JP2021093682A - Amplification device - Google Patents

Amplification device Download PDF

Info

Publication number
JP2021093682A
JP2021093682A JP2019224539A JP2019224539A JP2021093682A JP 2021093682 A JP2021093682 A JP 2021093682A JP 2019224539 A JP2019224539 A JP 2019224539A JP 2019224539 A JP2019224539 A JP 2019224539A JP 2021093682 A JP2021093682 A JP 2021093682A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
amplifier
output
auto
path
switch
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2019224539A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP7440255B2 (en
Inventor
大司 遠藤
Hiroshi Endo
大司 遠藤
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
New Japan Radio Co Ltd
Original Assignee
New Japan Radio Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by New Japan Radio Co Ltd filed Critical New Japan Radio Co Ltd
Priority to JP2019224539A priority Critical patent/JP7440255B2/en
Publication of JP2021093682A publication Critical patent/JP2021093682A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP7440255B2 publication Critical patent/JP7440255B2/en
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Landscapes

  • Amplifiers (AREA)

Abstract

To reduce an offset component and a low-frequency noise component with high accuracy, and reduce the circuit area and power consumption.SOLUTION: An amplification device includes first to third auto-zero amplifiers, and an amplifier sharing auto-zero amplifier that switches between a plurality of operation modes with a switch such as one of the auto-zero amplifiers is in a calibration mode in which a calibration voltage that reduces an offset component and a low frequency noise component of first and second transconductance amplifiers is held by the output of a third transconductance amplifier, and another auto-zero amplifier is in a path 1 mode in which a differential signal is amplified by first and second transconductance amplifiers, and further auto-zero amplifier is in a path 2 mode in which a differential signal is amplified by the first transconductance amplifier.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、増幅装置に関する。 The present invention relates to an amplification device.

増幅器は、センサ信号等の増幅に広く用いられているが、いくつかの応用例では、増幅器内部のオフセット成分及び低周波雑音成分が非常に小さいことを要求される。従来の増幅器では、オフセット成分及び低周波雑音成分がその要求を満たすことができないため、オフセット成分及び低周波雑音成分を低減する手法が多く存在している。 The amplifier is widely used for amplifying a sensor signal or the like, but in some application examples, the offset component and the low frequency noise component inside the amplifier are required to be very small. In the conventional amplifier, since the offset component and the low frequency noise component cannot satisfy the demand, there are many methods for reducing the offset component and the low frequency noise component.

オフセット成分及び低周波雑音成分を低減する手法の一例として、チョッパ安定化増幅器が存在している。チョッパ安定化増幅器は、チョッパ変調器を用いて入力段の増幅器のオフセット成分及び低周波雑音成分のみが高周波帯域に変調するように構成することで、オフセット成分及び低周波雑音成分を低減する手法である。 A chopper-stabilized amplifier exists as an example of a method for reducing an offset component and a low-frequency noise component. The chopper stabilization amplifier is a method of reducing the offset component and the low frequency noise component by configuring the chopper modulator so that only the offset component and the low frequency noise component of the amplifier in the input stage are modulated in the high frequency band. is there.

オフセット成分及び低周波雑音成分を低減する手法の他の例として、オートゼロ増幅器が存在している。オートゼロ増幅器は、内蔵している校正回路によって増幅器のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減する手法である。一般にオートゼロ増幅器は、スイッチによって入出力を切り替え、校正モードと増幅モードとを交互に動作させる。そのため、一つのオートゼロ増幅器だけでは、校正モードの時に信号を増幅することができない。そこで、例えば非特許文献１に開示されているように、二つのオートゼロ増幅器を用意し、一方のオートゼロ増幅器が校正モードの時、もう片方が増幅モードとなり信号を増幅するように構成されたＰｉｎｇ−Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器が採用されている。 An auto-zero amplifier exists as another example of a method for reducing offset components and low-frequency noise components. The auto zero amplifier is a method of reducing the offset component and the low frequency noise component of the amplifier by the built-in calibration circuit. Generally, in an auto-zero amplifier, input / output is switched by a switch, and a calibration mode and an amplification mode are operated alternately. Therefore, it is not possible to amplify the signal in the calibration mode with only one auto-zero amplifier. Therefore, for example, as disclosed in Non-Patent Document 1, two auto-zero amplifiers are prepared, and when one auto-zero amplifier is in the calibration mode, the other is in the amplification mode to amplify the signal. A Pong auto-zero amplifier is used.

以上のように、オフセット成分及び低周波雑音成分を低減する手法の例として、チョッパ安定化増幅器とオートゼロ増幅器とが存在する。しかし、チョッパ安定化増幅器は、オフセット成分及び低周波雑音成分が高周波帯域に変調され、それがリップルノイズとなり、リップルノイズによる高周波雑音成分が生じる課題がある。また、オートゼロ増幅器は、オフセット成分及び低周波雑音成分を低減するような信号を校正回路がサンプリングする必要があるため、サンプリングの際に生じるエイリアシング雑音が発生し、エイリアシング雑音による低周波雑音成分が生じる課題がある。このため、これらの課題を改善するための手法がいくつか存在している。 As described above, there are chopper-stabilized amplifiers and auto-zero amplifiers as examples of methods for reducing offset components and low-frequency noise components. However, the chopper-stabilized amplifier has a problem that an offset component and a low-frequency noise component are modulated in a high-frequency band, which becomes ripple noise, and a high-frequency noise component due to ripple noise is generated. Further, in the auto zero amplifier, since the calibration circuit needs to sample a signal that reduces the offset component and the low frequency noise component, the aliasing noise generated at the time of sampling is generated, and the low frequency noise component due to the aliasing noise is generated. There are challenges. Therefore, there are several methods to improve these problems.

一例として、特許文献１に開示されているように、チョッパ安定化増幅器とＰｉｎｇ−Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器の動作を組み合わせた手法が存在する。この手法では、チョッパ変調器によって高周波帯域に変調される入力段の増幅器のオフセット成分及び低周波雑音成分をフィードバック回路によって大きく低減し、高周波雑音成分を低減させることができる。更に、上記のフィードバック回路を用いてオフセット成分及び低周波雑音成分を低減する手法において、複数のＰｉｎｇ−Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器を用いてより高精度な増幅器を実現することも可能である。この場合、フィードバック回路の初段増幅器と、フィードバック回路を用いてオフセット成分及び低周波雑音成分を低減した増幅器の２段目の増幅器とを、Ｐｉｎｇ−Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器により構成する。 As an example, as disclosed in Patent Document 1, there is a method that combines the operations of a chopper-stabilized amplifier and a Ping-Pong auto-zero amplifier. In this method, the offset component and the low frequency noise component of the amplifier of the input stage modulated in the high frequency band by the chopper modulator can be greatly reduced by the feedback circuit, and the high frequency noise component can be reduced. Further, in the method of reducing the offset component and the low frequency noise component by using the above feedback circuit, it is also possible to realize a more accurate amplifier by using a plurality of Ping-Pong auto-zero amplifiers. In this case, the first-stage amplifier of the feedback circuit and the second-stage amplifier of the amplifier in which the offset component and the low-frequency noise component are reduced by using the feedback circuit are configured by the Ping-Pong auto-zero amplifier.

しかしながら、上記のような複数のＰｉｎｇ−Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器を用いた構成では、４つのオートゼロ増幅器が必要となり、回路面積及び消費電力を増加させてしまう課題がある。 However, in the configuration using a plurality of Ping-Pong auto-zero amplifiers as described above, four auto-zero amplifiers are required, which has a problem of increasing the circuit area and power consumption.

複数のオートゼロ増幅器を用いた他の例として、例えば非特許文献２に開示されているように、並列する２つの増幅経路を３つのオートゼロ増幅器を用いてオートゼロ動作させる手法が存在する。しかし、非特許文献２では、２つの増幅経路の相互コンダクタンス値が同じになってしまうため、設計の自由度が下がってしまう課題をもつ。 As another example using a plurality of auto-zero amplifiers, for example, as disclosed in Non-Patent Document 2, there is a method in which two parallel amplification paths are operated by auto-zero using three auto-zero amplifiers. However, in Non-Patent Document 2, since the mutual conductance values of the two amplification paths are the same, there is a problem that the degree of freedom in design is reduced.

米国特許第６４７６６７１号明細書U.S. Pat. No. 6,476,671

Ion E. Opris and Gregory T.A. Kovacs, “A Rail-to-Rail Ping-Pong Op-Amp”, IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 31, no 9, pp. 1320-1324, Sep. 1996.Ion E. Opris and Gregory T.A. Kovacs, “A Rail-to-Rail Ping-Pong Op-Amp”, IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 31, no 9, pp. 1320-1324, Sep. 1996. Saket Sakunia, Frerik Witte, Michiel Pertijs and Kofi Makinwa, “A Ping-Pong-Pang Current-Feedback Instrumentation Amplifier with 0.04% Gain Error”, IEEE Symposium on VLSI Circuits Digest of Technical Papers, pp. 60-61, Jun. 2011.Saket Sakunia, Frerik Witte, Michiel Pertijs and Kofi Makinwa, “A Ping-Pong-Pang Current-Feedback Instrumentation Amplifier with 0.04% Gain Error”, IEEE Symposium on VLSI Circuits Digest of Technical Papers, pp. 60-61, Jun. 2011 ..

上述したように、増幅回路において、複数のオートゼロ増幅器を用いてより高精度な増幅器を実現しようとすると、回路面積及び消費電力が増加してしまう課題が生じる。また、特許文献１に開示された手法において、フィードバック回路の初段増幅器と、メインの増幅経路の２段目の増幅器とをオートゼロ増幅器により構成する場合、それぞれの増幅経路において適宜相互コンダクタンス値を設定する必要がある。このため、非特許文献２に開示された手法のような並列する２つの増幅経路においてオートゼロ増幅器を切り替える構成を適用することができない。したがって、フィードバック回路を有する複数の増幅経路において、オートゼロ増幅器を用いた高精度化と、回路面積及び消費電力の低減とが求められる。 As described above, in an amplifier circuit, if an attempt is made to realize a more accurate amplifier by using a plurality of auto-zero amplifiers, there arises a problem that the circuit area and power consumption increase. Further, in the method disclosed in Patent Document 1, when the first stage amplifier of the feedback circuit and the second stage amplifier of the main amplification path are configured by the auto-zero amplifier, the transconductance value is appropriately set in each amplification path. There is a need. Therefore, it is not possible to apply a configuration in which the auto-zero amplifier is switched in two parallel amplification paths as in the method disclosed in Non-Patent Document 2. Therefore, in a plurality of amplification paths having a feedback circuit, it is required to improve the accuracy by using an auto-zero amplifier and reduce the circuit area and power consumption.

本発明は、オフセット成分及び低周波雑音成分を高精度に低減するとともに、回路面積及び消費電力を低減させることが可能な増幅装置を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide an amplification device capable of reducing offset components and low-frequency noise components with high accuracy, and reducing circuit area and power consumption.

本発明は、並列に接続された少なくとも３つの増幅器である第１乃至第３のオートゼロ増幅器を備え、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器のそれぞれは、入力信号を増幅する第１の相互コンダクタンス増幅器及び第２の相互コンダクタンス増幅器と、前記第１及び第２の相互コンダクタンス増幅器の入力信号を無信号状態としたときに前記第１及び第２の相互コンダクタンス増幅器の出力を入力する第３の相互コンダクタンス増幅器と、前記第３の相互コンダクタンス増幅器の入力において前記第１及び第２の相互コンダクタンス増幅器のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減する校正電圧を保持するサンプリング容量と、を有し、前記入力信号を前記第１の相互コンダクタンス増幅器及び前記第２の相互コンダクタンス増幅器によって増幅する第１の増幅経路に接続される第１の入力経路及び第１の出力経路と、前記入力信号を前記第１の相互コンダクタンス増幅器によって増幅する第２の増幅経路に接続される第２の入力経路及び第２の出力経路と、前記第１の入力経路及び前記第１の出力経路と、前記第２の入力経路及び前記第２の出力経路との経路切り替えを行うスイッチと、を備え、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器のうち、一つのオートゼロ増幅器が前記サンプリング容量により前記校正電圧を保持する校正モードとなり、他の一つのオートゼロ増幅器が前記入力信号を前記第１の増幅経路において前記第１の相互コンダクタンス増幅器及び前記第２の相互コンダクタンス増幅器によって増幅する経路１モードとなり、さらに他の一つのオートゼロ増幅器が前記入力信号を前記第２の増幅経路において前記第１の相互コンダクタンス増幅器によって増幅する経路２モードとなるように、これら複数の動作モードを前記スイッチにより切り替えるアンプシェアリングオートゼロ増幅器を有する、増幅装置を提供する。 The present invention comprises first to third autozero amplifiers, which are at least three amplifiers connected in parallel, each of the first to third autozero amplifiers being a first mutual conductance amplifier that amplifies an input signal. And the second mutual conductance amplifier and the third mutual conductance which inputs the output of the first and second mutual conductance amplifiers when the input signals of the 1st and 2nd mutual conductance amplifiers are in a no-signal state. The input signal includes an amplifier and a sampling capacitance that holds a calibration voltage that reduces the offset component and low frequency noise component of the first and second mutual conductance amplifiers at the input of the third mutual conductance amplifier. The first input path and the first output path connected to the first amplification path amplified by the first mutual conductance amplifier and the second mutual conductance amplifier, and the input signal to the first mutual The second input path and the second output path connected to the second amplification path amplified by the conductance amplifier, the first input path and the first output path, the second input path and the said. A switch for switching a path with a second output path is provided, and one of the first to third autozero amplifiers is in a calibration mode in which the calibration voltage is held by the sampling capacitance, and the other is set. One auto-zero amplifier is in path 1 mode in which the input signal is amplified by the first mutual conductance amplifier and the second mutual conductance amplifier in the first amplification path, and another auto-zero amplifier is in the path 1 mode. Provided is an amplification device having an amplifier sharing auto-zero amplifier that switches these plurality of operation modes by the switch so that the second amplification path becomes the path 2 mode in which the first mutual conductance amplifier amplifies the signal.

また、本発明は、差動信号が入力される第１の入力端子及び第２の入力端子と、前記入力される差動信号が無信号状態となる同相入力端子と、オン時にスイッチ入力端に入力された信号をスイッチ出力端に出力し、オフ時にスイッチ入力端に入力された信号をスイッチ出力端に出力しない第１乃至第８のスイッチと、前記第１のスイッチ乃至前記第３のスイッチのスイッチ出力端に入力が接続された第１の相互コンダクタンス増幅器と、前記第４のスイッチ及び前記第５のスイッチのスイッチ出力端に入力が接続された第２の相互コンダクタンス増幅器と、前記第６のスイッチのスイッチ出力端に接続されたサンプリング容量と、前記第６のスイッチのスイッチ出力端に入力が接続された第３の相互コンダクタンス増幅器と、前記第８のスイッチのスイッチ出力端に接続された第１の出力端子と、前記第７のスイッチのスイッチ出力端に接続された第２の出力端子と、を備え、前記第１の入力端子が前記第１のスイッチ及び前記第４のスイッチのスイッチ入力端に接続され、前記第２の入力端子が前記第３のスイッチのスイッチ入力端に接続され、前記同相入力端子が前記第２のスイッチ及び前記第５のスイッチのスイッチ入力端に接続され、前記第６のスイッチ乃至前記第８のスイッチのスイッチ入力端が前記第１の相互コンダクタンス増幅器乃至前記第３の相互コンダクタンス増幅器の出力に接続され、前記第２のスイッチ、前記第５のスイッチ、及び前記第６のスイッチがオンとなるとともに、前記第１のスイッチ、前記第３のスイッチ、前記第４のスイッチ、前記第７のスイッチ、及び前記第８のスイッチがオフとなり、前記第１の相互コンダクタンス増幅器及び前記第２の相互コンダクタンス増幅器のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減する校正電圧を前記サンプリング容量に保持する校正モードと、前記第１のスイッチ、前記第４のスイッチ、及び前記第８のスイッチがオンとなるとともに、前記第２のスイッチ、前記第３のスイッチ、前記第５のスイッチ、前記第６のスイッチ、及び前記第７のスイッチがオフとなり、前記校正モードによって前記校正電圧が保持された前記第１の相互コンダクタンス増幅器及び前記第２の相互コンダクタンス増幅器によって前記第１の入力端子に入力される差動信号を増幅し、前記第１の出力端子に出力する経路１モードと、前記第３のスイッチ、前記第５のスイッチ、及び前記第７のスイッチがオンとなるとともに、前記第１のスイッチ、前記第２のスイッチ、前記第４のスイッチ、前記第６のスイッチ、及び前記第８のスイッチがオフとなり、前記校正モードによって前記校正電圧が保持された前記第１の相互コンダクタンス増幅器によって前記第２の入力端子に入力される差動信号を増幅し、前記第２の出力端子に出力する経路２モードと、を有し、前記校正モード、前記経路１モード、及び前記経路２モードを、前記第１のスイッチ乃至前記第８のスイッチのオンオフによって切り替えるオートゼロ増幅器を備える、増幅装置を提供する。 Further, in the present invention, the first input terminal and the second input terminal into which the differential signal is input, the in-phase input terminal in which the input differential signal is in a no-signal state, and the switch input terminal when the differential signal is turned on. The first to eighth switches that output the input signal to the switch output end and do not output the signal input to the switch input end to the switch output end when off, and the first switch to the third switch. A first mutual conductance amplifier having an input connected to the switch output end, a second mutual conductance amplifier having an input connected to the switch output end of the fourth switch and the fifth switch, and the sixth A sampling capacitance connected to the switch output end of the switch, a third mutual conductance amplifier having an input connected to the switch output end of the sixth switch, and a third connected to the switch output end of the eighth switch. The output terminal 1 and the second output terminal connected to the switch output end of the seventh switch are provided, and the first input terminal is the switch input of the first switch and the fourth switch. Connected to the end, the second input terminal is connected to the switch input end of the third switch, the in-phase input terminal is connected to the switch input end of the second switch and the fifth switch, and the said. The switch input end of the sixth switch to the eighth switch is connected to the output of the first mutual conductance amplifier to the third mutual conductance amplifier, and the second switch, the fifth switch, and the said. As the sixth switch turns on, the first switch, the third switch, the fourth switch, the seventh switch, and the eighth switch turn off, and the first mutual conductance A calibration mode in which the calibration voltage for reducing the offset component and the low frequency noise component of the amplifier and the second mutual conductance amplifier is held in the sampling capacitance, the first switch, the fourth switch, and the eighth switch. When the switch is turned on, the second switch, the third switch, the fifth switch, the sixth switch, and the seventh switch are turned off, and the calibration voltage is held by the calibration mode. The path 1 mode in which the differential signal input to the first input terminal is amplified by the first mutual conductance amplifier and the second mutual conductance amplifier and output to the first output terminal, and the above. Third switch, the fifth switch When the 7th switch and the 7th switch are turned on, the 1st switch, the 2nd switch, the 4th switch, the 6th switch, and the 8th switch are turned off, and the calibration is performed. There is a path 2 mode in which the differential signal input to the second input terminal is amplified by the first transconductance amplifier in which the calibration voltage is held by the mode and output to the second output terminal. The present invention provides an amplification device including an auto-zero amplifier that switches the calibration mode, the path 1 mode, and the path 2 mode by turning on / off the first switch or the eighth switch.

また、本発明は、上記の増幅装置であって、前記オートゼロ増幅器の構成を含む第１乃至第３のオートゼロ増幅器を備え、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器の内の一つが前記経路１モードの時、他の一つが前記経路２モードとなり、さらに他の一つが前記校正モードとなるように、前記第１のスイッチ乃至前記第８のスイッチによって動作モードを切り替える機能を有し、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器のそれぞれの前記第１の入力端子が接続された第１の入力経路と、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器のそれぞれの前記第２の入力端子が接続された第２の入力経路と、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器のそれぞれの前記第１の出力端子が接続された第１の出力経路と、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器のそれぞれの前記第２の出力端子が接続された第２の出力経路と、を有するアンプシェアリングオートゼロ増幅器を備える、増幅装置を提供する。 Further, the present invention includes the first to third autozero amplifiers including the configuration of the autozero amplifier, and one of the first to third autozero amplifiers is the path 1 mode. At this time, the other one has a function of switching the operation mode by the first switch to the eighth switch so that the other one becomes the path 2 mode and the other one becomes the calibration mode. A first input path to which the first input terminal of each of the third auto-zero amplifiers is connected and a second input path to which the second input terminal of each of the first to third auto-zero amplifiers is connected are connected. The input path, the first output path to which the first output terminal of each of the first to third autozero amplifiers is connected, and the second of the first to third autozero amplifiers, respectively. Provided is an amplification device including an amplifier sharing auto-zero amplifier having a second output path to which an output terminal is connected.

