JP2021164278A - Motor controller, motor system, and motor control method - Google Patents
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Abstract
Description
本開示は、モータ制御装置、モータシステム及びモータ制御方法に関する。 The present disclosure relates to motor control devices, motor systems and motor control methods.
1シャント電流検出方式でロータの磁極位置を検出する技術において、モータの起動前に風によってロータが空転することにより発生する誘起電圧を検出することで、ロータの磁極位置と回転速度を検出することが知られている(例えば、特許文献1参照)。 1 In the technology to detect the magnetic pole position of the rotor by the shunt current detection method, the magnetic pole position and rotation speed of the rotor are detected by detecting the induced voltage generated by the rotor idling due to the wind before the motor starts. Is known (see, for example, Patent Document 1).
1シャント電流検出方式でモータを制御する場合、インバータがロータを回転させる前(モータの起動前)に1シャントの電流検出器に流れる電流の電流値をオフセット電流値として検出する場合がある。オフセット電流値は、例えば、モータがインバータにより起動しインバータがロータを回転させている時の電流検出や故障検出の精度向上に利用される。 When the motor is controlled by the one-shunt current detection method, the current value of the current flowing through the one-shunt current detector may be detected as an offset current value before the inverter rotates the rotor (before the motor is started). The offset current value is used, for example, to improve the accuracy of current detection and failure detection when the motor is started by the inverter and the inverter is rotating the rotor.
しかしながら、インバータがロータを回転させる前にロータが空転していると、ロータの空転によって発生する誘起電圧によって、オフセット電流値を正しく検出できない場合がある。 However, if the rotor is idling before the inverter rotates the rotor, the offset current value may not be detected correctly due to the induced voltage generated by the idling of the rotor.
本開示は、ロータの空転時のオフセット電流値の検出精度を確保可能なモータ制御装置、モータシステム及びモータ制御方法を提供する。 The present disclosure provides a motor control device, a motor system, and a motor control method capable of ensuring the detection accuracy of the offset current value when the rotor is idling.
本開示の一実施の形態に係るモータ制御装置は、
各相のPWM信号に従って、全アームのうちの一部のアームをオンすることで、ロータを有するモータを通電させるインバータと、
前記インバータの直流側に接続される電流検出器と、
前記電流検出器に流れる電流に基づいて、前記モータに流れる各相の相電流を検出する電流検出部と、を備え、
前記電流検出部は、
いずれもデューティ比が同一値の前記各相のPWM信号に従って前記ロータの空転時に前記一部のアームをオンさせることで前記電流検出器に流れる各相の相電流のオフセット電流値を求める。
The motor control device according to the embodiment of the present disclosure is
An inverter that energizes a motor with a rotor by turning on some of the arms according to the PWM signal of each phase.
A current detector connected to the DC side of the inverter and
A current detection unit that detects the phase current of each phase flowing through the motor based on the current flowing through the current detector is provided.
The current detector
In each case, the offset current value of the phase current of each phase flowing through the current detector is obtained by turning on a part of the arms when the rotor idles according to the PWM signal of each phase having the same duty ratio.
本開示によれば、ロータの空転時のオフセット電流値の検出精度を確保できる。 According to the present disclosure, it is possible to secure the detection accuracy of the offset current value when the rotor is idling.
以下、図面を参照して、本開示の実施の形態に係るモータ制御装置、モータシステム及びモータ制御方法について詳細に説明する。 Hereinafter, the motor control device, the motor system, and the motor control method according to the embodiment of the present disclosure will be described in detail with reference to the drawings.
図1は、本開示の実施の形態1に係るモータシステム1−1の構成例を示す図である。図1に示されるモータシステム1−1は、モータ4の回転動作を制御する。モータシステム1−1が搭載される機器は、例えば、コピー機、パーソナルコンピュータ、冷蔵庫、ポンプ等であるが、当該機器は、これらに限られない。モータシステム1−1は、モータ4と、モータ制御装置100−1とを少なくとも備える。
FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of the motor system 1-1 according to the first embodiment of the present disclosure. The motor system 1-1 shown in FIG. 1 controls the rotational operation of the
モータ4は、複数のコイルを有する永久磁石同期モータである。モータ4は、例えば、U相コイルとV相コイルとW相コイルとを含む3相コイルを有する。モータ4の具体例として、3相のブラシレス直流モータなどが挙げられる。モータ4は、少なくとも一つの永久磁石が配置されるロータと、そのロータの軸回りに配置されるステータとを有する。モータ4は、ロータの磁石の角度位置(磁極位置)を検出する位置センサを使用しないセンサレス型のモータである。モータ4は、例えば、送風用のファンを回すファンモータである。
The
モータ制御装置100−1は、3相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を3相のPWM信号を含む通電パターンに従いオンオフ(ON、OFF)制御することで、直流を3相交流に変換するインバータを介してモータを駆動する。モータ制御装置100−1は、インバータ23、電流検出部27、電流検出タイミング調整部34、駆動回路33、通電パターン生成部35、キャリア発生部37、及びクロック発生部36を備える。
The motor control device 100-1 controls an inverter that converts direct current into three-phase alternating current by controlling on / off (ON / OFF) of a plurality of switching elements connected by a three-phase bridge according to an energization pattern including a three-phase PWM signal. Drive the motor through. The motor control device 100-1 includes an
インバータ23は、直流電源21から供給される直流を複数のスイッチング素子のスイッチングによって3相交流に変換し、3相交流の駆動電流をモータ4に流すことによって、モータ4のロータを回転させる回路である。インバータ23は、通電パターン生成部35によって生成される複数の通電パターン(より具体的には、通電パターン生成部35内のPWM信号生成部32によって生成される3相のPWM信号)に基づいて、モータ4を駆動する。PWMとは、Pulse Width Modulation(パルス幅変調)を意味する。
The
インバータ23は、3相ブリッジ接続された複数のアームUp,Vp,Wp,Un,Vn,Wnを有する。上アームUp,Vp,Wpは、それぞれ、直流電源21の正極側に正側母線22aを介して接続されるハイサイドスイッチング素子である。下アームUn,Vn,Wnは、それぞれ、直流電源21の負極側(具体的には、グランド側)に接続されるローサイドスイッチング素子である。複数のアームUp,Vp,Wp,Un,Vn,Wnは、それぞれ、上述の通電パターンに含まれるPWM信号に基づいて駆動回路33から供給される複数の駆動信号のうち、対応する駆動信号に従って、オン又はオフとなる。以下では、複数のアームUp,Vp,Wp,Un,Vn,Wnを、特に区別しない場合には、単にアームと称する場合がある。
The
U相上アームUpとU相下アームUnとの接続点は、モータ4のU相コイルの一端に接続される。V相上アームVpとV相下アームVnとの接続点は、モータ4のV相コイルの一端に接続される。W相上アームWpとW相下アームWnとの接続点は、モータ4のW相コイルの一端に接続される。U相コイルとV相コイルとW相コイルとのそれぞれの他端は、互いに接続されている。
The connection point between the U-phase upper arm Up and the U-phase lower arm Un is connected to one end of the U-phase coil of the
アームの具体例として、Nチャネル型のMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)やIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)などが挙げられる。しかしながら、アームは、これらに限られない。 Specific examples of the arm include an N-channel MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) and an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). However, the arm is not limited to these.
電流検出器24は、インバータ23の直流側に接続され、インバータ23の直流側に流れる電流の電流値に対応する検出信号Sdを出力する。図1に示される電流検出器24は、負側母線22bに流れる電流の電流値に対応する検出信号Sdを発生させる。電流検出器24は、例えば、負側母線22bに配置される電流検出素子であり、より具体的には、負側母線22bに挿入されるシャント抵抗である。シャント抵抗等の電流検出素子は、自身に流れる電流の電流値に対応する電圧信号を検出信号Sdとして発生する。
The
電流検出部27は、通電パターン生成部35によって生成される複数の通電パターン(より具体的には、3相のPWM信号)に基づいて、検出信号Sdを取得することによって、モータ4に流れるU,V,W各相の相電流Iu,Iv,Iwを検出する。より詳細には、電流検出部27は、複数の通電パターン(より具体的には、3相のPWM信号)に同期する取得タイミングで検出信号Sdを取得することによって、モータ4に流れるU,V,W各相の相電流Iu,Iv,Iwを検出する。検出信号Sdの取得タイミングは、電流検出タイミング調整部34により設定される。
The
例えば、電流検出部27は、電流検出器24で発生するアナログ電圧の検出信号Sdを、電流検出タイミング調整部34により設定される取得タイミングでAD(Analog to Digital)変換器に取り込む。当該AD変換器は、電流検出部27に設けられている。そして、電流検出部27は、取り込んだアナログの検出信号Sdをデジタルの検出信号SdにAD変換し、AD変換後のデジタルの検出信号Sdをデジタル処理することによって、モータ4のU,V,W各相の相電流Iu,Iv,Iwを検出する。電流検出部27により検出された各相の相電流Iu,Iv,Iwの検出値は、通電パターン生成部35に供給される。
For example, the
クロック発生部36は、内蔵する発振回路により所定周波数のクロックを生成し、生成したクロックをキャリア発生部37へ出力する回路である。なお、クロック発生部36は、例えば、モータ制御装置100−1の電源が投入されると同時に、動作を開始する。
The
キャリア発生部37は、クロック発生部36により生成されるクロックに基づいて、キャリアCを生成する。キャリアCは、レベルが周期的に増減する搬送波信号である。
The
