JP2021141736A - Switching power supply - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電源と負荷との間に設けられるＤＣ−ＤＣコンバータなどのスイッチング電源装置に関し、特に、複数のコンバータが並列に接続された多相型のスイッチング電源装置に関する。 The present invention relates to a switching power supply device such as a DC-DC converter provided between a power supply and a load, and more particularly to a multi-phase switching power supply device in which a plurality of converters are connected in parallel.
たとえば車両においては、アイドリングストップ後のエンジン再始動時に、スタータモータに大電流が流れるため、直流電源であるバッテリの電圧が一時的に低下する。その結果、負荷である電装品へ供給される電圧が不足して、オーディオ装置や空調装置などが正常に動作しなくなるおそれがある。これを回避するために、たとえば特許文献１では、複数のコンバータ（昇圧回路）を並列に接続し、バッテリ電圧が一時的に低下した場合に、各コンバータのスイッチング素子をオン・オフさせることにより、負荷への供給電圧を一定に保つようにしている。また、特許文献２では、コンバータ（昇圧回路）と並列にスイッチング素子を接続し、通常時はスイッチング素子をオンにし、アイドリングストップ後のエンジン再始動時にはスイッチング素子をオフにして、バッテリ電圧がコンバータで昇圧されて負荷に出力されるようにしている。
For example, in a vehicle, when the engine is restarted after idling stop, a large current flows through the starter motor, so that the voltage of the battery, which is a DC power source, temporarily drops. As a result, the voltage supplied to the electrical component, which is a load, may be insufficient, and the audio device, the air conditioner, or the like may not operate normally. In order to avoid this, for example, in
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、起動時に回路の故障診断を行う場合、故障診断に要する時間は極力短いのが望ましい。たとえば、アイドリングストップが解除されてからエンジンが再始動するまでの時間は短時間に設定されており、この間に故障診断を終える必要がある。しかるに、複数のコンバータが並列に接続された多相型のＤＣ−ＤＣコンバータの場合、たとえば特許文献３のように、各コンバータを順次起動させて故障診断を行ったのでは、診断時間が長くなり、エンジン再始動に対応できなくなるおそれがある。
In a DC-DC converter, when a circuit failure diagnosis is performed at startup, it is desirable that the time required for the failure diagnosis is as short as possible. For example, the time from when the idling stop is released until the engine restarts is set to a short time, and it is necessary to finish the failure diagnosis during this time. However, in the case of a multi-phase DC-DC converter in which a plurality of converters are connected in parallel, if each converter is started in sequence to perform a failure diagnosis as in
本発明は、多相型のスイッチング電源装置において、起動時の故障診断を迅速に行えるようにすることを課題とする。 An object of the present invention is to enable quick failure diagnosis at startup in a multi-phase switching power supply device.
本発明に係るスイッチング電源装置は、電源と負荷との間に設けられ、入力電圧を所定の電圧に変換して負荷へ供給する装置であって、スイッチング素子のスイッチング動作により入力電圧を昇圧または降圧する複数のコンバータと、これらの複数のコンバータのスイッチング動作を制御する制御部とを備えている。複数のコンバータは並列に接続されている。制御部は、所定の起動条件が成立すると、複数のコンバータのスイッチング動作を同じタイミングで開始する。その後、制御部は、所定の異常判定期間内に、各コンバータにおける入力電流、出力電流、およびスイッチング素子の通電電流、の少なくとも１つを検出電流として検出し、各コンバータ間での検出電流の比較結果に基づいて、起動時の異常有無を判定する。 The switching power supply device according to the present invention is a device provided between a power supply and a load, which converts an input voltage into a predetermined voltage and supplies the load to the load, and boosts or lowers the input voltage by the switching operation of the switching element. It is provided with a plurality of converters and a control unit that controls the switching operation of these plurality of converters. Multiple converters are connected in parallel. When a predetermined start condition is satisfied, the control unit starts switching operations of the plurality of converters at the same timing. After that, the control unit detects at least one of the input current, the output current, and the energizing current of the switching element as the detection current within a predetermined abnormality determination period, and compares the detected currents between the converters. Based on the result, it is determined whether or not there is an abnormality at startup.
このような構成によると、スイッチング電源装置の起動時に、複数のコンバータのスイッチング動作が同じタイミングで開始され、その後の所定期間において、各コンバータの検出電流の比較結果に基づいて、異常（故障）の有無が判定される。このため、複数のコンバータを順次起動させて故障診断を行う場合と比較して、診断時間を大幅に短縮することができる。 According to such a configuration, when the switching power supply unit is started, the switching operation of a plurality of converters is started at the same timing, and in a predetermined period thereafter, an abnormality (failure) occurs based on the comparison result of the detected currents of the respective converters. The presence or absence is determined. Therefore, the diagnosis time can be significantly shortened as compared with the case where a plurality of converters are sequentially started to perform failure diagnosis.
本発明において、複数のコンバータは第１コンバータと第２コンバータとを含み、制御部は、第１コンバータの検出電流と第２コンバータの検出電流との差分を算出し、この差分が所定の閾値を超えておれば異常ありと判定してもよい。 In the present invention, the plurality of converters include the first converter and the second converter, and the control unit calculates the difference between the detection current of the first converter and the detection current of the second converter, and this difference sets a predetermined threshold value. If it exceeds, it may be determined that there is an abnormality.
本発明において、制御部は、異常判定期間内の所定のタイミングで検出電流の差分が閾値を超えた場合に、異常ありと判定してもよい。または、制御部は、異常判定期間内に検出電流の差分が閾値を超える状態が一定時間継続した場合に、異常ありと判定してもよい。あるいは、制御部は、異常判定期間内に検出電流の差分が閾値を超えた回数を計数し、当該回数が一定値に達した場合に異常ありと判定してもよい。 In the present invention, the control unit may determine that there is an abnormality when the difference in the detected current exceeds the threshold value at a predetermined timing within the abnormality determination period. Alternatively, the control unit may determine that there is an abnormality when the state in which the difference in the detected current exceeds the threshold value continues for a certain period of time within the abnormality determination period. Alternatively, the control unit may count the number of times the difference in the detected current exceeds the threshold value within the abnormality determination period, and may determine that there is an abnormality when the number of times reaches a certain value.
本発明において、第１コンバータは、たとえば、第１スイッチング素子と、この第１スイッチング素子に対して入力側に設けられた第１コンデンサと、第１スイッチング素子に対して出力側に設けられた第２コンデンサとを含む昇圧チョッパを構成している。また、第２コンバータは、たとえば、第２スイッチング素子と、この第２スイッチング素子に対して入力側に設けられた第３コンデンサと、第２スイッチング素子に対して出力側に設けられた第４コンデンサとを含む昇圧チョッパを構成している。 In the present invention, the first converter is, for example, a first switching element, a first capacitor provided on the input side with respect to the first switching element, and a first converter provided on the output side with respect to the first switching element. It constitutes a boost chopper including two capacitors. Further, the second converter is, for example, a second switching element, a third capacitor provided on the input side with respect to the second switching element, and a fourth capacitor provided on the output side with respect to the second switching element. It constitutes a boost chopper including and.
この場合、第２コンバータの第３コンデンサと第４コンデンサを省略し、第１コンバータと第２コンバータとで、第１コンデンサと第２コンデンサを共用してもよい。 In this case, the third capacitor and the fourth capacitor of the second converter may be omitted, and the first capacitor and the second capacitor may be shared by the first converter and the second converter.
本発明において、第１コンバータは、たとえば、第３スイッチング素子と、この第３スイッチング素子に対して入力側に設けられた第１コンデンサと、第３スイッチング素子に対して出力側に設けられた第２コンデンサとを含む降圧チョッパを構成している。また、第２コンバータは、第４スイッチング素子と、この第４スイッチング素子に対して入力側に設けられた第３コンデンサと、第４スイッチング素子に対して出力側に設けられた第４コンデンサとを含む降圧チョッパを構成している。 In the present invention, the first converter is, for example, a third switching element, a first capacitor provided on the input side with respect to the third switching element, and a third converter provided on the output side with respect to the third switching element. It constitutes a step-down chopper including two capacitors. Further, the second converter has a fourth switching element, a third capacitor provided on the input side with respect to the fourth switching element, and a fourth capacitor provided on the output side with respect to the fourth switching element. Consists of a buck chopper that includes.
この場合も、第２コンバータの第３コンデンサと第４コンデンサを省略し、第１コンバータと第２コンバータとで、第１コンデンサと第２コンデンサを共用してもよい。 In this case as well, the third capacitor and the fourth capacitor of the second converter may be omitted, and the first capacitor and the second capacitor may be shared by the first converter and the second converter.
