JP2021093562A

JP2021093562A - Impedance matching circuit, and microwave amplifier circuit and microwave heating device using the same

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Publication number: JP2021093562A
Application number: JP2019221196A
Authority: JP
Inventors: 石崎　俊雄; Toshio Ishizaki; 俊雄石崎
Original assignee: Ryukoku University
Current assignee: Ryukoku University
Priority date: 2019-12-06
Filing date: 2019-12-06
Publication date: 2021-06-17
Anticipated expiration: 2039-12-06

Abstract

To provide an impedance matching circuit which, when a frequency is swept, draws an impedance locus so that the entire surface of a Smith chart can be covered evenly and which is also capable of achieving miniaturization and reduced loss.SOLUTION: In an impedance matching circuit 1, an impedance is set in a matching state by a frequency sweep on a load impedance. The impedance matching circuit includes a transmission line 10 and a plurality of resonators 11, 12, 13, 14 having resonant frequencies different from each other, and has filter properties that block passage at these resonant frequencies.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、マイクロ波領域など高周波領域において周波数を掃引することでインピーダンス整合を行うインピーダンス整合回路、それを用いたマイクロ波増幅回路及びマイクロ波加熱装置に関する。 The present invention relates to an impedance matching circuit that performs impedance matching by sweeping a frequency in a high frequency region such as a microwave region, a microwave amplifier circuit using the same, and a microwave heating device.

マイクロ波の周波数領域で動作するマイクロ波増幅回路は、マイクロ波加熱装置（例えば、電子レンジなどのマイクロ波調理装置やマイクロ波鉗子などのマイクロ波手術装置等）など様々な装置に用いられている。このようなマイクロ波増幅回路を始めとする高周波回路では、電力を効率良く負荷に伝送するためにそれが有するインピーダンス（負荷インピーダンス）に対して、インピーダンス整合回路を用いてインピーダンス整合を行うことが必要である。しかしながら、負荷によっては動作時に負荷インピーダンスが変化してしまうものが多々あり、インピーダンス整合回路のインピーダンスを特定の値に固定できない場合も少なくない。その場合、多くは、インピーダンス整合回路の中でバラクタダイオードを使用し、整合しているかどうかをモニターしながらバラクタダイオードの可変容量値を変化させることによってインピーダンス整合を行う方法が採られているが、バラクタダイオードを使用した回路は損失が大きく、また、耐電力を大きくするのが容易ではない。 Microwave amplifier circuits that operate in the microwave frequency domain are used in various devices such as microwave heating devices (for example, microwave cooking devices such as microwave ovens and microwave surgical devices such as microwave forceps). .. In a high-frequency circuit such as a microwave amplifier circuit, it is necessary to perform impedance matching using an impedance matching circuit with respect to the impedance (load impedance) of the high-frequency circuit in order to efficiently transmit electric power to the load. Is. However, depending on the load, the load impedance often changes during operation, and there are many cases where the impedance of the impedance matching circuit cannot be fixed to a specific value. In that case, in many cases, a varicap diode is used in the impedance matching circuit, and impedance matching is performed by changing the variable capacitance value of the varicap diode while monitoring whether or not it is matched. A circuit using a varicap diode has a large loss, and it is not easy to increase the withstand power.

一方、その他のインピーダンス整合を行う方法として、周波数に応じてインピーダンスが変化するインピーダンス整合回路を用いて、マイクロ波加熱装置などの装置で使用可能な範囲内（例えば、２．４ＧＨｚから２．５ＧＨｚまでの１００ＭＨｚの帯域幅）で周波数を変化させ最適な周波数を選択することによってインピーダンス整合を行う方法が知られている。 On the other hand, as another method of impedance matching, an impedance matching circuit whose impedance changes according to the frequency is used within the range that can be used in a device such as a microwave heating device (for example, from 2.4 GHz to 2.5 GHz). There is known a method of performing impedance matching by changing the frequency (with a bandwidth of 100 MHz) and selecting the optimum frequency.

例えば、特許文献１には、高周波加熱装置において、インピーダンス整合回路としてインピーダンス検出部とインピーダンス調整部を備え、それらで加熱室への給電部分のインピーダンスを検出して固体化発振部の発振周波数を制御するものが開示されている。ここで、整合すべき負荷インピーダンスは、加熱室と非加熱物が合体された負荷のインピーダンスと考えられる。また、非特許文献１には、インピーダンス整合回路として第１伝送線路部材と第２伝送線路部材を備え、第２伝送線路部材に長い線路の同軸ケーブルを用いたものが開示されている。このインピーダンス整合回路は、２．４ＧＨｚから２．５ＧＨｚまで周波数を掃引すると、スミスチャートの原点を始点とする渦巻き状のインピーダンス軌跡を描いてスミスチャートの全面を満遍なくカバーすることができる。 For example, in Patent Document 1, in a high-frequency heating device, an impedance detection unit and an impedance adjustment unit are provided as an impedance matching circuit, and the impedance of the feeding portion to the heating chamber is detected by these to control the oscillation frequency of the solidification oscillation unit. What to do is disclosed. Here, the load impedance to be matched is considered to be the impedance of the load in which the heating chamber and the unheated material are combined. Further, Non-Patent Document 1 discloses a circuit in which a first transmission line member and a second transmission line member are provided as an impedance matching circuit, and a long line coaxial cable is used for the second transmission line member. When the frequency is swept from 2.4 GHz to 2.5 GHz, this impedance matching circuit can draw a spiral impedance locus starting from the origin of the Smith chart and evenly cover the entire surface of the Smith chart.