通電パターン生成部35は、インバータ23を通電させるパターン(インバータ23の通電パターン)を生成する。インバータ23の通電パターンは、モータ4を通電させるパターン(モータ4の通電パターン)と言い換えてもよい。インバータ23の通電パターンには、インバータ23を通電させる3相のPWM信号が含まれる。通電パターン生成部35は、電流検出部27により検出されるモータ4の相電流Iu,Iv,Iwの検出値に基づいて、モータ4が回転するようにインバータ23を通電させる3相のPWM信号を生成するPWM信号生成部32を有する。
The energization
通電パターン生成部35は、インバータ23の通電パターンをベクトル制御により生成する場合、ベクトル制御部30を更に有する。なお、本実施の形態においてはベクトル制御によってインバータの通電パターンを生成しているが、これに限らず、vf制御等を用いて各相の相電圧を求めてもよい。
The energization
ベクトル制御部30は、外部からモータ4の回転速度指令ωrefが与えられると、モータ4の回転速度の測定値又は推定値と、回転速度指令ωrefとの差分に基づいて、トルク電流指令Iqrefと励磁電流指令Idrefを生成する。ベクトル制御部30は、モータ4のU,V,W各相の相電流Iu,Iv,Iwに基づいて、ロータ位置θを用いたベクトル制御演算により、トルク電流Iq及び励磁電流Idを算出する。ベクトル制御部30は、トルク電流指令Iqrefとトルク電流Iqとの差分に対して例えばPI制御演算を行い、電圧指令Vqを生成する。ベクトル制御部30は、励磁電流指令Idrefと励磁電流Idとの差分に対して例えばPI制御演算を行い、電圧指令Vdを生成する。ベクトル制御部30は、電圧指令Vq,Vdを上記のロータ位置θを用いてU,V,W各相の相電圧指令Vu*,Vv*,Vw*に変換する。ロータ位置θは、モータ4のロータの磁極位置を表す。
When the rotation speed command ωref of the
PWM信号生成部32は、ベクトル制御部30により生成される相電圧指令Vu*,Vv*,Vw*を、キャリア発生部37により生成されるキャリアCのレベルと比較することによって、3相のPWM信号を含む通電パターンを生成する。PWM信号生成部32は、上アーム駆動用の3相のPWM信号を反転させた下アーム駆動用のPWM信号も生成し、必要に応じてデッドタイムを付加した後、生成したPWM信号を含む通電パターンを駆動回路33に出力する。
The PWM
駆動回路33は、与えられたPWM信号を含む通電パターンに従い、インバータ23に含まれる6つのアームUp,Vp,Wp,Un,Vn,Wnをスイッチングさせる駆動信号を出力する。これにより、3相交流の駆動電流がモータ4に供給され、モータ4のロータが回転する。
The
電流検出タイミング調整部34は、キャリア発生部37から供給されるキャリアCと、PWM信号生成部32により生成されるPWM信号を含む通電パターンとに基づいて、電流検出部27がキャリアCの1周期内で3つ相の相電流のうちのいずれかの相の相電流を検出するための取得タイミングを決定する。
In the current detection
電流検出部27は、電流検出タイミング調整部34により決定される複数の取得タイミングで検出信号Sdを取得することによって、相電流Iu,Iv,Iwを検出する。電流検出部27は、一つの電流検出器24から複数の相電流を検出する方式(いわゆる、1シャント電流検出方式)で、相電流Iu,Iv,Iwを検出する。
The
ところで、センサレス型の永久磁石同期電動機が停止しているときにロータの磁極位置(初期位置)を推定する方法として、インダクティブセンシングと呼ばれる手法がある。インダクティブセンシングとは、永久磁石同期モータのロータ磁石の磁極位置をインダクタンスのロータ位置依存性を利用して検出する手法である。この位置検出手法は、モータの誘起電圧を使用しないため、モータのロータが停止又は極低速の状態でもロータ磁石の磁極位置を検出できる。ロータが極低速の状態とは、モータ制御装置が誘起電圧を検出できない程度にロータが低速で回転している状態をいう。本明細書では、説明の便宜上、"ロータが停止又は極低速の状態"を、単に、"ロータの停止状態"という。 By the way, there is a method called inductive sensing as a method of estimating the magnetic pole position (initial position) of the rotor when the sensorless permanent magnet synchronous motor is stopped. Inductive sensing is a method of detecting the magnetic pole position of the rotor magnet of a permanent magnet synchronous motor by utilizing the rotor position dependence of inductance. Since this position detection method does not use the induced voltage of the motor, the magnetic pole position of the rotor magnet can be detected even when the rotor of the motor is stopped or at an extremely low speed. The state in which the rotor is extremely low speed means a state in which the rotor is rotating at such a low speed that the motor control device cannot detect the induced voltage. In the present specification, for convenience of explanation, the "rotor stopped or extremely low speed state" is simply referred to as the "rotor stopped state".
本実施の形態1に係るモータ制御装置100−1は、インダクティブセンシングによって、モータのロータの停止状態での磁極位置である初期位置θsを推定する初期位置推定部38を備える。通電パターン生成部35は、初期位置推定部38により推定された初期位置θsを用いて、モータ4のロータを回転させるPWM信号を含む通電パターンを駆動回路33に出力する。ベクトル制御部30は、初期位置推定部38により推定された初期位置θsをロータ位置θの初期値として用いて、電圧指令Vq,Vdを相電圧指令Vu*,Vv*,Vw*に変換する。なお、本開示において、初期位置θsは一例として30度の幅を持った値となる。このような場合、初期位置θsに基づき定めた所定の値を用いて、モータ4の制御が行われる。
The motor control device 100-1 according to the first embodiment includes an initial
図2は、複数のPWM信号U,V,Wの波形と、これらのPWM信号の一周期当たりのキャリアCの波形と、各相の相電圧指令Vu*,Vv*,Vw*の波形とを例示する図である。 FIG. 2 shows the waveforms of a plurality of PWM signals U, V, W, the waveform of the carrier C per cycle of these PWM signals, and the waveforms of the phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of each phase. It is a figure which exemplifies.
