正弦波において、電圧値がピークとなる位相は、90度となる。この位相(90度)は、電圧値が正である位相の範囲(つまり、0度~180度)における中点の位相となる。一方、図6の特定波において、電圧値が正である位相の範囲(つまり、0度~120度)における中点の位相は、60度となる。つまり、図6の特定波は、図5の正弦波(合成波)よりも30度遅れている。 In addition, in the sine wave of FIG. 5, the phase at which the voltage value peaks is 90 degrees. This phase (90 degrees) is the midpoint phase in the phase range (that is, 0 degrees to 180 degrees) in which the voltage value is positive. On the other hand, in the specific wave of FIG. 6, the phase at the middle point in the phase range (that is, 0 degrees to 120 degrees) in which the voltage value is positive is 60 degrees. That is, the specific wave in FIG. 6 lags behind the sine wave (composite wave) in FIG. 5 by 30 degrees.
図7は、U相用補正係数が規定されているマップの一例である。補正部122は、図7に示すマップで規定されている補正係数を、矩形波電圧指令に乗算することによって、図6に示すような特定波状の電圧指令に補正することができる。なお、図7の各数値については、後述の図8で説明する。
FIG. 7 is an example of a map that defines U-phase correction coefficients. The
次に、正弦波と、3倍高調波と、9倍高調波との合成波が適用されることが好ましい理由を説明する。上述のように、矩形波形の電圧は、高調波成分を多く含むため、モータの騒音および振動等の原因となる。ここで、矩形波f(x)に対してフーリエ変換が実行されることにより以下の式(1)に示す結果が得られる。 Next, the reason why it is preferable to apply a composite wave of a sine wave, a triple harmonic wave, and a ninth harmonic wave will be described. As described above, the rectangular waveform voltage contains many harmonic components, which causes motor noise and vibration. Here, the result shown in the following equation (1) is obtained by executing the Fourier transform on the rectangular wave f(x).
この式(1)からも明らかなように、矩形波f(x)は、1倍高調波(正弦波)、3倍高調波、5倍高調波、7倍高調波、・・・および(2m-1)倍高調波から構成されている。ただし、mは、任意の自然数である。この式(1)のうちの中括弧内の各項の係数の分母は、「矩形波に対してフーリエ変換が実行されることにより得られる係数」である。また、この係数は、矩形波f(x)を構成する複数の高調波の倍数でもある。そうすると、この係数は、1、3、5、7、9・・・となる。つまり、この係数は、奇数となる。 As is clear from this equation (1), the rectangular wave f(x) includes 1st harmonic (sine wave), 3rd harmonic, 5th harmonic, 7th harmonic, and (2m -1) consists of double harmonics. However, m is an arbitrary natural number. The denominator of the coefficient of each term in the braces in this equation (1) is "a coefficient obtained by executing a Fourier transform on a rectangular wave". The coefficients are also multiples of the harmonics that make up the square wave f(x). Then, the coefficients are 1, 3, 5, 7, 9, and so on. That is, this coefficient is an odd number.
次に、U相電圧、V相電圧、およびW相電圧の3n倍高調波は、同電位であることを説明する。ただし、nは任意の自然数である。U相電圧、V相電圧、およびW相電圧の高調波が同電位になると、モータ40の騒音および振動等を低減できる。U相電圧、V相電圧、およびW相電圧の3n倍高調波の各々を、Vu3n、Vv3n、Vw3nと称する。また、Vu3n、Vv3n、Vw3nにおいて、位相のスケールを3n倍高調波に合わせた上で複素数を用いて表現すると、以下の式(2)~(4)のようになる。
Vu3n=V・e^j(0) (2)
Vu3n=V・e^j(2π/3)×3n)
=V・e^j(2nπ) (3)
Vw3n=V・e^j(4π/3)×3n)
=V・e^j(4nπ) (4)
ただし、上記式(2)~(4)において、Vは、矩形波の電圧値を示し、eは自然対数を示し、「^」はべき乗を示し、jは虚数を示し、nは任意の自然数を示す。上述の式(2)~(4)に示すように、Vu3n=Vu3n=Vw3nとなる。したがって、U相電圧、V相電圧、およびW相電圧の3n倍高調波は、同電位となる。つまり、U相電圧、V相電圧、およびW相電圧において、3の倍数の高調波については同電位となる。なお、倍数に係る値(つまり、3)は、モータの相数および分解能値の半分の値に相当する。本実施の形態では、モータ40の相数は、「3」であることから、倍数に係る値も「3」となる。したがって、高調波の係数は、3の倍数(モータ40の相数の倍数)となる。
Next, it will be explained that the 3n-fold harmonics of the U-phase voltage, V-phase voltage, and W-phase voltage are at the same potential. However, n is an arbitrary natural number. When the harmonics of the U-phase voltage, the V-phase voltage, and the W-phase voltage have the same potential, noise, vibration, etc. of the
Vu3n=V·êj(0) (2)
Vu3n=V·e^j(2π/3)×3n)
=V·e^j(2nπ) (3)
Vw3n=V·êj(4π/3)×3n)
=V·e^j(4nπ) (4)
However, in the above formulas (2) to (4), V represents the voltage value of the rectangular wave, e represents the natural logarithm, "^" represents the power, j represents the imaginary number, and n is any natural number. indicates As shown in the above equations (2) to (4), Vu3n=Vu3n=Vw3n. Therefore, the 3nth harmonic of the U-phase voltage, the V-phase voltage, and the W-phase voltage have the same potential. That is, in the U-phase voltage, the V-phase voltage, and the W-phase voltage, harmonics of multiples of 3 have the same potential. Note that the value related to the multiple (that is, 3) corresponds to half the phase number and the resolution value of the motor. In the present embodiment, since the number of phases of the
そして、上述のフーリエ変換の係数(つまり、奇数)と、3(モータの相数)の倍数とにおいて共通する値の各々における倍数の高調波が、モータ40を適切に制御でき、かつモータ40の騒音および振動等を低減できる。奇数と、3の倍数とで共通する値は、3、9、15、21・・・となる。発明者は、これら共通する値を鑑みて、正弦波と、3倍高調波と、9倍高調波との合成波がモータ40を適切に制御でき、かつモータ40の騒音および振動等を低減できることを発見した。以上により、正弦波と、3倍高調波と、9倍高調波との合成波が適用されることが好ましい。
Then, the harmonics of the multiples in each of the values common to the above-mentioned Fourier transform coefficients (that is, odd numbers) and the multiples of 3 (the number of phases of the motor) can properly control the
図8は、上述の補正係数マップの一例を示す図である。図8においては、U相用補正係数、V相用補正係数、W相用補正係数が規定されている。この補正係数マップにおいては、第2角度について出力指令の補正係数が定められている。なお、この補正係数マップで定められている補正係数は、一例である。 FIG. 8 is a diagram showing an example of the correction coefficient map described above. In FIG. 8, a U-phase correction coefficient, a V-phase correction coefficient, and a W-phase correction coefficient are defined. In this correction coefficient map, a correction coefficient for the output command is defined for the second angle. Note that the correction coefficients defined in this correction coefficient map are examples.
