JP2022191924A - Power unit - Google Patents
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 29
- 230000002265 prevention Effects 0.000 claims description 7
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 abstract description 5
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 229920002595 Dielectric elastomer Polymers 0.000 description 6
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 4
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 2
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 2
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 2
- 238000010438 heat treatment Methods 0.000 description 2
- 238000005265 energy consumption Methods 0.000 description 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
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Abstract
Description
本発明は、容量性負荷を駆動する電源装置に関するものである。 The present invention relates to a power supply device for driving capacitive loads.
近年、誘電エラストマアクチュエータは、自由な形態を持たせたアクチュエータとしてハプティクス等の様々な分野での開発が行われている。誘電エラストマアクチュエータは、製作コストが安く、電気的エネルギーを機械的エネルギーに変換する効率が良いアクチュエータである。 In recent years, dielectric elastomer actuators have been developed in various fields such as haptics as actuators with free forms. Dielectric elastomer actuators are inexpensive to manufacture and efficient actuators that convert electrical energy to mechanical energy.
誘電エラストマアクチュエータは、コンデンサ構造の容量性負荷であり、印加電圧に応じた変位が発生するものである。従って、発生させたい変位に応じた電圧を印加する必要がある。すなわち、容量性負荷の駆動には、電圧を任意に制御でき、且つ正負の電流を流すことのできる電源装置が必要となる。このような条件を満たすものとして、出力段がブリッジ構成の電源装置である(例えば、特許文献1参照)。 A dielectric elastomer actuator is a capacitive load in a capacitor structure that produces a displacement in response to an applied voltage. Therefore, it is necessary to apply a voltage corresponding to the displacement to be generated. In other words, driving a capacitive load requires a power supply device capable of arbitrarily controlling the voltage and allowing positive and negative currents to flow. A power supply device having a bridge configuration as an output stage satisfies such conditions (see, for example, Patent Document 1).
しかしながら、出力段がブリッジ構成の電源装置は、大電力電源(例えば、特許文献1の電源装置は、誘導加熱、誘電加熱及びプラズマ励起により、材料の処理をする無線周波数帯域を想定している)として採用されることが多く、そのままでは、誘電エラストマアクチュエータの駆動に適していない。すなわち、誘電エラストマアクチュエータは、ハプティクス分野等で人体に触れる装置、商品をつかむ装置等の用途に用いられることが想定されている。従って、誘電エラストマアクチュエータを駆動する電源装置には、安全性が重要視される。
However, a power supply with a bridge configuration in the output stage is a high-power power supply (for example, the power supply of
本発明は斯かる問題点を鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、電圧を任意に制御でき、且つ正負の電流を流すことのできる安全性の高い電源装置を提供する点にある。 The present invention has been made in view of such problems, and its object is to provide a highly safe power supply device capable of arbitrarily controlling the voltage and allowing positive and negative currents to flow. be.
本発明に係る電源装置は、上記の目的を達成するため、次のように構成される。
本発明に係る電源装置は、容量性負荷を駆動する電源装置であって、直流電圧を出力する第1電源部と、前記第1電源部からの直流電圧によって充電される入力コンデンサを備え、ブリッジ接続されたスイッチング素子のオンオフ動作によって前記入力コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換して前記容量性負荷に供給し、前記交流電圧の下降時に前記容量性負荷に充電された電荷を前記入力コンデンサに回生する共振型の第2電源部と、を備え、前記第1電源部は、前記第2電源部よりも小さな電流容量で構成されていると共に、前記第1電源部が過電流保護を開始する過電流閾値は、前記第2電源部が過電流保護を開始する過電流閾値よりも低い値に設定されていることを特徴とする。
In order to achieve the above objects, the power supply device according to the present invention is configured as follows.
A power supply device according to the present invention is a power supply device for driving a capacitive load, comprising: a first power supply unit for outputting a DC voltage; and an input capacitor charged by the DC voltage from the first power supply unit. The DC voltage of the input capacitor is converted into an AC voltage by the on/off operation of the connected switching element and supplied to the capacitive load, and the charge charged in the capacitive load when the AC voltage drops is transferred to the input capacitor. a regenerative resonance type second power supply unit, wherein the first power supply unit is configured with a current capacity smaller than that of the second power supply unit, and the first power supply unit starts overcurrent protection. The overcurrent threshold is set to a value lower than the overcurrent threshold at which the second power supply section starts overcurrent protection.
