JP2021090165A - 増幅器 - Google Patents

Abstract

【課題】簡易な回路構成によって出力における歪成分を十分に低下させること。【解決手段】増幅器は、２つのバンドを含む入力信号を増幅する増幅器であって、入力信号に対してプレディストーション信号を生成するプレディストーション回路と、プレディストーション信号を増幅して出力信号を生成するパワーアンプと、出力信号の一部を取り出して帰還信号として出力する分岐部と、帰還信号をディジタル信号に変換し、ディジタル信号に応じてプレディストーション回路を制御する補償回路と、を備え、補償回路は、帰還信号の所定の周波数帯域を通過させる帯域通過フィルタを有し、所定の周波数帯域は、２つのバンドのバンド幅の最大幅をＢＷ、２つのバンドの間隔をＢＷの自然数Ｎ倍より大きい値であるΔｆとしたとき、Δｆ＋Ｎ×ＢＷによって与えられる下限値よりも大きく、かつ、３×Δｆ−Ｎ×ＢＷによって与えられる上限値よりも小さく設定されている。【選択図】図１

Description

本開示は、ＲＦ信号を増幅する増幅器に関するものである。

近年、データ通信における伝送レートの爆発的な上昇に対応するため、商用で利用可能な周波数帯域内に複数（例えば、２本）のキャリア周波数を設定し、各キャリア周波数のＲＦ信号を同時に送受信することが一般的となっている。例えば、２本のキャリア周波数を用いて通信を行うデュアルバンド対応の送信器には、ＲＦ信号を増幅するアンプと、アンプの非線形動作によって生じる出力の歪を補償するディジタル歪補償（ＤＰＤ：Digital Pre-Distortion）回路とが備えられる。ＤＰＤ回路の構成の例としては、下記特許文献１〜３に記載の構成が知られている。プレディストーション（Pre-Distortion）とは、入力信号に対しアンプの出力に歪が生じる場合に、その歪とは逆の方向にあらかじめ歪ませた信号をアンプに入力することによって、アンプの出力において歪がキャンセルもしくは抑圧される技術を言う。

国際公開２０１３／０８４７７８号公報 特開２０１２−２２７８８１号公報 特開２０１８−１６４１８５号公報

従来のＤＰＤ回路の一例としては、各周波数帯域（バンド）に対して帰還ループを設け、各帰還ループによってＤＰＤ処理を施された出力を増幅器の出力部において合成する構成が採用されている。しかしながら、このような構成では、回路構成が複雑化し、消費電力も増加する傾向にあった。また、複数のバンドに対して１つの帰還ループにおいてＤＰＤ処理を施す構成も考えられる。しかし、このような構成では、アンプの出力の一部を分岐してＤＰＤ処理を施す場合に、混変調歪成分の影響を避けることが困難であり、増幅器の出力における歪成分を十分に低下させることが困難である。

そこで、本開示は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、簡易な回路構成によって出力における歪成分を十分に低下させることが可能な増幅器を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本開示の一側面に係る増幅器は、それぞれの中心周波数が互いに所定の間隔だけ離れた２つのバンドを含む入力信号を増幅する増幅器であって、入力信号に対してプレディストーションを施し、プレディストーション信号を生成するプレディストーション回路と、プレディストーション信号を増幅して出力信号を生成するパワーアンプと、出力信号の一部を取り出して帰還信号として出力する分岐部と、帰還信号をディジタル信号に変換し、ディジタル信号に応じてプレディストーション回路を制御する補償回路と、を備え、補償回路は、帰還信号の有する周波数成分を所定の周波数帯域についてのみ通過させる帯域通過フィルタを有し、所定の周波数帯域は、２つのバンドのそれぞれのバンド幅のうち最大のバンド幅をＢＷ、所定の間隔をＢＷの自然数Ｎ倍より大きい値であるΔｆとしたとき、Δｆ＋Ｎ×ＢＷによって与えられる下限値よりも大きく、かつ、３×Δｆ−Ｎ×ＢＷによって与えられる上限値よりも小さく設定されている。