本発明において、第１コンデンサと第２コンデンサが共用される場合は、異常有無の判定が終了した後、第１コンバータに対して第２コンバータをインターリーブ動作へ移行させるのが好ましい。 In the present invention, when the first capacitor and the second capacitor are shared, it is preferable to shift the second converter to the interleave operation with respect to the first converter after the determination of the presence or absence of abnormality is completed.
本発明において、制御部は、異常判定期間で異常ありと判定した場合は、たとえば、各コンバータの動作停止、各コンバータのうち出力電流の大きい所定のコンバータの動作停止、各コンバータの出力電流の制限下での各コンバータの動作継続、上位装置への故障検出信号の出力、のいずれかを実行する。 In the present invention, when the control unit determines that there is an abnormality in the abnormality determination period, for example, the operation of each converter is stopped, the operation of a predetermined converter having a large output current among the converters is stopped, and the output current of each converter is limited. Either continue the operation of each converter below or output the failure detection signal to the host device.
本発明によれば、多相型のスイッチング電源装置における起動時の故障診断を迅速に行うことができる。 According to the present invention, it is possible to quickly perform a failure diagnosis at startup in a multi-phase switching power supply device.
本発明の実施形態につき、図面を参照しながら説明する。各図において、同一部分または対応部分には同一符号を付してある。以下では、スイッチング電源装置として、ＤＣ−ＤＣコンバータを例に挙げる。 An embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. In each figure, the same parts or corresponding parts are designated by the same reference numerals. In the following, a DC-DC converter will be taken as an example as a switching power supply device.
図１は、本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの概略構成を示している。ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、直流電源４と負荷５との間に接続され、第１コンバータ１と第２コンバータ２を有している。これらのコンバータ１、２は並列に接続されている。直流電源４は、たとえば車両に搭載されているバッテリであり、負荷５は、たとえば車両に装備されたオーディオ装置、空調装置、照明装置などの電装品である。コンバータ１、２の詳細については後述する。
FIG. 1 shows a schematic configuration of a DC-DC converter according to the present invention. The DC-
第１コンバータ１には、図示しない制御部からＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号１が与えられ、このＰＷＭ信号１によりコンバータ１に備わるスイッチング素子（図示省略）がオン・オフのスイッチング動作を行う。このスイッチング動作により、直流電源４の電圧が第１コンバータ１で所定の電圧に変換される。同様に、第２コンバータ２には、制御部からＰＷＭ信号２が与えられ、このＰＷＭ信号２によりコンバータ２に備わるスイッチング素子（図示省略）がスイッチング動作を行う。このスイッチング動作により、直流電源４の電圧が第２コンバータ２で所定の電圧に変換される。そして、負荷５には、第１コンバータ１の出力電圧と第２コンバータ２の出力電圧とによって決まる、所定の直流電圧が供給される。Ｉout１は第１コンバータ１の出力電流であり、Ｉout２は第２コンバータ２の出力電流である。これらの出力電流Ｉout１、Ｉout２は、各コンバータ１、２に備わる電流検出回路（図示省略）で検出される。
A PWM (Pulse Width Modulation)
次に、図２のタイムチャートを参照して、本発明の原理を説明する。図２において、起動信号は、たとえば車両においてアイドリングストップが解除された後のエンジン再始動時に、車両に搭載されたＥＣＵ（Electronic Control Unit）から制御部に与えられる信号である。制御部は、この起動信号を受けてＰＷＭ信号１、２を各コンバータ１、２へ出力する。ＰＷＭ信号１とＰＷＭ信号２とは同位相で同期している。したがって、ＰＷＭ信号１により駆動される第１コンバータ１のスイッチング素子と、ＰＷＭ信号２により駆動される第２コンバータ２のスイッチング素子とは、同じタイミングでスイッチングを開始し、同じタイミングでオン・オフする。
Next, the principle of the present invention will be described with reference to the time chart of FIG. In FIG. 2, the start signal is a signal given to the control unit from the ECU (Electronic Control Unit) mounted on the vehicle when the engine is restarted after the idling stop is released in the vehicle, for example. The control unit receives this activation signal and outputs PWM signals 1 and 2 to the
ここで、第１コンバータ１に故障は発生しておらず、第２コンバータ２に故障が発生しているとした場合、第１コンバータ１の出力電流Ｉout１は、図のように時間と共に順調に増加してゆくが、第２コンバータ２の出力電流Ｉout２は、実線のように全く出力されないか、あるいは、出力されても破線のように僅かしか増加しない。そこで、たとえば、各コンバータ１、２が動作を開始した時点ｔ１から一定時間Ｔが経過した時点ｔ２で、各コンバータ１、２の出力電流Ｉout１、Ｉout２を検出し、その差分ΔＩout＝｜Ｉout１−Ｉout２｜を算出する。そして、この差分ΔＩoutを所定の閾値と比較し、差分ΔＩoutが閾値を超えておれば、異常あり、すなわちＤＣ−ＤＣコンバータ１００が故障していると判定し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の動作を停止するなどの制御を行う。なお、異常有無の判定方法や異常時の処理については他にも種々考えられるが、それらの詳細は後述する。
Here, assuming that the
このように、本発明では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の起動時に、各コンバータ１、２のスイッチング動作を同じタイミングで開始し、その後の一定期間において、各コンバータ１、２の出力電流Ｉout１、Ｉout２を比較し、当該比較結果に基づいて起動時の異常有無を判定する。このため、各コンバータ１、２を順次起動させて故障診断を行う場合と比較して、診断時間を大幅に短縮することができる。
As described above, in the present invention, when the DC-
次に、本発明の実施形態をさらに詳細に説明する。 Next, embodiments of the present invention will be described in more detail.
＜第１実施形態＞
図３は、第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０１の回路図を示している。このＤＣ−ＤＣコンバータ１０１は、第１コンバータ１と、第２コンバータ２と、制御部３と、電圧検出回路１２とを備えており、２つのコンバータ１、２は並列に接続されている。各コンバータ１、２は、昇圧チョッパを構成している。
<First Embodiment>
FIG. 3 shows a circuit diagram of the DC-
第１コンバータ１は、スイッチング素子Ｑ１、コンデンサＣ１、インダクタＬ１、ダイオードＤ１、およびコンデンサＣ２を備えた公知の回路から構成されている。スイッチング素子Ｑ１は、本例ではＦＥＴからなる。コンデンサＣ１は、直流電源４の入力電圧Ｖinに含まれるリップルを除去するためのフィルタ用コンデンサであり、スイッチング素子Ｑ１に対して入力側に設けられている。インダクタＬ１は、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作に応じて高電圧を発生する昇圧用のコイルからなる。ダイオードＤ１は、スイッチング素子Ｑ１の出力である交流パルスを整流するための整流ダイオードである。コンデンサＣ２は、ダイオードＤ１で整流された直流を平滑するための平滑コンデンサであり、スイッチング素子Ｑ１に対して出力側に設けられている。
The
スイッチング素子Ｑ１は本発明の第１スイッチング素子に相当し、コンデンサＣ１は本発明の第１コンデンサに相当し、コンデンサＣ２は本発明の第２コンデンサに相当する。 The switching element Q1 corresponds to the first switching element of the present invention, the capacitor C1 corresponds to the first capacitor of the present invention, and the capacitor C2 corresponds to the second capacitor of the present invention.
また、第１コンバータ１には、電流検出回路６、７、８が設けられている。これらの電流検出回路は全部設ける必要はなく、いずれか１つだけを設けてもよい。図３では、電流検出回路７で検出される出力電流Ｉout１を用いて故障診断を行うため、電流検出回路７から制御部３への信号線のみを図示し、他の電流検出回路６、８から制御部３への信号線は省略してある。電流検出回路６は、入力電流Ｉin１を検出し、電流検出回路８は、スイッチング素子Ｑ１の通電電流（スイッチング素子電流）Ｉsw１を検出する。
Further, the
第２コンバータ２も、第１コンバータ１と同様の構成を有している。第２コンバータ２は、スイッチング素子Ｑ２、コンデンサＣ３、インダクタＬ２、ダイオードＤ２、およびコンデンサＣ４を備えた公知の回路から構成されている。スイッチング素子Ｑ２は、本例ではＦＥＴからなる。コンデンサＣ３は、入力電圧Ｖinに含まれるリップルを除去するためのフィルタ用コンデンサであり、スイッチング素子Ｑ２に対して入力側に設けられている。インダクタＬ２は、スイッチング素子Ｑ２のスイッチング動作に応じて高電圧を発生する昇圧用のコイルからなる。ダイオードＤ２は、スイッチング素子Ｑ２の出力である交流パルスを整流するための整流ダイオードである。コンデンサＣ４は、ダイオードＤ２で整流された直流を平滑するための平滑コンデンサであり、スイッチング素子Ｑ２に対して出力側に設けられている。
The
スイッチング素子Ｑ２は本発明の第２スイッチング素子に相当し、コンデンサＣ３は本発明の第３コンデンサに相当し、コンデンサＣ４は本発明の第４コンデンサに相当する。 The switching element Q2 corresponds to the second switching element of the present invention, the capacitor C3 corresponds to the third capacitor of the present invention, and the capacitor C4 corresponds to the fourth capacitor of the present invention.
