JP2021135298A - Ｍｉｍｏレーダシステム - Google Patents

Abstract

【課題】高精度かつ大きな一義性範囲で決定することができるＭＩＭＯレーダシステム。【解決手段】角度分解方向に互いに離間して配置された複数の送信アンテナを有する送信アレイと、複数の受信アンテナを有する受信アレイとを備え、時間および周波数多重化パターンによる送信信号３２を、前記送信アレイを介して送信し、時間および周波数空間が、非重複タイムスロット３６および周波数サブバンド３８に分割され、単一の送信アンテナのみが各タイムスロットでアクティブであり、単一の周波数サブバンドのみで送信し、第１の評価段階において、測定サイクルで受信された信号に基づいて、距離およびドップラーの事前の推定をそれぞれ個々の送信アンテナからの信号に基づいて行い、第２の評価段階において、多次元推定アルゴリズムによって異なる送信アンテナから送信された信号の位相に基づいて、共通の距離、ドップラーおよび角度の推定を行う。【選択図】図２

Description

本発明は、ＭＩＭＯレーダシステム、特に車両用のＭＩＭＯレーダシステムに関する。

レーダシステムは、より広い範囲で交通環境を検出するために車両に使用されており、車両または障害物などの位置測定された物体の距離、相対速度および方向角に関する情報を、車両を操縦する際の運転者の負担を軽減するか、または人間の運転者に完全に、または部分的に代替する、１つまたは複数の安全機能または快適機能に供給する。この際、複数の送受信アンテナが使用されるＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉｐｌｅ ｉｎｐｕｔ−ｍｕｌｔｉｐｌｅ оｕｔｐｕｔ）システムの使用が増えている。

国際公開第２０１８／０７６００５号は、異なる種類のＭＩＭＯレーダシステムについて言及している。送信機および／または受信機は、異なる位置に配置することができ、時分割多元接続方式であるＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）や、周波数分割多元接続方式であるＦＤＭＡ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）を用いることができる。

独国特許出願公開第１０２０１４２１２２８４号明細書から、送信に使用されるアンテナ素子の選択の点で異なる、様々な送信切換え状態に傾斜波の列が対応付けられ、時間的に互いに重なり合っている変調モデルで、送信信号が傾斜波状に周波数変調されるＭＩＭＯレーダ測定方法が知られている。一方、送信切換え状態には、時間的に互いに重なり合った複数の列が対応付けられている。列について得られた信号の２次元スペクトルのピーク位置に基づいて、所定の速度周期で周期性があるレーダ目標物の相対速度の値が決定される。送信切換え状態の列のスペクトルのスペクトル値の位相関係を、相対速度のそれぞれの周期値について予想される位相関係と比較し、その比較結果に基づいて相対速度の推定値が選択される。

出願人は既に、多重配列の繰り返し率が、一義的なドップラー測定のためのナイキスト限界を下回るため、相対速度の測定結果が高分解能でありながら多義的であるＭＩＭＯレーダシステムを提案している。この多義性を解消するために、提案された方法では、送信アレイの個々の送信アンテナに一義的に対応付けられる信号が、受信信号から再構成される多重分離法では、ドップラー効果による位相オフセットが適切に補正される場合にのみ、高品質な結果が得られることを利用している。しかし、このためには、当該物体の相対速度を知る必要がある。様々な多義性仮説を検査し、多重分離の際に最高の品質基準の信号を提供する仮説を選択することによって、多義性が解消される。

国際公開第２０１８／０７６００５号 独国特許出願公開第１０２０１４２１２２８４号明細書

本発明の課題は、ＭＩＭＯレーダシステムであって、レーダ目標物の距離、相対速度および測位角度を、効率的な信号処理によって、高精度かつより高い一義性の範囲で決定することができるＭＩＭＯレーダシステムを提供することにある。