また、本発明は、上記の増幅装置であって、前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器は、前記動作モードの組み合わせとして、前記第１のオートゼロ増幅器が前記校正モードであり、前記第２のオートゼロ増幅器が前記経路２モードであり、前記第３のオートゼロ増幅器が前記経路１モードであるフェイズ１と、前記第１のオートゼロ増幅器が前記経路１モードであり、前記第２のオートゼロ増幅器が前記経路２モードであり、前記第３のオートゼロ増幅器が前記校正モードであるフェイズ２と、前記第１のオートゼロ増幅器が前記経路１モードであり、前記第２のオートゼロ増幅器が前記校正モードであり、前記第３のオートゼロ増幅器が前記経路２モードであるフェイズ３と、前記第１のオートゼロ増幅器が前記校正モードであり、前記第２のオートゼロ増幅器が前記経路１モードであり、前記第３のオートゼロ増幅器が前記経路２モードであるフェイズ４と、前記第１のオートゼロ増幅器が前記経路２モードであり、前記第２のオートゼロ増幅器が前記経路１モードであり、前記第３のオートゼロ増幅器が前記校正モードであるフェイズ５と、前記第１のオートゼロ増幅器が前記経路２モードであり、前記第２のオートゼロ増幅器が前記校正モードであり、前記第３のオートゼロ増幅器が前記経路１モードであるフェイズ６と、を有し、複数のフェイズを時系列に切り替える、増幅装置を提供する。 Further, the present invention is the above-mentioned amplification device, in which the first auto-zero amplifier is the calibration mode and the second auto-zero amplifier is the combination of the operation modes. Phase 1 in which the third auto-zero amplifier is the path 1 mode, the first auto-zero amplifier is the path 1 mode, and the second auto-zero amplifier is the path 2 mode. Phase 2, the third auto-zero amplifier is in the calibration mode, the first auto-zero amplifier is in the path 1 mode, the second auto-zero amplifier is in the calibration mode, and the third auto-zero amplifier is in the calibration mode. Phase 3 is the path 2 mode, the first autozero amplifier is the calibration mode, the second autozero amplifier is the path 1 mode, and the third autozero amplifier is the path 2 mode. In Phase 4, the first autozero amplifier is in the path 2 mode, the second autozero amplifier is in the path 1 mode, and the third autozero amplifier is in the calibration mode. The first auto-zero amplifier has the path 2 mode, the second auto-zero amplifier has the calibration mode, and the third auto-zero amplifier has a phase 6 which is the path 1 mode, and has a plurality of phases. Provide an amplification device that switches the time series.

また、本発明は、上記の増幅装置であって、前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器は、前記フェイズ１乃至前記フェイズ６を順に切り替える周期的なスイッチ駆動クロックによって前記複数のフェイズを切り替える、増幅装置を提供する。 Further, the present invention provides the above-mentioned amplification device, wherein the amplifier sharing auto-zero amplifier switches the plurality of phases by a periodic switch drive clock that sequentially switches the phases 1 to 6. To do.

また、本発明は、上記の増幅装置であって、前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器は、前記フェイズ１、前記フェイズ３、及び前記フェイズ５を順に切り替える周期的なスイッチ駆動クロックによって前記複数のフェイズを切り替える、増幅装置を提供する。 Further, the present invention is the above-mentioned amplification device, and the amplifier sharing auto-zero amplifier switches the plurality of phases by a periodic switch drive clock that sequentially switches the phase 1, the phase 3, and the phase 5. , Provide an amplification device.

また、本発明は、上記の増幅装置であって、前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器は、前記フェイズ４、前記フェイズ６、及び前記フェイズ２を順に切り替える周期的なスイッチ駆動クロックによって前記複数のフェイズを切り替える、増幅装置を提供する。 Further, the present invention is the above-mentioned amplification device, and the amplifier sharing auto-zero amplifier switches the plurality of phases by a periodic switch drive clock that sequentially switches the phase 4, the phase 6, and the phase 2. , Provide an amplification device.

また、本発明は、上記いずれかに記載のアンプシェアリングオートゼロ増幅器を有し、入力される差動信号を高周波帯域に変調する第１のチョッパ変調器と、前記第１のチョッパ変調器の出力を増幅する第１の増幅器と、前記第１の増幅器の出力の信号成分を復調し、オフセット成分及び低周波雑音成分を高周波帯域に変調する第２のチョッパ変調器と、前記第２のチョッパ変調器の出力を増幅する第２の増幅器と、前記第１の増幅器と前記第２のチョッパ変調器との間に入出力が接続され、前記第１の増幅器の出力を負帰還して前記第１の増幅器において発生するオフセット成分及び低周波雑音成分を低減するノイズリダクションループ回路と、を備え、前記ノイズリダクションループ回路は、入出力が負帰還構成となるよう接続され、前記ノイズリダクションループ回路の差動入力信号を増幅する第３の増幅器と、前記第３の増幅器の出力の高周波信号成分を低減するフィルタ回路と、前記フィルタ回路の出力を増幅する第４の増幅器と、を有し、前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器の動作モードの切り替えによって前記第２の増幅器と前記第３の増幅器とを切り替えて機能させる、増幅装置を提供する。 Further, the present invention has the amplifier sharing auto-zero amplifier according to any one of the above, and has a first chopper modulator that modulates an input differential signal in a high frequency band, and an output of the first chopper modulator. A first amplifier that amplifies the above, a second chopper modulator that demolishes the signal component of the output of the first amplifier, and modulates the offset component and the low frequency noise component in the high frequency band, and the second chopper modulation. The input / output is connected between the second amplifier that amplifies the output of the device, the first amplifier, and the second chopper modulator, and the output of the first amplifier is negatively fed back to the first amplifier. The noise reduction loop circuit is provided with a noise reduction loop circuit for reducing an offset component and a low frequency noise component generated in the amplifier, and the noise reduction loop circuit is connected so that the input and output have a negative feedback configuration, and the difference between the noise reduction loop circuits. The amplifier has a third amplifier that amplifies the dynamic input signal, a filter circuit that reduces the high frequency signal component of the output of the third amplifier, and a fourth amplifier that amplifies the output of the filter circuit. In the sharing auto-zero amplifier, an amplification device for switching between the second amplifier and the third amplifier to function by switching the operation mode of the first to third auto-zero amplifiers is provided.

また、本発明は、上記いずれかに記載のアンプシェアリングオートゼロ増幅器を有し、入力される差動信号を高周波帯域に変調する第１のチョッパ変調器と、前記第１のチョッパ変調器の出力を増幅する第１の増幅器と、前記第１の増幅器の出力の信号成分を復調し、オフセット成分及び低周波雑音成分を高周波帯域に変調する第２のチョッパ変調器と、前記第２のチョッパ変調器の出力を増幅する第２の増幅器と、前記第１の増幅器の出力に出力が接続され、前記第２のチョッパ変調器の出力に入力が接続され、前記第１の増幅器の出力を負帰還して前記第１の増幅器において発生するオフセット成分及び低周波雑音成分を低減するオートコレクションフィードバック回路と、を備え、前記オートコレクションフィードバック回路は、入出力が負帰還構成となるよう接続され、前記オートコレクションフィードバック回路の差動入力信号を増幅する第３の増幅器と、前記第３の増幅器の出力の高周波雑音成分を直流成分及び低周波雑音成分に復調する第３のチョッパ変調器と、前記第３のチョッパ変調器の出力の高周波信号成分を低減するフィルタ回路と、前記フィルタ回路の出力を増幅する第４の増幅器と、を有し、前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器の動作モードの切り替えによって前記第２の増幅器と前記第３の増幅器とを切り替えて機能させる、増幅装置を提供する。 Further, the present invention has the amplifier sharing auto-zero amplifier according to any one of the above, and has a first chopper modulator that modulates an input differential signal in a high frequency band, and an output of the first chopper modulator. A first amplifier that amplifies the above, a second chopper modulator that demolishes the signal component of the output of the first amplifier, and modulates the offset component and the low frequency noise component in the high frequency band, and the second chopper modulation. The output is connected to the output of the second amplifier that amplifies the output of the device and the output of the first amplifier, the input is connected to the output of the second chopper modulator, and the output of the first amplifier is negatively fed back. The auto-collection feedback circuit is provided with an auto-collection feedback circuit that reduces an offset component and a low-frequency noise component generated in the first amplifier, and the auto-collection feedback circuit is connected so that the input and output have a negative feedback configuration. A third amplifier that amplifies the differential input signal of the collection feedback circuit, a third chopper modulator that demolishes the high-frequency noise component of the output of the third amplifier into a DC component and a low-frequency noise component, and the third chopper modulator. A filter circuit that reduces the high-frequency signal component of the output of the chopper modulator and a fourth amplifier that amplifies the output of the filter circuit. Provided is an amplification device that switches between the second amplifier and the third amplifier to function by switching the operation mode of the auto-zero amplifier.

また、本発明は、上記いずれかに記載のアンプシェアリングオートゼロ増幅器を有し、入力される差動信号を高周波帯域に変調する第１のチョッパ変調器と、前記第１のチョッパ変調器の出力を増幅する第１の増幅器と、前記第１の増幅器の出力の信号成分を復調し、オフセット成分及び低周波雑音成分を高周波帯域に変調する第２のチョッパ変調器と、前記第２のチョッパ変調器の出力を増幅する第２の増幅器と、前記第１の増幅器の出力に出力が接続され、前記第２のチョッパ変調器の出力に入力が接続され、前記第１の増幅器の出力を負帰還して前記第１の増幅器において発生するオフセット成分及び低周波雑音成分を低減するリップルリダクションループ回路と、を備え、前記リップルリダクションループ回路は、入出力が負帰還構成となるよう接続され、前記リップルリダクションループ回路の入力の高周波雑音成分を取り出すカップリング容量と、前記カップリング容量の出力の差動電流信号を差動電圧信号に変換する抵抗と、前記抵抗によって変換された差動電圧信号を増幅する第３の増幅器と、前記第３の増幅器の出力の高周波雑音成分を直流成分及び低周波雑音成分に復調する第３のチョッパ変調器と、前記第３のチョッパ変調器の出力の高周波信号成分を低減するフィルタ回路と、前記フィルタ回路の出力を増幅する第４の増幅器と、を有し、前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器の動作モードの切り替えによって前記第２の増幅器と前記第３の増幅器とを切り替えて機能させる、増幅装置を提供する。 Further, the present invention has the amplifier sharing auto-zero amplifier according to any one of the above, and has a first chopper modulator that modulates an input differential signal in a high frequency band, and an output of the first chopper modulator. A first amplifier that amplifies the above, a second chopper modulator that demolishes the signal component of the output of the first amplifier, and modulates the offset component and the low frequency noise component in the high frequency band, and the second chopper modulation. The output is connected to the output of the second amplifier that amplifies the output of the device and the output of the first amplifier, the input is connected to the output of the second chopper modulator, and the output of the first amplifier is negatively fed back. The ripple reduction loop circuit for reducing the offset component and the low frequency noise component generated in the first amplifier is provided, and the ripple reduction loop circuit is connected so that the input and output have a negative feedback configuration, and the ripple is provided. Amplifies the coupling capacitance that extracts the high-frequency noise component of the input of the reduction loop circuit, the resistor that converts the differential current signal of the output of the coupling capacitance into a differential voltage signal, and the differential voltage signal converted by the resistor. A third amplifier, a third chopper modulator that demolishes the high-frequency noise component of the output of the third amplifier into a DC component and a low-frequency noise component, and a high-frequency signal component of the output of the third chopper modulator. A fourth amplifier that amplifies the output of the filter circuit, and the amplifier sharing auto-zero amplifier has the first to third auto-zero amplifiers by switching the operation mode of the first to third auto-zero amplifiers. Provided is an amplification device that switches between the second amplifier and the third amplifier to function.

また、本発明は、上記の増幅装置であって、前記第１乃至第４の増幅器は、相互コンダクタンス増幅器を含む、増幅装置を提供する。 The present invention also provides the above-mentioned amplification device, wherein the first to fourth amplifiers include a transconductance amplifier.

また、本発明は、上記の増幅装置であって、前記第２の増幅器は、入力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の前記第１の入力経路に接続され、出力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の第１の出力経路に接続され、入力信号を前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において前記経路１モードとなった前記第１乃至第３のいずれかのオートゼロ増幅器が増幅する主経路の増幅器であり、前記第２の増幅器の位相補償を行う位相補償回路を備え、前記第３の増幅器は、入力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の前記第２の入力経路に接続され、出力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の第２の出力経路に接続され、入力信号を前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において前記経路２モードとなった前記第１乃至第３のいずれかのオートゼロ増幅器が増幅するフィードバックループの増幅器である、増幅装置を提供する。 Further, the present invention is the above-mentioned amplification device, in which the input of the second amplifier is connected to the first input path of the amplifier-sharing auto-zero amplifier, and the output of the second amplifier is the first of the amplifier-sharing auto-zero amplifier. This is a main path amplifier that is connected to the output path of 1 and amplifies the input signal by any of the first to third auto-zero amplifiers that has entered the path 1 mode in the amplifier sharing auto-zero amplifier. In the third amplifier, the input is connected to the second input path of the amplifier sharing auto zero amplifier, and the output is the second of the amplifier sharing auto zero amplifier. Provided is an amplification device which is a feedback loop amplifier which is connected to the output path of the above and amplifies an input signal by the first to third auto-zero amplifiers which are in the path 2 mode in the amplifier sharing auto-zero amplifier. To do.

また、本発明は、上記の増幅装置であって、前記第２の増幅器は、入力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の前記第２の入力経路に接続され、出力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の第２の出力経路に接続され、入力信号を前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において前記経路２モードとなった前記第１乃至第３のいずれかのオートゼロ増幅器が増幅する主経路の増幅器であり、前記第２の増幅器の位相補償を行う位相補償回路を備え、前記第３の増幅器は、入力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の前記第１の入力経路に接続され、出力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の第１の出力経路に接続され、入力信号を前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において前記経路１モードとなった前記第１乃至第３のいずれかのオートゼロ増幅器が増幅するフィードバックループの増幅器である、増幅装置を提供する。 Further, the present invention is the above-mentioned amplification device, in which the input of the second amplifier is connected to the second input path of the amplifier-sharing auto-zero amplifier, and the output of the second amplifier is the first of the amplifier-sharing auto-zero amplifier. This is a main path amplifier that is connected to the output path 2 and amplifies the input signal by any of the first to third autozero amplifiers that are in the path 2 mode in the amplifier sharing autozero amplifier. In the third amplifier, the input is connected to the first input path of the amplifier sharing auto zero amplifier, and the output is the first of the amplifier sharing auto zero amplifier. Provided is an amplification device which is a feedback loop amplifier which is connected to the output path of the above and amplifies an input signal by the first to third auto-zero amplifiers which are in the path 1 mode in the amplifier sharing auto-zero amplifier. To do.

また、本発明は、上記の増幅装置であって、前記フィルタ回路は、増幅器と容量とを有して構成される積分回路を含み、前記第３の増幅器の出力の低周波信号成分を増幅し、高周波信号成分を低減する、増幅装置を提供する。 Further, the present invention is the above-mentioned amplification device, wherein the filter circuit includes an integrator circuit including an amplifier and a capacitance, and amplifies a low-frequency signal component of the output of the third amplifier. , Provide an amplification device that reduces high frequency signal components.

本発明によれば、オフセット成分及び低周波雑音成分を高精度に低減するとともに、回路面積及び消費電力を低減させることが可能な増幅装置を提供できる。 According to the present invention, it is possible to provide an amplification device capable of reducing offset components and low-frequency noise components with high accuracy, and reducing circuit area and power consumption.

第１の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the amplifier circuit of 1st Embodiment. 第１の実施形態におけるオートゼロ増幅器の動作例として、校正モードにおけるスイッチの接続状態を示す図である。As an operation example of the auto zero amplifier in the 1st Embodiment, it is a figure which shows the connection state of the switch in the calibration mode. 第１の実施形態におけるオートゼロ増幅器の動作例として、経路１モードにおけるスイッチの接続状態を示す図である。As an operation example of the auto-zero amplifier in the first embodiment, it is a figure which shows the connection state of the switch in the path 1 mode. 第１の実施形態におけるオートゼロ増幅器の動作例として、経路２モードにおけるスイッチの接続状態を示す図である。As an operation example of the auto-zero amplifier in the first embodiment, it is a figure which shows the connection state of the switch in the path 2 mode. 第１の実施形態の増幅回路におけるクロック信号の動作波形の第１例を示す図である。It is a figure which shows the 1st example of the operation waveform of the clock signal in the amplifier circuit of 1st Embodiment. 第１の実施形態の増幅回路におけるクロック信号の動作波形の第２例を示す図である。It is a figure which shows the 2nd example of the operation waveform of the clock signal in the amplifier circuit of 1st Embodiment. 第１の実施形態の増幅回路におけるクロック信号の動作波形の第３例を示す図である。It is a figure which shows the 3rd example of the operation waveform of the clock signal in the amplifier circuit of 1st Embodiment. 第２の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the amplifier circuit of 2nd Embodiment. 第２の実施形態の増幅回路におけるアンプシェアリングオートゼロ増幅器を模式的に示した機能説明図である。It is a function explanatory drawing which shows typically the amplifier sharing auto zero amplifier in the amplifier circuit of the 2nd Embodiment. 第２の実施形態の増幅回路の構成をより具体的に示した図である。It is a figure which showed the structure of the amplifier circuit of 2nd Embodiment more concretely. 第３の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the amplifier circuit of 3rd Embodiment. 第４の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the amplifier circuit of 4th Embodiment. 第５の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the amplifier circuit of 5th Embodiment. 第６の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the amplifier circuit of 6th Embodiment. 第７の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the amplifier circuit of 7th Embodiment. チョッパ安定化増幅器を用いた増幅回路の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the amplifier circuit which used the chopper stabilization amplifier. 図１６の増幅回路による信号成分、雑音成分及びオフセット成分の時間波形と周波数特性の一例を示す特性図である。It is a characteristic diagram which shows an example of the time waveform and the frequency characteristic of the signal component, the noise component and the offset component by the amplifier circuit of FIG. ノイズリダクションループ回路を用いた増幅回路の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the amplifier circuit which used the noise reduction loop circuit. 図１８の増幅回路による信号成分、雑音成分及びオフセット成分の時間波形と周波数特性の一例を示す特性図である。It is a characteristic diagram which shows an example of the time waveform and the frequency characteristic of the signal component, the noise component and the offset component by the amplifier circuit of FIG. 図１８の増幅回路において出力段の増幅器にＰｉｎｇ−Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器を用いた増幅回路の構成例を示す図である。It is a figure which shows the configuration example of the amplifier circuit which used the Ping-Pong auto zero amplifier as the amplifier of an output stage in the amplifier circuit of FIG. 図２０の増幅回路におけるクロック信号の動作波形の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the operation waveform of the clock signal in the amplifier circuit of FIG.

以下、本発明に係る増幅装置を具体的に開示した実施形態（以下、「本実施形態」という）について、図面を参照して詳細に説明する。 Hereinafter, an embodiment in which the amplification device according to the present invention is specifically disclosed (hereinafter, referred to as “the present embodiment”) will be described in detail with reference to the drawings.

（本実施形態の内容に至る経緯）
本実施形態に至る経緯を説明するために、チョッパ変調器及びオートゼロ増幅器（Autozeroing Amplifier）を用いたチョッパ安定化増幅器を含む増幅装置の構成例を用いる。 (Background to the contents of this embodiment)
In order to explain the process leading to this embodiment, a configuration example of an amplifier device including a chopper modulator and a chopper-stabilized amplifier using an autozeroing amplifier will be used.

図１６は、チョッパ安定化増幅器を用いた増幅回路の構成例を示す図である。図１６では基本的なチョッパ安定化増幅器の構成を示している。チョッパ安定化増幅器は、チョッパ変調器１００１、増幅器１００２、チョッパ変調器１００３を備える。図１６の構成において、増幅器１００２にはオフセット成分（Ｖoffset）及び低周波雑音成分（１／ｆ noise）が発生する。そこで、チョッパ変調器１００１によって低周波帯域の信号成分を増幅器１００２のオフセット成分及び低周波雑音成分が少ない高周波帯域に変調し、増幅器１００２にて増幅した後、チョッパ変調器１００３によって高周波帯域の信号成分を低周波帯域に復調する。これにより、チョッパ安定化増幅器の全体のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減する。しかし、チョッパ変調器１００３によって高周波帯域に変調されたオフセット成分及び低周波雑音成分はリップルノイズとなり、高周波雑音成分が発生する課題が生じる。 FIG. 16 is a diagram showing a configuration example of an amplifier circuit using a chopper-stabilized amplifier. FIG. 16 shows the configuration of a basic chopper-stabilized amplifier. The chopper stabilization amplifier includes a chopper modulator 1001, an amplifier 1002, and a chopper modulator 1003. In the configuration of FIG. 16, an offset component (Voffset) and a low-frequency noise component (1 / f noise) are generated in the amplifier 1002. Therefore, the signal component in the low frequency band is modulated by the chopper modulator 1001 into the high frequency band where the offset component and the low frequency noise component of the amplifier 1002 are small, amplified by the amplifier 1002, and then the signal component in the high frequency band is amplified by the chopper modulator 1003. To the low frequency band. This reduces the overall offset component and low frequency noise component of the chopper-stabilized amplifier. However, the offset component and the low frequency noise component modulated in the high frequency band by the chopper modulator 1003 become ripple noise, which causes a problem that a high frequency noise component is generated.

