JP2021110591A - Radio wave arrival direction estimating device and position estimating system - Google Patents
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Abstract
Description
本開示は、電波の到来方向を推定する技術に関する。 The present disclosure relates to a technique for estimating the arrival direction of radio waves.
特許文献1には、MUSIC(Multiple Signal Classification)法を用いて電波の到来方向を推定する到来波推定システムが開示されている。
この到来波推定システムでは、複数のアンテナからの受信信号が、スイッチング手段を介して1つずつ順次、単一の高周波回路に入力される。このような構成は、例えばアンテナ毎に個別に高周波回路が設けられる構成に比べて、システムの大型化抑制に寄与する。
In this incoming wave estimation system, received signals from a plurality of antennas are sequentially input to a single high-frequency circuit one by one via a switching means. Such a configuration contributes to suppressing the increase in size of the system as compared with a configuration in which a high frequency circuit is individually provided for each antenna, for example.
また、この到来波推定システムでは、高周波回路に順次入力される受信信号が互いに同一のタイミングで受信されたものとなるように、アンテナ毎に個別に遅延手段が設けられている。複数のアンテナからの受信信号は、それぞれ、対応する遅延手段を介して高周波回路に入力される。 Further, in this incoming wave estimation system, delay means are individually provided for each antenna so that the received signals sequentially input to the high frequency circuit are received at the same timing. The received signals from the plurality of antennas are input to the high frequency circuit via the corresponding delay means.
しかしながら、発明者の詳細な検討の結果、上述の到来波推定システムにおいては、以下に述べる課題が見出された。
即ち、上述の到来波推定システムでは、高周波回路が1つで足りる一方で、アンテナ毎に遅延手段を設ける必要がある。そのため、大型化の抑制の効果は限定的である。
However, as a result of detailed examination by the inventor, the following problems have been found in the above-mentioned incoming wave estimation system.
That is, in the above-mentioned incoming wave estimation system, one high-frequency circuit is sufficient, but it is necessary to provide a delay means for each antenna. Therefore, the effect of suppressing the increase in size is limited.
しかも、上述の到来波推定システムでは、アンテナ毎の遅延手段のそれぞれにおいて所望の精度の遅延時間を得ることは容易ではない。各遅延手段における遅延時間の精度が十分でないと、高周波回路を介して取得されるアンテナ毎の受信信号の相互間に時系列的なばらつきが生じる。このようなばらつきは、到来方向の推定精度の悪化を招く。 Moreover, in the above-mentioned incoming wave estimation system, it is not easy to obtain a delay time with desired accuracy in each of the delay means for each antenna. If the accuracy of the delay time in each delay means is not sufficient, time-series variations will occur between the received signals for each antenna acquired via the high-frequency circuit. Such variation causes deterioration of the estimation accuracy in the arrival direction.
本開示の1つの局面は、電波の到来方向を推定するための装置構成の大型化を抑制しつつ、到来方向を高精度で推定できるようにすることにある。 One aspect of the present disclosure is to make it possible to estimate the arrival direction with high accuracy while suppressing an increase in the size of the device configuration for estimating the arrival direction of the radio wave.
本開示の1つの態様による電波到来方向推定装置は、切替部(21)と、第1出力部(10:S220〜S230)と、第1取得部(10:S220〜S230)と、第2出力部(10:S230〜S260)と、第2取得部(10:S230〜S260)と、第1生成部(10:S310)と、基準補正値算出部(10:S300)と、第2生成部(10:S310)と、推定部(10:S330)とを備える。 The radio wave arrival direction estimation device according to one aspect of the present disclosure includes a switching unit (21), a first output unit (10: S220 to S230), a first acquisition unit (10: S220 to S230), and a second output. Units (10: S230 to S260), second acquisition unit (10: S230 to S260), first generation unit (10: S310), reference correction value calculation unit (10: S300), and second generation unit. (10: S310) and an estimation unit (10: S330) are provided.
切替部は、一定間隔で配列された複数のアンテナ(20−1〜20−N)のそれぞれで受信された電波の受信信号が入力される。切替部は、いずれか1つの受信信号の選択を指示する切替信号が入力される。切替部は、入力された複数の受信信号のうち切替信号により選択された1つを出力する。 A reception signal of radio waves received by each of a plurality of antennas (20-1 to 20-N) arranged at regular intervals is input to the switching unit. A switching signal instructing the selection of any one of the received signals is input to the switching unit. The switching unit outputs one of the plurality of input received signals selected by the switching signal.
第1出力部は、特定の1つの受信信号を選択させるための切替信号を出力する。第1取得部は、第1出力部により出力された切替信号に応じて切替部から出力された受信信号を時間間隔tdで2回取得する。 The first output unit outputs a switching signal for selecting a specific received signal. The first acquisition unit acquires the reception signal output from the switching unit twice at the time interval td according to the switching signal output by the first output unit.
第2出力部は、複数のアンテナからの受信信号を時間間隔tdで1つずつ順次選択させるための切替信号を出力する。第2取得部は、第2出力部からの切替信号に応じて切替部から時間間隔tdで1つずつ順次出力される複数のアンテナからの受信信号を取得する。 The second output unit outputs a switching signal for sequentially selecting the reception signals from the plurality of antennas one by one at the time interval td. The second acquisition unit acquires reception signals from a plurality of antennas that are sequentially output from the switching unit one by one at a time interval td according to the switching signal from the second output unit.
第1生成部は、第1相関行列を生成する。第1相関行列は、第2取得部により取得された受信信号のうちの任意の2つの組み合わせそれぞれにおけるその2つの相関特性を示す相関行列である。 The first generation unit generates the first correlation matrix. The first correlation matrix is a correlation matrix showing the two correlation characteristics of each of any two combinations of the received signals acquired by the second acquisition unit.
基準補正値算出部は、第1取得部により取得された2つの受信信号に基づいて、基準補正値を算出する。基準補正値は、時間間隔tdに起因して生じる2つの受信信号の位相差を表す。 The reference correction value calculation unit calculates the reference correction value based on the two received signals acquired by the first acquisition unit. The reference correction value represents the phase difference between the two received signals caused by the time interval td.
第2生成部は、基準補正値算出部により算出された基準補正値に基づいて、第2相関行列を生成する。第2相関行列は、第1生成部により生成された第1相関行列から、時間間隔tdに起因する位相差の成分が除去された相関行列である。 The second generation unit generates a second correlation matrix based on the reference correction value calculated by the reference correction value calculation unit. The second correlation matrix is a correlation matrix in which the component of the phase difference due to the time interval td is removed from the first correlation matrix generated by the first generation unit.
推定部は、第2生成部により生成された第2相関行列に基づいて電波の到来方向を推定する。
なお、受信信号とは、アンテナで電波が受信される(換言すればアンテナに電波が入射する)ことによりその電波によってアンテナに誘起されてアンテナから出力される交流電力のことを示す。
The estimation unit estimates the arrival direction of the radio wave based on the second correlation matrix generated by the second generation unit.
The received signal refers to AC power that is induced in the antenna by the radio waves when the radio waves are received by the antenna (in other words, the radio waves are incident on the antenna) and is output from the antenna.
このような構成によれば、各アンテナから取得される受信信号の相互間には切替部による時間間隔td毎の切り替えに起因する位相差があるものの、その位相差が除去された第2相関行列が生成される。そして、その第2相関行列を用いて到来方向が推定される。そのため、電波の到来方向を推定するための装置構成の大型化を抑制しつつ、到来方向を高精度で推定することが可能となる。 According to such a configuration, although there is a phase difference between the received signals acquired from each antenna due to switching at each time interval dt by the switching unit, the phase difference is removed from the second correlation matrix. Is generated. Then, the arrival direction is estimated using the second correlation matrix. Therefore, it is possible to estimate the arrival direction with high accuracy while suppressing an increase in the size of the device configuration for estimating the arrival direction of the radio wave.
本開示の別の1つの態様による位置推定システムは、電波到来方向推定装置(10,20,21:S130)と、距離推定装置(10,60,61,70,71:S110,S120,S140)と、位置推定装置(10:S150)とを備える。 The position estimation system according to another aspect of the present disclosure includes a radio wave arrival direction estimation device (10, 20, 21: S130) and a distance estimation device (10, 60, 61, 70, 71: S110, S120, S140). And a position estimation device (10: S150).
距離推定装置は、送信部(10,70,71:S110)と、受信部(10,60,61:S120)と、距離推定部(10:S140)とを備える。
送信部は、携帯端末(200)へ第1電波にて送信信号を送信する。受信部は、第1電波が携帯端末で受信されることに応じて携帯端末から第2電波にて送信される、携帯端末における第1電波の受信強度を示す受信強度情報を含む応答信号を受信する。距離推定部は、受信部により受信された応答信号に含まれている受信強度情報に基づいて所定の基準位置から携帯端末までの距離を推定する。
The distance estimation device includes a transmission unit (10, 70, 71: S110), a reception unit (10, 60, 61: S120), and a distance estimation unit (10: S140).
The transmission unit transmits a transmission signal to the mobile terminal (200) by the first radio wave. The receiving unit receives a response signal including reception strength information indicating the reception strength of the first radio wave in the mobile terminal, which is transmitted from the mobile terminal by the second radio wave in response to the reception of the first radio wave in the mobile terminal. do. The distance estimation unit estimates the distance from a predetermined reference position to the mobile terminal based on the reception intensity information included in the response signal received by the reception unit.
電波到来方向推定装置は、一定間隔で配列された複数のアンテナ(20−1〜20−N)と、切替部(21)と、第1出力部(10:S220〜S230)と、第1取得部(10:S220〜S230)と、第2出力部(10:S230〜S260)と、第2取得部(10:S230〜S260)と、第1生成部(10:S310)と、基準補正値算出部(10:S300)と、第2生成部(10:S310)と、推定部(10:S330)とを備える。 The radio wave arrival direction estimation device includes a plurality of antennas (20-1 to 20-N) arranged at regular intervals, a switching unit (21), a first output unit (10: S220 to S230), and a first acquisition. Units (10: S220 to S230), second output units (10: S230 to S260), second acquisition units (10: S230 to S260), first generation units (10: S310), and reference correction values. It includes a calculation unit (10: S300), a second generation unit (10: S310), and an estimation unit (10: S330).
切替部は、複数のアンテナのそれぞれで受信された第2電波の受信信号が入力される。切替部は、いずれか1つの受信信号の選択を指示する切替信号が入力される。切替部は、入力された複数の受信信号のうち切替信号により選択された1つを出力する。 The switching unit receives the reception signal of the second radio wave received by each of the plurality of antennas. A switching signal instructing the selection of any one of the received signals is input to the switching unit. The switching unit outputs one of the plurality of input received signals selected by the switching signal.
第1出力部は、特定の1つの受信信号を選択させるための切替信号を出力する。第1取得部は、第1出力部により出力された切替信号に応じて切替部から出力された受信信号を時間間隔tdで2回取得する。 The first output unit outputs a switching signal for selecting a specific received signal. The first acquisition unit acquires the reception signal output from the switching unit twice at the time interval td according to the switching signal output by the first output unit.
第2出力部は、複数のアンテナからの受信信号を時間間隔tdで1つずつ順次選択させるための切替信号を出力する。第2取得部は、第2出力部からの切替信号に応じて切替部から時間間隔tdで1つずつ順次出力される複数のアンテナからの受信信号を取得する。 The second output unit outputs a switching signal for sequentially selecting the reception signals from the plurality of antennas one by one at the time interval td. The second acquisition unit acquires reception signals from a plurality of antennas that are sequentially output from the switching unit one by one at a time interval td according to the switching signal from the second output unit.
第1生成部は、第1相関行列を生成する。第1相関行列は、第2取得部により取得された受信信号のうちの任意の2つの組み合わせそれぞれにおけるその2つの相関特性を示す相関行列である。 The first generation unit generates the first correlation matrix. The first correlation matrix is a correlation matrix showing the two correlation characteristics of each of any two combinations of the received signals acquired by the second acquisition unit.
基準補正値算出部は、第1取得部により取得された2つの受信信号に基づいて、基準補正値を算出する。基準補正値は、時間間隔tdに起因して生じる2つの受信信号の位相差を表す。 The reference correction value calculation unit calculates the reference correction value based on the two received signals acquired by the first acquisition unit. The reference correction value represents the phase difference between the two received signals caused by the time interval td.
第2生成部は、基準補正値算出部により算出された基準補正値に基づいて、第2相関行列を生成する。第2相関行列は、第1生成部により生成された第1相関行列から、時間間隔tdに起因する位相差の成分が除去された相関行列である。 The second generation unit generates a second correlation matrix based on the reference correction value calculated by the reference correction value calculation unit. The second correlation matrix is a correlation matrix in which the component of the phase difference due to the time interval td is removed from the first correlation matrix generated by the first generation unit.