特開昭５９−１６５３９９号公報JP-A-59-165399

鈴木麻子、外５名、“スミスチャート上に渦巻軌跡を描く周波数掃引インピーダンス整合回路”、信学技報、一般社団法人電子情報通信学会、２０１９年、第１１８巻、第５０６号、ＭＷ２０１８−１６４、ｐ．４３−４８Asako Suzuki, 5 outsiders, "Frequency sweep impedance matching circuit that draws a spiral trajectory on the Smith chart", Shingaku Giho, Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, 2019, Vol. 118, No. 506, MW2018-164 , P. 43-48

しかしながら、特許文献１に開示のインピーダンス整合回路は、詳細な開示がないために、整合すべき全領域（換言すれば、スミスチャートの全面）にわたってインピーダンス整合が可能かどうか不明であり、また、小型か大型かも不明である。また、非特許文献１に開示のインピーダンス整合回路は、第２伝送線路部材が長い線路であるため、かなり体積的に大きくなり、また、損失も大きくなり易い。 However, since the impedance matching circuit disclosed in Patent Document 1 does not have detailed disclosure, it is unclear whether impedance matching is possible over the entire region to be matched (in other words, the entire surface of the Smith chart), and the size is small. It is unknown whether it is large or large. Further, in the impedance matching circuit disclosed in Non-Patent Document 1, since the second transmission line member is a long line, the volume is considerably large and the loss is likely to be large.

本発明は、係る事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、周波数を掃引するとインピーダンス軌跡を描いてスミスチャートの全面を満遍なくカバーすることができ、しかも、小型化や低損失化を図ることができるインピーダンス整合回路を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above reasons, and an object of the present invention is to draw an impedance locus when the frequency is swept to cover the entire surface of the Smith chart evenly, and to reduce the size and loss. The purpose is to provide an impedance matching circuit that can be used.

上記目的を達成するために、請求項１に記載のインピーダンス整合回路は、負荷インピーダンスに対して周波数掃引によってインピーダンスが整合状態に設定されるインピーダンス整合回路であって、伝送線路と、共振周波数が異なる複数個の共振器とを具備することを特徴とする。 In order to achieve the above object, the impedance matching circuit according to claim 1 is an impedance matching circuit in which the impedance is set to a matching state by frequency sweeping with respect to the load impedance, and the resonance frequency is different from that of the transmission line. It is characterized by having a plurality of resonators.

請求項２に記載のインピーダンス整合回路は、請求項１に記載のインピーダンス整合回路において、前記インピーダンス整合回路は、前記複数個の共振器の共振周波数において通過阻止となるフィルタ特性を有することを特徴とする。 The impedance matching circuit according to claim 2 is the impedance matching circuit according to claim 1, wherein the impedance matching circuit has a filter characteristic that prevents passage at the resonance frequencies of the plurality of resonators. To do.

請求項３に記載のインピーダンス整合回路は、請求項１又は２に記載のインピーダンス整合回路において、前記複数個の共振器はそれぞれ、前記伝送線路に互いに間隔をあけて接続されており、容量とインダクタが直列接続されて前記共振周波数で共振することを特徴とする。 The impedance matching circuit according to claim 3 is the impedance matching circuit according to claim 1 or 2, wherein the plurality of resonators are connected to the transmission line at intervals, and the capacitance and the inductor are respectively. Are connected in series and resonate at the resonance frequency.

請求項４に記載のインピーダンス整合回路は、請求項１又は２に記載のインピーダンス整合回路において、前記複数個の共振器はそれぞれ、前記伝送線路に互いに間隔をあけて接続されており、容量と分布定数線路共振器が直列接続されて前記共振周波数で共振することを特徴とする。 The impedance matching circuit according to claim 4 is the impedance matching circuit according to claim 1 or 2, wherein the plurality of resonators are connected to the transmission line at intervals, respectively, and have a capacitance and a distribution. A constant line resonator is connected in series and resonates at the resonance frequency.

請求項５に記載のインピーダンス整合回路は、請求項４に記載のインピーダンス整合回路において、前記分布定数線路共振器は４分の１波長型セラミック同軸共振器であることを特徴とする。 The impedance matching circuit according to claim 5 is the impedance matching circuit according to claim 4, wherein the distributed constant line resonator is a quarter wavelength type ceramic coaxial resonator.