本開示によれば、簡易な回路構成によって出力における歪成分を十分に低下させることができる。

実施形態に係る増幅器１の概略構成を示すブロック図である。 図１のＤＡＣ５及びＰＡ７の入出力特性を示すグラフである。 図１のＤＰＤ部３の詳細な回路構成を示すブロック図である。 パワーアンプによって増幅されたシングルキャリア信号のスペクトル分布の一例を示すグラフである。 実施形態に係る増幅器１によって処理される信号のスペクトル分布の一例を示すグラフである。 図１のＰＡ７の出力信号のスペクトル分布のイメージを示すグラフである。 増幅器１の出力信号のスペクトル分布の測定結果を示すグラフである。 変形例に係る増幅器１Ａの概略構成を示すブロック図である。 増幅器１Ａの出力信号のスペクトル分布の測定結果を示すグラフである。 変形例に係る増幅器１Ｂの概略構成を示すブロック図である。 増幅器１Ｂの出力信号のスペクトル分布の測定結果を示すグラフである。 増幅器１Ｂにおいて通過帯域Δｆ_ＢＰを変更した場合の出力信号のスペクトル分布の測定結果を示すグラフである。 比較例にかかる増幅器９０１の構成を示すブロック図である。 比較例に係る増幅器９０１によって処理される信号のスペクトル分布の一例を示すグラフである。

以下、本開示の実施形態について、図面を参照しながら説明する。なお、図面の説明において同一要素には同一符号を付し、重複する説明は省略する。

図１は、実施形態に係る増幅器１の構成を示すブロック図である。増幅器１は、携帯電話システムを構成する基地局等の設備において複数の搬送波バンドを含むアナログ信号（マルチキャリア信号）を増幅するのに用いられる。本実施形態の増幅器１は、好適には、２つの搬送波バンドを含むアナログ信号用のデュアルバンド方式の増幅器である。例えば、増幅器１の処理対象とするマルチキャリア信号は、少なくとも第１の搬送波バンドｆｂ_１の信号と第２の搬送波バンドｆｂ_２の信号とを含む信号である。第１の搬送波バンドｆｂ_１の中心周波数ｆ_１及び第２の搬送波バンドｆｂ_２の中心周波数ｆ_２は特定の値には限定されないが、例えば、ｆ_１＝１．８ＧＨｚ、ｆ_２＝２．１ＧＨｚである。

図１に示すように、増幅器１は、ディジタル信号である入力信号が入力される入力端子Ｐ_ＩＮと、入力信号から生成された増幅後のマルチキャリア信号を出力する出力端子Ｐ_ＯＵＴと、入力端子Ｐ_ＩＮと出力端子Ｐ_ＯＵＴとの間で順次直列に接続されたＤＰＤ（Digital Pre-Distortion）部３、ＤＡＣ（ディジタル−アナログ変換回路）５、ＰＡ（パワーアンプ）７、分岐部９、及びバンドパスフィルタ（帯域通過フィルタ）１１と、分岐部９の分岐出力とＤＰＤ部３の制御入力との間で順次直列に接続されたアナログフィルタ（アナログ帯域通過フィルタ）１３、ＡＤＣ（アナログ−ディジタル変換回路）１５、及びディジタルフィルタ（ディジタル帯域通過フィルタ）１７とを含んで構成されている。これらのアナログフィルタ１３、ＡＤＣ１５、及びディジタルフィルタ１７は、ＤＰＤ部３に内蔵されるＤＰＤ回路（プレディストーション回路）を制御する補償回路の一部を構成する。

ＰＡ７は、窒化ガリウム（ＧａＮ）等の窒化物半導体からなるトランジスタを増幅素子として内蔵する増幅回路であり、入力信号を基にＤＰＤ部３及びＤＡＣ５によって生成されたマルチキャリア信号を増幅して出力信号を生成する。分岐部９は、ＰＡ７の出力に電気的に接続され、ＰＡ７から出力された出力信号を２つの出力経路に分岐する。すなわち、分岐部９は、一方の出力経路から出力信号をバンドパスフィルタ１１を経由して出力端子Ｐ_ＯＵＴに向けて出力し、出力信号から一部を取り出して他方の出力経路から帰還信号として補償回路に入力する。バンドパスフィルタ１１は、分岐部９の一方の出力経路と出力端子Ｐ_ＯＵＴとの間に電気的に接続され、分岐部９から出力された出力信号の中の２つの搬送波バンドｆｂ_１，ｆｂ_２を含む周波数帯域のみを通過させる。

