JP2022137856A - terahertz oscillator - Google Patents

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ションビン ユ
Xiongbin Yu
ヴァン タ マイ
Van Ta MAI
雄成 鈴木
Takenari Suzuki
左文 鈴木
Sukefumi Suzuki
雅洋 浅田
Masahiro Asada
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Tokyo Institute of Technology NUC
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Tokyo Institute of Technology NUC
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  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)

Abstract

To provide a high-output terahertz oscillator that oscillates even at high frequencies of 1 THz or higher, without a MIM capacitor structure which is complicated in a structure and complicated to be manufactured, by the resonance of an RTD, a split ring resonator, and a stabilizing resistor.SOLUTION: In a terahertz oscillator, a split ring resonator is formed between a first coplanar strip line and a second coplanar strip line to which a bias voltage is applied, a stabilizing resistor connected between the first and second coplanar strip lines adjacent to the split ring resonator, an RTD is provided through a mesa on the second coplanar strip line, a conductive piece forming an air bridge is suspended between the first coplanar strip line and the mesa, and the terahertz oscillator oscillates through the resonance of the RTD, the split ring resonator, and the stabilizing resistor.SELECTED DRAWING: Figure 11

Description

特許法第30条第2項適用申請有り ウェブサイト名:第81回応用物理学会秋季学術講演会(予稿集による刊行物発表)(提出物件目録の客観的証拠資料の物件▲1▼~▲2▼に対応) トップアドレス:https://meeting.jsap.or.jp/jsap2020a/ 掲載アドレス:(講演番号:10p-Z24-15) https://confit.atlas.jp/guide/event/jsap2020a/subject/10p-Z24-15/tables?cryptoId= ウェブサイト掲載日:2020年8月26日 集会名:第81回応用物理学会秋季学術講演会(オンライン開催による口頭発表)(提出物件目録の客観的証拠資料の物件▲3▼~▲6▼に対応) 集会アドレス:https://meeting.jsap.or.jp/jsap2020a/ 開催日:2020年9月10日 講演番号:10p-Z24-15There is an application for the application of Article 30, Paragraph 2 of the Patent Act. Website name: The 81st Autumn Meeting of the Japan Society of Applied Physics (Publication presentation by proceedings) ▼) Top address: https://meeting. jsap. or. jp/jsap2020a/ Publication address: (Lecture number: 10p-Z24-15) https://confit. atlas. jp/guide/event/jsap2020a/subject/10p-Z24-15/tables? cryptoId = Date posted on the website: August 26, 2020 Name of the meeting: The 81st JSAP Autumn Meeting (Oral presentation held online) (Items ▲ 3 ▼ to ▲ 6 of the objective evidence materials in the list of submitted properties) ▼) Meeting address: https://meeting. jsap. or. jp/jsap2020a/ Date: September 10, 2020 Lecture number: 10p-Z24-15

本発明は、電波と光波の中間に位置するテラヘルツ(THz)周波数帯の周波数を発振するテラヘルツ発振器に関し、特にMIM(Metal Insulator Metal)キャパシタ構造を持たず、2重障壁型共鳴トンネルダイオード(RTD:Resonant Tunneling Diode)とスプリットリング共振器(SRR:Split-ring resonator)を用いたテラヘルツ発振器に関するものである。 The present invention relates to a terahertz oscillator that oscillates at a frequency in the terahertz (THz) frequency band located between radio waves and light waves. This relates to a terahertz oscillator using a Resonant Tunneling Diode and a split-ring resonator (SRR).

電波と光波の中間に位置するテラヘルツ(THz)周波数帯(約0.1THz~10THz)は未開発の周波数帯であるが、実用化されればイメージングや高速通信など様々な応用が期待されている。そのためには、小型のテラヘルツ発振器の開発が必要不可欠となる。その1つとして、半導体ナノ構造による2重障壁型共鳴トンネルダイオード(RTD)素子を用いたテラヘルツ発振器が研究されてきた。このテラヘルツ発振器は、現在、単体でも室温で1~2THzの周波数を発振できる唯一の電子デバイスである。しかしながら、このテラヘルツ発振器は出力が10μW程度と非常に小さく、製造が煩雑で複雑であるという課題を有している。 The terahertz (THz) frequency band (approximately 0.1 THz to 10 THz), which is located between radio waves and light waves, is an undeveloped frequency band. . For that purpose, development of a small terahertz oscillator is essential. As one of them, a terahertz oscillator using a double-barrier resonant tunneling diode (RTD) element with a semiconductor nanostructure has been studied. This terahertz oscillator is currently the only electronic device that can oscillate at a frequency of 1 to 2 THz at room temperature. However, this terahertz oscillator has a very small output of about 10 μW, and has a problem that manufacturing is complicated and complex.

図1は従来のテラヘルツ発振器の構造例を示しており、約1mm四方のInP基板3の上部に下部電極4が層設され、下部電極4のほぼ中央部に長形状(10~20μm)の凹部で成るスロットアンテナ2が配設されている。また、InP基板3上には上部電極5及び安定化抵抗(抵抗値R)6が配設され、上部電極5の先端部にMIM(Metal Insulator Metal)キャパシタ7を経て、図3に示すような負性のV(電圧)-I(電流)特性を有する共鳴トンネルダイード(RTD)1が配設されている。安定化抵抗6は下部電極4及び上部電極5の間に発振動作安定化のために接続され、安定化抵抗6は例えばInGaAsシートで構成されている。上部電極5は接地され、下部電極4にはDCバイアス(バイアス電圧Vb)が印加される。共鳴トンネルダイード(RTD)1はDCバイアスでバイアス電圧Vbを印加すると、井戸内の量子準位を介して電子がトンネルし、トンネル電流が流れ、さらにバイアス電圧Vbを印加していくと、井戸内の量子準位がエミッタの伝導帯の底よりも下になったところで、電子がトンネルすることができなくなって電流が減少するため、図3に示すようなV-I特性となる。電流の減少する微分負性抵抗特性“-GRTD”を用いることによって、電磁波を発振・増幅させることができる。また、共鳴トンネルダイオード(RTD)1は微分負性抵抗“-GRTD”と並列に寄生容量CRTDを持っており、図2に示すように、電界の定在波に対して垂直方向に放射される。出力はスロットアンテナ2の放射抵抗により決まる。 FIG. 1 shows an example of the structure of a conventional terahertz oscillator, in which a lower electrode 4 is layered on an InP substrate 3 of about 1 mm square, and an elongated (10 to 20 μm) concave portion is formed almost at the center of the lower electrode 4 . A slot antenna 2 consisting of is arranged. Further, an upper electrode 5 and a stabilizing resistor (resistance value R S ) 6 are arranged on the InP substrate 3, and an MIM (Metal Insulator Metal) capacitor 7 is connected to the tip of the upper electrode 5, as shown in FIG. A resonant tunneling diode (RTD) 1 having a negative V(voltage)-I(current) characteristic is provided. A stabilizing resistor 6 is connected between the lower electrode 4 and the upper electrode 5 for stabilizing the oscillation operation, and the stabilizing resistor 6 is composed of, for example, an InGaAs sheet. The upper electrode 5 is grounded and the lower electrode 4 is applied with a DC bias (bias voltage Vb). When a DC bias voltage Vb is applied to the resonant tunneling diode (RTD) 1, electrons tunnel through the quantum level in the well, and a tunnel current flows. When the inner quantum level becomes lower than the bottom of the conduction band of the emitter, electrons cannot tunnel and the current decreases, resulting in the VI characteristic as shown in FIG. Electromagnetic waves can be oscillated and amplified by using the differential negative resistance characteristic “-G RTD ” in which the current decreases. Also, the resonant tunneling diode (RTD) 1 has a parasitic capacitance C RTD in parallel with the differential negative resistance “−G RTD ”, and as shown in FIG. be done. The output is determined by the radiation resistance of slot antenna 2 .