本発明の電源装置は、容量性負荷が短絡故障した場合や第2電源部が故障しても、容量性負荷に流れる負荷電流は自動的に小さな値に抑制され、安全性が確保されるという効果を奏する。 According to the power supply device of the present invention, even if the capacitive load is short-circuited or the second power supply section fails, the load current flowing through the capacitive load is automatically suppressed to a small value, ensuring safety. It works.
以下に、本発明の好適な実施の形態を添付図面に基づいて説明する。 Preferred embodiments of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings.
本実施の形態の電源装置1は、図1を参照すると、第1電源部2と、第2電源部3とを備え、容量性負荷CLに正または負の片電圧で、かつ任意電圧(直流、正弦波、矩形波など)を印加する。
Referring to FIG. 1, the
第1電源部2は、直流電源Eから入力端子Tin1に入力される入力電圧Vinを直流の出力電圧Vout1に変換して出力端子Tout1から第2電源部3に供給するDC-DCコンバータである。なお、図1に示す第1電源部2は、フライバック式のスイッチング電源で構成した例が示されているが、フォワード方等の他の方式であっても良い。
The first
第1電源部2は、トランス21と、スイッチング素子22と、出力整流平滑回路23と、第1電圧制御回路24と、第1電流制御回路25と、ドライバ26とを備えている。
The first
トランス21は、1次巻線と、2次巻線とを備え、1次巻線の極性と、2次巻線の極性とは、逆に設定されている。トランス21の1次巻線は、直流電源Eの正極端子とスイッチング素子22との間に接続されている。これにより、直流電源Eが入力電圧Vinとしてトランス21の1次巻線に印加される。
The
スイッチング素子22は、例えば、N型MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)で構成される。スイッチング素子22は、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)やBJT(バイポーラートランジスター)であっても良い。スイッチング素子22のドレインは、トランス21の1次巻線に接続されていると共に、スイッチング素子22のソースは、接地端子に接続されている。これにより、入力電圧Vinは、トランス21の1次巻線を介して接続されたスイッチング素子22のオンオフ動作により、オフ期間にトランス21の2次巻線に出力される。
The
出力整流平滑回路23は、整流ダイオードD1と、出力コンデンサCoutとを備え、トランス21の2次巻線の両端子間に、整流ダイオードD1を介して出力コンデンサCoutが接続されている。これにより、トランス21の2次巻線に誘起される交流電圧は、出力整流平滑回路23により整流平滑され、直流の出力電圧Vout1として抵抗R1と逆流防止ダイオード4とを介して第2電源部3に供給される。
The output rectifying/
抵抗R1は、第1電源部2から出力される出力電流Iout1(第2電源部3への入力電流)を検出する電流検出抵抗であり、両端電圧が第1電流制御回路25に入力される。なお、抵抗R1は、Low(ローサイド)側に設けても良い。
The resistor R1 is a current detection resistor that detects an output current Iout1 output from the first power supply section 2 (input current to the second power supply section 3), and a voltage across the resistor R1 is input to the first
逆流防止ダイオード4は、第2電源部3から第1電源部2への電荷の逆流を防止するためのダイオードであり、アノードが第2電源部3の出力端子Tout2に、カソードが第1電源部2の入力端子Tin2に接続されている。
The
第1電圧制御回路24は、スイッチング素子22をオンオフ制御する制御信号を生成する回路であり、制御信号によって出力電圧Vout1を所望の一定電圧に制御する。第1電圧制御回路24によって生成された制御信号は、ドライバ26を介してスイッチング素子22のゲートに入力され、制御信号に基づいてスイッチング素子22がオンオフ動作する。
The first
第1電流制御回路25は、抵抗R1の両端電圧によって出力電流Iout1を監視し、出力電流Iout1が上昇して過電流閾値I_oc1に到達すると、ドライバ26を介してスイッチング素子22のオンオフを制御して第2電源部3に供給する電力を制限する過電流保護(OCP)機能を有している。
The first
なお、第1電流制御回路25による過電流保護特性には、特に制限はなく、図2(a)に実線で示す垂下特性であっても良く、図2(a)に点線で示すフの字特性や図2(a)に一点鎖線で示すヘの字特性であっても良い。
The overcurrent protection characteristic of the first
第2電源部3は、第1電源部2の出力電圧Vout1を任意(正弦波、矩形波、三角波、直流等)の出力電圧Vout2に変換して容量性負荷CLに供給する出力段がブリッジ構成の共振型DC-ACコンバータである。なお、図1に示す第2電源部3は、ハーフブリッジ回路で構成した例が示されているが、フルブリッジ回路であっても良い。
The second
