JP2021064907A - 負荷駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】過電流検知の精度向上を図った負荷駆動装置を提供する。【解決手段】負荷駆動装置４は、ＭＯＳＦＥＴ１０（スイッチング素子）と、第１電流検出回路３０と、第２電流検出回路４０と、制御回路２０と、を備える。ＭＯＳＦＥＴ１０は、オン作動することでバッテリ１から負荷２へ電力を供給する。第１電流検出回路３０は、ＭＯＳＦＥＴ１０のターンオン期間において、ＭＯＳＦＥＴ１０のドレインソース間電圧が所定値以上となっている場合に、ＭＯＳＦＥＴ１０を流れる電流（スイッチ電流）の大きさに応じた第１検出値を出力する。第２電流検出回路４０は、ＭＯＳＦＥＴ１０のターンオン期間において、上記ドレインソース間電圧が所定値未満となっている場合に、上記スイッチ電流の大きさに応じた第２検出値を出力する。【選択図】図１

Description

この明細書における開示は、過電流時の保護機能を備えた負荷駆動装置に関する。

特許文献１に記載の負荷駆動装置は、オン作動することで電源から負荷へ電力供給するスイッチング素子と、過電流検出回路とを備える。この過電流検出回路は、センス素子およびセンス抵抗を有する。センス素子は、スイッチング素子に並列接続され、スイッチング素子に流れる電流に比例した電流を流す。センス抵抗は、センス素子および負荷に直列接続される。そして、センス抵抗で検出される電流値が基準値より高い場合に、スイッチング素子に過電流が流れたとみなされ、スイッチング素子はオフ作動される。これにより、例えば短絡等の異常が生じた場合に、スイッチング素子に過電流が流れ続けることを回避でき、スイッチング素子を保護できるようになる。

特開２０１７−１５２９２３号公報

さて、上記負荷駆動装置は、スイッチング素子のターンオン期間に、過電流を検知してスイッチング素子をオフ作動させることを想定した装置である。しかしながら、スイッチング素子がターンオン状態からフルオン状態に近づくにつれて、スイッチング素子の高電位側と低電位側との電位差（スイッチ電位差）が小さくなっていく。そうすると、先述した基準値が減少してしまい、誤検知の懸念が生じる。つまり、ターンオン状態からフルオン状態に切り替わる直前では過電流検知の精度が悪くなり、スイッチング素子を十分に保護できないことがある。

本開示は、かかる問題を鑑みてなされたもので、過電流検知の精度向上を図った負荷駆動装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、開示された第１の態様は、
電源（１）と負荷（２）との間および負荷（２）とグランドとの間の一方に配置され、オン作動することで電源から負荷へ電力を供給するスイッチング素子（１０）と、
スイッチング素子のターンオン期間において、スイッチング素子の高電位側と低電位側との電位差であるスイッチ電位差（Ｖｄｓ）が所定値以上となっている場合に、スイッチング素子を流れる電流の大きさに応じた第１検出値を出力する第１電流検出回路（３０）と、
ターンオン期間において、スイッチ電位差が所定値未満となっている場合に、スイッチング素子を流れる電流の大きさに応じた第２検出値を出力する第２電流検出回路（４０）と、
第１検出値および第２検出値に基づきスイッチング素子に過電流が流れていると判定された場合に、スイッチング素子をオフ作動させる制御部（２０）と、
を備える負荷駆動装置とされる。

ここで、スイッチング素子をオン作動させると、ターンオン期間においてはスイッチ電位差が時間経過とともに徐々に低下していく。そして、スイッチ電位差が所定値以上の場合と所定値未満の場合とで、上記第１の態様によれば第１電流検出回路と第２電流検出回路とを使い分けることができる。よって、ターンオン期間の全域に亘って、スイッチング素子を流れる電流（スイッチ電流）の大きさを高精度で検出できる。

上記目的を達成するため、開示された第２の態様は、
電源（１）と負荷（２）との間および負荷（２）とグランドとの間の一方に配置され、オン作動することで電源から負荷へ電力を供給するスイッチング素子（１０）と、
スイッチング素子のターンオン期間において、スイッチング素子を流れる電流の大きさに応じたターンオン検出値を出力するターンオン電流検出回路（４０）と、
ターンオン期間経過後のオン期間において、スイッチング素子を流れる電流の大きさに応じたフルオン検出値を出力するフルオン電流検出回路（５０）と、
ターンオン検出値およびフルオン検出値に基づきスイッチング素子に過電流が流れていると判定された場合に、スイッチング素子をオフ作動させる制御部（２０）と、
を備え、
ターンオン電流検出回路は、
スイッチング素子に並列接続されてスイッチング素子に流れる電流に比例した電流を流すセンス素子（４１）と、
センス素子に直列接続かつ負荷に並列接続されたセンス抵抗（４４）と、
センス素子の高電位側と低電位側との電位差を、スイッチング素子の高電位側と低電位側との電位差に一致させるようにセンス素子の低電位側の電圧を調整する調整回路（４２、４３）と、を有するとともに、
センス抵抗で生じた電圧降下量に応じた値をターンオン検出値として出力する負荷駆動装置とされる。

ここで、スイッチング素子がターンオンの状態では、その後のフルオン状態に比べてスイッチ電位差が大きい。そして、ターンオン期間とフルオン期間とで、上記第２の態様によれば、ターンオン電流検出回路とフルオン電流検出回路とを使い分けることができる。よって、ターンオン期間とフルオン期間の両方に亘って、スイッチング素子を流れる電流（スイッチ電流）の大きさを高精度で検出できる。