請求項６に記載のマイクロ波増幅回路は、請求項１〜５のいずれか１項に記載のインピーダンス整合回路を用いたものである。 The microwave amplifier circuit according to claim 6 uses the impedance matching circuit according to any one of claims 1 to 5.

請求項７に記載のマイクロ波加熱装置は、請求項１〜５のいずれか１項に記載のインピーダンス整合回路を用いたものである。 The microwave heating device according to claim 7 uses the impedance matching circuit according to any one of claims 1 to 5.

本発明のインピーダンス整合回路によれば、周波数を掃引するとインピーダンス軌跡を描いてスミスチャートの全面を満遍なくカバーすることができ、しかも、小型化や低損失化を図ることができる。本発明のマイクロ波増幅回路及びマイクロ波加熱装置によれば、小型化や低損失化を図ることができる。 According to the impedance matching circuit of the present invention, when the frequency is swept, an impedance locus can be drawn to evenly cover the entire surface of the Smith chart, and the size and loss can be reduced. According to the microwave amplifier circuit and the microwave heating device of the present invention, it is possible to reduce the size and loss.

本発明の実施形態に係るインピーダンス整合回路の概略平面図である。It is a schematic plan view of the impedance matching circuit which concerns on embodiment of this invention. 同上のインピーダンス整合回路の回路図である。It is a circuit diagram of the same impedance matching circuit. 同上のインピーダンス整合回路の他の回路図である。It is another circuit diagram of the same impedance matching circuit. 同上のインピーダンス整合回路の図３の回路図の分布定数線路共振器を等価な集中定数で表した回路図である。It is a circuit diagram which represented the distributed constant line resonator of the circuit diagram of FIG. 3 of the same impedance matching circuit by the equivalent lumped constant. 同上のインピーダンス整合回路の図３の回路図に対応する例示であって、（ａ）が平面図、（ｂ）が（ａ）のＡ−Ａで示す面で切断した断面図である。It is an example corresponding to the circuit diagram of FIG. 3 of the same impedance matching circuit, (a) is a plan view, and (b) is a cross-sectional view cut along the plane shown by AA of (a). 同上のインピーダンス整合回路の図３に対応するシミュレーション用の回路図である。It is a circuit diagram for simulation corresponding to FIG. 3 of the same impedance matching circuit. 同上のインピーダンス整合回路の特性図である。It is a characteristic diagram of the impedance matching circuit of the same as above. 同上のインピーダンス整合回路の特性をスミスチャート上に示した特性図であって、第１端子の反射特性である。It is a characteristic diagram which showed the characteristic of the impedance matching circuit of the same above on a Smith chart, and is the reflection characteristic of the 1st terminal. 同上のインピーダンス整合回路の特性をスミスチャート上に示した特性図であって、第２端子の反射特性である。It is a characteristic diagram which showed the characteristic of the impedance matching circuit of the same above on a Smith chart, and is the reflection characteristic of the 2nd terminal. 同上のインピーダンス整合回路を用いたマイクロ波増幅回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the microwave amplifier circuit using the same impedance matching circuit.

以下、本発明の実施形態を、図面を参照しながら説明する。本発明の実施形態に係るインピーダンス整合回路１は、後に詳述するように接続された負荷のインピーダンスに対して周波数掃引によってインピーダンスが整合状態に設定されるものである。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the impedance matching circuit 1 according to the embodiment of the present invention, the impedance is set to the matching state by frequency sweeping with respect to the impedance of the connected load as described in detail later.

インピーダンス整合回路１は、図１に示すように、伝送線路１０と複数個（図１では４個）の共振器１１、１２、１３、１４を具備している。複数個の共振器１１、１２、１３、１４は、互いに共振周波数が異なる。複数個の共振器１１、１２、１３、１４は、伝送線路１０に互いに間隔をあけて接続されている。また、伝送線路１０は、その一端が第１端子１０ａ、他端が第２端子１０ｂとなっている。伝送線路１０は、直線状に延びている。 As shown in FIG. 1, the impedance matching circuit 1 includes a transmission line 10 and a plurality of (four in FIG. 1) resonators 11, 12, 13, and 14. The plurality of resonators 11, 12, 13, and 14 have different resonance frequencies from each other. The plurality of resonators 11, 12, 13, and 14 are connected to the transmission line 10 at intervals. Further, the transmission line 10 has a first terminal 10a at one end and a second terminal 10b at the other end. The transmission line 10 extends linearly.

インピーダンス整合回路１は、複数個の共振器１１、１２、１３、１４の共振周波数において通過阻止となるフィルタ特性を有するようにすることができる（後述する図７のＳ１２参照）。 The impedance matching circuit 1 can have a filter characteristic that prevents passage at the resonance frequencies of the plurality of resonators 11, 12, 13, and 14 (see S12 in FIG. 7 to be described later).