0度の位相に対して、U相用補正係数は1であり、V相用補正係数は-1であり、W相用補正係数は0であることが規定されている。10度の位相に対して、U相用補正係数は1であり、V相用補正係数は-0.9であり、W相用補正係数は0であることが規定されている。20度の位相に対して、U相用補正係数は1であり、V相用補正係数は-1であり、W相用補正係数は0であることが規定されている。 It is specified that the U-phase correction coefficient is 1, the V-phase correction coefficient is −1, and the W-phase correction coefficient is 0 for a phase of 0 degrees. It is specified that the U-phase correction coefficient is 1, the V-phase correction coefficient is −0.9, and the W-phase correction coefficient is 0 for a phase of 10 degrees. It is specified that the U-phase correction coefficient is 1, the V-phase correction coefficient is −1, and the W-phase correction coefficient is 0 for a phase of 20 degrees.
40度の位相に対して、U相用補正係数は0.9であり、V相用補正係数は-1であり、W相用補正係数は0であることが規定されている。50度の位相に対して、U相用補正係数は1であり、V相用補正係数は-1であり、W相用補正係数は0であることが規定されている。60度の位相に対して、U相用補正係数は1であり、V相用補正係数は0であり、W相用補正係数は-1であることが規定されている。 It is specified that the U-phase correction coefficient is 0.9, the V-phase correction coefficient is −1, and the W-phase correction coefficient is 0 for a phase of 40 degrees. It is specified that the U-phase correction coefficient is 1, the V-phase correction coefficient is −1, and the W-phase correction coefficient is 0 for a phase of 50 degrees. For a phase of 60 degrees, it is specified that the U-phase correction coefficient is 1, the V-phase correction coefficient is 0, and the W-phase correction coefficient is −1.
70度の位相に対して、U相用補正係数は0.9であり、V相用補正係数は0であり、W相用補正係数は-1であることが規定されている。80度の位相に対して、U相用補正係数は1であり、V相用補正係数は0であり、W相用補正係数は-1であることが規定されている。100度の位相に対して、U相用補正係数は1であり、V相用補正係数は0であり、W相用補正係数は-0.9であることが規定されている。 For a phase of 70 degrees, the U-phase correction coefficient is 0.9, the V-phase correction coefficient is 0, and the W-phase correction coefficient is −1. For a phase of 80 degrees, it is specified that the U-phase correction coefficient is 1, the V-phase correction coefficient is 0, and the W-phase correction coefficient is −1. For a phase of 100 degrees, the U-phase correction coefficient is 1, the V-phase correction coefficient is 0, and the W-phase correction coefficient is −0.9.
110度の位相に対して、U相用補正係数は1であり、V相用補正係数は0であり、W相用補正係数は-1であることが規定されている。120度の位相に対して、U相用補正係数は0であり、V相用補正係数は1であり、W相用補正係数は-1であることが規定されている。130度の位相に対して、U相用補正係数は0であり、V相用補正係数は1であり、W相用補正係数は-0.9であることが規定されている。 For a phase of 110 degrees, it is specified that the U-phase correction coefficient is 1, the V-phase correction coefficient is 0, and the W-phase correction coefficient is −1. It is specified that the U-phase correction coefficient is 0, the V-phase correction coefficient is 1, and the W-phase correction coefficient is −1 for a phase of 120 degrees. For a phase of 130 degrees, the U-phase correction coefficient is 0, the V-phase correction coefficient is 1, and the W-phase correction coefficient is −0.9.
140度の位相に対して、U相用補正係数は0であり、V相用補正係数は1であり、W相用補正係数は-1であることが規定されている。160度の位相に対して、U相用補正係数は0であり、V相用補正係数は0.9であり、W相用補正係数は-1であることが規定されている。170度の位相に対して、U相用補正係数は0であり、V相用補正係数は1であり、W相用補正係数は-1であることが規定されている。 It is specified that the U-phase correction coefficient is 0, the V-phase correction coefficient is 1, and the W-phase correction coefficient is −1 for a phase of 140 degrees. For a phase of 160 degrees, it is specified that the U-phase correction coefficient is 0, the V-phase correction coefficient is 0.9, and the W-phase correction coefficient is −1. It is specified that the U-phase correction coefficient is 0, the V-phase correction coefficient is 1, and the W-phase correction coefficient is −1 for a phase of 170 degrees.