この課題は、本発明によれば、
− 角度分解方向に互いに離間して配置された複数の送信アンテナを有する送信アレイと、
− 角度分解方向に互いに離間して配置された複数の受信アンテナを有する受信アレイと、
− 制御評価装置と
を備えたＭＩＭＯレーダシステムによって解決され、
制御評価装置が、
− 繰り返し実施される複数の測定サイクルのそれぞれにおいて、時間および周波数多重化パターンによる送信信号を、送信アレイを介して送信し、時間および周波数空間が、非重複タイムスロットおよび周波数サブバンドに分割され、単一の送信アンテナのみが各タイムスロットでアクティブであり、単一の周波数サブバンドのみで送信し、
− 第１の評価段階において、測定サイクルで受信された信号に基づいて、距離およびドップラーの事前の推定を行い、
− 第２の評価段階において、多次元推定アルゴリズムによって異なる送信アンテナから送信された信号の位相に基づいて、共通の距離、ドップラーおよび角度の推定を行い、第１の評価段階の結果が、精度を向上させることにより、および／または多義性を排除することにより適切なものとされる
ために構成されている。

本発明にかかるレーダシステムにおいて、第１の評価段階では、少なくとも距離および相対速度（ドップラーシフト）の測定次元および選択的に角度次元（方位角および／または仰角）においていわゆるアンダーサンプリングを行うことができ、その際、利用可能な情報が全て圧縮された形で評価され、それにより、まずある程度の情報損失が受け入れられる。距離またはドップラー推定の場合、アンダーサンプリングは、例えば、個々の送信アンテナについて測定時間が非常に短く、限られた分解能しか達成されないということがあり得る。ドップラー推定の場合、アンダーサンプリングは、個々の送信アンテナについてサンプリング周波数が非常に低いため、より長い測定時間、ひいてはより高い分解能が達成されるが、測定結果のある程度の多義性を受け入れる必要があることがあり得る。角度推定の場合、アンダーサンプリングは、送信アレイおよび／または受信アレイが小さい開口部を有しているために角度分解能が制限されているか、または、送信アレイおよび／または受信アレイでは、ナイキスト限界よりもアンテナ間隔が大きい（したがって、空間周波数が小さい）ため、多義性が生じるということがあり得る。しかし、ここで、送信アンテナと受信アンテナの異なる組合せによって発生する仮想アレイが、ナイキスト限界を超えない大きな開口部とアンテナ間隔とを有するように、送信アレイおよび受信アレイが全体として構成されている。

第２の評価段階において、異なる送信アンテナから取得された信号が、完全な情報内容を利用するために互いに結合される。この時、異なる送信アンテナから送信される信号が時間および周波数のオフセットを有し、ひいてはドップラーおよび距離に依存した位相を有し、さらに、これらの位相が送信アレイの開口部に依存した角度情報を含むという事実が利用される。位相の距離依存性、速度依存性、および角度依存性は互いに結合しているため、この段階では、多次元推定アルゴリズムを用いて、３つの測定次元全てでの共通のパラメータ推定を行う。３次元パラメータ空間において、各点は、距離、相対速度、測位角度がその点の座標で与えられた仮想物体を表す。これらの点のそれぞれについて、様々な送受信チャネルで受信した信号の位相が、距離、相対速度、角度の所定の組合せについて、実際の物体に想定される値に対応するかどうかを検査する必要がある。

パラメータ空間内で位置測定される物体が存在しなければならない検索領域が、第１の評価段階で得られた結果によって既に著しく制限されているため、このパラメータ推定は、このパラメータ空間の多次元性にもかかわらず、送受信アンテナの数が多い場合でも、効果的かつ省資源的に実施することができる。パラメータ空間の中で、第１の評価段階の結果と互換性のある点のみを調査すればよい。ここでいう互換性とは、第１の評価段階でのパラメータ（距離、相対速度、角度）が限られた分解能でしか測定されなかった場合、第１の段階と第２の段階で得られた値の差が、第１の評価段階の分解能限界を超えてはならないことを意味している。したがって、第１の段階で発見された点のすぐ周囲に限定して検索することができる。一方、あるパラメータを第１の段階で、高分解能で測定したが、その結果が多義的であった場合、互換性があるとは、多義的な値（多義性仮説）のうち１つが、第２の段階で得られた値と、最大でも第２の段階の分解能限界分だけ異なっていなければならないということを意味する。したがって、検索は、問題となっている多義性仮説の周囲に限定される可能性がある。