また、第２コンバータ２には、電流検出回路９、１０、１１が設けられている。これらの電流検出回路も全部設ける必要はなく、いずれか１つだけを設けてもよい。図３では、電流検出回路１０で検出される出力電流Ｉout２を用いて故障診断を行うため、電流検出回路１０から制御部３への信号線のみを図示し、他の電流検出回路９、１１から制御部３への信号線は省略してある。電流検出回路９は、入力電流Ｉin２を検出し、電流検出回路１１は、スイッチング素子Ｑ２の通電電流（スイッチング素子電流）Ｉsw２を検出する。
Further, the
なお、故障診断のための電流の検出は、電流検出回路７と電流検出回路１０、電流検出回路８と電流検出回路１１、電流検出回路６と電流検出回路９のいずれかの組または複数の組により行われる。すなわち、各コンバータ１、２では、入力電流（Ｉin１、Ｉin２）、出力電流（Ｉout１、Ｉout２）、およびスイッチング素子電流（Ｉsw１、Ｉsw２）の少なくとも１つが、故障診断に必要な検出電流として検出される。本実施形態では、電流検出回路７、１０で検出される出力電流Ｉout１、Ｉout２が検出電流となる。
The current detection for failure diagnosis is performed by one or a plurality of sets of the
制御部３は、たとえばマイクロコンピュータからなり、ＣＰＵやメモリなどを備えている。制御部３は、図２で示したＰＷＭ信号１とＰＷＭ信号２を生成し、出力する。ＰＷＭ信号１は、第１コンバータ１のスイッチング素子Ｑ１のゲートに与えられ、当該素子Ｑ１をオン・オフさせる。ＰＷＭ信号２は、第２コンバータ２のスイッチング素子Ｑ２のゲートに与えられ、当該素子Ｑ２をオン・オフさせる。また、制御部３には、第１コンバータ１の電流検出回路７で検出された出力電流Ｉout１と、第２コンバータ２の電流検出回路１０で検出された出力電流Ｉout２と、電圧検出回路１２で検出された出力電圧Ｖoutが入力される。制御部３は、出力電圧Ｖoutに基づいてＰＷＭ信号１とＰＷＭ信号２のデューティを決定し、また、出力電流Ｉout１およびＩout２に基づいて、前述した故障診断を行う。さらに、制御部３には、車両に搭載された図示しないＥＣＵから、起動信号が入力される。制御部３は、この起動信号を受けて、ＰＷＭ信号１およびＰＷＭ信号２を出力する。
The
図４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１の正常時の動作を示したタイムチャートである。正常時には、第１コンバータ１と第２コンバータ２のいずれにも、故障が発生していない。図４では便宜上、（ａ）の出力電圧Ｖout、（ｂ）〜（ｄ）の各電流Ｉout１〜Ｉin２、および（ｈ）、（ｉ）のＰＷＭ信号の各波形を模式的に描いてある（後述の図６、図８、図１１、図１５、図１７、図２０においても同様）。また、図中の「Ｈ」は信号のHighレベル、「Ｌ」は信号のLowレベルを表している（同前）。
FIG. 4 is a time chart showing the normal operation of the DC-
図４において、（ｅ）のように起動信号が制御部３に入力されると、制御部３は、（ｈ）、（ｉ）のようにＰＷＭ信号１、２を出力する。このＰＷＭ信号１、２により、各コンバータ１、２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がスイッチング動作を開始する。そして、（ｇ）のようにＰＷＭ信号のデューティの増加に伴って、（ａ）に示すように出力電圧Ｖoutが増加してゆき、また、（ｂ）のように出力電流Ｉout１と出力電流Ｉout２も増加してゆく。なお、参考までに、スイッチング素子電流Ｉsw１、Ｉsw２と、入力電流Ｉin１、Ｉin２の変化も、（ｃ）と（ｄ）に示している。
In FIG. 4, when the start signal is input to the
正常時には、図４の（ｂ）〜（ｄ）に示すように、出力電流Ｉout１とＩout２、スイッチング素子電流Ｉsw１とＩsw２、入力電流Ｉin１とＩin２は、それぞれ完全に一致しており、電流波形が重なっている。本実施形態では、前述のように、出力電流Ｉout１、Ｉout２の差分ΔＩout＝｜Ｉout１−Ｉout２｜と閾値との比較結果に基づいて、故障診断（異常有無の判定）を行う。この診断は、図４における異常判定期間Ｘにおいて行われる。図２に示した時間Ｔの期間は、この異常判定期間Ｘに対応している。 Under normal conditions, as shown in FIGS. 4B to 4D, the output currents Iout1 and Iout2, the switching element currents Isw1 and Isw2, and the input currents Iin1 and Iin2 are completely the same, and the current waveforms overlap. ing. In the present embodiment, as described above, failure diagnosis (determination of the presence or absence of abnormality) is performed based on the comparison result between the difference ΔIout = | Iout1-Iout2 | of the output currents Iout1 and Iout2 and the threshold value. This diagnosis is made during the abnormality determination period X in FIG. The period of time T shown in FIG. 2 corresponds to this abnormality determination period X.
たとえば、異常判定期間Ｘの所定のタイミングにおいて、出力電流の差分ΔＩoutが閾値α以下であれば（ΔＩout≦α）、「異常なし」すなわち故障は発生していないと判定され、出力電流の差分ΔＩoutが閾値αを超えておれば（ΔＩout＞α）、「異常あり」すなわち故障が発生していると判定される。あるいは、異常判定期間Ｘにおいて、出力電流の差分ΔＩoutが閾値β（β≦α）以上である状態が一定時間継続した場合に、異常ありと判定してもよい。また、異常判定期間Ｘにおいて、出力電流の差分ΔＩoutが閾値αを超えた回数を計数し、当該回数が一定値に達した場合に、異常ありと判定してもよい。 For example, if the difference ΔIout of the output current is equal to or less than the threshold value α (ΔIout ≦ α) at a predetermined timing of the abnormality determination period X, it is determined that “no abnormality”, that is, no failure has occurred, and the difference ΔIout of the output current is determined. If exceeds the threshold value α (ΔIout> α), it is determined that “there is an abnormality”, that is, a failure has occurred. Alternatively, in the abnormality determination period X, if the state in which the difference ΔIout of the output current is equal to or greater than the threshold value β (β ≦ α) continues for a certain period of time, it may be determined that there is an abnormality. Further, in the abnormality determination period X, the number of times that the difference ΔIout of the output current exceeds the threshold value α is counted, and when the number of times reaches a certain value, it may be determined that there is an abnormality.
いずれにせよ、図４の正常時においては、出力電流Ｉout１と出力電流Ｉout２が一致するため、その差分は、ΔＩout＝｜Ｉout１−Ｉout２｜＝０となり、閾値を超えない。このため、図４の（ｆ）の異常フラグは、異常判定期間Ｘの経過後も「０」に維持される。異常判定期間Ｘで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の起動時の故障診断が終了すると、（ｇ）のようにＰＷＭ信号のデューティを大きくすることで、出力電圧Ｖoutが増加し、通常の出力期間Ｙへ移行する。
In any case, in the normal state of FIG. 4, since the output current Iout1 and the output current Iout2 match, the difference is ΔIout = | Iout1-Iout2 | = 0 and does not exceed the threshold value. Therefore, the abnormality flag of FIG. 4 (f) is maintained at "0" even after the abnormality determination period X has elapsed. When the failure diagnosis at the time of starting the DC-
図５は、図４に太線で示したＡ部を拡大したタイムチャートである。ここでも、出力電流Ｉout１とＩout２、スイッチング素子電流Ｉsw１とＩsw２、入力電流Ｉin１とＩin２は、それぞれ完全に一致していて波形が重なっている。なお、図５の縦軸は、一部が図４の縦軸とスケールが異なっており、たとえば（ｂ）〜（ｄ）では、縦軸のスケールが拡大されている。以降の図７、図９、図１２、図１６、図１８、および図２１においても同様である。 FIG. 5 is an enlarged time chart of part A shown by a thick line in FIG. Here, too, the output currents Iout1 and Iout2, the switching element currents Isw1 and Isw2, and the input currents Iin1 and Iin2 are completely matched and their waveforms overlap. The vertical axis of FIG. 5 is partially different in scale from the vertical axis of FIG. 4, and in (b) to (d), for example, the scale of the vertical axis is enlarged. The same applies to the following FIGS. 7, 9, 12, 16, 16, 18, and 21.