このように従来のテラヘルツ発振器はRTD1とMIMキャパシタ7の共振構造であり、MIMキャパシタ7が有するMIMキャパシタンスCMIMとRTD1によりスロットアンテナ2を形成している。スロットアンテナ2はLCの共振回路と放射損失Gantで表わされるため、この発振器の等価回路は図4に示すような回路となる。発振開始条件は、下記数1に示すように微分負性抵抗特性の正値GRTDが放射損失Gant以上になったときであり、また、下記数2で示される周波数fOSCで発振する。 Thus, the conventional terahertz oscillator has a resonance structure of RTD1 and MIM capacitor 7, and slot antenna 2 is formed by MIM capacitance C MIM and RTD1 of MIM capacitor 7. FIG. Since the slot antenna 2 is represented by the LC resonance circuit and the radiation loss Gant , the equivalent circuit of this oscillator is the circuit shown in FIG. The oscillation start condition is when the positive value G RTD of the differential negative resistance characteristic becomes equal to or greater than the radiation loss G ant as shown in Equation 1 below, and oscillation occurs at the frequency f OSC shown in Equation 2 below.

Figure 2022137856000002
Figure 2022137856000002

Figure 2022137856000003

また、バイアス回路(バイアス電圧Vb)を含む発振器の等価回路は図5に示すようになっており、MIMキャパシタ7のMIMキャパシタンスCMIMと安定化抵抗6の抵抗値Rとが並列接続され、RTD1とMIMキャパシタンスCMIMとの間にスロットアンテナ2のインダクタンスLが存在し、バイアス回路と抵抗値Rとの間に回線のインダクタンスLが存在している。スロットアンテナ2の周辺には図1に示すような周回電流iが流れ、周回電流iに起因したインダクタンスLが形成される。そして、図5の等価回路において、高周波ではMIMキャパシタンスCMIMが短絡してインダクタンスLが開放されるので、図6(A)に示すようにRTD1とインダクタンスLの共振回路となる。また、低周波ではインダクタンスL及びLが無視され、抵抗値RがRTD1の微分負性抵抗“-GRTD”を打ち消すので、図6(B)に示すようにRTD1、バイアス電圧Vb及び安定化抵抗6の抵抗値Rの共振回路となる。
Figure 2022137856000003

The equivalent circuit of the oscillator including the bias circuit ( bias voltage Vb ) is as shown in FIG. There is an inductance LS of the slot antenna 2 between the RTD 1 and the MIM capacitance CMIM , and a line inductance LW between the bias circuit and the resistance value RS. A circulating current i as shown in FIG. 1 flows around the slot antenna 2, and an inductance LS is formed due to the circulating current i. In the equivalent circuit of FIG. 5, at high frequencies, the MIM capacitance CMIM is short-circuited and the inductance LW is opened, resulting in a resonant circuit of the RTD1 and the inductance LS as shown in FIG. 6(A). At low frequencies, the inductances L S and L W are ignored, and the resistance value R S cancels the differential negative resistance "-G RTD " of the RTD1. A resonance circuit of the resistance value R S of the stabilizing resistor 6 is formed.

特開2013-171966号公報JP 2013-171966 A 特開2006-210585号公報JP 2006-210585 A WO2015/170425WO2015/170425 特許第6570187号公報Japanese Patent No. 6570187

M. Asada, S. Suzuki, and N. Kishimoto, “Resonant tunneling diodes for sub-terahertz and terahertz oscillators”, Japanese Journal of Applied Physics, vol. 47, no. 6, pp. 4375-4384, 2008.M. Asada, S. Suzuki, and N. Kishimoto, “Resonant tunneling diodes for sub-terahertz and terahertz oscillators”, Japanese Journal of Applied Physics, vol. 47, no. 6, pp. 4375-4384, 2008. M. Asada and S. Suzuki, “Room-temperature oscillation of resonant tunneling diodes close to 2THz and their functions for various applications”, Journal of Infrared, Millimeter, and Terahertz Waves, vol. 37, pp. 1185-1198, 2016.M. Asada and S. Suzuki, “Room-temperature oscillation of resonant tunneling diodes close to 2 THz and their functions for various applications”, Journal of Infrared, Millimeter, and Terahertz Waves, vol. 37, pp. 1185-1198, 2016. T. Van Mai, Y. Suzuki, X. Yu, S. Suzuki, and M. Asada, “Structure-Simplified Resonant-Tunneling-Diode Terahertz Oscillator Without Metal-Insulator-Metal Capacitors”, Journal of Infrared, Millimeter, and Terahertz Waves, vol. 41, pp. 1498-1507, 2020.T. Van Mai, Y. Suzuki, X. Yu, S. Suzuki, and M. Asada, “Structure-Simplified Resonant-Tunneling-Diode Terahertz Oscillator Without Metal-Insulator-Metal Capacitors”, Journal of Infrared, Millimeter, and Terahertz Waves, vol. 41, pp. 1498-1507, 2020.

上述したテラヘルツ発振器は、テラヘルツ発振回路とベースバンド回路を分離するためのMIMキャパシタを有しているため、構造が複雑で製造が煩雑となる。そのため、MIMキャパシタを取り除いたテラヘルツ発振器も提案され(非特許文献3)、構造及び製作プロセスの大幅な簡素化を図っている。しかしながら、MIMキャパシタを具備しない発振器では損失が大きいため、MIMキャパシタを有する発振器では可能である1THzを超える高周波での発振が難しく、構造の最適化が要請されている。 Since the terahertz oscillator described above has an MIM capacitor for separating the terahertz oscillator circuit and the baseband circuit, it has a complicated structure and is complicated to manufacture. Therefore, a terahertz oscillator without the MIM capacitor has also been proposed (Non-Patent Document 3), and attempts are made to greatly simplify the structure and manufacturing process. However, since an oscillator without MIM capacitors has a large loss, it is difficult to oscillate at a high frequency exceeding 1 THz, which is possible with oscillators with MIM capacitors, and optimization of the structure is required.

そのため、MIMキャパシタを有さないスロットアンテナ型のテラヘルツ発振器が提案されている(PCT/JP2021/000069)。以下、これをスロットアンテナ発振器若しくはスロット共振器として概略を説明する。 Therefore, a slot antenna type terahertz oscillator without an MIM capacitor has been proposed (PCT/JP2021/000069). In the following, the outline will be explained assuming that this is a slot antenna oscillator or a slot resonator.