第2電源部3は、入力コンデンサCinと、Hi(ハイサイド)側スイッチング素子31と、Low(ローサイド)側スイッチング素子32と、リアクトルL1と、第2電圧制御回路33と、第2電流制御回路34と、Hi/Low(ハイサイド/ローサイド)ドライバ35とを備えている。
The second
入力コンデンサCinは、例えば、電解コンデンサで構成され、第1電源部2からの出力電圧Vout1が入力される入力端子Tin2(逆流防止ダイオード4のカソード)に正極側端子が接続されていると共に、負極側端子が接地端子に接続されている。なお、入力コンデンサCinの静電容量は、容量性負荷CLの静電容量に対して、十分に大きい値が好ましい。
The input capacitor Cin is composed of, for example, an electrolytic capacitor, and has a positive terminal connected to an input terminal Tin2 (cathode of the backflow prevention diode 4) to which the output voltage Vout1 from the first
Hi側スイッチング素子31及びLow側スイッチング素子32は、例えば、N型MOSFETで構成される。Hi側スイッチング素子31及びLow側スイッチング素子32は、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)やBJT(バイポーラートランジスター)であっても良い。入力コンデンサCinの正極端子と接地端子との間には、Hi側スイッチング素子31とLow側スイッチング素子32との直列回路(ハーフブリッジ回路)が接続されている。Hi側スイッチング素子31のドレインは、入力コンデンサCinの正極端子に接続されていると共に、Hi側スイッチング素子31のソースは、Low側スイッチング素子32のドレインに接続され、Low側スイッチング素子32のソースは、接地端子に接続されている。
The Hi-
Hi側スイッチング素子31及びLow側スイッチング素子32のドレイン―ソース間には、ダイオードDH、DLがそれぞれ接続されている。ダイオードDH、DLは、カソードがドレインに、アノードがソースにそれぞれ接続されている。なお、本実施の形態のように、Hi側スイッチング素子31及びLow側スイッチング素子32は、例えば、N型MOSFETで構成した場合、ダイオードDH、DLは、Hi側スイッチング素子31及びLow側スイッチング素子32の寄生ダイオードとすることができる。
Diodes DH and DL are connected between the drain and source of the Hi-
Hi側スイッチング素子31とLow側スイッチング素子32との接続点Xは、リアクトルL1と抵抗R2とを介して出力端子Tout2に接続されている。そして、出力端子Tout2と接地端子との間に容量性負荷CLが接続される。
A connection point X between the Hi-
抵抗R2は、第2電源部3から出力される出力電流Iout2を検出する電流検出抵抗であり、両端電圧が第2電流制御回路34に入力される。なお、抵抗R2は、Low側に設けても良い。
The resistor R2 is a current detection resistor that detects the output current Iout2 output from the second
第2電圧制御回路33は、Hi側スイッチング素子31及びLow側スイッチング素子32をオンオフ制御する制御信号を生成する回路であり、制御信号によって出力電圧Vout2を任意の電圧に制御する。第2電圧制御回路33によって生成された制御信号は、Hi/Lowドライバ35を介してHi側スイッチング素子31及びLow側スイッチング素子32のゲートに入力され、制御信号に基づいてHi側スイッチング素子31及びLow側スイッチング素子32がオンオフ動作する。
The second
第2電流制御回路34は、抵抗R2の両端電圧によって出力電流Iout2を監視し、出力電流Iout2が過電流閾値I_oc2に到達すると、Hi/Lowドライバ35を介してHi側スイッチング素子31及びLow側スイッチング素子32のオンオフを制御して容量性負荷CLに供給する電力を制限する過電流保護(OCP)機能を有している。
The second
第1電流制御回路25が過電流保護を開始する過電流閾値I_oc1は、図2に示すように、第2電流制御回路34が過電流保護を開始する過電流閾値I_oc2よりも低い値に設定されている。
The overcurrent threshold I_oc1 at which the first
なお、第2電流制御回路34による過電流保護の特性には、特に制限はなく、図2(b)に実線で示す垂下特性であっても良く、図2(b)に点線で示すフの字特性や図2(b)に一点鎖線で示すヘの字特性であっても良い。
The overcurrent protection characteristics of the second
第2電源部3では、リアクトルL1、入力コンデンサCin、容量性負荷CLでLCフィルター回路を構成され、図3に示すように、Hi側スイッチング素子31及びLow側スイッチング素子32を交互にオンオフ動作させ、且つデューティ比を制御することで所望の出力電圧Vout2が出力される。なお、図3に示す出力電圧Vout2は、正弦波出力時の波形である。
In the second
Hi側スイッチング素子31及びLow側スイッチング素子32のオンオフ動作は、図4及び図5に示すように、同時オンでの貫通電流を抑制するため、いずれもがオフ状態となるデッドタイム期間(期間T1、T3)を挟んで行われる。図4は、上から順に、Hi側スイッチング素子31のオンオフ状態、Low側スイッチング素子32のオンオフ状態、Hi側スイッチング素子31のドレイン電流、Low側スイッチング素子32のドレイン電流、リアクトルL1のリアクトル電流を示している。図5は、図4に示す期間T1~T4bにおけるHi側スイッチング素子31及びLow側スイッチング素子32のオンオフ状態と、容量性負荷CLを充放電する電流経路を示している。