図６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１の異常時の動作を示したタイムチャートである。ここでは、第１コンバータ１の出力電流と、第２コンバータ２の出力電流のバランスが崩れて、異常が発生した場合を例に挙げている。このような電流のアンバランスは、たとえば、第１コンバータ１のインダクタＬ１の特性と、第２コンバータ２のインダクタＬ２の特性とが乖離している場合に発生する。なお、図６の縦軸は、一部が図４の縦軸とスケールが異なっている。
FIG. 6 is a time chart showing the operation of the DC-
図６において、（ｅ）のように起動信号が制御部３に入力されると、制御部３は、（ｈ）、（ｉ）のようにＰＷＭ信号１、２を出力する。このＰＷＭ信号１、２により、各コンバータ１、２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がスイッチング動作を開始する。そして、（ｇ）のようにＰＷＭ信号のデューティの増加に伴って、（ａ）に示すように出力電圧Ｖoutが増加してゆく。また、（ｂ）のように出力電流Ｉout１と出力電流Ｉout２も増加してゆくが、両者は図４（ｂ）のようには一致せず、インダクタＬ１、Ｌ２の特性の乖離に基因してＩout１＞Ｉout２となっている。同様のことは、（ｃ）と（ｄ）のスイッチング素子電流Ｉsw１、Ｉsw２と、入力電流Ｉin１、Ｉin２についても当てはまる。
In FIG. 6, when the start signal is input to the
このように、各コンバータ１、２の出力電流がＩout１＞Ｉout２となる結果、その差分ΔＩout（＝｜Ｉout１−Ｉout２｜）がたとえば閾値αを超えると（ΔＩout＞α）、「異常あり」すなわち故障発生と判定される。この場合、（ｆ）に示すように、異常フラグが「０」から「１」に変化する。異常フラグが「１」になると、制御部３は、（ｇ）〜（ｉ）のように、ＰＷＭ信号のデューティをゼロにして、各コンバータ１、２へのＰＷＭ信号１、２の出力を停止する。これにより、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はオフ状態となる。その結果、各コンバータ１、２の昇圧動作が停止するので、（ａ）〜（ｄ）のように、出力電圧Ｖoutと各電流Ｉout１〜Ｉin２は共に低下する。（ａ）、（ｂ）における過渡的なサージ波形は、インダクタンスＬ１、Ｌ２の電気エネルギーの放出によるものである。なお、出力電圧と出力電流が低下しても、直流電源４からインダクタンスＬ１、Ｌ２およびダイオードＤ１、Ｄ２を介して、負荷５への通電は継続される。
As a result of the output currents of the
図７は、図６に太線で示したＢ部を拡大したタイムチャートである。図７（ｂ）のように、出力電流Ｉout１とＩout２は一致しておらず、このため、出力電流Ｉout１、Ｉout２の差分は、ΔＩout＝｜Ｉout１−Ｉout２｜＞０となり、かつ閾値を超える。（ｃ）、（ｄ）のスイッチング素子電流Ｉsw１とＩsw２、および入力電流Ｉin１とＩin２についても同様である。 FIG. 7 is an enlarged time chart of part B shown by a thick line in FIG. As shown in FIG. 7B, the output currents Iout1 and Iout2 do not match. Therefore, the difference between the output currents Iout1 and Iout2 is ΔIout = | Iout1-Iout2 |> 0 and exceeds the threshold value. The same applies to the switching element currents Isw1 and Isw2 of (c) and (d), and the input currents Iin1 and Iin2.
なお、差分を測定するタイミングに関して、（ｂ）の場合は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオフのときのａ（実線）のタイミングで差分測定が可能であり、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオンであるｂ（点線）のタイミングでは、電流差が現れず、差分測定が不可能である。また、（ｃ）の場合は、逆に、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオンのときのｃ（実線）のタイミングで差分測定が可能であり、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオフであるｄ（点線）のタイミングでは、電流差が現れず、差分測定が不可能である。一方、（ｄ）の場合は、ｅ（実線）とｆ（実線）に示すように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオンであってもオフであっても、電流差が現れて差分測定が可能である。 Regarding the timing of measuring the difference, in the case of (b), the difference can be measured at the timing of a (solid line) when the switching elements Q1 and Q2 are off, and the switching elements Q1 and Q2 are on b. At the timing (dotted line), the current difference does not appear and the difference measurement is impossible. Further, in the case of (c), on the contrary, the difference can be measured at the timing of c (solid line) when the switching elements Q1 and Q2 are on, and the d (dotted line) when the switching elements Q1 and Q2 are off. At the timing, the current difference does not appear and the difference measurement is impossible. On the other hand, in the case of (d), as shown in e (solid line) and f (solid line), a current difference appears and the difference can be measured regardless of whether the switching elements Q1 and Q2 are on or off. be.
図８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０１の他の異常時の動作を示したタイムチャートである。ここでは、２つのコンバータ１、２の一方に出力電流が現れない場合を例に挙げている。このような異常は、たとえばコンバータの回路に断線が生じた場合に発生する。なお、図８の縦軸は、一部が図４の縦軸とスケールが異なっている。
FIG. 8 is a time chart showing the operation of the DC-
図８において、（ｅ）のように起動信号が制御部３に入力されると、制御部３は、（ｈ）、（ｉ）のようにＰＷＭ信号１、２を出力する。このＰＷＭ信号１、２により、各コンバータ１、２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がスイッチング動作を開始する。そして、（ｇ）のようにＰＷＭ信号のデューティの増加に伴って、（ａ）に示すように出力電圧Ｖoutが増加してゆく。また、（ｂ）のように出力電流Ｉout１も増加してゆくが、出力電流Ｉout２はゼロのままである。同様のことは、（ｃ）のスイッチング素子電流Ｉsw１、Ｉsw２と、（ｄ）の入力電流Ｉin１、Ｉin２についても当てはまる。
In FIG. 8, when the start signal is input to the
したがって、この場合も、出力電流Ｉout１、Ｉout２に関して、Ｉout１＞Ｉout２となり、その差分ΔＩoutが閾値を超えるので、「異常あり」すなわち故障発生と判定される。そして、（ｆ）に示すように異常フラグが「１」になって、（ｈ）、（ｉ）のように、各コンバータ１、２へのＰＷＭ信号１、２の出力が停止される結果、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオフ状態となり、各コンバータ１、２の昇圧動作が停止する。
Therefore, also in this case, with respect to the output currents Iout1 and Iout2, Iout1> Iout2, and the difference ΔIout exceeds the threshold value, so that it is determined that there is an abnormality, that is, a failure has occurred. Then, as shown in (f), the abnormality flag becomes "1", and as shown in (h) and (i), the output of the PWM signals 1 and 2 to the
なお、図８では、異常判定期間Ｘの最後のタイミングで異常フラグを「１」としているが、本例の場合は、（ｂ）のように出力電流Ｉout１、Ｉout２の差が大きいため、差分ΔＩoutが閾値を超えたタイミングで、直ちに異常フラグを「１」にしてもよい。 In FIG. 8, the abnormality flag is set to “1” at the final timing of the abnormality determination period X, but in the case of this example, the difference between the output currents Iout1 and Iout2 is large as shown in (b), so the difference ΔIout. The abnormality flag may be set to "1" immediately when the value exceeds the threshold value.
図９は、図８に太線で示したＣ部を拡大したタイムチャートである。 FIG. 9 is an enlarged time chart of part C shown by a thick line in FIG.