PWM信号生成部32は、各相の相電圧指令Vu*,Vv*,Vw*とキャリアCのレベルとの大小関係に基づいて、複数のPWM信号U,V,Wを生成する。
The PWM
PWM信号Uは、U相の上下アームを構成する2つのスイッチング素子を駆動するためのPWM信号である。この例では、PWM信号Uがローレベルのとき、U相の下アームのスイッチング素子がオン(U相の上アームのスイッチング素子がオフ)となり、PWM信号Uがハイレベルのとき、U相の下アームのスイッチング素子がオフ(U相の上アームのスイッチング素子がオン)となる。PWM信号Uのレベルの変化に対して、U相の上下アームを構成する2つのスイッチング素子は相補的にオンオフ動作する。 The PWM signal U is a PWM signal for driving two switching elements constituting the upper and lower arms of the U phase. In this example, when the PWM signal U is at a low level, the switching element of the lower arm of the U phase is on (the switching element of the upper arm of the U phase is off), and when the PWM signal U is at a high level, it is below the U phase. The switching element of the arm is turned off (the switching element of the upper arm of the U phase is turned on). The two switching elements constituting the upper and lower arms of the U phase complementarily operate on and off in response to a change in the level of the PWM signal U.
PWM信号Vは、V相の上下アームを構成する2つのスイッチング素子を駆動するためのPWM信号である。この例では、PWM信号Vがローレベルのとき、V相の下アームのスイッチング素子がオン(V相の上アームのスイッチング素子がオフ)となり、PWM信号Vがハイレベルのとき、V相の下アームのスイッチング素子がオフ(V相の上アームのスイッチング素子がオン)となる。PWM信号Vのレベルの変化に対して、V相の上下アームを構成する2つのスイッチング素子は相補的にオンオフ動作する。 The PWM signal V is a PWM signal for driving two switching elements constituting the upper and lower arms of the V phase. In this example, when the PWM signal V is at a low level, the switching element of the lower arm of the V phase is on (the switching element of the upper arm of the V phase is off), and when the PWM signal V is at a high level, it is below the V phase. The switching element of the arm is turned off (the switching element of the upper arm of the V phase is turned on). The two switching elements constituting the upper and lower arms of the V phase complementarily operate on and off in response to a change in the level of the PWM signal V.
PWM信号Wは、W相の上下アームを構成する2つのスイッチング素子を駆動するためのPWM信号である。この例では、PWM信号Wがローレベルのとき、W相の下アームのスイッチング素子がオン(W相の上アームのスイッチング素子がオフ)となり、PWM信号Wがハイレベルのとき、W相の下アームのスイッチング素子がオフ(W相の上アームのスイッチング素子がオン)となる。PWM信号Wのレベルの変化に対して、W相の上下アームを構成する2つのスイッチング素子は相補的にオンオフ動作する。 The PWM signal W is a PWM signal for driving two switching elements constituting the upper and lower arms of the W phase. In this example, when the PWM signal W is at a low level, the switching element of the lower arm of the W phase is on (the switching element of the upper arm of the W phase is off), and when the PWM signal W is at a high level, it is below the W phase. The switching element of the arm is turned off (the switching element of the upper arm of the W phase is turned on). The two switching elements constituting the upper and lower arms of the W phase complementarily operate on and off in response to a change in the level of the PWM signal W.
なお、図2では、上下アームの短絡防止のためのデッドタイムの図示が省略されている。また、図2では、PWM信号がハイレベルのとき、そのPWM信号に対応する相の上アームがオン、PWM信号がローレベルのとき、そのPWM信号に対応する相の下アームがオンと定義している。しかしながら、PWM信号の論理レベルと各アームのオンオフとの関係は、回路構成等を考慮して、反対に定義されてもよい。 Note that in FIG. 2, the illustration of the dead time for preventing a short circuit between the upper and lower arms is omitted. Further, in FIG. 2, when the PWM signal is at a high level, the upper arm of the phase corresponding to the PWM signal is defined as on, and when the PWM signal is at a low level, the lower arm of the phase corresponding to the PWM signal is defined as on. ing. However, the relationship between the logic level of the PWM signal and the on / off of each arm may be defined in the opposite manner in consideration of the circuit configuration and the like.
複数のPWM信号U,V,Wのそれぞれの1周期Tpwmは、キャリアCの周期(キャリア周波数の逆数)に相当する。変化点(t1〜t6)は、PWM信号の論理レベルが遷移するタイミングを表す。 Each one cycle Tpwm of the plurality of PWM signals U, V, W corresponds to the cycle of the carrier C (the reciprocal of the carrier frequency). The change points (t1 to t6) represent the timing at which the logic level of the PWM signal changes.
PWM信号生成部32は、図2に示すように、各相で共通の一つのキャリアCを用いて、各相のPWM信号を生成してもよい。位相tbを中心とする左右対称の三角波をキャリアCとしているため、各相のPWM信号の波形生成の回路構成を簡素化できる。キャリアCのカウンタは、位相taまでダウンカウント中であり、位相taから位相tbまでアップカウント中であり、位相tbからダウンカウント中である。このように、カウントアップ期間とカウントダウン期間とが繰り返される。なお、PWM信号生成部32は、各相のそれぞれに対応する複数のキャリアCを用いて各相のPWM信号を生成してもよいし、他の公知の方法で、各相のPWM信号を生成してもよい。
As shown in FIG. 2, the PWM
図2は、第1電流検出タイミングTm1が通電期間T21に設定され、第2電流検出タイミングTm2が通電期間T22に設定される場合を例示する。なお、第1電流検出タイミングTm1及び第2電流検出タイミングTm2が設定される通電期間は、これらの期間に限られない。 FIG. 2 illustrates a case where the first current detection timing Tm1 is set to the energization period T21 and the second current detection timing Tm2 is set to the energization period T22. The energization period in which the first current detection timing Tm1 and the second current detection timing Tm2 are set is not limited to these periods.