そのためには、図２に示すように、複数個の共振器１１、１２、１３、１４はそれぞれ、直列接続された容量１１ａとインダクタ１１ｂ、直列接続された容量１２ａとインダクタ１２ｂ、直列接続された容量１３ａとインダクタ１３ｂ、直列接続された容量１４ａとインダクタ１４ｂ、とすることができる。直列接続された容量１１ａとインダクタ１１ｂ、直列接続された容量１２ａとインダクタ１２ｂ、直列接続された容量１３ａとインダクタ１３ｂ、直列接続された容量１４ａとインダクタ１４ｂは、互いに異なる共振周波数で共振する。インダクタ１１ｂ、１２ｂ、１３ｂ、１４ｂはそれぞれ、集中定数素子である。なお、図２（及び後述する図３等）において、伝送線路１０は、分割して、伝送線路１０_１、１０_２、１０_３、１０_４、１０_５で示している。 For that purpose, as shown in FIG. 2, the plurality of resonators 11, 12, 13, and 14 are connected in series with the capacitance 11a and the inductor 11b connected in series, and the capacitance 12a and the inductor 12b connected in series, respectively. The capacitance 13a and the inductor 13b, and the capacitance 14a and the inductor 14b connected in series can be used. The series-connected capacitance 11a and inductor 11b, the series-connected capacitance 12a and inductor 12b, the series-connected capacitance 13a and inductor 13b, and the series-connected capacitance 14a and inductor 14b resonate at different resonance frequencies. The inductors 11b, 12b, 13b, and 14b are lumped constant elements, respectively. In FIG. 2 (and later to FIG 3, etc.), transmission line 10 is divided and shows a transmission line ₁₀ _1, 10 _2, 10 _3, 10 4, 10 _5.

或いは、図３に示すように、共振器１１、１２、１３、１４をそれぞれ、直列接続された容量１１ａと分布定数線路共振器１１ｃ、直列接続された容量１２ａと分布定数線路共振器１２ｃ、直列接続された容量１３ａと分布定数線路共振器１３ｃ、直列接続された容量１４ａと分布定数線路共振器１４ｃ、とすることができる。直列接続された容量１１ａと分布定数線路共振器１１ｃ、直列接続された容量１２ａと分布定数線路共振器１２ｃ、直列接続された容量１３ａと分布定数線路共振器１３ｃ、直列接続された容量１４ａと分布定数線路共振器１４ｃは、互いに異なる共振周波数で共振する。分布定数線路共振器１１ｃ、１２ｃ、１３ｃ、１４ｃはそれぞれ、等価な集中定数で表すと、図４に示すように、並列接続された容量成分１１ｃａとインダクタンス成分１１ｃｂの並列共振器、並列接続された容量成分１２ｃａとインダクタンス成分１２ｃｂの並列共振器、並列接続された容量成分１３ｃａとインダクタンス成分１３ｃｂの並列共振器、並列接続された容量成分１４ｃａとインダクタンス成分１４ｃｂの並列共振器、となる。従って、この場合、共振器１１、１２、１３、１４の共振周波数はそれぞれ、容量１１ａと容量成分１１ｃａで決まる容量値とインダクタンス成分１１ｃｂのインダクタンス値、容量１２ａと容量成分１２ｃａで決まる容量値とインダクタンス成分１２ｃｂのインダクタンス値、容量１３ａと容量成分１３ｃａで決まる容量値とインダクタンス成分１３ｃｂのインダクタンス値、容量１４ａと容量成分１４ｃａで決まる容量値とインダクタンス成分１４ｃｂのインダクタンス値、により決まってくる。 Alternatively, as shown in FIG. 3, the resonators 11, 12, 13, and 14 are connected in series to the capacitance 11a and the distributed constant line resonator 11c, respectively, and the capacitance 12a connected in series and the distributed constant line resonator 12c are connected in series. The connected capacitance 13a and the distributed constant line resonator 13c can be used, and the serially connected capacitance 14a and the distributed constant line resonator 14c can be used. Series-connected capacitance 11a and distributed constant line resonator 11c, series-connected capacitance 12a and distributed constant line resonator 12c, series-connected capacitance 13a and distributed constant line resonator 13c, series-connected capacitance 14a and distribution The constant line resonator 14c resonates at resonance frequencies different from each other. The distributed constant line resonators 11c, 12c, 13c, and 14c are represented by equivalent lumped constants. As shown in FIG. 4, the parallel resonators of the capacitance component 11ca and the inductance component 11cc connected in parallel are connected in parallel. It is a parallel resonator of a capacitance component 12ca and an inductance component 12cc, a parallel resonator of a capacitance component 13ca and an inductance component 13cc connected in parallel, and a parallel resonator of a capacitance component 14ca and an inductance component 14cc connected in parallel. Therefore, in this case, the resonance frequencies of the resonators 11, 12, 13, and 14 are the capacitance value and the inductance value determined by the capacitance 11a and the capacitance component 11ca, respectively, and the capacitance value and the inductance determined by the capacitance 12a and the capacitance component 12ca, respectively. It is determined by the inductance value of the component 12cc, the capacitance value determined by the capacitance 13a and the capacitance component 13ca and the inductance value of the inductance component 13cc, and the capacitance value determined by the capacitance 14a and the capacitance component 14ca and the inductance value of the inductance component 14cc.