＜第２実施形態＞
図１０は、第２実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の回路図を示している。このＤＣ−ＤＣコンバータ１０２も、第１実施形態と同様に、第１コンバータ１と、第２コンバータ２と、制御部３と、電圧検出回路１２とを備えている。また、２つのコンバータ１、２は並列に接続され、それぞれ昇圧チョッパを構成している。
<Second Embodiment>
FIG. 10 shows a circuit diagram of the DC-
第２実施形態が第１実施形態と異なる点は、図１０では図３のコンデンサＣ３、Ｃ４が省略されていて、コンデンサＣ１、Ｃ２が第１コンバータ１と第２コンバータ２とで共用されていることと、図１０では電流検出回路７、１０が平滑用のコンデンサＣ２の前段に設けられていることである。その他の構成については、図３と同じであるので、図１０の各部の詳細な説明は省略する。
The difference between the second embodiment and the first embodiment is that the capacitors C3 and C4 in FIG. 3 are omitted in FIG. 10, and the capacitors C1 and C2 are shared by the
図１１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２の正常時の動作を示したタイムチャートである。図１１における各部の動作は、図４の場合と基本的に同様であるが、図１１（ｂ）の出力電流Ｉout１、Ｉout２の波形が、図４（ｂ）の場合と異なっている。詳しくは、図１１のＤ部を拡大した図１２の（ｂ）と、図５の（ｂ）とを対比すればわかるように、図１２（ｂ）の場合は、電流検出回路７、１０で検出される出力電流Ｉout１、Ｉout２が、共用のコンデンサＣ２で平滑される前の電流なので、図５（ｂ）の場合と比べて波形の平滑度が低くなっている。
FIG. 11 is a time chart showing the normal operation of the DC-
図１１に示す正常時においては、出力電流Ｉout１、Ｉout２が完全に一致しているので（スイッチング素子電流Ｉsw１とＩsw２、入力電流Ｉin１とＩin２も同様）、第１実施形態の場合と同様に、出力電流の差分はΔＩout＝０となり、閾値を超えない。したがって、異常判定期間Ｘにおいて異常は検出されず、図１１（ｆ）のように異常フラグは「０」を維持する。 In the normal state shown in FIG. 11, since the output currents Iout1 and Iout2 are completely the same (the switching element currents Isw1 and Isw2 and the input currents Iin1 and Iin2 are also the same), the output is the same as in the first embodiment. The difference in current is ΔIout = 0 and does not exceed the threshold value. Therefore, no abnormality is detected in the abnormality determination period X, and the abnormality flag maintains “0” as shown in FIG. 11 (f).
図１３は、異常判定期間Ｘで故障診断が終了した後、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２をインターリーブ動作へ移行させる場合のタイムチャート（図１１のＤ部の拡大図）である。インターリーブ動作では、ＰＷＭ信号１、２の位相をずらせて、２つのコンバータ１、２を同期運転させる。詳しくは、図１３の（ｈ）、（ｉ）で一点鎖線で囲んだように、ＰＷＭ信号１に対してＰＷＭ信号２の位相を１８０°ずらし、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を交互にオンさせる。これによって、コンバータ１に対してコンバータ２がインターリーブ動作へ移行し、（ａ）〜（ｄ）に示すように、出力電圧Ｖoutと各電流Ｉout１〜Ｉin２の波形が変化する。たとえば、出力電圧Ｖoutは、インターリーブ動作により電圧リップルが減少する。また、図では表れていないが、出力電流Ｉout１、Ｉout２の電流リップルも減少する。出力電流Ｉout１とＩout２、スイッチング素子電流Ｉsw１とＩsw２、入力電流Ｉin１とＩin２は、それぞれインターリーブ動作前は波形が重なっているが、インターリーブ動作に入ると、（ｂ）〜（ｄ）に実線と破線で示したように、ずれた波形となって現われる。
FIG. 13 is a time chart (enlarged view of part D in FIG. 11) in the case where the DC-
このように、第２実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０２では、故障診断終了後にインターリーブ動作へ移行させることで、出力電圧Ｖoutのリップルを低減することが可能となる。なお、第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０１（図３）では、各コンバータ１、２でコンデンサを共用していないので、出力電圧Ｖoutのリップルを抑制するために、あえてインターリーブ動作をさせる必要はないが、放射ノイズの抑制などの他の目的でインターリーブ動作をさせてもよいことは言うまでもない。
As described above, in the DC-
第２実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０２において、故障が発生した場合は、第１実施形態と同様の原理に基づき、出力電流の差分ΔＩoutが閾値を超えるので「異常あり」と判定され、各コンバータ１、２の昇圧動作が停止する。
When a failure occurs in the DC-
＜第３実施形態＞
図１４は、第３実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の回路図を示している。このＤＣ−ＤＣコンバータ１０３も、第１コンバータ１と、第２コンバータ２と、制御部３と、電圧検出回路１２とを備えており、２つのコンバータ１、２が並列に接続されているが、第１および第２実施形態と異なり、各コンバータ１、２は降圧チョッパを構成している。
<Third Embodiment>
FIG. 14 shows a circuit diagram of the DC-
図１４において、第１コンバータ１は、スイッチング素子Ｑ３、コンデンサＣ１、インダクタＬ３、ダイオードＤ３、およびコンデンサＣ２を備えた公知の回路から構成されている。スイッチング素子Ｑ３は、本例ではＦＥＴからなる。コンデンサＣ１は、入力電圧Ｖinのリップルを除去するためのフィルタ用コンデンサであり、スイッチング素子Ｑ３に対して入力側に設けられている。ダイオードＤ３は、スイッチング素子Ｑ３がオフの期間に導通して、インダクタＬ３の電気エネルギーを環流させる環流ダイオードである。コンデンサＣ２は平滑コンデンサであり、スイッチング素子Ｑ３に対して出力側に設けられている。コンデンサＣ１、Ｃ２は、図３と同じものである。
In FIG. 14, the
スイッチング素子Ｑ３は本発明の第３スイッチング素子に相当し、コンデンサＣ１は本発明の第１コンデンサに相当し、コンデンサＣ２は本発明の第２コンデンサに相当する。 The switching element Q3 corresponds to the third switching element of the present invention, the capacitor C1 corresponds to the first capacitor of the present invention, and the capacitor C2 corresponds to the second capacitor of the present invention.
また、第２コンバータ２は、スイッチング素子Ｑ４、コンデンサＣ３、インダクタＬ４、ダイオードＤ４、およびコンデンサＣ４を備えた公知の回路から構成されている。スイッチング素子Ｑ４は、本例ではＦＥＴからなる。コンデンサＣ３は、入力電圧Ｖinのリップルを除去するためのフィルタ用コンデンサであり、スイッチング素子Ｑ４に対して入力側に設けられている。ダイオードＤ４は、スイッチング素子Ｑ４がオフの期間に導通して、インダクタＬ４の電気エネルギーを環流させる環流ダイオードである。コンデンサＣ４は平滑コンデンサであり、スイッチング素子Ｑ４に対して出力側に設けられている。コンデンサＣ３、Ｃ４は、図３と同じものである。
Further, the
スイッチング素子Ｑ４は本発明の第４スイッチング素子に相当し、コンデンサＣ３は本発明の第３コンデンサに相当し、コンデンサＣ４は本発明の第４コンデンサに相当する。 The switching element Q4 corresponds to the fourth switching element of the present invention, the capacitor C3 corresponds to the third capacitor of the present invention, and the capacitor C4 corresponds to the fourth capacitor of the present invention.
その他の構成については、図３と同じであるので、図１４の各部の詳細な説明は省略する。 Since other configurations are the same as those in FIG. 3, detailed description of each part in FIG. 14 will be omitted.
図１５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の正常時の動作を示したタイムチャートである。図１５において、（ｅ）のように起動信号が制御部３に入力されると、制御部３は、（ｈ）、（ｉ）のようにＰＷＭ信号３、４を出力する。このＰＷＭ信号３、４により、各コンバータ１、２のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４がスイッチング動作を開始する。そして、（ｇ）のようにＰＷＭ信号のデューティの増加に伴って、（ａ）のように出力電圧Ｖoutが増加してゆき、また、（ｂ）のように出力電流Ｉout１、Ｉout２も増加してゆく。スイッチング素子電流Ｉsw１、Ｉsw２と、入力電流Ｉin１、Ｉin２についても同様である。なお、各コンバータ１、２は降圧型のコンバータであるため、出力電圧Ｖoutが入力電圧Ｖinまで上昇することはない。
FIG. 15 is a time chart showing the normal operation of the DC-
図１５に示す正常時においては、出力電流Ｉout１とＩout２が完全に一致しているので（スイッチング素子電流Ｉsw１とＩsw２、入力電流Ｉin１とＩin２も同様）、出力電流の差分はΔＩout＝０となり、閾値を超えない。したがって、異常判定期間Ｘにおいて異常は検出されず、図１５（ｆ）のように異常フラグは「０」を維持する。 In the normal state shown in FIG. 15, since the output currents Iout1 and Iout2 are completely the same (the same applies to the switching element currents Isw1 and Isw2 and the input currents Iin1 and Iin2), the difference between the output currents is ΔIout = 0, which is the threshold value. Does not exceed. Therefore, no abnormality is detected in the abnormality determination period X, and the abnormality flag maintains “0” as shown in FIG. 15 (f).