図7はスロットアンテナ発振器10の斜視図であり、安定化抵抗13及び14で囲まれたスロット部に面する電極板15の端面が、スロットアンテナ12(約12μm)となっており、スロットアンテナ12の中央部に長形状の導電部材18が設けられている。導電部材18の先端部にメサを介してRTD11が接続され、導電部材18の下方はスロットを形成するエアーブリッジ構造となっている。スロットアンテナ発振器10はMIMキャパシタ構造を持たず、接地されたバイアスパッド15Aに接続された電極板15と、DCバイアスVbを印加するためのバイアスパッド16Aに接続された方形状の電極板16とを備え、電極板15の端面と電極板16の対向端面との間にスロットが設けられ、スロットに面する電極板16の端面がスロットアンテナ12になると共に、電極板15と電極板16は両側の2つの安定化抵抗13及び14で接続されている。電極板15のスロットアンテナ12に対向する部分には、平面的に方形状の凹部が設けられていると共に、その凹部内に共鳴トンネルダイオード(RTD)11が設けられている。RTD11と電極板16との間には導電部材18が懸架され、スロットはエアーブリッジ構造となっている。 FIG. 7 is a perspective view of the slot antenna oscillator 10. The end surface of the electrode plate 15 facing the slot portion surrounded by the stabilizing resistors 13 and 14 is the slot antenna 12 (approximately 12 μm). An elongated conductive member 18 is provided in the central portion of the. The RTD 11 is connected to the tip of the conductive member 18 via a mesa, and the lower portion of the conductive member 18 has an air bridge structure forming a slot. The slot antenna oscillator 10 does not have an MIM capacitor structure, and has an electrode plate 15 connected to a grounded bias pad 15A and a rectangular electrode plate 16 connected to a bias pad 16A for applying a DC bias Vb. A slot is provided between the end surface of the electrode plate 15 and the opposite end surface of the electrode plate 16, and the end surface of the electrode plate 16 facing the slot becomes the slot antenna 12, and the electrode plate 15 and the electrode plate 16 are arranged on both sides. It is connected by two stabilizing resistors 13 and 14 . The electrode plate 15 has a square concave portion in a plane facing the slot antenna 12, and a resonant tunneling diode (RTD) 11 is provided in the concave portion. A conductive member 18 is suspended between the RTD 11 and the electrode plate 16, and the slot has an air bridge structure.

スロットアンテナ発振器10の等価回路は図8であり、バイアス回路17からのバイアス電圧Vbは、回線のインダクタンスL及びスロットアンテナ12の周回電流のインダクタンスLを経てRTD11に印加され、安定化抵抗13及び14(両者の合計抵抗値R)はRTD11に並列接続されている。そして、低周波ではインダクタンスL及びLは短絡とみなしてよく、安定化抵抗13及び14の抵抗値RがRTD11の負性微分抵抗値(NDR)を打ち消すので、その等価回路は図9(B)のようになる。一方、テラヘルツのような高周波では、インダクタンスLのインピーダンスが大きくなりバイアス回路17が切り離され、さらに、直列接続された安定化抵抗RとインダクタンスLを並列接続に変換すると、図9(A)に示すような等価回路になるが、安定化抵抗13及び14の抵抗値Rの損失Gが小さくなるので、インダクタンスLとRTD11内のキャパシタンスとで共振して発振する。即ち、発振器の発振周波数をfとすれば、角周波数ωはω=2πfとなり、抵抗値Rの損失Gは下記数3で表わされる。 The equivalent circuit of the slot antenna oscillator 10 is shown in FIG. and 14 (total resistance R S of both) are connected in parallel to RTD 11 . At low frequencies, the inductances Lw and Ls can be regarded as a short circuit, and the resistance value Rs of the stabilizing resistors 13 and 14 cancels the negative differential resistance (NDR) of the RTD 11, so the equivalent circuit is shown in FIG. (B). On the other hand, at a high frequency such as terahertz , the impedance of the inductance LW becomes large and the bias circuit 17 is cut off. ), but since the loss G of the resistance value RS of the stabilizing resistors 13 and 14 is small, the inductance LS and the capacitance in the RTD 11 resonate and oscillate. That is, if f is the oscillation frequency of the oscillator, the angular frequency ω is ω=2πf, and the loss G of the resistance value RS is expressed by the following equation (3).

Figure 2022137856000004

そして、抵抗値Rは小さい値(数Ω)であるので、数3における“R ”は略ゼロとなる。従って、数3は下記数4で近似できる。
Figure 2022137856000004

Since the resistance value R S is a small value (several Ω), "R S 2 " in Expression 3 is approximately zero. Therefore, Equation 3 can be approximated by Equation 4 below.

Figure 2022137856000005

数4において、角周波数ωの2乗“ω”は、テラヘルツ周波数では大きな値であるので数4は略ゼロとなり、抵抗値Rの損失Gは無視できる。そのため、インダクタンスLとRTD11内のキャパシタンスとで共振して発振する。
Figure 2022137856000005

In Equation 4, since the square of the angular frequency ω "ω 2 " is a large value at the terahertz frequency, Equation 4 becomes substantially zero, and the loss G of the resistance value RS can be ignored. Therefore, the inductance LS and the capacitance in the RTD 11 resonate and oscillate.

図10はスロットアンテナ発振器10の出力特性例を示しており、MIMキャパシタ構造を有する発振器では可能であった1THzを超える高周波での発振が難しく、構造の最適化が要請されている。なお、図10の特性は、RTDパラメータである電流密度Jp=8 [mA/μm]、ピーク点とバレー点の電圧差ΔV=0.5[V]、ピーク点とバレー点の電流比PVCR=3の場合である。 FIG. 10 shows an example of the output characteristics of the slot antenna oscillator 10. It is difficult to oscillate at a high frequency exceeding 1 THz, which was possible with an oscillator having an MIM capacitor structure, and optimization of the structure is required. The characteristics of FIG. 10 are the current density Jp=8 [mA/μm 2 ] which is the RTD parameter, the voltage difference ΔV between the peak point and the valley point ΔV=0.5 [V], and the current ratio PVCR between the peak point and the valley point. =3.

本発明は上述のような事情からなされたものであり、本発明の目的は、構造が複雑で製造が煩雑となるMIMキャパシタ構造を持たず、RTD、スプリットリング共振器及び安定化抵抗の共振で、1THz以上の高周波でも発振する高出力のテラヘルツ発振器を提供することにある。 The present invention has been made in view of the circumstances as described above, and an object of the present invention is to eliminate the MIM capacitor structure, which is complicated in structure and complicated to manufacture, and to achieve the resonance of the RTD, the split ring resonator, and the stabilization resistor. , to provide a high output terahertz oscillator that oscillates even at a high frequency of 1 THz or more.

本発明は共鳴トンネルダイオード(RTD)を具備したテラヘルツ発振器に関し、本発明の上記目的は、バイアス電圧を印加される第1のコプレーナストリップ線路及び第2のコプレーナストリップ線路の間にスプリットリング共振器が形成されると共に、前記スプリットリング共振器に隣接して前記第1のコプレーナストリップ線路及び前記第2のコプレーナストリップ線路の間に安定化抵抗が接続され、前記第2のコプレーナストリップ線路上にメサを介して共鳴トンネルダイオード(RTD)が設けられ、前記第1のコプレーナストリップ線路と前記メサとの間にエアーブリッジを形成する導電片が懸架されており、前記RTDと、前記スプリットリング共振器と、前記安定化抵抗との共振により発振することにより達成される。 The present invention relates to a terahertz oscillator with a resonant tunneling diode (RTD). and a stabilizing resistor connected between the first coplanar stripline and the second coplanar stripline adjacent to the split ring resonator to form a mesa on the second coplanar stripline. a resonant tunneling diode (RTD) through a conductive strip suspended between said first coplanar stripline and said mesa to form an air bridge, said RTD and said split ring resonator; This is achieved by oscillating through resonance with the stabilizing resistor.