推定部は、第2生成部により生成された第2相関行列に基づいて第2電波の到来方向を推定する。
位置推定装置は、距離推定装置で推定された距離と、電波到来方向推定装置で推定された到来方向とに基づいて、携帯端末の位置を推定する。
The estimation unit estimates the arrival direction of the second radio wave based on the second correlation matrix generated by the second generation unit.
The position estimation device estimates the position of the mobile terminal based on the distance estimated by the distance estimation device and the arrival direction estimated by the radio wave arrival direction estimation device.
このように構成された位置推定システムによれば、携帯端末からの第2電波の到来方向を推定するための装置構成の大型化を抑制しつつ、携帯端末の位置を高精度で推定することが可能となる。 According to the position estimation system configured in this way, it is possible to estimate the position of the mobile terminal with high accuracy while suppressing an increase in the size of the device configuration for estimating the arrival direction of the second radio wave from the mobile terminal. It will be possible.
以下、本開示の例示的な実施形態について、図面を参照しながら説明する。
[1.実施形態]
(1−1)車両の概要
本実施形態では、図1に示す車両100に本開示が適用された例について説明する。車両100は、どのような車両であってもよい。車両100は、例えば内燃機関を備え、その内燃機関が発生する駆動力によって走行するように構成されていてもよい。また例えば、車両100は、電動モータを備え、その電動モータが発生する駆動力によって走行するように構成されていてもよい。
Hereinafter, exemplary embodiments of the present disclosure will be described with reference to the drawings.
[1. Embodiment]
(1-1) Outline of Vehicle In the present embodiment, an example in which the present disclosure is applied to the
図1に示すように、車両100は、電子キーシステム1を備えている。電子キーシステム1は、車両100のユーザが携帯する携帯端末200と所定の通信を行うことにより、車両100のドアの施錠及び解錠を制御したり車両100の走行を許可したりするなどの各種の機能を備える。
As shown in FIG. 1, the
電子キーシステム1が備える各種の機能には、端末位置推定機能が含まれる。端末位置推定機能は、所定の基準位置(例えば車両100における所定位置)に対する携帯端末200の相対的位置を推定する機能である。
Various functions included in the electronic
図1に示すように、電子キーシステム1は、第1受信アンテナアレー20と、第2受信アンテナアレー30と、第3受信アンテナアレー40と、第4受信アンテナアレー50と、受信アンテナ60と、第1送信アンテナ70と、第2送信アンテナ80と、第3送信アンテナ90とを備える。
As shown in FIG. 1, the electronic
第1受信アンテナアレー20は、例えば車両100の右側前方コーナー近傍に設けられている。第2受信アンテナアレー30は、例えば車両100の右側後方コーナー近傍に設けられている。第3受信アンテナアレー40は、例えば車両100の左側前方コーナー近傍に設けられている。第4受信アンテナアレー50は、例えば車両100の左側後方コーナー近傍に設けられている。受信アンテナ60は、例えば車両100の略中央部に設けられている。受信アンテナ60は、例えば車両100の室内の天井近傍に設けられていてもよい。第1送信アンテナ70は、例えば車両100における運転席側ドアのドアハンドル近傍に設けられている。第2送信アンテナ80は、例えば車両100における助手席側ドアのドアハンドル近傍に設けられている。第3送信アンテナ90は、例えば車両100の室内における前方に設けられている。
The first
第1受信アンテナアレー20は、図2に示すように、所定の配列方向に沿って互いに間隔を隔てて配列されたN個(Nは自然数)のアンテナ20−1,20−2,・・・,20−Nを備える。第2受信アンテナアレー30、第3受信アンテナアレー40及び第4受信アンテナアレー50も、第1受信アンテナアレー20と同様に構成されている。本実施形態では、アンテナ20−1〜20−Nは、例えば、車両100の前後方向に沿って互いに一定間隔で配置されている。ただし、アンテナ20−1〜20−Nはどのような方向に沿って配列されていてもよい。アンテナ20−1〜20−Nは、直線に沿って配列されていてもよいし、曲線に沿って配列されていてもよいし、円周上に等角度間隔で配置されていてもよい。他の各受信アンテナアレー30,40,50についても同様である。
As shown in FIG. 2, the first
前述の端末位置推定機能には、端末距離推定機能と到来方向推定機能が含まれる。端末距離推定機能は、車両100と携帯端末200との距離を推定する機能である。端末距離推定機能においては、例えば、前述の基準位置から携帯端末200までの距離を推定してもよい。
The terminal position estimation function described above includes a terminal distance estimation function and an arrival direction estimation function. The terminal distance estimation function is a function of estimating the distance between the
到来方向推定機能は、各受信アンテナアレー20,30,40,50に入射される電波の到来方向を推定する機能である。本実施形態では、第1受信アンテナアレー20で受信された電波の到来方向については、例えば図1に示すように、車両100の左右方向を基準(0度)とする到来角θaを算出することにより推定する。また、第2受信アンテナアレー30で受信された電波の到来方向については、例えば図1に示すように、車両100の左右方向を基準とする到来角θbを算出することにより推定する。第3受信アンテナアレー40及び第4受信アンテナアレー50のそれぞれで受信された電波の到来方向についても同様に到来角を算出することにより推定する。到来方向推定機能は、換言すれば、各受信アンテナアレー20,30,40,50から見た、携帯端末200が存在する位置の方向を推定する機能である。なお、到来角の基準は車両100の左右方向とは異なっていてもよい。
The arrival direction estimation function is a function of estimating the arrival direction of radio waves incident on the receiving
(1−2)電子キーシステム1の構成
電子キーシステム1のより具体的な構成について、図2を参照して説明する。なお、図2は、説明の便宜上、電子キーシステム1の一部を抜粋して示している。図2に示すように、電子キーシステム1は、前述の第1受信アンテナアレー20、第2受信アンテナアレー30、受信アンテナ60及び第1送信アンテナ70を備える。
(1-2) Configuration of Electronic Key System 1 A more specific configuration of the electronic
電子キーシステム1は、さらに、制御ユニット10と、第1切替スイッチ21と、第1受信回路22と、第2切替スイッチ31と、第2受信回路32と、第5受信回路61と、第1送信回路71とを備える。
The electronic
制御ユニット10は、制御部11と、記憶部12とを備える。制御部11は例えばCPUを有する。記憶部12は、例えばROM、RAM、NVRAM、フラッシュメモリ、SSDなどの半導体メモリを有する。即ち、本実施形態の制御ユニット10は、CPU及び半導体メモリを含むコンピュータを備えている。記憶部12には、各種のプログラムやデータ等が記憶される。記憶部12に記憶されているプログラムには、後述する図3の端末位置推定処理のプログラムが含まれる。
The
制御部11は、非遷移的実体的記録媒体に格納されたプログラムを実行することにより各種機能を実現する。本実施形態では、記憶部12が、プログラムを格納した非遷移的実体的記録媒体に該当する。なお、制御部11により実現される各種機能は、プログラムの実行によって実現することに限るものではなく、その一部又は全部について、一つあるいは複数のハードウェアを用いて実現してもよい。
The control unit 11 realizes various functions by executing a program stored in a non-transitional substantive recording medium. In the present embodiment, the
第1送信回路71は、制御ユニット10から送信データを受けると、その送信データをアナログの送信信号に変換して第1送信アンテナ70へ出力する。送信信号は、第1送信アンテナ70で電波に変換されて放射される。送信信号は、所定の搬送波が送信データによって変調されたものである。
When the
送信信号の周波数はどのような値であってもよい。本実施形態では、送信信号の周波数は例えばLF(Low Frequency)帯の帯域内の周波数である。LF帯は、例えば、30kHz〜300kHzの範囲であってもよいし、この範囲とは異なる範囲であってもよい。 The frequency of the transmitted signal may be any value. In the present embodiment, the frequency of the transmission signal is, for example, a frequency within the band of the LF (Low Frequency) band. The LF band may be, for example, in the range of 30 kHz to 300 kHz, or may be in a range different from this range.
なお、図2では、第2送信アンテナ80及び第3送信アンテナ90については図示を省略している。第2送信アンテナ80及び第3送信アンテナ90についても、それぞれ、第1送信回路71と同様に構成された送信回路(不図示)から送信信号が入力され、その送信信号を電波にて放射する。
In FIG. 2, the
第1送信アンテナ70、第2送信アンテナ80及び第3送信アンテナ90から送信された送信信号は、携帯端末200で受信され得る。携帯端末200は、いずれかの送信信号を受信すると、受信した送信信号の強度、即ちRSSI(Received Signal Strength Indication)を検出する。
The transmission signal transmitted from the
また、送信信号には、その送信信号の送信元を示す送信元情報が含まれている。即ち、送信元情報は、対応する送信信号が第1送信アンテナ70、第2送信アンテナ80及び第3送信アンテナ90のうちの何れから送信されたものであるのかを識別する情報である。携帯端末200は、いずれかの送信信号を受信すると、応答信号を送信する。応答信号には、検出したRSSIを示す受信強度情報と、送信元情報とが含まれる。
Further, the transmission signal includes source information indicating the source of the transmission signal. That is, the transmission source information is information for identifying which of the
応答信号の周波数はどのような値であってもよい。本実施形態では、応答信号の周波数は例えばUHF(Ultra High Frequency)帯の帯域内の周波数である。UHF帯は、例えば、300MHz〜3GHzの範囲であってもよいし、この範囲とは異なる範囲であってもよい。 The frequency of the response signal may be any value. In the present embodiment, the frequency of the response signal is, for example, a frequency within the band of the UHF (Ultra High Frequency) band. The UHF band may be, for example, in the range of 300 MHz to 3 GHz, or may be in a range different from this range.