図１６は、図１５に太線で示したＥ部を拡大したタイムチャートである。ここでも、出力電流Ｉout１とＩout２、スイッチング素子電流Ｉsw１とＩsw２、入力電流Ｉin１とＩin２は、それぞれ完全に一致していて波形が重なっている。 FIG. 16 is an enlarged time chart of part E shown by a thick line in FIG. Here, too, the output currents Iout1 and Iout2, the switching element currents Isw1 and Isw2, and the input currents Iin1 and Iin2 are completely matched and their waveforms overlap.
図１７は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３の異常時の動作を示したタイムチャートである。ここでは、第１コンバータ１の出力電流と、第２コンバータ２の出力電流のバランスが崩れて、異常が発生した場合を例に挙げている。このような電流のアンバランスは、たとえば、第１コンバータ１のインダクタＬ３の特性と、第２コンバータ２のインダクタＬ４の特性とが乖離している場合に発生する。なお、図１７の縦軸は、一部が図１５の縦軸とスケールが異なっている。
FIG. 17 is a time chart showing the operation of the DC-
図１７において、（ｅ）のように起動信号が制御部３に入力されると、制御部３は、（ｈ）、（ｉ）のようにＰＷＭ信号３、４を出力する。このＰＷＭ信号３、４により、各コンバータ１、２のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４がスイッチング動作を開始する。そして、（ｇ）のようにＰＷＭ信号のデューティの増加に伴って、（ａ）に示すように出力電圧Ｖoutが増加してゆく。また、（ｂ）のように出力電流Ｉout１と出力電流Ｉout２も増加してゆくが、両者は図１５（ｂ）のようには一致せず、インダクタＬ３、Ｌ４の特性の乖離に基因してＩout１＞Ｉout２となっている。同様のことは、（ｃ）と（ｄ）のスイッチング素子電流Ｉsw１、Ｉsw２と、入力電流Ｉin１、Ｉin２についても当てはまる。
In FIG. 17, when the start signal is input to the
したがって、この場合も、出力電流Ｉout１、Ｉout２に関して、Ｉout１＞Ｉout２となり、その差分ΔＩoutが閾値を超えるので、「異常あり」すなわち故障発生と判定される。そして、（ｆ）に示すように異常フラグが「１」になって、（ｈ）、（ｉ）のように、各コンバータ１、２へのＰＷＭ信号３、４の出力が停止される結果、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４がオフ状態となり、各コンバータ１、２の降圧動作が停止する。
Therefore, also in this case, with respect to the output currents Iout1 and Iout2, Iout1> Iout2, and the difference ΔIout exceeds the threshold value, so that it is determined that there is an abnormality, that is, a failure has occurred. Then, as shown in (f), the abnormality flag becomes "1", and as shown in (h) and (i), the output of the PWM signals 3 and 4 to the
図１８は、図１７に太線で示したＦ部を拡大したタイムチャートである。（ｂ）のように、出力電流Ｉout１とＩout２は一致しておらず、このため、出力電流Ｉout１、Ｉout２の差分は、ΔＩout＝｜Ｉout１−Ｉout２｜＞０となり、かつ閾値を超える。（ｃ）、（ｄ）のスイッチング素子電流Ｉsw１とＩsw２、および入力電流Ｉin１とＩin２についても同様である。 FIG. 18 is an enlarged time chart of the F portion shown by the thick line in FIG. As in (b), the output currents Iout1 and Iout2 do not match. Therefore, the difference between the output currents Iout1 and Iout2 is ΔIout = | Iout1-Iout2 |> 0 and exceeds the threshold value. The same applies to the switching element currents Isw1 and Isw2 of (c) and (d), and the input currents Iin1 and Iin2.
なお、差分を測定するタイミングに関して、（ｂ）の場合は、ｇ（実線）とｈ（実線）に示すように、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４がオンであってもオフであっても、電流差が現れて差分測定が可能である。一方、（ｃ）の場合は、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４がオフのときのｉ（実線）のタイミングで差分測定が可能であり、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４がオンであるｊ（点線）のタイミングでは、電流差が現れず、差分測定が不可能である。また、（ｄ）の場合は、逆に、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４がオンのときのｋ（実線）のタイミングで差分測定が可能であり、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４がオフであるｍ（点線）のタイミングでは、電流差が現れず、差分測定が不可能である。 Regarding the timing of measuring the difference, in the case of (b), as shown in g (solid line) and h (solid line), the current difference is different regardless of whether the switching elements Q3 and Q4 are on or off. It appears and the difference can be measured. On the other hand, in the case of (c), the difference can be measured at the timing of i (solid line) when the switching elements Q3 and Q4 are off, and at the timing of j (dotted line) when the switching elements Q3 and Q4 are on. No current difference appears and difference measurement is impossible. Further, in the case of (d), on the contrary, the difference can be measured at the timing of k (solid line) when the switching elements Q3 and Q4 are on, and m (dotted line) when the switching elements Q3 and Q4 are off. At the timing, the current difference does not appear and the difference measurement is impossible.
＜第４実施形態＞
図１９は、第４実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０４の回路図を示している。このＤＣ−ＤＣコンバータ１０４も、第３実施形態と同様に、第１コンバータ１と、第２コンバータ２と、制御部３と、電圧検出回路１２とを備えている。また、２つのコンバータ１、２は並列に接続され、それぞれ降圧チョッパを構成している。
<Fourth Embodiment>
FIG. 19 shows a circuit diagram of the DC-
第４実施形態が第３実施形態と異なる点は、図１９では図１４のコンデンサＣ３、Ｃ４が省略されていて、コンデンサＣ１、Ｃ２が第１コンバータ１と第２コンバータ２とで共用されていることと、図１９では電流検出回路７、１０が平滑用のコンデンサＣ２の前段に設けられていることである。その他の構成については、図１４と同じであるので、図１９の各部の詳細な説明は省略する。
The difference between the fourth embodiment and the third embodiment is that the capacitors C3 and C4 in FIG. 14 are omitted in FIG. 19, and the capacitors C1 and C2 are shared by the
図２０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４の正常時の動作を示したタイムチャートである。図２０における各部の動作は、図１５の場合と基本的に同様であるが、図２０のＧ部を拡大した図２１の（ｂ）と、図１６の（ｂ）とを対比すればわかるように、図２１（ｂ）の場合は、電流検出回路７、１０で検出される出力電流Ｉout１、Ｉout２が、共用のコンデンサＣ２で平滑される前の電流なので、図１６（ｂ）の場合と比べて波形の平滑度が低くなっている。
FIG. 20 is a time chart showing the normal operation of the DC-
図２０に示す正常時においては、出力電流Ｉout１、Ｉout２が完全に一致しているので（スイッチング素子電流Ｉsw１とＩsw２、入力電流Ｉin１とＩin２も同様）、出力電流の差分はΔＩout＝０となり、閾値を超えない。したがって、異常判定期間Ｘにおいて異常は検出されず、図２０（ｆ）のように異常フラグは「０」を維持する。 In the normal state shown in FIG. 20, since the output currents Iout1 and Iout2 are completely the same (the same applies to the switching element currents Isw1 and Isw2 and the input currents Iin1 and Iin2), the difference between the output currents is ΔIout = 0, and the threshold value. Does not exceed. Therefore, no abnormality is detected in the abnormality determination period X, and the abnormality flag maintains “0” as shown in FIG. 20 (f).
図２２は、異常判定期間Ｘで故障診断が終了した後、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０４をインターリーブ動作へ移行させる場合のタイムチャート（図２０のＧ部の拡大図）である。第２実施形態の場合（図１３）と同様に、インターリーブ動作では、ＰＷＭ信号３、４の位相をずらせて、２つのコンバータ１、２を同期運転させる。詳しくは、図２２の（ｈ）、（ｉ）で一点鎖線で囲んだように、ＰＷＭ信号３に対してＰＷＭ信号４の位相を１８０°ずらし、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４を交互にオンさせる。これによって、コンバータ１に対してコンバータ２がインターリーブ動作へ移行し、（ａ）〜（ｄ）に示すように、出力電圧Ｖoutと各電流Ｉout１〜Ｉin２の波形が変化する。
FIG. 22 is a time chart (enlarged view of part G in FIG. 20) when the DC-
出力電圧Ｖoutは、原理的にはインターリーブ動作によって電圧リップルが減少するが、図２２（ａ）では変化の様子が顕著に現れていない。その理由は、第４実施形態の場合、各コンバータ１、２が降圧コンバータであるため、もともと出力電圧の平滑の度合いが大きいからである。出力電流Ｉout１とＩout２、スイッチング素子電流Ｉsw１とＩsw２、入力電流Ｉin１とＩin２は、それぞれインターリーブ動作前は波形が重なっているが、インターリーブ動作に入ると、（ｂ）〜（ｄ）に実線と破線で示したように、ずれた波形となって現われる。
In principle, the voltage ripple of the output voltage Vout is reduced by the interleaving operation, but the state of change does not appear remarkably in FIG. 22 (a). The reason is that in the case of the fourth embodiment, since the
このように、第４実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０４では、故障診断終了後にインターリーブ動作へ移行させることで、第２実施形態ほどではないが、出力電圧Ｖoutのリップルをある程度低減することができる。また、図では表れていないが、出力電流Ｉout１、Ｉout２の電流リップルも減少する。なお、第３実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０３（図１４）では、各コンバータ１、２でコンデンサを共用していないので、出力電圧Ｖoutのリップルを抑制するために、あえてインターリーブ動作をさせる必要はないが、第２実施形態の場合と同様に、放射ノイズの抑制などの他の目的でインターリーブ動作をさせてもよい。
As described above, in the DC-
第４実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１０４において、故障が発生した場合は、第３実施形態と同様の原理に基づき、出力電流の差分ΔＩoutが閾値を超えるので「異常あり」と判定され、各コンバータ１、２の降圧動作が停止する。
When a failure occurs in the DC-
＜その他の実施形態＞
本発明では、上述した実施形態以外にも、以下のような種々の実施形態を採用することができる。
<Other Embodiments>
In the present invention, various embodiments as described below can be adopted in addition to the above-described embodiments.
