JP2022549118A - 無線給電刺激装置 - Google Patents

Abstract

無線給電埋込式パルス発生器（ＩＰＧ）が、説明される。ある実施形態では、無線給電刺激装置は、外部伝送アンテナから無線周波数（ＲＦ）信号を受信する、受信アンテナと、整流器と、エネルギー貯蔵コンデンサＣＳＴＯＲであって、受信アンテナに結合されるＲＦ信号が、整流器によって整流され、ＶＤＤを発生させ、ＣＳＴＯＲを充電する、エネルギー貯蔵コンデンサＣＳＴＯＲと、復調器と、安定した電圧を発生させ、復調器をアクティブ化する、出力電圧調整器とを含み、復調器は、受信されたＲＦ信号内の振幅変調を検出するステップに基づいて、電極上のＣＳＴＯＲ内に貯蔵されたエネルギーを放出する、刺激を出力する、埋込式パルス発生器（ＩＰＧ）と、ＩＰＧに無線で給電し、ＩＰＧの出力刺激のタイミングを制御する、ＲＦ信号を発生させる、伝送アンテナであって、振幅変調が、ＲＦ信号に印加され、出力刺激のタイミングを制御する、伝送アンテナとを含む。

Description

（連邦政府による資金提供を受けた研究の声明）
本発明は、米国科学財団によって授与される、認可番号第１５３３６８８号の下で政府の支援を受けて行われた。政府は、本発明におけるある権利を有する。

（相互参照される出願）
本願は、その開示が参照することによってその全体として本明細書に含まれる、２０１９年９月１８日に出願され、「Ｗｉｒｅｌｅｓｓｌｙ Ｐｏｗｅｒｅｄ Ｓｔｉｍｕｌａｔｏｒ」と題された、米国仮出願第６２／９０２，２１６号の優先権を主張する。

本発明は、概して、無線給電埋込式パルス発生器（ＩＰＧ）に関する。

埋込式パルス発生器（ＩＰＧ）は、種々の重要となる臨床的問題を解明し、ヒトの生活の質を改良してきた。それらの用途は、種々の他の用途の中でも、慢性疼痛緩和、脊髄傷害に関する運動機能の回復、胃食道逆流性疾患の治療、心臓のペースメイキング、および腹圧性尿失禁の治癒を含み得る。従来のＩＰＧは、ユニットの大部分を占めるバッテリを伴い、嵩張るものであり、必要なリード線は、種々の合併症を生じやすい。

本発明の実施形態による、無線給電刺激装置のためのシステムおよび方法が、開示される。一実施形態では、無線給電刺激装置は、外部伝送アンテナから無線周波数（ＲＦ）信号を受信する、受信アンテナと、整流器と、エネルギー貯蔵コンデンサＣ_ＳＴＯＲであって、受信アンテナに結合されるＲＦ信号が、整流器によって整流され、ＶＤＤを発生させ、Ｃ_ＳＴＯＲを充電する、エネルギー貯蔵コンデンサＣ_ＳＴＯＲと、復調器と、安定した電圧を発生させ、復調器をアクティブ化する、出力電圧調整器とを含み、復調器は、受信されたＲＦ信号内の振幅変調を検出するステップに基づいて、電極上のＣ_ＳＴＯＲ内に貯蔵されたエネルギーを放出する、刺激を出力する、埋込式パルス発生器（ＩＰＧ）と、ＩＰＧに無線で給電し、ＩＰＧの出力刺激のタイミングを制御する、ＲＦ信号を発生させる、伝送アンテナであって、振幅変調が、ＲＦ信号に印加され、出力刺激のタイミングを制御する、伝送アンテナとを含む。

さらなる実施形態では、ＩＰＧはさらに、貯蔵されたエネルギーが、上位レベル閾値に到達すると、Ｃ_ＳＴＯＲからエネルギーを放出する、いくつかの逆バイアスダイオードを含む。

再びさらなる実施形態では、受信アンテナは、インダクタコイルと、共振コイルと、ダイポールアンテナと、モノポールアンテナと、パッチアンテナと、ボウタイアンテナと、フェーズドアレイアンテナと、ワイヤとから成る群から選択される、少なくとも１つのアンテナである。

依然としてさらなる実施形態では、Ｃ_ＳＴＯＲは、オフチップである。

さらなる実施形態では、依然として、Ｃ_ＳＴＯＲは、オンチップである。

さらなる実施形態では、再び、受信アンテナは、オフチップである。

さらなる実施形態では、さらに再び、受信アンテナは、オンチップである。

さらに、さらなる実施形態では、振幅変調は、少なくとも、伝送アンテナからのＲＦ信号の電力の閾値割合低減を検出することを含む。

依然としてさらなる実施形態では、再び、ＩＰＧはさらに、電荷中和のために出力刺激を送達する、ＤＣブロックコンデンサＣ_ＢＣＫを含む。

依然としてさらなる実施形態では、再び、依然として、ＩＰＧはさらに、Ｃ_ＢＣＫ上の蓄積された電荷をゼロにする、放電レジスタＲ_ＤＩＳを含む。

依然としてさらなる実施形態では、さらに再び、ＩＰＧは、神経刺激と、心臓ペーシングと、除細動と、膀胱刺激と、脳深部刺激とから成る群から選択される、少なくとも１つの用途のために使用される。

さらに依然として、さらなる実施形態では、再び、出力電圧調整器は、出力刺激の振幅を具体的な範囲内に限定し、出力電圧調整器は、供給電圧が下位層を超過すると、復調器を有効にし、供給電圧が上位層を超過すると、放電路が余剰な入射電荷を急速に放電することを可能にする。