また、本発明の上記目的は、前記スプリットリング共振器が、前記第1のコプレーナストリップ線路に設けられた凹部空間と、前記第2のコプレーナストリップ線路に設けられ2つの凹部空間とで、全体にコの字形状に形成されていることにより、或いは前記第2のコプレーナストリップ線路の前記メサの周囲に、コの字形状の共振空間部が設けられていることにより、或いは前記導電片の先端が矩形の導体部となっており、前記導体部が前記メサの上に層設されていることにより、或いは前記第1のコプレーナストリップ線路及び前記第2のコプレーナストリップ線路が、それぞれバイアス通路を経て第1のバイアスパッド及び第2のバイアスパッドに接続されていることにより、或いは前記RTDが、前記第2のコプレーナストリップ線路のn+InPエッチストッパ上に設けられていることにより、より効果的に達成される。 In addition, the above object of the present invention is such that the split ring resonator is composed of a recessed space provided in the first coplanar strip line and two recessed spaces provided in the second coplanar strip line. By forming in a U-shape, or by providing a U-shaped resonance space around the mesa of the second coplanar strip line, or by the tip of the conductive piece It is a rectangular conductor portion, and the conductor portion is layered on the mesa, or the first coplanar strip line and the second coplanar strip line are connected to the second coplanar strip line via bias paths, respectively. More effectively achieved by being connected to one bias pad and a second bias pad, or by providing the RTD on the n+InP etch stopper of the second coplanar stripline. be done.

本発明によれば、金属(導電材)/絶縁体/金属(導電材)のMIMキャパシタ構造を有しておらず、2重障壁型共鳴トンネルダイオード(RTD)、スプリットリング共振器及び安定化抵抗の共振により、スプリットリング中央に電界が集中し、閉じ込めが良くなるので、1THz以上のテラヘルツ周波数帯の発振が高出力で得られる。 According to the present invention, it does not have a metal (conductive material)/insulator/metal (conductive material) MIM capacitor structure, and has a double-barrier resonant tunneling diode (RTD), a split ring resonator, and a stabilization resistor. Due to the resonance of , the electric field is concentrated in the center of the split ring, and the confinement is improved, so that oscillation in the terahertz frequency band of 1 THz or more can be obtained at high output.

スプリットリング共振器外側の2つのコプレーナストリップ線路がダイポールアンテナの働きをし、コプレーナストリップ線路の寸法により調整することができ、RTDから最大の出力を取り出すマッチング条件を満たすことが可能である。 The two coplanar striplines outside the split ring resonator act as dipole antennas and can be tuned by the dimensions of the coplanar striplines to meet the matching conditions to extract maximum output from the RTD.

従来のRTDを用いたテラヘルツ発振器の一例を示す斜視構造図である。It is a perspective structural view showing an example of a terahertz oscillator using a conventional RTD. 従来のRTDを用いたテラヘルツ発振器の出力例を示す模式図である。FIG. 3 is a schematic diagram showing an output example of a terahertz oscillator using a conventional RTD; RTDの特性例を示す特性図である。FIG. 3 is a characteristic diagram showing an example of RTD characteristics; 従来のRTDを用いたテラヘルツ発振器の等価回路図である。It is an equivalent circuit diagram of a terahertz oscillator using a conventional RTD. 従来のRTDを用いたテラヘルツ発振器の、バイアス回路を含む発振等価回路図である。FIG. 11 is an oscillation equivalent circuit diagram including a bias circuit of a terahertz oscillator using a conventional RTD. 高周波と低周波の回路を示す等価回路図である。It is an equivalent circuit diagram showing a high frequency circuit and a low frequency circuit. 従来のスロットアンテナ発振器の一例を示す斜視構造図である。1 is a perspective structural view showing an example of a conventional slot antenna oscillator; FIG. 従来のスロットアンテナ発振器の等価回路図である。1 is an equivalent circuit diagram of a conventional slot antenna oscillator; FIG. スロットアンテナ発振器の高周波と低周波における等価回路図である。It is an equivalent circuit diagram of the slot antenna oscillator at high and low frequencies. スロットアンテナ発振器の出力特性図である。FIG. 4 is an output characteristic diagram of a slot antenna oscillator; 本発明に係るテラヘルツ発振器の構造例を示す斜視構造図である。1 is a perspective structural view showing a structural example of a terahertz oscillator according to the present invention; FIG. 本発明に係るテラヘルツ発振器の構造例を詳細に示す平面構造図である。1 is a plan structural view showing in detail a structural example of a terahertz oscillator according to the present invention; FIG. 図11のX-X’断面図である。FIG. 12 is a cross-sectional view taken along the line XX' of FIG. 11; 図11のY-Y’断面図である。12 is a cross-sectional view taken along line Y-Y' of FIG. 11; FIG. 図11のZ-Z’断面図である。FIG. 12 is a cross-sectional view taken along line ZZ' of FIG. 11; 本発明に係るテラヘルツ発振器の平面構造及び等価回路図である。1 is a planar structure and an equivalent circuit diagram of a terahertz oscillator according to the present invention; FIG. 本発明に係るテラヘルツ発振器の等価回路図である。1 is an equivalent circuit diagram of a terahertz oscillator according to the present invention; FIG. コンダクタンス及び損失を本発明と従来例について示す特性図である。FIG. 4 is a characteristic diagram showing conductance and loss for the present invention and a conventional example; 電界分布の計算結果の一例(本発明と従来例)を示す電界分布図である。It is an electric field distribution diagram showing an example of the calculation result of the electric field distribution (the present invention and the conventional example). 本発明の発振特性を従来例と比較して示す特性図である。FIG. 5 is a characteristic diagram showing oscillation characteristics of the present invention in comparison with a conventional example; コプレーナストリップ線路の長さdと放射効率の関係を示す特性図である。FIG. 4 is a characteristic diagram showing the relationship between the length d of the coplanar stripline and the radiation efficiency; RTDメサのサイズと発振周波数の特性例を、スロット共振器と比較して示す特性図である。FIG. 4 is a characteristic diagram showing an example of characteristics of the size of an RTD mesa and an oscillation frequency in comparison with a slot resonator; コンダクタンスの周波数特性を示す特性図である。FIG. 4 is a characteristic diagram showing frequency characteristics of conductance; RTDメサと発振周波数の関係を示す特性図である。FIG. 4 is a characteristic diagram showing the relationship between RTD mesa and oscillation frequency; 放射効率の周波数特性を示す特性図である。FIG. 3 is a characteristic diagram showing frequency characteristics of radiation efficiency; 出力電力の周波数特性を示す特性図である。FIG. 4 is a characteristic diagram showing frequency characteristics of output power; 作製した本発明に係るテラヘルツ発振器の平面図である。1 is a plan view of a fabricated terahertz oscillator according to the present invention; FIG. 出力周波数のRTDメササイズを示す特性図(A)と出力電力の周波数を示す特性図(B)である。FIG. 4A is a characteristic diagram showing the RTD mesa size of the output frequency, and FIG. 4B is a characteristic diagram showing the frequency of the output power. 本発明に係るテラヘルツ発振器を多数接続した大規模アレイの接続例を示す結線図である。1 is a connection diagram showing a connection example of a large-scale array in which a large number of terahertz oscillators according to the present invention are connected; FIG. 大規模アレイを高速変調器として用いる場合の様子を示す模式図である。FIG. 4 is a schematic diagram showing how a large-scale array is used as a high-speed modulator; 大規模アレイを高感度センサとして用いる場合の様子を示す模式図である。FIG. 4 is a schematic diagram showing how a large-scale array is used as a highly sensitive sensor. 大規模アレイを高出力アレイ光源として用いる場合の様子を示す模式図である。FIG. 4 is a schematic diagram showing how a large-scale array is used as a high-power array light source;