アナログフィルタ１３は、分岐部９の他方の出力経路に電気的に接続され、分岐部９によって出力された帰還信号の有する周波数成分のうち、予め設定された所定の周波数帯域のみを通過させる。ＡＤＣ１５は、アナログフィルタ１３を通過した帰還信号をＡ／Ｄ変換することによりディジタル信号を生成する。ディジタルフィルタ１７は、ＡＤＣ１５から出力されたディジタル信号に対して、帰還信号の有する周波数成分のうち上記所定の周波数帯域のみを通過させることと等価的なディジタル信号処理を施すフィルタ回路である。ディジタルフィルタ１７は、上記ディジタル信号処理を施したディジタル信号をＤＰＤ部３に入力する。

ＤＰＤ部３は、ディジタルフィルタ１７から入力されたディジタル信号を基に入力信号に対してディジタル歪補償（ＤＰＤ：Digital Pre-Distortion）を施すことによりプレディストーション信号を生成するディジタル信号処理回路である。ＤＡＣ５は、ＤＰＤ部３によって生成されたプレディストーション信号をＤ／Ａ変換してマルチキャリア信号を生成し、マルチキャリア信号をＰＡ７に入力する。

ここで、図２を参照して、ＤＡＣ５及びＰＡ７の入出力特性について説明する。図２（ａ）はＤＡＣ５の入出力特性を示すグラフ、図２（ｂ）はＰＡ７の入出力特性を示すグラフである。このように、ＤＡＣ５は入力信号を線形動作によってマルチキャリア信号に変換可能であるが、ＰＡ７は、ＧａＮからなるトランジスタを増幅素子として含む場合には、高効率で動作させてマルチキャリア信号を増幅する際に非線形動作により出力波形が歪むことになる。本実施形態では、ＤＰＤ部３によって入力信号にＤＰＤを施すことにより、出力信号における歪を低減できる。

図３は、ＤＰＤ部３の詳細な回路構成を示すブロック図である。ＤＰＤ部３は、歪補償回路（プレディストーション回路）１９と、補償回路の一部を構成する歪補正量計算部２１とを含む。歪補正量計算部２１は、ディジタルフィルタ１７から出力されたディジタル信号をその制御入力に受けて、ディジタル信号を基に補償対象の出力信号における歪成分を検出し、歪成分の検出結果からその歪成分を抑制させるための補正量を計算し、その補正量を基に歪補償回路１９におけるＤＰＤを制御する。歪補償回路１９は、歪補正量計算部２１の制御に応じて、入力信号に対して補正量に応じた歪成分を加えるようにＤＰＤを施すことによりプレディストーション信号を生成し、プレディストーション信号をＤＡＣ５に向けて出力する。

ここで、１つの搬送波バンドによって構成されるシングルキャリア信号を対象にした一般的なＤＰＤの作用について説明する。図４（ａ）は入力信号に対応するシングルキャリア信号のスペクトル分布の一例、図４（ｂ）は非線形動作によって増幅されてＤＰＤが施されていないシングルキャリア信号のスペクトル分布の一例、図４（ｃ）は非線形動作によって増幅される際にＤＰＤが施されたシングルキャリア信号のスペクトル分布の一例を示している。このように、非線形動作によって増幅される際にＤＰＤを施すことにより、搬送波バンドの両端に生じるバンドテール（搬送波の両側波帯に現れる歪成分）を低下させることができる。