依然としてさらなる実施形態では、再び、振幅変調は、ＲＦ信号に印加され、アナログ様式において出力刺激の繰り返し率および持続時間のうちの少なくとも一方を制御する。

依然としてさらなる実施形態では、再び、復調器は、ＲＦ信号に印加される振幅変調のタイミングを複製する。

依然としてさらなる実施形態では、再び、復調器は、ＲＦ信号のハイエンドＶ_Ｈ、ローエンドＶ_Ｌ、および過渡包絡線Ｖ_ＥＮＶを伴う、３つのソースフォロワレプリカを含み、Ｖ_ＥＮＶ検出分岐は、小さいコンデンサＣ_ｓｍを使用し、Ｖ_ＨならびにＶ_Ｌは、それぞれ、ＡＣ入力を用いて、およびそれを用いることなく、大きいコンデンサ上で抽出される。

依然としてさらなる実施形態では、再び、Ｖ_ＨおよびＶ_Ｌの平均Ｖ_Ｍが、抵抗分割器を使用して取得され、Ｖ_ＥＮＶと比較され、振幅変調のタイミングを再構築する。

依然としてさらなる実施形態では、再び、復元されたタイミング信号が、バッファによって鮮鋭化される。

図１は、本発明のある実施形態に従って、ＩＰＧが、完全に埋込され、動物の後肢筋を刺激するために使用される、生体内実験を図示する。

図２Ａは、本発明のある実施形態による、ＩＰＧの回路アーキテクチャを伴う、回路網概観を図示する。

図２Ｂは、本発明のある実施形態による、伝送コイルの概略図を図示する。

図３は、本発明のある実施形態による、復調器の回路概略図を図示する。

図４Ａ－４Ｃは、本発明のある実施形態による、出力電圧調整器の回路概略図を図示する。特に、図４Ａおよび４Ｂは、それぞれ、出力振幅の高いバーならびに低いバーを設定するステップを図示し、図４Ｃは、本発明に従って電圧基準を発生させる。 図４Ａ－４Ｃは、本発明のある実施形態による、出力電圧調整器の回路概略図を図示する。特に、図４Ａおよび４Ｂは、それぞれ、出力振幅の高いバーならびに低いバーを設定するステップを図示し、図４Ｃは、本発明に従って電圧基準を発生させる。 図４Ａ－４Ｃは、本発明のある実施形態による、出力電圧調整器の回路概略図を図示する。特に、図４Ａおよび４Ｂは、それぞれ、出力振幅の高いバーならびに低いバーを設定するステップを図示し、図４Ｃは、本発明に従って電圧基準を発生させる。

図５は、本発明のある実施形態による、ＩＣの全体的な電流消費および個々のブロックのものを図示する。

図６は、本発明のある実施形態による、環境発電フロントエンド共振器の回路モデルを図示する。

図７Ａは、本発明のある実施形態による、実装された受信コイルの３Ｄモデルを図示する。

図７Ｂは、本発明のある実施形態に従って受信コイルを組み込む、加工された状態のＰＣＢの写真を図示する。

図８Ａは、本発明のある実施形態による、環境発電フロントエンド共振器の単純化されたモデルを図示する。

図８Ｂは、本発明のある実施形態による、Ｄｉｃｋｓｏｎ整流器の回路概略図を図示する。

図９Ａは、３ｄＢの帯域幅を図示する。 図９Ｂは、本発明のある実施形態による、異なる整流器設計のために正規化されたＱηを図示する。

図１０は、本発明のある実施形態による、Ｉ_ＬＯＡＤに対するＲ_ＲＥＣおよびＣ_ＲＥＣのシミュレートされた依存度を図示する。

図１１は、本発明のある実施形態による、筋肉媒体内の共振周波数ドリフトを図示する。

図１２は、本発明のある実施形態に従って、具体的なＭｅｄＲａｄｉｏ帯域における最適な性能を確実にする、受信コイルおよび整流器のための共同設計手順を図示する。

図１３は、本発明のある実施形態による、加工されたＩＣの顕微鏡画像を図示する。

図１４は、本発明のある実施形態による、米国１０セント硬貨との比較における、加工された状態のＩＰＧアセンブリの写真を図示する。

図１５Ａは、本発明のある実施形態による、伝送コイルの写真を図示する。

図１５Ｂは、本発明のある実施形態に従った測定による、伝送コイルのＳ１１を図示する。

図１６は、６μｓのノッチに応答する、ＩＰＳの出力電圧波形を図示し、切込みは、本発明のある実施形態による、電極の等価回路モデルを示す。

図１７は、それぞれ、９６．７μｓのパルスおよび１９７．６μｓのパルスに関する、電圧（ａ、ｃ）ならびに結果として生じる電流（ｂ、ｄ）波形を図示する。（ｅ）は、本発明のある実施形態による、１０Ｈｚの率における９６．７μｓパルスの３つのサイクルを図示する。

図１８Ａは、空気中での最大距離動作を図示し、図１８Ｂは、本発明のある実施形態による、１Ｗの伝送電力を用いた、水を通した最大距離動作を図示する。

図１９は、本発明のある実施形態による、出力の負荷を負うＬＥＤを伴うＩＰＧの出力波形を図示する。

図２０は、（ａ）動物実験装置設定を図示する。挿入図は、本発明のある実施形態による、ＩＰＧの埋込を示す。（Ｂ）は、皮膚が本発明のある実施形態に従って縫合され、本デバイスを網羅する、埋込部位のより近接したビューを図示する。

図２１Ａは、１６．７μｓのパルスおよび９６．７μｓのパルスに応答して誘発された力の一過性の記録を図示し、図２１Ｂは、本発明のある実施形態による、パルス幅上で誘発された力の依存度を図示する。

図２２は、本発明のある実施形態に従って、伝送コイルがＡＮＳＹＳ内の男性の右下肢モデルから３ｃｍの距離に設置されるときのシミュレートされた１０ｇの平均ＳＡＲを図示する。