また、上記第２の態様に係るターンオン電流検出回路は、センス素子、センス抵抗および調整回路を有し、センス抵抗で生じた電圧降下量に応じた値をターンオン検出値として出力する。そして、センス素子の電位差は、スイッチング素子の電位差に一致するように調整回路によって調整される。そのため、センス抵抗を負荷に並列接続させて大きい値に設定しても、これら両電位差がずれることを回避でき、センス素子を流れる電流（センス電流）を精度良く検出できる。そして、センス抵抗を大きい値に設定できると言う事は、センス電流が小さくても高精度で検出できることを意味する。よって、ターンオン期間のうち、フルオン直前のセンス電流が小さくなっている期間においても、センス電流が小さくても高精度で検出できる。つまり、センス電流に比例するスイッチ電流の大きさを、フルオン直前でも高精度で検出できる。

尚、上記括弧内の参照番号は、後述する実施形態における具体的な構成との対応関係の一例を示すものにすぎず、技術的範囲を何ら制限するものではない。

第１実施形態に係る負荷駆動装置の概略構成を示す図である。 スイッチング素子を流れる電流と、スイッチング素子の両端電位差の、オン作動時の時間変化を示す図である。 第２実施形態に係る負荷駆動装置の概略構成を示す図である。 第３実施形態に係る負荷駆動装置の概略構成を示す図である。

図面を参照しながら、複数の実施形態を説明する。複数の実施形態において、機能的におよび／又は構造的に対応する部分には同一の参照符号を付与する。

（第１実施形態）
先ず、図１に基づき、本実施形態に係る負荷駆動装置の概略構成を説明する。

図１に示す負荷駆動装置４は、車両に搭載され、直流電源であるバッテリ１を用いて、負荷２を駆動させる装置である。負荷駆動装置４は、ヘッドライトなどのランプ、ヒータ、モータなどの負荷２に適用される。なかでも、ラッシュ電流が大きい負荷２、たとえばランプに好適である。本実施形態では、負荷２がランプである例を示す。バッテリ１が、電源に相当する。

負荷駆動装置４は、外部接続用の端子として、電源端子４ａ、出力端子４ｂ、および入力端子４ｃを備えている。また、負荷駆動装置４は、ＭＯＳＦＥＴ１０、制御回路２０、第１電流検出回路３０、第２電流検出回路４０、第３電流検出回路５０、および基準生成部６０を備えている。

電源端子４ａは、ワイヤハーネスなどの配線１ａを介して、バッテリ１の正極端子に接続されている。電源端子４ａは、バッテリ１からバッテリ電圧ＶＢが入力される端子である。図１では、配線１ａのインダクタンスを１Ｌ、抵抗を１Ｒと示している。

出力端子４ｂは、ワイヤハーネスなどの配線２ａを介して、負荷２に接続されている。出力端子４ｂは、負荷駆動装置４から負荷２へ出力するための端子である。図１では、配線２ａのインダクタンスを２Ｌ、抵抗を２Ｒと示している。負荷２の他端は、バッテリ１の負極端子（グランド）に接続されている。

入力端子４ｃは、マイクロコンピュータ（マイコン３）から負荷２を駆動するための制御指令が入力される端子である。マイコン３は、負荷駆動装置４の外部に設けられたものである。マイコン３は、プログラム等が記憶されたメモリ３ｂと、そのプログラムにしたがって演算処理を実行するプロセッサ３ａとを有する。本実施形態では、負荷２であるランプの制御指令が、マイコン３から入力端子４ｃへ入力される。

ＭＯＳＦＥＴ１０は、バッテリ１と負荷２との間に配置され、オン作動することでバッテリ１から負荷２へ電力を供給する「スイッチング素子」に相当する。ＭＯＳＦＥＴ１０は、負荷２に対してハイサイド側に配置されている。ＭＯＳＦＥＴ１０が、スイッチング素子に相当する。本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ１０としてｎチャネル型を採用している。ＭＯＳＦＥＴ１０のドレインは電源端子４ａに接続され、ソースは出力端子４ｂに接続されている。スイッチング素子としては、ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ１０に限定されず、ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタを採用することもできる。

第１電流検出回路３０は、ＭＯＳＦＥＴ１０に流れる電流（スイッチ電流）を検出する。第１電流検出回路３０は、第１センスＭＯＳ３１、第１センス抵抗３２およびコンパレータ３３を有する。図１に示す第１センスＭＯＳ３１はｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴであるが、ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタを採用することもできる。第１センスＭＯＳ３１が第１センス素子に相当する。

第１センスＭＯＳ３１は、ＭＯＳＦＥＴ１０と同じ半導体チップに形成されており、ＭＯＳＦＥＴ１０と同一構造を有しつつ、その面積がＭＯＳＦＥＴ１０に流れる電流と第１電流検出回路３０にて検出する電流に応じて設定されている。たとえば第１センスＭＯＳ３１の面積が、ＭＯＳＦＥＴ１０の面積の数千〜数万分の一となっている。第１センスＭＯＳ３１のドレインは、電源端子４ａに接続されている。第１センスＭＯＳ３１のソースは、第１センス抵抗３２の一端に接続されている。第１センス抵抗３２の他端は、出力端子４ｂに接続されている。すなわち、第１センス抵抗３２の他端は、ＭＯＳＦＥＴ１０のソースに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１０のゲートと第１センスＭＯＳ３１のゲートは、同一のゲートドライバ２１の出力端子に接続されている。