図１７は、図１６の増幅回路による信号成分、雑音成分及びオフセット成分の時間波形と周波数特性の一例を示す特性図である。図１７では、信号成分、雑音成分、オフセット成分のそれぞれについて、時間波形と周波数分布の変化過程のイメージを示している。図１７において、上段は時間波形、下段は周波数特性をそれぞれ示している。チョッパ変調器１００１及びチョッパ変調器１００３のチョッパ周波数をｆｃｈとする。信号成分は、一度チョッパ変調器１００１によって高周波帯域に変調された後に、増幅器１００２にて増幅され、増幅器１００２のオフセット成分及び低周波雑音成分が加算される。その後、チョッパ変調器１００３を通すことにより信号成分は復調され、オフセット成分及び低周波雑音成分は高周波帯域に変調される。 FIG. 17 is a characteristic diagram showing an example of the time waveform and frequency characteristics of the signal component, the noise component, and the offset component by the amplifier circuit of FIG. FIG. 17 shows an image of the change process of the time waveform and the frequency distribution for each of the signal component, the noise component, and the offset component. In FIG. 17, the upper row shows the time waveform, and the lower row shows the frequency characteristics. Let the chopper frequency of the chopper modulator 1001 and the chopper modulator 1003 be fch. The signal component is once modulated in the high frequency band by the chopper modulator 1001, then amplified by the amplifier 1002, and the offset component and the low frequency noise component of the amplifier 1002 are added. After that, the signal component is demodulated by passing through the chopper modulator 1003, and the offset component and the low frequency noise component are modulated in the high frequency band.

このように、チョッパ安定化増幅器は、オフセット成分及び低周波雑音成分を高周波帯域に変調することによってリップルノイズが発生してしまうため、低雑音化を図るためには、リップルノイズの原因となるオフセット成分及び低周波雑音成分を低減する必要がある。オフセット成分及び低周波雑音成分を低減するため、発明者は、以下に示すようなノイズリダクションループ（Noise Reduction Loop）回路を有する増幅回路を見出した。 In this way, the chopper-stabilized amplifier generates ripple noise by modulating the offset component and the low-frequency noise component in the high-frequency band. Therefore, in order to reduce the noise, the offset that causes the ripple noise It is necessary to reduce the components and low frequency noise components. In order to reduce the offset component and the low frequency noise component, the inventor has found an amplifier circuit having a noise reduction loop circuit as shown below.

図１８は、ノイズリダクションループ回路を用いた増幅回路の構成例を示す図である。図１８の増幅回路は、差動入力の入力端より入力される入力信号Ｖｉｎを高周波帯域に変調するチョッパ変調器１０１と、チョッパ変調器１０１の出力を増幅する相互コンダクタンス増幅器１０２とを備える。また、増幅回路は、相互コンダクタンス増幅器１０２の出力の信号成分を低周波帯域に復調し、オフセット成分及び低周波雑音成分を高周波帯域に変調するチョッパ変調器１０３と、チョッパ変調器１０３にて復調された信号成分を増幅する増幅器１２０とを備える。増幅器１２０の出力が増幅回路の出力端となり、出力信号Ｖｏｕｔが出力される。また、増幅回路は、相互コンダクタンス増幅器１０２とチョッパ変調器１０３との間に、相互コンダクタンス増幅器１０２の出力に負帰還構成となるように入出力が接続されたノイズリダクションループ回路１１０を備える。 FIG. 18 is a diagram showing a configuration example of an amplifier circuit using a noise reduction loop circuit. The amplifier circuit of FIG. 18 includes a chopper modulator 101 that modulates the input signal Vin input from the input terminal of the differential input in a high frequency band, and a mutual conductance amplifier 102 that amplifies the output of the chopper modulator 101. Further, the amplifier circuit is demodulated by the chopper modulator 103 that demodulates the signal component of the output of the mutual conductance amplifier 102 to the low frequency band and modulates the offset component and the low frequency noise component to the high frequency band, and the chopper modulator 103. It is provided with an amplifier 120 that amplifies the signal component. The output of the amplifier 120 becomes the output end of the amplifier circuit, and the output signal Vout is output. Further, the amplifier circuit includes a noise reduction loop circuit 110 in which inputs and outputs are connected between the transconductance amplifier 102 and the chopper modulator 103 so as to have a negative feedback configuration on the output of the transconductance amplifier 102.

ノイズリダクションループ回路１１０は、高周波帯域に変調された信号成分を増幅する相互コンダクタンス増幅器１０２のオフセット成分及び低周波雑音成分を、チョッパ変調器１０３が高周波帯域に変調する前にフィードバックして低減する回路である。この構成により、ノイズリダクションループ回路１１０は、チョッパ変調器１０３の出力に発生するリップルノイズを低減する機能を有する。本明細書では、このような雑音低減機能を有する負帰還ループのフィードバック回路をノイズリダクションループ回路と呼ぶことにする。 The noise reduction loop circuit 110 is a circuit that feeds back and reduces the offset component and the low frequency noise component of the mutual conductance amplifier 102 that amplifies the signal component modulated in the high frequency band before the chopper modulator 103 modulates the signal component in the high frequency band. Is. With this configuration, the noise reduction loop circuit 110 has a function of reducing ripple noise generated at the output of the chopper modulator 103. In the present specification, the feedback circuit of the negative feedback loop having such a noise reduction function will be referred to as a noise reduction loop circuit.

ノイズリダクションループ回路１１０は、ノイズリダクションループ回路１１０の入力を増幅するＰｉｎｇ−Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器１１１と、Ｐｉｎｇ−Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器１１１の出力の高周波信号成分を低減するフィルタ回路１１２（Filter）と、フィルタ回路１１２の出力を増幅する相互コンダクタンス増幅器１１３とを有する構成である。 The noise reduction loop circuit 110 includes a Ping-Pong auto-zero amplifier 111 that amplifies the input of the noise reduction loop circuit 110, a filter circuit 112 (Filter) that reduces the high-frequency signal component of the output of the Ping-Pong auto-zero amplifier 111, and a filter circuit. It is configured to have a mutual conductance amplifier 113 that amplifies the output of 112.

ノイズリダクションループ回路１１０の入力段において、オートゼロ増幅器としてＰｉｎｇ−Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器１１１を用いることで、ノイズリダクションループ回路１１０の入力信号をオフセット成分及び低周波雑音成分の影響を少なくして増幅する。Ｐｉｎｇ−Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器１１１の出力は、フィルタ回路１１２によって高周波帯域が低減されることによって、ノイズリダクションループ回路１１０が増幅回路のチョッパ変調器１０１によって高周波帯域に変調された入力信号の増幅に与える影響を低減する。フィルタ回路１１２の出力は、相互コンダクタンス増幅器１１３によって増幅されノイズリダクションループ回路１１０の出力部に出力される。 By using the Ping-Pong auto-zero amplifier 111 as the auto-zero amplifier in the input stage of the noise reduction loop circuit 110, the input signal of the noise reduction loop circuit 110 is amplified with less influence of the offset component and the low-frequency noise component. The output of the Ping-Pong auto-zero amplifier 111 has an effect on the amplification of the input signal modulated in the high frequency band by the chopper modulator 101 of the amplifier circuit by the noise reduction loop circuit 110 by reducing the high frequency band by the filter circuit 112. To reduce. The output of the filter circuit 112 is amplified by the mutual conductance amplifier 113 and output to the output section of the noise reduction loop circuit 110.

図１９は、図１８の増幅回路による信号成分、雑音成分及びオフセット成分の時間波形と周波数特性の一例を示す特性図である。図１９では、信号成分、雑音成分、オフセット成分のそれぞれについて、時間波形と周波数分布の変化過程のイメージを示している。図１９において、上段は時間波形、下段は周波数特性をそれぞれ示している。チョッパ変調器１０１及びチョッパ変調器１０３のチョッパ周波数をｆｃｈとする。 FIG. 19 is a characteristic diagram showing an example of the time waveform and frequency characteristics of the signal component, the noise component, and the offset component by the amplifier circuit of FIG. FIG. 19 shows an image of the change process of the time waveform and the frequency distribution for each of the signal component, the noise component, and the offset component. In FIG. 19, the upper row shows the time waveform, and the lower row shows the frequency characteristics. Let the chopper frequency of the chopper modulator 101 and the chopper modulator 103 be fch.

信号成分は、一度チョッパ変調器１０１によって高周波帯域に変調された後に、相互コンダクタンス増幅器１０２にて増幅される。このとき、相互コンダクタンス増幅器１０２のオフセット成分及び低周波雑音成分が加算されるが、このオフセット成分及び低周波雑音成分は、図中の破線→実線で示すように、ノイズリダクションループ回路１１０によって低減される。その後、チョッパ変調器１０３を通すことにより信号成分は復調され、低減されたオフセット成分及び低周波雑音成分は高周波帯域に変調される。そして、復調された信号成分は増幅器１２０にて増幅されて出力される。このように、チョッパ安定化増幅器は、オフセット成分及び低周波雑音成分を高周波帯域に変調することによってリップルノイズが発生してしまうが、ノイズリダクションループ回路１１０を用いることで、リップルノイズの原因となるオフセット成分及び低周波雑音成分を低減することができる。このため、増幅器１２０の出力において、増幅回路の出力として最終的に出力されるリップルノイズが低減される。 The signal component is once modulated in the high frequency band by the chopper modulator 101 and then amplified by the transconductance amplifier 102. At this time, the offset component and the low frequency noise component of the transconductance amplifier 102 are added, and the offset component and the low frequency noise component are reduced by the noise reduction loop circuit 110 as shown by the broken line → solid line in the figure. To. After that, the signal component is demodulated by passing through the chopper modulator 103, and the reduced offset component and the low frequency noise component are modulated in the high frequency band. Then, the demodulated signal component is amplified by the amplifier 120 and output. In this way, the chopper-stabilized amplifier generates ripple noise by modulating the offset component and the low-frequency noise component in the high-frequency band, but by using the noise reduction loop circuit 110, it causes ripple noise. The offset component and the low frequency noise component can be reduced. Therefore, at the output of the amplifier 120, the ripple noise that is finally output as the output of the amplifier circuit is reduced.

ここで、増幅回路のさらなる高精度化を図るため、図１８の増幅回路の構成を一部変更し、チョッパ変調器１０３の後段に設ける出力段の増幅器１２０においてＰｉｎｇ−Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器を用いることも可能である。 Here, in order to further improve the accuracy of the amplifier circuit, the configuration of the amplifier circuit of FIG. 18 may be partially changed, and a Ping-Pong auto-zero amplifier may be used in the amplifier 120 of the output stage provided after the chopper modulator 103. It is possible.

図２０は、図１８の増幅回路において出力段の増幅器にＰｉｎｇ−Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器を用いた増幅回路の構成例を示す図である。図２０の増幅回路は、ノイズリダクションループ回路１１０において２つのオートゼロ増幅回路２１０、２２０によるＰｉｎｇ−Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器１１１を有するとともに、チョッパ変調器１０３の後段の二段目の増幅器１２０において、２つのオートゼロ増幅回路４１０、４２０によるＰｉｎｇ−Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器１２４を備える。このように二段目の増幅器１２０にＰｉｎｇ−Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器１２４を用いることにより、出力段のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減してより高精度な増幅が可能になる。 FIG. 20 is a diagram showing a configuration example of an amplifier circuit using a Ping-Pong auto-zero amplifier as an amplifier in the output stage in the amplifier circuit of FIG. The amplifier circuit of FIG. 20 has a Ping-Pong auto-zero amplifier 111 by two auto-zero amplifier circuits 210 and 220 in the noise reduction loop circuit 110, and two auto-zeros in the second-stage amplifier 120 after the chopper modulator 103. A Ping-Pong auto-zero amplifier 124 with amplifier circuits 410 and 420 is provided. By using the Ping-Pong auto-zero amplifier 124 for the second-stage amplifier 120 in this way, the offset component and the low-frequency noise component of the output stage are reduced, and more accurate amplification becomes possible.

図２１は、図２０の増幅回路におけるクロック信号の動作波形の一例を示す図である。図２１において、ＣＨＯＰ及びＣＨＯＰ￣はチョッパ変調器１０１、１０３を駆動する動作クロックとしての相補チョッピングクロック信号の動作波形を示している。ここで、オーバーライン付きのＣＨＯＰ￣は、ＣＨＯＰの反転信号を表すものである。また、φ１、φ３はオートゼロ増幅回路２１０、２２０、４１０、４２０のスイッチΦ１、Φ３に、φ２、φ４はオートゼロ増幅回路２１０、２２０、４１０、４２０のスイッチΦ２、Φ４にそれぞれ対応し、各スイッチΦ１〜Φ４を駆動する動作クロックに関するクロック信号の動作波形を示している。ここでは、スイッチΦ１〜Φ４を駆動する動作クロックのクロック信号φ１〜φ４の周波数は、相補チョッピングクロック信号ＣＨＯＰ及びＣＨＯＰ￣の周波数、すなわちチョッパ変調器１０１、１０３のチョッパ周波数ｆｃｈよりも低い周波数に設定する。 FIG. 21 is a diagram showing an example of an operation waveform of a clock signal in the amplifier circuit of FIG. 20. In FIG. 21, CHOP and CHOP￣ show the operation waveforms of the complementary chopping clock signals as the operation clocks for driving the chopper modulators 101 and 103. Here, CHOP￣ with an overline represents an inverted signal of CHOP. Further, φ1 and φ3 correspond to the switches Φ1 and Φ3 of the auto-zero amplifier circuits 210, 220, 410 and 420, and φ2 and φ4 correspond to the switches Φ2 and Φ4 of the auto-zero amplifier circuits 210, 220, 410 and 420, respectively. The operation waveform of the clock signal related to the operation clock for driving ~ Φ4 is shown. Here, the frequencies of the clock signals φ1 to φ4 of the operating clocks that drive the switches Φ1 to Φ4 are set to frequencies lower than the frequencies of the complementary chopping clock signals CHOP and CHOP￣, that is, the chopper frequencies fch of the chopper modulators 101 and 103. To do.

オートゼロ増幅回路２１０、２２０は、所定の動作クロックのクロック信号φ１、φ２によってスイッチΦ１及びΦ２を切り替えることにより、校正モードと増幅モードとを交互に動作させる。また、オートゼロ増幅回路４１０、４２０は、所定の動作クロックのクロック信号φ３、φ４によってスイッチΦ３及びΦ４を切り替えることにより、校正モードと増幅モードとを交互に動作させる。オートゼロ増幅回路２１０が校正モードにて動作する時、オートゼロ増幅回路２２０は増幅モードで動作し、オートゼロ増幅回路２２０が校正モードにて動作する時、オートゼロ増幅回路２１０は増幅モードで動作する。また、オートゼロ増幅回路４１０が校正モードにて動作する時、オートゼロ増幅回路４２０は増幅モードで動作し、オートゼロ増幅回路４２０が校正モードにて動作する時、オートゼロ増幅回路４１０は増幅モードで動作する。 The auto-zero amplifier circuits 210 and 220 operate the calibration mode and the amplification mode alternately by switching the switches Φ1 and Φ2 according to the clock signals φ1 and φ2 of a predetermined operation clock. Further, the auto-zero amplifier circuits 410 and 420 operate the calibration mode and the amplification mode alternately by switching the switches Φ3 and Φ4 according to the clock signals φ3 and φ4 of a predetermined operation clock. When the auto-zero amplifier circuit 210 operates in the calibration mode, the auto-zero amplifier circuit 220 operates in the amplification mode, and when the auto-zero amplifier circuit 220 operates in the calibration mode, the auto-zero amplifier circuit 210 operates in the amplification mode. Further, when the auto-zero amplifier circuit 410 operates in the calibration mode, the auto-zero amplifier circuit 420 operates in the amplification mode, and when the auto-zero amplifier circuit 420 operates in the calibration mode, the auto-zero amplifier circuit 410 operates in the amplification mode.

図２０の増幅回路は、２つのＰｉｎｇ−Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器を備えており、それぞれに２つずつ合計４つのオートゼロ増幅器が必要となる。このため、回路面積及び消費電力を増加させてしまう。また、増幅回路全体の設計の自由度を上げるため、２つのＰｉｎｇ−Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器は、それぞれ異なる相互コンダクタンス値で設計可能とする必要がある。 The amplifier circuit of FIG. 20 includes two Ping-Pong auto-zero amplifiers, each of which requires a total of four auto-zero amplifiers. Therefore, the circuit area and power consumption are increased. Further, in order to increase the degree of freedom in designing the entire amplifier circuit, it is necessary that the two Ping-Pong auto-zero amplifiers can be designed with different transconductance values.

上記の課題を鑑み、本実施形態では、オフセット成分及び低周波雑音成分の低減と、回路面積及び消費電力の低減とを図ることが可能な増幅装置の構成例を以下に示す。 In view of the above problems, in the present embodiment, a configuration example of an amplification device capable of reducing the offset component and the low frequency noise component and reducing the circuit area and the power consumption is shown below.

本実施形態では、チョッパ変調器及びオートゼロ増幅器を用いたチョッパ安定化増幅器を含む増幅装置の構成例を例示する。 In this embodiment, a configuration example of an amplification device including a chopper-stabilized amplifier using a chopper modulator and an auto-zero amplifier will be illustrated.

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。本実施形態に係る増幅装置は、複数のオートゼロ増幅器を含むアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００を備える。本明細書では、複数のオートゼロ増幅器の動作を切り替えて複数の入力経路及び複数の出力経路に接続し、オートゼロ増幅器をシェアリング（アンプシェアリング）して機能させる増幅回路をアンプシェアリングオートゼロ増幅器と呼ぶことにする。 (First Embodiment)
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an amplifier circuit according to the first embodiment. The amplification device according to the present embodiment includes an amplifier sharing auto-zero amplifier 500 including a plurality of auto-zero amplifiers. In the present specification, an amplifier circuit that switches the operation of a plurality of auto-zero amplifiers, connects them to a plurality of input paths and a plurality of output paths, and causes the auto-zero amplifier to function by sharing (amplifier sharing) is referred to as an amplifier sharing auto-zero amplifier. I'll call you.

増幅回路は、複数の入力経路として、差動信号が入力される２つの入力経路である入力経路１（第１の入力経路）及び入力経路２（第２の入力経路）を有し、複数の出力経路として、２つの出力経路である出力経路１（第１の出力経路）及び出力経路２（第２の出力経路）を有する。ここで、入力経路１の第１の入力端子から入力される信号を増幅して出力経路１の第１の出力端子より出力する経路を第１の増幅経路（経路１）、入力経路２の第２の入力端子から入力される信号を増幅して出力経路２の第２の出力端子より出力する経路を第２の増幅経路（経路２）と称することにする。アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００は、複数のオートゼロ増幅器として、ここでは並列に接続された３つのオートゼロ増幅器５１０、オートゼロ増幅器５２０、オートゼロ増幅器５３０を備える。なお、複数のオートゼロ増幅器として３つ以上のオートゼロ増幅器を備えていてもよい。 The amplifier circuit has, as a plurality of input paths, an input path 1 (first input path) and an input path 2 (second input path), which are two input paths into which a differential signal is input, and a plurality of input paths. As an output path, it has two output paths, an output path 1 (first output path) and an output path 2 (second output path). Here, the path that amplifies the signal input from the first input terminal of the input path 1 and outputs it from the first output terminal of the output path 1 is the first amplification path (path 1) and the first of the input path 2. A path that amplifies the signal input from the input terminal 2 and outputs the signal from the second output terminal of the output path 2 is referred to as a second amplification path (path 2). The amplifier sharing auto-zero amplifier 500 includes three auto-zero amplifiers 510, an auto-zero amplifier 520, and an auto-zero amplifier 530 connected in parallel as a plurality of auto-zero amplifiers. It should be noted that three or more auto-zero amplifiers may be provided as the plurality of auto-zero amplifiers.

第１の実施形態の増幅回路は、それぞれのオートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０において、オン時にスイッチ入力端に入力された差動信号をスイッチ出力端に出力し、オフ時にスイッチ入力端に入力された差動信号をスイッチ出力端に出力しない機能を有する第１乃至第８のスイッチΦ１，１〜Φ１，８、Φ２，１〜Φ２，８、Φ３，１〜Φ３，８を備える。また、増幅回路は、入力される差動信号が無信号状態となる同相入力端子（コモン入力端子）Ｖｃｍを備える。同相入力端子Ｖｃｍは、差動信号に対して入力ゼロとなるようなバイアス電圧が印加される端子である。 In the amplifier circuit of the first embodiment, in each of the auto zero amplifiers 510, 520, and 530, the differential signal input to the switch input end when it is on is output to the switch output end, and is input to the switch input end when it is off. The first to eighth switches Φ1,1 to Φ1,8, Φ2,1 to Φ2,8, and Φ3,1 to Φ3,8 having a function of not outputting a differential signal to the switch output terminal are provided. Further, the amplifier circuit includes an in-phase input terminal (common input terminal) Vcm in which the input differential signal is in a non-signal state. The common mode input terminal Vcm is a terminal to which a bias voltage is applied so that the input becomes zero with respect to the differential signal.

第１のオートゼロ増幅器５１０は、第１の相互コンダクタンス増幅器５１１、第２の相互コンダクタンス増幅器５１２、第３の相互コンダクタンス増幅器５１３、サンプリング容量Ｃ５１を有する。第２のオートゼロ増幅器５２０は、第１の相互コンダクタンス増幅器５２１、第２の相互コンダクタンス増幅器５２２、第３の相互コンダクタンス増幅器５２３、サンプリング容量Ｃ５２を有する。第３のオートゼロ増幅器５３０は、第１の相互コンダクタンス増幅器５３１、第２の相互コンダクタンス増幅器５３２、第３の相互コンダクタンス増幅器５３３、サンプリング容量Ｃ５３を有する。 The first autozero amplifier 510 includes a first transconductance amplifier 511, a second transconductance amplifier 512, a third transconductance amplifier 513, and a sampling capacitance C51. The second autozero amplifier 520 includes a first transconductance amplifier 521, a second transconductance amplifier 522, a third transconductance amplifier 523, and a sampling capacitance C52. The third autozero amplifier 530 includes a first transconductance amplifier 531, a second transconductance amplifier 532, a third transconductance amplifier 533, and a sampling capacitance C53.