次に、上記構成の本実施形態の増幅器１において実現されるＤＰＤの作用について説明する。増幅器１は、２つの搬送波バンドによって構成されるマルチキャリア信号を処理対象とする。図５（ａ）は入力信号に対応するマルチキャリア信号のスペクトル分布の一例、図５（ｂ）はＰＡ７によって生成される出力信号のスペクトル分布の一例、図５（ｃ）はディジタルフィルタ１７によって出力されるディジタル信号に対応するアナログ信号のスペクトル分布の一例を示す。このように、ＤＰＤ部３の制御入力には、帰還信号の有する周波数成分のうちの２つの搬送波バンドｆｂ_１，ｆｂ_２を含む通過帯域Δｆ_ＢＰのみを通過させた信号に相当するディジタル信号が入力される。そして、このディジタル信号を基に入力信号にＤＰＤが施されることにより、ＰＡ７の出力においてはそれぞれの搬送波バンドｆｂ_１，ｆｂ_２におけるバンドテールが低減された出力信号を生成することができる。

さらに、本実施形態におけるアナログフィルタ１３及びディジタルフィルタ１７の好適な設計値について説明する。図６は、ＰＡ７の出力信号のスペクトル分布のイメージを示すグラフである。ＰＡ７に入力されるマルチキャリア信号は、それぞれの中心周波数ｆ_１，ｆ_２が互いに所定の間隔Δｆ＝（ｆ_２−ｆ_１）だけ離れたバンド幅ＢＷの２つの搬送波バンドｆｂ_１，ｆｂ_２を含む。マルチキャリア信号がＰＡ７に入力されると、その出力には、中心周波数ｆ_１を有するバンド幅ＢＷの第１の搬送波バンドｆｂ_１と中心周波数ｆ_２を有するバンド幅ＢＷの第２の搬送波バンドｆｂ_２に加えて、相互変調によって生じる周波数±ｋ_１・ｆ_１±ｋ_２・ｆ_２（ｋ_１，ｋ_２は自然数）を中心周波数としたバンド幅ＢＷの相互変調（ＩＭ：intermodulation）歪の信号も現れる。ｋ_１＋ｋ_２は相互変調の次数である。ここで、相互変調歪の成分のうちで問題となるのは、中心周波数が中心周波数ｆ_１，ｆ_２に最も近い、（ｋ_１＝２、ｋ_２＝１）の歪成分と、（ｋ_１＝１、ｋ_２＝２）の歪成分である。すなわち、中心周波数（２・ｆ_１−ｆ_２）の歪成分が中心周波数ｆ_１から低周波側にΔｆ＝（ｆ_２−ｆ_１）だけ離れた位置に現れ、中心周波数（２・ｆ_２−ｆ_１）の歪成分が中心周波数ｆ_２から高周波側にΔｆ＝（ｆ_２−ｆ_１）だけ離れた位置に現れる。

アナログフィルタ１３及びディジタルフィルタ１７は、ＤＰＤ部３におけるＤＰＤの処理において相互変調歪成分の影響を避けるために、帰還信号に対して通過させる周波数帯域Δｆ_ＢＰが次のような特性となるように設定される。すなわち、間隔Δｆ＞Ｎ×ＢＷ（Ｎは自然数）となる場合、２つの周波数ｆ_１，ｆ_２を中心とした、Δｆ＋Ｎ×ＢＷによって計算される下限値よりも大きく、３×Δｆ−Ｎ×ＢＷによって計算される上限値よりも小さい周波数帯域Δｆ_ＢＰに設定される。ただし、第１の搬送波バンドｆｂ_１のバンド幅と第２の搬送波バンドｆｂ_２のバンド幅とが異なる値に設定されている場合には、ＢＷはそれらのバンド幅のうちの最大値に設定される。特に、ＰＡ７による搬送波バンドｆｂ_１，ｆｂ_２のバンドテールの歪成分をＤＰＤ部３によって検出可能としてＤＰＤによってそれらの歪成分を低減させるためには、Ｎはある程度大きい値に設定されることが好ましく、特にＮ＝５と設定されることがさらに好適である。