第１センスＭＯＳ３１には、ＭＯＳＦＥＴ１０に流れる電流に比例した電流が流れる。第１センス抵抗３２は、第１センスＭＯＳ３１に流れる電流を電圧に変換する。

コンパレータ３３は、第１センスＭＯＳ３１を流れる電流と、過電流判定の閾値とを比較し、ＭＯＳＦＥＴ１０に過電流が流れているか否かを判定する。過電流とは、ＭＯＳＦＥＴ１０が負荷２を介さずにバッテリ１又はグランドに短絡した際に流れる短絡電流を示す。本実施形態では、ハイサイド駆動なので、ＭＯＳＦＥＴ１０が負荷２を介さずにグランドに短絡（グランドショート）した際に流れる電流が、上記過電流に相当する。

コンパレータ３３の非反転入力端子には、第１センスＭＯＳ３１と第１センス抵抗３２との接続点が接続されている。すなわち、非反転入力端子には、第１センスＭＯＳ３１に流れる電流が第１センス抵抗３２により変換されてなる電圧値が入力される。この電圧値は、ＭＯＳＦＥＴ１０を流れる電流の大きさに応じた検出値であって、第１センスＭＯＳ３１を流れる電流の大きさに応じた検出値である「第１検出値」に相当する。コンパレータ３３の反転入力端子には、後述する接続点Ｐ４の電位が、過電流閾値として入力される。

コンパレータ３３は、過電流が流れているか否かを示す判定信号を制御回路２０に出力する。コンパレータ３３は、電流検出値が過電流閾値以上の場合に、過電流が流れていることを示すハイレベルの信号を出力する。一方、電流検出値が過電流閾値よりも小さい場合に、過電流が流れていないことを示すローレベルの信号を出力する。

基準生成部６０は、トランジスタ６１，６２および定電流源６３を有し、バッテリ電圧ＶＢに比例する基準電圧Ｖ１を過電流閾値として生成する。過電流閾値は、バッテリ電圧ＶＢが高いほど大きい値に設定される。

トランジスタ６１のエミッタは電源端子４ａに接続され、ベースおよびコレクタは定電流源６３に接続されている。トランジスタ６２は、トランジスタ６１とカレントミラー回路を構成しており、負荷駆動時において常時オンする。トランジスタ６２のエミッタは電源端子４ａに接続されている。トランジスタ６２のベースは、トランジスタ６１のベースおよびコレクタに接続されている。

第１電流検出回路３０に設けられている抵抗３４の一端は、トランジスタ６２のコレクタに接続され、他端は、出力端子４ｂに接続されている。すなわち、抵抗３４の他端は、ＭＯＳＦＥＴ１０のソースに接続されている。また、トランジスタ６２のコレクタと抵抗３４との接続点Ｐ４が、コンパレータ３３の反転入力端子に接続されている。

２つのトランジスタ６１，６２の特性が同じとなっている。このため、トランジスタ６２には、トランジスタ６１と同じコレクタ電流が流れる。これにより、抵抗３４にも、基準電圧Ｖ１を変換してなる電流、すなわちバッテリ電圧ＶＢに比例した電流が流れる。したがって、接続点Ｐ４の電位、すなわち過電流閾値は、バッテリ電圧ＶＢに比例した値となる。

第２電流検出回路４０は、ＭＯＳＦＥＴ１０に流れる電流（スイッチ電流）を検出する。第２電流検出回路４０は、第２センスＭＯＳ４１、オペアンプ４２、トランジスタ４３および第２センス抵抗４４を有する。図１に示す第２センスＭＯＳ４１はｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴであるが、ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタを採用することもできる。第２センスＭＯＳ４１が第２センス素子に相当する。第２センスＭＯＳ４１には、ＭＯＳＦＥＴ１０に流れる電流に比例した電流が流れる。

第２センスＭＯＳ４１は、ＭＯＳＦＥＴ１０と同じ半導体チップに形成されており、ＭＯＳＦＥＴ１０と同一構造を有しつつ、その面積がＭＯＳＦＥＴ１０に流れる電流と第１電流検出回路３０にて検出する電流に応じて設定されている。たとえば第２センスＭＯＳ４１の面積が、ＭＯＳＦＥＴ１０の面積の数千〜数万分の一となっている。第２センスＭＯＳ４１のドレインは電源端子４ａに接続されている。第２センスＭＯＳ４１のソースは、オペアンプ４２の非反転入力端子に接続されている。

オペアンプ４２の反転入力端子は出力端子４ｂに接続されている。すなわち、オペアンプ４２の反転入力端子は、ＭＯＳＦＥＴ１０のソースに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１０のゲートと第２センスＭＯＳ４１のゲートは、同一のゲートドライバ２１の出力端子に接続されている。要するに、オペアンプ４２には、ＭＯＳＦＥＴ１０のソース電位と第２センスＭＯＳ４１のソース電位が入力される。オペアンプ４２は、これらのソース電位の差分に応じた値であって例えば差分に比例した値を、トランジスタ４３のベースに出力する。

図１に示すトランジスタ４３には、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタが採用されている。トランジスタ４３のエミッタは第２センス抵抗４４の高電位側に接続され、その第２センス抵抗４４の低電位側はグランドに接続されている。要するに、トランジスタ４３のゲートに入力される電流に応じた（比例した）電流が、第２センス抵抗４４を通じてグランドに流れる。

そして、第２センス抵抗４４とトランジスタ４３との接続点が、外部機器であるマイコン３に接続される。これにより、第２センス抵抗４４の高電位側の電圧値が、第２電流検出回路４０からマイコン３へ出力される。この電圧値は、ＭＯＳＦＥＴ１０を流れる電流の大きさに応じた検出値であって、第２センスＭＯＳ４１を流れる電流の大きさに応じた検出値である「第２検出値」に相当する。第２センス抵抗４４は、第２センスＭＯＳ３１に流れる電流に応じた電流を電圧に変換していると言える。第２センス抵抗４４は、第１センス抵抗３２より大きい抵抗値に設定されている。