180度の位相に対して、U相用補正係数は-1であり、V相用補正係数は1であり、W相用補正係数は0であることが規定されている。190度の位相に対して、U相用補正係数は-1であり、V相用補正係数は0.9であり、W相用補正係数は0であることが規定されている。200度の位相に対して、U相用補正係数は-1であり、V相用補正係数は1であり、W相用補正係数は0であることが規定されている。 It is specified that the U-phase correction coefficient is -1, the V-phase correction coefficient is 1, and the W-phase correction coefficient is 0 for a phase of 180 degrees. It is specified that the U-phase correction coefficient is -1, the V-phase correction coefficient is 0.9, and the W-phase correction coefficient is 0 for a phase of 190 degrees. It is specified that the U-phase correction coefficient is -1, the V-phase correction coefficient is 1, and the W-phase correction coefficient is 0 for a phase of 200 degrees.
220度の位相に対して、U相用補正係数は-0.9であり、V相用補正係数は1であり、W相用補正係数は0であることが規定されている。230度の位相に対して、U相用補正係数は-1であり、V相用補正係数は1であり、W相用補正係数は0であることが規定されている。240度の位相に対して、U相用補正係数は-1であり、V相用補正係数は0であり、W相用補正係数は1であることが規定されている。 It is specified that the U-phase correction coefficient is -0.9, the V-phase correction coefficient is 1, and the W-phase correction coefficient is 0 for a phase of 220 degrees. It is specified that the U-phase correction coefficient is -1, the V-phase correction coefficient is 1, and the W-phase correction coefficient is 0 for a phase of 230 degrees. It is specified that the U-phase correction coefficient is -1, the V-phase correction coefficient is 0, and the W-phase correction coefficient is 1 for a phase of 240 degrees.
250度の位相に対して、U相用補正係数は-0.9であり、V相用補正係数は0であり、W相用補正係数は1であることが規定されている。260度の位相に対して、U相用補正係数は-1であり、V相用補正係数は0であり、W相用補正係数は1であることが規定されている。280度の位相に対して、U相用補正係数は-1であり、V相用補正係数は0であり、W相用補正係数は0.9であることが規定されている。 It is specified that the U-phase correction coefficient is -0.9, the V-phase correction coefficient is 0, and the W-phase correction coefficient is 1 for a phase of 250 degrees. It is specified that the U-phase correction coefficient is −1, the V-phase correction coefficient is 0, and the W-phase correction coefficient is 1 for a phase of 260 degrees. For a phase of 280 degrees, the U-phase correction coefficient is −1, the V-phase correction coefficient is 0, and the W-phase correction coefficient is 0.9.
290度の位相に対して、U相用補正係数は-1であり、V相用補正係数は0であり、W相用補正係数は1であることが規定されている。300度の位相に対して、U相用補正係数は0であり、V相用補正係数は-1であり、W相用補正係数は1であることが規定されている。310度の位相に対して、U相用補正係数は0であり、V相用補正係数は-1であり、W相用補正係数は0.9であることが規定されている。 It is specified that the U-phase correction coefficient is -1, the V-phase correction coefficient is 0, and the W-phase correction coefficient is 1 for a phase of 290 degrees. It is specified that the U-phase correction coefficient is 0, the V-phase correction coefficient is −1, and the W-phase correction coefficient is 1 for a phase of 300 degrees. For a phase of 310 degrees, it is specified that the U-phase correction coefficient is 0, the V-phase correction coefficient is −1, and the W-phase correction coefficient is 0.9.
320度の位相に対して、U相用補正係数は0であり、V相用補正係数は-1であり、W相用補正係数は1であることが規定されている。340度の位相に対して、U相用補正係数は0であり、V相用補正係数は-0.9であり、W相用補正係数は1であることが規定されている。350度の位相に対して、U相用補正係数は0であり、V相用補正係数は-1であり、W相用補正係数は1であることが規定されている。 It is specified that the U-phase correction coefficient is 0, the V-phase correction coefficient is −1, and the W-phase correction coefficient is 1 for a phase of 320 degrees. It is specified that the U-phase correction coefficient is 0, the V-phase correction coefficient is −0.9, and the W-phase correction coefficient is 1 for a phase of 340 degrees. It is specified that the U-phase correction coefficient is 0, the V-phase correction coefficient is −1, and the W-phase correction coefficient is 1 for a phase of 350 degrees.
なお、360度の位相については、0度の位相の補正係数と同一である。また、図7に記載のマップは、図8に記載のマップのU相用補正係数の個所を抜き出したマップである。 Note that the 360-degree phase correction coefficient is the same as the 0-degree phase correction coefficient. The map shown in FIG. 7 is a map obtained by extracting the U-phase correction coefficient from the map shown in FIG.