また、本願の開示内容には、上記システムで実施される測定評価方法も含まれている。

本発明の有利な実施形態および変形形態は、従属請求項から明らかになる。

有利な実施形態では、第１の評価段階において、複数の受信アンテナによって受信されたが、同一の送信アンテナから送信された信号の位相に基づいて、角度推定も行われている。受信アレイの開口部やアンテナ間隔によって、これらの角度データは分解能が低いか、あるいは多義的である。そして、第２の評価段階では、異なる送信アンテナから得た信号の位相を比較することにより、分解能を向上させるか、あるいは多義性を解消する。

一実施形態では、受信アレイは、受信アレイに基づく角度推定が高分解能であるが多義的であるように、完全に塞がれていない大きな開口部を有し、一方、送信アレイは、完全に塞がれているが小さな開口部を有し、ひいてはより低い分解能で一義的な角度測定を可能にする。しかし、他の実施形態では、送信アレイが大きな開口部を有してもよく、受信アレイがより小さな開口部を有してもよい。

一実施形態では、レーダシステムは、ＦＭＣＷまたはチャープ列レーダであり、このレーダでは、送信信号の周波数は、急峻な周波数傾斜波、いわゆるチャープの列に応じて変調され、その勾配は、傾斜波上のドップラー効果が無視できるほど大きく、ひいては、純粋な伝搬時間測定、すなわち距離測定が実行される。次に、ドップラー効果による傾斜波から傾斜波への位相シフトを評価して、相対速度の測定が行われる。

周波数分割多重化の原理によれば、異なる送信アンテナから送信される信号は、異なる中心周波数を有する。しかし、周波数傾斜波によって掃引された周波数サブバンドは、互いに重なっていてもよい。一実施形態では、異なる送信アンテナから送信される周波数傾斜波は、周波数サブバンドに関してのみ異なるように、同じ持続時間および同じ勾配を有する。

一実施形態では、時分割多重化は、各送信アンテナには、等距離のタイムスロットの同じ長さの列が対応付けられるように構成されている。この等距離のタイムスロットの同じ長さの列は、速度推定が行われる、いわゆるスロータイム次元（Ｓｌｏｗ−Ｔｉｍｅ Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）を表し、各タイムスロット内で、（ファストタイム（Ｆａｓｔ−Ｔｉｍｅ）で）距離推定が行われる。

タイムスロットと周波数サブバンド間の送信アンテナの分布は、測定サイクル内で全ての送信アンテナが同じ回数アクティブになり、全ての周波数サブバンドが同じ回数使用されるという意味で、一様であることが好ましい。ただし、分布のモデルは規則的または不規則であり得る。

一実施形態では、異なる送信アンテナに対応付けられたタイムスロットは、第１の送信アンテナから列の次の周波数傾斜波が送信される前に、第１の送信アンテナの周波数傾斜波に他の送信アンテナから送信されたいくつかの周波数傾斜波に続くように、互いに接続されている。

列間の時間オフセットと各列内の周波数傾斜波間の時間オフセットに基づいて、原則として、いわゆるマイグレーション効果、すなわち、位置測定される物体の距離および速度が考察されている時間間隔で変化することに起因する信号の歪みが発生し得る。

しかし、好ましくは、傾斜波および列の時間間隔は、このマイグレーション効果が無視できるように選択される。短い時間間隔の時分割多重化は、特に、既に短い時間の中で所定の傾斜波の勾配で全体の周波数サブバンドが掃引されるので、周波数分割多重化のために個々の傾斜波が短い持続時間しか持たないことよって軽減される。そして、距離および速度推定は、２次元フーリエ変換によって共通の段階で行うことができる。

他の実施形態では、異なる送信アンテナに対応付けられたタイムスロットは、第１のブロックでは、第１の送信アンテナが傾斜波の全体の列を送信し、次のブロックでは、別の送信アンテナが全体の列を送信するように、ブロックごとに配列されている。この場合、ブロック間および単一ブロック内の傾斜波間の時間オフセットに起因して発生するマイグレーション効果を、適切な信号補正によって補償することが好ましい。