前記の各実施形態では、２つのコンバータ１、２を備えた２相型のＤＣ−ＤＣコンバータを例に挙げたが、本発明は、３つ以上のコンバータを備えたＤＣ−ＤＣコンバータにも適用することができる。
In each of the above embodiments, a two-phase DC-DC converter having two
前記の各実施形態では、コンバータ１、２がＢｏｏｓｔ型の昇圧チョッパである例（図３、図１０）と、コンバータ１、２がＢｕｃｋ型の降圧チョッパである例（図１４、図１９）とを挙げたが、本発明は、コンバータ１、２が昇圧と降圧の両機能を備えたＢｕｃｋ−Ｂｏｏｓｔ型のコンバータである場合にも適用することができる。また、コンバータ１、２には、スイッチング素子を有する電流バイパス回路を設けてもよい。
In each of the above embodiments,
前記の各実施形態では、各コンバータ１、２の出力電流Ｉout１、Ｉout２の差分を閾値と比較して異常有無を判定したが、本発明はこれに限定されない。たとえば、入力電流Ｉin１、Ｉin２の差分を閾値と比較して異常有無を判定してもよく、スイッチング素子電流Ｉsw１、Ｉsw２の差分を閾値と比較して異常有無を判定してもよい。また、これらの電流のうち、２つまたは３つの電流のそれぞれの差分を閾値と比較して、異常有無を判定してもよい。さらに、各コンバータ１、２の検出電流の差分を閾値と比較する代わりに、検出電流の比を閾値と比較して異常有無を判定してもよい。
In each of the above embodiments, the difference between the output currents Iout1 and Iout2 of the
前記の各実施形態では、異常が検出された場合に、ＰＷＭ信号を停止して各コンバータ１、２の動作を停止させたが、本発明はこれに限定されない。たとえば、出力電流が大きいほうのコンバータのみを停止させてもよい。また、ＰＷＭ信号のデューティを小さくし、各コンバータ１、２の出力電流を制限した状態（最大電流を超えない範囲）で、各コンバータ１、２の動作を継続させてもよい。あるいは、ＥＣＵなどの上位装置へ故障検出信号を出力し、上位装置において所定の処理を実行するようにしてもよい。
In each of the above embodiments, when an abnormality is detected, the PWM signal is stopped to stop the operation of the
前記の各実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動信号として、アイドリングストップ解除後のエンジン再始動時に制御部へ与えられる信号を例に挙げたが、起動信号はこれのみに限定されず、たとえばイグニッションスイッチをオンしたときに制御部へ与えられる信号などであってもよい。また、本発明では、起動信号などの外部信号は必須ではなく、所定の起動条件が成立した場合にコンバータを起動すればよい。したがって、たとえば、入力電圧を監視して、当該電圧が所定値を超えると自動的に電圧変換が開始されるシステムなどにおいても、本発明は適用が可能である。 In each of the above embodiments, as the start signal of the DC-DC converter, a signal given to the control unit when the engine is restarted after the idling stop is released is given as an example, but the start signal is not limited to this, and is, for example, an ignition. It may be a signal given to the control unit when the switch is turned on. Further, in the present invention, an external signal such as a start signal is not essential, and the converter may be started when a predetermined start condition is satisfied. Therefore, the present invention can be applied to, for example, a system in which an input voltage is monitored and voltage conversion is automatically started when the voltage exceeds a predetermined value.
前記の各実施形態では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４としてＦＥＴを用いたが、ＦＥＴの替わりに、トランジスタやＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）などのスイッチング素子を用いてもよい。また、図３や図１４におけるダイオードＤ１〜Ｄ４の替わりに、ＦＥＴ、トランジスタ、ＩＧＢＴなどを用いて、同期整流回路を構成してもよい。 In each of the above embodiments, FETs are used as the switching elements Q1 to Q4, but instead of the FETs, switching elements such as transistors and IGBTs (insulated gate bipolar transistors) may be used. Further, instead of the diodes D1 to D4 in FIGS. 3 and 14, FETs, transistors, IGBTs and the like may be used to form a synchronous rectifier circuit.
前記の各実施形態では、電源として直流電源４を例に挙げたが、本発明はこれに限定されない。たとえば、交流電源を電源とし、この交流電源とＤＣ−ＤＣコンバータとの間に、交流電圧を全波整流する整流回路を設けてもよい。また、前記の各実施形態では、負荷５として車両の電装品を例に挙げたが、負荷の種類はこれに限定されない。
In each of the above embodiments, the DC power source 4 is taken as an example as the power source, but the present invention is not limited thereto. For example, an AC power supply may be used as a power source, and a rectifier circuit for full-wave rectifying the AC voltage may be provided between the AC power supply and the DC-DC converter. Further, in each of the above-described embodiments, the electrical components of the vehicle are given as an example of the
前記の各実施形態では、車両に搭載されるＤＣ−ＤＣコンバータを例に挙げたが、本発明は、車両以外の用途に用いられるＤＣ−ＤＣコンバータにも適用することができる。さらに、本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに限らず、ＡＣ−ＤＣコンバータや、ＤＣ−ＡＣコンバータなどのスイッチング電源装置にも適用が可能である。 In each of the above embodiments, a DC-DC converter mounted on a vehicle has been given as an example, but the present invention can also be applied to a DC-DC converter used for applications other than vehicles. Further, the present invention can be applied not only to a DC-DC converter but also to a switching power supply device such as an AC-DC converter or a DC-AC converter.
１ 第１コンバータ
２ 第２コンバータ
３ 制御部
４ 直流電源（電源）
５ 負荷
６〜１１ 電流検出回路
１２ 電圧検出回路
１００、１０１、１０２、１０３、１０４ ＤＣ−ＤＣコンバータ（スイッチング電源装置）
Ｃ１ 第１コンデンサ
Ｃ２ 第２コンデンサ
Ｃ３ 第３コンデンサ
Ｃ４ 第４コンデンサ
Ｑ１ 第１スイッチング素子
Ｑ２ 第２スイッチング素子
Ｑ３ 第３スイッチング素子
Ｑ４ 第４スイッチング素子
Ｉin１、Ｉin２ 入力電流
Ｉout１、Ｉout２ 出力電流
Ｉsw１、Ｉsw２ スイッチング素子電流
Ｖin 入力電圧
Ｖout 出力電圧
Ｘ 異常判定期間
1
5 Load 6-11
C1 1st capacitor C2 2nd capacitor C3 3rd capacitor C4 4th capacitor Q1 1st switching element Q2 2nd switching element Q3 3rd switching element Q4 4th switching element Iin1, Iin2 Input current Iout1, Iout2 Output current Isw1, Isw2 Switching Element current Vin Input voltage Vout Output voltage X Abnormality judgment period
Claims (11)
スイッチング素子を有し、当該スイッチング素子のスイッチング動作により前記入力電圧を昇圧または降圧する複数のコンバータと、
前記複数のコンバータのスイッチング動作を制御する制御部と、を備え、
前記複数のコンバータが並列に接続されているスイッチング電源装置において、
前記制御部は、
所定の起動条件が成立すると、前記複数のコンバータのスイッチング動作を同じタイミングで開始し、
その後、所定の異常判定期間内に、前記各コンバータにおける入力電流、出力電流、および前記スイッチング素子の通電電流、の少なくとも１つを検出電流として検出し、
前記各コンバータ間での前記検出電流の比較結果に基づいて、起動時の異常有無を判定することを特徴とするスイッチング電源装置。 A switching power supply that is provided between the power supply and the load and converts the input voltage into a predetermined voltage and supplies it to the load.