入力経路１は、第１のスイッチΦ１，１、Φ２，１、Φ３，１の入力と、第４のスイッチΦ１，４、Φ２，４、Φ３，４の入力とに接続され、入力経路２は、第３のスイッチΦ１，３、Φ２，３、Φ３，３の入力に接続される。また、同相入力端子Ｖｃｍは、第２のスイッチΦ１，２、Φ２，２、Φ３，２の入力と、第５のスイッチΦ１，５、Φ２，５、Φ３，５の入力とに接続される。 The input path 1 is connected to the input of the first switch Φ1,1, Φ2,1, Φ3,1 and the input of the fourth switch Φ1,4, Φ2,4, Φ3,4, and the input path 2 is , The third switch is connected to the input of Φ1,3, Φ2,3, Φ3,3. Further, the common mode input terminal Vcm is connected to the inputs of the second switches Φ1, 2, Φ2, 2, Φ3,2 and the inputs of the fifth switches Φ1,5, Φ2,5, Φ3,5.

それぞれのオートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０において、第１の相互コンダクタンス増幅器５１１、５２１、５３１の入力は、それぞれ、第１のスイッチΦ１，１、Φ２，１、Φ３，１の出力と、第２のスイッチΦ１，２、Φ２，２、Φ３，２の出力と、第３のスイッチΦ１，３、Φ２，３、Φ３，３の出力とに接続される。また、第２の相互コンダクタンス増幅器５１２、５２２、５３２の入力は、それぞれ、第４のスイッチΦ１，４、Φ２，４、Φ３，４の出力と、第５のスイッチΦ１，５、Φ２，５、Φ３，５の出力とに接続される。また、第３の相互コンダクタンス増幅器５１３、５２３、５３３の入力は、それぞれ、第６のスイッチΦ１，６、Φ２，６、Φ３，６の出力に接続される。この第３の相互コンダクタンス増幅器５１３、５２３、５３３の入力には、サンプリング容量Ｃ５１、Ｃ５２、Ｃ５３が接続される。 In each of the auto-zero amplifiers 510, 520, 530, the inputs of the first transconductance amplifiers 511, 521, and 513 are the outputs of the first switches Φ1, 1, Φ2, 1, Φ3, 1 and the second, respectively. It is connected to the outputs of switches Φ1, 2, Φ2, 2, Φ3,2 and the outputs of the third switches Φ1,3, Φ2,3, Φ3,3. Further, the inputs of the second transconductance amplifiers 512, 522, and 532 are the outputs of the fourth switches Φ1, 4, Φ2, 4, and Φ3, 4, and the fifth switches Φ1, 5, Φ2, 5, respectively. It is connected to the output of Φ3,5. Further, the inputs of the third transconductance amplifiers 513, 523, and 533 are connected to the outputs of the sixth switches Φ1, 6, Φ2, 6, and Φ3, 6, respectively. Sampling capacitances C51, C52, and C53 are connected to the inputs of the third transconductance amplifiers 513, 523, and 533.

また、第１の相互コンダクタンス増幅器５１１、５２１、５３１、第２の相互コンダクタンス増幅器５１２、５２２、５３２、及び第３の相互コンダクタンス増幅器５１３、５２３、５３３の出力は互いに接続され、この出力部が第６のスイッチΦ１，６、Φ２，６、Φ３，６の入力と、第７のスイッチΦ１，７、Φ２，７、Φ３，７の入力と、第８のスイッチΦ１，８、Φ２，８、Φ３，８の入力とに接続される。第８のスイッチΦ１，８、Φ２，８、Φ３，８の出力は出力経路１に接続され、第７のスイッチΦ１，７、Φ２，７、Φ３，７の出力は出力経路２に接続される。 Further, the outputs of the first transconductance amplifiers 511, 521, 513, the second transconductance amplifiers 512, 522, 532, and the third transconductance amplifiers 513, 523, and 533 are connected to each other, and this output unit is the first. 6 switches Φ1,6, Φ2,6, Φ3,6 inputs, 7th switches Φ1,7, Φ2,7, Φ3,7 inputs, 8th switches Φ1,8, Φ2,8, Φ3 , 8 is connected to the input. The outputs of the eighth switches Φ1,8, Φ2,8, Φ3,8 are connected to the output path 1, and the outputs of the seventh switches Φ1,7, Φ2,7, Φ3,7 are connected to the output path 2. ..

オートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０は、それぞれ、第１乃至第８のスイッチΦ１，１〜Φ１，８、Φ２，１〜Φ２，８、Φ３，１〜Φ３，８をオンオフして切り替えることにより、増幅器の入力経路及び出力経路を切り替える機能を有する。例えば、オートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０のそれぞれの第１乃至第８のスイッチをオンオフ制御する制御部を備える。オートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０は、第１乃至第８のスイッチのオンオフによって複数の動作モードを切り替えて動作可能である。オートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０は、複数の動作モードとして、増幅器の校正を行う校正モード、第１の増幅経路（経路１）の増幅を行う第１の増幅モードである経路１モード、第２の増幅経路（経路２）の増幅を行う第２の増幅モードである経路２モードを有する。 The auto-zero amplifiers 510, 520, and 530 are amplifiers by turning on and off the first to eighth switches Φ1, 1 to Φ1, 8, Φ2, 1 to Φ2, 8, and Φ3, 1 to Φ3, 8, respectively. It has a function to switch the input path and output path of. For example, it includes a control unit that controls on / off of the first to eighth switches of the auto zero amplifiers 510, 520, and 530, respectively. The auto-zero amplifiers 510, 520, and 530 can operate by switching a plurality of operation modes by turning on and off the first to eighth switches. The auto-zero amplifiers 510, 520, and 530 have a plurality of operation modes, that is, a calibration mode for calibrating the amplifier, a path 1 mode for amplifying the first amplification path (path 1), and a second mode. It has a path 2 mode, which is a second amplification mode for amplifying the amplification path (path 2).

次に、本実施形態のオートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０における各動作モードについて説明する。以下の説明では、３つのオートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０を代表して、第１のオートゼロ増幅器５１０における動作を説明する。他の第２のオートゼロ増幅器５２０、第３のオートゼロ増幅器５３０についても同様である。 Next, each operation mode in the auto-zero amplifier 510, 520, 530 of the present embodiment will be described. In the following description, the operation of the first auto-zero amplifier 510 will be described on behalf of the three auto-zero amplifiers 510, 520, and 530. The same applies to the other second auto-zero amplifier 520 and the third auto-zero amplifier 530.

図２は、第１の実施形態におけるオートゼロ増幅器の動作例として、校正モードにおけるスイッチの接続状態を示す図である。オートゼロ増幅器５１０は、校正モードにおいて、第１乃至第８のスイッチΦ１，１〜Φ１，８が図２に示す接続状態となる。 FIG. 2 is a diagram showing a switch connection state in the calibration mode as an operation example of the auto-zero amplifier in the first embodiment. In the auto-zero amplifier 510, the first to eighth switches Φ1, 1 to Φ1, 8 are in the connected state shown in FIG. 2 in the calibration mode.

校正モードでは、第２のスイッチΦ１，２、第５のスイッチΦ１，５、及び第６のスイッチΦ１，６がオン、第１のスイッチΦ１，１、第３のスイッチΦ１，３、第４のスイッチΦ１，４、第７のスイッチΦ１，７、及び第８のスイッチΦ１，８がオフとなる。これにより、第１の相互コンダクタンス増幅器５１１及び第２の相互コンダクタンス増幅器５１２が同相入力端子Ｖｃｍに接続される。校正モードでは、オートゼロ増幅器５１０の校正を行い、第１の相互コンダクタンス増幅器５１１及び第２の相互コンダクタンス増幅器５１２のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減する校正電圧を、第３の相互コンダクタンス増幅器５１３の入力のサンプリング容量Ｃ５１に貯めて保持（サンプリング）する。 In the calibration mode, the second switch Φ1, 2, the fifth switch Φ1, 5, and the sixth switch Φ1, 6 are on, the first switch Φ1, 1, the third switch Φ1, 3, and the fourth switch. The switches Φ1,4, the seventh switch Φ1,7, and the eighth switch Φ1,8 are turned off. As a result, the first transconductance amplifier 511 and the second transconductance amplifier 512 are connected to the common mode input terminal Vcm. In the calibration mode, the auto-zero amplifier 510 is calibrated, and the calibration voltage for reducing the offset component and the low frequency noise component of the first transconductance amplifier 511 and the second transconductance amplifier 512 is applied to the third transconductance amplifier 513. It is stored (sampled) in the input sampling capacity C51.

図３は、第１の実施形態におけるオートゼロ増幅器の動作例として、経路１モードにおけるスイッチの接続状態を示す図である。オートゼロ増幅器５１０は、経路１モードにおいて、第１乃至第８のスイッチΦ１，１〜Φ１，８が図３に示す接続状態となる。 FIG. 3 is a diagram showing a switch connection state in the path 1 mode as an operation example of the auto zero amplifier in the first embodiment. In the auto-zero amplifier 510, the first to eighth switches Φ1, 1 to Φ1, 8 are in the connected state shown in FIG. 3 in the path 1 mode.

経路１モードでは、第１のスイッチΦ１，１、第４のスイッチΦ１，４、及び第８のスイッチΦ１，８がオン、第２のスイッチΦ１，２、第３のスイッチΦ１，３、第５のスイッチΦ１，５、第６のスイッチΦ１，６、及び第７のスイッチΦ１，７がオフとなる。これにより、第１の相互コンダクタンス増幅器５１１及び第２の相互コンダクタンス増幅器５１２が入力経路１に接続される。経路１モードでは、校正モードによって校正電圧が保持され、オフセット成分及び低周波雑音成分が低減された第１の相互コンダクタンス増幅器５１１及び第２の相互コンダクタンス増幅器５１２によって、入力経路１に入力される差動信号を増幅し、出力経路１に出力する。この場合、増幅器の相互コンダクタンス値（ｇｍ値）は、相互コンダクタンス増幅器５１１のｇｍ値（Ｇｍ１）と第２の相互コンダクタンス増幅器５１２のｇｍ値（Ｇｍ２）とを足し合わせた値（Ｇｍ１＋Ｇｍ２）となる。 In the path 1 mode, the first switch Φ1,1, the fourth switch Φ1,4, and the eighth switch Φ1,8 are on, the second switch Φ1,2, the third switch Φ1,3, the fifth. Switch Φ1,5, sixth switch Φ1,6, and seventh switch Φ1,7 are turned off. As a result, the first transconductance amplifier 511 and the second transconductance amplifier 512 are connected to the input path 1. In the path 1 mode, the difference input to the input path 1 by the first transconductance amplifier 511 and the second transconductance amplifier 512 in which the calibration voltage is maintained by the calibration mode and the offset component and the low frequency noise component are reduced. The dynamic signal is amplified and output to the output path 1. In this case, the transconductance value (gm value) of the amplifier is the sum of the gm value (Gm1) of the transconductance amplifier 511 and the gm value (Gm2) of the second transconductance amplifier 512 (Gm1 + Gm2).

図４は、第１の実施形態におけるオートゼロ増幅器の動作例として、経路２モードにおけるスイッチの接続状態を示す図である。オートゼロ増幅器５１０は、経路２モードにおいて、第１乃至第８のスイッチΦ１，１〜Φ１，８が図４に示す接続状態となる。 FIG. 4 is a diagram showing a switch connection state in the path 2 mode as an operation example of the auto zero amplifier in the first embodiment. In the auto-zero amplifier 510, the first to eighth switches Φ1, 1 to Φ1, 8 are in the connected state shown in FIG. 4 in the path 2 mode.

経路２モードでは、第３のスイッチΦ１，３、第５のスイッチΦ１，５、及び第７のスイッチΦ１，７がオン、第１のスイッチΦ１，１、第２のスイッチΦ１，２、第４のスイッチΦ１，４、第６のスイッチΦ１，６、及び第８のスイッチΦ１，８がオフとなる。これにより、第１の相互コンダクタンス増幅器５１１が入力経路２に接続される。第２の相互コンダクタンス増幅器５１２は同相入力端子Ｖｃｍに接続される。経路２モードでは、校正モードによって校正電圧が保持され、オフセット成分及び低周波雑音成分が低減された第１の相互コンダクタンス増幅器５１１によって、入力経路２に入力される差動信号を増幅し、出力経路２に出力する。この場合、増幅器の相互コンダクタンス値（ｇｍ値）は、相互コンダクタンス増幅器５１１のｇｍ値（Ｇｍ１）のみとなる。 In the path 2 mode, the third switch Φ1,3, the fifth switch Φ1,5, and the seventh switch Φ1,7 are on, the first switch Φ1,1, the second switch Φ1,2, the fourth. Switch Φ1,4, sixth switch Φ1,6, and eighth switch Φ1,8 are turned off. As a result, the first transconductance amplifier 511 is connected to the input path 2. The second transconductance amplifier 512 is connected to the common mode input terminal Vcm. In the path 2 mode, the calibration voltage is held by the calibration mode, and the differential signal input to the input path 2 is amplified by the first transconductance amplifier 511 in which the offset component and the low frequency noise component are reduced, and the output path. Output to 2. In this case, the transconductance value (gm value) of the amplifier is only the gm value (Gm1) of the transconductance amplifier 511.

オートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０は、複数の増幅器の内一つが経路１モードの時、他の一つが経路２モードとなり、残る一つが校正モードとなるように動作モードを切り替える機能を有する。これらのオートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０によって、３つのオートゼロ増幅器を切り替えて動作させるアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００が構成される。アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００は、各オートゼロ増幅器の動作モードを時系列に切り替えて、２つの経路の増幅とオートゼロ増幅器の校正とを交互に行い、アンプシェアリングを実現する機能を有する。このとき、それぞれの動作モードの経路においてｇｍ値を異なる値に設定可能である。なお、第２の相互コンダクタンス増幅器５１２のｇｍ値をゼロ（Ｇｍ２＝０）とし、経路１モード（第１の増幅経路）と経路２モード（第２の増幅経路）のｇｍ値を等しく設定することも可能である。 The auto-zero amplifiers 510, 520, and 530 have a function of switching the operation mode so that when one of the plurality of amplifiers is in the path 1 mode, the other one is in the path 2 mode and the remaining one is in the calibration mode. These auto-zero amplifiers 510, 520, and 530 constitute an amplifier sharing auto-zero amplifier 500 that switches and operates three auto-zero amplifiers. The amplifier sharing auto-zero amplifier 500 has a function of switching the operation mode of each auto-zero amplifier in a time series, amplifying two paths and calibrating the auto-zero amplifier alternately, and realizing amplifier sharing. At this time, the gm value can be set to a different value in each operation mode path. The gm value of the second transconductance amplifier 512 is set to zero (Gm2 = 0), and the gm values of the path 1 mode (first amplification path) and the path 2 mode (second amplification path) are set to be equal. Is also possible.

アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００は、各オートゼロ増幅器の動作モードの組合せとして、複数のフェイズを有し、各フェイズを時系列に切り替える。以下に、フェイズ１〜フェイズ６の６つのフェイズを例示する。 The amplifier sharing auto-zero amplifier 500 has a plurality of phases as a combination of operation modes of each auto-zero amplifier, and each phase is switched in time series. The six phases of Phases 1 to 6 are illustrated below.

フェイズ１は、オートゼロ増幅器５１０が校正モードであり、オートゼロ増幅器５２０が経路２モードであり、オートゼロ増幅器５３０が経路１モードであるようなフェイズである。フェイズ２は、オートゼロ増幅器５１０が経路１モードであり、オートゼロ増幅器５２０が経路２モードであり、オートゼロ増幅器５３０が校正モードであるようなフェイズである。フェイズ３は、オートゼロ増幅器５１０が経路１モードであり、オートゼロ増幅器５２０が校正モードであり、オートゼロ増幅器５３０が経路２モードであるようなフェイズである。 Phase 1 is a phase in which the auto-zero amplifier 510 is in the calibration mode, the auto-zero amplifier 520 is in the path 2 mode, and the auto-zero amplifier 530 is in the path 1 mode. Phase 2 is a phase in which the auto-zero amplifier 510 is in the path 1 mode, the auto-zero amplifier 520 is in the path 2 mode, and the auto-zero amplifier 530 is in the calibration mode. Phase 3 is a phase in which the auto-zero amplifier 510 is in the path 1 mode, the auto-zero amplifier 520 is in the calibration mode, and the auto-zero amplifier 530 is in the path 2 mode.

フェイズ４は、オートゼロ増幅器５１０が校正モードであり、オートゼロ増幅器５２０が経路１モードであり、オートゼロ増幅器５３０が経路２モードであるようなフェイズである。フェイズ５は、オートゼロ増幅器５１０が経路２モードであり、オートゼロ増幅器５２０が経路１モードであり、オートゼロ増幅器５３０が校正モードであるようなフェイズである。フェイズ６は、オートゼロ増幅器５１０が経路２モードであり、オートゼロ増幅器５２０が校正モードであり、オートゼロ増幅器５３０が経路１モードであるようなフェイズである。 Phase 4 is a phase in which the auto-zero amplifier 510 is in the calibration mode, the auto-zero amplifier 520 is in the path 1 mode, and the auto-zero amplifier 530 is in the path 2 mode. Phase 5 is a phase in which the auto-zero amplifier 510 is in the path 2 mode, the auto-zero amplifier 520 is in the path 1 mode, and the auto-zero amplifier 530 is in the calibration mode. Phase 6 is a phase in which the auto-zero amplifier 510 is in the path 2 mode, the auto-zero amplifier 520 is in the calibration mode, and the auto-zero amplifier 530 is in the path 1 mode.

図５は、第１の実施形態の増幅回路におけるクロック信号の動作波形の第１例を示す図である。 FIG. 5 is a diagram showing a first example of an operation waveform of a clock signal in the amplifier circuit of the first embodiment.

第１例は、アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００において、上記のフェイズ１乃至フェイズ６を順に切り替える周期的なスイッチ駆動クロックの一例である。この場合、動作モード切り替えの１周期を６つの区間に分割し、各オートゼロ増幅器において１区間分の校正モード、２区間分の経路１モード、１区間分の校正モード、２区間分の経路２モードを順に切り替える動作となる。この第１例は、校正モードの直後に経路１モード又は経路２モードとなり、校正して直ぐに増幅器として使用するため、校正モードにおいてサンプリングされる校正電圧の誤差を低減でき、オートゼロ増幅器をより高精度に動作させることができる。 The first example is an example of a periodic switch drive clock that sequentially switches the above-mentioned Phases 1 to 6 in the amplifier sharing auto-zero amplifier 500. In this case, one cycle of operation mode switching is divided into six sections, and each auto-zero amplifier has a calibration mode for one section, a path 1 mode for two sections, a calibration mode for one section, and a path 2 mode for two sections. It becomes an operation to switch in order. In this first example, the path 1 mode or the path 2 mode is set immediately after the calibration mode, and the calibration is immediately used as an amplifier. Therefore, the error of the calibration voltage sampled in the calibration mode can be reduced, and the auto-zero amplifier can be made more accurate. Can be operated.

図６は、第１の実施形態の増幅回路におけるクロック信号の動作波形の第２例を示す図である。 FIG. 6 is a diagram showing a second example of the operation waveform of the clock signal in the amplifier circuit of the first embodiment.

第２例は、アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００において、上記のフェイズ１、フェイズ３、フェイズ５を順に切り替える周期的なスイッチ駆動クロックの一例である。この場合、動作モード切り替えの１周期を３つの区間に分割し、各オートゼロ増幅器において１区間分の校正モード、１区間分の経路１モード、１区間分の経路２モードを順に切り替える動作となる。この第２例は、スイッチ駆動クロックを単純化でき、各スイッチをオンオフ制御する制御部の構成を簡単にできる。また、校正モードの区間を長くとることができるため、校正モード時にサンプリング容量にチャージする電荷量を大きくでき、ノイズの低減を図ることができる。 The second example is an example of a periodic switch drive clock that switches the above-mentioned Phase 1, Phase 3, and Phase 5 in order in the amplifier sharing auto-zero amplifier 500. In this case, one cycle of operation mode switching is divided into three sections, and each auto-zero amplifier sequentially switches the calibration mode for one section, the path 1 mode for one section, and the path 2 mode for one section. In this second example, the switch drive clock can be simplified, and the configuration of the control unit that controls each switch on and off can be simplified. Further, since the interval of the calibration mode can be lengthened, the amount of electric charge charged to the sampling capacitance in the calibration mode can be increased, and noise can be reduced.

図７は、第１の実施形態の増幅回路におけるクロック信号の動作波形の第３例を示す図である。 FIG. 7 is a diagram showing a third example of the operation waveform of the clock signal in the amplifier circuit of the first embodiment.