本発明は2重障壁型共鳴トンネルダイオード(RTD)を用いたテラヘルツ発振器であり、金属(導体)/絶縁体/金属(導体)で構成されるMIM(Metal Insulator Metal)キャパシタ構造を持たない構造である。MIMキャパシタ構造を持たないため、構造が簡易であると共に、製造プロセスの工程を従来に比べ格段に減少させることができ、RTD、スプリットリング共振器及び安定化抵抗の共振により1THz周波数帯の発振が得られる。また、スプリットリング共振器により、電界が中央に集中して閉じ込めが良くなるので、スロット共振器に比べ損失が小さくなり、高出力を得られる。 The present invention is a terahertz oscillator using a double-barrier resonant tunneling diode (RTD), which has a structure without an MIM (Metal Insulator Metal) capacitor structure composed of metal (conductor)/insulator/metal (conductor). be. Since it does not have an MIM capacitor structure, the structure is simple, and the number of steps in the manufacturing process can be significantly reduced compared to conventional devices. can get. In addition, the split ring resonator concentrates the electric field in the center and improves the confinement, so the loss is smaller than that of the slot resonator, and high output can be obtained.

本発明のテラヘルツ発振器によれば、スプリットリング共振器外側の2つのコプレーナストリップ線路がダイポールアンテナの働きをし、コプレーナストリップ線路の寸法により調整することができ、RTDから最大の出力を取り出すマッチング条件を満たすことが可能である。 According to the terahertz oscillator of the present invention, the two coplanar strip lines outside the split ring resonator act as dipole antennas, and the dimensions of the coplanar strip lines can be adjusted to provide a matching condition for extracting the maximum output from the RTD. It is possible to meet

また、本発明のテラヘルツ発振器は、イメージングや高速通信等への応用が期待されると共に、大規模アレイにすることにより、高速変調器、高感度センサ、高出力アレイ光源などへの応用が可能である。 In addition, the terahertz oscillator of the present invention is expected to be applied to imaging, high-speed communication, etc., and by forming a large-scale array, it can be applied to high-speed modulators, high-sensitivity sensors, high-output array light sources, etc. be.

以下に、本発明の実施形態を図面を参照して説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

本発明に係るテラヘルツ発振器100は図11(A)及び図12(A)に示すような全体構造であり、バイアス電圧を印加するための矩形(100μm×200μm)のバイアスパッド110及び111を具備しており、バイアスパッド110及び111の間に配置される発振部100Aは図11(B)及び図12(B)に示すような構造となっている。即ち、テラヘルツ発振器100の全体はSl-InP基板101上に層設され、2枚の導電性材料で成るバイアスパッド110及び111の間の空間部(幅45μm)に、図11(B)及び図12(B)に示すような発振部100Aを形成している。発振部100Aの詳細は図12(C)及び(D)の平面図と、図13~図15の断面図とに示されている。 A terahertz oscillator 100 according to the present invention has an overall structure as shown in FIGS. The oscillator 100A arranged between the bias pads 110 and 111 has a structure as shown in FIGS. That is, the entire terahertz oscillator 100 is layered on an Sl-InP substrate 101, and in the space (45 μm wide) between two conductive material bias pads 110 and 111, a An oscillation section 100A is formed as shown in 12(B). Details of the oscillator 100A are shown in plan views of FIGS. 12C and 12D and cross-sectional views of FIGS. 13 to 15. FIG.

発振部100Aは、対向する2枚の導体板(間隔5μm)である矩形状のコプレーナストリップ線路(Coplanar Stripline)(幅10μm×長さ70μm、Ti/Pd/Au)120及び121を配設され、コプレーナストリップ線路120及び121はダイポールアンテナとして機能するので、以下では「CPSアンテナ」と称することもある。コプレーナストリップ線路120及び121の中央部は全体的にコの字状の空間部(リング)を形成され、後述するRTD140及び安定化抵抗122,123と協働してスプリットリング共振器130を形成している。コプレーナストリップ線路120は、バイアス通路120Aを経てバイアスパッド110に接続され、コプレーナストリップ線路121は、バイアス通路121Aを経てバイアスパッド111に接続されている。コプレーナストリップ線路120の中央部は、長形状の導体片131の両側に2つの凹部120-1及び120-2を形成され(リング)、コプレーナストリップ線路121の中央部は矩形状の凸部121-1を有し、凸部121-1の両側に2つの断面矩形状の凹部121-2及び120-3を形成され(ストリップ)、全体としてコの字状の空間部(ストリップリング)を形成している。導体片131は、エアーブリッジ構成となるように空間部(リング)に懸架されている。また、コプレーナストリップ線路120及び121は、スプリットリング共振器130の両端部に隣接して配設された安定化抵抗(幅2μm)122及び123で接続されている。安定化抵抗122及び123の合成抵抗値は“Rs”となっている。 The oscillation unit 100A is provided with rectangular coplanar striplines (10 μm width × 70 μm length, Ti/Pd/Au) 120 and 121, which are two conductor plates facing each other (with an interval of 5 μm). Since the coplanar strip lines 120 and 121 function as dipole antennas, they are sometimes referred to as "CPS antennas" below. Central portions of the coplanar strip lines 120 and 121 form a generally U-shaped space (ring), and form a split ring resonator 130 in cooperation with an RTD 140 and stabilizing resistors 122 and 123, which will be described later. ing. Coplanar stripline 120 is connected to bias pad 110 through bias passage 120A, and coplanar stripline 121 is connected to bias pad 111 through bias passage 121A. The central portion of the coplanar stripline 120 is formed with two concave portions 120-1 and 120-2 (rings) on both sides of a long conductor piece 131, and the central portion of the coplanar stripline 121 is formed with a rectangular convex portion 121- 1, and two concave portions 121-2 and 120-3 having rectangular cross sections are formed (strips) on both sides of the convex portion 121-1, forming a U-shaped space portion (strip ring) as a whole. ing. The conductor piece 131 is suspended in the space (ring) so as to form an air bridge. Also, the coplanar strip lines 120 and 121 are connected by stabilizing resistors (width of 2 μm) 122 and 123 arranged adjacent to both ends of the split ring resonator 130 . A combined resistance value of the stabilizing resistors 122 and 123 is "Rs".

図12(C)及び(D)に示すように、コプレーナストリップ線路120の導体片131の先端は矩形の導体部131Aになっており、導体部131Aはコプレーナストリップ線路121の凸部121-1の先端部に達しており、RTD140が形成されると共に、RTDメサ142を形成している。コプレーナストリップ線路121の凸部121-1には、導体部131Aの周囲を囲繞するコの字状の凹部である共振空間部141が形成されている。 As shown in FIGS. 12C and 12D, the tip of the conductor piece 131 of the coplanar strip line 120 is a rectangular conductor portion 131A. Reaching the tip, RTD 140 is formed and RTD mesa 142 is formed. A convex portion 121-1 of the coplanar strip line 121 is formed with a resonance space portion 141, which is a U-shaped concave portion surrounding the conductor portion 131A.

図13は図11のX-X’断面図であり、最下層のSl-InP基板101と、その上に層設された安定化抵抗122(123)を形成するn+InGaAs層102と、その上のエッチストッパのn+InP層103と、このn+InP層(エッチストッパ層)103の上に層設されたRTD140との層構造になっており、その上に層設されたTi/Pd/Auのコプレーナストリップ線路120及び121が、空間(間隔5μm)を挟んで形成されている。 FIG. 13 is a cross-sectional view taken along the line XX' of FIG. It has a layer structure of an upper etch stopper n+InP layer 103 and an RTD 140 layered on this n+InP layer (etch stopper layer) 103, and Ti/Pd layered thereon. /Au coplanar strip lines 120 and 121 are formed with a space (interval of 5 μm) between them.