トランジスタ４３のコレクタは、オペアンプ４２の非反転入力端子に接続されている。そのため、センスＭＯＳ４１のソース電位がＭＯＳＦＥＴ１０のソース電位より大きくなると、オペアンプ４２の出力が大きくなる。その結果、トランジスタ４３のエミッタコレクタ間を流れる電流が増大して、センスＭＯＳ４１のソース電位が低くなる。一方、センスＭＯＳ４１のソース電位がＭＯＳＦＥＴ１０のソース電位より小さくなると、オペアンプ４２の出力が小さくなる。その結果、トランジスタ４３のエミッタコレクタ間を流れる電流が減少して、センスＭＯＳ４１のソース電位が高くなる。

このように、オペアンプ４２およびトランジスタ４３は、ＭＯＳＦＥＴ１０のソース電位とセンスＭＯＳ４１のソース電位を一致させるフィードバック回路として機能する。換言すれば、このフィードバック回路により、第２センスＭＯＳ４１のドレインソース間電圧は、ＭＯＳＦＥＴ１０のドレインソース間電圧Ｖｄｓに揃えられる。ＭＯＳＦＥＴ１０のドレインソース間電圧Ｖｄｓは、ＭＯＳＦＥＴ１０の「スイッチ電位差」に相当する。オペアンプ４２およびトランジスタ４３は、第２センスＭＯＳ４１のドレインソース間電圧をＭＯＳＦＥＴ１０のスイッチ電位差に一致させるように調整する「調整回路」に相当する。

マイコン３は、第２電流検出回路４０からの第２検出値が、メモリ３ｂに記憶されている過電流閾値より大きい場合に、ＭＯＳＦＥＴ１０に過電流が流れていると判定する。過電流と判定された場合、ＭＯＳＦＥＴ１０をオフ作動させる指令信号を、マイコン３は制御回路２０に出力する。

さらにマイコン３は、過電流判定の他の用途にも第２検出値を用いる。例えば、負荷２の作動内容を第２検出値に応じて変更させたり、第２検出値に応じてバッテリ１の充放電状態を制御させたりする。

第３電流検出回路５０は、ＭＯＳＦＥＴ１０に流れる電流（スイッチ電流）を検出する。第３電流検出回路５０は、コンパレータ５１、抵抗５２および定電流源５３を有する。

コンパレータ５１は、ＭＯＳＦＥＴ１０のソース電位と、定電流源５３によって生成される過電流閾値とを比較し、ＭＯＳＦＥＴ１０に過電流が流れているか否かを判定する。この過電流閾値としての電位は、コンパレータ５１の非反転入力端子に入力される。コンパレータ５１の反転入力端子には、ＭＯＳＦＥＴ１０のソース電位が入力される。このソース電位は、ＭＯＳＦＥＴ１０を流れる電流の大きさに応じた検出値である「第３検出値」に相当する。

コンパレータ５１は、過電流が流れているか否かを示す判定信号を制御回路２０に出力する。コンパレータ３３は、電流検出値が過電流閾値以上の場合に、過電流が流れていることを示すハイレベルの信号を出力する。一方、電流検出値が過電流閾値よりも小さい場合に、過電流が流れていないことを示すローレベルの信号を出力する。

なお、ＭＯＳＦＥＴ１０がターンオンした後のフルオン状態では、ドレインソース間電圧Ｖｄｓ（スイッチ電位差）はゼロである。この状態では、コンパレータ５１に入力されるＭＯＳＦＥＴ１０のソース電位は、ＭＯＳＦＥＴ１０を流れる電流に比例する。よって、コンパレータ５１は、ＭＯＳＦＥＴ１０のフルオン状態において、スイッチ電流が過電流閾値を超えて大きくなっている過電流状態であるか否かを判定していると言える。

上記したように、負荷駆動装置４は、ＭＯＳＦＥＴ１０や配線１ａ，２ａを過電流から保護するための過電流保護回路を有していると言える。過電流保護回路は、第１電流検出回路３０、第２電流検出回路４０、第３電流検出回路５０および制御回路２０を有している。

制御回路２０は、入力端子４ｃを介して、外部機器であるマイコン３より与えられる制御指令およびコンパレータ３３，５１の判定信号を論理的に処理する。この処理結果に従い制御回路２０は、ゲートドライバ２１を介して、ＭＯＳＦＥＴ１０、第１センスＭＯＳ３１および第２センスＭＯＳ４１のゲートに駆動信号を出力する。

制御回路２０は、制御指令として、ランプの点灯を指示するハイレベルの信号が入力されると、ＭＯＳＦＥＴ１０をオン作動させる。また、制御指令がハイレベルの信号であっても、各々の電流検出回路３０，４０，５０の少なくとも１つにて過電流が検出された場合には、ＭＯＳＦＥＴ１０をオフ作動させる。これにより、バッテリ１および負荷２間の電流が遮断される。制御指令がハイレベルで継続している場合、制御回路２０は、オフさせてから所定時間が経過すると、ＭＯＳＦＥＴ１０が再びオンするように制御する。

このように、第１電流検出回路３０、第２電流検出回路４０および第３電流検出回路５０の検出結果に基づき、ＭＯＳＦＥＴ１０に過電流が流れていると判定された場合には、制御回路２０はＭＯＳＦＥＴ１０をオフ作動させる。したがって、制御回路２０が制御部に相当する。