As shown in FIGS. 4 and 5, the ON/OFF operations of the Hi-
第2電源部3では、図4及び図5に示す期間T1、T2aにおいて、容量性負荷CLの電圧を下げたい場合(電圧下降時)、容量性負荷CLに充電されている電荷が引き抜かれ、引き抜いた電荷が回生電流Ireとして入力コンデンサCinに回生される。すなわち、第2電源部3は、不必要な電荷を再利用できる。
In the second
なお、本実施の形態の電源装置1では、逆流防止ダイオード4によって、第2電源部3から第1電源部2への電荷の逆流を防止している。従って、回生電流Ireの回生エネルギーによる第1電源部2の出力電圧Vout1の上昇が防止される。これにより、出力電圧Vout1の上昇に伴って第1電源部2のスイッチング動作が停止されることがないため、ダイナミックレギュレーションが改善する。
In the
第2電源部3への入力電流、すなわち第1電源部2の出力電流Iout1と、第2電源部3の出力電流Iout2と、回生電流Ireの関係は、
Iout1=Iout2-Ire (式1)
で表される。
The relationship between the input current to the second
Iout1=Iout2−Ire (Formula 1)
is represented by
容量性負荷CLの場合、仮に回路に損失が無いとすれば、容量性負荷CLに充電された電荷はすべて回生されて入力コンデンサCinに戻るので、入力コンデンサCinと容量性負荷CLでは損失のない電荷のやりとりができる。この場合、第1電源部2に求められる電流供給能力は、最初に第2電源部3の入力コンデンサCinに充電することだけになり、それ以降は第1電源部2の出力電流Iout1がゼロになる。
In the case of the capacitive load CL, if there is no loss in the circuit, all the charges charged in the capacitive load CL are regenerated and returned to the input capacitor Cin, so there is no loss between the input capacitor Cin and the capacitive load CL. It can exchange electric charges. In this case, the current supply capability required of the first
実際には、回路の抵抗成分や容量性負荷CLでのエネルギー消費があるため、出力電流Iout2>回生電流Ireとなるため、入力コンデンサCinに充電した後も電流を供給する必要がある。しかし、回生電流Ireによって容量性負荷CLに充電された電荷が再利用されるため、図6に示すように、容量性負荷CLに供給する出力電流Iout2に対して、第1電源部2の出力電流Iout1は、小さな電流で済む。なお、図6は正弦波出力時の波形であり、(a)は第2電源部3の出力電圧Vout2、(b)は第2電源部3の出力電流Iout2、(c)は第2電源部3の入力電流(第1電源部2の出力電流Iout1)をそれぞれ示す。
In practice, there is energy consumption in the resistance component of the circuit and the capacitive load CL, so that the output current Iout2>regenerative current Ire, it is necessary to supply the current even after charging the input capacitor Cin. However, since the charge charged in the capacitive load CL is reused by the regenerative current Ire, as shown in FIG. The current Iout1 can be a small current. 6 shows waveforms when a sine wave is output, where (a) is the output voltage Vout2 of the second
従って、第1電源部2は、第2電源部3よりも小さな電流容量で構成することができる。そして、第1電源部2は、第2電源部3よりも小さな電流容量で良いため、上述したように、第1電源部2が過電流保護を開始する過電流閾値I_oc1は、第2電源部3が過電流保護を開始する過電流閾値I_oc2よりも低い値に設定されている。これにより、容量性負荷CLが短絡故障時や第2電源部3の故障時にも安全性が確保される。
Therefore, the first
図7は、容量性負荷CLが短絡故障時の等価回路であり、容量性負荷CLに抵抗成分RLが並列に接続されている。正常時は抵抗成分RLが無視できるくらい大きな値であったものが、短絡故障時は無視できない小ささになる。そして、抵抗成分RL=0Ωが、完全な短絡故障状態である。 FIG. 7 shows an equivalent circuit when the capacitive load CL is short-circuited, and the resistance component RL is connected in parallel to the capacitive load CL. The value of the resistance component RL, which is negligibly large under normal conditions, becomes negligibly small at the time of a short-circuit failure. And the resistive component RL=0Ω is the perfect short circuit fault condition.