携帯端末200から送信された応答信号は、第1受信アンテナアレー20、第2受信アンテナアレー30、第3受信アンテナアレー40、第4受信アンテナアレー50及び受信アンテナ60のうちの1つ以上において受信され得る。
The response signal transmitted from the
応答信号が受信アンテナ60で受信されると、その受信信号が第5受信回路61に入力される。第5受信回路61は、受信アンテナ60からの受信信号に対し、例えば復調処理、AD変換処理などの各種受信処理を行い、それら各種受信処理によって生成された受信データを制御ユニット10へ出力する。
When the response signal is received by the receiving
制御ユニット10は、第5受信回路61から入力された受信データに含まれている送信元情報に基づいて、携帯端末200が存在するエリアを認識できる。即ち、送信元情報が例えば第1送信アンテナ70を示している場合は、携帯端末200が車両100の右側のエリアに存在していることを認識できる。送信元情報が例えば第2送信アンテナ80を示している場合は、携帯端末200が車両100の左側のエリアに存在していることを認識できる。送信元情報が例えば第3送信アンテナ90を示している場合は、携帯端末200が車両100の室内に存在していることを認識できる。
The
携帯端末200からの応答信号が第1受信アンテナアレー20で受信されると、その受信信号が第1切替スイッチ21へ入力される。より詳しくは、第1アンテナ20−1〜第Nアンテナ20−Nのそれぞれの受信信号が第1切替スイッチ21へ入力される。
When the response signal from the
第1切替スイッチ21は、入力された受信信号のうちの1つを選択して第1受信回路22へ出力する。第1切替スイッチ21は、制御ユニット10から入力される切替信号に従って受信信号を選択する。
The
制御ユニット10は、携帯端末200が例えば車両100の右側のエリアに存在していること(延いてはその携帯端末200からの応答信号を受信可能であること)を認識すると、携帯端末200からの電波の到来方向を推定するための切替信号を、第1切替スイッチ21及び第2切替スイッチ31へ出力する。これらの切替信号の具体的な内容、即ち選択される受信信号が切り替わる具体的手順等については、後述する。
When the
第1受信回路22は、直交復調器23と、局部発振器24と、第1AD変換器25と、第2AD変換器26とを備える。局部発振器24は、応答信号の搬送波周波数と同じ周波数の正弦波状の発振信号を出力する。
The
直交復調器23は、局部発振器24からの発振信号を用いて、第1切替スイッチ21から入力された受信信号を直交復調する。直交復調器23は、直交復調を行うことによって同相成分信号I−chと直交成分信号Q−chとを生成する。同相成分信号I−chは第1AD変換器25に入力され、直交成分信号Q−chは第2AD変換器26に入力される。
The
第1AD変換器25は、入力された同相成分信号I−chをデジタルデータに変換する。第1AD変換器25による変換後のデジタルデータであるI−ch受信データは、制御ユニット10に入力される。
The
第2AD変換器26は、入力された直交成分信号Q−chをデジタルデータに変換する。第2AD変換器26による変換後のデジタルデータであるQ−ch受信データは、制御ユニット10に入力される。
The
制御ユニット10は、第1受信回路22から入力されたI−ch受信データ及びQ−ch受信データに基づいて、後述するように、第1受信アンテナアレー20で受信された電波(即ち応答信号)の到来方向を推定する。
The
詳細説明は省略するが、第2切替スイッチ31についても、第2受信アンテナアレー30からの受信信号に対して第1切替スイッチ21と同様に機能する。第2受信回路32についても、第2切替スイッチ31からの受信信号に対して第1受信回路22と同様に機能する。そして、制御ユニット10は、第2受信回路32から入力されたI−ch受信データ及びQ−ch受信データに基づいて、第2受信アンテナアレー30で受信された電波の到来方向を推定する。
Although detailed description will be omitted, the
制御ユニット10は、第5受信回路61から入力された受信データに基づいて、所定の認証処理を行う。そして、認証に成功すると、例えば車両のドアの解錠及び施錠を許可したり、車両の走行を許可したりするなどの種々の処理を行う。
The
制御ユニット10は、さらに、受信アンテナ60で応答信号が受信されることに応じて、前述の端末位置推定機能を実行する。具体的には、応答信号に含まれている受信強度情報に基づいて前述の端末距離推定機能を実行することにより、車両100と携帯端末200との距離を推定する。さらに、前述の到来方向推定機能を実行することにより、応答信号の電波の到来方向を推定する。例えば、携帯端末200が車両100の右側のエリアに存在している場合は、第1受信回路22からの受信データに基づいて、第1受信アンテナアレー20で受信された電波の到来方向である第1到来方向(即ち到来角θa)を推定する。さらに、第2受信回路32からの受信データに基づいて、第2受信アンテナアレー30で受信された電波の到来方向である第2到来方向(即ち到来角θb)を推定する。そして、推定した距離、第1到来方向及び第2到来方向に基づいて、携帯端末200の位置を推定する。
The
なお、図2では、第3受信アンテナアレー40及び第4受信アンテナアレー50についは、図示が省略されている。第3受信アンテナアレー40及び第4受信アンテナアレー50についても、それぞれ、第1切替スイッチ21と同様の切替スイッチ、及び第1受信回路22と同様の受信回路が設けられ、受信回路からの受信データが制御ユニット10に入力される。
In FIG. 2, the third
制御ユニット10は、携帯端末200からの応答信号に基づいて携帯端末200が例えば車両100の左側のエリアに存在していることを認識すると、携帯端末200からの電波の到来方向を推定するための切替信号を、第3受信アンテナアレー40及び第4受信アンテナアレー50のそれぞれに対応した切替スイッチに出力する。そして、上記と同様の要領で、第3受信アンテナアレー40及び第4受信アンテナアレー50で受信された電波のそれぞれの到来方向を推定する。
When the
(1−3)到来方向推定機能
次に、到来方向推定機能について具体的に説明する。なお、説明の簡素化のために、一例として第1受信アンテナアレー20で電波が受信されたことを想定する。そして、その第1受信アンテナアレーで受信された電波の到来方向をどのようにして推定するのかについて、以下に詳述する。したがって、以下に述べる到来方向推定機能は、第2受信アンテナアレー30、第3受信アンテナアレー40及び第4受信アンテナアレー50のそれぞれで受信された電波の到来方向を推定する際にも同様に実行されるものである。
(1-3) Arrival direction estimation function Next, the arrival direction estimation function will be specifically described. For the sake of simplification of the explanation, it is assumed that the radio wave is received by the first
時刻tでアンテナ20−1〜20−Nの各々で受信される受信信号を、受信信号xn(t)(ただし、n=1〜N)と表記する。受信信号xn(t)は、式(1)に示すように複素数で表現できる。 The received signal received by each of the antennas 20-1 to 20-N at time t is referred to as a received signal x n (t) (where n = 1 to N). The received signal x n (t) can be represented by a complex number as shown in the equation (1).
受信信号xn(t)の実部I(t)及び虚部Q(t)の各々は、受信信号xn(t)が直交復調されることにより得られる。即ち、受信信号xn(t)を直交復調することにより、実部I(t)に対応する前述の同相成分信号I−chと虚部Q(t)に対応する前述の直交成分信号Q−chとが得られる。 Each of the real part I of the received signal x n (t) (t) and the imaginary part Q (t) is the received signal x n (t) is obtained by being quadrature demodulation. That is, by orthogonally demodulating the received signal xn (t), the above-mentioned in-phase component signal I-ch corresponding to the real part I (t) and the above-mentioned orthogonal component signal Q- corresponding to the imaginary part Q (t) ch and can be obtained.
理想的な条件においては、アンテナ20−1〜20−Nで受信される受信信号xn(t)は、より具体的には式(2)で表すことができる。 Under ideal conditions, the received signal xn (t) received by the antennas 20-1 to 20-N can be more specifically expressed by the equation (2).
理想的な条件とは、例えば、到来方向の推定対象である単一の電波(即ち所望波)のみがアンテナ20−1〜20−Nで受信されることを意味する。
式(2)において、τnは、基準点(例えばアンテナ20−1)での電波の入射タイミングとアンテナ20−nでの当該電波の入射タイミングとの時間差である。この時間差τnは、基準点とアンテナ20−nとの物理的な位置の違い(例えば距離)によって生じる。ωは、局部発振器24からの発振信号の周波数、即ち携帯端末200からの応答信号の搬送波周波数である。Aは、受信信号の振幅(即ち受信された電波の振幅)である。
The ideal condition means that, for example, only a single radio wave (that is, a desired wave) to be estimated in the direction of arrival is received by the antennas 20-1 to 20-N.
In the equation (2), τ n is the time difference between the incident timing of the radio wave at the reference point (for example, the antenna 20-1) and the incident timing of the radio wave at the antenna 20-n. This time difference τ n is caused by the difference in physical position (for example, distance) between the reference point and the antenna 20-n. ω is the frequency of the oscillation signal from the
仮に、アンテナ20−1〜20−Nで同一タイミングで受信された電波の受信データが取得されるならば、その電波の到来方向は、例えば、受信信号xn(t)に基づく相関行列Rxxを算出し、その相関行列Rxxに基づいて公知の到来方向推定方法を用いることによって推定することができる。具体的には、アンテナ20−1〜20−Nでの受信信号xn(t)をまとめて式(3)のようにベクトル表示すると、任意の2つの受信信号xn(t)の相関を示す相関行列Rxxは、式(4)のように表される。 If the reception data of the radio waves received at the same timing by the antennas 20-1 to 20-N is acquired, the arrival direction of the radio waves is, for example, a correlation matrix Rxx based on the received signal xn (t). It can be calculated and estimated by using a known arrival direction estimation method based on the correlation matrix Rxx. Specifically, when the received signals x n (t) at the antennas 20-1 to 20-N are collectively displayed as a vector as shown in the equation (3), the correlation between any two received signals x n (t) can be obtained. The correlation matrix Rxx shown is expressed by Eq. (4).
式(4)において、Eは期待値(例えば時間平均)を求める操作を示す。
式(4)によって導出される相関行列Rxxは、具体的には、理想的な条件下では式(5)のように表される。
In equation (4), E represents an operation for obtaining an expected value (for example, time average).
Specifically, the correlation matrix Rxx derived by the equation (4) is expressed as the equation (5) under ideal conditions.
式(5)において、Psは受信波の電力を示す。
したがって、受信信号xn(t)に基づいて相関行列Rxxが得られれば、その相関行列Rxxに基づき、必要に応じてキャリブレーションを適用しつつ、例えばMUSIC(Multiple Signal Classification)アルゴリズムを用いて、電波の到来方向を推定できる。
In equation (5), Ps represents the power of the received wave.
Therefore, if the correlation matrix Rxx is obtained based on the received signal xn (t), the correlation matrix Rxx is used, and calibration is applied as necessary based on the correlation matrix Rxx, using, for example, a MUSIC (Multiple Signal Classification) algorithm. The direction of arrival of radio waves can be estimated.
ただし、上記の推定方法は、前述の通り、仮定の話として、アンテナ20−1〜20−Nからの受信信号xn(t)が全て同一タイミングで取得されることを前提としている。
これに対し、本実施形態では、電子キーシステム1の小型化のために、各アンテナ20−1〜20−Nからの受信信号が、1つの第1受信回路22によって時分割で処理される。
However, as described above, the above estimation method is based on the assumption that all the received signals x n (t) from the antennas 20-1 to 20-N are acquired at the same timing.
On the other hand, in the present embodiment, in order to reduce the size of the electronic
即ち、本実施形態では、アンテナ20−1の受信信号からアンテナ20−Nの受信信号まで、時間間隔tdで1つずつ順次、第1受信回路22に入力される。そして、入力された受信信号が直交復調及びAD変換等されて制御ユニット10へ取り込まれる。例えば、アンテナ20−1の受信信号x1(t)が時刻t0で第1受信回路22に入力されたとすると、アンテナ20−nの受信信号x1(t)は、時刻t0+(n−1)tdで第1受信回路22に入力される。
That is, in this embodiment, from the received signal of the antenna 20-1 to the reception signal of the antenna 20-N, sequentially one by one at a time interval t d, is input to the
よって、本実施形態においては、制御ユニット10に入力される受信データに対応する受信信号xn(t)は、理想的な条件下では、式(6)のように表される。
Therefore, in the present embodiment, the received signal x n (t) corresponding to the received data input to the
なお、式(6)において、指数部の第2項は、「+(n−1)td」でもよい。
式(6)で表される受信信号xn(t)に基づいて導出される相関行列Rxxtdは、式(7)のように表される。
In addition, in the formula (6), the second term of the exponent part may be "+ (n-1) t d".
The correlation matrix Rxx td derived based on the received signal x n (t) represented by the equation (6) is expressed as the equation (7).
時間間隔tdの成分を含む相関行列Rxxtdを、単に式(5)の相関行列Rxxと同じようにMUSICアルゴリズムに適用しても、時間間隔tdの成分を含んでいるが故に、電波の到来方向を推定することはできない。 Even if the correlation matrix Rxx td containing the component of the time interval t d is applied to the MUSIC algorithm in the same manner as the correlation matrix Rxx of the equation (5), the radio wave contains the component of the time interval t d. The direction of arrival cannot be estimated.
そこで、本実施形態では、式(7)で表される相関行列Rxxtdから時間間隔tdの成分を除去するために、後述する補正行列Cp1を算出する。補正行列Cp1は、実際の受信信号に基づいて算出される。 Therefore, in the present embodiment, in order to remove the component of the time interval t d from the correlation matrix Rxx td represented by the equation (7), the correction matrix C p1 described later is calculated. The correction matrix C p1 is calculated based on the actual received signal.
そして、相関行列Rxxtdと補正行列Cp1との演算を行うことにより、後述する第2相関行列Rxxcを算出する。この第2相関行列Rxxcは、時間間隔tdの成分を含まず、式(5)の相関行列Rxxと等価である。そのため、第2相関行列Rxxcを用いて、MUSICアルゴリズム等の公知の到来方向推定方法によって電波の到来方向を推定することができる。 Then, the second correlation matrix Rxxc, which will be described later, is calculated by performing the calculation of the correlation matrix Rxx td and the correction matrix C p1. This second correlation matrix Rxxx does not include the component of the time interval t d , and is equivalent to the correlation matrix Rxx of the equation (5). Therefore, the arrival direction of the radio wave can be estimated by a known arrival direction estimation method such as the MUSIC algorithm using the second correlation matrix Rxxxc.
相関行列Rxxtdから時間間隔tdの成分を除去する方法、即ち第2相関行列Rxxcの算出方法について、具体的に説明する。
本実施形態の到来方向推定方法は、第1フェーズと第2フェーズとを備える。第1フェーズでは、ある1つのアンテナ20−nからの受信信号を第1受信回路22に入力させるための切替信号が第1切替スイッチ21に入力される。そして、そのアンテナ20−nからの受信信号に基づく受信データが、時間間隔tdで2周期分(つまり2つ)、取得される。
A method of removing the component of the time interval t d from the correlation matrix Rxx td , that is, a method of calculating the second correlation matrix Rxxc will be specifically described.
The arrival direction estimation method of the present embodiment includes a first phase and a second phase. In the first phase, a switching signal for inputting a reception signal from a certain antenna 20-n to the
本実施形態では、第1フェーズにおいては例えば第1アンテナ20−1からの受信信号に基づく受信データが取得される。第1フェーズの主目的は、補正行列Cp1を導出することである。第1フェーズでは、補正行列Cp1を導出するために、後述する補正用相関行列Rxxp1が導出される。 In the present embodiment, in the first phase, for example, reception data based on the reception signal from the first antenna 20-1 is acquired. The main purpose of the first phase is to derive the correction matrix C p1. In the first phase, in order to derive the correction matrix C p1 , the correction correlation matrix Rxx p1, which will be described later, is derived.