次に、図２に基づき、ＭＯＳＦＥＴ１０をオン作動させた直後における、ドレインソース間電圧Ｖｄｓ（スイッチ電位差）とスイッチ電流Ｉｏｕｔの時間変化を説明する。また、図２は、グランドショート等の異常が発生していない場合の例を示す。

ドレインソース間電圧Ｖｄｓは、ＭＯＳＦＥＴ１０をオン作動させたｔ１時点では、バッテリ１の解放電圧Ｖｃｃと同じである。その後、ドレインソース間電圧Ｖｄｓは直ぐにはゼロにならず、ＭＯＳＦＥＴ１０が電気抵抗として作用するターンオン期間Ｔ１０において、徐々に低下していく。ドレインソース間電圧Ｖｄｓが所定値（例えば０．２Ｖ）にまで低下したｔ３時点以降では、ＭＯＳＦＥＴ１０はフルオン状態と言える。ｔ１時点からｔ３時点までは、ＭＯＳＦＥＴ１０はフルオン状態と言える。また、スイッチ電流Ｉｏｕｔはｔ１時点で上昇を開始し、ピークに達した後に下降していき、その後、負荷２に応じた値に飽和する。

制御回路２０は、フルオン状態においては、第３電流検出回路５０による過電流判定結果に基づき、過電流検知時にＭＯＳＦＥＴ１０を緊急停止させる。例えば、フルオン状態においては、第１電流検出回路３０と第２電流検出回路４０による過電流判定結果をマスクして、これらの判定結果に基づくＭＯＳＦＥＴ１０の緊急停止を、制御回路２０は禁止してもよい。

さて、ターンオン期間Ｔ１０のうちドレインソース間電圧Ｖｄｓが所定値（例えば０．５Ｖ）以上の場合、つまりｔ１時点からｔ２時点までの期間を第１ターンオン期間Ｔ１１と呼ぶ。また、ターンオン期間Ｔ１０のうちドレインソース間電圧Ｖｄｓが所定値（例えば０．５Ｖ）未満の場合、つまりｔ２時点からｔ３時点までの期間を第２ターンオン期間Ｔ１２と呼ぶ。

そして、第１ターンオン期間Ｔ１１には、第１電流検出回路３０による過電流判定結果に基づき、過電流検知時にＭＯＳＦＥＴ１０を緊急停止させる。例えば、第１ターンオン期間Ｔ１１においては、第２電流検出回路４０と第３電流検出回路５０による過電流判定結果をマスクして、これらの判定結果に基づくＭＯＳＦＥＴ１０の緊急停止を、制御回路２０は禁止してもよい。

また、第２ターンオン期間Ｔ１２には、第２電流検出回路４０による過電流判定結果に基づき、過電流検知時にＭＯＳＦＥＴ１０を緊急停止させる。例えば、第２ターンオン期間Ｔ１２においては、第１電流検出回路３０と第３電流検出回路５０による過電流判定結果をマスクして、これらの判定結果に基づくＭＯＳＦＥＴ１０の緊急停止を、制御回路２０は禁止してもよい。

次に、本実施形態に係る負荷駆動装置４の効果について説明する。

負荷駆動装置４は、第１電流検出回路３０に加えて第２電流検出回路４０を備える。そして、ターンオン期間Ｔ１０において、ＭＯＳＦＥＴ１０のドレインソース間電圧Ｖｄｓ（スイッチ電位差）が所定値以上の場合には第１電流検出回路３０によって過電流を検知する。また、スイッチ電位差が所定値未満の場合には第２電流検出回路４０によって過電流を検知する。このように、ターンオン期間Ｔ１０において、スイッチ電位差の大きさに応じて第１電流検出回路３０と第２電流検出回路４０とを使い分けることができる。よって、ターンオン期間Ｔ１０の全域に亘って、過電流検知を高精度で実現できる。

＜第１電流検出回路３０と基準生成部６０による効果＞
負荷２であるランプのフィラメントの抵抗は、点灯開始直前の常温状態で小さく、点灯中の高温状態で大きい。したがって、点灯開始直後はラッシュ電流が流れる。ラッシュ電流が流れるラッシュ時には、出力端子４ｂからグランドまでの間に、配線２ａと負荷２が介在する。一方、グランドショート時には、出力端子４ｂからグランドまでの間に、負荷２が介在しない。よって、ラッシュ時の方が、グランドショート時よりも、出力端子４ｂからグランドまでの間の抵抗が大きい。

ラッシュ時とグランドショート時とで、バッテリ１や負荷２と負荷駆動装置４との接続状態や、バッテリ１の劣化状態が同じであれば、グランドショート時のほうがラッシュ時よりも、バッテリ電圧ＶＢが低くなる。これに対し、本実施形態では、基準生成部６０が、バッテリ電圧ＶＢが高いほど過電流閾値として大きい値を設定する。

このため、ラッシュ時には、過電流閾値として突入電流よりも大きい値が設定される。たとえばバッテリ電圧ＶＢが１８Ｖで、１００Ａのラッシュ電流が流れるとすると、バッテリ電圧ＶＢが１８Ｖのときに、過電流閾値として１００Ａよりも大きい値が設定される。これにより、ラッシュ電流はラッシュ時に設定される過電流閾値を下回り、コンパレータ３３で過電流と判定されない。したがって、ラッシュ電流での誤遮断を防ぎ、負荷２の応答性を向上することができる。具体的には、ランプのフィラメントが早く温まるため、ランプの点灯遅延を抑制することができる。