図２３は、近年公開されたバッテリのないＩＰＧの比較を提供する、表を図示する。

図面の詳細な説明
ここで図面に目を向けると、本発明の種々の実施形態による埋込式パルス発生器（ＩＰＧ）が、図示される。多くの実施形態は、具体的な解剖学的領域内に直接埋込され得る、バッテリのない、かつリード線のないＩＰＧの達成を提供する。

大部分の刺激デバイスは、電流モードまたは電圧モードのいずれかにおいて機能する。電流制御刺激（ＣＣＳ）は、負荷インピーダンスに無関係な精密な電流制御を提供する。しかしながら、刺激装置は、最悪の場合の電極／組織インピーダンス条件に準拠する必要があるため、ＣＣＳは、大部分の臨床設定において最悪のエネルギー効率を与える。電圧制御刺激（ＶＣＳ）は、電圧ドメイン内の刺激を調整し、優れたエネルギー効率を与える。本理由に起因して、大部分の既存の商業的に利用可能なＩＰＧは、ＶＣＳに基づく。医師は、予め刺激強度の適切な範囲を識別し、時間とともに、過剰刺激の余地を排除することができる。

無線電力伝達は、埋込式医療用デバイス（ＩＭＤ）に給電するバッテリのための代用物である。遠方／中間場結合および超音波伝送だけではなく、近接場誘導結合も、魅力的な開発技術である。医療機器無線通信（ＭｅｄＲａｄｉｏ）サービス、例えば、連邦通信委員会によって割り当てられた、４０１～４０６ＭＨｚ、４１３～４１９ＭＨｚ、４２６～４３２ＭＨｚ、４３８～４４４ＭＨｚ、および４５１～４５７ＭＨｚが、ＩＭＤの遠隔測定のために使用されている。オンチップコイルを採用する数百ＭＨｚの先行技術と異なり、ＩＰＧの多くの実施形態は、ＰＣＢ上に小型化された受信コイルを実装し、費用を最小限化している。また、ＩＰＧの多くの実施形態では、離散エネルギー貯蔵コンデンサが、集積回路網と組み立てられるかどうかにかかわらず、使用されている。

故に、多くの実施形態は、９５０ｎＡの静止（かつ刺激的ではない）電流消費を伴う、エネルギー効率的な電圧制御ＩＰＧを実現するために、簡潔な回路網を提供する。いくつかの実施形態では、ＭｅｄＲａｄｉｏ帯域における誘導結合が、ノッチが、アナログ様式において出力パルスの幅および率を精密に制御するために意図的に印加され得る、無線電力リンクを達成することができる。多くの実施形態では、環境発電フロントエンド回路網は、生物組織の潜在的影響を考慮する。多くの実施形態では、完成したアセンブリは、４．５ｍｍ×３．６ｍｍの受信コイルサイズを伴う、４．６ｍｍ×７ｍｍの全体的寸法を特徴とする。下垂足を矯正することにおける、本発明のある実施形態によるＩＰＧの潜在的使用が、ＩＰＧが、本発明のある実施形態に従って、図１に図示されるように、皮下で麻酔をかけられたラットの後肢筋（前脛骨筋）腹部に埋込された生体内研究において検証された。多くの実施形態では、足首関節の等尺性収縮が、制御可能な率および力で誘発された。

説明されるものは、本発明のいくつかの実施形態による、環境発電フロントエンド回路網内の設計トレードオフに焦点を当てた、ＩＰＧの回路実装である。さらに、ベンチトップ測定の議論および生体内実験結果も、提供される。

回路実装
本発明のある実施形態による、ＩＰＧの体系的アーキテクチャが、図２Ａに示される。多くの実施形態では、受信コイルに結合される磁場が、整流され、ＶＤＤを発生させ、エネルギー貯蔵コンデンサＣ_ＳＴＯＲを充電することができる。いくつかの実施形態では、ノッチ（例えば、ＲＦ電力が、発電の間にある割合のＲＦ電力まで低減されること）が、出力刺激のタイミングをそれらの繰り返しとして精密に制御する伝送信号内に意図的に印加されることができる。ノッチベースの変調スキームは、任意の複雑な遠隔測定を排除し、電力消費量を最小限化することができる。多くの実施形態では、ノッチは、伝送電力のごくわずかな部分のみを成すため、それらは、電力伝達リンクの効率を劣化させない。多くの実施形態では、ＶＣＳスキームが、ＶＤＤノードが、制御可能なパルス幅を伴って電極／組織に直接印加され得る、より良好なエネルギー効率のために採用され得る。多くの実施形態では、低ドロップアウト（ＬＤＯ）の代わりに、単純化された出力電圧調整器が、使用され、出力刺激の振幅を具体的な範囲内に限定してもよく、これはさらに、静的電力消費量を低減させ得る。多くの実施形態では、調整器は、供給電圧が下位層を超過したときのみ、ノッチ復調ブロックを可能にしてもよい。対照的に、供給電圧が、上位層を超過すると、放電路が、余剰入射電荷を急速に放電することを可能にされてもよい。刺激は、電荷中和のために、ＤＣブロックコンデンサＣ_ＢＣＫを通して送達されることができる。いくつかの実施形態では、放電レジスタＲ_ＤＩＳが、Ｃ_ＢＣ上の蓄積された電荷をゼロにする。発光ダイオード（ＬＥＤ）が、随意に、出力において含まれることができる。図２Ａは、ＩＰＧの特定の回路アーキテクチャを図示するが、種々の回路アーキテクチャの任意のものが、本発明の実施形態に従って、具体的な用途の要件に対して適宜利用されてもよい。

多くの実施形態では、ＩＰＧは、本発明のある実施形態による、図２Ｂに図示されるような、およそ３ｃｍの直径を伴うカスタマイズされた伝送コイルによって無線で給電および制御されることができる。ある実施形態では、整合ネットワークが、受信環境発電フロントエンドの共振周波数である、およそ４３０ＭＨｚにおけるインピーダンス整合を確実にする。図２Ｂは、伝送コイルの特定の回路図を図示するが、種々のアーキテクチャのうちの任意のものが、本発明の実施形態に従って、具体的な用途の要件に対して適宜利用されてもよい。