インバータ23がPWM変調された3相交流を出力している状態では、電流検出部27は、上アームUp,Vp,Wpに対する通電パターンに応じて、特定の相の電流を検出できる。あるいは、インバータ23がPWM変調された3相交流を出力している状態では、電流検出部27は、下アームUn,Vn,Wnに対する通電パターンに応じて、特定の相の電流を検出してもよい。
In a state where the
例えば図2のように、通電時間T21において、電流検出器24の両端に発生する電圧の電圧値は、モータ4のU相端子から流出する正のU相電流"+Iu"の電流値に対応する。通電時間T21は、t4からt5までの時間である。通電時間T21は、下アームUn及び上アームVp,Wpがオン且つ残りの3つのアームがオフの状態の期間に相当する。したがって、電流検出部27は、通電時間T21内の第1電流検出タイミングTm1で検出信号Sdを取得することによって、モータ4のU相端子から流出する正のU相電流"+Iu"の電流値を検出できる。
For example, as shown in FIG. 2, the voltage value of the voltage generated across the
電流検出タイミング調整部34は、PWM信号の内の1相が他の2相と異なる論理レベルに遷移する時(例えば、U相のPWM信号がV相及びW相と同じハイレベルから、V相及びW相と異なるローレベルに遷移するタイミング:t4)から所定の遅延時間td経過時に第1電流検出タイミングTm1を設定する。このとき、電流検出タイミング調整部34は、通電時間T21内に、第1電流検出タイミングTm1を設定する。
When one phase of the PWM signal transitions to a logic level different from that of the other two phases (for example, the PWM signal of the U phase changes from the same high level as the V phase and the W phase to the V phase, the current detection
また、例えば図2のように、通電時間T22において、電流検出器24の両端に発生する電圧の電圧値は、モータ4のW相端子から流入する負のW相電流"−Iw"の電流値に対応する。通電時間T22は、t5からt6までの時間である。通電時間T22は、下アームUn,Vn及び上アームWpがオン且つ残りの3つのアームがオフの状態の期間に相当する。したがって、電流検出部27は、通電時間T22内の第2電流検出タイミングTm2で検出信号Sdを取得することによって、モータ4のW相端子から流入する負のW相電流"−Iw"の電流値を検出できる。
Further, for example, as shown in FIG. 2, the voltage value of the voltage generated at both ends of the
電流検出タイミング調整部34は、PWM信号の内の1相が他の2相と異なる論理レベルに遷移する時(例えば、V相のPWM信号がW相と同じハイレベルから、U相と同じローレベルに遷移したことで、W相がU相及びV相と異なる論理レベルとなるタイミング:t5)から、所定の遅延時間td経過時に、第2電流検出タイミングTm2を設定する。このとき、電流検出タイミング調整部34は、通電時間T22内に、第2電流検出タイミングTm2を設定する。
When one phase of the PWM signal transitions to a logic level different from that of the other two phases (for example, the PWM signal of the V phase changes from the same high level as the W phase to the same low level as the U phase). The second current detection timing Tm2 is set when the predetermined delay time td elapses from the timing when the W phase becomes a logical level different from the U phase and the V phase due to the transition to the level: t5). At this time, the current detection
同様に、電流検出部27は、他の相電流の電流値も検出できる。
Similarly, the
このように、3相のPWM信号を含む通電パターンに応じて相電流Iu,Iv,Iwのうち、2相の相電流を順次検出して記憶すれば、3相分の電流を時分割で検出することが可能となる。3相の相電流の総和が零であることから(iu+iv+iw=0)、電流検出部27は、3相の相電流うち2相の相電流を検出できれば、残り1相の相電流も検出できる。
In this way, if the two-phase phase currents of the two-phase currents Iu, Iv, and Iw are sequentially detected and stored according to the energization pattern including the three-phase PWM signals, the currents for the three phases are detected in time division. It becomes possible to do. Since the total of the three-phase phase currents is zero (iu + iv + iwa = 0), the
図3は、通電時の各アームのスイッチング状態の一例を示す図である。図4は、非通電時の各アームのスイッチング状態の一例を示す図である。図3に示すように、上アームUp及び下アームVn,Wnがオン且つ残りの3つのアームがオフの状態の通電期間では、電流検出部27は、モータ4のU相端子から流入する負のU相電流"−Iu"の電流値を検出できる。一方、図4に示すように、全ての上アームUp,Vp,Wpがオン且つ全ての下アームUn,Vn,Wnがオフの状態では、電流が電流検出器24に流れないため、電流検出部27は、各相の相電流を検出できない。全ての上アームUp,Vp,Wpがオフ且つ全ての下アームUn,Vn,Wnがオンの状態でも、電流が電流検出器24に流れないため、電流検出部27は、各相の相電流を検出できない。
FIG. 3 is a diagram showing an example of a switching state of each arm when energized. FIG. 4 is a diagram showing an example of a switching state of each arm when the power is off. As shown in FIG. 3, during the energization period in which the upper arm Up and the lower arms Vn and Wn are on and the remaining three arms are off, the
このように、1シャント電流検出方式では、通電区間(通電時間)を設けなければ、各相の相電流を検出できない。1シャント電流検出方式では、一つの通電時間で検出できる相電流は1相分だけであるので、PWM信号の1周期の間に少なくとも2つの通電時間を設けて(図2参照)、式(iu+iv+iw=0)に基づいて3相の相電流を区別して検出する。しかしながら、各相の相電流を区別して検出するために通電時間を設けると、電流検出器24に流れる電流は増幅されてしまうので、電流検出部27は、電流検出器24に流れる電流が零のときに各相の相電流の検出値に含まれる検出誤差をそれぞれ測定できない。