分布定数線路共振器１１ｃ、１２ｃ、１３ｃ、１４ｃは、物理的サイズなどを変えることで必要なインダクタンス値などを容易に得ることができる。従って、分布定数線路共振器１１ｃ、１２ｃ、１３ｃ、１４ｃは、マイクロ波の周波数領域において、インダクタ１１ｂ、１２ｂ、１３ｂ、１４ｂよりも良好な特性を得易い。 The distributed constant line resonators 11c, 12c, 13c, and 14c can easily obtain the required inductance value and the like by changing the physical size and the like. Therefore, the distributed constant line resonators 11c, 12c, 13c, and 14c are more likely to obtain better characteristics than the inductors 11b, 12b, 13b, and 14b in the microwave frequency domain.

分布定数線路共振器１１ｃ、１２ｃ、１３ｃ、１４ｃは、セラミック同軸共振器を用いることができる。このセラミック同軸共振器は、通常、４分の１波長型セラミック同軸共振器であるが、その他のセラミック同軸共振器とすることも可能である。 Ceramic coaxial resonators can be used as the distributed constant line resonators 11c, 12c, 13c, and 14c. This ceramic coaxial resonator is usually a quarter wavelength type ceramic coaxial resonator, but other ceramic coaxial resonators can also be used.

図５（ａ）、（ｂ）は、図３の回路図に対応するインピーダンス整合回路１の平面図と断面図の例示である。インピーダンス整合回路１は、プリント基板１ａの一面においては、ストリップ線路の伝送線路１０を形成し、チップ型の容量１１ａ、１２ａ、１３ａ、１４ａと４分の１波長型セラミック同軸共振器の分布定数線路共振器１１ｃ、１２ｃ、１３ｃ、１４ｃを実装している。また、プリント基板１ａの他面においては、接地電極１ｂを全面に形成し、複数個のスルーホール１ｃを介してプリント基板１ａの一面に配線している。４分の１波長型セラミック同軸共振器の分布定数線路共振器１１ｃは、図５（ｂ）に示すように、軸方向に中空部が設けられたセラミック体１１ｃ_１の外周面には接地電極１１ｃ_２が形成され、セラミック体１１ｃ_１の中空部には電極棒１１ｃ_３が挿入されている。電極棒１１ｃ_３は、ジャンパー配線１ｄにより容量１１ａに接続されている。分布定数線路共振器１２ｃ、１３ｃ、１４ｃも、分布定数線路共振器１１ｃと同様である。 5 (a) and 5 (b) are examples of a plan view and a cross-sectional view of the impedance matching circuit 1 corresponding to the circuit diagram of FIG. The impedance matching circuit 1 forms a transmission line 10 of a strip line on one surface of the printed circuit board 1a, and has chip-type capacitances 11a, 12a, 13a, 14a and a quarter-wavelength ceramic coaxial resonator distributed constant line. Resonators 11c, 12c, 13c, 14c are mounted. Further, on the other surface of the printed circuit board 1a, a ground electrode 1b is formed on the entire surface, and wiring is performed on one surface of the printed circuit board 1a via a plurality of through holes 1c. As shown in FIG. 5B, the distributed constant line resonator 11c of the quarter-wavelength ceramic coaxial resonator has a ground electrode 11c on the outer peripheral surface of _{the ceramic body 11c 1 provided with a hollow portion in the axial direction.} ₂ is formed, and the _{electrode rod 11c 3} is inserted into the hollow portion of the _{ceramic body 11c 1.} The electrode rods 11c ₃ are connected to the capacitance 11a by the jumper wiring 1d. The distributed constant line resonators 12c, 13c, and 14c are the same as those of the distributed constant line resonator 11c.

次に、インピーダンス整合回路１のシミュレーション結果に基づいて、その特性について説明する。ここでのインピーダンス整合回路１は、図３の回路図で示されるものであり、シミュレーションでは、図６に示すように、インピーダンス整合回路１の第１端子１０ａ及び第２端子１０ｂにそれぞれ、５０Ωの抵抗１Ａ、１Ｂを接続している。分布定数線路共振器１１ｃ、１２ｃ、１３ｃ、１４ｃは、４分の１波長型セラミック同軸共振器としている。 Next, the characteristics thereof will be described based on the simulation result of the impedance matching circuit 1. The impedance matching circuit 1 here is shown in the circuit diagram of FIG. 3, and in the simulation, as shown in FIG. 6, the first terminal 10a and the second terminal 10b of the impedance matching circuit 1 have 50Ω, respectively. Resistors 1A and 1B are connected. The distributed constant line resonators 11c, 12c, 13c, and 14c are quarter-wavelength ceramic coaxial resonators.