復調器
多くの実施形態では、復調器ブロックが、本発明のある実施形態による、図３に示されるようなノッチのタイミングを複製することに関わり得る。入射信号３１０の概念的な波形および復調器内の臨界ノード３２０の電圧が、図３に図示される。多くの実施形態では、回路は、３つのソースフォロワレプリカを含むことができる。信号のハイエンド、ローエンド、および過渡包絡線が、それぞれ、Ｖ_Ｈ、Ｖ_Ｌ、ならびにＶ_ＥＮＶと示される。Ｖ_ＥＮＶ検出分岐は、比較的に小さいコンデンサＣ_ＳＭを使用し得る一方、Ｖ_ＨおよびＶ_Ｌは、それぞれ、ＡＣ入力を用いて、ならびにそれを用いることなく、より大きいコンデンサ上で抽出されることができる。トランジスタの伝達特性の非線形性のため、一定のゲートバイアス上に印加されたＡＣスイングが、より大きいソース電圧を発生させ得る。Ｖ_ＨおよびＶ_Ｌの平均Ｖ_Ｍが、抵抗分割器を通して取得されることができ、これは、その後、Ｖ_ＥＮＶと比較され、ノッチのタイミングを再構築することができる。Ｃ_ＳＭおよびＣ_ＬＧは、それぞれ、１００ｆＦならびに３６ｐＦであるように選択されることができる。Ｃ_ＳＭ＜＜Ｃ_ＬＧであるため、Ｖ_Ｍは、Ｃ_ＳＭの放電および充電が、それぞれ、始点ならびに終点からの遅延を判定するように、一定であるものとして見なされることができる。より小さいＣ_ＳＭが、より急速な過渡応答を与えるが、より大きい雑音を被り得る。多くの実施形態では、Ｃ_ＳＭの放電率は、これが、バンドギャップ基準ブロックから発生される電流源によって判定されるため、伝送信号の振幅とは無関係である。復元されたタイミング信号は、次いで、本発明のある実施形態に従って、図３に示されるように、続くバッファ３３０によって鮮鋭化されることができる。ある実施形態では、バッファは、ｎｓ未満の遅延のみを生じさせ得る。図３は、復調器の特定の回路アーキテクチャを図示するが、種々の回路アーキテクチャの任意のものが、本発明の実施形態に従って、具体的な用途の要件に対して適宜利用されてもよい。

出力電圧調整器
いくつかの実施形態では、わずかな量のＶＤＤが、振幅が具体的な範囲内に調整され得るように、定電圧基準Ｖ_ＲＥＦと比較されることができる。本発明のある実施形態による、図４Ａおよび図４Ｂに図示される回路は、それぞれ、高いバーならびに低いバーを判定することができる。供給電圧が、Ｖ_ＲＥＦの１９／１２を超過すると、放電電流路が、６５ｋΩレジスタＲ_Ｄを通して有効にされ、これは、入射電力を急速に放電することができる。対照的に、いくつかの実施形態では、振幅が、Ｖ_ＲＥＦの１９／１６より低いとき、出力＊ノードは、高くなり、これは、本発明のある実施形態に従って、図３に図示される復調器を無効にする。本発明のある実施形態による、バンドギャップ電圧基準回路が、図４Ｃに示される。Ｒ１およびＲ２を調整することによって、Ｖ_ＲＥＦは、２．３Ｖになるように設計されることができ、これは、刺激振幅を２．７Ｖ～３．６Ｖに調整することができる。本調整スキームは、ＩＭＤ内で最も静的電力を消費するブロックになり得る、ＬＤＯを排除し得る。電圧ラダーがさらに、より狭い窓を与えるようにカスタマイズされることができる。ある実施形態では、実際の動作では、過剰な伝送電力が、最大振幅を伴うパルスを発生させる傾向にある。図４Ａ、図４Ｂ、および図４Ｃはそれぞれ、出力電圧調整器の特定の回路アーキテクチャを図示するが、種々の回路アーキテクチャの任意のものが、本発明の実施形態に従って、具体的な用途の要件に対して適宜利用されてもよい。

個々のブロックの電流消費量が、本発明のある実施形態に従って、図５に示されるようにシミュレートされる。およそ２．７Ｖにおける復調器の開始に伴って、ＩＣの総電流消費量Ｉ_ＴＯＴは、（ＩＤＥＭの増加に起因して）急速な上昇を特徴とする。供給電圧が、３．６Ｖに到達すると、漏れ経路が、入射電力を急速に放電し得る。それを下回ると、最大Ｉ_ＴＯＴが、およそ９５０ｎＡになり得る。

環境発電フロントエンド
多くの実施形態では、整流器の入力インピーダンスを並列なＲおよびＣとしてモデル化することが、共振結合システムのための整流器設計に関する直感的洞察を提供することができる。閾値未満領域では、整流器の入力インピーダンスは、ＭＯＳトランジスタのゲート静電容量によって支配され得る。対照的に、いくつかの実施形態では、入力電圧スイングが、増大するにつれて、トランジスタは、整流器の入力がより抵抗性な状態になるように、より多くの電流を伝導する。

本発明のある実施形態による、受信コイルと、整流器と、復調器とを含む、フロントエンド共振器が、図６に図示される。多くの実施形態では、受信コイルは、インダクタンスＬ_ＣＯＩＬ、損失抵抗Ｒ_ＣＯＩＬ、および寄生容量Ｃ_ＣＯＩＬの並列構成としてモデル化されることができる。多くの実施形態では、Ｒ_ＲＥＣおよびＣ_ＲＥＣが、それぞれ、整流器の入力抵抗ならびに静電容量を表し得る。同様に、Ｒ_ＤＥＭおよびＣ_ＤＥＭが、復調器の入力特性をモデル化し得る。しかしながら、いくつかの実施形態では、Ｒ_ＤＥＭおよびＣ_ＤＥＭは、それぞれ、１．２ＭΩならびに４．７ｆＦとなるようにシミュレートされるため、それらは、省略されることができる。図６は、環境発電フロントエンド共振器の特定の回路アーキテクチャを図示するが、種々の回路アーキテクチャの任意のものが、本発明の実施形態に従って、具体的な用途の要件に対して適宜利用されてもよい。