図9は、図8に記載のマップを用いた補正部122による補正後の特定波状の電圧指令を示す波形図である。図9において、U相印可電圧、V相印可電圧、およびW相印可電圧が示されている。また、図9の横軸は、位相を示し、縦軸は電圧値を示す。図9のU相印可電圧の正方向の波形は、U相コイルに正方向に印加される電圧を示し、図9のU相印可電圧の負方向の波形は、U相コイルに負方向に印加される電圧を示す。図9のV相印可電圧の正方向の波形は、V相コイルに正方向に印加される電圧を示し、図9のV相印可電圧の負方向の波形は、V相コイルに負方向に印加される電圧を示す。図9のW相印可電圧の正方向の波形は、W相コイルに正方向に印加される電圧を示し、図9のW相印可電圧の負方向の波形は、W相コイルに負方向に印加される電圧を示す。また、補正前の電圧指令(つまり、矩形波の電圧指令)の正方向の電圧値の最大値はVである。
FIG. 9 is a waveform diagram showing a voltage command having a specific waveform after correction by
図9に記載のU相印可電圧、V相印可電圧、およびW相印可電圧の各波形は、図8に記載のマップの補正係数に対応した形状となっている。たとえば、位相が40度である場合には、U相用補正係数が、0.9であることから、U相印可電圧は、0.9Vとなる。また、V相用補正係数が、-1であることから、U相印可電圧は、-Vとなる。また、W相用補正係数が、0であることから、U相印可電圧は、0となる。 Each waveform of the U-phase applied voltage, the V-phase applied voltage, and the W-phase applied voltage shown in FIG. 9 has a shape corresponding to the correction coefficient of the map shown in FIG. For example, when the phase is 40 degrees, the U-phase applied voltage is 0.9V because the U-phase correction coefficient is 0.9. Since the V-phase correction coefficient is -1, the U-phase applied voltage is -V. Also, since the W-phase correction coefficient is 0, the U-phase applied voltage is 0.
なお、図8で規定されている補正係数については、本実施の形態のモータ駆動装置1の効果を奏する上で、異なる数値としてもよい。たとえば、補正係数である0.9は、0.8などとしてもよい。
It should be noted that the correction coefficients defined in FIG. 8 may be different numerical values so as to obtain the effect of the
また、上述のように、コントローラ50は、第1角度である60度毎の電気角(60度毎の位相)を検出することができる。さらに、コントローラ50は、第1角度よりも小さな角度(10度)毎の位相を検出する。コントローラ50は、この検出により、図8のマップに規定されている位相を特定することができる。
Further, as described above, the
図10は、10度毎の位相を検出する手法を説明するための図である。図10において、コントローラ50が、第1角度である60度の位相を検出したとする。この60度の位相を検出したときに、コントローラ50は、半周期に対応する角度(つまり180度)を、ロータが回転するために要する時間sを算出する。コントローラ50は、たとえば、以下の式(5)により、時間sを算出する。
FIG. 10 is a diagram for explaining a method of detecting a phase every 10 degrees. In FIG. 10, it is assumed that the
s=60/(q×p/2) (5)
ここで、qは、回転速度を示し、pは、極数を示す。速度検出部114が、該回転速度qを取得する。また、極数pは、予め記憶部123に記憶されている。
s=60/(q×p/2) (5)
Here, q indicates the rotational speed and p indicates the number of poles. A
時間sは、ロータが180度回転するために必要な時間であることから、コントローラ50が、以下の式(6)に示すように、時間sを「18」で除算することにより、ロータが10度回転するために必要な時間tを算出できる。
Since the time s is the time required for the rotor to rotate 180 degrees, the
t=s/18 (6)
コントローラ50は、時間tに基づいて、10度毎の位相(10度毎の電気角)を、モータ40のロータ位置として検出できる。たとえば、図10の例では、コントローラ50が、60度検出したタイミングに、上記式(5)および上記式(6)に基づいて、時間tを算出する。そして、コントローラ50は、60度検出したタイミングから時間tが経過したことを検出した場合には、疑似的に70度の位相を検出する。また、コントローラ50は、60度検出したタイミングから時間2tが経過したことを検出した場合には、疑似的に80度の位相を検出する。コントローラ50は、60度検出したタイミングから時間4tが経過したことを検出した場合には、疑似的に100度の位相を検出する。また、コントローラ50は、60度検出したタイミングから時間5tが経過したことを検出した場合には、疑似的に110度の位相を検出する。
t=s/18 (6)
The
また、コントローラ50は、次の第1角度に対応する角度(つまり、120度)を検出したときに、新たに、上記式(5)または(6)に基づいて、新たに時間sおよび時間tを算出する。
Further, when the
このように、コントローラ50は、式(5)、(6)を用いることにより、標準分解能である第1角度(60度)よりも小さい第2角度(10度)ごとにロータ位置を検知できる。つまり、コントローラ50は、ロータ位置の角度として、0度、10度、20度、30度、40度、50度、60度,...,350度、360度(以下、「全体角度群」という。)を検知できる。なお、該全体角度群のうち、0度、60度、120度、180度、240度、および300度は第1角度であるが、第2角度でもある。つまり、補正係数マップは、第2角度について出力指令の補正係数が定められているマップである。
Thus, the
[コントローラのフローチャート]
図11は、コントローラ50により実行される処理手順の一例を示すフローチャートである。モータ駆動装置1の処理が開始されたときに、コントローラ50は、図11の処理を開始する。
[Controller flow chart]
FIG. 11 is a flow chart showing an example of a processing procedure executed by the
まず、ステップS2において、コントローラ50は、電気角として今回の第1角度を検出したか否かを判断する。ステップS2において、コントローラ50は、電気角として今回の第1角度を検出するまで待機する(ステップS2でNO)。上述のように、コントローラ50は、信号Hu,Hv,Hwのいずれかの切替わりタイミングに基づいて、今回の第1角度を検出する。
First, in step S2, the
ステップS2において今回の第1角度が検出された場合には、ステップS4において、コントローラ50は、今回の第1角度に対応するゲート信号を出力する。たとえば、今回の第1角度として、60度が検出された場合には、コントローラ50は、図8に記載の位相60度に規定されている各相の補正係数が反映されたゲート信号を出力する。
When the current first angle is detected in step S2, the
次に、ステップS6において、上記式(5)および(6)に基づいて、時間sおよび時間tを算出する。次に、ステップS8において、コントローラ50は、時間tに基づいて、第2角度を検出したか否かを判断する(図10の説明参照)。ステップS8において、コントローラ50は、第2角度を検出するまで待機する(ステップS8でNO)。第2角度が検出された場合には、ステップS10において、コントローラ50は、該第2角度(今回の第2角度)に対応するゲート信号を出力する。たとえば、今回の第2角度として、70度が検出された場合には、コントローラ50は、図8に記載の位相70度に規定されている各相の補正係数が反映されたゲート信号を出力する。
Next, in step S6, time s and time t are calculated based on the above equations (5) and (6). Next, in step S8, the
次に、ステップS12において、コントローラ50は、第1角度から次の第1角度までの4つの第2角度の全てのゲート信号を出力したか否かを判断する。図10の例では、今回の第1角度が60度であり、次の第1角度が120度である場合には、4つの第2角度は、70度、80度、100度、110度となる。
Next, in step S12, the
ステップS12でNOと判断される場合、つまり、4つの第2角度の全てのゲート信号が出力されていないと判断された場合には、処理は、ステップS8に戻る。また、ステップS12でYESと判断された場合には、処理は、ステップS2に戻る。 If it is determined NO in step S12, that is, if it is determined that the gate signals for all the four second angles have not been output, the process returns to step S8. If YES is determined in step S12, the process returns to step S2.