第３例は、アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００において、上記のフェイズ４、フェイズ６、フェイズ２を順に切り替える周期的なスイッチ駆動クロックの一例である。この場合、動作モード切り替えの１周期を３つの区間に分割し、各オートゼロ増幅器において１区間分の校正モード、１区間分の経路２モード、１区間分の経路１モードを順に切り替える動作となる。この第３例は、第２例と同様、スイッチ駆動クロックを単純にでき、校正モードの区間を長くとることができるため、制御部の構成の簡素化及びノイズの低減を図ることができる。 The third example is an example of a periodic switch drive clock that switches the above-mentioned Phase 4, Phase 6, and Phase 2 in order in the amplifier sharing auto-zero amplifier 500. In this case, one cycle of operation mode switching is divided into three sections, and each auto-zero amplifier sequentially switches the calibration mode for one section, the path 2 mode for one section, and the path 1 mode for one section. In this third example, as in the second example, the switch drive clock can be simplified and the calibration mode section can be lengthened, so that the configuration of the control unit can be simplified and noise can be reduced.

上述した図２０の増幅回路の構成例のように、Ｐｉｎｇ−Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器を２つ用いる構成では、オートゼロ増幅器が４つ必要となる。これに対し、本実施形態では、オートゼロ増幅器が３つで済むため、増幅回路の回路面積及び消費電力の低減を実現できる。また、本実施形態では、２つの経路を３つのオートゼロ増幅器によって高精度に増幅する際に、２つの経路の相互コンダクタンス値を別々の値に設計できるという利点がある。本実施形態では、入力経路１から出力経路１にかけての相互コンダクタンス値は第１の相互コンダクタンス増幅器の相互コンダクタンス値と第２の相互コンダクタンス増幅器の相互コンダクタンス値とを加算した値となり、入力経路２から出力経路２にかけての相互コンダクタンス値は第１の相互コンダクタンス増幅器の相互コンダクタンス値となる。これにより、増幅装置において、増幅回路全体の設計の自由度を向上でき、増幅回路について柔軟な設計が可能となる。 In the configuration using two Ping-Pong auto-zero amplifiers as in the configuration example of the amplifier circuit of FIG. 20 described above, four auto-zero amplifiers are required. On the other hand, in the present embodiment, since only three auto-zero amplifiers are required, it is possible to reduce the circuit area and power consumption of the amplifier circuit. Further, in the present embodiment, when the two paths are amplified with high accuracy by the three auto-zero amplifiers, there is an advantage that the transconductance values of the two paths can be designed to be different values. In the present embodiment, the mutual conductance value from the input path 1 to the output path 1 is a value obtained by adding the mutual conductance value of the first transconductance amplifier and the mutual conductance value of the second transconductance amplifier, and from the input path 2. The transconductance value over the output path 2 is the transconductance value of the first transconductance amplifier. As a result, in the amplifier device, the degree of freedom in designing the entire amplifier circuit can be improved, and the amplifier circuit can be flexibly designed.

（第２の実施形態）
図８は、第２の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。第２の実施形態は、前述した第１の実施形態のアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００を、ノイズリダクションループ回路を用いた増幅回路の構成に適用した例である。 (Second embodiment)
FIG. 8 is a diagram showing the configuration of the amplifier circuit of the second embodiment. The second embodiment is an example in which the amplifier sharing auto-zero amplifier 500 of the first embodiment described above is applied to the configuration of an amplifier circuit using a noise reduction loop circuit.

第２の実施形態の増幅回路は、入力端より入力される差動入力信号Ｖｉｎを高周波帯域に変調するチョッパ変調器１０１と、チョッパ変調器１０１の出力を増幅する相互コンダクタンス増幅器（第１の増幅器）１０２と、相互コンダクタンス増幅器１０２の出力の信号成分を低周波帯域に復調し、オフセット成分及び低周波雑音成分を高周波帯域に変調するチョッパ変調器１０３とを備える。また、増幅回路は、相互コンダクタンス増幅器１０２とチョッパ変調器１０３との間に入出力が接続されたノイズリダクションループ回路１１０を備える。ノイズリダクションループ回路１１０は、入出力が負帰還構成となるように接続され、相互コンダクタンス増幅器１０２の出力を負帰還して相互コンダクタンス増幅器１０２において発生するオフセット成分及び低周波雑音成分を低減する。 The amplifier circuit of the second embodiment includes a chopper modulator 101 that modulates the differential input signal Vin input from the input terminal into a high frequency band, and a mutual conductance amplifier (first amplifier) that amplifies the output of the chopper modulator 101. ) 102 and a chopper modulator 103 that demodulates the signal component of the output of the mutual conductance amplifier 102 into the low frequency band and modulates the offset component and the low frequency noise component into the high frequency band. Further, the amplifier circuit includes a noise reduction loop circuit 110 in which inputs and outputs are connected between the transconductance amplifier 102 and the chopper modulator 103. The noise reduction loop circuit 110 is connected so that the input and output have a negative feedback configuration, and negatively feeds back the output of the transconductance amplifier 102 to reduce the offset component and the low frequency noise component generated in the transconductance amplifier 102.

本実施形態の増幅回路は、チョッパ変調器１０３にて復調された主経路の信号成分を増幅する第２の増幅器と、ノイズリダクションループ回路１１０の入力を増幅する第３の増幅器とをそれぞれオートゼロ増幅器によって構成し、これら２つのオートゼロ増幅器の動作を実現するアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００を備える。 The amplifier circuit of this embodiment is an auto-zero amplifier for a second amplifier that amplifies the signal component of the main path demodulated by the chopper modulator 103 and a third amplifier that amplifies the input of the noise reduction loop circuit 110, respectively. The amplifier sharing auto-zero amplifier 500 which realizes the operation of these two auto-zero amplifiers is provided.

ノイズリダクションループ回路１１０は、アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００による第３の増幅器と、第３の増幅器の出力の高周波信号成分を低減するフィルタ回路（Filter）１１２と、フィルタ回路１１２の出力を増幅する相互コンダクタンス増幅器１１３とを有する構成である。 The noise reduction loop circuit 110 includes a third amplifier by the amplifier sharing auto-zero amplifier 500, a filter circuit (Filter) 112 that reduces the high frequency signal component of the output of the third amplifier, and a mutual amplifier that amplifies the output of the filter circuit 112. It is configured to have a conductance amplifier 113.

また、増幅回路は、アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００による第２の増幅器の後段に、相互コンダクタンス増幅器１２３、増幅器１２１を備え、増幅器１２１の出力が増幅装置の出力端となり、出力信号Ｖｏｕｔが出力される。 Further, the amplifier circuit includes a transconductance amplifier 123 and an amplifier 121 after the second amplifier by the amplifier sharing auto-zero amplifier 500, and the output of the amplifier 121 becomes the output end of the amplifier and the output signal Vout is output. ..

また、増幅回路には、入れ子型ミラー補償構成となるように接続された位相補償容量Ｃ１１１、Ｃ１１２、Ｃ１２１、Ｃ１２２、Ｃ１３１が設けられる。また、チョッパ変調器１０１の入力と増幅器１２１の入力との間にフィードフォワードアンプとして機能する相互コンダクタンス増幅器１２２が接続される。増幅回路の安定性の更なる向上を図るために、フィードフォワード構成となるように相互コンダクタンス増幅器１２２の出力を増幅器１２１の入力に接続する。これらの位相補償容量Ｃ１１１、Ｃ１１２、Ｃ１２１、Ｃ１２２、Ｃ１３１と相互コンダクタンス増幅器１２２によるフィードフォワードアンプとによって、位相補償回路が構成される。 Further, the amplifier circuit is provided with phase compensation capacitances C111, C112, C121, C122, and C131 connected so as to have a nested mirror compensation configuration. Further, a transconductance amplifier 122 that functions as a feedforward amplifier is connected between the input of the chopper modulator 101 and the input of the amplifier 121. In order to further improve the stability of the amplifier circuit, the output of the transconductance amplifier 122 is connected to the input of the amplifier 121 so as to have a feedforward configuration. A phase compensation circuit is configured by these phase compensation capacitances C111, C112, C121, C122, C131 and a feedforward amplifier by a transconductance amplifier 122.

アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００において、第２の増幅器は、入力が入力経路１に接続され、出力が出力経路１に接続され、第１の増幅経路（経路１）の増幅器となる。すなわち、第２の増幅器は、入力経路１からの差動入力信号を、経路１モードとなったアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００内部のオートゼロ増幅器５１０又はオートゼロ増幅器５２０又はオートゼロ増幅器５３０により増幅し、出力信号を出力経路１より出力する。 In the amplifier sharing auto-zero amplifier 500, the second amplifier is an amplifier of the first amplification path (path 1) in which the input is connected to the input path 1 and the output is connected to the output path 1. That is, the second amplifier amplifies the differential input signal from the input path 1 by the auto-zero amplifier 510 or the auto-zero amplifier 520 or the auto-zero amplifier 530 inside the amplifier sharing auto-zero amplifier 500 in the path 1 mode, and the output signal. Is output from the output path 1.

また、第３の増幅器は、入力が入力経路２に接続され、出力が出力経路２に接続され、第２の増幅経路（経路２）の増幅器となる。すなわち、第３の増幅器は、入力経路２からの差動入力信号を、経路２モードとなったアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００内部のオートゼロ増幅器５１０又はオートゼロ増幅器５２０又はオートゼロ増幅器５３０により増幅し、出力信号を出力経路２より出力する。 Further, in the third amplifier, the input is connected to the input path 2 and the output is connected to the output path 2, and becomes an amplifier of the second amplification path (path 2). That is, the third amplifier amplifies the differential input signal from the input path 2 by the auto-zero amplifier 510 or the auto-zero amplifier 520 or the auto-zero amplifier 530 inside the amplifier sharing auto-zero amplifier 500 in the path 2 mode, and the output signal. Is output from the output path 2.

図９は、第２の実施形態の増幅回路におけるアンプシェアリングオートゼロ増幅器を模式的に示した機能説明図である。 FIG. 9 is a functional explanatory diagram schematically showing an amplifier sharing auto-zero amplifier in the amplifier circuit of the second embodiment.

アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００において、３つのオートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０が時系列で互いに動作モードを切り替えながら動作し、アンプシェアリングによって２系統のＰｉｎｇ−Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器の機能を実現する。経路１モードのオートゼロ増幅器ＡＺ１は、第２の増幅器としてチョッパ変調器１０３にて復調された主経路の信号を増幅する。経路１モードのオートゼロ増幅器ＡＺ１は、相互コンダクタンス値（ｇｍ値）が２つの相互コンダクタンス増幅器のｇｍ値を足し合わせた値（Ｇｍ１＋Ｇｍ２）となる。経路２モードのオートゼロ増幅器ＡＺ２は、第３の増幅器としてノイズリダクションループ回路１１０に入力されるフィードバックループの信号を増幅する。経路２モードのオートゼロ増幅器ＡＺ２は、相互コンダクタンス値（ｇｍ値）が１つの相互コンダクタンス増幅器のｇｍ値（Ｇｍ１）となる。校正モードのオートゼロ増幅器ＡＺ３は、相互コンダクタンス増幅器のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減する電圧をサンプリング容量に保持し、増幅動作時のオフセット成分及び低周波雑音成分がゼロになるように増幅器を校正する。 In the amplifier sharing auto-zero amplifier 500, three auto-zero amplifiers 510, 520, and 530 operate while switching operation modes with each other in time series, and the functions of two Ping-Pong auto-zero amplifiers are realized by amplifier sharing. The path 1 mode auto-zero amplifier AZ1 amplifies the main path signal demodulated by the chopper modulator 103 as a second amplifier. In the path 1 mode auto-zero amplifier AZ1, the transconductance value (gm value) is the sum of the gm values of the two transconductance amplifiers (Gm1 + Gm2). The path 2 mode auto-zero amplifier AZ2 amplifies the feedback loop signal input to the noise reduction loop circuit 110 as a third amplifier. In the path 2 mode auto-zero amplifier AZ2, the transconductance value (gm value) is the gm value (Gm1) of one transconductance amplifier. The auto-zero amplifier AZ3 in the calibration mode holds the voltage that reduces the offset component and low-frequency noise component of the transconductance amplifier in the sampling capacitance, and calibrates the amplifier so that the offset component and low-frequency noise component during amplification operation become zero. To do.

図１０は、第２の実施形態の増幅回路の構成をより具体的に示した図である。図１０では、図８に示した第２の実施形態の増幅回路において、図１に示した第１の実施形態のアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００を備えた構成を示している。 FIG. 10 is a diagram showing the configuration of the amplifier circuit of the second embodiment more concretely. FIG. 10 shows a configuration in which the amplifier circuit of the second embodiment shown in FIG. 8 includes the amplifier sharing auto-zero amplifier 500 of the first embodiment shown in FIG.

ノイズリダクションループ回路１１０のフィルタ回路１１２は、容量Ｃ３１、Ｃ３２、Ｃ３３と、相互コンダクタンス増幅器３０１とを有する積分回路によって構成される。この積分回路により、ノイズリダクションループにおける低周波信号成分を増幅し、高周波信号成分を低減する。そして、フィルタ回路１１２の出力を相互コンダクタンス増幅器１１３にて増幅してフィードバックする。このように、フィルタ回路１１２によって、高周波信号成分を低減して主経路の相互コンダクタンス増幅器１０２のオフセット成分をフィードバックできる。 The filter circuit 112 of the noise reduction loop circuit 110 is composed of an integrating circuit having capacitances C31, C32, C33 and a mutual conductance amplifier 301. This integrating circuit amplifies the low frequency signal component in the noise reduction loop and reduces the high frequency signal component. Then, the output of the filter circuit 112 is amplified by the mutual conductance amplifier 113 and fed back. In this way, the filter circuit 112 can reduce the high frequency signal component and feed back the offset component of the mutual conductance amplifier 102 of the main path.

第２の実施形態では、アンプシェアリングオートゼロ増幅器を用いて２系統のＰｉｎｇ−Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器を機能させ、ノイズリダクションループ回路を有する増幅回路を構成する。これにより、ノイズリダクションループ回路の入力のオフセットを低減し、増幅回路のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減させ、高精度かつ低雑音化を図ることができるとともに、回路面積及び消費電力を低減させることが可能となる。また、フィードバックループにおいて、チョッパ変調器を有しておらず、フィルタ回路にノッチフィルタ等を設ける必要が無く、回路構成を簡略化できる。 In the second embodiment, an amplifier sharing auto-zero amplifier is used to operate two Ping-Pong auto-zero amplifiers to form an amplifier circuit having a noise reduction loop circuit. As a result, the input offset of the noise reduction loop circuit can be reduced, the offset component and the low frequency noise component of the amplifier circuit can be reduced, high accuracy and low noise can be achieved, and the circuit area and power consumption can be reduced. It becomes possible. Further, the feedback loop does not have a chopper modulator, and it is not necessary to provide a notch filter or the like in the filter circuit, so that the circuit configuration can be simplified.

また、複数の経路において異なる相互コンダクタンス値を設定できるため、増幅回路の主経路とノイズリダクションループとにアンプシェアリングオートゼロ増幅器を適用可能であり、増幅装置の回路設計の自由度を向上できる。第２の実施形態では、増幅回路のノイズリダクションループにおいて主経路よりも小さい相互コンダクタンス値を設定可能である。この場合、ノイズリダクションループの通過帯域を狭くでき、フィルタ回路の容量の値を小さくできる。これにより、増幅回路の小型化を図ることができる。 Further, since different transconductance values can be set in a plurality of paths, the amplifier sharing auto-zero amplifier can be applied to the main path of the amplifier circuit and the noise reduction loop, and the degree of freedom in the circuit design of the amplifier device can be improved. In the second embodiment, the transconductance value smaller than that of the main path can be set in the noise reduction loop of the amplifier circuit. In this case, the pass band of the noise reduction loop can be narrowed, and the capacitance value of the filter circuit can be reduced. As a result, the size of the amplifier circuit can be reduced.

（第３の実施形態）
図１１は、第３の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。第３の実施形態は、第２の実施形態の変形例であり、入力経路及び出力経路を入れ替えた構成例である。ここでは、第２の実施形態と異なる部分を主に説明し、同様の構成については説明を省略する。 (Third Embodiment)
FIG. 11 is a diagram showing a configuration of an amplifier circuit according to a third embodiment. The third embodiment is a modification of the second embodiment, and is a configuration example in which the input path and the output path are interchanged. Here, the parts different from the second embodiment will be mainly described, and the description of the same configuration will be omitted.

第３の実施形態では、アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００において、第２の増幅器は、入力が入力経路２に接続され、出力が出力経路２に接続され、第２の増幅経路（経路２）の増幅器となる。すなわち、第２の増幅器は、入力経路２からの差動入力信号を、経路２モードとなったアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００内部のオートゼロ増幅器５１０又はオートゼロ増幅器５２０又はオートゼロ増幅器５３０により増幅し、出力信号を出力経路２より出力する。 In the third embodiment, in the amplifier sharing autozero amplifier 500, the second amplifier has an input connected to the input path 2, an output connected to the output path 2, and an amplifier of the second amplification path (path 2). It becomes. That is, the second amplifier amplifies the differential input signal from the input path 2 by the auto-zero amplifier 510 or the auto-zero amplifier 520 or the auto-zero amplifier 530 inside the amplifier sharing auto-zero amplifier 500 in the path 2 mode, and the output signal. Is output from the output path 2.

また、第３の増幅器は、入力が入力経路１に接続され、出力が出力経路１に接続され、第１の増幅経路（経路１）の増幅器となる。すなわち、第３の増幅器は、入力経路１からの差動入力信号を、経路１モードとなったアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００内部のオートゼロ増幅器５１０又はオートゼロ増幅器５２０又はオートゼロ増幅器５３０により増幅し、出力信号を出力経路１より出力する。 Further, in the third amplifier, the input is connected to the input path 1, the output is connected to the output path 1, and the third amplifier becomes an amplifier of the first amplification path (path 1). That is, the third amplifier amplifies the differential input signal from the input path 1 by the auto-zero amplifier 510 or the auto-zero amplifier 520 or the auto-zero amplifier 530 inside the amplifier sharing auto-zero amplifier 500 in the path 1 mode, and the output signal. Is output from the output path 1.

第３の実施形態では、第２の実施形態と同様、ノイズリダクションループ回路を有する増幅回路において、アンプシェアリングオートゼロ増幅器を用いて２系統のＰｉｎｇ−Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器を機能させることにより、増幅回路のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減させるともに、回路面積及び消費電力を低減させることが可能となる。また、複数の経路において異なる相互コンダクタンス値を設定でき、増幅回路の主経路においてノイズリダクションループよりも小さい相互コンダクタンス値を設定可能である。 In the third embodiment, as in the second embodiment, in the amplifier circuit having the noise reduction loop circuit, the amplifier sharing auto-zero amplifier is used to make the two Ping-Pong auto-zero amplifiers function, thereby forming the amplifier circuit. It is possible to reduce the offset component and the low frequency noise component, and also reduce the circuit area and power consumption. Further, different transconductance values can be set in a plurality of paths, and a transconductance value smaller than that of the noise reduction loop can be set in the main path of the amplifier circuit.

（第４の実施形態）
図１２は、第４の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。第４の実施形態は、前述した第１の実施形態のアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００を、オートコレクションフィードバック（Auto Correction Feedback）回路を用いた増幅回路の構成に適用した例である。 (Fourth Embodiment)
FIG. 12 is a diagram showing a configuration of an amplifier circuit according to a fourth embodiment. A fourth embodiment is an example in which the amplifier sharing auto-zero amplifier 500 of the first embodiment described above is applied to the configuration of an amplifier circuit using an auto correction feedback circuit.

第４の実施形態の増幅回路は、入力端より入力される差動入力信号Ｖｉｎを高周波帯域に変調するチョッパ変調器１０１と、チョッパ変調器１０１の出力を増幅する相互コンダクタンス増幅器（第１の増幅器）１０２と、相互コンダクタンス増幅器１０２の出力の信号成分を低周波帯域に復調し、オフセット成分及び低周波雑音成分を高周波帯域に変調するチョッパ変調器１０４とを備える。また、増幅回路は、相互コンダクタンス増幅器１０２の出力端に出力が接続され、チョッパ変調器１０４の出力端に入力が接続されたオートコレクションフィードバック回路６１０を備える。オートコレクションフィードバック回路６１０は、入出力が負帰還構成となるように接続され、相互コンダクタンス増幅器１０２の出力を負帰還して相互コンダクタンス増幅器１０２において発生するオフセット成分及び低周波雑音成分を低減する。 The amplifier circuit of the fourth embodiment includes a chopper modulator 101 that modulates the differential input signal Vin input from the input terminal into a high frequency band, and a mutual conductance amplifier (first amplifier) that amplifies the output of the chopper modulator 101. ) 102 and a chopper modulator 104 that demolishes the signal component of the output of the mutual conductance amplifier 102 to the low frequency band and modulates the offset component and the low frequency noise component to the high frequency band. The amplifier circuit also includes an auto-collection feedback circuit 610 in which the output is connected to the output end of the transconductance amplifier 102 and the input is connected to the output end of the chopper modulator 104. The auto-collection feedback circuit 610 is connected so that the input and output have a negative feedback configuration, and the output of the transconductance amplifier 102 is negatively fed back to reduce the offset component and the low frequency noise component generated in the transconductance amplifier 102.