多くの実施形態では、受信コイルは、本共振器の共振周波数を支配的に判定してもよい。図７は、本発明のある実施形態による、受信コイルの３Ｄモデルおよび加工された状態の写真を示す。ある実施形態では、これは、０．５ｍｍ厚のＲｏｇｅｒｓ４３５０Ｂ基板上に常駐し、それぞれ、上層および下層上に２巻ならびに３巻を伴う、５巻設計を特徴とし得る。いくつかの実施形態では、受信コイルのサイズは、４．５ｍｍ×３．６ｍｍであることができる。Ｌ_ＣＯＩＬは、接続されるトレースの全てを考慮して、９４．９ｎＨになるようにシミュレートされることができる。シミュレーションは、Ｃ_ＣＯＩＬおよびＲ_ＣＯＩＬが、それぞれ、Ｃ_ＲＥＣならびにＲ_ＲＥＣより大きい桁であるように示しているため、フロントエンド共振器は、さらに、本発明のある実施形態に従って、図８Ａに図示されるように単純化されることができる。いくつかの実施形態によるＤｉｃｋｓｏｎ整流器の回路概略図が、図８Ｂに図示される。ある実施形態では、ゼロ閾値トランジスタが、変換効率を改良するために使用されることができる。図７は、受信コイルの特定の３Ｄモデルを図示するが、種々のモデルの任意のものが、本発明の実施形態に従って、具体的な用途の要件に対して適宜利用されてもよい。さらに、図８は、環境発電フロントエンド共振器およびＤｉｃｋｓｏｎ整流器の特定の回路アーキテクチャを図示するが、種々の回路アーキテクチャの任意のものが、本発明の実施形態に従って、具体的な用途の要件に対して適宜利用されてもよい。

多くの実施形態では、整流器の設計が、受信感度と帯域幅との間のトレードオフに焦点を当て得る。５μＡのＩ_ＬＯＡＤを仮定して、２．５μｍ／０．５μｍ～２０μｍ／０．５μｍの範囲に及ぶＷ_Ｇ／Ｌ_Ｇおよび４～６段の数が、本発明のある実施形態に従って、図９に示されるような異なる受信帯域幅ならびに感度を発生させる。より多くの段およびより大きいＷ_Ｇ／Ｌ_Ｇを伴う構成が、本発明のある実施形態に従って、図９Ａならびに図９Ｂに図示されるように、より大きい誘電体媒体の変動に適応し得る、フロントエンド共振器のより大きい３ｄＢ帯域幅を与え得る。対照的に、より少ない段およびより小さいＷ_Ｇ／Ｌ_Ｇが、本発明のある実施形態に従って、図９Ｂに図示されるように、主として品質係数Ｑの増加のために、より高い受信感度につながり得る。多くの実施形態では、受信感度は、整流器のＱおよび固有変換効率ηの乗算として比較されてもよい。多くの実施形態では、選択された設計（例えば、Ｗ_Ｇ／Ｌ_Ｇ＝５μｍ／０．５μｍ、Ｎ＝５）が、整流器に関して２４ＭＨｚの３ｄＢ帯域幅および５３％の固有変換効率を与える。

多くの実施形態では、選択された整流器設計はさらに、Ｉ_ＬＯＡＤ変動の影響を調査するためにシミュレートされる。ある実施形態では、１μＡ～１０μＡで変動するＩ_ＬＯＡＤに伴って、Ｃ_ＲＥＣが、およそ５０ｆＦにおいて著しく安定し得、これは、刺激負荷の広い範囲を横断した環境発電フロントエンドの共振周波数の安定性を検証する。他方では、Ｒ_ＲＥＣは、Ｉ_ＬＯＡＤに伴って減少し得、これは、より軽い負荷に関する受信感度の増加を示す。Ｉ_ＬＯＡＤ上におけるＲ_ＲＥＣおよびＣ_ＲＥＣのシミュレートされた依存度が、本発明のある実施形態に従って、図１０に実証される。

多くの実施形態では、ＩＰＧアセンブリは、エポキシを用いてカプセル化されることができる。したがって、フロントエンド共振器は、３ｍｍ厚のエポキシ内、かつ１．５ｃｍの筋肉立方体の内側においてシミュレートされ、誘電体媒体の変動の潜在的影響に関する洞察を提供することができる。いくつかの実施形態では、シミュレーションは、ＡＮＳＹＳを用いて実施されることができ、結果は、筋肉組織が、本発明のある実施形態に従って、図１１に示されるような共振周波数の９ＭＨｚの下向きのドリフトを引き起こすことを示す。多くの実施形態では、選択された整流器設計は、３ｄＢ帯域幅内の本ドリフトをカバーすることに成功する。

図１２は、本発明のある実施形態による、具体的なＭｅｄＲａｄｉｏ帯域を標的とする、受信コイルおよび整流器の共同設計のための手順を要約する。いくつかの実施形態では、受信コイルは、共振周波数を判定するステップにおいて支配的役割を果たすことができる。整流器は、具体的な負荷要件に従って、受信感度と帯域幅との間の妥協点に到達することができる。いくつかの実施形態では、本プロセスは、ある負荷がかけられた共振周波数を確実にするために、最適化のいくつかの反復を必要とし得る。図１２は、受信コイルおよび整流器に関する特定の共同設計手順を図示するが、種々の共同設計手順の任意のものが、本発明の実施形態に従って、具体的な用途の要件に対して適宜利用されてもよい。