一方、グランドショート時には、バッテリ電圧ＶＢがラッシュ時よりも低くなるため、過電流閾値としてラッシュ時よりも小さい値、具体的には短絡電流以下の値が設定される。これにより、短絡電流はグランドショート時に設定される過電流閾値以上の値となり、コンパレータ３３で過電流と判定される。グランドショート時の過電流閾値が小さいため、グランドショート時にＭＯＳＦＥＴ１０をオフすることで、配線１ａ，１４のインダクタンス１Ｌ，２Ｌに生じる逆起電力エネルギを小さくすることができる。よって、ＭＯＳＦＥＴ１０や配線１ａ，１４を安全に保護することができる。

＜第２電流検出回路４０による効果＞
さて、第１電流検出回路３０では、第１ターンオン期間Ｔ１１においては上述した効果を十分に奏するものの、第２ターンオン期間Ｔ１２においては以下の懸念が生じる。すなわち、出力端子４ｂにおける出力電圧は、ＭＯＳＦＥＴ１０のターンオン中からフルオン時に近づくにつれて電源端子４ａにおける電源電圧に近づいていく。つまり、図２の上段に示すように、ＭＯＳＦＥＴ１０のドレインソース間電圧Ｖｄｓがゼロに近づいていく。そうすると、トランジスタ６１，６２によるカレントミラー回路の電流が減少する。その結果、過電流閾値が減少してしまい、第１電流検出回路３０による過電流検知が誤検知する懸念が生じる。つまり、第１電流検出回路３０による過電流検知は、第１ターンオン期間Ｔ１１では正常に機能するものの、第２ターンオン期間Ｔ１２では誤検知するおそれがある。

この懸念に対し、本実施形態に係る負荷駆動装置４は、第１電流検出回路３０とは別に第２電流検出回路４０を備える。この第２電流検出回路４０による過電流検知は、第２ターンオン期間Ｔ１２でも正常に機能するので、上記懸念を解消できる。以下、第２電流検出回路４０が第２ターンオン期間Ｔ１２でも正常に過電流検知できる理由について、説明する。

フルオン期間ではドレインソース間電圧Ｖｄｓがゼロになっているため、ＭＯＳＦＥＴ１０のソース電位を直接検知すれば、過電流を検知できる。ＭＯＳＦＥＴ１０のソース電位とＭＯＳＦＥＴ１０に流れる電流（スイッチ電流）との相関が高いからである。これに対しターンオン期間Ｔ１０では、ドレインソース間電圧Ｖｄｓがゼロになっていないため、ＭＯＳＦＥＴ１０のソース電位からは過電流を検知できない。

そこで第１電流検出回路３０および第２電流検出回路４０では、センスＭＯＳとセンス抵抗を用いてスイッチ電流を検知している。すなわち、センスＭＯＳを用いてスイッチ電流と比例したセンス電流を流し、そのセンス電流をセンス抵抗で電圧に変換し、その電圧からスイッチ電流を推定する。これにより、ターンオン期間Ｔ１０における過電流検知を可能にしている。

但し、第１電流検出回路３０では、第１センス抵抗３２の抵抗値を以下の理由で大きい値に設定できないため、小さいセンス電流については高精度で検出できない。すなわち、第１センス抵抗３２の抵抗値を大きくすると、第１センスＭＯＳ３１とＭＯＳＦＥＴ１０とでドレインソース間電圧が揃わなくなる。そうすると、センス電流とスイッチ電流との比率がずれてくるので、センス電流からスイッチ電流の過電流を検知する精度が悪くなる。このように、第１電流検出回路３０では、小さいセンス電流については高精度で検出できないため、第２ターンオン期間Ｔ１２での過電流誤検知が懸念される。

これに対し、第２電流検出回路４０では、第２センス抵抗４４の抵抗値を以下の理由で大きい値に設定できるため、小さいセンス電流についても高精度で検出できる。すなわち、第２電流検出回路４０は、オペアンプ４２およびトランジスタ４３によるフィードバック回路を備える。そのため、第２センス抵抗４４の抵抗値を小さくしても、ＭＯＳＦＥＴ１０のソース電位とセンスＭＯＳ４１のソース電位が一致することとなる。つまり、センス電流とスイッチ電流との比率の大きなずれを生じさせることなく、第２センス抵抗４４の抵抗値を小さくでき、小さいセンス電流についても高精度で検出可能となる。よって、第２電流検出回路４０では、フィードバック回路を備えるので、第２ターンオン期間Ｔ１２についても過電流を高精度で検知できる。

＜第１電流検出回路３０と第２電流検出回路４０による相乗効果＞
第２電流検出回路４０は、フィードバック回路を備えることにより、第２ターンオン期間Ｔ１２でも過電流を高精度で検知できることは先述した通りである。しかしその背反として、フィードバック回路を備えることにより過電流検知の応答性が悪化する。そのため、グランドショートが発生してからＭＯＳＦＥＴ１０を緊急停止させるまでの時間が長くなる。

これに対し第１電流検出回路３０では、フィードバック回路を用いることなく過電流を検知できるので、過電流検知の応答性を第２電流検出回路４０に比べて向上できる。そのため、グランドショートが発生してから短時間でＭＯＳＦＥＴ１０を緊急停止させることができる。

これらの点を鑑み、本実施形態では、第１ターンオン期間Ｔ１１では第１電流検出回路３０を用いて過電流検知するので、検知の応答性を向上できる。その一方で、第２ターンオン期間Ｔ１２では第２電流検出回路４０を用いて過電流検知するので、検知の応答性については第１ターンオン期間Ｔ１１に比べて低下するものの、過電流の誤検知のおそれを低減できる。