以下に、実施例を図面に基づいて詳述する。

独立した距離および速度決定を行うＭＩＭＯレーダシステムのアナログ部の概略図。 周波数および時分割多重化パターンにおけるＦＭＣＷ送信信号の周波数を示す図。 レーダシステムのアンテナアレイの図。 レーダシステムの測位角度範囲の図。 本発明の一実施形態にかかるデジタル信号評価装置のブロック図。 他の実施形態にかかる多重化パターン。 他の実施形態にかかるデジタル信号評価装置のブロック図。

図１〜図５に基づいて、ＦＭＣＷ−ＭＩＭＯレーダシステムの一例として、高速チャープＭＩＭＯレーダシステムの一実施例を説明する。図１は、レーダシステムのアナログ部の構成を模式的に簡略化して示す。

周波数変調装置１０は、複数の送信アンテナ１４に対して周波数傾斜波の形態で信号の列を生成する高周波発振器１２を制御する。複数の送信チャネルのそれぞれに、信号を遮断するか、増幅して付随するアンテナに転送する増幅器１６が配置されている。発振器１２および増幅器１６は、送信アンテナ１４の各々が特定のタイムスロット内で特定の周波数サブバンドで周波数変調された信号を送信するように、時間および周波数多重化パターン２０（図２）にしたがって、多重化装置１８によって駆動制御される。

物体２４で反射された送信信号は、複数の受信アンテナ２６で受信され、各受信チャネルでは、ミキサ２８によって高周波発振器１２からの成分と混合され、低周波数領域にもたらされる。そして、Ａ／Ｄ変換器３０により、通常の方法でＡ／Ｄ変換が行われる。

図２では、多重化パターン２０を示している。図は、持続時間Ｔの全体の測定サイクルを示す。

相対的に「高速の」周波数傾斜波３２の列を有する「高速チャープ」の周波数変調パターンが使用され、その結果、距離および速度の評価を、例えば２次元フーリエ変換を用いて、互いに略独立して行うことができる。したがって、特に、傾斜波内のドップラーシフトを無視することができ、またはドップラー推定に基づいて第２の次元で補正することができる。

測定サイクルの持続時間Ｔは、図の下端で左から右に連続してナンバリングされた長さｔｓの、等しい長さの窓３４の数ｎｓに分割されている。各窓は、同じ長さの、重ならないタイムスロット３６の数ｋ＝ｎＴＤＭに分割され、窓番号３の場合は上端に連続してナンバリングされている。

発振器１２によって表される周波数ｆは、数ｂの周波数サブバンド３８に分割された周波数帯域を形成する。サブバンドは、原則として互いに重なっていてもよいが、例示した例では、隙間なく、あるいは重なることなく隣接している。図の左端では、サブバンドは下から上へと連続してナンバリングされている。

各タイムスロット３６において、周波数傾斜波３２は、送信アンテナ１４の正確に１つの送信アンテナ１４から送信され、周波数サブバンド３８の正確に１つの周波数サブバンド３８を満たす。送信アンテナにはＴＸ１、ＴＸ２、．．ＴＸｎがナンバリングされ、送信アンテナへの周波数傾斜波の所属は、異なる線幅と一点破線で示されている。

図示の例では、全ての周波数傾斜波３２は、同じ勾配および同じ持続時間ｔＴＤＭを有する。タイムスロット３６および周波数サブバンド３８間の周波数傾斜波の分布は、全てのタイムスロットおよびサブバンドが略等しく占有されるように選択される。窓３４全体において、各送信アンテナは少なくとも１回はアクティブであり、各サブバンドもまた少なくとも１回は使用される。しかし、異なるサブバンドでも、同じサブバンドでも、送信アンテナが窓内で複数回起動されることを除外するものではない。例えば、送信アンテナＴＸ１は、サブバンド１で（タイムスロット１、５で）２回、サブバンド３、６で（タイムスロット８、１０で）１回ずつアクティブになっている。