４個の共振器１１、１２、１３、１４の共振周波数は、２．４ＧＨｚから２．５ＧＨｚまでの間で、互いに異なるように設定している。そのために、伝送線路１０の特性インピーダンスは５０Ωとし、分割した伝送線路１０_１、１０_２、１０_３、１０_４、１０_５のそれぞれの電気長は、周波数２．４５ＧＨｚで、９０．００度、４６．６５度、４２．１５度、３７．６５度、９０．００度としている。容量１１ａ、１２ａ、１３ａ、１４ａはそれぞれ、０．０９２ｐＦ、０．０７４ｐＦ、０．０７６ｐＦ、０．０８２ｐＦとしている。 The resonance frequencies of the four resonators 11, 12, 13, and 14 are set to be different from each other between 2.4 GHz and 2.5 GHz. Therefore, the characteristic impedance of the transmission line 10 is set to 50Ω, and _{the electrical lengths of the divided transmission lines 10 1} , 10 ₂ , 10 ₃ , 10, ₄ , and 10 ₅ are 90.00 degrees and 46 at a frequency of 2.45 GHz. It is set to .65 degrees, 42.15 degrees, 37.65 degrees, and 90.00 degrees. The capacitances 11a, 12a, 13a and 14a are 0.092pF, 0.074pF, 0.076pF and 0.082pF, respectively.

分布定数線路共振器１１ｃ、１２ｃ、１３ｃ、１４ｃのそれぞれの電気長は、周波数２．４５ＧＨｚで、８６．４２度、８７．９２度、８９．０５度、８９．７４度とし、特性インピーダンスは２５Ωとしている。等価な集中定数で表すと、分布定数線路共振器１１ｃ、１２ｃ、１３ｃ、１４ｃのそれぞれの容量成分１１ｃａ、１２ｃａ、１３ｃａ、１４ｃａは、２．０９４ｐＦ、２．０５９ｐＦ、２．００８ｐＦ、１．９５８ｐＦであり、インダクタンス成分１１ｃｂ、１２ｃｂ、１３ｃｂ、１４ｃｂは、２．０ｎＨ、２．０ｎＨ、２．０ｎＨ、２．０ｎＨである。 The electrical lengths of the distributed constant line resonators 11c, 12c, 13c, and 14c are 86.42 degrees, 87.92 degrees, 89.05 degrees, and 89.74 degrees at a frequency of 2.45 GHz, and the characteristic impedance is 25 Ω. It is said. Expressed as equivalent lumped constants, the capacitive components 11ca, 12ca, 13ca, and 14ca of the distributed constant line resonators 11c, 12c, 13c, and 14c are 2.094pF, 2.059pF, 2.008pF, and 1.958pF, respectively. The inductance components 11 cc, 12 cc, 13 cc, and 14 cc are 2.0 nH, 2.0 nH, 2.0 nH, and 2.0 nH.

図７において、破線で示されるＳ１１とＳ２２はそれぞれ、第１端子１０ａの反射特性、第２端子１０ｂの反射特性を示すものであり、重なっている。図７において、実線で示されるＳ１２は第１端子１０ａから第２端子１０ｂへの通過特性を示すものである。インピーダンス整合回路１は、図７に示すように、４個の共振器１１、１２、１３、１４の共振周波数の近傍（約２．４０８ＧＨｚ、約２．４３０ＧＨｚ、約２．４６２ＧＨｚ、約２．４９３ＧＨｚ）で阻止域を持つ周波数特性になっている。 In FIG. 7, S11 and S22 shown by a broken line show the reflection characteristics of the first terminal 10a and the reflection characteristics of the second terminal 10b, respectively, and are overlapped with each other. In FIG. 7, S12 shown by a solid line shows the passage characteristic from the first terminal 10a to the second terminal 10b. As shown in FIG. 7, the impedance matching circuit 1 is located near the resonance frequencies of the four resonators 11, 12, 13 and 14 (about 2.408 GHz, about 2.430 GHz, about 2.462 GHz, about 2.493 GHz). ) Has a frequency characteristic with a blocking range.

このようなインピーダンス整合回路１は、２．４ＧＨｚから２．５ＧＨｚまで周波数を掃引すると、図８及び図９に示すように、共振器１１、１２、１３、１４の共振周波数ごとにスミスチャートの中心付近と外周付近の間で外周付近での位置を変えた円を共振器１１、１２、１３、１４の数だけ描くような軌跡となり、スミスチャートの全面を満遍なくカバーするようになる。なお、図８及び図９においては、２．４ＧＨｚのときを○で、２．５ＧＨｚのときを●で示している。 When such an impedance matching circuit 1 sweeps the frequency from 2.4 GHz to 2.5 GHz, as shown in FIGS. 8 and 9, the center of the Smith chart for each resonance frequency of the resonators 11, 12, 13, and 14. The locus is such that the number of resonators 11, 12, 13, and 14 is drawn by changing the position of the circle near the outer circumference between the vicinity and the vicinity of the outer circumference, and the entire surface of the Smith chart is evenly covered. In FIGS. 8 and 9, the value of 2.4 GHz is indicated by ◯, and the value of 2.5 GHz is indicated by ●.

