JP2021051884A

JP2021051884A - Lighting device, luminaire, and program

Info

Publication number: JP2021051884A
Application number: JP2019173511A
Authority: JP
Inventors: 土井　勝之; Katsuyuki Doi; 勝之土井; 真史山本; Masashi Yamamoto; 浅野　寛之; Hiroyuki Asano; 寛之浅野; 正人姫田; Masato Himeda; 武志鴨井; Takeshi Kamoi; 大輔山原; Daisuke Yamahara; 圭介関; Keisuke Seki
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date: 2019-09-24
Filing date: 2019-09-24
Publication date: 2021-04-01
Anticipated expiration: 2039-09-24
Also published as: JP7308410B2

Abstract

To provide a lighting device, a luminaire, and a program that are capable of improving the control accuracy of a load current and suppressing distortion of an alternating current supplied from an external power supply source.SOLUTION: A lighting device 1 includes a power supply circuit 11, a current variable circuit 12, and a control circuit 13. The power supply circuit 11 outputs a DC output voltage Vo from a pair of output terminals P3 and P4. The current variable circuit 12 executes current feedback control for matching the value of a load current Io flowing through a light source 2 with a target value. The control circuit 13 executes voltage feedback control for adjusting the output voltage Vo. The control circuit 13 increases a voltage feedback gain in a transient period in which the load current Io changes due to a change of a dimming level indication so that the voltage feedback gain is larger than a voltage feedback gain in a steady period in which the dimming level indication does not change.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本開示は、点灯装置、照明器具、及びプログラムに関する。 The present disclosure relates to lighting devices, luminaires, and programs.

特許文献１の天井灯は、発光ダイオード、及びドライバ回路を有する。 The ceiling light of Patent Document 1 has a light emitting diode and a driver circuit.

ドライバ回路は、整流モジュール、変換モジュール、及び制御モジュールを有して、発光ダイオードの駆動、及び照明輝度のリニア調節に用いられる。 The driver circuit has a rectifier module, a conversion module, and a control module, and is used for driving a light emitting diode and linearly adjusting the illumination brightness.

整流モジュールは、外部電源に接続して、外部電源の交流電圧を受け入れ、交流電圧を全波整流して入力電圧を生成する。 The commutator module is connected to an external power supply, accepts the AC voltage of the external power supply, and full-wave rectifies the AC voltage to generate an input voltage.

変換モジュールは、ＳＥＰＩＣ（Single Ended Primary Inductor Converter）又はブーストコンバータを構成する。変換モジュールは、整流モジュールから入力電圧を受け入れ、入力電圧から稼動電圧を形成する。変換モジュールは稼働電圧を出力し、稼働電圧によって発光ダイオードに駆動電流が流れる。 The conversion module constitutes a SEPIC (Single Ended Primary Inductor Converter) or a boost converter. The conversion module receives the input voltage from the rectifier module and forms the operating voltage from the input voltage. The conversion module outputs the operating voltage, and the driving current flows through the light emitting diode according to the operating voltage.

制御モジュールは、稼働電圧の出力値を調節し、かつ、駆動電流を常に安定状態に維持する。そして、制御モジュールは、外部の輝度調節信号を受け入れて、稼働電圧の出力値を改変して駆動電流の値を改変し、調光効果を実現する。 The control module adjusts the output value of the operating voltage and keeps the drive current in a stable state at all times. Then, the control module accepts an external luminance adjustment signal, modifies the output value of the operating voltage, modifies the value of the drive current, and realizes the dimming effect.

実用新案登録第３１８７６３７号公報Utility Model Registration No. 3187637 Gazette

上述の特許文献１には、外部電源から交流電圧を入力されて、光源に負荷電流（駆動電流）を供給する点灯装置が開示されている。このような点灯装置には、負荷電流の値を目標値に一致させること、及び外部電源から供給される交流電流の歪みの抑制が求められる。 The above-mentioned Patent Document 1 discloses a lighting device in which an AC voltage is input from an external power source to supply a load current (driving current) to a light source. Such a lighting device is required to match the value of the load current with the target value and to suppress the distortion of the alternating current supplied from the external power source.

本開示の目的とするところは、負荷電流の制御精度を向上させ、かつ、外部電源から供給される交流電流の歪みを抑制することができる点灯装置、照明器具、及びプログラムを提供することにある。 An object of the present disclosure is to provide a lighting device, a luminaire, and a program capable of improving the control accuracy of a load current and suppressing distortion of an alternating current supplied from an external power source. ..