測定結果
加工
多くの実施形態では、ＩＣが、本発明のある実施形態に従って、図１３に示されるような、８５０μｍ×４５０μｍのパッド内包面積を伴う、ＴＳＭＣ１８０ｎｍのＣＭＯＳプロセスにおいて加工されることができる。本発明のある実施形態による、ＩＰＧアセンブリの写真が、図１４に示される。ある実施形態では、エポキシ（例えば、Ｇｏｒｉｌｌａ ４２００１０１）が、アセンブリをカプセル化するために使用されることができ、約５ｍｍのＡＷＧ ２２アルミニウム鍍着銅ワイヤが、単純化のために、電極として利用されることができる。図１３は、ＩＣのあるアーキテクチャを図示するが、種々のアーキテクチャの任意のものが、本発明の実施形態に従って、具体的な用途の要件に対して適宜利用されてもよい。

伝送コイル
多くの実施形態では、伝送コイルは、単一巻設計を特徴とし、本発明のある実施形態に従って、図１５Ａに示されるように、ＦＲ４基板上に実装されることができる。いくつかの実施形態では、直径およびトレース幅は、それぞれ、２９．７ｍｍならびに１．５２ｍｍであることができる。多くの実施形態では、Ｌ整合区分が、本発明のある実施形態に従って、図１５Ｂに図示されるように、Ｓ１１測定値に示されるように、４３１ＭＨｚにおけるインピーダンス整合を確実にする。図１５は、伝送コイルの特定の回路アーキテクチャを図示するが、種々の回路アーキテクチャの任意のものが、本発明の実施形態に従って、具体的な用途の要件に対して適宜利用されてもよい。

ＩＰＧ出力
多くの実施形態では、電極インピーダンスが、本発明のある実施形態に従って、図１６の挿入図に示されるような動作に従って、組織／溶液抵抗Ｒ_Ｓおよび二重層静電容量Ｃ_ＤＬの直列の組み合わせとしてモデル化されることができる。いくつかの実施形態では、２つの電極が、およそ５ｍｍだけ、リン酸緩衝溶液中に浸漬され得る。ＲＳおよびＣＤＬは、次いで、Ｓｔａｎｆｏｒｄ Ｒｅｓｅａｒｃｈ Ｓｙｓｔｅｍ ＳＲ７２０ ＬＣＲメータを用いて、それぞれ、１．２ｋΩならびに０．６μＦであると特性評価されることができる。

いくつかの実施形態では、離散構成要素の入手性に起因して、直列の１．１５ｋΩのＲ_Ｓおよび０．６μＦのＣ_ＤＬが、ＩＰＧの負荷として使用されてもよい。いくつかの実施形態では、６μｓのノッチが、最初に、本発明のある実施形態に従って、図１６に示されるように、出力パルスを誘起した伝送信号に印加されてもよい。いくつかの実施形態では、単相波形は、それぞれ、ノッチの始点および終点と比較して、４．７μｓならびに１．４μｓの遅延を有する。したがって、誘起される刺激の持続時間は、ノッチのものより３．３μｓ短くあることができる。パルスの開始におけるスパイクは、接続ワイヤの寄生効果に起因する、アーチファクトであり得る。

９６．７μｓおよび１９６．７μｓのパルスに関する電圧ならびに対応する電流の波形が、本発明のある実施形態に従って、図１７に示される。注入電荷が、パルス後の電圧蓄積が出現するように、Ｃ_ＤＬ上に一時的に蓄積され得る。いくつかの実施形態では、電圧蓄積は、水層間剥離窓、典型的には、約１．４Ｖを超過するべきではない。多くの実施形態では、本制約に従って、パルス幅は、３００μｓを下回ように保たれるべきである。電流は、Ｒ_Ｓにわたって電圧を記録することによって、取得されることができ、これは、およそ３．２ｍＡのピークを伴う指数関数的減衰波形を特徴とする。多くの実施形態では、より包括的な電極モデルが、Ｃ_ＤＬと並列な、電荷伝達抵抗Ｒ_ＣＴを含み得、これは、生理食塩水／組織中にパルス後電位を急速に放電する。典型的な場合では、Ｒ_ＣＴは、Ｒ_Ｓのおよそ１０倍の大きさであることができる。そのような１１ｋΩのＲ_ＣＴを用いる、複数のサイクルにわたる出力電圧波形が、本発明のある実施形態に従って、図１７Ｅに実証される。

多くの実施形態では、ＬＥＤが、随意に、ＩＰＧの出力において含まれ、出力刺激の発生を示すことができる。いくつかの実施形態では、緑色のＬＥＤ（例えば、ＡＰＴ１６０８ＬＺＧＣＫ、Ｋｉｎｇｂｒｉｇｈｔ製）が、使用されることができる。多くの実施形態では、ＩＰＧは、最初に、１Ｗの伝送電力を用いて空気中で試験されてもよい。これは、本発明のある実施形態に従って、図１８Ａに図示されるように、４．５ｃｍの最大動作距離を示す。いくつかの実施形態では、本デバイスは、次いで、誘電率が身体のものを模倣するため、１．５ｃｍの深度において真水（εｒ＝８０）中に浸漬されることができる。伝送コイルは、本発明のある実施形態に従って、図１８Ｂに図示されるように、４ｃｍの全体距離を伴って、水面の２．５ｃｍ上方において、ＩＰＧを動作させ得る。ＬＥＤは、３．１Ｖにおける出力パルスの振幅を調整し得る。それぞれ、１０μｓ、２０μｓ、および３０μｓのノッチによって誘起される、６．７μｓ、１６．７μｓ、ならびに２６．７μｓのパルスの波形が、本発明のある実施形態に従って、図１９に実証される。