以上説明した本実施形態に係る増幅器１によれば、分岐部９によってＰＡ７の出力信号の一部が帰還信号として取り出され、補償回路によってその帰還信号がディジタル信号に変換されてディジタル信号に応じて歪補償回路１９が制御される。そして、歪補償回路１９によって２つの搬送波バンドｆｂ_１，ｆｂ_２を含む入力信号に対してＤＰＤが施されてプレディストーション信号が生成され、ＰＡ７においてプレディストーション信号を基に生成されたマルチキャリア信号が増幅されることにより出力信号が生成される。このとき、補償回路に含まれるアナログフィルタ１３及びディジタルフィルタ１７により、ＤＰＤのために参照される帰還信号の帯域が制限されるので、ＤＰＤ処理における相互変調歪成分の影響を避けることができ、出力信号におけるバンドテール等の歪成分を十分に低下させることができる。また、このような出力信号の歪成分低下の効果を、１つの帰還ループの簡易な回路構成によって実現することもできる。

一方で、マルチキャリア信号を増幅する増幅器の構成としては、それぞれの搬送波バンドに対してＤＰＤ用の帰還ループを設け、ＤＰＤ処理が施された出力信号を増幅器の出力部（アンテナの直前）で合成する構成も考えられる。しかしながら、帰還ループを複数設けることはシステムの複雑化及び消費電力の増大を招く。２つの搬送波バンドを含むマルチキャリア信号を１つのパワーアンプで増幅する構成においては、そのパワーアンプが線形性に秀でるものであれば相互変調歪は生じないが、通常は相互変調歪を生じる。通常のパワーアンプ（増幅素子）は非線形性を有しており、特に高出力領域（大振幅領域）では、その入出力間の線形性が担保されないからである。１つのパワーアンプでマルチキャリア信号を増幅する構成に対して、単一の搬送波バンドに対応した１つの帰還ループを加える場合も想定される。その場合、帰還ループにおいて搬送波バンドのバンド幅の５倍のバンド幅の帰還信号の周波数成分に対してＤＰＤを施すのが一般的である。ただし、このような１つの帰還ループの構成をマルチバンド（特に、デュアルバンド）システムに適用した場合、帰還ループにおけるＤＰＤの処理対象を帰還信号のどの周波数帯域に設定したらよいかは従来未知であった。例えば、図１３に示すような比較例にかかる増幅器９０１の構成も考えられる。図１４（ａ）は増幅器９０１に入力される入力信号に対応するマルチキャリア信号のスペクトル分布の一例、図１４（ｂ）は増幅器９０１のＰＡ７によって生成される出力信号のスペクトル分布の一例を示す。増幅器９０１の構成は、増幅器１の構成に対して、アナログフィルタ１３及びディジタルフィルタ１７を備えない点で相違する。増幅器９０１においては、単にＰＡ７の出力を帰還ループに帰還する構成を採っているので、入力信号として２つの搬送波バンドｆｂ_１，ｆｂ_２を含む信号を用いた場合に、ＤＰＤにおいて２つの相互変調歪成分の影響を受けてしまい、出力信号の２つの搬送波バンドｆｂ_１，ｆｂ_２において裾部（フロア部）の残留歪が大きく現れてしまう。

これに対して、本実施形態では、帰還ループにおけるＤＰＤの処理対象の周波数帯域Δｆ_ＢＰが適切に設定されている。これにより、帰還信号における２つの搬送波バンドｆｂ_１，ｆｂ_２を含む周波数帯域を通過させることができる一方で、これらの２つの搬送波バンドｆｂ_１，ｆｂ_２に対応する相互変調歪成分をカットすることができる。その結果、出力信号における歪成分を一層低下させることができる（図５（ｂ））。

図７は、増幅器１の出力信号のスペクトル分布の測定結果を示すグラフである。グラフＳＰ１は、増幅器１の出力信号のスペクトル分布を示し、グラフＳＰ２は、ディジタルフィルタ１７を取り除いた場合の増幅器１の出力信号のスペクトル分布を示す。ここでは、入力信号として、中心周波数２．０２ＧＨｚ、２．１１ＧＨｚ及びバンド幅ＢＷ＝１０ＭＨｚの２つの搬送波バンドを間隔Δｆ＝９０ＭＨｚで含む信号を用いた。また、アナログフィルタ１３は、ＡＤＣ１５でサンプリングするのに必要な、サンプリング周波数の半分の帯域（ナイキスト帯域）を通過させるフィルタとして設定されている。ディジタルフィルタ１７を含む場合は、各搬送波バンドのフロア（裾部）の強度が低減されている。詳細には、ディジタルフィルタ１７を含む場合は、ディジタルフィルタ１７を含まない場合に比較して、ピークの強度とフロアの強度との差が大きく確保される。図７に示すグラフと、以下に説明する図９、図１１、及び図１２のグラフは、各増幅器の出力信号のスペクトル分布の測定結果を示す。それぞれのグラフの縦軸は、スペクトラムの強度を表しており、これらの縦軸の下端の最小値と上端の最大値は全て互いに同じ値を表している。