本開示の一態様に係る点灯装置は、電源回路と、電流可変回路と、制御回路と、を備える。前記電源回路は、外部電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換し、一対の出力端子から前記直流電圧を出力する。前記電流可変回路は、前記一対の出力端子の間で光源に直列接続されて、前記光源に流れる負荷電流の値を目標値に一致させる電流フィードバック制御を実行する。前記制御回路は、前記電源回路を制御する。前記制御回路は、指示される前記光源の調光レベルに応じた前記目標値を前記電流可変回路に設定し、前記直流電圧を調整するための電圧フィードバック制御を実行する。前記制御回路は、前記電圧フィードバック制御のフィードバックゲインを電圧フィードバックゲインとし、前記調光レベルが変わって前記負荷電流が変化している過渡期間における前記電圧フィードバックゲインを、前記調光レベルが変わらない定常期間における前記電圧フィードバックゲインより大きくする。 The lighting device according to one aspect of the present disclosure includes a power supply circuit, a current variable circuit, and a control circuit. The power supply circuit converts an AC voltage supplied from an external power supply into a DC voltage, and outputs the DC voltage from a pair of output terminals. The current variable circuit is connected in series to the light source between the pair of output terminals, and executes current feedback control for matching the value of the load current flowing through the light source with the target value. The control circuit controls the power supply circuit. The control circuit sets the target value according to the dimming level of the indicated light source in the current variable circuit, and executes voltage feedback control for adjusting the DC voltage. In the control circuit, the feedback gain of the voltage feedback control is used as the voltage feedback gain, and the voltage feedback gain in the transient period in which the dimming level changes and the load current changes is the steady state in which the dimming level does not change. Greater than the voltage feedback gain during the period.

本開示の一態様に係る照明器具は、上述の点灯装置と、前記負荷電流が流れる光源と、前記点灯装置及び前記光源の少なくとも一方を支持する筐体とを備える。 The luminaire according to one aspect of the present disclosure includes the above-mentioned lighting device, a light source through which the load current flows, and a housing that supports at least one of the lighting device and the light source.

本開示の一態様に係るプログラムは、コンピュータを、上述の点灯装置が備える前記制御回路として機能させる。 The program according to one aspect of the present disclosure causes the computer to function as the control circuit included in the lighting device described above.

以上説明したように、本開示では、負荷電流の制御精度を向上させ、かつ、外部電源から供給される交流電流の歪みを抑制することができるという効果がある。 As described above, the present disclosure has the effect of improving the control accuracy of the load current and suppressing the distortion of the alternating current supplied from the external power source.

図１は、実施形態に係る点灯装置を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a lighting device according to an embodiment. 図２は、同上の点灯装置の動作を示すフローチャートである。FIG. 2 is a flowchart showing the operation of the lighting device of the same. 図３は、同上の点灯装置の動作を示すタイムチャートである。FIG. 3 is a time chart showing the operation of the lighting device of the above. 図４は、実施形態に係る照明器具を示す斜視図である。FIG. 4 is a perspective view showing the lighting equipment according to the embodiment.

以下の実施形態は、一般に、点灯装置、照明器具、及びプログラムに関する。より詳細には、以下の実施形態は、外部電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換して、光源を点灯させる点灯装置、照明器具、及びプログラムに関する。 The following embodiments generally relate to lighting devices, luminaires, and programs. More specifically, the following embodiments relate to lighting devices, luminaires, and programs that convert an AC voltage supplied from an external power source into a DC voltage to turn on a light source.

以下に本開示の実施形態を図面に基づいて説明する。 Hereinafter, embodiments of the present disclosure will be described with reference to the drawings.

（１）基本構成
図１は、本実施形態の点灯装置１の回路構成を示す。 (1) Basic Configuration FIG. 1 shows a circuit configuration of the lighting device 1 of the present embodiment.

点灯装置１は、電源回路１１と、電流可変回路１２と、制御回路１３とを、主構成として備える。 The lighting device 1 includes a power supply circuit 11, a current variable circuit 12, and a control circuit 13 as main configurations.