図示の例では、タイムスロット３６と周波数サブバンド３８との間の周波数傾斜波の分割は、窓３４の各々において繰り返される。窓番号１の各周波数傾斜波は、このようにして、傾斜波間隔ｔｓを有する等距離の傾斜波の列４０の開始をマークする。列内の全ての傾斜波は、同じ周波数のサブバンドにある。

他の実施形態では、分布は窓ごとに変化してもよい。この場合、同じ傾斜波間隔を有する列も形成されるが、傾斜波は必ずしも同じサブバンド内にある必要はない。例えば、傾斜波の中心周波数は、列にわたって直線的に変化してもよい。

図３に示すように、送信アンテナ１４は送信アレイ４２を形成し、受信アンテナ２６は受信アレイ４４を形成する。図示の例では、両方のアレイは２次元であるため、方位角および仰角の両方でのＭＩＭＯ角度測定が可能である。

受信アレイ４４において、受信アンテナ２６は、角度分解方向ｙ、例えば方位角方向に等間隔に配置されている。個々の受信アンテナ間の距離が非常に大きいため、わずか数本のアンテナで大きな開口とそれに対応する高い角度分解能とが達成される。しかし、ここでアンテナからアンテナまでの距離がレーダ放射の波長の半分よりも大きいため、ナイキストの一義性基準を満たさない。

図４では、受信アレイ４４の平面に垂直な軸Ｘに対して、−θから＋θまでの角度を含むレーダセンサの視野が示されている。角度測定の結果は、測位角度が−θａから＋θａまでの著しく小さい間隔内にある場合にのみ一義的である。より大きい測位角度を除外できない場合、受信アンテナでの信号間の位相関係が同じである複数の角度があるため、測定は一義的でない。

図３に示す例では、受信アンテナ２６も仰角方向（角度分解方向ｚ）に等間隔に配置され、この方向においても、アンテナ間隔が大きいため、非一義的なアンダーサンプリングが行われる。

送信アレイ４２の送信アンテナ１４は、方位角方向に不均等な間隔で配置されているが、一義的な角度測定が可能となるように間隔が選択されている。しかし、開口は、受信アレイ４４の開口よりも著しく小さいため、角度分解能は低くなる。また、仰角では、送信アレイ４２は、小さな開口を有する一義的な角度測定のために構成されている。

図３は、送信アンテナから物体への信号と物体から受信アンテナへの信号の伝搬時間差が加算されるように、各受信アンテナ２６と各送信アンテナ１４とを組み合わせる場合に得られる仮想アレイ４６をさらに示している。最終的に、レーダセンサの分解能を決定するのは、この仮想アレイ４６の開口である。しかし、受信アレイの多義性を解消できるように、各種送信アンテナ１４から発信される信号成分を受信信号において互いに分離する必要がある。

また、図３に示す例では、受信アンテナの各ｙ位置については、全てのｚ位置も受信アンテナによって占有されるため、受信アレイ４４内の２つの角度分解方向ｙおよびｚは、互いに分離されている。これに対し、送信アレイ４２は、いくつかのｙ位置（図３の右２つの位置）に対して、全てのｚ位置が占有されていない非分離型アレイの一例である。一般的に、分離アレイはデータ評価を容易にし、非分離アレイは必要となるアンテナ素子数が少ない。分離アレイと非分離アレイの決定は、送信側と受信側について、それぞれの要求に応じて異なって行うことができる。

また、アンテナ素子の（方位角および／または仰角における）等距離配置は、例えば高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の使用を可能にするため、データの評価を容易にする。他方で、アンテナの非等距離配置は、ここでは送信アンテナ１４の場合のように、一義的な角度範囲（図４）を所定の開口に対して最適化できるという利点を有する。

全体的に、ここに記載されたレーダシステムにおいては、等距離配置および非等距離配置、または分離配置および非分離配置の全ての組合せが考えられる。同様に、送信アレイが多義的な高分解能の角度測定のために構成されている一方で、受信アレイがより低い角度分解能を有する一義的な角度測定のために構成されている実施形態も可能である。