以上、好適な実施の形態において本開示の原理を図示し説明してきたが、本開示は、そのような原理から逸脱することなく配置および詳細において変更され得ることは、当業者によって認識される。本開示は、本実施の形態に開示された特定の構成に限定されるものではない。したがって、特許請求の範囲およびその精神の範囲から来る全ての修正および変更に権利を請求する。

例えば、上記実施形態では、アナログフィルタ１３及びディジタルフィルタ１７の両方を含んでいたが、少なくともいずれか一方を有する構成であってもよい。例えば、図８に示す変形例に係る増幅器１Ａのように、アナログフィルタ１３のみを含む構成であってもよい。このような構成においては、アナログフィルタ１３から出力されＡＤＣ１５に入力される帰還信号の周波数帯域が制限されている。従って、ＡＤＣ１５のサンプリング周波数（レート）を落としたとしても、いわゆるスプリアスを考慮する必要がなくなるため、Ａ／Ｄコンバータとして低サンプリングレートの性能のものを選択することが可能となる。その結果、安価なＡ／Ｄコンバータを用いることが可能となる。

図９は、増幅器１Ａの出力信号のスペクトル分布の測定結果を示すグラフである。グラフＳＰ３は、増幅器１Ａの出力信号のスペクトル分布を示し、グラフＳＰ４は、アナログフィルタ１３を取り除いた場合の増幅器１Ａの出力信号のスペクトル分布を示す。ここでは、入力信号として、中心周波数１．８５ＧＨｚ、２．１ＧＨｚ及びバンド幅ＢＷ＝１０ＭＨｚの２つの搬送波バンドを間隔Δｆ＝２５０ＭＨｚで含む信号を用いた。また、アナログフィルタ１３の通過帯域Δｆ_ＢＰ＝４９１．５２ＭＨｚに設定した。増幅器１Ａの構成によれば、アナログフィルタ１３が無い場合と比較して、搬送波バンドのフロアレベルとピークレベルとの差が改善されている。具体的には、アナログフィルタ１３が無い場合は、３次の相互変調歪まで通過させてしまうためにデュアルバンド信号の歪が生じているが、アナログフィルタ１３を設けた場合は、デュアルバンド信号を通過させながら３次の相互変調歪は減衰させているのでデュアルバンド信号の歪が改善されている。

また、図１０に示す変形例に係る増幅器１Ｂのように、ディジタルフィルタ１７のみを含む構成であってもよい。このような構成では、帰還信号を、Ａ／Ｄ変換した後にディジタルフィルタ処理を施したうえでＤＰＤ部３に帰還している。アナログフィルタの設計にはフィルタ特性を急峻にする（肩特性にする）ために種々の工夫が必要とされるが、本変形例ではディジタルフィルタを用いることによってそのような特性が比較的容易に実現できる。すなわち、ディジタルフィルタを例えば集積回路（ＩＣ）によって構成することにより、タップ係数等を設計及び設定することにより容易に特性を実現できる。