また、図14は図11のY-Y’断面図であり、この位置では、層構造は図13と同様であるが、n+InGaAs層102と、その上のエッチストッパのn+InP層103とが、隙間なく繋がって配設されている。これにより、安定化抵抗122が形成される。対称側の安定化抵抗123についても、同様な構造である。 FIG. 14 is a cross-sectional view taken along the line YY' of FIG. 11. At this position, the layer structure is the same as that of FIG. are connected without gaps. This forms a stabilizing resistor 122 . The symmetrical side stabilization resistor 123 has a similar structure.

図15は図11のZ-Z’断面図であり、導体片131の下方のn+InGaAs層102、その上のn+InP層103、n+InP層103の上のRTD140がエアーブリッジを形成する空間となっており、導体部131Aの下方のRTD140はRTDメサ142となる。コプレーナストリップ線路121,RTD140と、導体部131A、RTDメサ142との間には、共振空間部141が形成されている。 FIG. 15 is a ZZ' sectional view of FIG. 11, in which the n+InGaAs layer 102 under the conductor piece 131, the n+InP layer 103 thereon, and the RTD 140 on the n+InP layer 103 form an air bridge. The RTD 140 below the conductor portion 131A becomes the RTD mesa 142. As shown in FIG. A resonance space portion 141 is formed between the coplanar strip line 121 and RTD 140 and the conductor portion 131A and RTD mesa 142 .

図16はテラヘルツ発振器100の平面構造及び等価回路図であり、図17は発振状態の等価回路図である。即ち、テラヘルツ発振器100の等価回路は図16であり、バイアスパッド110及び111からのバイアス電圧Vは、回線のインダクタンスLと、スプリットリング共振器130の周回電流のインダクタンスL、コプレーナストリップ線路121のインダクタンスL及びキャパシタンスCを経てRTD140に印加され、安定化抵抗122及び123(両者の合計抵抗値R)はRTD140に並列接続されている。テラヘルツ波は,放射コンダクタンスGantを介して放射される。発振状態の等価回路では、インダクタンスLのインピーダンスが大きくなり,バイアス回路が切り離される。また、発振周波数が主にスプリットリング共振器130で決まることで、コプレーナストリップ線路121のインダクタンスLd及びキャパシタンスCdは省略でき、図17に示すような等価回路になる。即ち、発振器の発振周波数をfOSCとすれば、角周波数ωはω=2πfとなり、発振周波数は下記数5で表わされる。 FIG. 16 is a planar structure and an equivalent circuit diagram of the terahertz oscillator 100, and FIG. 17 is an equivalent circuit diagram of the oscillating state. That is, the equivalent circuit of the terahertz oscillator 100 is shown in FIG . 16, and the bias voltage Vb from the bias pads 110 and 111 is composed of the line inductance LW, the circulating current inductance L S of the split ring resonator 130, and the coplanar strip line. Applied to RTD 140 through inductance L d and capacitance C d of 121 , stabilizing resistors 122 and 123 (both total resistance R S ) are connected in parallel to RTD 140 . A terahertz wave is radiated via a radiation conductance G ant . In an oscillating equivalent circuit, the impedance of the inductance LW increases and the bias circuit is cut off. Further, since the oscillation frequency is mainly determined by the split ring resonator 130, the inductance Ld and the capacitance Cd of the coplanar strip line 121 can be omitted, resulting in an equivalent circuit as shown in FIG. That is, if the oscillation frequency of the oscillator is fOSC, the angular frequency ω is ω= 2πf , and the oscillation frequency is expressed by the following equation (5).

Figure 2022137856000006

RTD140は例えばAlAs/InGaAsの2重障壁であり、上から下に、n+InGaAs (4×1019cm‐3,24nm)/spacer InGaAs (undoped,20nm)/barrier AlAs (undoped,1.2nm)/well InGaAs (undoped,3nm)/barrier AlAs (undoped,1.2nm)/spacer InAlGaAs (undoped,5nm) /n-InAlGaAs (3×1018cm‐3,20nm)/n+ InGaAs (4×1019cm‐3,5nm)/etch stopper n+InP (4×1019cm‐3,10nm)/ n+InGaAs (4×1019cm‐3,400nm)/の各層で構成されていても良い。
Figure 2022137856000006

RTD 140 is, for example, an AlAs/InGaAs double barrier, n+InGaAs (4×10 19 cm −3 ,24 nm)/spacer InGaAs (undoped, 20 nm)/barrier AlAs (undoped, 1.2 nm)/ well InGaAs (undoped,3nm)/barrier AlAs (undoped,1.2nm)/spacer InAlGaAs (undoped,5nm)/n-InAlGaAs (3×10 18 cm ‐3 ,20nm)/n+ InGaAs (4×10 19 cm ‐3 , 5 nm)/etch stopper n+InP (4×10 19 cm −3 , 10 nm)/n+InGaAs (4×10 19 cm −3 , 400 nm)/.

なお、本例で示している寸法、サイズは例示であり、適宜変更可能である。 Note that the dimensions and sizes shown in this example are examples, and can be changed as appropriate.

本発明のテラヘルツ発振器100は、スプリットリング共振器130の中央にRTD140を集積しており、スプリットリング共振器130の中央に電界が集中する。本発明のテラヘルツ発振器100は閉じ込めが良いので、スロット発振器に比べて低損失である。図18は、本発明のテラヘルツ発振器100とスロット発振器を比較して、コンダクタンス及び損失の周波数特性を示しており、スプリットリング共振器130はほぼ全領域においてスロット発振器よりもコンダクタンスが小さくなっている。コンダクタンスと損失は正比例の関係にあり、コンダクタンスが大きいほど損失が大きいことになる。そして、発振の前提条件は数1の通りであり、RTDの負性コンダクタンスの絶対値が共振器のコンダクタンスより大きい時に、テラヘルツ波の発振ができることになる。 The terahertz oscillator 100 of the present invention integrates the RTD 140 in the center of the split ring resonator 130 and the electric field concentrates in the center of the split ring resonator 130 . Because the terahertz oscillator 100 of the present invention is well confined, it has low losses compared to slot oscillators. FIG. 18 compares the terahertz oscillator 100 of the present invention with the slot oscillator and shows frequency characteristics of conductance and loss. Conductance and loss are directly proportional to each other, and the greater the conductance, the greater the loss. Then, the precondition for oscillation is as shown in Equation 1, and when the absolute value of the negative conductance of the RTD is greater than the conductance of the resonator, the terahertz wave can be oscillated.

本発明のテラヘルツ発振器100の計算した電界分布は図19(A)に示すようになり、図19(B)に示すスロット共振器に比べ、スプリットリング共振器130の中央に集中している。 The calculated electric field distribution of the terahertz oscillator 100 of the present invention is as shown in FIG. 19(A), which is concentrated in the center of the split ring resonator 130 compared to the slot resonator shown in FIG. 19(B).

図20は、本発明のテラヘルツ発振器100を形成するスプリットリング共振器130の周波数特性を示しており、スロット共振器の場合と比較して、発振周波数が1THz以上となっている。0.5~0.9THz近辺で出力が低下するのは、コプレーナストリップ線路121の寸法により、RTD140とのマッチングが不整合となるためである。 FIG. 20 shows the frequency characteristics of the split ring resonator 130 forming the terahertz oscillator 100 of the present invention, and the oscillation frequency is 1 THz or more compared to the case of the slot resonator. The reason why the output drops around 0.5 to 0.9 THz is that the dimensions of the coplanar strip line 121 cause a mismatch with the RTD 140 .