＜その他の効果１＞
さらに本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ１０および第１センスＭＯＳ３１は、同一の半導体チップに形成されている。これに対し、本実施形態に反して、ＭＯＳＦＥＴ１０および第１センスＭＯＳ３１が別々の半導体チップに形成され、各々の半導体チップをワイヤや基板等で接続してもよい。しかしその場合には、ワイヤや基板で生じるインダクタンスや抵抗の影響をセンス比が受けるので、センス比を所望の値に高精度で製造することに限界がある。上記センス比とは、ＭＯＳＦＥＴ１０に流れる電流と第１センスＭＯＳ３１に流れる電流の比率である。

これに対し本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ１０および第１センスＭＯＳ３１は、同一の半導体チップに形成されているので、ワイヤや基板による上記影響を無くすことができ、第１センスＭＯＳ３１に係るセンス比を高精度で製造できる。さらに本実施形態では、第２センスＭＯＳ４１についてもＭＯＳＦＥＴ１０と同一の半導体チップに形成されている。そのため、第２センスＭＯＳ４１に係るセンス比についても高精度で製造できる。

＜その他の効果２＞
さらに本実施形態では、第２電流検出回路４０は、外部機器であるマイコン３へ第２検出値を出力する。そして、マイコン３が過電流有無を判定して、緊急停止の指令信号を制御回路２０へ出力する。そのため、マイコン３は、スイッチ電流つまり負荷２に流れる電流（負荷電流）を常時取得できる。よって、マイコン３は、負荷電流に応じた各種制御を実現可能となる。各種制御の具体例としては、負荷電流に応じて負荷２の作動内容を変更させたり、バッテリ１の充放電制御内容を変更させたりする等が挙げられる。

（第２実施形態）
本実施形態は、先行実施形態を参照できる。このため、先行実施形態に示した負荷駆動装置４と共通する部分についての説明は省略する。

上記第１実施形態に係る負荷駆動装置４は３つの電流検出回路３０，４０，５０を備える。これに対し、本実施形態に係る負荷駆動装置４は、図３に示すように第１電流検出回路３０を廃止して、第２電流検出回路４０と第３電流検出回路５０で過電流を検知している。本実施形態では、第１ターンオン期間Ｔ１１と第２ターンオン期間Ｔ１２の両期間において、第２電流検出回路４０が過電流を検知する。

このように、本実施形態でも負荷駆動装置４は第２電流検出回路４０を備える。そのため、ドレインソース間電圧Ｖｄｓが所定値未満となる第２ターンオン期間Ｔ１２であっても、上記第１実施形態と同様にして高精度で過電流を検知できる。

（第３実施形態）
本実施形態は、先行実施形態を参照できる。このため、先行実施形態に示した負荷駆動装置４と共通する部分についての説明は省略する。

上記第２実施形態に係る負荷駆動装置４は、３つの電流検出回路３０，４０，５０のうち、第１電流検出回路３０を廃止している。これに対し、本実施形態に係る負荷駆動装置４は、図４に示すように第３電流検出回路５０を廃止して、第２電流検出回路４０と第１電流検出回路３０で過電流を検知している。本実施形態では、第１ターンオン期間Ｔ１１と第２ターンオン期間Ｔ１２の両期間において、第２電流検出回路４０が過電流を検知する。

このように、本実施形態でも上記各実施形態と同様にして、負荷駆動装置４は第２電流検出回路４０を備える。そのため、ドレインソース間電圧Ｖｄｓが所定値未満となる第２ターンオン期間Ｔ１２であっても、上記第１実施形態と同様にして過電流を高精度で検知できる。

なお、本実施形態においては、第２電流検出回路４０が「ターンオン電流検出回路」に相当し、第３電流検出回路５０が「フルオン電流検出回路」に相当する。また、第２センスＭＯＳ４１が「センス素子」に相当し、第２センス抵抗４４が「センス抵抗」に相当する。また、第２電流検出回路４０による第２検出値が「ターンオン検出値」に相当し、第３電流検出回路５０による第３検出値が「フルオン検出値」に相当する。

（他の実施形態）
この明細書の開示は、例示された実施形態に制限されない。開示は、例示された実施形態と、それらに基づく当業者による変形態様を包含する。たとえば、開示は、実施形態において示された要素の組み合わせに限定されない。開示は、多様な組み合わせによって実施可能である。開示される技術的範囲は、実施形態の記載に限定されない。開示されるいくつかの技術的範囲は、特許請求の範囲の記載によって示され、さらに特許請求の範囲の記載と均等の意味および範囲内でのすべての変更を含むものと解されるべきである。

上記第１実施形態では、制御回路２０は、第２電流検出回路４０による過電流検知を、第１ターンオン期間Ｔ１１でマスクしている。これに対し、第１ターンオン期間Ｔ１１での上記マスクを廃止してもよい。この場合、第１ターンオン期間Ｔ１１において、第１電流検出回路３０と第２電流検出回路４０の両方で過電流を検知することになる。例えば、２つの電流検出回路３０，４０の少なくとも一方で過電流が検知された場合に、制御回路２０がＭＯＳＦＥＴ１０を緊急停止させてもよい。或いは、２つの電流検出回路３０，４０の両方で過電流が検知された場合に、制御回路２０がＭＯＳＦＥＴ１０を緊急停止させてもよい。

上記各実施形態では、スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ１０）は、バッテリ１と負荷２との間、すなわち負荷２に対してハイサイド側に配置されている。これに対し、ＭＯＳＦＥＴ１０は、負荷２とグランドとの間、すなわち負荷２に対してローサイド側に配置されていてもよい。