動物実験
小型化された埋込式刺激装置を用いた、具体的な筋肉の選択的な活性化が、下垂足を矯正することが示されている。生体内実験が、神経筋刺激におけるＩＰＧの使用を神経筋刺激ために実施されている。実験では、ラットが、最初に、皮下に投与されたウレタン麻酔（１．２ｇ／ｋｇ）を用いて麻酔をかけられた。（ＬＥＤを伴う）ＩＰＧデバイスが、２つの電極を約２ｍｍ離した状態で、筋肉（前脛骨筋）腹部の中に挿入された。本デバイスは、図２０Ａの挿入図に示されるように、４～０のＥｔｈｉｌｏｎ縫合糸を用いて定位置に固着された。伝送コイルが、４３０ＭＨｚにおける１Ｗのソース電力を用いて、後肢の３ｃｍ上方に設置された。結合組織および皮膚が、縫合され、本デバイスを被覆した。ラットが、金属ねじを使用して、膝関節が固着された状態で、裏側に設置された。固着された。足指が、図２０Ａに示されるように、力トランスデューサに直接接続され、等尺性収縮を測定した。図２０Ｂは、埋込部位のより近接したビューを表示する。力トランスデューサが、次いで、データをデジタル化および記録する（サンプリング周波数＝１０ｋＨｚ）、ＤＡＱに接続された。全ての手順が、国立衛生研究所の実験動物の世話と使用のためのガイドに従っており、ＵＣＬＡにおける動物研究委員会によって承認された。

刺激強度が、再現性を確実にするために、少なくとも１０回繰り返された各パルス幅とともに変動された。パルス繰り返し率が、本実験では、１Ｈｚに固定された。最低２分の休憩が、筋肉疲労を考慮するために２つのパルス幅サイクルの間に与えられた。１６．７μｓおよび９６．７μｓのパルスに伴って誘発された力の一過性の記録が、図２１Ａに実証される。刺激に対する応答の間、運動出力が、神経系内の固有の変動性に起因する、わずかな変動を実証する。加えて、各等尺性収縮に伴って、動物の足が、偏向され、したがって、ベースライン力に影響を及ぼし得る。パルス幅に対する誘発された力の依存度が、図２１Ｂに示される。ベースライン力に対するピークが、各パルス幅において１０パルスにわたって計算され、平均化された。力は、パルス幅に関して１００μｓを上回り、平坦域になるまで、単調に増加する。漸増曲線として観察される、本非線形関係は、前述に観察されたものに一貫する。漸増曲線は、適切な刺激パラメータを識別するために使用される、一般的方略である。

電荷送達の計算
多くの実施形態では、電荷の注入される量の計算が、電圧制御されたＩＰＧのための電極の適切な設計に関する洞察を提供する。Ｃ_ＢＣＫ上の電圧蓄積が、Ｖ_Ｘ（Ｖ_Ｘは、典型的には、ＶＤＤよりはるかに小さい）であると仮定して、各刺激に伴って送達される電荷の量は、以下に等しい。

式中、Ｔ_{Ｐｕｌｓｅ}は、パルス幅を提示する。注入される電流の振幅は、本発明のある実施形態による、図１６に示される電極モデルに従って、時定数によって判定されるように指数関数的に減衰する。動物実験では、パルス振幅は、およそ３ＶにおいてＬＥＤによって調整されるため、１６．７μｓおよび９６．７μｓのパルスは、それぞれ、およそ０．０４μＣならびに０．２３μＣの電荷を送達する。ΔＱ_ｃｈをパルス繰り返し率Ｆ_{Ｐｕｌｓｅ}によって乗算することによって、秒毎に送達される電荷の量は、以下に等しくなる。

Ｑ_ｃｈが、Ｃ_ＢＣＫ上に蓄積されることに留意されたい。したがって、受動放電路が、以下の関係を充足するべきである。

アセンブリ内のより小さいＲ_ＤＩＳが、各刺激の強度を明白に妨げない、より小さいＶ_Ｘを確実にするであろう。多くの実施形態が、μＷレベルのシミュレーション負荷を目指しており、Ｒ_ＤＩＳが、最小のＶ_Ｘを確実にするために、２００ｋΩとなるように選択され得る。多くの実施形態では、Ｃ_ＢＣＫは、４７μＦであることができる。比較的に大きいＣ_ＢＣＫが、Ｖ_Ｘを安定させることに役立ち得る。

ＳＡＲ評価
ＳＡＲ評価が、ＳＡＲ評価内で実施され得る。多くの実施形態では、ヒトの下肢モデルから３ｃｍの距離を空けて伝送コイルを設置することによって、シミュレートされた１０ｇの平均化されたＳＡＲが、本発明のある実施形態に従って、図２２に示されるように、１Ｗの伝送電力を用いた、１．６４５Ｗ／ｋｇの最大値を特徴とする。多くの実施形態では、ＳＡＲは、ＩＥＥＥ規格Ｃ９５．１－２００５、すなわち、一般の人々のために使用される、２Ｗ／ｋｇの下位層、および制御された環境、例えば、医療用インプラント使用のために使用される、１０Ｗ／ｋｇの上位層に従って、局所的な暴露に関する制限値を優に下回り得る。

比較
近年公開された小型化されたＩＰＧとの比較が、図２３に図示される表に提示される。コイルの排除に起因して、超音波ベースのＩＰＧは、より小さい形状因子を有する傾向にある。しかしながら、それらの動作は、典型的には、超音波ゲルの使用を要求する。加えて、懸念は、肺および腸等の空気で満たされた内蔵ならびに骨等の障害物を通した、その伝搬に伴うものであった。受動回路もまた、エネルギー効率的なＩＰＧを実現するために調査されている。しかしながら、それらは、伝送電力の突然のバーストを要求し、これは、ＳＡＲ規制に違反する可能性をより高くする。高い受信感度を達成するために、ＩＰＧの多くの実施形態は、アクティブな回路網ベースの作業の中でも最も低い静的電力のうちの１つを消費する。ＭｅｄＲａｄｉｏ帯域の使用は、インプラントの小型化された形状因子に寄与し得る。多くの実施形態では、現在０６０３ ＳＭＤパッケージ内にある離散構成要素を０２０１のものに置換することが、さらに、全体的なサイズを大幅に縮小させることができる。