電源回路１１の一対の入力端子Ｐ１、Ｐ２は、外部電源９に電気的に接続している。外部電源９は、１００Ｖ系又は２００Ｖ系の商用電力系統である。電源回路１１は、外部電源９から交流電力を供給され、交流電力を電力変換して直流電力を生成し、生成した直流電力を光源２へ供給する。外部電源９の電圧は交流電圧Ｖｉであり、交流電圧Ｖｉが電源回路１１の一対の入力端子Ｐ１、Ｐ２に入力され、外部電源９から電源回路１１には交流電流Ｉｉが供給される。 The pair of input terminals P1 and P2 of the power supply circuit 11 are electrically connected to the external power supply 9. The external power supply 9 is a 100V system or a 200V system commercial power system. The power supply circuit 11 is supplied with AC power from the external power source 9, converts the AC power into electric power to generate DC power, and supplies the generated DC power to the light source 2. The voltage of the external power supply 9 is an AC voltage Vi, the AC voltage Vi is input to the pair of input terminals P1 and P2 of the power supply circuit 11, and the AC current Ii is supplied from the external power supply 9 to the power supply circuit 11.

電源回路１１は、昇降圧機能、及び昇圧機能のいずれかを有するワンコンバータ（又はシングルステージコンバータ）のスイッチング電源回路である。ワンコンバータでは、交流電力の力率を改善する力率改善回路と、交流電力を直流電力に変換する電力変換回路とが一体に構成されており、部品点数の低減、及び高効率化を図っている。すなわち、電源回路１１は、力率改善回路、及び電力変換回路として機能することができる。電源回路１１が昇降圧機能を有する場合、電源回路１１は、ＳＥＰＩＣ（Single Ended Primary Inductor Converter）回路、ＣＵＫ回路、及びＺＥＴＡ回路のいずれかの構成を備えることが好ましい。 The power supply circuit 11 is a switching power supply circuit of a one-converter (or single-stage converter) having either a step-up / down function and a step-up function. In the one converter, a power factor improvement circuit that improves the power factor of AC power and a power conversion circuit that converts AC power into DC power are integrally configured to reduce the number of parts and improve efficiency. There is. That is, the power supply circuit 11 can function as a power factor improving circuit and a power conversion circuit. When the power supply circuit 11 has a buck-boost function, it is preferable that the power supply circuit 11 has any configuration of a SEPIC (Single Ended Primary Inductor Converter) circuit, a CUK circuit, and a ZETA circuit.

図１の電源回路１１は、整流回路１１１、及びコンバータ１１２を備えており、コンバータ１１２は、ＳＥＰＩＣ回路を構成している。 The power supply circuit 11 of FIG. 1 includes a rectifier circuit 111 and a converter 112, and the converter 112 constitutes a SEPIC circuit.

整流回路１１１は、フルブリッジ接続された４個のダイオードを有するダイオードブリッジ１１ａ、及びコンデンサ１１ｂを備える。コンデンサ１１ｂは、ダイオードブリッジ１１ａの出力端間に接続される。ダイオードブリッジ１１ａは、外部電源９から一対の入力端子Ｐ１、Ｐ２を介して入力された交流電圧Ｖｉを全波整流し、コンデンサ１１ｂの両端間には直流の脈流電圧が生成される。整流回路１１１が出力する脈流電圧は、コンバータ１１２に入力される。 The rectifier circuit 111 includes a diode bridge 11a having four diodes connected in full bridge and a capacitor 11b. The capacitor 11b is connected between the output ends of the diode bridge 11a. The diode bridge 11a full-wave rectifies the AC voltage Vi input from the external power supply 9 via the pair of input terminals P1 and P2, and a DC pulsating voltage is generated between both ends of the capacitor 11b. The pulsating voltage output by the rectifier circuit 111 is input to the converter 112.

コンバータ１１２は、整流回路１１１から脈流電圧を入力されて、直流の出力電圧（直流電圧）Ｖｏを出力する。コンバータ１１２は、制御回路１３によって制御される。 The converter 112 receives a pulsating voltage from the rectifier circuit 111 and outputs a DC output voltage (DC voltage) Vo. The converter 112 is controlled by the control circuit 13.