従って、いずれかの周波数に設定することによって、第２端子１０ｂに接続される負荷のインピーダンスに対して良好なインピーダンス整合を行うことができる。第１端子１０ａに負荷を接続した場合も同様である。また、インピーダンス整合の精度を高くするために、共振器１１、１２、１３、１４の数を多く（例えば、４個よりも多く）することで理想的なインピーダンス整合の値に近づけることができる。 Therefore, by setting any frequency, good impedance matching can be performed with respect to the impedance of the load connected to the second terminal 10b. The same applies when a load is connected to the first terminal 10a. Further, in order to improve the accuracy of impedance matching, the ideal impedance matching value can be approached by increasing the number of resonators 11, 12, 13, and 14 (for example, more than four).

このように、インピーダンス整合回路１は、周波数を掃引するとインピーダンス軌跡を描いてスミスチャートの全面を満遍なくカバーすることができるので、第２端子１０ｂ（又は第１端子１０ａ）に接続される負荷のインピーダンスに対して良好なインピーダンス整合を行うことができる。しかも、インピーダンス整合回路１は、非特許文献１に開示のインピーダンス整合回路のような長い線路を用いないので、小型化と低損失化を同時に実現することができる。また、共振器１１、１２、１３、１４の各々が、上記のように、４分の１波長型セラミック同軸共振器であると、更なる小型化と低損失化が可能である。 In this way, the impedance matching circuit 1 can draw an impedance locus and evenly cover the entire surface of the Smith chart when the frequency is swept, so that the impedance of the load connected to the second terminal 10b (or the first terminal 10a) Good impedance matching can be performed with respect to. Moreover, since the impedance matching circuit 1 does not use a long line like the impedance matching circuit disclosed in Non-Patent Document 1, it is possible to realize miniaturization and low loss at the same time. Further, if each of the resonators 11, 12, 13 and 14 is a quarter wavelength type ceramic coaxial resonator as described above, further miniaturization and reduction in loss are possible.

以上説明したインピーダンス整合回路１は、図１０に示すようなマイクロ波増幅回路２に用いることができる。インピーダンス整合回路１は、マイクロ波増幅回路２の出力と負荷３との間に設けられる。図１０においては、インピーダンス整合回路１の第１端子１０ａがマイクロ波増幅回路２の出力に接続され、第２端子１０ｂが負荷３に接続されている。マイクロ波増幅回路２がマイクロ波加熱装置に使用される場合、負荷３は、マイクロ波放射機構などと非加熱物が合体された負荷となる。 The impedance matching circuit 1 described above can be used in the microwave amplifier circuit 2 as shown in FIG. The impedance matching circuit 1 is provided between the output of the microwave amplifier circuit 2 and the load 3. In FIG. 10, the first terminal 10a of the impedance matching circuit 1 is connected to the output of the microwave amplifier circuit 2, and the second terminal 10b is connected to the load 3. When the microwave amplifier circuit 2 is used in a microwave heating device, the load 3 is a load in which a microwave radiation mechanism or the like and a non-heated material are combined.

マイクロ波増幅回路２は、信号源２１、パワーアンプ２２、反射波抽出器２３、反射波検出回路２４によって構成することができる。信号源２１は、周波数が可変である。パワーアンプ２２には、信号源２１から信号が入力される。パワーアンプ２２の出力には、反射波抽出器２３を介して反射波検出回路２４が接続されている。パワーアンプ２２の出力が、マイクロ波増幅回路２の出力となる。 The microwave amplifier circuit 2 can be composed of a signal source 21, a power amplifier 22, a reflected wave extractor 23, and a reflected wave detection circuit 24. The frequency of the signal source 21 is variable. A signal is input to the power amplifier 22 from the signal source 21. A reflected wave detection circuit 24 is connected to the output of the power amplifier 22 via a reflected wave extractor 23. The output of the power amplifier 22 becomes the output of the microwave amplifier circuit 2.

反射波抽出器２３は、インピーダンス整合回路１からの反射波（つまり、負荷３により反射される反射波）を抽出できるものであって、例えば、方向性結合器を用いることができる。反射波検出回路２４は、反射波の電力に応じた直流電圧を出力する回路であって、市販のＲＦパワーディテクタを用いることができる。反射波検出回路２４は、出力する直流電圧により、後述するように周波数掃引したときに、反射波が最も少ない状態（すなわち、インピーダンス整合回路のインピーダンスの整合状態）を示すことができる。 The reflected wave extractor 23 can extract the reflected wave from the impedance matching circuit 1 (that is, the reflected wave reflected by the load 3), and for example, a directional coupler can be used. The reflected wave detection circuit 24 is a circuit that outputs a DC voltage corresponding to the power of the reflected wave, and a commercially available RF power detector can be used. The reflected wave detection circuit 24 can show a state in which the reflected wave is the smallest (that is, an impedance matching state of the impedance matching circuit) when the frequency is swept as described later by the output DC voltage.