多重化パターン２０およびアンテナアレイの構成により、送信アンテナからのレーダ信号は、以下の特性を有する。− 全体で使用される帯域幅は、各時点で完全に占有されるわけではない。その代わり、各時点で１つのサブバンドのみが占有されているため、測定時間にわたって見ても、全てのサブバンドの占有によって全体の帯域幅が使用される。一構成では、測定時間にわたって帯域幅全体が各送信アンテナによって占有される。代替的な構成では、送信アンテナが全体で帯域幅を占有するが、各送信アンテナが個別に占有することはない。− 異なる送信アンテナの列は、一般的に中心周波数の差（異なるサブバンドを占有する）があり、時間的にオフセットされている。

このように、受信機での送信信号の位相は、以下の量の影響を受ける。
− （送信アンテナ間の周波数オフセットによる）物体の距離
− （送信アンテナの列間の時間オフセットによる）相対速度
− （送信アンテナの空間的オフセットによる）物体の測位角度。

時間的に重畳する周波数傾斜波を使用せず、タイムスロットごとに１つのサブバンドのみが占有されるため、全送信チャネルのレーダ信号を検出するには、レーダシステム（図１）の単一の受信経路で十分である。

次に、図３によるアンテナアレイと、図２による多重化パターンで得られた受信信号を評価するための評価装置の一例について、図５を用いて説明する。

Ａ／Ｄ変換器３０から提供されるデジタルデータは、それぞれ完全な測定サイクルにわたってサンプリングされる。測定サイクル内に記録された（複素）信号値の総数は、受信アレイ４４の受信アンテナ２６の数ｎＲＸ、窓３４ごとのタイムスロット３６の数ｎＴＤＭ、測定サイクルごとの窓３４の数ｎｓ、および個々の周波数傾斜波３２上の走査点の数ｎｆの積によって与えられる。

第１の処理段階４８では、タイムスロットごとにサンプリングされたデータは、４次元フーリエ変換（４Ｄ−ＦＦＴ）される。その結果、「距離１」、「ドップラー１」、「方位角１」、「仰角１」の次元を持つ４次元スペクトルが得られる。「方位角１」の次元は、方位角方向に同一列に配置された受信アンテナ２６のデータに基づいて、方位角の測位角度範囲にわたる複素振幅の分布を示す。これに対応して、「仰角１」の次元は、仰角方向に同一列に配置された受信アンテナ２６のデータに基づいて、仰角範囲にわたる分布を示す。「ドップラー１」の次元は、間隔ｔｓで「低速」走査によって得られたドップラースペクトルを示す。「距離」の次元は、個々の周波数傾斜波３２上の「高速」走査に基づいた距離スペクトルを示す。送信された傾斜波ごとに個別のスペクトルが取得される。この次元の結果は一義的であるが、各タイムスロットでそれぞれ狭いサブバンドのみが使用されるため、低分解能である。残りの３つの次元全ての結果は、それぞれのアンダーサンプリング（列の連続する傾斜波間の大きな時間的距離または受信アンテナ間の大きな空間的距離）のために多義的である。

４次元スペクトルは非コヒーレントに積分される（複素振幅の絶対値の加算）。その結果、４次元のパラメータ空間５０における振幅分布が得られる。この四次元空間の各点には振幅和の特定の値が対応付けられており、この空間内では、特定の距離、特定のドップラーシフト、特定の方位角、および特定の仰角のピーク（局所最大値）の形態で、各位置測定された物体が表されているが、最後の３つの値はそれぞれ多義的であるため、相対速度に関する複数の仮説のみ、および方位角と仰角に関する複数の仮説のみを物体に対応付けることができる。そして、このパラメータ空間５０では、検出されたピークの４次元座標が、それぞれ検出結果を表すように探索される。これらの各点に対して、（非コヒーレント積分の前に）、ｎＴＤＭ成分を有するベクトルを形成し、残りの多義性を解消し、距離分解能を向上させるためにさらに評価される、ｎＴＤＭ複素振幅が存在する。