A plurality of converters having a switching element and boosting or stepping down the input voltage by the switching operation of the switching element.
A control unit that controls the switching operation of the plurality of converters is provided.
In a switching power supply device in which the plurality of converters are connected in parallel,
The control unit
When a predetermined start condition is satisfied, the switching operation of the plurality of converters is started at the same timing, and the switching operation is started.
Then, within a predetermined abnormality determination period, at least one of the input current, the output current, and the energizing current of the switching element in each of the converters is detected as a detection current.
A switching power supply device characterized in that the presence or absence of an abnormality at startup is determined based on the comparison result of the detected currents between the converters.
前記複数のコンバータは、第１コンバータと第２コンバータとを含み、
前記制御部は、
前記第１コンバータの検出電流と前記第２コンバータの検出電流との差分を算出し、
前記差分が所定の閾値を超えておれば異常ありと判定する、ことを特徴とするスイッチング電源装置。 In the switching power supply device according to claim 1,
The plurality of converters include a first converter and a second converter.
The control unit
The difference between the detected current of the first converter and the detected current of the second converter is calculated.
A switching power supply device characterized in that if the difference exceeds a predetermined threshold value, it is determined that there is an abnormality.
前記制御部は、
前記異常判定期間内の所定のタイミングで前記検出電流の差分が前記閾値を超えた場合に異常ありと判定する、ことを特徴とするスイッチング電源装置。 In the switching power supply device according to claim 2,
The control unit
A switching power supply device, characterized in that, when the difference between the detected currents exceeds the threshold value at a predetermined timing within the abnormality determination period, it is determined that there is an abnormality.
前記制御部は、
前記異常判定期間内に、前記検出電流の差分が前記閾値を超える状態が一定時間継続した場合に異常ありと判定する、ことを特徴とするスイッチング電源装置。 In the switching power supply device according to claim 2,
The control unit
A switching power supply device, characterized in that, when a state in which the difference between the detected currents exceeds the threshold value continues for a certain period of time within the abnormality determination period, it is determined that there is an abnormality.
前記制御部は、
前記異常判定期間内に、前記検出電流の差分が前記閾値を超えた回数を計数し、当該回数が一定値に達した場合に異常ありと判定する、ことを特徴とするスイッチング電源装置。 In the switching power supply device according to claim 2,
The control unit
A switching power supply device characterized in that the number of times the difference in the detected current exceeds the threshold value is counted within the abnormality determination period, and when the number of times reaches a certain value, it is determined that there is an abnormality.
前記複数のコンバータは、第１コンバータと第２コンバータ２とからなり、
前記第１コンバータは、第１スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子に対して入力側に設けられた第１コンデンサと、前記第１スイッチング素子に対して出力側に設けられた第２コンデンサと、を含む昇圧チョッパを構成し、
前記第２コンバータは、第２スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子に対して入力側に設けられた第３コンデンサと、前記第２スイッチング素子に対して出力側に設けられた第４コンデンサと、を含む昇圧チョッパを構成している、ことを特徴とするスイッチング電源装置。 In the switching power supply device according to any one of claims 1 to 5.
The plurality of converters include a first converter and a second converter 2.
The first converter includes a first switching element, a first capacitor provided on the input side with respect to the first switching element, and a second capacitor provided on the output side with respect to the first switching element. Consists of a boost chopper, including
The second converter includes a second switching element, a third capacitor provided on the input side with respect to the second switching element, and a fourth capacitor provided on the output side with respect to the second switching element. A switching power supply that comprises a boost chopper that includes.
前記複数のコンバータは、第１コンバータと第２コンバータ２とからなり、
前記第１コンバータは、第１スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子に対して入力側に設けられた第１コンデンサと、前記第１スイッチング素子に対して出力側に設けられた第２コンデンサと、を含む昇圧チョッパを構成し、
前記第２コンバータは、第２スイッチング素子を含む昇圧チョッパを構成し、
前記第１コンバータと前記第２コンバータとで、前記第１コンデンサおよび前記第２コンデンサが共用されている、ことを特徴とするスイッチング電源装置。 In the switching power supply device according to any one of claims 1 to 5.
The plurality of converters include a first converter and a second converter 2.
The first converter includes a first switching element, a first capacitor provided on the input side with respect to the first switching element, and a second capacitor provided on the output side with respect to the first switching element. Consists of a boost chopper, including
The second converter constitutes a step-up chopper including a second switching element.
A switching power supply device characterized in that the first capacitor and the second capacitor are shared by the first converter and the second converter.
前記複数のコンバータは、第１コンバータと第２コンバータとからなり、
前記第１コンバータは、第３スイッチング素子と、前記第３スイッチング素子に対して入力側に設けられた第１コンデンサと、前記第３スイッチング素子に対して出力側に設けられた第２コンデンサと、を含む降圧チョッパを構成し、
前記第２コンバータは、第４スイッチング素子と、前記第４スイッチング素子に対して入力側に設けられた第３コンデンサと、前記第４スイッチング素子に対して出力側に設けられた第４コンデンサと、を含む降圧チョッパを構成している、ことを特徴とするスイッチング電源装置。 In the switching power supply device according to any one of claims 1 to 5.
The plurality of converters include a first converter and a second converter.
The first converter includes a third switching element, a first capacitor provided on the input side with respect to the third switching element, and a second capacitor provided on the output side with respect to the third switching element. Consists of a buck chopper, including
The second converter includes a fourth switching element, a third capacitor provided on the input side with respect to the fourth switching element, and a fourth capacitor provided on the output side with respect to the fourth switching element. A switching power supply that constitutes a step-down chopper that includes.
前記複数のコンバータは、第１コンバータと第２コンバータとからなり、
前記第１コンバータは、第３スイッチング素子と、前記第３スイッチング素子に対して入力側に設けられた第１コンデンサと、前記第３スイッチング素子に対して出力側に設けられた第２コンデンサと、を含む降圧チョッパを構成し、
前記第２コンバータは、第４スイッチング素子を含む降圧チョッパを構成し、
前記第１コンバータと前記第２コンバータとで、前記第１コンデンサおよび前記第２コンデンサが共用されている、ことを特徴とするスイッチング電源装置。 In the switching power supply device according to any one of claims 1 to 5.
The plurality of converters include a first converter and a second converter.
The first converter includes a third switching element, a first capacitor provided on the input side with respect to the third switching element, and a second capacitor provided on the output side with respect to the third switching element. Consists of a buck chopper, including
The second converter constitutes a step-down chopper including a fourth switching element.
A switching power supply device characterized in that the first capacitor and the second capacitor are shared by the first converter and the second converter.
前記制御部は、前記異常有無の判定が終了した後、前記第１コンバータに対して前記第２コンバータをインターリーブ動作へ移行させる、ことを特徴とするスイッチング電源装置。 In the switching power supply device according to claim 7 or 9.
The control unit is a switching power supply device characterized in that, after the determination of the presence or absence of an abnormality is completed, the second converter is shifted to an interleave operation with respect to the first converter.
前記制御部は、
前記異常判定期間で異常ありと判定した場合に、前記各コンバータの動作停止、前記各コンバータのうち出力電流の大きい所定のコンバータの動作停止、前記各コンバータの出力電流の制限下での各コンバータの動作継続、上位装置への故障検出信号の出力、のいずれかを実行することを特徴とするスイッチング電源装置。 In the switching power supply device according to any one of claims 1 to 10.
The control unit
When it is determined that there is an abnormality in the abnormality determination period, the operation of each of the converters is stopped, the operation of a predetermined converter having a large output current among the converters is stopped, and the output current of each converter is limited. A switching power supply device characterized by executing either continuous operation or output of a failure detection signal to a higher-level device.
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|---|---|---|---|
| JP2020038404A JP2021141736A (en) | 2020-03-06 | 2020-03-06 | Switching power supply |
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|---|---|---|---|---|
| CN114337469A (en) * | 2021-12-31 | 2022-04-12 | 中冶赛迪重庆信息技术有限公司 | Laminar flow roller way motor fault detection method, system, medium and electronic terminal |
| WO2023076560A1 (en) * | 2021-10-29 | 2023-05-04 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Current sharing of bidirectional converters connected in parallel |
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| CN114337469B (en) * | 2021-12-31 | 2023-11-28 | 中冶赛迪信息技术(重庆)有限公司 | Laminar flow roller way motor fault detection method, system, medium and electronic terminal |
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