ＩＰＧに関する具体的な実装が、図１－２３に関して上記に議論されているが、上記に議論される技法を利用する種々の実装の任意のものが、本発明の実施形態に従って、ＩＰＧのために利用されることができる。上記の説明は、本発明の多くの具体的な実施形態を含有するが、これらは、本発明の範囲に対する限界としてではなく、むしろ、それらの一実施形態のある実施例として解釈されるべきである。したがって、本発明が、本発明の範囲および精神から逸脱することなく、具体的に説明されるものとは別様に実践され得ることを理解されたい。したがって、本発明の実施形態は、全ての点で、例証的であり、かつ制限的ではないと見なされるべきである。

Claims (17)

1. 無線給電刺激装置であって、
   埋込式パルス発生器（ＩＰＧ）であって、前記ＩＰＧは、
   外部伝送アンテナから無線周波数（ＲＦ）信号を受信する受信アンテナと、
   整流器と、
   エネルギー貯蔵コンデンサＣ_ＳＴＯＲであって、前記受信アンテナに結合される前記ＲＦ信号は、前記整流器によって整流され、ＶＤＤを発生させ、前記Ｃ_ＳＴＯＲを充電する、エネルギー貯蔵コンデンサＣ_ＳＴＯＲと、
   復調器と、
   安定した電圧を発生させ、前記復調器をアクティブ化する出力電圧調整器と
   を備え、
   前記復調器は、前記受信されたＲＦ信号内の振幅変調を検出することに基づいて、電極上の前記Ｃ_ＳＴＯＲ内に貯蔵された前記エネルギーを放出する刺激を出力する、ＩＰＧと、
   前記ＲＦ信号を発生させる伝送アンテナであって、前記ＲＦ信号は、前記ＩＰＧに無線で給電し、前記ＩＰＧの出力刺激のタイミングを制御し、振幅変調が、前記ＲＦ信号に印加され、前記出力刺激のタイミングを制御する、伝送アンテナと
   を備える、無線給電刺激装置。
2. 前記ＩＰＧは、前記貯蔵されたエネルギーが上位レベル閾値に到達すると、前記Ｃ_ＳＴＯＲからエネルギーを放出する複数の逆バイアスダイオードをさらに備える、請求項１に記載の無線給電刺激装置。
3. 前記受信アンテナは、インダクタコイルと、共振コイルと、ダイポールアンテナと、モノポールアンテナと、パッチアンテナと、ボウタイアンテナと、フェーズドアレイアンテナと、ワイヤとから成る群から選択される少なくとも１つのアンテナである、請求項１に記載の無線給電刺激装置。
4. 前記Ｃ_ＳＴＯＲは、オフチップである、請求項１に記載の無線給電刺激装置。
5. 前記Ｃ_ＳＴＯＲは、オンチップである、請求項１に記載の無線給電刺激装置。
6. 前記受信アンテナは、オフチップである、請求項１に記載の無線給電刺激装置。
7. 前記受信アンテナは、オンチップである、請求項１に記載の無線給電刺激装置。
8. 振幅変調は、前記伝送アンテナからの前記ＲＦ信号の電力の閾値割合低減を少なくとも検出することを含む、請求項１に記載の無線給電刺激装置。
9. 電荷中和のために前記出力刺激を送達するＤＣブロックコンデンサＣ_ＢＣＫをさらに備える、請求項１に記載の無線給電刺激装置。
10. 前記Ｃ_ＢＣＫ上の蓄積された電荷をゼロにする放電レジスタＲ_ＤＩＳをさらに備える、請求項９に記載の無線給電刺激装置。
11. 前記ＩＰＧは、神経刺激と、心臓ペーシングと、除細動と、膀胱刺激と、脳深部刺激とから成る群から選択される少なくとも１つの用途のために使用される、請求項１に記載の無線給電刺激装置。
12. 前記出力電圧調整器は、出力刺激の振幅を具体的な範囲内に限定し、前記出力電圧調整器は、供給電圧が下位層を超過すると、前記復調器を有効にし、前記供給電圧が上位層を超過すると、放電路が余剰な入射電荷を急速に放電することを可能にする、請求項２に記載の無線給電刺激装置。
13. 前記振幅変調は、前記ＲＦ信号に印加され、アナログ様式において前記出力刺激の繰り返し率および持続時間のうちの少なくとも一方を制御する、請求項１に記載の無線給電刺激装置。
14. 前記復調器は、前記ＲＦ信号に印加される前記振幅変調のタイミングを複製する、請求項１に記載の無線給電刺激装置。
15. 前記復調器は、前記ＲＦ信号のハイエンドＶ_ＨとローエンドＶ_Ｌと過渡包絡線Ｖ_ＥＮＶとを伴う３つのソースフォロワレプリカを備え、Ｖ_ＥＮＶ検出分岐は、小さいコンデンサＣ_ｓｍを使用し、Ｖ_Ｈは、前記ＡＣ入力を用いて、大きいコンデンサ上で抽出され、Ｖ_Ｌは、前記ＡＣ入力を用いることなく、前記大きいコンデンサ上で抽出される、請求項１４に記載の無線給電刺激装置。
16. Ｖ_ＨおよびＶ_Ｌの平均Ｖ_Ｍが、抵抗分割器を使用して取得され、Ｖ_ＥＮＶと比較され、前記振幅変調のタイミングを再構築する、請求項１５に記載の無線給電刺激装置。
17. 復元されたタイミング信号が、バッファによって鮮鋭化される、請求項１５に記載の無線給電刺激装置。

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