このために、異なるタイムスロット３６で得られた（複素）振幅が、検出された各物体について（コヒーレントに）加算される。

検出後、第２の処理段階５２では、異なる送信チャネルの信号の位相を用いて、共通のパラメータ推定におけるそれぞれの推定次元（距離、速度、角度）の制限を打ち消す。これは、異なる送信アンテナから伝送された列が時間と周波数のオフセットを有し、ひいてはドップラーおよび距離に依存した位相を有するために可能である。送信アレイ４２は特定の開口部を占有するため、送信信号の位相には角度情報も含まれる。送信チャネルの位相情報は連成形式であるため、距離、速度および角度の推定は共同で行われる。多次元推定アルゴリズムを使用して、各推定パラメータのパラメータ範囲を広げ、送信チャネルにわたる位相の進行を最もよく表すパラメータの組合せを計算することができる。例えば、最尤アルゴリズムを用いて推定を行うことができる。

それぞれの構成に応じて、検索次元を順次検索することによって、すなわち、パラメータ空間全体を検索しないことによって、アルゴリズムを計算効率よく設計することができる。代替的に、構成に応じて、１つ以上の測定次元におけるＦＦＴのようなより高速な実装を使用することによって、このアルゴリズムを加速することができる。構成に応じて、アルゴリズムを多目的に設計することができる。

結果として、各物体についてより高分解能な距離値「距離２」が得られ、依然として高分解能でありながら一義的な速度および角度推定値「ドップラー２」、「方位角２」、「仰角２」が得られる。

代替的な多重化パターン２０’を図６に示す。このパターンによれば、測定サイクルは、長さｔＴＤＭの数ｎＴＤＭの測定ブロック５４に分割され、各測定ブロックは、長さｔｓの等数ｎｓのタイムスロット３６を含む。各測定ブロック５４では、単一の周波数サブバンドにおける周波数傾斜波３２の列４０’が、正確に１つの送信アンテナから送信される。ここで、列４０’は、一定数の測定ブロックの後に周期的に繰り返してもよい。

図２および図６の両方において、ｔＴＤＭは、周波数サブバンドおよび場合によって送信アンテナが変更された後の周期持続時間を示し、ｔｓは、列４０または４０’内の傾斜波間隔を示す。

図２と比較して、列４０’は、より短い測定期間を有し、これは測定サイクルの全長には対応しておらず、測定ブロック５４の長さｔＴＤＭにのみ対応している。これにより、ドップラー次元の分解能が低下する。しかし、図６において、列内の傾斜波間隔はタイムスロット３６の長さｔｓに縮小されている。そのため、アンダーサンプリングがなく、ドップラー測定の結果が一義的である。

図７は、図６による多重化パターン２０’に適応した信号評価装置の一例を示す。容易化のため、ここでは仰角の角度推定は省略する。第１の処理段階４８では、各測定ブロックでサンプリングされたデータは、次元「距離１」、「ドップラー１」、「方位角１」の３次元フーリエ変換（３Ｄ−ＦＦＴ）を受ける。「距離１」および「ドップラー１」の次元の結果は一義的であるが解像度が低く、角度次元の結果のみが多義的である。

３次元スペクトルでは、位置測定された各レーダ目標物は、特定の座標位置にピークとして示される。全てのレーダ目標物がレーダセンサに対して相対的に静止しているとき、連続する測定ブロックのそれぞれについて得られるパワースペクトルは互いに同一である。しかし、レーダ目標物の一つが非消失相対速度を有する場合、測定サイクルの期間にわたってこの物体の距離に顕著な変化が生じ得る。そして、いわゆるマイグレーション効果が発生し、これにより、スペクトルにおけるピークの距離座標の位置が測定ブロックごとにわずかに移動し、その移動の程度は相対速度に依存する。この効果は、スペクトル内のレーダ目標物のマイグレーションが逆になるように、距離−速度部分空間内の距離座標を移動させることで、比較的少ない計算量で補うことができる。これは、図７の補正ブロック５６で行われる。この補正の結果、全てのピークが同じ位置を占めるスペクトルの集合となる。

その後、３次元パラメータ空間５０’で非コヒーレント積分およびパラメータ検出を行う。このようにして、低分解能だが一義的な結果「距離１」「ドップラー１」と、高分解能だが多義的な結果「方位角１」が得られる。