第1フェーズに続く第2フェーズでは、第1切替スイッチ21で選択される受信信号が、第1アンテナ20−1の受信信号から第Nアンテナ20−Nの受信信号まで時間間隔tdで順次切り替わる。つまり、制御ユニット10は、第1切替スイッチ21において上記のような時間間隔td毎の切り替えが行われるように切替信号を出力する。したがって、第2フェーズでは、第1アンテナ20−1の受信信号に対応する受信データから第Nアンテナ20−Nの受信信号に対応する受信データまで、時間間隔tdで順次取得される。第2フェーズの主目的は、後述する第1相関行列Rxxp2を導出することである。
In a second phase following the first phase, the received signal selected by the
なお、本実施形態では、第1フェーズにおいて2回目に取得する第1アンテナ20−1の受信データを、第2フェーズにおいて最初に取得すべき第1アンテナ20−1の受信データとしても用いる。つまり、本実施形態では、第1フェーズにおける最後の受信データの取得が、第2フェーズにおける最初の受信データの取得を兼ねている。 In the present embodiment, the reception data of the first antenna 20-1 acquired second time in the first phase is also used as the reception data of the first antenna 20-1 to be acquired first in the second phase. That is, in the present embodiment, the acquisition of the last received data in the first phase also serves as the acquisition of the first received data in the second phase.
第2フェーズで取得される各受信データに対応する受信信号xnp2(t)は、式(8)のように表される。 The received signal x np2 (t) corresponding to each received data acquired in the second phase is expressed by the equation (8).
式(8)で表される受信信号xnp2(t)をまとめて式(9)のようにベクトル表示すると、任意の2つの受信信号xnp2(t)の相関を示す相関行列である第1相関行列Rxxp2は、式(10)により導出される。 When the received signal x np2 (t) represented by the equation (8) is collectively displayed as a vector as shown in the equation (9), the first is a correlation matrix showing the correlation between any two received signals x nnp2 (t). The correlation matrix Rxx p2 is derived by Eq. (10).
式(10)で導出される第1相関行列Rxxp2は、理想的な条件下では、式(11)のように表される。 The first correlation matrix Rxx p2 derived by the equation (10) is expressed as the equation (11) under ideal conditions.
そこで、第1相関行列Rxxp2から時間間隔tdの成分を除去するために、第1フェーズで取得した2つの受信データに基づいて、補正行列Cp1を導出する。
第1フェーズで取得される1つ目の受信データ及び2つ目の受信データのそれぞれに対応する受信信号x1p11(t)及びx1p12(t)は、それぞれ式(12)、(13)のように表される。
Therefore, in order to remove the component of the time interval t d from the first correlation matrix Rxx p2 , the correction matrix C p1 is derived based on the two received data acquired in the first phase.
The received signals x 1p11 (t) and x 1p12 (t) corresponding to the first received data and the second received data acquired in the first phase are of the equations (12) and (13), respectively. It is expressed as.
式(12)及び式(13)は、1つ目の受信信号x1p11(t)が、2つ目の受信信号x1p12(t)よりも時間間隔td前に受信されたものであることを示している。
これら2つの受信信号x1p11(t),x1p12(t)をまとめて式(14)のようにベクトル表示すると、これら2つの受信信号x1p11(t),x1p12(t)の相関を示す相関行列である補正用相関行例Rxxp1は、式(15)により導出される。
In the equations (12) and (13), the first received signal x 1p11 (t) is received before the time interval t d before the second received signal x 1p12 (t). Is shown.
When these two received signals x 1p11 (t) and x 1p12 (t) are collectively displayed as a vector as shown in the equation (14), the correlation between these two received signals x 1p11 (t) and x 1p12 (t) is shown. The correction correlation line example Rxx p1 , which is a correlation matrix, is derived by Eq. (15).
式(15)によって導出される補正用相関行列Rxxp1は、理想的な条件下では、式(16)のように表される。 The correction correlation matrix Rxx p1 derived by the equation (15) is expressed as the equation (16) under ideal conditions.
式(16)は即ち、補正用相関行列Rxxp1を算出することによってe−jωtd及びe+jωtdを導出できるということを意味する。そこで、算出した補正用相関行列Rxxp1からe−jωtd及びe+jωtdを導出する。つまり、本実施形態では、第1フェーズでの2つの実測値に基づいてωtdが導かれる。換言すれば、第1フェーズは、ωtdを実測するためのフェーズであるとも言える。なお、e−jωtd及びe+jωtdは、本開示における基準補正値の一例に相当する。 Equation (16) means that e −jωtd and e + jωtd can be derived by calculating the correction correlation matrix Rxx p1. Therefore, e −jωtd and e + jωtd are derived from the calculated correction correlation matrix Rxx p1. That is, in the present embodiment, ωt d is derived based on the two actually measured values in the first phase. In other words, it can be said that the first phase is a phase for actually measuring ωt d. In addition, e −jωtd and e + jωtd correspond to an example of the reference correction value in the present disclosure.
e−jωtd及びe+jωtdはどのような方法で算出してもよい。e−jωtd及びe+jωtdは例えば次のようにして算出することができる。即ち、補正用相関行列Rxxp1の1行1列成分をR11、1行2列成分をR12とすると、R11及びR12はそれぞれ式(17)、(18)のように表される。 e −jωtd and e + jωtd may be calculated by any method. e −jωtd and e + jωtd can be calculated as follows, for example. That is, assuming that the 1-row 1-column component of the correction correlation matrix Rxx p1 is R 11 and the 1-row 2-column component is R 12 , R 11 and R 12 are expressed as equations (17) and (18), respectively. ..
よって、e−jωtdは式(19)で得られる。 Therefore, e −jωtd can be obtained by the equation (19).
つまり、補正用相関行列Rxxp1を導出することで、式(19)を用いてe−jωtdを算出することができる。e−jωtdが得られれば、e+jωtdについては、e−jωtdと複素共役の関係にあることに基づいて容易に得られる。なお、式(19)を用いた算出方法は一例であり、他の方法でe−jωtd及びe+jωtdを算出してもよい。例えば、補正用相関行列Rxxp1の2行1列成分と2行2列成分とを用いて算出してもよい。 That is, by deriving the correction correlation matrix Rxx p1 , e −jωtd can be calculated using the equation (19). Once e −jωtd is obtained, e + jωtd can be easily obtained based on the fact that it has a complex conjugate relationship with e −jωtd. The calculation method using the formula (19) is an example, and e −jωtd and e + jωtd may be calculated by other methods. For example, it may be calculated by using the 2-row 1-column component and the 2-row 2-column component of the correction correlation matrix Rxx p1.
上記のようにしてe−jωtd及びe+jωtdが算出されたら、それらの算出された値を用いて、式(20)に示す補正行列Cp1を導出する。 After e −jωtd and e + jωtd are calculated as described above, the correction matrix C p1 shown in the equation (20) is derived using the calculated values.
補正行列Cp1における各成分は、当該成分に対応する2つのアンテナによる受信信号の位相差を示している。その位相差は、到来時間の差を示すτnとは異なり、スイッチ切り替えの時間間隔に起因して生じる位相差である。 Each component in the correction matrix C p1 indicates the phase difference of the received signal by the two antennas corresponding to the component. The phase difference is a phase difference caused by the time interval of switch switching, unlike τ n, which indicates the difference in arrival time.
例えば、補正行列Cp1における1行2列の成分は、第1アンテナ20−1の受信信号と第2アンテナ20−2の受信信号との、スイッチ切り替えの時間間隔であるtdに起因して生じる位相差を示す。より一般的に言えば、補正行列Cp1におけるs行t列の成分は、第sアンテナ20−sの受信信号と第tアンテナ20−tの受信信号との、スイッチ切り替え間隔であるtd*(s−t)に起因して生じる位相差を示す。 For example, the components of one row and two columns in the correction matrix C p1 is the received signal and the received signal of the second antenna 20-2 of the first antenna 20-1, caused by the td is the time interval of the switch changeover Shows the phase difference. More generally, the component of the s row and t column in the correction matrix C p1 is the switch switching interval between the received signal of the s antenna 20-s and the received signal of the t antenna 20-t td * ( The phase difference caused by st) is shown.
このように、第1フェーズにおいて同じ1つのアンテナから時間間隔tdで2つの受信信号x1p11(t),x1p12(t)を取得し、両者に基づく補正用相関行列Rxxp1を導出することで、ωtdが自ずと導かれるのである。なお、補正行列Cp1における各成分は、本開示における個別補正値の一例に相当する。 In this way, in the first phase, two received signals x 1p11 (t) and x1p12 (t) are acquired from the same antenna at a time interval t d , and a correction correlation matrix Rxx p1 based on both is derived. Then, ωt d is naturally derived. Each component in the correction matrix C p1 corresponds to an example of the individual correction values in the present disclosure.
このようにして導出された補正行列Cp1を用いて第1相関行列Rxxp2を補正することにより、第1相関行列Rxxp2から時間間隔tdの成分が除去された第2相関行列Rxxcを得ることができる。具体的には、式(21)の演算を行うことにより、第2相関行列Rxxcが得られる。 By correcting the first correlation matrix Rxx p2 using the correction matrix C p1 derived in this way, obtain a second correlation matrix Rxxc the components of the time interval t d from the first correlation matrix Rxx p2 is removed be able to. Specifically, the second correlation matrix Rxxxc can be obtained by performing the calculation of the equation (21).
式(21)の演算で得られた第2相関行列Rxxcは、同一タイミングで受信された受信信号xn(t)に基づいて得られる相関行列Rxx(前述の式(5)参照)の推定値であると見なせる。理論的には、第2相関行列Rxxcは相関行列Rxxと同じものである。 The second correlation matrix Rxxx obtained by the calculation of the equation (21) is an estimated value of the correlation matrix Rxx (see the above equation (5)) obtained based on the received signal xn (t) received at the same timing. Can be regarded as. Theoretically, the second correlation matrix Rxxx is the same as the correlation matrix Rxx.
このようにして第2相関行列Rxxcが得られれば、その第2相関行列Rxxcを用いて、例えばMUSICアルゴリズム等の既知の到来方向推定アルゴリズムを用いて電波の到来方向を推定することができる。 Once the second correlation matrix Rxxxc is obtained in this way, the arrival direction of the radio wave can be estimated using the second correlation matrix Rxxxc, for example, using a known arrival direction estimation algorithm such as the MUSIC algorithm.
参考までに、MUSICアルゴリズムを用いた到来方向推定手順をごく概要的に説明する。
即ち、第2相関行列Rxxcの固有値λ1〜λN(但し、λ1≧λ2≧・・・λL>λL+1=・・・=λN=σ2)を算出する。なお、σ2は熱雑音電力である。そして、これら固有値λ1〜λNのうち熱雑音電力σ2より大きい固有値の数がLであることから、受信された電波の数がLであることを推定する。さらに、熱雑音電力σ2に等しい固有値λL+1〜λN に対応する固有ベクトルeL+1〜eN を算出する。
For reference, the procedure for estimating the direction of arrival using the MUSIC algorithm will be described in a very general manner.
That is, the eigenvalues λ 1 to λ N (where λ 1 ≧ λ 2 ≧ ... λ L > λ L + 1 = ... = λ N = σ 2 ) of the second correlation matrix Rxxc are calculated. Note that σ 2 is the thermal noise power. Then, since the number of eigenvalues larger than the thermal noise power σ 2 among these eigenvalues λ 1 to λ N is L, it is estimated that the number of received radio waves is L. Moreover, to calculate the eigenvectors e L + 1 ~e N corresponding to the thermal noise power eigenvalues equal to σ 2 λ L + 1 ~λ N .
そして、熱雑音電力σ2に等しいN−L個の固有値に対応した固有ベクトルからなる雑音部分空間行列Ensを式(22)で定義し、例えば車両100の右方向を基準とした方位θに対する第1受信アンテナアレー20の複素応答をa(θ)で表すものとして、式(23)に示す評価関数PMU(θ)を求める。
Then, a noise subspace matrix Ens composed of eigenvectors corresponding to NL eigenvalues equal to the thermal noise power σ 2 is defined by the equation (22). 1 Assuming that the complex response of the receiving
この評価関数PMU(θ)から得られる角度スペクトル(即ちMUSICスペクトル)は、方位θが到来波の到来方向と一致すると発散して鋭いピークが立つように設定されている。そのため、L波の各受信電波の到来角θ1〜θL は、MUSICスペクトルのピークを検出することにより求められる。
なお、受信される電波が携帯端末200からの電波1つのみであれば、到来角θ1が携帯端末200からの電波の到来角として一意に定まる。受信される電波が複数(即ちLが2以上)の場合は、種々の方法で所望波(携帯端末200からの電波)を検出できる。例えば、各固有値と所定の閾値との関係に基づいて所望波を検出してもよい。
The angle spectrum (that is, the MUSIC spectrum) obtained from this evaluation function PMU (θ) is set so as to diverge and have a sharp peak when the direction θ coincides with the arrival direction of the arrival wave. Therefore, the arrival angle theta 1 through? L of each receiving radio waves L wave is determined by detecting the peak of the MUSIC spectrum.