本実施形態の増幅回路は、チョッパ変調器１０４にて復調された主経路の信号成分を増幅する第２の増幅器と、オートコレクションフィードバック回路６１０の入力を増幅する第３の増幅器とをそれぞれオートゼロ増幅器によって構成し、これら２つのオートゼロ増幅器の動作を実現するアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００を備える。 The amplifier circuit of this embodiment is an auto-zero amplifier for a second amplifier that amplifies the signal component of the main path demodulated by the chopper modulator 104 and a third amplifier that amplifies the input of the auto-collection feedback circuit 610, respectively. The amplifier sharing auto-zero amplifier 500 which realizes the operation of these two auto-zero amplifiers is provided.

オートコレクションフィードバック回路６１０は、アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００による第３の増幅器と、第３の増幅器の出力の高周波雑音成分を直流成分及び低周波雑音成分に復調するチョッパ変調器６１５と、チョッパ変調器６１５の出力の高周波信号成分を低減するフィルタ回路６１２と、フィルタ回路６１２の出力を増幅する相互コンダクタンス増幅器６１３とを有する構成である。 The auto-collection feedback circuit 610 includes a third amplifier by the amplifier sharing auto-zero amplifier 500, a chopper modulator 615 that demolishes the high-frequency noise component of the output of the third amplifier into a DC component and a low-frequency noise component, and a chopper modulator. The configuration includes a filter circuit 612 that reduces the high-frequency signal component of the output of the 615, and a mutual conductance amplifier 613 that amplifies the output of the filter circuit 612.

オートコレクションフィードバック回路６１０において、第３の増幅器のオフセット成分及び低周波雑音成分の影響を低減するため、チョッパ変調器６１５の後段のフィルタ回路６１２として、ローパスフィルタとスイッチドキャパシタ型のノッチフィルタとが設けられる。チョッパ変調器６１５の出力の高周波信号成分をノッチフィルタによって除去することにより、利得低下を抑制しつつフィードバックループの入力のオフセットを低減できる。なお、オートコレクションフィードバック回路６１０において第３の増幅器をオートゼロ増幅器とすることにより、ノッチフィルタを無くすことも可能である。この場合、ノッチフィルタの周波数特性を考慮しなくて良くなるため、オートコレクションフィードバック回路６１０の安定性設計が容易になる。 In the auto-collection feedback circuit 610, in order to reduce the influence of the offset component and the low-frequency noise component of the third amplifier, a low-pass filter and a switched capacitor type notch filter are used as the filter circuit 612 in the subsequent stage of the chopper modulator 615. It will be provided. By removing the high frequency signal component of the output of the chopper modulator 615 by the notch filter, the input offset of the feedback loop can be reduced while suppressing the gain decrease. It is also possible to eliminate the notch filter by using an auto-zero amplifier as the third amplifier in the auto-collection feedback circuit 610. In this case, since it is not necessary to consider the frequency characteristics of the notch filter, the stability design of the auto collection feedback circuit 610 becomes easy.

また、増幅回路は、アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００による第２の増幅器の後段に、相互コンダクタンス増幅器１２３、増幅器１２１を備え、増幅器１２１の出力が増幅装置の出力端となり、出力信号Ｖｏｕｔが出力される。 Further, the amplifier circuit includes a transconductance amplifier 123 and an amplifier 121 after the second amplifier by the amplifier sharing auto-zero amplifier 500, and the output of the amplifier 121 becomes the output end of the amplifier and the output signal Vout is output. ..

また、増幅回路には、第２の実施形態と同様、入れ子型ミラー補償構成となるように接続された位相補償容量Ｃ１１１、Ｃ１１２、Ｃ１２１、Ｃ１２２、Ｃ１３１と、チョッパ変調器１０１の入力と増幅器１２１の入力との間に接続されフィードフォワードアンプとして機能する相互コンダクタンス増幅器１２２とが設けられる。これらの位相補償容量及びフィードフォワードアンプによって位相補償回路が構成される。 Further, in the amplifier circuit, as in the second embodiment, the phase compensation capacitances C111, C112, C121, C122, C131 connected so as to have a nested mirror compensation configuration, the input of the chopper modulator 101, and the amplifier 121 A transconductance amplifier 122, which is connected to the input of the above and functions as a feed forward amplifier, is provided. A phase compensation circuit is composed of these phase compensation capacitances and a feedforward amplifier.

アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００において、第２の増幅器は、入力が入力経路１に接続され、出力が出力経路１に接続され、第１の増幅経路（経路１）の増幅器となる。すなわち、第２の増幅器は、入力経路１からの差動入力信号を、経路１モードとなったアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００内部のオートゼロ増幅器５１０又はオートゼロ増幅器５２０又はオートゼロ増幅器５３０により増幅し、出力信号を出力経路１より出力する。 In the amplifier sharing auto-zero amplifier 500, the second amplifier is an amplifier of the first amplification path (path 1) in which the input is connected to the input path 1 and the output is connected to the output path 1. That is, the second amplifier amplifies the differential input signal from the input path 1 by the auto-zero amplifier 510 or the auto-zero amplifier 520 or the auto-zero amplifier 530 inside the amplifier sharing auto-zero amplifier 500 in the path 1 mode, and the output signal. Is output from the output path 1.

また、第３の増幅器は、入力が入力経路２に接続され、出力が出力経路２に接続され、第２の増幅経路（経路２）の増幅器となる。すなわち、第３の増幅器は、入力経路２からの差動入力信号を、経路２モードとなったアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００内部のオートゼロ増幅器５１０又はオートゼロ増幅器５２０又はオートゼロ増幅器５３０により増幅し、出力信号を出力経路２より出力する。 Further, in the third amplifier, the input is connected to the input path 2 and the output is connected to the output path 2, and becomes an amplifier of the second amplification path (path 2). That is, the third amplifier amplifies the differential input signal from the input path 2 by the auto-zero amplifier 510 or the auto-zero amplifier 520 or the auto-zero amplifier 530 inside the amplifier sharing auto-zero amplifier 500 in the path 2 mode, and the output signal. Is output from the output path 2.

第４の実施形態では、アンプシェアリングオートゼロ増幅器を用いて２系統のＰｉｎｇ−Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器を機能させ、オートコレクションフィードバック回路を有する増幅回路を構成する。これにより、オートコレクションフィードバック回路の入力のオフセットを低減し、増幅回路のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減させ、高精度かつ低雑音化を図ることができるとともに、回路面積及び消費電力を低減させることが可能となる。 In the fourth embodiment, an amplifier sharing auto-zero amplifier is used to operate two Ping-Pong auto-zero amplifiers to form an amplifier circuit having an auto-collection feedback circuit. As a result, the offset of the input of the auto collection feedback circuit can be reduced, the offset component and the low frequency noise component of the amplifier circuit can be reduced, high accuracy and low noise can be achieved, and the circuit area and power consumption can be reduced. It becomes possible.

また、複数の経路において異なる相互コンダクタンス値を設定できるため、増幅回路の主経路とオートコレクションフィードバックループとにアンプシェアリングオートゼロ増幅器を適用可能であり、増幅装置の回路設計の自由度を向上できる。第４の実施形態では、増幅回路のオートコレクションフィードバックループにおいて主経路よりも小さい相互コンダクタンス値を設定可能である。 Further, since different transconductance values can be set in a plurality of paths, the amplifier sharing auto-zero amplifier can be applied to the main path of the amplifier circuit and the auto-collection feedback loop, and the degree of freedom in the circuit design of the amplifier device can be improved. In the fourth embodiment, the transconductance value smaller than that of the main path can be set in the auto-collection feedback loop of the amplifier circuit.

（第５の実施形態）
図１３は、第５の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。第５の実施形態は、第４の実施形態の変形例であり、入力経路及び出力経路を入れ替えた構成例である。ここでは、第４の実施形態と異なる部分を主に説明し、同様の構成については説明を省略する。 (Fifth Embodiment)
FIG. 13 is a diagram showing a configuration of an amplifier circuit according to a fifth embodiment. The fifth embodiment is a modification of the fourth embodiment, and is a configuration example in which the input path and the output path are interchanged. Here, the parts different from the fourth embodiment will be mainly described, and the description of the same configuration will be omitted.

第５の実施形態では、アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００において、第２の増幅器は、入力が入力経路２に接続され、出力が出力経路２に接続され、第２の増幅経路（経路２）の増幅器となる。すなわち、第２の増幅器は、入力経路２からの差動入力信号を、経路２モードとなったアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００内部のオートゼロ増幅器５１０又はオートゼロ増幅器５２０又はオートゼロ増幅器５３０により増幅し、出力信号を出力経路２より出力する。 In a fifth embodiment, in the amplifier sharing autozero amplifier 500, the second amplifier has an input connected to the input path 2, an output connected to the output path 2, and an amplifier of the second amplification path (path 2). It becomes. That is, the second amplifier amplifies the differential input signal from the input path 2 by the auto-zero amplifier 510 or the auto-zero amplifier 520 or the auto-zero amplifier 530 inside the amplifier sharing auto-zero amplifier 500 in the path 2 mode, and the output signal. Is output from the output path 2.

また、第３の増幅器は、入力が入力経路１に接続され、出力が出力経路１に接続され、第１の増幅経路（経路１）の増幅器となる。すなわち、第３の増幅器は、入力経路１からの差動入力信号を、経路１モードとなったアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００内部のオートゼロ増幅器５１０又はオートゼロ増幅器５２０又はオートゼロ増幅器５３０により増幅し、出力信号を出力経路１より出力する。 Further, in the third amplifier, the input is connected to the input path 1, the output is connected to the output path 1, and the third amplifier becomes an amplifier of the first amplification path (path 1). That is, the third amplifier amplifies the differential input signal from the input path 1 by the auto-zero amplifier 510 or the auto-zero amplifier 520 or the auto-zero amplifier 530 inside the amplifier sharing auto-zero amplifier 500 in the path 1 mode, and the output signal. Is output from the output path 1.

第５の実施形態では、第４の実施形態と同様、オートコレクションフィードバック回路を有する増幅回路において、アンプシェアリングオートゼロ増幅器を用いて２系統のＰｉｎｇ−Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器を機能させることにより、増幅回路のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減させるともに、回路面積及び消費電力を低減させることが可能となる。また、複数の経路において異なる相互コンダクタンス値を設定でき、増幅回路の主経路においてオートコレクションフィードバックループよりも小さい相互コンダクタンス値を設定可能である。 In the fifth embodiment, as in the fourth embodiment, in the amplifier circuit having the auto-collection feedback circuit, the amplifier sharing auto-zero amplifier is used to operate the two Ping-Pong auto-zero amplifiers to function the amplifier circuit. It is possible to reduce the offset component and the low frequency noise component, and also reduce the circuit area and power consumption. Further, different transconductance values can be set in a plurality of paths, and a transconductance value smaller than that of the auto collection feedback loop can be set in the main path of the amplifier circuit.

（第６の実施形態）
図１４は、第６の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。第６の実施形態は、前述した第１の実施形態のアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００を、リップルリダクションループ（Ripple Reduction Loop）回路を用いた増幅回路の構成に適用した例である。 (Sixth Embodiment)
FIG. 14 is a diagram showing a configuration of an amplifier circuit according to a sixth embodiment. The sixth embodiment is an example in which the amplifier sharing auto-zero amplifier 500 of the first embodiment described above is applied to the configuration of an amplifier circuit using a ripple reduction loop circuit.

第６の実施形態の増幅回路は、入力端より入力される差動入力信号Ｖｉｎを高周波帯域に変調するチョッパ変調器１０１と、チョッパ変調器１０１の出力を増幅する相互コンダクタンス増幅器（第１の増幅器）１０２と、相互コンダクタンス増幅器１０２の出力の信号成分を低周波帯域に復調し、オフセット成分及び低周波雑音成分を高周波帯域に変調するチョッパ変調器１０４とを備える。また、増幅回路は、相互コンダクタンス増幅器１０２の出力端に出力が接続され、チョッパ変調器１０４の出力端に入力が接続されたリップルリダクションループ回路６２０を備える。リップルリダクションループ回路６２０は、入出力が負帰還構成となるように接続され、相互コンダクタンス増幅器１０２の出力を負帰還して相互コンダクタンス増幅器１０２において発生するオフセット成分及び低周波雑音成分を低減する。 The amplifier circuit of the sixth embodiment includes a chopper modulator 101 that modulates the differential input signal Vin input from the input terminal into a high frequency band, and a mutual conductance amplifier (first amplifier) that amplifies the output of the chopper modulator 101. ) 102 and a chopper modulator 104 that demolishes the signal component of the output of the mutual conductance amplifier 102 to the low frequency band and modulates the offset component and the low frequency noise component to the high frequency band. The amplifier circuit also includes a ripple reduction loop circuit 620 in which the output is connected to the output end of the transconductance amplifier 102 and the input is connected to the output end of the chopper modulator 104. The ripple reduction loop circuit 620 is connected so that the input and output have a negative feedback configuration, and negatively feeds back the output of the transconductance amplifier 102 to reduce the offset component and the low frequency noise component generated in the transconductance amplifier 102.

本実施形態の増幅回路は、チョッパ変調器１０４にて復調された主経路の信号成分を増幅する第２の増幅器と、リップルリダクションループ回路６２０の入力を増幅する第３の増幅器とをそれぞれオートゼロ増幅器によって構成し、これら２つのオートゼロ増幅器の動作を実現するアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００を備える。 The amplifier circuit of this embodiment is an auto-zero amplifier that a second amplifier that amplifies the signal component of the main path demodulated by the chopper modulator 104 and a third amplifier that amplifies the input of the ripple reduction loop circuit 620, respectively. The amplifier sharing auto-zero amplifier 500 which realizes the operation of these two auto-zero amplifiers is provided.

リップルリダクションループ回路６２０は、リップルリダクションループ回路６２０の入力の高周波雑音成分を取り出すカップリング容量Ｃ６１と、カップリング容量Ｃ６１の出力の差動電流信号を差動電圧信号に変換する抵抗Ｒ６１と、抵抗Ｒ６１によって変換された差動電圧信号を増幅するアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００による第３の増幅器と、第３の増幅器の出力の高周波雑音成分を直流成分及び低周波雑音成分に復調するチョッパ変調器６２５と、チョッパ変調器６２５の出力の高周波信号成分を低減するフィルタ回路６２２と、フィルタ回路６２２の出力を増幅する相互コンダクタンス増幅器６２３とを有する構成である。 The ripple reduction loop circuit 620 includes a coupling capacitance C61 that extracts a high-frequency noise component at the input of the ripple reduction loop circuit 620, a resistor R61 that converts a differential current signal at the output of the coupling capacitance C61 into a differential voltage signal, and a resistor. A third amplifier with an amplifier sharing auto-zero amplifier 500 that amplifies the differential voltage signal converted by R61, and a chopper modulator 625 that demolishes the high-frequency noise component of the output of the third amplifier into a DC component and a low-frequency noise component. The configuration includes a filter circuit 622 that reduces the high-frequency signal component of the output of the chopper modulator 625, and a mutual conductance amplifier 623 that amplifies the output of the filter circuit 622.

リップルリダクションループ回路６２０において、第３の増幅器のオフセット成分及び低周波雑音成分の影響を低減するため、フィードバックループの入力段にカップリング容量Ｃ６１が設けられる。また、チョッパ変調器６２５での変調後の相互コンダクタンス増幅器６２３にて発生するオフセット成分及び低周波雑音成分の影響を低減するため、第３の増幅器としてオートゼロ増幅器が用いられる。オートゼロ増幅器によって、フィードバックループのリップル成分及びオフセット成分を低減でき、増幅回路におけるオフセット成分及び低周波雑音成分の影響を削減できる。 In the ripple reduction loop circuit 620, a coupling capacitance C61 is provided in the input stage of the feedback loop in order to reduce the influence of the offset component and the low frequency noise component of the third amplifier. Further, in order to reduce the influence of the offset component and the low frequency noise component generated in the transconductance amplifier 623 after the modulation in the chopper modulator 625, an auto zero amplifier is used as the third amplifier. The auto-zero amplifier can reduce the ripple component and the offset component of the feedback loop, and can reduce the influence of the offset component and the low frequency noise component in the amplifier circuit.

また、増幅回路は、アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００による第２の増幅器の後段に、相互コンダクタンス増幅器１２３、増幅器１２１を備え、増幅器１２１の出力が増幅装置の出力端となり、出力信号Ｖｏｕｔが出力される。 Further, the amplifier circuit includes a transconductance amplifier 123 and an amplifier 121 after the second amplifier by the amplifier sharing auto-zero amplifier 500, and the output of the amplifier 121 becomes the output end of the amplifier and the output signal Vout is output. ..

また、増幅回路には、第２及び第４の実施形態と同様、入れ子型ミラー補償構成となるように接続された位相補償容量Ｃ１１１、Ｃ１１２、Ｃ１２１、Ｃ１２２、Ｃ１３１と、チョッパ変調器１０１の入力と増幅器１２１の入力との間に接続されフィードフォワードアンプとして機能する相互コンダクタンス増幅器１２２とが設けられる。これらの位相補償容量及びフィードフォワードアンプによって位相補償回路が構成される。 Further, as in the second and fourth embodiments, the amplifier circuit is connected to the phase compensation capacitances C111, C112, C121, C122, C131 and the chopper modulator 101 so as to have a nested mirror compensation configuration. A transconductance amplifier 122, which is connected between the amplifier 121 and the input of the amplifier 121 and functions as a feed forward amplifier, is provided. A phase compensation circuit is composed of these phase compensation capacitances and a feedforward amplifier.

アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００において、第２の増幅器は、入力が入力経路１に接続され、出力が出力経路１に接続され、第１の増幅経路（経路１）の増幅器となる。すなわち、第２の増幅器は、入力経路１からの差動入力信号を、経路１モードとなったアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００内部のオートゼロ増幅器５１０又はオートゼロ増幅器５２０又はオートゼロ増幅器５３０により増幅し、出力信号を出力経路１より出力する。 In the amplifier sharing auto-zero amplifier 500, the second amplifier is an amplifier of the first amplification path (path 1) in which the input is connected to the input path 1 and the output is connected to the output path 1. That is, the second amplifier amplifies the differential input signal from the input path 1 by the auto-zero amplifier 510 or the auto-zero amplifier 520 or the auto-zero amplifier 530 inside the amplifier sharing auto-zero amplifier 500 in the path 1 mode, and the output signal. Is output from the output path 1.

また、第３の増幅器は、入力が入力経路２に接続され、出力が出力経路２に接続され、第２の増幅経路（経路２）の増幅器となる。すなわち、第３の増幅器は、入力経路２からの差動入力信号を、経路２モードとなったアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００内部のオートゼロ増幅器５１０又はオートゼロ増幅器５２０又はオートゼロ増幅器５３０により増幅し、出力信号を出力経路２より出力する。 Further, in the third amplifier, the input is connected to the input path 2 and the output is connected to the output path 2, and becomes an amplifier of the second amplification path (path 2). That is, the third amplifier amplifies the differential input signal from the input path 2 by the auto-zero amplifier 510 or the auto-zero amplifier 520 or the auto-zero amplifier 530 inside the amplifier sharing auto-zero amplifier 500 in the path 2 mode, and the output signal. Is output from the output path 2.

第６の実施形態では、アンプシェアリングオートゼロ増幅器を用いて２系統のＰｉｎｇ−Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器を機能させ、リップルリダクションループ回路を有する増幅回路を構成する。これにより、増幅回路のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減させ、高精度かつ低雑音化を図ることができるとともに、回路面積及び消費電力を低減させることが可能となる。 In the sixth embodiment, an amplifier sharing auto-zero amplifier is used to operate two Ping-Pong auto-zero amplifiers to form an amplifier circuit having a ripple reduction loop circuit. As a result, the offset component and the low frequency noise component of the amplifier circuit can be reduced, high accuracy and low noise can be achieved, and the circuit area and power consumption can be reduced.

また、複数の経路において異なる相互コンダクタンス値を設定できるため、増幅回路の主経路とリップルリダクションループとにアンプシェアリングオートゼロ増幅器を適用可能であり、増幅装置の回路設計の自由度を向上できる。第６の実施形態では、増幅回路のリップルリダクションループにおいて主経路よりも小さい相互コンダクタンス値を設定可能である。 Further, since different transconductance values can be set in a plurality of paths, the amplifier sharing auto-zero amplifier can be applied to the main path of the amplifier circuit and the ripple reduction loop, and the degree of freedom in the circuit design of the amplifier device can be improved. In the sixth embodiment, the transconductance value smaller than that of the main path can be set in the ripple reduction loop of the amplifier circuit.

（第７の実施形態）
図１５は、第７の実施形態の増幅回路の構成を示す図である。第７の実施形態は、第６の実施形態の変形例であり、入力経路及び出力経路を入れ替えた構成例である。ここでは、第６の実施形態と異なる部分を主に説明し、同様の構成については説明を省略する。 (7th Embodiment)
FIG. 15 is a diagram showing a configuration of an amplifier circuit according to a seventh embodiment. The seventh embodiment is a modification of the sixth embodiment, and is a configuration example in which the input path and the output path are interchanged. Here, the parts different from the sixth embodiment will be mainly described, and the description of the same configuration will be omitted.

第７の実施形態では、アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００において、第２の増幅器は、入力が入力経路２に接続され、出力が出力経路２に接続され、第２の増幅経路（経路２）の増幅器となる。すなわち、第２の増幅器は、入力経路２からの差動入力信号を、経路２モードとなったアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００内部のオートゼロ増幅器５１０又はオートゼロ増幅器５２０又はオートゼロ増幅器５３０により増幅し、出力信号を出力経路２より出力する。 In a seventh embodiment, in the amplifier sharing autozero amplifier 500, the second amplifier has an input connected to the input path 2, an output connected to the output path 2, and an amplifier of the second amplification path (path 2). It becomes. That is, the second amplifier amplifies the differential input signal from the input path 2 by the auto-zero amplifier 510 or the auto-zero amplifier 520 or the auto-zero amplifier 530 inside the amplifier sharing auto-zero amplifier 500 in the path 2 mode, and the output signal. Is output from the output path 2.