上記第１実施形態では、第１センスＭＯＳ３１および第２センスＭＯＳ４１は、ＭＯＳＦＥＴ１０と同一の半導体チップに形成されている。これに対し、第１センスＭＯＳ３１および第２センスＭＯＳ４１の少なくとも一方が、ＭＯＳＦＥＴ１０とは別の半導体チップに形成されていてもよい。

上記各実施形態では、第２電流検出回路４０は、外部機器であるマイコン３へ第２検出値を出力し、マイコン３が過電流有無を判定している。これに対し、第２電流検出回路４０が、過電流判定の閾値と第２検出値とを比較して、過電流の有無を判定するようにしてもよい。例えば、コンパレータ３３と同様のコンパレータを第２電流検出回路４０が備えることで、過電流有無を第２電流検出回路４０が判定してもよい。

１ 電源、 １０ スイッチング素子、 ２ 負荷、 ２０ 制御部、 ３ コンピュータ、 ３０ 第１電流検出回路、 ３１ 第１センス素子、 ３２ 第１センス抵抗、 ３ａ プロセッサ、 ３ｂ メモリ、 ４０ 第２電流検出回路、 ４０ ターンオン電流検出回路、 ４１ 第２センス素子、 ４１ センス素子、 ４２、４３ 調整回路、 ４４ 第２センス抵抗、 ４４ センス抵抗、 ５０ 第３電流検出回路、 ５０ フルオン電流検出回路、 Ｖｄｓ スイッチ電位差。

Claims (7)

1. 電源（１）と負荷（２）との間および負荷（２）とグランドとの間の一方に配置され、オン作動することで前記電源から前記負荷へ電力を供給するスイッチング素子（１０）と、
   前記スイッチング素子のターンオン期間において、前記スイッチング素子の高電位側と低電位側との電位差であるスイッチ電位差（Ｖｄｓ）が所定値以上となっている場合に、前記スイッチング素子を流れる電流の大きさに応じた第１検出値を出力する第１電流検出回路（３０）と、
   前記ターンオン期間において、前記スイッチ電位差が前記所定値未満となっている場合に、前記スイッチング素子を流れる電流の大きさに応じた第２検出値を出力する第２電流検出回路（４０）と、
   前記第１検出値および前記第２検出値に基づき前記スイッチング素子に過電流が流れていると判定された場合に、前記スイッチング素子をオフ作動させる制御部（２０）と、
   を備える負荷駆動装置。
2. 前記第１電流検出回路は、
   前記スイッチング素子に並列接続されて前記スイッチング素子に流れる電流に比例した電流を流す第１センス素子（３１）と、前記第１センス素子および前記負荷に直列接続された第１センス抵抗（３２）と、を有するとともに、前記第１センス抵抗で生じた電圧降下量に応じた値を前記第１検出値として出力し、
   前記第２電流検出回路は、
   前記スイッチング素子に並列接続されて前記スイッチング素子に流れる電流に比例した電流を流す第２センス素子（４１）と、前記第２センス素子に直列接続かつ前記負荷に並列接続された第２センス抵抗（４４）と、前記第２センス素子の高電位側と低電位側との電位差を前記スイッチ電位差に一致させるように前記第２センス素子の低電位側の電圧を調整する調整回路（４２，４３）と、を有するとともに、前記第２センス抵抗で生じた電圧降下量に応じた値を前記第２検出値として出力する、請求項１に記載の負荷駆動装置。
3. 前記スイッチング素子および前記第１センス素子は、同一の半導体チップに形成されている、請求項２に記載の負荷駆動装置。
4. 前記スイッチング素子および前記第２センス素子は、同一の半導体チップに形成されている、請求項２または３に記載の負荷駆動装置。
5. 前記ターンオン期間経過後のフルオン期間において、前記スイッチング素子を流れる電流の大きさに応じた第３検出値を出力する第３電流検出回路（５０）を備える、請求項１〜４のいずれか１つに記載の負荷駆動装置。
6. 前記第２電流検出回路は、プロセッサ（３ａ）およびメモリ（３ｂ）を有するコンピュータ（３）へ前記第２検出値を出力し、
   前記第２検出値に基づき前記スイッチング素子に過電流が流れていると前記コンピュータによって判定された場合には、前記制御部は、前記コンピュータから出力される指令信号に従って前記スイッチング素子をオフ作動させる請求項１〜５のいずれか１つに記載の負荷駆動装置。
7. 電源（１）と負荷（２）との間および負荷（２）とグランドとの間の一方に配置され、オン作動することで前記電源から前記負荷へ電力を供給するスイッチング素子（１０）と、
   前記スイッチング素子のターンオン期間において、前記スイッチング素子を流れる電流の大きさに応じたターンオン検出値を出力するターンオン電流検出回路（４０）と、
   前記ターンオン期間経過後のフルオン期間において、前記スイッチング素子を流れる電流の大きさに応じたフルオン検出値を出力するフルオン電流検出回路（５０）と、
   前記ターンオン検出値および前記フルオン検出値に基づき前記スイッチング素子に過電流が流れていると判定された場合に、前記スイッチング素子をオフ作動させる制御部（２０）と、
   を備え、
   前記ターンオン電流検出回路は、
   前記スイッチング素子に並列接続されて前記スイッチング素子に流れる電流に比例した電流を流すセンス素子（４１）と、
   前記センス素子に直列接続かつ前記負荷に並列接続されたセンス抵抗（４４）と、
   前記センス素子の高電位側と低電位側との電位差を、前記スイッチング素子の高電位側と低電位側との電位差に一致させるように前記センス素子の低電位側の電圧を調整する調整回路（４２，４３）と、を有するとともに、
   前記センス抵抗で生じた電圧降下量に応じた値を前記ターンオン検出値として出力する負荷駆動装置。

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