容量性負荷CLの短絡故障時には、回生されるべき電荷の一部が抵抗成分RLで消費されてしまい、回生電流Ireが減る。そして、抵抗成分RLが小さくなるほど、出力電流Iout2に対しての回生電流Ireの比率が小さくなる。従って、上述の(式1)で考えると、第2電源部3への入力電流、すなわち第1電源部2の出力電流Iout1と、第2電源部3の出力電流Iout2とがほぼ等しくなる。
When the capacitive load CL has a short-circuit failure, part of the charge to be regenerated is consumed by the resistance component RL, and the regenerated current Ire is reduced. As the resistance component RL becomes smaller, the ratio of the regenerated current Ire to the output current Iout2 becomes smaller. Therefore, considering the above (Equation 1), the input current to the second
ここで、第1電源部2は、第2電源部3よりも小さな電流容量で構成され、第1電源部2の過電流閾値I_oc1は、第2電源部3の過電流閾値I_oc2よりも低い値に設定されている。従って、第1電源部2の出力電流Iout1は、第1電源部2の出力電流Iout1に制限され、容量性負荷CLが短絡故障した場合や第2電源部3が故障しても、容量性負荷CLに流れる負荷電流は自動的にI_oc1近傍の小さな値に抑制され、安全性が確保される。
Here, the first
以上説明したように、本実施の形態は、容量性負荷CLを駆動する電源装置1であって、出力電圧Vout1(直流電圧)を出力する第1電源部2と、第1電源部2からの直流電圧によって充電される入力コンデンサCinを備え、ブリッジ接続されたHi側スイッチング素子31及びLow側スイッチング素子32のオンオフ動作によって入力コンデンサCinの直流電圧を交流電圧に変換して容量性負荷CLに供給し、交流電圧の下降時に容量性負荷CLに充電された電荷を回生電流Ireとして入力コンデンサCinに回生する共振型の第2電源部3と、を備え、第1電源部2は、第2電源部3よりも小さな電流容量で構成されていると共に、第1電源部2が過電流保護を開始する過電流閾値I_oc1は、第2電源部3が過電流保護を開始する過電流閾値I_oc2よりも低い値に設定されている。
この構成により、容量性負荷CLが短絡故障した場合や第2電源部3が故障しても、容量性負荷CLに流れる負荷電流は自動的にI_oc1近傍の小さな値に抑制され、安全性が確保され、電圧を任意に制御でき、且つ正負の電流を流すことのできる安全性の高い電源装置を提供できる。
また、容量性負荷CLが短絡故障してIout2が所定電流Ith以上流れたことをラッチ検出して第1電源部2のスイッチング素子22をオフすることで、さらに安全性を高めることができる。
また、容量性負荷CLが短絡故障してIout2が所定電流Ith以上流れたことをラッチ検出して第2電源部3のHi(ハイサイド)側スイッチング素子31をオフして、Low(ローサイド)側スイッチング素子32をオンすることで、さらに安全性を高めることができる。
As described above, in the present embodiment, the
With this configuration, even if the capacitive load CL is short-circuited or the second
Safety can be further improved by latch-detecting that the capacitive load CL has a short-circuit failure and that Iout2 has flowed more than a predetermined current Ith, and turning off the switching
In addition, it latch-detects that the capacitive load CL has a short-circuit failure and Iout2 has flowed more than a predetermined current Ith, and the Hi (high side)
さらに、本実施形態において、第2電源部3から第1電源部2への電荷の逆流を防止する逆流防止ダイオード4を備えている。
この構成により、出力電圧Vout1の上昇に伴って第1電源部2のスイッチング動作が停止されることがないため、ダイナミックレギュレーションが改善する。
Furthermore, in the present embodiment, a
With this configuration, the switching operation of the first