If only one radio wave is received from the
(1−4)端末位置推定処理
次に、制御ユニット10が実行する端末位置推定処理について、図3のフローチャートを用いて説明する。前述の端末位置推定機能は、図3の端末位置推定処理を実行することを含む。なお、端末位置推定処理について「制御ユニット10が実行する」とは、本実施形態では、具体的には制御ユニット10内の制御部11が実行することを意味し、より詳しくは例えば制御部11内のCPUが実行することを意味する。
(1-4) Terminal Position Estimating Process Next, the terminal position estimation process executed by the
制御ユニット10は、図3に示す端末位置推定処理を、所定の実行タイミング毎に(例えば一定の制御周期で)繰り返し実行する。制御ユニット10は、端末位置推定処理を開始すると、S110で、LF信号送信処理を実行する。具体的には、前述の送信信号を第1送信アンテナ70、第2送信アンテナ80及び第3送信アンテナ90から電波にて送信する。
The
S120では、S110で送信した送信信号に対する携帯端末200からの応答信号が受信アンテナ60で受信されたか否か判断する。応答信号が受信されていない場合は端末位置推定処理を終了する。応答信号が受信された場合は、S130に移行する。
In S120, it is determined whether or not the response signal from the
S130では、到来方向推定処理を実行する。到来方向推定処理は、前述の到来方向推定機能を実現するための処理である。S130の到来方向推定処理は,例えば次のようにして行う。 In S130, the arrival direction estimation process is executed. The arrival direction estimation process is a process for realizing the above-mentioned arrival direction estimation function. The arrival direction estimation process of S130 is performed, for example, as follows.
まず、応答信号に含まれている送信元情報に基づいて、どの送信アンテナからの送信信号が携帯端末200で受信されたのか、換言すれば携帯端末200がどのエリアに存在しているのかを認識する。そして、携帯端末200が車両100の右側のエリアに存在していることを認識した場合は、第1受信アンテナアレー20及び第2受信アンテナアレー30のそれぞれを対象として図4に示す推定演算処理を実行する。携帯端末200が車両100の左側のエリアに存在していることを認識した場合は、第3受信アンテナアレー40及び第4受信アンテナアレー50のそれぞれを対象として図4に示す推定演算処理を実行する。
First, based on the source information included in the response signal, it recognizes from which transmitting antenna the transmission signal was received by the
図4の推定演算処理について、一例として処理対象が第1受信アンテナアレー20であるものと仮定して、説明する。制御ユニット10は、推定演算処理を開始すると、S210で、第1パラメータCntを初期値1に設定し、第2パラメータCsを初期値2に設定する。
The estimation calculation process of FIG. 4 will be described by assuming that the processing target is the first
S220では、第1フェーズ第1シーケンスサンプリング処理を実行する。具体的には、ある1つのアンテナ20−n(以下、「特定アンテナ」と称する)からの受信信号を第1受信回路22に入力させるための切替信号を第1切替スイッチ21に入力する。なお、特定アンテナは、本実施形態では例えば第1アンテナ20−1である。そして、特定アンテナからの受信信号に基づく受信データ、即ちその受信信号が第1受信回路22で処理されて制御ユニット10に入力される、同相成分(実部)及び直交成分(虚部)のデータを、サンプリング間隔tsで、サンプリング回数Mに渡って取得する。即ち、M回のサンプリングタイミングTm(mは1〜M)毎に受信データを順次取得する。
In S220, the first phase first sequence sampling process is executed. Specifically, a switching signal for inputting a reception signal from a certain antenna 20-n (hereinafter, referred to as "specific antenna") to the
なお、図5は、第1受信アンテナアレー20が第1アンテナ20−1,第2アンテナ20−2及び第3アンテナ20−3を備えている場合における、各アンテナの受信信号波形の一例、及び各フェーズにおける受信データのサンプリングタイミングの一例を示している。図5において、波形に重畳して表示されている丸印は、対応するサンプリングタイミングで受信データが取得されることを示す。また、図5において、「P1」は第1フェーズを示し、「P2」は第2フェーズを示し、「seq1」は第1シーケンスを示し、「seq2」は第2シーケンスを示し、「seq3」は第3シーケンスを示す。
Note that FIG. 5 shows an example of the received signal waveform of each antenna when the first
S230では、第1フェーズ第2シーケンスサンプリング処理を実行する。この第1フェーズ第2シーケンスサンプリング処理は、S220の第1フェーズ第1シーケンスサンプリング処理と同じである。即ち、特定アンテナからの受信信号を第1受信回路22に入力させるための切替信号を第1切替スイッチ21に入力する。そして、特定アンテナからの受信信号に基づく受信データを、サンプリング間隔ts毎にサンプリング回数Mに渡って取得する。
In S230, the first phase second sequence sampling process is executed. This first phase second sequence sampling process is the same as the first phase first sequence sampling process of S220. That is, the switching signal for inputting the reception signal from the specific antenna to the
ただし、S230における最初のサンプリングタイミングT1は、S220における最初のサンプリングタイミングT1から時間間隔tdが経過した時である。つまり、S230におけるサンプリングタイミングTmは、S220におけるサンプリングタイミングTmから時間間隔tdが経過したタイミングに対応する。 However, the first sampling timing T1 in S230 is when the time interval t d has elapsed from the first sampling timing T1 in S220. That is, the sampling timing Tm in S230 corresponds to the timing at which the time interval t d has elapsed from the sampling timing Tm in S220.
S220とS230とによって、前述の第1フェーズの処理、即ち、特定アンテナからの受信データを時間間隔tdで2周期分取得する処理が実行される。
なお、S220及びS230において、サンプリング回数Mはいくつであってもよい。理論的には、サンプリング回数Mは1つであってもよい。後述するS240においても同様である。
The S220 and S230 and the processing of the first phase described above, i.e., the process of acquiring two periods the received data at time intervals t d from a particular antenna is executed.
In S220 and S230, the number of sampling times M may be any number. Theoretically, the number of sampling times M may be one. The same applies to S240, which will be described later.
つまり、S220及びS230それぞれ1回だけ受信データを取得すれば、後述するS300で補正行列Cp1を導出することができる。しかし、実際にはノイズ等の外乱の影響により、必ずしも応答信号を安定して受信できるとは限らない。そこで、本実施形態では、各フェーズにおける、1つのアンテナからの受信データを取得するシーケンス毎に、単一のタイミングでのみ受信データを取得するのではなく、サンプリング間隔tsで複数回(即ちサンプリング回数M)に渡って受信データを取得する。そして、後述する時間平均演算を行うことによって、最終的に信頼性の高い第2相関行列Rxxcを得ることを実現している。 That is, if the received data is acquired only once for each of S220 and S230, the correction matrix C p1 can be derived in S300 described later. However, in reality, it is not always possible to stably receive the response signal due to the influence of disturbance such as noise. Therefore, in the present embodiment, for each sequence of acquiring the received data from one antenna in each phase, the received data is not acquired only at a single timing, but a plurality of times (that is, the number of samplings) at the sampling interval ts. Acquire the received data over M). Then, by performing the time averaging calculation described later, it is finally realized that a highly reliable second correlation matrix Rxxxc is obtained.
本実施形態では、第1フェーズにおける特定アンテナが第1アンテナ20−1であることから、S230の第1フェーズ第2シーケンスサンプリング処理は、第2フェーズ第1シーケンスサンプリング処理を兼ねている。第2フェーズ第1シーケンスサンプリング処理は、第2フェーズにおける最初の第1シーケンスの処理、即ち第1アンテナ20−1からの受信データを取得する処理である。 In the present embodiment, since the specific antenna in the first phase is the first antenna 20-1, the first phase second sequence sampling process of S230 also serves as the second phase first sequence sampling process. The second phase first sequence sampling process is the process of the first sequence in the second phase, that is, the process of acquiring the received data from the first antenna 20-1.
なお、第1フェーズ第2シーケンスサンプリング処理が第2フェーズ第1シーケンスサンプリング処理を兼ねることは必須ではない。第1フェーズ第2シーケンスサンプリング処理で第1アンテナ20−1からの受信データを取得した後、第2フェーズの処理においてあらためて第1シーケンスで第1アンテナ20−1からの受信データを取得してもよい。 It is not essential that the first phase second sequence sampling process also serves as the second phase first sequence sampling process. Even if the received data from the first antenna 20-1 is acquired in the first phase second sequence sampling process and then the received data from the first antenna 20-1 is acquired again in the first sequence in the second phase process. good.
S240では、第2フェーズ第Csシーケンスサンプリング処理を実行する。具体的には、第Csアンテナ20−Csからの受信信号を第1受信回路22に入力させるための切替信号を第1切替スイッチ21に入力する。そして、第Csアンテナ20−Csからの受信信号に基づく受信データを、サンプリング間隔tsでサンプリング回数Mに渡って取得する。S230に続いて最初に実行されるS240における最初のサンプリングタイミングT1は、S230における最初のサンプリングタイミングT1から時間間隔tdが経過した時である。
In S240, the second phase second Cs sequence sampling process is executed. Specifically, a changeover signal for causing the
第2パラメータCsの初期値は2である。そのため、図4の推定演算処理を開始して最初に実行されるS240の処理では、第2アンテナ20−2からの受信信号に対応した受信データが取得される。 The initial value of the second parameter Cs is 2. Therefore, in the process of S240 which is executed first after starting the estimation calculation process of FIG. 4, the received data corresponding to the received signal from the second antenna 20-2 is acquired.
S250では、現在設定されている第2パラメータCsがNに等しいか否か判断する。S250の処理は、第2フェーズにおいて第1アンテナ20−1から第Nアンテナ20−Nの全てについてS240の処理が実行されたか否かを判断する処理、即ち第2フェーズ第1シーケンスから第2フェーズ第Nシーケンスまで全て実行されたか否かを判断する処理であると言える。 In S250, it is determined whether or not the currently set second parameter Cs is equal to N. The process of S250 is a process of determining whether or not the process of S240 has been executed for all of the first antenna 20-1 to the N antenna 20-N in the second phase, that is, the second phase, the first sequence to the second phase. It can be said that this is a process for determining whether or not all the Nth sequences have been executed.
S250で、現在設定されている第2パラメータCsがNとは異なる場合は、S260に移行する。S260では、第2パラメータCsを1つインクリメントして、S240に移行する。S260からS240に移行した場合における最初のサンプリングタイミングT1は、前回のS240における最初のサンプリングタイミングT1から時間間隔tdが経過した時である。 If the second parameter Cs currently set in S250 is different from N, the process proceeds to S260. In S260, the second parameter Cs is incremented by one to shift to S240. The first sampling timing T1 in the transition from S260 to S240 is when the time interval t d has elapsed from the first sampling timing T1 in the previous S240.
S230〜S260の処理により、第2フェーズの処理、即ち、第1アンテナ20−1の受信信号に対応する受信データから第Nアンテナ20−Nの受信信号に対応する受信データまで時間間隔tdで順次取得することが実現される。 By the processing of S230 to S260, the processing of the second phase, that is, from the received data corresponding to the received signal of the first antenna 20-1 to the received data corresponding to the received signal of the Nth antenna 20-N at a time interval t d . It is realized to acquire sequentially.
S250で、現在設定されている第2パラメータCsがNに一致した場合は、S270に移行する。S270では、第1パラメータCntを1つインクリメントする。S280では、現在の第1パラメータCntが規定回数を超えたか否か判断する。 If the second parameter Cs currently set in S250 matches N, the process proceeds to S270. In S270, the first parameter Cnt is incremented by one. In S280, it is determined whether or not the current first parameter Cnt exceeds the specified number of times.
S280で、第1パラメータCntが規定回数以下の場合は、S290に移行する。S290では、第2パラメータCsを2に初期化して、S220に移行する。つまり、第1フェーズ及びこれに続く第2フェーズをまとめて1つのデータ取得処理として、そのデータ取得処理を規定回数繰り返すのである。規定回数をNdとすると、データ取得処理がNd回実行される。図5は、データ取得処理が開始されてから3回目のデータ取得処理が始まったところまでを示している。 In S280, when the first parameter Cnt is less than or equal to the specified number of times, the process proceeds to S290. In S290, the second parameter Cs is initialized to 2, and the process shifts to S220. That is, the first phase and the second phase following the first phase are collectively regarded as one data acquisition process, and the data acquisition process is repeated a predetermined number of times. Assuming that the specified number of times is Nd, the data acquisition process is executed Nd times. FIG. 5 shows up to the point where the third data acquisition process is started after the data acquisition process is started.