[電動ポンプ装置の構成例]
前述の電動オイルポンプ90の構成について詳細に説明する。図12は、電動オイルポンプ90の一例である電動オイルポンプ901の斜視外観図である。図13は、図12の線XXにおける電動オイルポンプ901の断面図である。以下で説明する電動オイルポンプ901は、電動オイルポンプ90の具体例に対応し、ポンプ部902がポンプ部15に、モータ部903がモータ40に、およびコントローラ904がコントローラ50にそれぞれ対応している。
[Configuration example of electric pump device]
The configuration of the aforementioned
本開示に係る電動オイルポンプ901は、主にエンジンの停止中にトランスミッションに油圧を供給する電動オイルポンプである。電動オイルポンプ901が、トランスミッションケース底部のオイル溜りからオイルを吸引し、このオイルを吐出してトランスミッション内にオイルを圧送することにより、トランスミッション内で必要な油圧や潤滑油量が確保される。
The
図13に示すように、本開示に係る電動オイルポンプ901は、油圧を発生させるポンプ部902と、ポンプ部902を駆動するモータ部903と、モータ部903を制御する制御回路が設けられたコントローラ904(メイン基板)と、ポンプ部902、モータ部903、およびコントローラ904を収容するハウジング905とを有する。以下、それぞれの部材または要素を詳細に説明する。
As shown in FIG. 13, an
なお、以下の説明において、モータ部903の軸心Oと平行な方向を「軸方向」と呼び、軸心Oを中心とする円の半径方向を「半径方向」と呼ぶ(「内径方向」および「外径方向」も当該円の内径方向および外径方向を意味する)。また、軸心Oを中心とする円の円周方向を「周方向」と呼ぶ。
In the following description, the direction parallel to the axis O of the
図13に示すように、本開示に係るポンプ部902は、回転することでオイルを圧送する回転式ポンプである。具体的に、ポンプ部902は、複数の外歯が形成されたインナロータ921と、複数の内歯が形成されたアウタロータ922と、インナロータ921およびアウタロータ922を収容する静止部材としてのポンプケース923とを有するトロコロイドポンプである。アウタロータ922の内径側にインナロータ921が配置されている。アウタロータ922は、インナロータ921に対して偏心した位置にある。アウタロータ922の一部の歯部がインナロータ921の一部の歯部と噛み合っている。なお、インナロータ921の歯数をnとすると、アウタロータ922の歯数は(n+1)である。アウタロータ922の外周面およびポンプケース923の内周面は何れも互いに嵌合可能な円筒面である。アウタロータ922は、インナロータ921の回転に伴って従動回転するように、ポンプケース923の内周に回転可能に配置される。
As shown in FIG. 13, the
図13に示すように、モータ部903はポンプ部902と軸方向に並べて配置される。モータ部903として、例えば3相ブラシレスDCモータが使用される。モータ部903は、複数のコイル930aを有するステータ930と、ステータ930の内側に隙間をもって配置されたロータ931と、ロータ931に結合された出力軸932とを有する。ステータ930には、U相、V相、W相の三相に対応したコイル930aが形成されている。
As shown in FIG. 13, the
出力軸932は、軸受933,934を介してハウジング905に対して回転可能に支持されている。出力軸932のポンプ部902側の端部には、ポンプ部902のインナロータ921が装着されている。出力軸932とポンプ部902の間に減速機は配置されておらず、インナロータ921はモータ部903の出力軸932に嵌合されており、例えば二面幅によって動力伝達可能とされている。軸方向においてポンプ部902側に位置する軸受933とインナロータ921との間に、出力軸932の外周面に摺接するシールリップを備えたシール935が配置される。このシール935によって、ポンプ部902からモータ部903へのオイルの漏洩が防止されている。軸方向においてポンプ部902側の軸受933とシール935との間には、軸方向に圧縮された弾性部材936が配置され、軸受933、934に対し予圧を与えている。
The
モータ部903におけるロータ931の回転角を検出するため、モータ部903の回転側と静止側の間に検出部937が設けられる。本開示に係る検出部937は、出力軸932の反ポンプ部側の軸端にブラケット938を介して取り付けられたセンサマグネット937a(例えばネオジウムボンド磁石)と、静止側となるハウジング905に設けられたMR素子等の磁気センサ937bとで構成することができる。磁気センサ937bは、出力軸932の反ポンプ側の軸端と対向して配置され、かつ出力軸932と直交する方向に配置されたサブ基板939に取り付けられる。磁気センサ937bの検出値は、後述するコントローラ904(メイン基板)の制御回路に入力される。
A
なお、磁気センサ937bとして、ホール素子を使用することもできる。また、検出部937としては、磁気センサの他、光学式エンコーダやレゾルバ等を用いることもできる。なお、センサレスでモータ部903を駆動することもできる。
A Hall element can also be used as the
本開示に係るコントローラ904は、モータ部903の出力軸932と平行に配置される。コントローラ904には、複数の電子部品941が実装されている。これらの電子部品941でモータ部903の駆動を制御する制御回路が構成される。図示例では、コントローラ904が、電子部品941を実装した面(実装面)940をポンプ部902およびモータ部903と対向させて配置される。コントローラ904には、外部電源からコネクタ942を介して電力が供給される。
The