また、第３の増幅器は、入力が入力経路１に接続され、出力が出力経路１に接続され、第１の増幅経路（経路１）の増幅器となる。すなわち、第３の増幅器は、入力経路１からの差動入力信号を、経路１モードとなったアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００内部のオートゼロ増幅器５１０又はオートゼロ増幅器５２０又はオートゼロ増幅器５３０により増幅し、出力信号を出力経路１より出力する。 Further, in the third amplifier, the input is connected to the input path 1, the output is connected to the output path 1, and the third amplifier becomes an amplifier of the first amplification path (path 1). That is, the third amplifier amplifies the differential input signal from the input path 1 by the auto-zero amplifier 510 or the auto-zero amplifier 520 or the auto-zero amplifier 530 inside the amplifier sharing auto-zero amplifier 500 in the path 1 mode, and the output signal. Is output from the output path 1.

第７の実施形態では、第６の実施形態と同様、リップルリダクションループ回路を有する増幅回路において、アンプシェアリングオートゼロ増幅器を用いて２系統のＰｉｎｇ−Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器を機能させることにより、増幅回路のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減させるともに、回路面積及び消費電力を低減させることが可能となる。また、複数の経路において異なる相互コンダクタンス値を設定でき、増幅回路の主経路においてリップルリダクションループよりも小さい相互コンダクタンス値を設定可能である。 In the seventh embodiment, as in the sixth embodiment, in the amplifier circuit having the ripple reduction loop circuit, the amplifier sharing auto-zero amplifier is used to make two Ping-Pong auto-zero amplifiers function, thereby forming the amplifier circuit. It is possible to reduce the offset component and the low frequency noise component, and also reduce the circuit area and power consumption. Further, different transconductance values can be set in a plurality of paths, and a transconductance value smaller than that of the ripple reduction loop can be set in the main path of the amplifier circuit.

本実施形態では、並列に接続された少なくとも３つの増幅器である第１乃至第３のオートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０を備えるアンプシェアリングオートゼロ増幅器５００を有する。オートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０のそれぞれは、入力信号を増幅する第１の相互コンダクタンス増幅器５１１、５２１、５３１及び第２の相互コンダクタンス増幅器５１２、５２２、５３２と、第１及び第２の相互コンダクタンス増幅器の入力信号を無信号状態としたときに第１及び第２の相互コンダクタンス増幅器の出力を入力する第３の相互コンダクタンス増幅器５１３、５２３、５３３と、第３の相互コンダクタンス増幅器の入力において第１及び第２の相互コンダクタンス増幅器のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減する校正電圧を保持するサンプリング容量Ｃ５１、Ｃ５２、Ｃ５３と、を有する。また、入力される差動信号を第１の相互コンダクタンス増幅器及び第２の相互コンダクタンス増幅器によって増幅する第１の増幅経路に接続される第１の入力経路（入力経路１）及び第１の出力経路（出力経路１）と、入力される差動信号を第１の相互コンダクタンス増幅器によって増幅する第２の増幅経路に接続される第２の入力経路（入力経路２）及び第２の出力経路（出力経路２）と、第１の入力経路及び第１の出力経路と、第２の入力経路及び第２の出力経路との経路切り替えを行うスイッチΦ１，１〜Φ１，８、Φ２，１〜Φ２，８、Φ３，１〜Φ３，８と、を備える。アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００は、第１乃至第３のオートゼロ増幅器５１０、５２０、５３０のうち、一つのオートゼロ増幅器がサンプリング容量により校正電圧を保持する校正モードとなり、他の一つのオートゼロ増幅器が入力信号を第１の増幅経路において第１の相互コンダクタンス増幅器及び第２の相互コンダクタンス増幅器によって増幅する経路１モードとなり、さらに他の一つのオートゼロ増幅器が入力信号を第２の増幅経路において第１の相互コンダクタンス増幅器によって増幅する経路２モードとなるように、これら複数の動作モードをスイッチにより切り替える。これにより、３つのオートゼロ増幅器によって２つのＰｉｎｇ−Ｐｏｎｇオートゼロ増幅器の機能を実現でき、増幅回路の回路面積及び消費電力の低減を図ることができる。また、２つの経路を３つのオートゼロ増幅器によって高精度に増幅する際に、２つの経路の相互コンダクタンス値を別々の値に設計可能である。このため、精度良くオフセット成分及び低周波雑音成分を低減可能であるとともに、増幅回路全体の設計の自由度を向上できる。 In this embodiment, there is an amplifier sharing auto-zero amplifier 500 including first to third auto-zero amplifiers 510, 520, and 530, which are at least three amplifiers connected in parallel. The autozero amplifiers 510, 520, and 530, respectively, have a first transconductance amplifier 511, 521, 531, a second transconductance amplifier 512, 522, 532, and a first and second transconductance amplifier that amplify an input signal. At the inputs of the third transconductance amplifiers 513, 523, 533 and the third transconductance amplifiers, which input the outputs of the first and second transconductance amplifiers when the input signal of It has sampling capacities C51, C52, and C53 that hold calibration voltages that reduce the offset component and low frequency noise component of the second transconductance amplifier. Further, a first input path (input path 1) and a first output path connected to a first amplification path that amplifies the input differential signal by the first mutual conductance amplifier and the second mutual conductance amplifier. (Output path 1), a second input path (input path 2) and a second output path (output) connected to a second amplification path that amplifies the input differential signal by the first mutual conductance amplifier. Switches Φ1,1 to Φ1,8, Φ2,1 to Φ2, which switch routes between the route 2), the first input path and the first output path, and the second input path and the second output path. 8, Φ3,1 to Φ3,8. The amplifier sharing auto-zero amplifier 500 is in a calibration mode in which one of the first to third auto-zero amplifiers 510, 520, and 530 holds the calibration voltage according to the sampling capacitance, and the other auto-zero amplifier is used as an input signal. Is in path 1 mode, which is amplified by the first transconductance amplifier and the second transconductance amplifier in the first amplification path, and yet another autozero amplifier transfers the input signal to the first transconductance in the second amplification path. These plurality of operation modes are switched by a switch so that the path 2 mode is amplified by the amplifier. As a result, the functions of the two Ping-Pong auto-zero amplifiers can be realized by the three auto-zero amplifiers, and the circuit area and power consumption of the amplifier circuit can be reduced. Further, when the two paths are amplified with high accuracy by the three auto-zero amplifiers, the transconductance values of the two paths can be designed to be different values. Therefore, the offset component and the low-frequency noise component can be reduced with high accuracy, and the degree of freedom in designing the entire amplifier circuit can be improved.

また、本実施形態では、アンプシェアリングオートゼロ増幅器５００を、ノイズリダクションループ回路１１０、オートコレクションフィードバック回路６１０、リップルリダクションループ回路６２０のいずれかにおいて、主経路の第２の増幅器とフィードバックループの第３の増幅器とに適用して構成する。これにより、オートゼロ増幅器による増幅回路によって相互コンダクタンス増幅器１０２の出力のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減し、増幅装置の出力に本来現れるリップルノイズの発生を抑制できる。このため、精度良くオフセット成分及び低周波雑音成分を低減できるとともに、増幅回路の回路面積及び消費電力を低減でき、小型化及び省電力化を図ることができる。よって、オフセット成分及び低周波雑音成分をより高精度に低減する各種の増幅装置を実現できる。 Further, in the present embodiment, the amplifier sharing auto-zero amplifier 500 is used in any of the noise reduction loop circuit 110, the auto collection feedback circuit 610, and the ripple reduction loop circuit 620, with the second amplifier in the main path and the third feedback loop. It is applied to the amplifier and configured. As a result, the offset component and low-frequency noise component of the output of the transconductance amplifier 102 can be reduced by the amplifier circuit by the auto-zero amplifier, and the generation of ripple noise that originally appears in the output of the amplifier can be suppressed. Therefore, the offset component and the low frequency noise component can be reduced with high accuracy, the circuit area and the power consumption of the amplifier circuit can be reduced, and the size and power saving can be achieved. Therefore, it is possible to realize various amplification devices that reduce the offset component and the low frequency noise component with higher accuracy.

以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本発明はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例又は修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。また、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。 Although various embodiments have been described above with reference to the drawings, it goes without saying that the present invention is not limited to such examples. It is clear that a person skilled in the art can come up with various modifications or modifications within the scope of the claims, which naturally belong to the technical scope of the present invention. Understood. In addition, each component in the above embodiment may be arbitrarily combined as long as the gist of the present invention is not deviated.

本発明は、オフセット成分及び低周波雑音成分を高精度に低減するとともに、回路面積及び消費電力を低減させることが可能となる効果を有し、例えばセンサ信号等を増幅する増幅回路、計装アンプ等の増幅装置に有用である。 The present invention has the effect of reducing offset components and low-frequency noise components with high accuracy, as well as reducing circuit area and power consumption. For example, an amplifier circuit or instrumentation amplifier that amplifies a sensor signal or the like. It is useful for amplification devices such as.

１０１、１０３、１０４、６１５、６２５：チョッパ変調器
１０２、１１３、１２２、１２３、５１１、５１２、５１３、５２１、５２２、５２３、５３１、５３２、５３３、６１３、６２３：相互コンダクタンス増幅器
１１０：ノイズリダクションループ回路
１１２、６１２：フィルタ回路
１２１：増幅器
５００：アンプシェアリングオートゼロ増幅器
５１０、５２０、５３０：オートゼロ増幅器
６１０：オートコレクションフィードバック回路
６２０：リップルリダクションループ回路
Ｃ３１、Ｃ３２、Ｃ３３：容量
Ｃ５１、Ｃ５２、Ｃ５３：サンプリング容量
Ｃ６１：カップリング容量
Ｃ１１１、Ｃ１１２、Ｃ１２１、Ｃ１２２、Ｃ１３１：位相補償容量
Φ１，１〜Φ１，８、Φ２，１〜Φ２，８、Φ３，１〜Φ３，８：スイッチ 101, 103, 104, 615, 625: Chopper modulator 102, 113, 122, 123, 511, 512, 513, 521, 522, 523, 532, 532, 533, 613, 623: Mutual conductance amplifier 110: Noise reduction Loop circuit 112, 612: Filter circuit 121: Amplifier 500: Amplifier sharing Auto zero amplifier 510, 520, 530: Auto zero amplifier 610: Auto collection feedback circuit 620: Ripple reduction loop circuit C31, C32, C33: Capacities C51, C52, C53 : Sampling capacity C61: Coupling capacity C111, C112, C121, C122, C131: Phase compensation capacity Φ1,1 to Φ1,8, Φ2,1 to Φ2,8, Φ3,1 to Φ3,8: Switch

Claims (14)