そして、第２の処理段階５２において、「距離２」および「ドップラー２」の次元で分解能を向上させ、送信アレイ４２の開口部を用いて角度推定の多義性を解消する。

Claims (11)

1. − 角度分解方向に互いに離間して配置された複数の送信アンテナ（１４）を有する送信アレイ（４２）と、
   − 角度分解方向に互いに離間して配置された複数の受信アンテナ（２６）を有する受信アレイ（４４）と、
   − 制御評価装置と
   を備えたＭＩＭＯレーダシステムであって、
   前記制御評価装置が、
   − 繰り返し実施される複数の測定サイクルのそれぞれにおいて、時間および周波数多重化パターンによる送信信号（３２）を、前記送信アレイを介して送信し、時間および周波数空間が、非重複タイムスロット（３６）および周波数サブバンド（３８）に分割され、単一の送信アンテナのみが各タイムスロットでアクティブであり、単一の周波数サブバンドのみで送信し、
   − 第１の評価段階において、測定サイクルで受信された信号に基づいて、距離およびドップラーの事前の推定を行い、
   − 第２の評価段階において、多次元推定アルゴリズムによって異なる送信アンテナから送信された信号の位相に基づいて、共通の距離、ドップラーおよび角度の推定を行い、前記第１の評価段階の結果は、精度を向上させることにより、および／または多義性を排除することにより適切なものとされる
   ために構成されている、レーダシステム。
2. 前記送信信号が、傾斜波の勾配がＦＭＣＷ原理による距離測定のために構成されている周波数傾斜波（３２）の列を含み、前記ドップラーの測定は、前記周波数傾斜波（３２）の列（４０、４０’）において得られる信号の相対位相に基づく、請求項１に記載のレーダシステム。
3. 各送信アンテナ（１４）には、等距離のタイムスロット（３６）の同じ長さの列が対応付けられている、請求項１または２に記載のレーダシステム。
4. 前記異なる送信アンテナ（１４）に対応付けられた前記タイムスロット（３６）が、同じサブバンド内で、第１の送信アンテナから前記列（４０、４０’）の次の周波数傾斜波が送信される前に、前記第１の送信アンテナの周波数傾斜波（３２）に他の送信アンテナからおよび／または他のサブバンド内で送信されたいくつかの周波数傾斜波に続くように、互いに接続されている、請求項２または３に記載のレーダシステム。
5. 前記異なる送信アンテナ（１４）に対応付けられた前記タイムスロット（３６）が、第１のブロックでは、第１の送信アンテナが傾斜波の全体の列（４０’）を送信し、次のブロックでは、別の送信アンテナが全体の列を送信するように、ブロックごとに配列されている、請求項１または２に記載のレーダシステム。
6. 前記制御評価装置が、測定時刻間の経過時間における物体の相対移動を補償するために、異なる測定時刻に送受信される信号の位相に、距離および速度に依存する座標変換を実施するようにさらに構成されている、請求項１から５のいずれか一項に記載のレーダシステム。
7. 前記第１の評価段階において、前記複数の受信アンテナ（２６）によって受信されたが、同一の送信アンテナ（１４）から送信された信号の位相に基づいて、角度推定も行われる、請求項１から６のいずれか一項に記載のレーダシステム。
8. 前記送信アレイ（４２）が、一義的な角度測定のために構成され、前記受信アレイ（４４）が、高分解能の多義的な角度測定のために構成されている、請求項１から７のいずれか一項に記載のレーダシステム。
9. 前記受信アレイ（４４）が、一義的な角度測定のために構成され、前記送信アレイ（４２）が、高分解能の多義的な角度測定のために構成されている、請求項１から７のいずれか一項に記載のレーダシステム。
10. 前記受信アンテナ（２６）および／または前記送信アンテナ（１４）が、角度分解方向（ｙ、ｚ）において等距離に配置されている、請求項１から９のいずれか一項に記載のレーダシステム。
11. 前記受信アンテナ（２６）が、角度分解方向（ｙ、ｚ）において等距離に配置されており、前記角度の推定が、前記受信アレイ（４４）に基づいて、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によって行われる、請求項１０に記載のレーダシステム。
    

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