ハウジング905は、両端を開口した筒状のハウジング本体950と、ハウジング本体950の軸方向においてポンプ側の開口部を閉鎖する第一蓋部951と、ハウジング本体950の軸方向反ポンプ側の開口部を閉鎖する第二蓋部952とを有する。第一蓋部951および第二蓋部952はそれぞれ複数の締結用ボルトB1、B2を用いてハウジング本体950に固定される。
The
第二蓋部952は、反ポンプ部側の軸受934を支持する円筒形状のベアリングケース952aと、ベアリングケース952aの反ポンプ部側開口部を閉鎖するカバー952bとを有する。ベアリングケース952aの内径側にサブ基板939が配置される。カバー952bは、ベアリングケース952aに図示しない締結部材を用いて取り付けられる。
The
ハウジング本体950は、ポンプ部902を収容するポンプ収容部953、モータ部903を収容するモータ収容部954、およびコントローラ904を収容するコントローラ収容部955を有する。ハウジング本体950は、例えば鋳造や切削あるいはこれらの組み合わせにより、一部品の形で一体に形成される。ハウジング本体950、第一蓋部951、および第二蓋部952は導体でかつ熱伝導性が良好な金属材料、例えばアルミニウム合金で形成される。この他、ハウジング本体950、第一蓋部951、および第二蓋部952のうちの一つ又は複数を他の金属材料(例えば、鉄系金属)または樹脂で形成してもよい。
The
ハウジング905のポンプ収容部953は、ポンプ部902のポンプケース923を含む概略円筒状の形態を有する。ポンプ収容部953には、インナロータ921及びアウタロータ922が収容されるポンプ室966と、吸入ポート962および吐出ポート964とが形成される。吸入ポート962および吐出ポート964は、何れもポンプ室966のモータ部903側(図13の左側)に隣接して設けられ、インナロータ921とアウタロータ922の噛み合い部に開口している。吸入ポート962と吐出ポート964は、何れも出力軸932の円周方向に延びる円弧状をなし、円周方向で180°対向する位置に設けられる。
The
ハウジング905のモータ収容部954は円筒状に形成される。モータ収容部954の円筒状内周面に、モータ部903のステータ930が圧入もしくは接着固定されている。ハウジング905のコントローラ収容部955は、半径方向の外径側(図13の下側)が開口しており、内周にコントローラ904を収容した後、開口部がカバー957により閉鎖される。カバー957は締結部材B3を用いてハウジング本体950に取り付けられる。
A
図12および図13に示すように、ハウジング本体950の軸方向両側には、電動オイルポンプ901を取付対象部品(本開示ではトランスミッションケース)に取り付けるためのフランジ状の取り付け部958、959が一体に形成される。ポンプ部902側の取り付け部958に二つの締結用孔958aが形成され、反ポンプ部側の取り付け部959に二つの締結用孔959aが形成されている。これら締結用孔958a、959aに図示しない締結部材を挿入し、当該締結部材をトランスミッションケースにねじ込むことで、電動オイルポンプ901がトランスミッションケースに取り付けられる。
As shown in FIGS. 12 and 13, flange-like mounting
図13に示すように、ハウジング本体950には、ポンプ部902に供給されるオイルが流通する吸入管路960と、ポンプ部902から吐出されたオイルが流通する吐出管路961とが設けられる。吸入管路960の一端は吸入ポート962に接続される。吸入管路960の他端はハウジング本体950の表面に開口し、この開口部が吸入口963となる。吐出管路961の一端は吐出ポート964に接続される。吐出管路961の他端はハウジング本体950の表面に開口し、この開口部が吐出口965となる。吸入口963および吐出口965は、ハウジング905のうち、トランスミッションケースと対向する面に設けられる。これにより、電動オイルポンプ901の周囲にオイル用配管を引き回す必要がなくなり、電動オイルポンプ901の周辺構造を簡略化することができる。
As shown in FIG. 13, the
また、上記の電動オイルポンプ901では、吸入口963および吐出口965はハウジング本体950の表面に設けられている。加えて、吸入口963とポンプ部902とを接続する吸入管路960と、吐出口965とポンプ部902とを接続する吐出管路961とが何れもハウジング本体950に設けられている。そのため、吸入管路960および吐出管路961を流れるオイルでハウジング本体950の冷却を行うことができる。この冷却効果により、熱源となるモータ部903およびコントローラ904の冷却を促進することができ、電動オイルポンプ901の信頼性を高めることができる。また、吸入管路960と吐出管路961をハウジング本体950とは別の部材に設ける場合に比べ、電動オイルポンプ901の小型化を図ることができる。
Further, in the
なお、吸入管路960および吐出管路961の構成を変えることなく、吸入管路960を吐出管路として、かつ吐出管路961を吸入管路として使用することもできる。また、吸入管路960および吐出管路961の双方をポンプ部902とモータ部903の軸方向間領域に配置する他、どちらか一方を、これ以外の領域(例えばモータ部903の外径側領域)に配置することもできる。
It is also possible to use the
なお、本実施の形態では、電動ポンプの一例として自動変速機用の電動オイルポンプを挙げたが、電動ポンプであれば他の用途のポンプであっても良い。 In the present embodiment, an electric oil pump for an automatic transmission is used as an example of an electric pump, but an electric pump for other purposes may be used as long as it is an electric pump.