As described above, in the one-shunt current detection method, the phase current of each phase cannot be detected unless the energization section (energization time) is provided. In the one-shunt current detection method, only one phase current can be detected in one energization time. Therefore, at least two energization times are provided during one cycle of the PWM signal (see FIG. 2), and the equation (iu + iv + iv) is provided. The three-phase phase currents are detected separately based on = 0). However, if an energizing time is provided to distinguish and detect the phase currents of each phase, the current flowing through the
そこで、モータが停止中の時、いずれもデューティ比が同一値の各相のPWM信号に従ってインバータ23の全アームのうち一部のアームをオンさせることで電流検出器24に流れる各相の電流をオフセット電流と定義する場合がある。この場合、電流検出部27は、いずれもデューティ比が同一値の各相のPWM信号に従ってインバータ23の全アームのうち一部のアームをオンさせることで電流検出器24に流れる各相のオフセット電流の電流値をオフセット電流値(検出誤差)として検出する。
Therefore, when the motor is stopped, the current of each phase flowing through the
図5は、一例としていずれもデューティ比が50%の場合の各相のPWM信号に従ってインバータ23の全アームのうち一部のアームをオンさせることで電流検出器24に流れる各相のオフセット電流を例示するタイミングチャートである。図6は、いずれかのデューティ比が50%とは異なる各相のPWM信号に従ってインバータ23がロータを回転させている時に図5と同じ一部のアームをオンさせることで電流検出器24に流れる各相の相電流を例示するタイミングチャートである。
As an example, FIG. 5 shows the offset current of each phase flowing through the
図5において、電流検出部27は、インバータ23がロータを回転させる前(モータ4の起動前)に、PWM信号の1周期ごとに少なくとも2回の電流検出を行うことで、3相のオフセット電流の各々の電流値を検出する。電流検出部27は、検出した各々の電流値を3相のオフセット電流値としてメモリに記憶する。図5は、電流検出部27が正のU相電流"Iu"と負のW相電流"−Iw"の各々のオフセット電流値を検出し、それらの検出結果から残りのV相電流のオフセット電流値を検出(演算)し、検出した3相のオフセット電流値をメモリに記憶する場合を例示する。3相のオフセット電流値がメモリに記憶された後、モータ4がインバータ23により起動し、インバータ23がロータを回転させる。
In FIG. 5, the
図6において、電流検出部27は、いずれかのデューティ比が50%とは異なる各相のPWM信号に従ってインバータ23がロータを回転させている時に、PWM信号の1周期ごとに図5と同じ通電パターンで少なくとも2回の電流検出を行うことで、3相の相電流の各々の電流値を検出する。電流検出部27は、PWM信号の1周期ごとに検出される3相の相電流の各々の電流値から、メモリに事前に記憶した3相のオフセット電流値を、PWM信号の1周期ごとに差し引くことで、3相の相電流Iu,Iv,Iwのそれぞれの電流検出値を演算する。これにより、3相の相電流Iu,Iv,Iwの各々の電流検出値から検出誤差が除去される。PWM信号生成部32は、検出誤差が除去された3相の相電流Iu,Iv,Iwの各々の電流検出値に基づいて、インバータ23がロータを回転させている時の3相のPWM信号を生成することで、モータ4の回転をインバータ23により高精度に制御できる。
In FIG. 6, the
ところが、インバータ23がロータを3相の交流電流で回転させていない状態でも、ロータは、風などの外乱により空転していることがある。特に、摩擦抵抗が比較的小さいファンなどの回転体を回転させるロータは、空転しやすい。インバータ23がロータを3相の交流電流で回転させる前にロータが空転していると、ロータの空転によって発生する誘起電圧がオフセット電流検出時の印加電圧に干渉してしまうため、オフセット電流値を正しく検出できない場合がある。
However, even in a state where the
図7は、ロータの空転時にロータの空転によって各相に発生する誘起電圧の波形を例示する図である。永久磁石同期モータであるモータ4において、ロータの空転時にU相コイルに発生する誘起電圧eMUは、式(1)で表され、図7に示すような波形で発生する。V相コイルに発生する誘起電圧eMV及びW相コイルに発生する誘起電圧eMWは、式(1)に対して位相がずれた式で表される。
FIG. 7 is a diagram illustrating a waveform of an induced voltage generated in each phase due to the idling of the rotor when the rotor idling. In the
図8は、各相のオフセット電流の波形を例示する図である。図9は、ロータの空転時の各相の相電流の波形を例示する図である。図8に示すように、ロータの停止時では、各相の電流は、ほとんど変動しないため、電流検出部27は、各相のオフセット電流を比較的高精度に検出できる。これに対し、図9に示すように、ロータの空転時は、ロータの空転によって発生する誘起電圧が各相の相電流を正弦波状に変動させるため、電流検出部27は、各相のオフセット電流を高精度に検出することが難しい。
FIG. 8 is a diagram illustrating the waveform of the offset current of each phase. FIG. 9 is a diagram illustrating a waveform of the phase current of each phase when the rotor is idling. As shown in FIG. 8, when the rotor is stopped, the current of each phase hardly fluctuates, so that the
図9のように各相上下に平行移動した正弦波は、式(1)で表される誘起電圧の干渉によって生じているので、その正弦波の平均値(中央値)は、誘起電圧による干渉を無くしたときに発生している電流値(つまり、オフセット電流値)と言える。この点を利用し、本開示の実施の形態1における電流検出部27は、図10に示すように、ある範囲における各相の相電流の平均電流値を演算することで、ロータの空転時でもオフセット電流値の検出精度を確保できる。
Since the sine wave that moves in parallel up and down each phase as shown in FIG. 9 is generated by the interference of the induced voltage represented by the equation (1), the average value (median value) of the sine wave is the interference due to the induced voltage. It can be said that the current value generated when is eliminated (that is, the offset current value). Utilizing this point, as shown in FIG. 10, the
図10は、ロータの空転時に流れる各相の相電流とその平均電流値を例示する図である。電流検出部27は、3相の相電流のそれぞれについて平均をとることによって、その平均値を3相のオフセット電流の各々の電流値として検出する。電流検出部27は、各相のPWM信号の一周期以上の期間における各相の相電流の電流値の平均をとることによって、3相のオフセット電流の各々の電流値の検出精度をより確保できる。
FIG. 10 is a diagram illustrating a phase current of each phase flowing when the rotor idles and an average current value thereof. The