S280で、第1パラメータCntが規定回数を超えている場合は、S300に移行する。S300では、補正行列演算処理を実行する。なお、携帯端末200は、車両100からの送信信号を受信することに応じて送信する応答信号を、どの程度の期間送信してもよい。本実施形態では、携帯端末200は、例えば、少なくとも図4の推定演算処理においてS280で肯定判定されるまでに要する期間は応答信号を継続して送信するように構成されている。逆に言えば、携帯端末200から応答信号が送信されている間にS280で肯定判定されるように、規定回数Nd及び時間間隔tdを適宜設定してもよい。
S300では、具体的には、Nd回のデータ取得処理毎に個別に、第1フェーズで取得した受信データ、即ちS220及びS230で取得した受信データに基づいて、補正行列Cp1を演算する。
If the first parameter Cnt exceeds the specified number of times in S280, the process proceeds to S300. In S300, the correction matrix calculation process is executed. The
Specifically, in S300, the correction matrix C p1 is calculated individually for each Nd data acquisition process based on the received data acquired in the first phase, that is, the received data acquired in S220 and S230.
S300の補正行列演算処理における、1つのデータ取得処理で取得された受信データに基づく補正行列Cp1の演算方法について、より具体的に説明する。即ち、第1シーケンス及び第2シーケンスのそれぞれにおいて同じサンプリングタイミングTmで取得された受信データを用いて、式(15)に基づいて補正用相関行列Rxxp1を算出する。例えば、まず、第1シーケンスにおけるサンプリングタイミングT1で取得した受信データと第2シーケンスにおけるサンプリングタイミングT1で取得した受信データとを用いて、式(15)に基づいて、サンプリングタイミングT1に対応する補正用相関行列を算出する。次に、第1シーケンスにおけるサンプリングタイミングT2で取得した受信データと第2シーケンスにおけるサンプリングタイミングT2で取得した受信データとを用いて、式(15)に基づいて、サンプリングタイミングT2に対応する補正用相関行列を算出する。同様の手順で、最終的に、サンプリングタイミングT1〜Tmのそれぞれに対応する計m個の補正用相関行列を算出する。そして、そのm個の補正用相関行列における、互いに対応する成分同士を、例えば時間平均演算することによって、補正用相関行列Rxxp1を算出する。なお、サンプリング回数Mが1回である場合は、当然ながら、時間平均演算を行う必要はない。
そして、算出した補正用相関行列Rxxp1に基づいて、例えば前述の式(19)で示した演算等を行うことによって、式(20)で表される補正行列Cp1を導出する。このような演算を、Nd回のデータ取得処理毎に行うことによって、Nd回のデータ取得処理のそれぞれに対応する補正行列Cp1を得る。
The calculation method of the correction matrix C p1 based on the received data acquired in one data acquisition process in the correction matrix calculation process of S300 will be described more specifically. That is, the correction correlation matrix Rxx p1 is calculated based on the equation (15) using the received data acquired at the same sampling timing Tm in each of the first sequence and the second sequence. For example, first, using the received data acquired at the sampling timing T1 in the first sequence and the received data acquired at the sampling timing T1 in the second sequence, for correction corresponding to the sampling timing T1 based on the equation (15). Calculate the correlation matrix. Next, using the received data acquired at the sampling timing T2 in the first sequence and the received data acquired at the sampling timing T2 in the second sequence, the correction correlation corresponding to the sampling timing T2 is used based on the equation (15). Calculate the matrix. Finally, in the same procedure, a total of m correction correlation matrices corresponding to each of the sampling timings T1 to Tm are calculated. Then, the correction correlation matrix Rxx p1 is calculated by performing, for example, time averaging the components corresponding to each other in the m correction correlation matrices. When the number of samplings M is 1, it is not necessary to perform the time averaging calculation as a matter of course.
Then, based on the calculated correction correlation matrix Rxx p1 , for example, the correction matrix C p1 represented by the equation (20) is derived by performing the calculation or the like shown in the above equation (19). By performing such an operation for each Nd data acquisition process, a correction matrix C p1 corresponding to each of the Nd data acquisition processes is obtained.
S310では、相関行列演算処理を実行する。この相関行列演算処理は、第2相関行列Rxxcを算出する処理である。S310では、具体的には、個別演算処理と時間平均処理とを行う。
個別演算処理では、Nd回のデータ取得処理毎に個別に第2相関行列Rxxcを算出する。なお、個別演算処理で算出する、データ取得処理毎の第2相関行列Rxxcのことを、以下、「個別第2相関行列」と称する。時間平均処理では、個別演算処理で算出されたNd個の個別第2相関行列の時間平均演算を行うことにより、第2相関行列Rxxcを得る。
個別演算処理における、1つのデータ取得処理で取得された受信データに基づく個別第2相関行列の演算方法について、より具体的に説明する。即ち、まず、第2フェーズで取得した、アンテナ20−1〜20−Nそれぞれに対応する受信データを用いて、第1相関行列Rxxp2を算出する。第1相関行列Rxxp2は、例えば、前述の式(10)に基づいて算出することができる。この第1相関行列Rxxp2の演算も、補正用相関行列Rxxp1の演算と同様に、時間平均演算によって算出する。即ち、第2フェーズにおける第1シーケンス〜第Nシーケンスのそれぞれにおいて同じサンプリングタイミングTmで取得された受信データを用いて、式(10)に基づいて第1相関行列Rxxp2を算出する。
In S310, the correlation matrix calculation process is executed. This correlation matrix calculation process is a process for calculating the second correlation matrix Rxxx. Specifically, in S310, individual calculation processing and time averaging processing are performed.
In the individual calculation process, the second correlation matrix Rxxxc is calculated individually for each Nd data acquisition process. The second correlation matrix Rxxc for each data acquisition process calculated by the individual calculation process is hereinafter referred to as an "individual second correlation matrix". In the time averaging process, the second correlation matrix Rxxxc is obtained by performing the time averaging calculation of Nd individual second correlation matrices calculated by the individual calculation process.
The calculation method of the individual second correlation matrix based on the received data acquired in one data acquisition process in the individual calculation process will be described more specifically. That is, first, the first correlation matrix Rxx p2 is calculated using the received data corresponding to each of the antennas 20-1 to 20-N acquired in the second phase. The first correlation matrix Rxx p2 can be calculated, for example, based on the above equation (10). The calculation of the first correlation matrix Rxx p2 is also calculated by the time averaging calculation in the same manner as the calculation of the correction correlation matrix Rxx p1. That is, the first correlation matrix Rxx p2 is calculated based on the equation (10) using the received data acquired at the same sampling timing Tm in each of the first sequence to the Nth sequence in the second phase.
そして、算出した第1相関行列Rxxp2を、S300で算出した、同じデータ取得処理に対応する補正行列Cp1を用いて補正することで、第1相関行列Rxxp2から時間間隔tdの成分が除去された個別第2相関行列を算出する。例えばx回目のデータ取得処理で取得した受信データに基づく第1相関行列Rxxp2に対しては、同じx回目のデータ取得処理で取得した受信データに基づいて得られた補正行列Cp1を用いて補正することにより個別第2相関行列を算出する。個別第2相関行列の算出は、具体的には、前述の式(21)に示すアダマール積の演算により行われる。
このような演算を、Nd回のデータ取得処理毎に行うことによって、Nd回のデータ取得処理のそれぞれに対応するNd個の個別第2相関行列を得る。
そして、時間平均演算では、例えば、Nd個の個別第2相関行列における互いに対応する成分同士を時間平均演算することにより、Nd個の個別第2相関行列が平均化された1つの第2相関行列Rxxcを得る。
規定回数Ndは、どのような値であってもよい。規定回数Ndは、例えば2回以上であってもよいし、例えば1回であってもよい。規定回数Ndが1回の場合は、S310の相関行列演算処理において前述の時間平均演算は不要である。
本実施形態では、規定回数Ndが2回以上(例えば4回)に設定されている。規定回数Ndを2回以上に設定する理由、換言すれば複数の個別第2相関行列の時間平均演算により第2相関行列Rxxcを得る主な理由は、携帯端末200が移動することによって生じる誤差(即ち演算精度の低下)を抑制するためである。即ち、受信アンテナアレーが備えるN個のアンテナ相互間の位相ずれに対する、携帯端末200の移動による影響を抑制するために、規定回数Ndを2回以上にしている。仮に、電波の発信源が静止しているならば、規定回数Ndにかかわらず算出される第2相関行列Rxxcは同じであるので、規定回数Ndは1回で十分であると言える。
S320では、キャリブレーション処理を行う。例えば、特定の到来方向に対応する既知の相関行列Rxx0を用いて、S310で算出した第2相関行列Rxxcに含まれる誤差成分を除去する。
Then, by correcting the calculated first correlation matrix Rxx p2 using the correction matrix C p1 corresponding to the same data acquisition process calculated in S300, the components of the time interval t d can be obtained from the first correlation matrix Rxx p2. The removed individual second correlation matrix is calculated. For example, for the first correlation matrix Rxx p2 based on the received data acquired in the xth data acquisition process, the correction matrix C p1 obtained based on the received data acquired in the same xth data acquisition process is used. The individual second correlation matrix is calculated by correction. Specifically, the calculation of the individual second correlation matrix is performed by the calculation of the Hadamard product shown in the above equation (21).
By performing such an operation for each Nd data acquisition process, Nd individual second correlation matrices corresponding to each of the Nd data acquisition processes are obtained.
Then, in the time averaging calculation, for example, one second correlation matrix in which the Nd individual second correlation matrices are averaged by performing the time averaging of the components corresponding to each other in the Nd individual second correlation matrices. Obtain Rxxx.
The specified number of times Nd may be any value. The specified number of times Nd may be, for example, twice or more, or may be, for example, once. When the specified number of times Nd is 1, the above-mentioned time averaging calculation is unnecessary in the correlation matrix calculation process of S310.
In the present embodiment, the specified number of times Nd is set to 2 times or more (for example, 4 times). The reason why the specified number of times Nd is set to 2 times or more, in other words, the main reason for obtaining the second correlation matrix Rxxx by the time averaging calculation of a plurality of individual second correlation matrices is the error caused by the movement of the mobile terminal 200 (the error caused by the movement of the mobile terminal 200 ( That is, this is to suppress a decrease in calculation accuracy). That is, in order to suppress the influence of the movement of the
In S320, a calibration process is performed. For example, the error component included in the second correlation matrix Rxxc calculated in S310 is removed by using the known correlation matrix Rxx0 corresponding to the specific arrival direction.
S330では、到来角算出処理を実行する。具体的には、S320でキャリブレーション処理が施された第2相関行列Rxxcを用いて、例えばMUSICアルゴリズム等の既知の到来方向推定アルゴリズムを用いて、電波の到来角θaを算出する。このようにして算出された到来角θaが、第1受信アンテナアレー20で受信された電波の到来方向の推定結果として用いられる。なお、S320のキャリブレーション処理は必須ではなく、S310で算出した第2相関行列Rxxcを用いてS330到来角算出処理を行ってもよい。
In S330, the arrival angle calculation process is executed. Specifically, the arrival angle θa of the radio wave is calculated by using the second correlation matrix Rxxc calibrated in S320 and using a known arrival direction estimation algorithm such as the MUSIC algorithm. The arrival angle θa calculated in this way is used as an estimation result of the arrival direction of the radio wave received by the first
S130の到来方向推定処理では、演算対象の受信アンテナアレー毎に、図4の推定演算処理を実行することによって到来方向を推定する。本実施形態では例えば到来角θa,θbを推定する。そして、推定すべき受信アンテナアレーの全てについて到来方向の推定が完了すると、S140(図3参照)に移行する。S140では、端末距離推定処理を実行する。具体的には、応答信号に含まれている受信強度情報に基づいて前述の端末距離推定機能を実行することにより、車両100と携帯端末200との距離を推定する。
In the arrival direction estimation process of S130, the arrival direction is estimated by executing the estimation calculation process of FIG. 4 for each receiving antenna array to be calculated. In this embodiment, for example, the arrival angles θa and θb are estimated. Then, when the estimation of the arrival direction is completed for all the receiving antenna arrays to be estimated, the process proceeds to S140 (see FIG. 3). In S140, the terminal distance estimation process is executed. Specifically, the distance between the
S150では、端末位置特定処理を実行する。具体的には、S130で推定された到来方向と、S140で推定された距離とに基づいて、携帯端末200の位置を特定する。図1に示されている携帯端末200の位置は、S130で到来角θa及び到来角θbが推定されてS140で距離Dが推定されたことに基づいてS150で特定された位置であることを例示している。
In S150, the terminal position specifying process is executed. Specifically, the position of the
S150で特定された位置が、携帯端末200の位置の推定結果として、各種の処理で用いられる。例えば、携帯端末200の位置を周期的に推定することで、携帯端末200の移動軌跡を検出することができる。そして、その移動軌跡に基づく各種の処理を行うことができる。例えば、携帯端末200が車両100から徐々に離れていることが移動軌跡によって検出された場合は、車両100の各ドアを自動的に施錠してもよい。
The position specified in S150 is used in various processes as a result of estimating the position of the
(1−5)実施形態の効果
以上説明した実施形態によれば、以下の効果を奏する。
本実施形態では、各アンテナ20−1〜20−Nから取得される受信信号の相互間には、第1切替スイッチ21による時間間隔td毎の切り替えに起因する位相差があるものの、その位相差が除去された第2相関行列Rxxcが生成される。そして、その第2相関行列Rxxcを用いて電波の到来方向が推定される。そのため、電波の到来方向を推定するための装置構成の大型化を抑制しつつ、到来方向を高精度で推定することが可能となる。
(1-5) Effects of the Embodiment According to the embodiment described above, the following effects are obtained.