以上のように、コントローラ50は、特定波の形状の出力指令に基づいてインバータ30を制御する。また、特定波は、図6および図9に示すように、矩形波Kにおいて立上り部M1と立下り部M2との間に2つの凹部(つまり、第1凹部B1および第2凹部B2)を有する。このような特定波の形状の出力指令により、モータ40に悪影響を与える高調波成分がある程度除外されている。したがって、本実施の形態のモータ駆動装置1では、高分解能を有するセンサおよび演算能力の高いマイコン等を用いることなく、モータ40の騒音および振動等を低減できる。
As described above, the
また、図6および図9の特定波は、矩形波と比較して、極大値および極小値が反映されている観点で、合成波(図5の実線参照)に近い波である。また、合成波は、モータの分解能値の半分の値(モータの相数)の倍数(3、6、9、12・・・)と奇数(1、3、5、7、9・・・)とにおいて共通する2以上の値の各々における倍数(つまり、3、9、15、21、27・・・)の高調波と基本波とが合成されることにより生成される。つまり、合成波は、基本波と、(6c-3)倍高調波(ただし、cは、任意の自然数)とにより合成されることにより生成される。具体的には、合成波は、3倍高調波と、9倍高調波と、15倍高調波と、21倍高調波と、・・・(6c-3)倍高調波とのうちの少なくとも1つの高調波と、基本波とが合成されることにより生成される。したがって、(6c-3)倍高調波のそれぞれは、U相、V相、およびW相のそれぞれにおいて同電位であるため、モータ40の騒音および振動等は低減される。また、モータ40への入力電圧のほとんどは、正弦波成分であり、結果として、電流は正弦波に近い波形となる。よって、この観点でもモータ40の騒音および振動等は低減される。
The specific waves in FIGS. 6 and 9 are closer to the composite wave (see the solid line in FIG. 5) in terms of reflecting the maximum and minimum values compared to the rectangular wave. In addition, the composite wave is a multiple (3, 6, 9, 12...) and an odd number (1, 3, 5, 7, 9...) of half the resolution value of the motor (the number of phases of the motor). is generated by synthesizing harmonics and fundamental waves of multiples (that is, 3, 9, 15, 21, 27, . That is, the synthetic wave is generated by synthesizing the fundamental wave and the (6c-3) harmonic (where c is an arbitrary natural number). Specifically, the composite wave is at least one of 3rd harmonic, 9th harmonic, 15th harmonic, 21st harmonic, and (6c-3) harmonic It is generated by synthesizing two harmonics and a fundamental wave. Therefore, each of the (6c-3) harmonics has the same potential in each of the U-phase, V-phase and W-phase, so that noise, vibration and the like of
さらに、発明者の実験などにより(6c-3)倍高調波は、3倍高調波と、9倍高調波とが好ましいことが判明した。つまり、合成波は、基本波と、3倍高調波と、9倍高調波とが合成されることにより生成されることが好ましい。これにより、より精度よく、モータ40の騒音および振動等は低減される。
Further, experiments by the inventors have revealed that the (6c-3) harmonic is preferably the 3rd harmonic and the 9th harmonic. That is, the composite wave is preferably generated by combining the fundamental wave, the third harmonic, and the ninth harmonic. As a result, the noise and vibration of the
また、第1凹部B1、第2凹部B2、第3凹部B3、および第4凹部B4の各々は、矩形状である。このような構成により、コントローラ50は、簡易な電圧制御で、特定波をより合成波に近づけることができる。
Also, each of the first recess B1, the second recess B2, the third recess B3, and the fourth recess B4 is rectangular. With such a configuration, the
また、特定波の凹部で規定される値(たとえば、電圧値)は、矩形波Kの該凹部に対応する箇所の値(つまり、電圧値V)に対して0.9倍された値である(図7および図8の0.9および-0.9参照)。このような構成により、コントローラ50は、簡易な電圧制御で、特定波をより合成波に近づけることができる。
Further, the value (for example, the voltage value) defined by the concave portion of the specific wave is the value (that is, the voltage value V) at the portion corresponding to the concave portion of the rectangular wave K multiplied by 0.9. (See 0.9 and -0.9 in Figures 7 and 8). With such a configuration, the
また、図6に示すように、特定波が2等分されることにより、第1特定波K1および第2特定波K2が定められる。そして、該第1特定波K1が1つの凹部(第1凹部B1)を有し、該第2特定波K2が1つの凹部(第2凹部B2)を有する。特定波形がこのような波形であることにより、コントローラ50は、簡易な制御で、特定波をより合成波に近づけることができる。
Further, as shown in FIG. 6, the first specific wave K1 and the second specific wave K2 are determined by dividing the specific wave into two equal parts. The first specific wave K1 has one concave portion (first concave portion B1), and the second specific wave K2 has one concave portion (second concave portion B2). Since the specific waveform is such a waveform, the
また、コントローラ50は、モータ40の回転速度qと、モータ40の極数pとに基づいて、モータ40の1周期に対応する時間を算出する。本実施の形態では、上記の式(5)に基づいて、モータ40の半周期に対応する時間sを算出する。そして、式(6)により、コントローラ50は、モータ40の10度に対応する時間tを算出する。コントローラ50は、この時間tに基づいて擬似的に、第2角度ごとに電気角を検出する。また、コントローラ50は、図8に記載のマップを保持している。このマップは、第2角度について出力指令の補正係数が定められている。コントローラ50は、検出した第2角度と一致する補正係数を矩形波により定められる電圧値に乗算する。この乗算により、コントローラ50は、矩形波を上述の特定波に補正できる。したがって、コントローラ50は、比較的簡単な演算により、矩形波を上述の特定波に補正できる。
The
[変形例]
(1) 上述の実施の形態では、図6および図9に示すように、1つの特定波において2つの凹部を有する構成を説明した。しかしながら、モータ40のパラメータ(たとえば、モータ40の極数および相数など)により、凹部の数は変更される。たとえば、1つの特定波が、1つの凹部を有する構成としてもよい。また、1つの特定波が、3つ以上の凹部を有する構成としてもよい。つまり、1つの特定波が、1以上の凹部を有することにより、モータ駆動装置は、上述と同様の効果を奏する。
[Modification]
(1) In the above-described embodiments, as shown in FIGS. 6 and 9, one specific wave has two recesses. However, the number of recesses varies depending on the parameters of motor 40 (eg, the number of poles and phases of motor 40). For example, one specific wave may have one concave portion. Also, one specific wave may have three or more concave portions. That is, one specific wave has one or more recesses, so that the motor driving device has the same effect as described above.