図１１は、増幅器１Ｂの出力信号のスペクトル分布の測定結果を示すグラフである。グラフＳＰ５は、増幅器１Ｂの出力信号のスペクトル分布を示し、グラフＳＰ６は、ディジタルフィルタ１７を取り除いた場合の増幅器１Ｂの出力信号のスペクトル分布を示す。ここでは、入力信号として、中心周波数１．９２ＧＨｚ、２．０４ＧＨｚ及びバンド幅ＢＷ＝１０ＭＨｚの２つの搬送波バンドを間隔Δｆ＝１２０ＭＨｚで含む信号を用いた。また、ディジタルフィルタ１７の通過帯域Δｆ_ＢＰ＝３×Δｆ−５×ＢＷ＝３１０ＭＨｚに設定した。つまり、ディジタルフィルタ１７の通過帯域をＮ＝５としたときの上限値に設定した。増幅器１Ｂの構成によっても、ディジタルフィルタ１７が無い場合と比較して、搬送波バンドのフロアレベルとピークレベルとの差が改善されている。

また、図１２には、増幅器１Ｂにおいて通過帯域Δｆ_ＢＰを変更した場合の出力信号のスペクトル分布の測定結果を示している。グラフＳＰ７は、増幅器１Ｂにおいてディジタルフィルタ１７の通過帯域Δｆ_ＢＰを上限値以上である３６０ＭＨｚに変更した場合の出力信号のスペクトル分布を、上限値に設定した場合のグラフＳＰ５と比較して示している。フィルタの通過帯域を上限値を超えて広げる場合には、相互変調歪のピークも含む帰還信号がＤＰＤ部３に帰還される。この場合は、明らかに搬送波バンドのフロアレベルが上昇し好ましくないことが明らかにされた。

１，１Ａ，１Ｂ…増幅器
３…ＤＰＤ部
５…ＤＡＣ（ディジタル−アナログ変換回路）
７…パワーアンプ
９…分岐部
１１…バンドパスフィルタ
１３…アナログフィルタ（アナログ帯域通過フィルタ）
１５…ＡＤＣ（アナログ−ディジタル変換回路）
１７…ディジタルフィルタ（ディジタル帯域通過フィルタ）
１９…歪補償回路（プレディストーション回路）
２１…歪補正量計算部
Ｐ_ＩＮ…入力端子
Ｐ_ＯＵＴ…出力端子
ｆｂ_１，ｆｂ_２…搬送波バンド
Δｆ_ＢＰ…周波数帯域
ＢＷ…バンド幅
Δｆ…間隔

Claims (5)

1. それぞれの中心周波数が互いに所定の間隔だけ離れた２つのバンドを含む入力信号を増幅する増幅器であって、
   前記入力信号に対してプレディストーションを施し、プレディストーション信号を生成するプレディストーション回路と、
   前記プレディストーション信号を増幅して出力信号を生成するパワーアンプと、
   前記出力信号の一部を取り出して帰還信号として出力する分岐部と、
   前記帰還信号をディジタル信号に変換し、前記ディジタル信号に応じて前記プレディストーション回路を制御する補償回路と、を備え、
   前記補償回路は、前記帰還信号の有する周波数成分を所定の周波数帯域についてのみ通過させる帯域通過フィルタを有し、
   前記所定の周波数帯域は、前記２つのバンドのそれぞれのバンド幅のうち最大のバンド幅をＢＷ、前記所定の間隔をＢＷの自然数Ｎ倍より大きい値であるΔｆとしたとき、Δｆ＋Ｎ×ＢＷによって与えられる下限値よりも大きく、かつ、３×Δｆ−Ｎ×ＢＷによって与えられる上限値よりも小さく設定されている、
   増幅器。
2. 前記帯域通過フィルタは、前記帰還信号の有する周波数成分を所定の周波数帯域についてのみ通過させるアナログ帯域通過フィルタ、あるいは、前記ディジタル信号に対して、前記帰還信号の有する周波数成分を所定の周波数帯域についてのみ通過させることと等価的な処理を行うディジタル帯域通過フィルタの少なくともいずれか一方を有する、
   請求項１に記載の増幅器。
3. 前記自然数Ｎは５に等しい、
   請求項１又は請求項２に記載の増幅器。
4. 前記プレディストーション回路は、前記ディジタル信号に応じて前記帰還信号に含まれる歪成分が抑制されるように前記入力信号に歪成分を加える、
   請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の増幅器。
5. 前記パワーアンプは、窒化物半導体を含むトランジスタを増幅素子として有する、
   請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の増幅器。

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