図21は、図12(B)に示すコプレーナストリップ線路120及び121の長さdに基づく放射効率(%)を示しており、発振周波数が1THzにおいてd=15~20μmが最適であることが分かる。なお、長さdは、コプレーナストリップ線路120及び121の端面から安定化抵抗122(若しくは反対側の端面から安定化抵抗123)までの長さであり、d=0を除いて、dの長さに応じたCPSアンテナとなる。 FIG. 21 shows the radiation efficiency (%) based on the length d of the coplanar strip lines 120 and 121 shown in FIG. . Note that the length d is the length from the end face of the coplanar strip lines 120 and 121 to the stabilizing resistor 122 (or from the opposite end face to the stabilizing resistor 123). It becomes a CPS antenna according to.

図22はRTDメサ142のサイズ[μm]と発振周波数の関係を示しており、スプリットリング共振器130は損失が小さく、1.4THz近辺までの発振が可能である。これに対して、スロット共振器では約0.9THzまでの発振となっている。図22内のJp,ΔV,PVCRはRTDパラメータであり、RTD140の電圧電流特性から抽出できる。Jpは電流密度(ピーク電流/メササイズ)であり、ΔVはピーク点とバレー点の電圧差であり、PVCRはピーク点とバレー点の電流比である。 FIG. 22 shows the relationship between the size [μm 2 ] of the RTD mesa 142 and the oscillation frequency. The split ring resonator 130 has a small loss and is capable of oscillation up to around 1.4 THz. In contrast, the slot resonator oscillates up to about 0.9 THz. Jp, ΔV, and PVCR in FIG. 22 are RTD parameters, which can be extracted from the voltage-current characteristics of the RTD 140 . Jp is the current density (peak current/mesa size), ΔV is the voltage difference between the peak point and the valley point, and PVCR is the current ratio between the peak point and the valley point.

図23~図26はCPSアンテナが有る場合(d=26.5μm)と、CPSアンテナが無い場合(d=0)とを比較した各種特性例を示しており、図23は周波数[THz]とコンダクタンス[S]との関係を示しており、図24はRTDメサ142のサイズ[μm]と発振周波数[THz]との関係を示している。これから、0.8THz以上の周波数領域でCPSアンテナの調整によって、バイアス電極による金属損失の減少が可能であることが分かる。つまり、0.8THz以上の周波数領域でCPS線路がアンテナの機能により、発生したテラヘルツ波をCPS線路を介して空間へ放射させる。従って、安定化抵抗の導体損失及びバイアスパッドの金属損失を減少することができる。 23 to 26 show various characteristic examples comparing the case with a CPS antenna (d=26.5 μm) and the case without a CPS antenna (d=0), and FIG. FIG. 24 shows the relationship between the conductance [S] and FIG. 24 shows the relationship between the size [μm 2 ] of the RTD mesa 142 and the oscillation frequency [THz]. From this, it can be seen that the metal loss due to the bias electrode can be reduced by adjusting the CPS antenna in the frequency range of 0.8 THz or higher. That is, in the frequency range of 0.8 THz or higher, the CPS line functions as an antenna to radiate the generated terahertz waves into space via the CPS line. Therefore, the conductor loss of the stabilizing resistor and the metal loss of the bias pad can be reduced.

また、CPSアンテナを設けることにより、RTD発振周波数の限界が1.1THzから1.4THzまで上昇している。図25は周波数[THz]と放射効率[%]の関係を示しており、図26は発振周波数[THz]と出力電力[μW]との関係を示している。これから、0.8THz以上の周波数領域でCPSアンテナの放射によって、バイアスパッドによる金属損失の減少が可能であることが分かる。安定化抵抗の導体損失とバイアスパッドの金属損失の減少により、放射効率を増加することができる。なお、放射効率は下記数6で定義される。
(数6)
放射効率=放射電力/(放射電力+損失電力)

また、図26から、CPSアンテナを設けることにより、RTDの出力電力を増大できる。
Also, by providing the CPS antenna, the limit of the RTD oscillation frequency is increased from 1.1 THz to 1.4 THz. FIG. 25 shows the relationship between frequency [THz] and radiation efficiency [%], and FIG. 26 shows the relationship between oscillation frequency [THz] and output power [μW]. From this, it can be seen that the metal loss due to the bias pad can be reduced by radiation of the CPS antenna in the frequency range of 0.8 THz or higher. Radiation efficiency can be increased due to the reduction of ballast resistor conductor loss and bias pad metal loss. Note that the radiation efficiency is defined by Equation 6 below.
(Number 6)
Radiation efficiency = radiation power / (radiation power + loss power)

Also, from FIG. 26, the output power of the RTD can be increased by providing the CPS antenna.

図27は、実際に作製したテラヘルツ発振器の平面図であるが、スプリットリング共振器130の内側にn+InGaAsの残留物が付着する。この残留物を除去した場合と、残留物が有る場合とで、RTDメサ142の発振周波数の関係は図28のようになり、残留物(n+InGaAs)を除去することにより、発振周波数を高くすることができる。 FIG. 27 is a plan view of an actually fabricated terahertz oscillator, in which residue of n+InGaAs adheres inside the split ring resonator 130 . FIG. 28 shows the relationship between the oscillation frequency of the RTD mesa 142 when the residue is removed and when the residue is present. can do.

図29は本発明のテラヘルツ発振器100を多数個用いた大規模アレイ200の接続例を示しており、両サイドに対向する2枚のDC/ACパッド201及び202が配設され、DC/ACパッド201には、アーム片201-1,201-2,201-3が接続されており、DC/ACパッド202には、アーム片202-1,202-2,203-3が接続されている。そして、アーム片201-1とアーム片202-1との間にはテラヘルツ発振器100-1~100-4が並列接続され、アーム片201-2とアーム片202-2との間にはテラヘルツ発振器100-11~100-14が並列接続され、アーム片201-3とアーム片202-3との間にはテラヘルツ発振器100-21~100-24が並列接続されている。図29の例では、3段に12個のテラヘルツ発振器100を接続しているが、更に多くのテラヘルツ発振器100を接続することができる。 FIG. 29 shows a connection example of a large-scale array 200 using a large number of terahertz oscillators 100 of the present invention. 201 is connected with arm pieces 201-1, 201-2 and 201-3, and the DC/AC pad 202 is connected with arm pieces 202-1, 202-2 and 203-3. Terahertz oscillators 100-1 to 100-4 are connected in parallel between arm piece 201-1 and arm piece 202-1, and terahertz oscillators are connected between arm piece 201-2 and arm piece 202-2. 100-11 to 100-14 are connected in parallel, and terahertz oscillators 100-21 to 100-24 are connected in parallel between the arm pieces 201-3 and 202-3. In the example of FIG. 29, 12 terahertz oscillators 100 are connected in three stages, but more terahertz oscillators 100 can be connected.

このような大規模アレイ200は、高速変調器、好感度センサ、高出力アレイなどに応用できる。 Such large-scale arrays 200 can be applied to high-speed modulators, high-sensitivity sensors, high-power arrays, and the like.