(2) 上述の実施の形態では、コントローラ50が、矩形波を補正することにより特定波の出力指令を生成する構成を説明した。しかしながら、コントローラ50は、矩形波を補正する処理を実行せずに、直接的に、特定波の出力指令を生成するようにしてもよい。この変形例のモータ駆動装置においては、図8の補正係数の全てに対して電圧Vが乗算された値がマップとして、記憶部123に記憶されている。また、コントローラは、補正部を有さずに、電圧指令生成部120が、矩形波の出力指令を生成するのではなく、変形利絵のマップに基づいて、特定波の出力指令を生成する。このような構成が採用されたモータ駆動装置であっても、上述の実施の形態と同様の効果を奏する。
(2) In the above embodiment, the
(3) 本実施の形態のコントローラ50は、ホールセンサ62,64,66を用いて、第1角度θ1を検出する構成を説明した。しかしながら、コントローラ50は、他の手法により、第1角度θ1を検出するようにしてもよい。たとえば、ホールセンサを用いずに、誘起電圧を検出することにより、第1角度θ1を検出するようにしてもよい。
(3) The
今回開示された実施の形態は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。 The embodiments disclosed this time should be considered to be illustrative in all respects and not restrictive. The scope of the present invention is indicated by the scope of the claims rather than the description of the above-described embodiments, and is intended to include all modifications within the meaning and scope equivalent to the scope of the claims.
1 モータ駆動装置、10 直流電源、20 キャパシタ、30 インバータ、40 モータ、50 コントローラ、62,64,66 ホールセンサ、110 信号切替検知部、111 時間算出部、112 出力パターン生成部、114 速度検出部、116 減算部、118 速度制御部、120 電圧指令生成部、122 補正部、123 記憶部、124 ゲート信号生成部。
1
Claims (8)
前記モータを駆動する駆動機と、
特定波の形状の出力指令に基づいて前記駆動機を制御する制御装置とを備え、
前記特定波の形状は、矩形波において立上り部と立下り部との間に1つ以上の凹部を有する形状である、モータ駆動装置。 A motor drive device for driving a motor,
a driver for driving the motor;
a control device that controls the driving machine based on an output command of a specific wave shape,
The motor driving device, wherein the shape of the specific wave is a rectangular wave having one or more concave portions between a rising portion and a falling portion.
前記合成波は、前記モータの分解能値の半分の値の倍数のうち奇数である2以上の値の各々における倍数の高調波と基本波とが合成されることにより生成される、請求項1に記載のモータ駆動装置。 the specific wave is a wave closer to a synthetic wave than the rectangular wave,
2. The composite wave is generated by synthesizing a harmonic wave and a fundamental wave of each of two or more odd multiples of half the resolution value of the motor. A motor drive as described.
前記合成波は、前記基本波と、3倍高調波と、9倍高調波とが合成されることにより生成される、請求項2に記載のモータ駆動装置。 a resolution value of the motor is 6;
3. The motor drive device according to claim 2, wherein said synthetic wave is generated by synthesizing said fundamental wave, third harmonic, and ninth harmonic.
前記特定波は、前記立上り部と前記立下り部との間において位相方向と直交する方向に2等分することにより定められる第1特定波と第2特定波から構成され、
前記第1特定波は、前記第1凹部を有し、
前記第2特定波は、前記第2凹部を有する、請求項1~請求項5のいずれか1項に記載のモータ駆動装置。 the one or more recesses include a first recess and a second recess;
The specific wave is composed of a first specific wave and a second specific wave determined by halving the rising portion and the falling portion in a direction orthogonal to the phase direction,
The first specific wave has the first recess,
The motor driving device according to any one of claims 1 to 5, wherein said second specific wave has said second concave portion.
前記モータの回転速度と前記モータの極数とに基づいて、前記モータの相数により定まる第1角度よりも小さい第2角度を前記モータのロータ位置として検出し、
前記第2角度について出力指令の補正係数が定められている指令情報に基づいて、前記矩形波の形状の出力指令を前記特定波の形状の出力指令に補正し、
前記補正による前記特定波の形状の出力指令に基づいて前記駆動機を制御する、請求項1~6のいずれか1項に記載のモータ駆動装置。 The control device is
detecting a second angle smaller than a first angle determined by the number of phases of the motor as the rotor position of the motor, based on the rotation speed of the motor and the number of poles of the motor;
correcting the output command of the shape of the rectangular wave to the output command of the shape of the specific wave based on the command information that defines the correction coefficient of the output command for the second angle;
The motor driving device according to any one of claims 1 to 6, wherein the driving device is controlled based on an output command of the shape of the specific wave obtained by the correction.
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