In the present embodiment, although there is a phase difference between the received signals acquired from each of the antennas 20-1 to 20-N due to the switching of each time interval dt by the
なお、制御ユニット10は、自ら時間間隔tdでスイッチを切り替える。また、局部発振器24からの局部発振信号の角周波数ωは既知である。つまり、角周波数ω及び時間間隔tdの設計上の値は既知である。そのため、例えば、設計上の既知のω及びtdを用いて第1相関行列Rxxp2から時間間隔tdの成分を除去することも理論的には可能である。
The
しかし、実際の角周波数ωが設計上の値と完全一致するとは限らず、実際の角周波数ωは設計上の値からずれる可能性がある。時間間隔tdについても、実際に第1切替スイッチが切り替わる間隔が設計上の値と完全一致するとは限らず、実際の時間間隔tdは設計上の値からずれる可能性がある。 However, the actual angular frequency ω does not always exactly match the design value, and the actual angular frequency ω may deviate from the design value. Regarding the time interval t d , the interval at which the first changeover switch is actually switched does not always exactly match the design value, and the actual time interval t d may deviate from the design value.
MUSICアルゴリズム等の到来方向推定方法を用いて電波の到来方向を推定するにあたり、角周波数ω及び時間間隔tdの実際の値との誤差は、推定精度に大きな影響を及ぼし得る。即ち、誤差がわずかであっても推定精度が大きく低下するおそれがある。 When estimating the arrival direction of a radio wave using an arrival direction estimation method such as the MUSIC algorithm , an error between the angular frequency ω and the actual value of the time interval t d can greatly affect the estimation accuracy. That is, even if the error is small, the estimation accuracy may be significantly reduced.
そこで、本実施形態では、第1フェーズにおいて同じアンテナによる受信信号を時間間隔tdで実測することにより、実際の角周波数ω及び時間間隔tdに基づく補正行列Cp1を算出する。そして、その補正行列Cp1を用いて、第1相関行列Rxxp2から時間間隔tdの成分を除去する。これにより、実際の角周波数ω及び時間間隔tdが反映された高精度の推定結果を得ることが可能となる。 Therefore, in the present embodiment, the correction matrix C p1 based on the actual angular frequency ω and the time interval t d is calculated by actually measuring the received signal by the same antenna at the time interval t d in the first phase. Then, using the correction matrix C p1 , the component of the time interval td is removed from the first correlation matrix Rxx p2. This makes it possible to obtain a highly accurate estimation result that reflects the actual angular frequency ω and the time interval t d.
また、本実施形態では、基準補正値に基づいて補正行列が算出され、その補正行列によって第1相関行列が補正されることにより第2相関行列が算出される。そのため、第1相関行列から第2相関行列への補正を効率的に行うことができる。 Further, in the present embodiment, the correction matrix is calculated based on the reference correction value, and the second correlation matrix is calculated by correcting the first correlation matrix by the correction matrix. Therefore, the correction from the first correlation matrix to the second correlation matrix can be efficiently performed.
また、本実施形態では、第1フェーズ第2シーケンスサンプリング処理(S230)が、第2フェーズ第1シーケンスサンプリング処理を兼ねている。そのため、到来方向の推定に要する時間を短縮することが可能となる。 Further, in the present embodiment, the first phase second sequence sampling process (S230) also serves as the second phase first sequence sampling process. Therefore, it is possible to shorten the time required for estimating the arrival direction.
また、本実施形態では、携帯端末200からの電波の到来方向が推定されることに加えて、携帯端末200との距離も推定される。そして、推定された距離及び到来方向に基づいて、携帯端末200の位置が推定される。そのため、携帯端末200の位置を推定するためのシステム構成の大型化を抑制しつつ、携帯端末200の位置を高精度で推定することが可能となる。
Further, in the present embodiment, in addition to estimating the direction of arrival of radio waves from the
[2.他の実施形態]
以上、本開示の実施形態について説明したが、本開示は上述の実施形態に限定されることなく、種々変形して実施することができる。
[2. Other embodiments]
Although the embodiments of the present disclosure have been described above, the present disclosure is not limited to the above-described embodiments, and can be implemented in various modifications.
(2−1)上記実施形態では、第2フェーズにおいて受信データを取得する順が、第1アンテナ20−1から20−Nまでの順であったが、この順は一例である。例えば、上記実施形態とは逆に、第2フェーズにおいて、第Nアンテナ20−Nから第1アンテナ20−1までの順で受信データを取得してもよいし、さらに異なる順序であってもよい。 (2-1) In the above embodiment, the order of acquiring the received data in the second phase is the order of the first antennas 20-1 to 20-N, but this order is an example. For example, contrary to the above embodiment, in the second phase, the received data may be acquired in the order of the Nth antenna 20-N to the first antenna 20-1, or may be in a different order. ..
(2−2)上記実施形態では、第1フェーズにおける最後の受信データの取得が、第2フェーズにおける最初の受信データの取得を兼ねていた。これに対し、第1フェーズで2つの受信データを取得した後に、第2フェーズにおいてあらためてN個のアンテナそれぞれの受信データを取得してもよい。つまり、第2フェーズを第1フェーズとは完全に区別してもよい。 (2-2) In the above embodiment, the acquisition of the last received data in the first phase also serves as the acquisition of the first received data in the second phase. On the other hand, after acquiring the two received data in the first phase, the received data of each of the N antennas may be acquired again in the second phase. That is, the second phase may be completely distinguished from the first phase.
(2−3)第1フェーズで取得する受信データは、第1アンテナ20−1からの受信データに限定されない。つまり、前述の特定アンテナはどのアンテナであってもよい。
(2−4)携帯端末200の位置を推定するために2つの受信アンテナアレーにおける到来角θa、θbを推定することは必須ではない。いずれか1つの受信アンテナアレーでのみ到来角を推定し、その到来角と距離とに基づいて携帯端末200の位置を推定してもよい。逆に、3つ以上の受信アンテナアレーのそれぞれで到来角を推定してもよい。例えば、第1受信アンテナアレー20と第2受信アンテナアレー30との間にさらに受信アンテナアレーを設け、これら3つの受信アンテナアレーのそれぞれで到来角を推定してもよい。そして、推定した3つの到来角と距離とに基づいて携帯端末200の位置を推定してもよい。
(2-3) The received data acquired in the first phase is not limited to the received data from the first antenna 20-1. That is, the specific antenna described above may be any antenna.
(2-4) In order to estimate the position of the
(2−5)各受信アンテナアレー20,30,40,50はそれぞれ車両100におけるどの位置に設けられてもよい。また、3つ以下の受信アンテナアレーが設けられてもよいし、5つ以上の受信アンテナアレーが設けられてもよい。受信アンテナ60及び3つの送信アンテナ70,80,90のそれぞれについても、車両100のどの位置に設けられてもよいし、いくつ設けられてもよい。
(2−6)図3の端末位置推定処理において、S140の端末距離推定処理を実行することは必須ではない。つまり、携帯端末200の位置を特定するために、携帯端末200と車両100との距離は必ずしも必要ではない。例えば、距離を推定することなく、S130で推定された受信アンテナアレー毎の到来角(本実施形態では例えば2つの到来角θa,θb)に基づいて携帯端末200の位置を特定してもよい。
(2-5) The receiving
(2-6) In the terminal position estimation process of FIG. 3, it is not essential to execute the terminal distance estimation process of S140. That is, in order to specify the position of the
(2−7)本開示は、携帯端末200からの電波の到来方向を推定する技術への適用に限定されない。即ち、本開示は電子キーシステム1への適用に限定されず、ひいては車両100への適用に限定されない。本開示は、電波が到来するあらゆるシーンにおいてその電波の到来方向を推定するために適用することが可能である。
(2-7) The present disclosure is not limited to application to a technique for estimating the direction of arrival of radio waves from the
(2−8)本開示に記載の制御ユニット10及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御ユニット10及びその手法は、一つ以上の専用ハードウェア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御ユニット10及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウェア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されてもよい。制御ユニット10に含まれる各部の機能を実現する手法には、必ずしもソフトウェアが含まれている必要はなく、その全部の機能が、一つあるいは複数のハードウェアを用いて実現されてもよい。
(2-8) The
(2−9)上記実施形態における1つの構成要素が有する複数の機能を、複数の構成要素によって実現したり、1つの構成要素が有する1つの機能を、複数の構成要素によって実現したりしてもよい。また、複数の構成要素が有する複数の機能を、1つの構成要素によって実現したり、複数の構成要素によって実現される1つの機能を、1つの構成要素によって実現したりしてもよい。また、上記実施形態の構成の一部を省略してもよい。また、上記実施形態の構成の少なくとも一部を、他の上記実施形態の構成に対して付加又は置換してもよい。 (2-9) A plurality of functions possessed by one component in the above embodiment may be realized by a plurality of components, or one function possessed by one component may be realized by a plurality of components. May be good. Further, a plurality of functions possessed by the plurality of components may be realized by one component, or one function realized by the plurality of components may be realized by one component. Further, a part of the configuration of the above embodiment may be omitted. In addition, at least a part of the configuration of the above embodiment may be added or replaced with the configuration of the other above embodiment.
(2−10)上述した電子キーシステム1の他、当該電子キーシステム1を構成要素とするシステム、当該電子キーシステム1における各種機能を実行させるためのプログラム、このプログラムを記録した半導体メモリ等の非遷移的実体的記録媒体、電子キーシステム1における各種機能の具体的実現方法など、種々の形態で本開示を実現することもできる。
(2-10) In addition to the electronic
1…電子キーシステム、10…制御ユニット、11…制御部、12…記憶部、20…第1受信アンテナアレー、20−1〜20−N…第1アンテナ〜第Nアンテナ、21…第1切替スイッチ、22…第1受信回路、23…直交復調器、24…局部発振器、25…第1AD変換器、26…第2AD変換器、30…第2受信アンテナアレー、31…第2切替スイッチ、32…受信回路、40…第3受信アンテナアレー、50…第4受信アンテナアレー、60…受信アンテナ、61…第5受信回路、70…第1送信アンテナ、71…第1送信回路、100…車両、200…携帯端末。 1 ... Electronic key system, 10 ... Control unit, 11 ... Control unit, 12 ... Storage unit, 20 ... 1st receiving antenna array, 20-1 to 20-N ... 1st antenna to Nth antenna, 21 ... 1st switching Switch, 22 ... 1st receiving circuit, 23 ... Orthogonal demodulator, 24 ... Local oscillator, 25 ... 1st AD converter, 26 ... 2nd AD converter, 30 ... 2nd receiving antenna array, 31 ... 2nd changeover switch, 32 ... reception circuit, 40 ... third receiving antenna array, 50 ... fourth receiving antenna array, 60 ... receiving antenna, 61 ... fifth receiving circuit, 70 ... first transmitting antenna, 71 ... first transmitting circuit, 100 ... vehicle, 200 ... Mobile terminal.
Claims (8)
特定の1つの前記受信信号を選択させるための前記切替信号を出力するように構成された第1出力部(10:S220〜S230)と、
前記第1出力部により出力された前記切替信号に応じて前記切替部から出力された前記受信信号を時間間隔tdで2回取得するように構成された第1取得部(10:S220〜S230)と、
前記複数のアンテナからの前記受信信号を前記時間間隔tdで1つずつ順次選択させるための前記切替信号を出力するように構成された第2出力部(10:S230〜S260)と、
前記第2出力部からの前記切替信号に応じて前記切替部から前記時間間隔tdで1つずつ順次出力される前記複数のアンテナからの前記受信信号を取得するように構成された第2取得部(10:S230〜S260)と、
前記第2取得部により取得された前記受信信号のうちの任意の2つの組み合わせそれぞれにおけるその2つの相関特性を示す相関行列である第1相関行列を生成するように構成された第1生成部(10:S310)と、
前記第1取得部により取得された2つの前記受信信号に基づいて、前記時間間隔tdに起因して生じる2つの前記受信信号の位相差を表す基準補正値を算出するように構成された基準補正値算出部(10:S300)と、
前記基準補正値算出部により算出された前記基準補正値に基づいて、前記第1生成部により生成された前記第1相関行列から前記時間間隔tdに起因する前記位相差の成分が除去された第2相関行列を生成するように構成された第2生成部(10:S310)と、
前記第2生成部により生成された前記第2相関行列に基づいて前記電波の到来方向を推定するように構成された推定部(10:S330)と、
を備える電波到来方向推定装置。 A switching unit (21) configured to input a reception signal of radio waves received by each of a plurality of antennas (20-1 to 20-N) arranged at regular intervals, and any one of them. A switching unit configured to input a switching signal instructing the selection of the received signal, and to output one of the plurality of input received signals selected by the switching signal.