図30は高速変調器の例を示しており、図30(B)に示すように、DC/ACパッド201及び202の間に変調源210を接続している。そして、図30(A)に示すような時間関数のテラヘルツ波をキャリア信号として大規模アレイ200の表面に印加すると、裏面から、図21(C)に示すような変調された信号が出力される。数百GHzのキャリア信号を数十GHzで変調すれば、5Gや6G世代の通信への応用が可能である。 FIG. 30 shows an example of a high speed modulator, with a modulation source 210 connected between DC/AC pads 201 and 202 as shown in FIG. 30(B). Then, when a terahertz wave with a time function as shown in FIG. 30(A) is applied as a carrier signal to the front surface of the large-scale array 200, a modulated signal as shown in FIG. 21(C) is output from the rear surface. . If a carrier signal of several hundred GHz is modulated at several tens of GHz, application to 5G and 6G generation communications is possible.

図31は高感度センサの例を示しており、図31(B)に示すように、DC/ACパッド201及び202の間に直流電源220を接続している。そして、図31(A)に示すような周波数関数のテラヘルツ波を大規模アレイ200の表面に印加すると、裏面から出力される信号に、被測定試料221に対して図31(C)に示すような周波数のずれΔfが生じる。周波数のずれΔfの測定により、付着した被測定試料221の屈折率や厚さの分析を行うことができる。 FIG. 31 shows an example of a highly sensitive sensor, in which a DC power supply 220 is connected between DC/AC pads 201 and 202 as shown in FIG. 31(B). Then, when a terahertz wave with a frequency function as shown in FIG. frequency deviation Δf occurs. By measuring the frequency shift Δf, it is possible to analyze the refractive index and thickness of the attached sample 221 to be measured.

また、図32(A)は高出力アレイ光源の構成例を示しており、DC/ACパッド201及び202の間に直流電源220が接続されており、単一の場合には図32(B)に示す出力強度W1の小さな特性であるが、大規模アレイ200の場合には図32(B)に示す出力強度W2の大きな特性となる。 Also, FIG. 32(A) shows a configuration example of a high-output array light source, in which a DC power supply 220 is connected between DC/AC pads 201 and 202, and in the case of a single one, FIG. In the case of the large-scale array 200, the output intensity W2 is large as shown in FIG. 32(B).

産業上の利用分野Industrial field of application

本発明の微細デバイスを用いれば、テラヘルツ周波数帯に存在する物質の吸収スペクトルを測定するコンパクトなチップやテラヘルツイメージング用光源チップの製造が容易となり、化学・医療・セキュリティ分野の一層の発展を促すことが出来ると考えられる。 By using the microscopic device of the present invention, it becomes easy to manufacture a compact chip for measuring the absorption spectrum of substances existing in the terahertz frequency band and a light source chip for terahertz imaging, thereby promoting further development in the chemical, medical, and security fields. is considered possible.

1 共鳴トンネルダイオード(RTD)
2 スロットアンテナ
3 InP基板
4 下部電極
5 上部電極
6、13,14 安定化抵抗
7 MIMキャパシタ
10 スロットアンテナ発振器
11 共鳴トンネルダイオード(RTD)
12 スロットアンテナ
15,16 電極板
17 バイアス回路
18 導電部材
100 テラヘルツ発振器
100A 発振部
101 Sl-InP基板
102 n+InGaAs層
103 n+InP層(エッチストッパ)
110、111 バイアスパッド
120、121 コプレーナストリップ線路
120-1、120-2 凹部
120A、121A バイアス通路
121-1 凸部
121-1、121-2 凹部
122,123 安定化抵抗
130 スプリットリング共振器(SRR)
131 導体片
131A 導体部
140 RTD
141 共振空間部
142 RTDメサ
200 大規模アレイ
201、202 DC/ACパッド

1 Resonant tunnel diode (RTD)
2 slot antenna 3 InP substrate 4 lower electrode 5 upper electrodes 6, 13, 14 stabilizing resistor 7 MIM capacitor 10 slot antenna oscillator 11 resonant tunneling diode (RTD)
12 slot antennas 15, 16 electrode plate 17 bias circuit 18 conductive member 100 terahertz oscillator 100A oscillator 101 Sl-InP substrate 102 n+InGaAs layer 103 n+InP layer (etch stopper)
110, 111 bias pads 120, 121 coplanar strip lines 120-1, 120-2 recesses 120A, 121A bias passages 121-1 protrusions 121-1, 121-2 recesses 122, 123 stabilization resistor 130 split ring resonator (SRR )
131 Conductor piece 131A Conductor portion 140 RTD
141 resonant space 142 RTD mesa 200 large scale array 201, 202 DC/AC pads

Claims (6)

バイアス電圧を印加される第1のコプレーナストリップ線路及び第2のコプレーナストリップ線路の間にスプリットリング共振器が形成されると共に、前記スプリットリング共振器に隣接して前記第1のコプレーナストリップ線路及び前記第2のコプレーナストリップ線路の間に安定化抵抗が接続され、前記第2のコプレーナストリップ線路上にメサを介して共鳴トンネルダイオード(RTD)が設けられ、前記第1のコプレーナストリップ線路と前記メサとの間にエアーブリッジを形成する導電片が懸架されており、
前記RTDと、前記スプリットリング共振器と、前記安定化抵抗との共振により発振することを特徴とするテラヘルツ発振器。
A split ring resonator is formed between a first coplanar stripline and a second coplanar stripline to which a bias voltage is applied, and adjacent to the split ring resonator, the first coplanar stripline and the A stabilizing resistor is connected between a second coplanar stripline, a resonant tunneling diode (RTD) is provided on the second coplanar stripline through a mesa, and the first coplanar stripline and the mesa are connected. A conductive strip forming an air bridge is suspended between
A terahertz oscillator characterized by oscillating by resonance of said RTD, said split ring resonator, and said stabilizing resistor.
前記スプリットリング共振器が、
前記第1のコプレーナストリップ線路に設けられた凹部空間と、前記第2のコプレーナストリップ線路に設けられ2つの凹部空間とで、
全体にコの字形状に形成されている請求項1に記載のテラヘルツ発振器。
The split ring resonator is
With the recessed space provided in the first coplanar stripline and the two recessed spaces provided in the second coplanar stripline,
2. The terahertz oscillator according to claim 1, wherein the terahertz oscillator is generally U-shaped.
前記第2のコプレーナストリップ線路の前記メサの周囲に、コの字形状の共振空間部が設けられている請求項1又は2に記載のテラヘルツ発振器。 3. The terahertz oscillator according to claim 1, wherein a U-shaped resonant space is provided around the mesa of the second coplanar strip line. 前記導電片の先端が矩形の導体部となっており、前記導体部が前記メサの上に層設されている請求項1乃至3のいずれかに記載のテラヘルツ発振器。 4. The terahertz oscillator according to any one of claims 1 to 3, wherein the tip of said conductive piece is a rectangular conductor portion, and said conductor portion is layered on said mesa. 前記第1のコプレーナストリップ線路及び前記第2のコプレーナストリップ線路が、それぞれバイアス通路を経て第1のバイアスパッド及び第2のバイアスパッドに接続されている請求項1乃至4のいずれかに記載のテラヘルツ発振器。 5. The terahertz band according to claim 1, wherein said first coplanar stripline and said second coplanar stripline are connected to said first bias pad and said second bias pad via bias paths, respectively. oscillator. 前記RTDが、前記第2のコプレーナストリップ線路のn+InPエッチストッパ上に設けられている請求項1乃至5のいずれかに記載のテラヘルツ発振器。
6. The terahertz oscillator according to claim 1, wherein said RTD is provided on an n+InP etch stopper of said second coplanar strip line.
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