また、図9のように各相上下に平行移動した正弦波は、式(1)で表される誘起電圧の干渉によって生じているので、その正弦波の位相は、誘起電圧の位相とほぼ等価である。誘起電圧の位相は、ロータの磁極位置を表す。この点を利用し、図1に示す本開示の実施の形態1におけるモータ制御装置100−1の通電パターン生成部35は、電流検出部27により検出された各相の相電流に基づいて、空転中のロータの磁極位置及び空転速度を推定する位置・速度推定部45を備える。位置・速度推定部45により推定された空転中のロータの磁極位置及び空転速度は、例えば、モータ4の起動における初期値としてベクトル制御部30で利用される。
Further, since the sine wave that moves in parallel to the top and bottom of each phase as shown in FIG. 9 is generated by the interference of the induced voltage represented by the equation (1), the phase of the sine wave is almost equivalent to the phase of the induced voltage. Is. The phase of the induced voltage represents the position of the magnetic poles of the rotor. Taking advantage of this point, the energization
永久磁石同期モータを起動する場合、インダクティブセンシングを用いてロータ磁石の磁極位置を検出してモータを加速させるか、磁極位置の検出をせずに任意の方向に速度オープンループ制御でモータを加速させることが多い。しかしながら、ロータが空転している状態ではインダクティブセンシングによる磁極位置の推定が困難なため、空転中の磁極位置や空転速度を検出せずにモータを起動すると、モータに異音などの異常が発生するおそれがある。ロータの空転時における滑らかな起動を行うためには、インダクティブセンシング以外の手法で空転中の磁極位置を検出し、モータの空転速度を検出することが求められる。 When starting a permanent magnet synchronous motor, either detect the magnetic pole position of the rotor magnet using inductive sensing to accelerate the motor, or accelerate the motor in any direction with speed open loop control without detecting the magnetic pole position. Often. However, since it is difficult to estimate the magnetic pole position by inductive sensing when the rotor is idling, if the motor is started without detecting the magnetic pole position or idling speed during idling, abnormal noise or other abnormalities will occur in the motor. There is a risk. In order to start the rotor smoothly when idling, it is required to detect the position of the magnetic pole during idling by a method other than inductive sensing and detect the idling speed of the motor.
図11は、ロータの空転時に流れる各相の相電流と空転中のロータの磁極位置及び空転速度との関係を例示する図である。位置・速度推定部45は、ロータの空転中における誘起電圧と磁極位置との関係と、ロータの空転中に検出された正弦波状の相電流とに基づいて、空転中のロータの磁極位置及び空転速度を推定する。位置・速度推定部45は、位置推定部及び速度推定部を含む。
FIG. 11 is a diagram illustrating the relationship between the phase current of each phase flowing during idling of the rotor and the magnetic pole position and idling speed of the rotor during idling. The position /
各相の相電流のうち一の相電流がゼロクロスする時の位相が、ロータ位置θ(ロータの磁極位置)を表す。よって、位置推定部は、各相の相電流のうち一の相電流(図11では、U相の相電流)がゼロクロスする位相に基づいて、空転中のロータの磁極位置を推定する。これにより、空転中のオフセット電流の検出と空転中のロータの磁極位置の推定とを並行して実行できるので、ベクトル制御部30及びPWM信号生成部32は、ロータが空転状態のモータ4を速やか且つ滑らかに起動できる。位置推定部は、例えば、各相の相電流のうち上述のオフセット電流値(平均電流値)が最も零に近い一の相電流を選定し、選定した一の相電流がゼロクロスする位相に基づいて、空転中のロータの磁極位置を推定する。
The phase when one of the phase currents of each phase crosses zero represents the rotor position θ (rotor magnetic pole position). Therefore, the position estimation unit estimates the magnetic pole position of the rotor during idling based on the phase in which one of the phase currents of each phase (the phase current of the U phase in FIG. 11) crosses zero. As a result, the detection of the offset current during idling and the estimation of the magnetic pole position of the rotor during idling can be executed in parallel, so that the
また、一の相電流の1周期は、ロータが1回転する時間に相当する。よって、速度推定部は、一の相電流がゼロクロスする周期に基づいて、ロータの空転速度を推定する。これにより、空転中のオフセット電流の検出と空転中のロータの空転速度の推定とを並行して実行できるので、ベクトル制御部30及びPWM信号生成部32は、ロータが空転状態のモータを速やか且つ滑らかに起動できる。
Further, one cycle of one phase current corresponds to the time for one rotation of the rotor. Therefore, the speed estimation unit estimates the idling speed of the rotor based on the period in which one phase current crosses zero. As a result, the detection of the offset current during idling and the estimation of the idling speed of the rotor during idling can be executed in parallel, so that the
速度推定部は、各相の相電流の少なくとも一つの相電流の周期に基づいて、ロータの空転速度を推定してもよい。例えば、速度推定部は、V相又はW相の相電流の周期を測定し、その周期の測定値からロータの空転速度を推定してもよい。これにより、空転中のオフセット電流の検出と空転中のロータの空転速度の推定とを並行して実行できるので、ベクトル制御部30及びPWM信号生成部32は、ロータが空転状態のモータ4を速やか且つ滑らかに起動できる。また、速度推定部は、各相の相電流のうち少なくとも2つの相電流の周期の平均値から、ロータの空転速度を推定してもよい。