A first output unit (10: S220 to S230) configured to output the switching signal for selecting one specific received signal, and
A first acquisition unit (10: S220 to S230) configured to acquire the received signal output from the switching unit twice at a time interval td in response to the switching signal output by the first output unit. When,
A second output unit (10: S230 to S260) configured to output the switching signal for sequentially selecting the received signals from the plurality of antennas one by one at the time interval td.
A second acquisition unit configured to acquire the received signals from the plurality of antennas, which are sequentially output one by one from the switching unit at the time interval td in response to the switching signal from the second output unit. (10: S230 to S260) and
A first generation unit configured to generate a first correlation matrix which is a correlation matrix showing the two correlation characteristics in each of any two combinations of the received signals acquired by the second acquisition unit (1st generation unit). 10: S310) and
A reference correction configured to calculate a reference correction value representing the phase difference between the two received signals caused by the time interval td based on the two received signals acquired by the first acquisition unit. Value calculation unit (10: S300) and
Based on the reference correction value calculated by the reference correction value calculation unit, the component of the phase difference due to the time interval td is removed from the first correlation matrix generated by the first generation unit. A second generator (10: S310) configured to generate a two-correlation matrix, and
An estimation unit (10: S330) configured to estimate the arrival direction of the radio wave based on the second correlation matrix generated by the second generation unit.
A radio wave arrival direction estimation device equipped with.
前記第2取得部は、前記第1取得部により2回目に取得された前記受信信号を、前記第2取得部における最初に取得すべき前記受信信号として取得するように構成されている、電波到来方向推定装置。 The radio wave arrival direction estimation device according to claim 1.
The second acquisition unit is configured to acquire the received signal second acquired by the first acquisition unit as the first received signal to be acquired by the second acquisition unit. Direction estimator.
さらに、前記基準補正値算出部により算出された前記基準補正値に基づき、前記組み合わせのそれぞれにおける、対応する2つの前記受信信号が取得された時間差に起因して生じるその2つの前記受信信号の位相差を表す個別補正値を算出するように構成された個別補正値算出部(10:S300)を備え、
前記第2生成部は、少なくとも前記個別補正値算出部により算出された前記個別補正値に基づいて前記第2相関行列を生成するように構成されている、
電波到来方向推定装置。 The radio wave arrival direction estimation device according to claim 1 or 2.
Further, based on the reference correction value calculated by the reference correction value calculation unit, the position of the two received signals caused by the time difference between the acquisition of the two corresponding received signals in each of the combinations. It is provided with an individual correction value calculation unit (10: S300) configured to calculate an individual correction value representing a phase difference.
The second generation unit is configured to generate the second correlation matrix based on at least the individual correction value calculated by the individual correction value calculation unit.
Radio wave arrival direction estimation device.
さらに、前記個別補正値算出部により算出された前記個別補正値を用いて、前記組み合わせのそれぞれに対応する前記個別補正値が配列された行列である補正行列を生成するように構成された補正行列算出部(10:S300)を備え、
前記第2生成部は、前記第1相関行列と前記補正行列算出部により算出された前記補正行列との演算を行うことにより前記第2相関行列を生成するように構成されている、
電波到来方向推定装置。 The radio wave arrival direction estimation device according to claim 3.
Further, a correction matrix configured to generate a correction matrix in which the individual correction values corresponding to each of the combinations are arranged by using the individual correction values calculated by the individual correction value calculation unit. Equipped with a calculation unit (10: S300)
The second generation unit is configured to generate the second correlation matrix by performing an operation between the first correlation matrix and the correction matrix calculated by the correction matrix calculation unit.
Radio wave arrival direction estimation device.
前記第2生成部は、前記第1相関行列と前記補正行列とのアダマール積を演算することにより前記第2相関行列を生成するように構成されている、電波到来方向推定装置。 The radio wave arrival direction estimation device according to claim 4.
The second generation unit is a radio wave arrival direction estimation device configured to generate the second correlation matrix by calculating the Hadamard product of the first correlation matrix and the correction matrix.
さらに、前記切替部から出力された前記受信信号が入力されるように構成された受信回路(22)を備え、
前記受信回路は、
前記切替部から出力された前記受信信号が入力されるように構成された直交復調器(23)であって、入力された前記受信信号を直交復調することにより、前記受信信号を複素数で表した場合における実部に対応する同相成分信号と、前記受信信号を複素数で表した場合における虚部に対応する直交成分信号とを生成するように構成された直交復調器と、
前記直交復調器で生成された前記同相成分信号をAD変換するように構成された第1AD変換器(25)と、
前記直交復調器で生成された前記直交成分信号をAD変換するように構成された第2AD変換器(26)と、
を備え、
前記第1取得部及び前記第2取得部は、前記受信信号を、前記受信回路を介して取得するように構成されている、
電波到来方向推定装置。 The radio wave arrival direction estimation device according to claim 4 or 5.
Further, a receiving circuit (22) configured to input the received signal output from the switching unit is provided.
The receiving circuit
An orthogonal demodulator (23) configured to input the received signal output from the switching unit, and the received signal is represented by a complex number by quadrature demodulating the input received signal. An orthogonal demodulator configured to generate an in-phase component signal corresponding to the real part in the case and an orthogonal component signal corresponding to the imaginary part when the received signal is represented by a complex number.
A first AD converter (25) configured to perform AD conversion of the in-phase component signal generated by the orthogonal demodulator, and
A second AD converter (26) configured to perform AD conversion of the orthogonal component signal generated by the orthogonal demodulator, and
With
The first acquisition unit and the second acquisition unit are configured to acquire the reception signal via the reception circuit.
Radio wave arrival direction estimation device.
電波到来方向推定装置は、車両(100)に搭載され、
前記車両は、携帯端末(200)へ第1電波にて送信信号を送信するように構成された送信部(10,70,71:S110)を備え、
前記携帯端末は、前記第1電波を受信することに応じて第2電波にて応答信号を送信するように構成されており、
前記複数のアンテナは、前記第2電波を受信するように構成されており、
前記推定部は、前記複数のアンテナで受信された前記第2電波の到来方向を推定するように構成されている、
電波到来方向推定装置。 The radio wave arrival direction estimation device according to any one of claims 1 to 6.
The radio wave arrival direction estimation device is mounted on the vehicle (100).
The vehicle includes a transmission unit (10, 70, 71: S110) configured to transmit a transmission signal to the mobile terminal (200) by a first radio wave.
The mobile terminal is configured to transmit a response signal on the second radio wave in response to receiving the first radio wave.
The plurality of antennas are configured to receive the second radio wave.
The estimation unit is configured to estimate the arrival direction of the second radio wave received by the plurality of antennas.
Radio wave arrival direction estimation device.
距離推定装置(10,60,61,70,71:S110,S120,S140)と、
位置推定装置(10:S150)と、
を備えた位置推定システムであって、
前記距離推定装置は、
携帯端末へ第1電波にて送信信号を送信するように構成された送信部(10,70,71:S110)と、
前記第1電波が前記携帯端末で受信されることに応じて前記携帯端末から第2電波にて送信される、前記携帯端末における前記第1電波の受信強度を示す受信強度情報を含む応答信号を受信するように構成された受信部(10,60,61:S120)と、
前記受信部により受信された前記応答信号に含まれている前記受信強度情報に基づいて所定の基準位置から前記携帯端末までの距離を推定する距離推定部(10:S140)と、
を備え、
前記電波到来方向推定装置は、
一定間隔で配列された複数のアンテナ(20−1〜20−N)と、
前記複数のアンテナのそれぞれで受信された前記第2電波の受信信号が入力されるように構成された切替部(21)であって、いずれか1つの前記受信信号の選択を指示する切替信号が入力されるように構成され、入力された複数の前記受信信号のうち前記切替信号により選択された1つを出力するように構成された切替部と、
特定の1つの前記受信信号を選択させるための前記切替信号を出力するように構成された第1出力部(10:S220〜S230)と、
前記第1出力部により出力された前記切替信号に応じて前記切替部から出力された前記受信信号を時間間隔tdで2回取得するように構成された第1取得部(10:S220〜S230)と、
前記複数のアンテナからの前記受信信号を前記時間間隔tdで1つずつ順次選択させるための前記切替信号を出力するように構成された第2出力部(10:S230〜S260)と、
前記第2出力部からの前記切替信号に応じて前記切替部から前記時間間隔tdで1つずつ順次出力される前記複数のアンテナからの前記受信信号を取得するように構成された第2取得部(10:S230〜S260)と、
前記第2取得部により取得された前記受信信号のうちの任意の2つの組み合わせそれぞれにおけるその2つの相関特性を示す相関行列である第1相関行列を生成するように構成された第1生成部(10:S310)と、
前記第1取得部により取得された2つの前記受信信号に基づいて、前記時間間隔tdに起因して生じる2つの前記受信信号の位相差を表す基準補正値を算出するように構成された基準補正値算出部(10:S300)と、
前記基準補正値算出部により算出された前記基準補正値に基づいて、前記第1生成部により生成された前記第1相関行列から前記時間間隔tdに起因する前記位相差の成分が除去された第2相関行列を生成するように構成された第2生成部(10:S310)と、
前記第2生成部により生成された前記第2相関行列に基づいて前記第2電波の到来方向を推定するように構成された推定部(10:S330)と、
を備え、
前記位置推定装置は、前記距離推定装置で推定された前記距離と、前記電波到来方向推定装置で推定された前記到来方向とに基づいて、前記携帯端末の位置を推定するように構成されている、
位置推定システム。 Radio wave arrival direction estimation device (10, 20, 21: S130) and
With the distance estimation device (10, 60, 61, 70, 71: S110, S120, S140),
Position estimation device (10: S150) and
It is a position estimation system equipped with
The distance estimation device is
A transmission unit (10, 70, 71: S110) configured to transmit a transmission signal to a mobile terminal by the first radio wave, and
A response signal including reception strength information indicating the reception strength of the first radio wave in the mobile terminal, which is transmitted from the mobile terminal by the second radio wave in response to the reception of the first radio wave by the mobile terminal. A receiver (10, 60, 61: S120) configured to receive, and
A distance estimation unit (10: S140) that estimates the distance from a predetermined reference position to the mobile terminal based on the reception intensity information included in the response signal received by the reception unit.
With
The radio wave arrival direction estimation device is
Multiple antennas (20-1 to 20-N) arranged at regular intervals,
The switching unit (21) configured to input the reception signal of the second radio wave received by each of the plurality of antennas, and the switching signal instructing the selection of any one of the received signals is A switching unit configured to be input and to output one of the plurality of input received signals selected by the switching signal.
A first output unit (10: S220 to S230) configured to output the switching signal for selecting one specific received signal, and
A first acquisition unit (10: S220 to S230) configured to acquire the received signal output from the switching unit twice at a time interval td in response to the switching signal output by the first output unit. When,
A second output unit (10: S230 to S260) configured to output the switching signal for sequentially selecting the received signals from the plurality of antennas one by one at the time interval td.
A second acquisition unit configured to acquire the received signals from the plurality of antennas, which are sequentially output one by one from the switching unit at the time interval td in response to the switching signal from the second output unit. (10: S230 to S260) and
A first generation unit configured to generate a first correlation matrix which is a correlation matrix showing the two correlation characteristics in each of any two combinations of the received signals acquired by the second acquisition unit (1st generation unit). 10: S310) and
A reference correction configured to calculate a reference correction value representing the phase difference between the two received signals caused by the time interval td based on the two received signals acquired by the first acquisition unit. Value calculation unit (10: S300) and
Based on the reference correction value calculated by the reference correction value calculation unit, the component of the phase difference due to the time interval td is removed from the first correlation matrix generated by the first generation unit. A second generator (10: S310) configured to generate a two-correlation matrix, and
An estimation unit (10: S330) configured to estimate the arrival direction of the second radio wave based on the second correlation matrix generated by the second generation unit.
With
The position estimation device is configured to estimate the position of the mobile terminal based on the distance estimated by the distance estimation device and the arrival direction estimated by the radio wave arrival direction estimation device. ,
Position estimation system.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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Cited By (1)
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---|---|---|---|---|
KR20230064286A (en) * | 2021-11-03 | 2023-05-10 | 주식회사 디에프알씨 | System and method for localization of mobile devices |
-
2020
- 2020-01-08 JP JP2020001470A patent/JP2021110591A/en active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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KR20230064286A (en) * | 2021-11-03 | 2023-05-10 | 주식회사 디에프알씨 | System and method for localization of mobile devices |
KR102657785B1 (en) | 2021-11-03 | 2024-04-18 | 주식회사 디에프알씨 | System and method for localization of mobile devices |
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