なお、本発明が上記各実施の形態に限定されず、本発明の技術思想の範囲内において、各実施の形態は適宜変更され得ることは明らかである。また、上記構成部材の数、位置、形状等は上記実施の形態に限定されず、本発明を実施する上で好適な数、位置、形状等にすることができる。なお、同一構成要素には、各図において、同一符号を付している。 It should be noted that the present invention is not limited to the above-described embodiments, and it is obvious that each embodiment can be modified as appropriate within the scope of the technical idea of the present invention. Further, the number, position, shape, etc. of the constituent members are not limited to those of the above-described embodiment, and the number, position, shape, etc. can be set to be suitable for carrying out the present invention. The same constituent elements are denoted by the same reference numerals in each figure.
1 電源装置
2 第1電源部
3 第2電源部
4 逆流防止ダイオード
21 トランス
22 スイッチング素子
23 出力整流平滑回路
24 第1電圧制御回路
25 第1電流制御回路
26 ドライバ
31 Hi側スイッチング素子
32 Low側スイッチング素子
33 第2電圧制御回路
34 第2電流制御回路
35 Hi/Lowドライバ
CL 容量性負荷
Cin 入力コンデンサ
Cout 出力コンデンサ
D1 :整流ダイオード
DH、DL ダイオード
E 直流電源
L1 リアクトル
R1、R2 抵抗
1
Claims (2)
直流電圧を出力する第1電源部と、
前記第1電源部からの直流電圧によって充電される入力コンデンサを備え、ブリッジ接続されたスイッチング素子のオンオフ動作によって前記入力コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換して前記容量性負荷に供給し、前記交流電圧の下降時に前記容量性負荷に充電された電荷を前記入力コンデンサに回生する共振型の第2電源部と、を備え、
前記第1電源部は、前記第2電源部よりも小さな電流容量で構成されていると共に、
前記第1電源部が過電流保護を開始する過電流閾値は、前記第2電源部が過電流保護を開始する過電流閾値よりも低い値に設定されていることを特徴とする電源装置。 A power supply device for driving a capacitive load,
a first power supply that outputs a DC voltage;
An input capacitor is provided that is charged by the DC voltage from the first power supply unit, and the DC voltage of the input capacitor is converted into an AC voltage by on/off operation of the bridge-connected switching elements and supplied to the capacitive load, a resonance type second power supply unit that regenerates the charge charged in the capacitive load to the input capacitor when the AC voltage drops,
The first power supply section is configured with a current capacity smaller than that of the second power supply section, and
A power supply device, wherein an overcurrent threshold at which the first power supply unit starts overcurrent protection is set to a lower value than an overcurrent threshold at which the second power supply unit starts overcurrent protection.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2021100447A JP2022191924A (en) | 2021-06-16 | 2021-06-16 | Power unit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2022191924A true JP2022191924A (en) | 2022-12-28 |
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ID=84624458
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2021100447A Pending JP2022191924A (en) | 2021-06-16 | 2021-06-16 | Power unit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2022191924A (en) |
-
2021
- 2021-06-16 JP JP2021100447A patent/JP2022191924A/en active Pending
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