The speed estimation unit may estimate the idling speed of the rotor based on the period of at least one phase current of each phase current. For example, the speed estimation unit may measure the period of the phase current of the V phase or the W phase and estimate the idling speed of the rotor from the measured value of the period. As a result, the detection of the offset current during idling and the estimation of the idling speed of the rotor during idling can be executed in parallel, so that the
なお、電流検出部27、通電パターン生成部35、電流検出タイミング調整部34及び初期位置推定部38の各機能は、不図示の記憶装置に読み出し可能に記憶されるプログラムによってCPU(Central Processing Unit)が動作することにより実現される。例えば、これらの各機能は、CPUを含むマイクロコンピュータにおけるハードウェアとソフトウェアとの協働により実現される。
The functions of the
以上、モータ制御装置、モータシステム及びモータ制御方法を実施形態により説明したが、本発明は上記の実施形態に限定されるものではない。他の実施形態の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が、本発明の範囲内で可能である。 Although the motor control device, the motor system, and the motor control method have been described above by the embodiment, the present invention is not limited to the above embodiment. Various modifications and improvements, such as combinations and substitutions with some or all of the other embodiments, are possible within the scope of the present invention.
例えば、インバータの直流側に流れる電流の電流値に対応する検出信号を出力する電流検出器は、正側母線に流れる電流の電流値に対応する検出信号を出力するものでもよい。また、電流検出器は、CT(Current Transformer)等のセンサでもよい。 For example, the current detector that outputs the detection signal corresponding to the current value of the current flowing on the DC side of the inverter may output the detection signal corresponding to the current value of the current flowing on the positive bus. Further, the current detector may be a sensor such as a CT (Current Transformer).
1−1 モータシステム
4 モータ
21 直流電源
22a 正側母線
22b 負側母線
23 インバータ
24 電流検出器
27 電流検出部
30 ベクトル制御部
32 PWM信号生成部
33 駆動回路
34 電流検出タイミング調整部
35 通電パターン生成部
36 クロック発生部
37 キャリア発生部
38 初期位置推定部
45 位置・速度推定部
100−1 モータ制御装置
Up,Vp,Wp,Un,Vn,Wn アーム
1-1
Claims (10)
前記インバータの直流側に接続される電流検出器と、
前記電流検出器に流れる電流に基づいて、前記モータに流れる各相の相電流を検出する電流検出部と、を備え、
前記電流検出部は、
いずれもデューティ比が同一値の前記各相のPWM信号に従って前記ロータの空転時に前記一部のアームをオンさせることで前記電流検出器に流れる各相の相電流のオフセット電流値を求める、モータ制御装置。 An inverter that energizes a motor with a rotor by turning on some of the arms according to the PWM signal of each phase.
A current detector connected to the DC side of the inverter and
A current detection unit that detects the phase current of each phase flowing through the motor based on the current flowing through the current detector is provided.
The current detector
Motor control that obtains the offset current value of the phase current of each phase flowing through the current detector by turning on a part of the arms when the rotor idles according to the PWM signal of each phase having the same duty ratio. Device.
いずれもデューティ比が同一値の前記各相のPWM信号に従って前記ロータの空転時に前記一部のアームをオンさせることで、前記インバータの直流側に接続される電流検出器に流れる各相のオフセット電流の平均電流値を演算し、
いずれかのデューティ比が前記同一値とは異なる前記各相のPWM信号に従って前記インバータが前記ロータを回転させている時に前記一部のアームと同じアームをオンさせることで前記電流検出器に流れる各相の相電流の電流値から、前記各相のオフセット電流の平均電流値を差し引くことで、前記各相の相電流の検出値を演算する、モータ制御方法。 It is a motor control method performed by a motor control device that energizes a motor having a rotor by turning on a part of all arms of the inverter according to the PWM signal of each phase.
In each case, the offset current of each phase flows through the current detector connected to the DC side of the inverter by turning on a part of the arms when the rotor idles according to the PWM signal of each phase having the same duty ratio. Calculate the average current value of
Each of the current flows to the current detector by turning on the same arm as the part of the arm when the inverter is rotating the rotor according to the PWM signal of each phase whose duty ratio is different from the same value. A motor control method for calculating the detected value of the phase current of each phase by subtracting the average current value of the offset current of each phase from the current value of the phase current of each phase.
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