並列に接続された少なくとも３つの増幅器である第１乃至第３のオートゼロ増幅器を備え、
前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器のそれぞれは、
入力信号を増幅する第１の相互コンダクタンス増幅器及び第２の相互コンダクタンス増幅器と、
前記第１及び第２の相互コンダクタンス増幅器の入力信号を無信号状態としたときに前記第１及び第２の相互コンダクタンス増幅器の出力を入力する第３の相互コンダクタンス増幅器と、
前記第３の相互コンダクタンス増幅器の入力において前記第１及び第２の相互コンダクタンス増幅器のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減する校正電圧を保持するサンプリング容量と、を有し、
前記入力信号を前記第１の相互コンダクタンス増幅器及び前記第２の相互コンダクタンス増幅器によって増幅する第１の増幅経路に接続される第１の入力経路及び第１の出力経路と、
前記入力信号を前記第１の相互コンダクタンス増幅器によって増幅する第２の増幅経路に接続される第２の入力経路及び第２の出力経路と、
前記第１の入力経路及び前記第１の出力経路と、前記第２の入力経路及び前記第２の出力経路との経路切り替えを行うスイッチと、を備え、
前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器のうち、
一つのオートゼロ増幅器が前記サンプリング容量により前記校正電圧を保持する校正モードとなり、
他の一つのオートゼロ増幅器が前記入力信号を前記第１の増幅経路において前記第１の相互コンダクタンス増幅器及び前記第２の相互コンダクタンス増幅器によって増幅する経路１モードとなり、
さらに他の一つのオートゼロ増幅器が前記入力信号を前記第２の増幅経路において前記第１の相互コンダクタンス増幅器によって増幅する経路２モードとなるように、これら複数の動作モードを前記スイッチにより切り替えるアンプシェアリングオートゼロ増幅器を有する、増幅装置。 It includes first to third autozero amplifiers, which are at least three amplifiers connected in parallel.
Each of the first to third autozero amplifiers
A first transconductance amplifier and a second transconductance amplifier that amplify the input signal,
A third transconductance amplifier that inputs the output of the first and second transconductance amplifiers when the input signals of the first and second transconductance amplifiers are in a no-signal state.
It has a sampling capacitance that holds a calibration voltage that reduces the offset component and low frequency noise component of the first and second transconductance amplifiers at the input of the third transconductance amplifier.
A first input path and a first output path connected to a first amplification path that amplifies the input signal by the first transconductance amplifier and the second transconductance amplifier.
A second input path and a second output path connected to a second amplification path that amplifies the input signal by the first transconductance amplifier.
A switch for switching a route between the first input path and the first output path and the second input path and the second output path is provided.
Of the first to third auto-zero amplifiers
One auto-zero amplifier enters a calibration mode in which the calibration voltage is held by the sampling capacity.
The other auto-zero amplifier becomes a path 1 mode in which the input signal is amplified by the first transconductance amplifier and the second transconductance amplifier in the first amplification path.
Amplifier sharing in which the plurality of operation modes are switched by the switch so that the other auto-zero amplifier becomes the path 2 mode in which the input signal is amplified by the first transconductance amplifier in the second amplification path. An amplifier with an auto-zero amplifier. 差動信号が入力される第１の入力端子及び第２の入力端子と、
前記入力される差動信号が無信号状態となる同相入力端子と、
オン時にスイッチ入力端に入力された信号をスイッチ出力端に出力し、オフ時にスイッチ入力端に入力された信号をスイッチ出力端に出力しない第１乃至第８のスイッチと、
前記第１のスイッチ乃至前記第３のスイッチのスイッチ出力端に入力が接続された第１の相互コンダクタンス増幅器と、
前記第４のスイッチ及び前記第５のスイッチのスイッチ出力端に入力が接続された第２の相互コンダクタンス増幅器と、
前記第６のスイッチのスイッチ出力端に接続されたサンプリング容量と、
前記第６のスイッチのスイッチ出力端に入力が接続された第３の相互コンダクタンス増幅器と、
前記第８のスイッチのスイッチ出力端に接続された第１の出力端子と、
前記第７のスイッチのスイッチ出力端に接続された第２の出力端子と、を備え、
前記第１の入力端子が前記第１のスイッチ及び前記第４のスイッチのスイッチ入力端に接続され、
前記第２の入力端子が前記第３のスイッチのスイッチ入力端に接続され、
前記同相入力端子が前記第２のスイッチ及び前記第５のスイッチのスイッチ入力端に接続され、
前記第６のスイッチ乃至前記第８のスイッチのスイッチ入力端が前記第１の相互コンダクタンス増幅器乃至前記第３の相互コンダクタンス増幅器の出力に接続され、
前記第２のスイッチ、前記第５のスイッチ、及び前記第６のスイッチがオンとなるとともに、前記第１のスイッチ、前記第３のスイッチ、前記第４のスイッチ、前記第７のスイッチ、及び前記第８のスイッチがオフとなり、前記第１の相互コンダクタンス増幅器及び前記第２の相互コンダクタンス増幅器のオフセット成分及び低周波雑音成分を低減する校正電圧を前記サンプリング容量に保持する校正モードと、
前記第１のスイッチ、前記第４のスイッチ、及び前記第８のスイッチがオンとなるとともに、前記第２のスイッチ、前記第３のスイッチ、前記第５のスイッチ、前記第６のスイッチ、及び前記第７のスイッチがオフとなり、前記校正モードによって前記校正電圧が保持された前記第１の相互コンダクタンス増幅器及び前記第２の相互コンダクタンス増幅器によって前記第１の入力端子に入力される差動信号を増幅し、前記第１の出力端子に出力する経路１モードと、
前記第３のスイッチ、前記第５のスイッチ、及び前記第７のスイッチがオンとなるとともに、前記第１のスイッチ、前記第２のスイッチ、前記第４のスイッチ、前記第６のスイッチ、及び前記第８のスイッチがオフとなり、前記校正モードによって前記校正電圧が保持された前記第１の相互コンダクタンス増幅器によって前記第２の入力端子に入力される差動信号を増幅し、前記第２の出力端子に出力する経路２モードと、を有し、
前記校正モード、前記経路１モード、及び前記経路２モードを、前記第１のスイッチ乃至前記第８のスイッチのオンオフによって切り替えるオートゼロ増幅器を備える、増幅装置。 The first input terminal and the second input terminal to which the differential signal is input, and
An in-phase input terminal in which the input differential signal is in a no-signal state,
The first to eighth switches that output the signal input to the switch input end when it is on and do not output the signal input to the switch input end to the switch output end when it is off.
A first transconductance amplifier whose input is connected to the switch output end of the first switch or the third switch.
A second transconductance amplifier with inputs connected to the switch output ends of the fourth switch and the fifth switch.
The sampling capacitance connected to the switch output end of the sixth switch,
A third transconductance amplifier with an input connected to the switch output end of the sixth switch,
The first output terminal connected to the switch output end of the eighth switch,
A second output terminal connected to the switch output end of the seventh switch is provided.
The first input terminal is connected to the switch input end of the first switch and the fourth switch.
The second input terminal is connected to the switch input end of the third switch,
The common mode input terminal is connected to the switch input end of the second switch and the fifth switch.
The switch input end of the sixth switch to the eighth switch is connected to the output of the first transconductance amplifier or the third transconductance amplifier.
The second switch, the fifth switch, and the sixth switch are turned on, and the first switch, the third switch, the fourth switch, the seventh switch, and the above. A calibration mode in which the eighth switch is turned off and a calibration voltage for reducing the offset component and the low frequency noise component of the first transconductance amplifier and the second transconductance amplifier is held in the sampling capacitance.
The first switch, the fourth switch, and the eighth switch are turned on, and the second switch, the third switch, the fifth switch, the sixth switch, and the above. The seventh switch is turned off, and the differential signal input to the first input terminal by the first transconductance amplifier and the second transconductance amplifier whose calibration voltage is held by the calibration mode is amplified. Then, the path 1 mode for outputting to the first output terminal and
The third switch, the fifth switch, and the seventh switch are turned on, and the first switch, the second switch, the fourth switch, the sixth switch, and the above. The eighth switch is turned off, the differential signal input to the second input terminal is amplified by the first transconductance amplifier in which the calibration voltage is held by the calibration mode, and the second output terminal is used. Has a path 2 mode to output to
An amplification device including an auto-zero amplifier that switches the calibration mode, the path 1 mode, and the path 2 mode by turning on / off the first switch or the eighth switch. 請求項２に記載の増幅装置であって、
前記オートゼロ増幅器の構成を含む第１乃至第３のオートゼロ増幅器を備え、
前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器の内の一つが前記経路１モードの時、他の一つが前記経路２モードとなり、さらに他の一つが前記校正モードとなるように、前記第１のスイッチ乃至前記第８のスイッチによって動作モードを切り替える機能を有し、
前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器のそれぞれの前記第１の入力端子が接続された第１の入力経路と、
前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器のそれぞれの前記第２の入力端子が接続された第２の入力経路と、
前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器のそれぞれの前記第１の出力端子が接続された第１の出力経路と、
前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器のそれぞれの前記第２の出力端子が接続された第２の出力経路と、を有するアンプシェアリングオートゼロ増幅器を備える、増幅装置。 The amplification device according to claim 2.
A first to third auto-zero amplifier including the configuration of the auto-zero amplifier is provided.
When one of the first to third autozero amplifiers is in the path 1 mode, the other one is in the path 2 mode, and the other one is in the calibration mode. It has a function to switch the operation mode by the eighth switch.
A first input path to which the first input terminal of each of the first to third autozero amplifiers is connected, and
A second input path to which the second input terminal of each of the first to third autozero amplifiers is connected, and
A first output path to which the first output terminal of each of the first to third autozero amplifiers is connected, and
An amplifier device comprising an amplifier sharing auto-zero amplifier having a second output path to which the second output terminal of each of the first to third auto-zero amplifiers is connected. 請求項１又は３に記載の増幅装置であって、
前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器は、前記動作モードの組み合わせとして、
前記第１のオートゼロ増幅器が前記校正モードであり、前記第２のオートゼロ増幅器が前記経路２モードであり、前記第３のオートゼロ増幅器が前記経路１モードであるフェイズ１と、
前記第１のオートゼロ増幅器が前記経路１モードであり、前記第２のオートゼロ増幅器が前記経路２モードであり、前記第３のオートゼロ増幅器が前記校正モードであるフェイズ２と、
前記第１のオートゼロ増幅器が前記経路１モードであり、前記第２のオートゼロ増幅器が前記校正モードであり、前記第３のオートゼロ増幅器が前記経路２モードであるフェイズ３と、
前記第１のオートゼロ増幅器が前記校正モードであり、前記第２のオートゼロ増幅器が前記経路１モードであり、前記第３のオートゼロ増幅器が前記経路２モードであるフェイズ４と、
前記第１のオートゼロ増幅器が前記経路２モードであり、前記第２のオートゼロ増幅器が前記経路１モードであり、前記第３のオートゼロ増幅器が前記校正モードであるフェイズ５と、
前記第１のオートゼロ増幅器が前記経路２モードであり、前記第２のオートゼロ増幅器が前記校正モードであり、前記第３のオートゼロ増幅器が前記経路１モードであるフェイズ６と、を有し、複数のフェイズを時系列に切り替える、増幅装置。 The amplification device according to claim 1 or 3.
The amplifier sharing auto-zero amplifier can be used as a combination of the operation modes.
Phase 1 in which the first auto-zero amplifier is in the calibration mode, the second auto-zero amplifier is in the path 2 mode, and the third auto-zero amplifier is in the path 1 mode.
In Phase 2, the first auto-zero amplifier is in the path 1 mode, the second auto-zero amplifier is in the path 2 mode, and the third auto-zero amplifier is in the calibration mode.
Phase 3 in which the first auto-zero amplifier is in the path 1 mode, the second auto-zero amplifier is in the calibration mode, and the third auto-zero amplifier is in the path 2 mode.
Phase 4 in which the first auto-zero amplifier is in the calibration mode, the second auto-zero amplifier is in the path 1 mode, and the third auto-zero amplifier is in the path 2 mode.
Phase 5 in which the first auto-zero amplifier is in the path 2 mode, the second auto-zero amplifier is in the path 1 mode, and the third auto-zero amplifier is in the calibration mode.
The first auto-zero amplifier has the path 2 mode, the second auto-zero amplifier has the calibration mode, and the third auto-zero amplifier has a phase 6 in which the path 1 mode is present. Amplification device that switches phases in chronological order. 請求項４に記載の増幅装置であって、
前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器は、前記フェイズ１乃至前記フェイズ６を順に切り替える周期的なスイッチ駆動クロックによって前記複数のフェイズを切り替える、増幅装置。 The amplification device according to claim 4.
The amplifier sharing auto-zero amplifier is an amplification device that switches the plurality of phases by a periodic switch drive clock that sequentially switches the phases 1 to 6. 請求項４に記載の増幅装置であって、
前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器は、前記フェイズ１、前記フェイズ３、及び前記フェイズ５を順に切り替える周期的なスイッチ駆動クロックによって前記複数のフェイズを切り替える、増幅装置。 The amplification device according to claim 4.
The amplifier sharing auto-zero amplifier is an amplification device that switches the plurality of phases by a periodic switch drive clock that switches the phase 1, the phase 3, and the phase 5 in order. 請求項４に記載の増幅装置であって、
前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器は、前記フェイズ４、前記フェイズ６、及び前記フェイズ２を順に切り替える周期的なスイッチ駆動クロックによって前記複数のフェイズを切り替える、増幅装置。 The amplification device according to claim 4.
The amplifier sharing auto-zero amplifier is an amplification device that switches the plurality of phases by a periodic switch drive clock that switches the phase 4, the phase 6, and the phase 2 in order. 請求項１、３〜７のうちのいずれか一項に記載のアンプシェアリングオートゼロ増幅器を有し、
入力される差動信号を高周波帯域に変調する第１のチョッパ変調器と、
前記第１のチョッパ変調器の出力を増幅する第１の増幅器と、
前記第１の増幅器の出力の信号成分を復調し、オフセット成分及び低周波雑音成分を高周波帯域に変調する第２のチョッパ変調器と、
前記第２のチョッパ変調器の出力を増幅する第２の増幅器と、
前記第１の増幅器と前記第２のチョッパ変調器との間に入出力が接続され、前記第１の増幅器の出力を負帰還して前記第１の増幅器において発生するオフセット成分及び低周波雑音成分を低減するノイズリダクションループ回路と、を備え、
前記ノイズリダクションループ回路は、入出力が負帰還構成となるよう接続され、
前記ノイズリダクションループ回路の差動入力信号を増幅する第３の増幅器と、
前記第３の増幅器の出力の高周波信号成分を低減するフィルタ回路と、
前記フィルタ回路の出力を増幅する第４の増幅器と、を有し、
前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器の動作モードの切り替えによって前記第２の増幅器と前記第３の増幅器とを切り替えて機能させる、増幅装置。 The amplifier sharing auto-zero amplifier according to any one of claims 1, 3 to 7 is provided.
A first chopper modulator that modulates the input differential signal into a high frequency band,
A first amplifier that amplifies the output of the first chopper modulator, and
A second chopper modulator that demodulates the signal component of the output of the first amplifier and modulates the offset component and the low frequency noise component in the high frequency band.
A second amplifier that amplifies the output of the second chopper modulator, and
Input / output is connected between the first amplifier and the second chopper modulator, and the output of the first amplifier is negatively fed back to generate an offset component and a low frequency noise component in the first amplifier. With noise reduction loop circuit to reduce,
The noise reduction loop circuit is connected so that the input and output have a negative feedback configuration.
A third amplifier that amplifies the differential input signal of the noise reduction loop circuit, and
A filter circuit that reduces the high-frequency signal component of the output of the third amplifier, and
It has a fourth amplifier that amplifies the output of the filter circuit.
In the amplifier sharing auto-zero amplifier, an amplification device that switches between the second amplifier and the third amplifier to function by switching the operation mode of the first to third auto-zero amplifiers. 請求項１、３〜７のうちのいずれか一項に記載のアンプシェアリングオートゼロ増幅器を有し、
入力される差動信号を高周波帯域に変調する第１のチョッパ変調器と、
前記第１のチョッパ変調器の出力を増幅する第１の増幅器と、
前記第１の増幅器の出力の信号成分を復調し、オフセット成分及び低周波雑音成分を高周波帯域に変調する第２のチョッパ変調器と、
前記第２のチョッパ変調器の出力を増幅する第２の増幅器と、
前記第１の増幅器の出力に出力が接続され、前記第２のチョッパ変調器の出力に入力が接続され、前記第１の増幅器の出力を負帰還して前記第１の増幅器において発生するオフセット成分及び低周波雑音成分を低減するオートコレクションフィードバック回路と、を備え、
前記オートコレクションフィードバック回路は、入出力が負帰還構成となるよう接続され、
前記オートコレクションフィードバック回路の差動入力信号を増幅する第３の増幅器と、
前記第３の増幅器の出力の高周波雑音成分を直流成分及び低周波雑音成分に復調する第３のチョッパ変調器と、
前記第３のチョッパ変調器の出力の高周波信号成分を低減するフィルタ回路と、
前記フィルタ回路の出力を増幅する第４の増幅器と、を有し、
前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器の動作モードの切り替えによって前記第２の増幅器と前記第３の増幅器とを切り替えて機能させる、増幅装置。 The amplifier sharing auto-zero amplifier according to any one of claims 1, 3 to 7 is provided.
A first chopper modulator that modulates the input differential signal into a high frequency band,
A first amplifier that amplifies the output of the first chopper modulator, and
A second chopper modulator that demodulates the signal component of the output of the first amplifier and modulates the offset component and the low frequency noise component in the high frequency band.
A second amplifier that amplifies the output of the second chopper modulator, and
An output is connected to the output of the first amplifier, an input is connected to the output of the second chopper modulator, and the output of the first amplifier is negatively fed back to generate an offset component in the first amplifier. And with an auto-collection feedback circuit that reduces low-frequency noise components,
The auto collection feedback circuit is connected so that the input and output have a negative feedback configuration.
A third amplifier that amplifies the differential input signal of the auto collection feedback circuit, and
A third chopper modulator that demodulates the high-frequency noise component of the output of the third amplifier into a DC component and a low-frequency noise component, and
A filter circuit that reduces the high-frequency signal component of the output of the third chopper modulator, and
It has a fourth amplifier that amplifies the output of the filter circuit.
In the amplifier sharing auto-zero amplifier, an amplification device that switches between the second amplifier and the third amplifier to function by switching the operation mode of the first to third auto-zero amplifiers. 請求項１、３〜７のうちのいずれか一項に記載のアンプシェアリングオートゼロ増幅器を有し、
入力される差動信号を高周波帯域に変調する第１のチョッパ変調器と、
前記第１のチョッパ変調器の出力を増幅する第１の増幅器と、
前記第１の増幅器の出力の信号成分を復調し、オフセット成分及び低周波雑音成分を高周波帯域に変調する第２のチョッパ変調器と、
前記第２のチョッパ変調器の出力を増幅する第２の増幅器と、
前記第１の増幅器の出力に出力が接続され、前記第２のチョッパ変調器の出力に入力が接続され、前記第１の増幅器の出力を負帰還して前記第１の増幅器において発生するオフセット成分及び低周波雑音成分を低減するリップルリダクションループ回路と、を備え、
前記リップルリダクションループ回路は、入出力が負帰還構成となるよう接続され、
前記リップルリダクションループ回路の入力の高周波雑音成分を取り出すカップリング容量と、
前記カップリング容量の出力の差動電流信号を差動電圧信号に変換する抵抗と、
前記抵抗によって変換された差動電圧信号を増幅する第３の増幅器と、
前記第３の増幅器の出力の高周波雑音成分を直流成分及び低周波雑音成分に復調する第３のチョッパ変調器と、
前記第３のチョッパ変調器の出力の高周波信号成分を低減するフィルタ回路と、
前記フィルタ回路の出力を増幅する第４の増幅器と、を有し、
前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において、前記第１乃至第３のオートゼロ増幅器の動作モードの切り替えによって前記第２の増幅器と前記第３の増幅器とを切り替えて機能させる、増幅装置。 The amplifier sharing auto-zero amplifier according to any one of claims 1, 3 to 7 is provided.
A first chopper modulator that modulates the input differential signal into a high frequency band,
A first amplifier that amplifies the output of the first chopper modulator, and
A second chopper modulator that demodulates the signal component of the output of the first amplifier and modulates the offset component and the low frequency noise component in the high frequency band.
A second amplifier that amplifies the output of the second chopper modulator, and
An output is connected to the output of the first amplifier, an input is connected to the output of the second chopper modulator, and the output of the first amplifier is negatively fed back to generate an offset component in the first amplifier. And with a ripple reduction loop circuit that reduces low frequency noise components,
The ripple reduction loop circuit is connected so that the input and output have a negative feedback configuration.
The coupling capacitance that extracts the high-frequency noise component of the input of the ripple reduction loop circuit and
A resistor that converts the differential current signal of the output of the coupling capacitance into a differential voltage signal,
A third amplifier that amplifies the differential voltage signal converted by the resistor, and
A third chopper modulator that demodulates the high-frequency noise component of the output of the third amplifier into a DC component and a low-frequency noise component, and
A filter circuit that reduces the high-frequency signal component of the output of the third chopper modulator, and
It has a fourth amplifier that amplifies the output of the filter circuit.
In the amplifier sharing auto-zero amplifier, an amplification device that switches between the second amplifier and the third amplifier to function by switching the operation mode of the first to third auto-zero amplifiers. 請求項８〜１０のいずれか一項に記載の増幅装置であって、
前記第１乃至第４の増幅器は、相互コンダクタンス増幅器を含む、増幅装置。 The amplification device according to any one of claims 8 to 10.
The first to fourth amplifiers are amplification devices including a transconductance amplifier. 請求項８〜１０のいずれか一項に記載の増幅装置であって、
前記第２の増幅器は、
入力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の前記第１の入力経路に接続され、出力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の第１の出力経路に接続され、入力信号を前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において前記経路１モードとなった前記第１乃至第３のいずれかのオートゼロ増幅器が増幅する主経路の増幅器であり、
前記第２の増幅器の位相補償を行う位相補償回路を備え、
前記第３の増幅器は、
入力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の前記第２の入力経路に接続され、出力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の第２の出力経路に接続され、入力信号を前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において前記経路２モードとなった前記第１乃至第３のいずれかのオートゼロ増幅器が増幅するフィードバックループの増幅器である、増幅装置。 The amplification device according to any one of claims 8 to 10.
The second amplifier
The input is connected to the first input path of the amplifier sharing autozero amplifier, the output is connected to the first output path of the amplifier sharing autozero amplifier, and the input signal is sent to the path 1 of the amplifier sharing autozero amplifier. It is an amplifier of the main path amplified by any of the first to third autozero amplifiers in the mode.
A phase compensation circuit for performing phase compensation of the second amplifier is provided.
The third amplifier
The input is connected to the second input path of the amplifier sharing autozero amplifier, the output is connected to the second output path of the amplifier sharing autozero amplifier, and the input signal is sent to the path 2 of the amplifier sharing autozero amplifier. An amplification device, which is a feedback loop amplifier amplified by any of the first to third autozero amplifiers in the mode. 請求項８〜１０のいずれか一項に記載の増幅装置であって、
前記第２の増幅器は、
入力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の前記第２の入力経路に接続され、出力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の第２の出力経路に接続され、入力信号を前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において前記経路２モードとなった前記第１乃至第３のいずれかのオートゼロ増幅器が増幅する主経路の増幅器であり、
前記第２の増幅器の位相補償を行う位相補償回路を備え、
前記第３の増幅器は、
入力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の前記第１の入力経路に接続され、出力が前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器の第１の出力経路に接続され、入力信号を前記アンプシェアリングオートゼロ増幅器において前記経路１モードとなった前記第１乃至第３のいずれかのオートゼロ増幅器が増幅するフィードバックループの増幅器である、増幅装置。 The amplification device according to any one of claims 8 to 10.
The second amplifier
The input is connected to the second input path of the amplifier sharing autozero amplifier, the output is connected to the second output path of the amplifier sharing autozero amplifier, and the input signal is sent to the path 2 of the amplifier sharing autozero amplifier. It is an amplifier of the main path amplified by any of the first to third autozero amplifiers in the mode.
A phase compensation circuit for performing phase compensation of the second amplifier is provided.
The third amplifier
The input is connected to the first input path of the amplifier sharing autozero amplifier, the output is connected to the first output path of the amplifier sharing autozero amplifier, and the input signal is sent to the path 1 of the amplifier sharing autozero amplifier. An amplification device, which is a feedback loop amplifier amplified by any of the first to third autozero amplifiers in the mode. 請求項８〜１０のいずれか一項に記載の増幅装置であって、
前記フィルタ回路は、増幅器と容量とを有して構成される積分回路を含み、前記第３の増幅器の出力の低周波信号成分を増幅し、高周波信号成分を低減する、増幅装置。 The amplification device according to any one of claims 8 to 10.
The filter circuit includes an integrating circuit including an amplifier and a capacitance, and an amplification device that amplifies a low-frequency signal component of the output of the third amplifier and reduces a high-frequency signal component.
JP2019224539A 2019-12-12 2019-12-12 Amplifier Active JP7440255B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2019224539A JP7440255B2 (en) 2019-12-12 2019-12-12 Amplifier

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2019224539A JP7440255B2 (en) 2019-12-12 2019-12-12 Amplifier

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2021093682A true JP2021093682A (en) 2021-06-17
JP7440255B2 JP7440255B2 (en) 2024-02-28

Family

ID=76312876

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2019224539A Active JP7440255B2 (en) 2019-12-12 2019-12-12 Amplifier

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP7440255B2 (en)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113670345A (en) * 2021-08-10 2021-11-19 之江实验室 Low-noise photoelectric detection device for decomposing photocurrent signal

Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005502253A (en) * 2001-09-04 2005-01-20 アナログ デバイセス インコーポレーテッド Auto-zeroing ping-pong amplifier with low transient switching
CN1582528A (en) * 2001-09-04 2005-02-16 模拟设备股份有限公司 Ping-pong amplifier with auto-zeroing and clipping
US7834685B1 (en) * 2008-09-18 2010-11-16 National Semiconductor Corporation Chopped auto-zeroed ping-pong amplifier and related apparatus, system, and method
US20100289568A1 (en) * 2009-05-12 2010-11-18 Number 14 B.V. Low-Noise, Low-Power, Low Drift Offset Correction in Operational and Instrumentation Amplifiers
JP2012502581A (en) * 2008-09-11 2012-01-26 アナログ デバイセス インコーポレーテッド Automatic correction feedback loop for offset and ripple suppression in chopper stabilized amplifiers
US8120422B1 (en) * 2009-02-03 2012-02-21 Maxim Integrated Products, Inc. Ripple reduction loop for chopper amplifiers and chopper-stabilized amplifiers
US8179195B1 (en) * 2011-01-24 2012-05-15 Maxim Integrated Products, Inc. Current-feedback instrumentation amplifiers
US20150288336A1 (en) * 2014-04-08 2015-10-08 Analog Devices, Inc. Apparatus and methods for multi-channel autozero and chopper amplifiers
US20160294331A1 (en) * 2015-03-31 2016-10-06 Analog Devices, Inc. Apparatus and methods for chopping ripple reduction in amplifiers
US20170047896A1 (en) * 2015-08-11 2017-02-16 Analog Devices, Inc. Multi-channel amplifier with chopping
CN106505957A (en) * 2016-08-09 2017-03-15 上海先积集成电路有限公司 Constantly there is the fast step response ping-pong amplifier of stable common mode feedback circuit

Patent Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005502253A (en) * 2001-09-04 2005-01-20 アナログ デバイセス インコーポレーテッド Auto-zeroing ping-pong amplifier with low transient switching
CN1582528A (en) * 2001-09-04 2005-02-16 模拟设备股份有限公司 Ping-pong amplifier with auto-zeroing and clipping
JP2012502581A (en) * 2008-09-11 2012-01-26 アナログ デバイセス インコーポレーテッド Automatic correction feedback loop for offset and ripple suppression in chopper stabilized amplifiers
US7834685B1 (en) * 2008-09-18 2010-11-16 National Semiconductor Corporation Chopped auto-zeroed ping-pong amplifier and related apparatus, system, and method
US8120422B1 (en) * 2009-02-03 2012-02-21 Maxim Integrated Products, Inc. Ripple reduction loop for chopper amplifiers and chopper-stabilized amplifiers
US20100289568A1 (en) * 2009-05-12 2010-11-18 Number 14 B.V. Low-Noise, Low-Power, Low Drift Offset Correction in Operational and Instrumentation Amplifiers
US8179195B1 (en) * 2011-01-24 2012-05-15 Maxim Integrated Products, Inc. Current-feedback instrumentation amplifiers
US20150288336A1 (en) * 2014-04-08 2015-10-08 Analog Devices, Inc. Apparatus and methods for multi-channel autozero and chopper amplifiers
US20160294331A1 (en) * 2015-03-31 2016-10-06 Analog Devices, Inc. Apparatus and methods for chopping ripple reduction in amplifiers
US20170047896A1 (en) * 2015-08-11 2017-02-16 Analog Devices, Inc. Multi-channel amplifier with chopping
CN106505957A (en) * 2016-08-09 2017-03-15 上海先积集成电路有限公司 Constantly there is the fast step response ping-pong amplifier of stable common mode feedback circuit

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113670345A (en) * 2021-08-10 2021-11-19 之江实验室 Low-noise photoelectric detection device for decomposing photocurrent signal
CN113670345B (en) * 2021-08-10 2023-09-15 之江实验室 Low-noise photoelectric detection device for photoelectric current signal decomposition

Also Published As

Publication number Publication date
JP7440255B2 (en) 2024-02-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7764118B2 (en) Auto-correction feedback loop for offset and ripple suppression in a chopper-stabilized amplifier
US6734723B2 (en) Chopper chopper-stabilized operational amplifiers and methods
US7518440B1 (en) Dual path chopper stabilized amplifier and method
US6476671B1 (en) Ping-pong amplifier with auto-zeroing and chopping
US6002299A (en) High-order multipath operational amplifier with dynamic offset reduction, controlled saturation current limiting, and current feedback for enhanced conditional stability
US7292095B2 (en) Notch filter for ripple reduction in chopper stabilized amplifiers
US8552801B2 (en) Amplifier common-mode control methods
JP2779267B2 (en) Preamplifier circuit
KR101087246B1 (en) Switched capacitor circuit
JP2007214613A (en) Amplifier circuit
KR20130130793A (en) Switched-capacitance gain amplifier with improved input impedance
JPH11168353A (en) Dual sampling analog low-pass filter
US7701256B2 (en) Signal conditioning circuit, a comparator including such a conditioning circuit and a successive approximation converter including such a circuit
US10911004B2 (en) Sampled moving average notch filter for ripple reduction in chopper stabilized operational amplifiers
JP4509266B2 (en) PWM bridge amplifier with input network configurable for analog or digital input that does not require a triangular wave generator
JP7440255B2 (en) Amplifier
US6459338B1 (en) Single loop output common mode feedback circuit for high performance class AB differential amplifier
US20170085251A1 (en) Preamplifier
JP7287794B2 (en) amplifier
WO2022049888A1 (en) Semiconductor circuit
JP7405589B2 (en) Amplifier
JP2004349830A (en) Level shift circuit
US20080238540A1 (en) Power amplifier with noise shaping
JP3931323B2 (en) Switched capacitor amplifier
JP2022057558A (en) Amplification device

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20221020

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20230630

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20230704

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20230830

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20231129

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20240122

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20240206

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20240215

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 7440255

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150