マイクロ波増幅回路２では、信号源２１の周波数を変化させることで、負荷３の負荷インピーダンスに対して周波数掃引（例えば、２．４ＧＨｚから２．５ＧＨｚまでの掃引）を行い、反射波検出回路２４の出力がモニターされる。そして、反射波検出回路２４の出力からインピーダンス整合回路のインピーダンスの整合状態を示した周波数に信号源２１を設定することで、インピーダンス整合回路のインピーダンスが整合状態に設定される。 In the microwave amplifier circuit 2, by changing the frequency of the signal source 21, frequency sweep (for example, sweep from 2.4 GHz to 2.5 GHz) is performed on the load impedance of the load 3, and the reflected wave detection circuit 24 Output is monitored. Then, by setting the signal source 21 to a frequency indicating the impedance matching state of the impedance matching circuit from the output of the reflected wave detection circuit 24, the impedance of the impedance matching circuit is set to the matching state.

以上、本発明の実施形態に係るインピーダンス整合回路、それを用いたマイクロ波増幅回路及びマイクロ波加熱装置について説明したが、本発明は、上述の実施形態に記載したものに限られることなく、特許請求の範囲に記載する事項の範囲内でのさまざまな設計変更が可能である。例えば、本発明の実施形態に係るインピーダンス整合回路は、マイクロ波増幅回路以外の高周波回路に用いることが可能である。 The impedance matching circuit according to the embodiment of the present invention, the microwave amplifier circuit using the same, and the microwave heating device have been described above, but the present invention is not limited to the one described in the above-described embodiment. Various design changes are possible within the scope of the claims. For example, the impedance matching circuit according to the embodiment of the present invention can be used for a high frequency circuit other than a microwave amplifier circuit.

１インピーダンス整合回路
１ａプリント基板
１ｂ接地電極
１ｃプリント基板のスルーホール
１ｄジャンパー配線
１Ａ、１Ｂ抵抗
１０伝送線路
１０_１、１０_２、１０_３、１０_４、１０_５分割した伝送線路
１０ａ第１端子
１０ｂ第２端子
１１、１２、１３、１４共振器
１１ａ、１２ａ、１３ａ、１４ａ容量
１１ｂ、１２ｂ、１３ｂ、１４ｂインダクタ
１１ｃ、１２ｃ、１３ｃ、１４ｃ分布定数線路共振器
１１ｃａ、１２ｃａ、１３ｃａ、１４ｃａ分布定数線路共振器の容量成分
１１ｃｂ、１２ｃｂ、１３ｃｂ、１４ｃｂ分布定数線路共振器のインダクタンス成分
１１ｃ_１分布定数線路共振器のセラミック体
１１ｃ_２分布定数線路共振器の接地電極
１１ｃ_３分布定数線路共振器の電極棒
２マイクロ波増幅回路
２１信号源
２２パワーアンプ
２３反射波抽出器
２４反射波検出回路
３負荷 1 Inductance matching circuit 1a Printed board 1b Ground electrode 1c Through hole of printed board 1d Jumper wiring 1A, 1B Resistance 10 Transmission line 10 ₁ , 10 ₂ , 10 ₃ , 10 ₄ , 10 ₅ Divided transmission line 10a 1st terminal 10b 1st 2-terminal 11, 12, 13, 14 resonator 11a, 12a, 13a, 14a Capacity 11b, 12b, 13b, 14b Inductance 11c, 12c, 13c, 14c Distributed constant line resonator 11ca, 12ca, 13ca, 14ca Distributed constant line resonator Capacitive component of the instrument 11cc, 12cc, 13cc, 14cc Inductance component of the distributed constant line resonator _{11c 1} Ceramic body of the distributed constant line resonator _{11c 2} _{Ground electrode of the distributed constant line resonator 11c 3} Electrod rod of the distributed constant line resonator 2 Microwave amplification circuit 21 Signal source 22 Power amplifier 23 Reflected wave extractor 24 Reflected wave detection circuit 3 Load

Claims

An impedance matching circuit in which the impedance is set to a matching state by frequency sweeping with respect to the load impedance.
Transmission line and
An impedance matching circuit characterized by including a plurality of resonators having different resonance frequencies.

In the impedance matching circuit according to claim 1,
The impedance matching circuit is an impedance matching circuit having a filter characteristic of blocking passage at the resonance frequencies of the plurality of resonators.

In the impedance matching circuit according to claim 1 or 2.
An impedance matching circuit characterized in that each of the plurality of resonators is connected to the transmission line at intervals, and a capacitance and an inductor are connected in series to resonate at the resonance frequency.

In the impedance matching circuit according to claim 1 or 2.
An impedance matching circuit characterized in that each of the plurality of resonators is connected to the transmission line at intervals, and a capacitance and a distributed constant line resonator are connected in series and resonate at the resonance frequency.

In the impedance matching circuit according to claim 4,
An impedance matching circuit characterized in that the distributed constant line resonator is a quarter wavelength type ceramic coaxial resonator.

A microwave amplifier circuit using the impedance matching circuit according to any one of claims 1 to 5.

A microwave heating device using the impedance matching circuit according to any one of claims 1 to 5.