具体的に、コンバータ１１２は、インダクタ１１ｃ、１１ｈ、コンデンサ１１ｄ、ダイオード１１ｅ、出力コンデンサ１１ｆ、及びスイッチング素子１１ｇを備えて、ＳＥＰＩＣ回路を構成する。インダクタ１１ｃとインダクタ１１ｈとは、同じ鉄心に巻き回されていてもよいし、それぞれ別の鉄心に巻き回されていてもよい。コンデンサ１１ｂの正極（脈流電圧の高電位）と負極（脈流電圧の負電位）との間には、正極からインダクタ１１ｃ、コンデンサ１１ｄ、ダイオード１１ｅ、出力コンデンサ１１ｆを順に接続した直列回路が接続されている。インダクタ１１ｃとコンデンサ１１ｄとの接続点とコンデンサ１１ｂの負極との間には、スイッチング素子１１ｇが接続されている。図１のスイッチング素子１１ｇは、Ｎチャネルのエンハンスメント型のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：電界効果トランジスタ）である。スイッチング素子１１ｇのドレインは、インダクタ１１ｃとコンデンサ１１ｄとの接続点に接続され、スイッチング素子１１ｇのソースは、コンデンサ１１ｂの負極に接続される。なお、スイッチング素子１１ｇは、ＭＯＳＦＥＴ以外に、例えばバイポーラトランジスタなどの他の半導体スイッチング素子であってもよい。 Specifically, the converter 112 includes an inductor 11c and 11h, a capacitor 11d, a diode 11e, an output capacitor 11f, and a switching element 11g to form a SEPIC circuit. The inductor 11c and the inductor 11h may be wound around the same iron core, or may be wound around different iron cores. A series circuit connecting the inductor 11c, the capacitor 11d, the diode 11e, and the output capacitor 11f in this order is connected between the positive electrode (high potential of the pulsating voltage) and the negative electrode (negative potential of the pulsating voltage) of the capacitor 11b. Has been done. A switching element 11g is connected between the connection point between the inductor 11c and the capacitor 11d and the negative electrode of the capacitor 11b. The switching element 11g in FIG. 1 is an N-channel enhancement type MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor). The drain of the switching element 11g is connected to the connection point between the inductor 11c and the capacitor 11d, and the source of the switching element 11g is connected to the negative electrode of the capacitor 11b. In addition to the MOSFET, the switching element 11g may be another semiconductor switching element such as a bipolar transistor.

コンデンサ１１ｄとダイオード１１ｅとの接続点とコンデンサ１１ｂの負極との間には、インダクタ１１ｈが接続されている。そして、出力コンデンサ１１ｆの両端電圧が出力電圧Ｖｏになる。なお、ダイオード１１ｅのアノードはコンデンサ１１ｄに接続され、ダイオード１１ｅのカソードは出力コンデンサ１１ｆの正極に接続されている。 An inductor 11h is connected between the connection point between the capacitor 11d and the diode 11e and the negative electrode of the capacitor 11b. Then, the voltage across the output capacitor 11f becomes the output voltage Vo. The anode of the diode 11e is connected to the capacitor 11d, and the cathode of the diode 11e is connected to the positive electrode of the output capacitor 11f.

そして、スイッチング素子１１ｇがオンすると、コンデンサ１１ｂの正極、インダクタ１１ｃ、スイッチング素子１１ｇ、コンデンサ１１ｂの負極の順序で電流が流れて、インダクタ１１ｃにエネルギー（磁気エネルギー）が蓄積される。また、スイッチング素子１１ｇがオンすると、コンデンサ１１ｄ、スイッチング素子１１ｇ、インダクタ１１ｈ、コンデンサ１１ｄの順序で電流が流れて、インダクタ１１ｈにエネルギー（磁気エネルギー）が蓄積される。 Then, when the switching element 11g is turned on, a current flows in the order of the positive electrode of the capacitor 11b, the inductor 11c, the switching element 11g, and the negative electrode of the capacitor 11b, and energy (magnetic energy) is stored in the inductor 11c. When the switching element 11g is turned on, a current flows in the order of the capacitor 11d, the switching element 11g, the inductor 11h, and the capacitor 11d, and energy (magnetic energy) is stored in the inductor 11h.

次に、スイッチング素子１１ｇがオフすると、インダクタ１１ｃ及びインダクタ１１ｈに蓄積されているエネルギーによって、出力コンデンサ１１ｆが充電される。また、スイッチング素子１１ｇがオフすると、インダクタ１１ｃを通じて脈流電圧によってコンデンサ１１ｄが充電される。 Next, when the switching element 11g is turned off, the output capacitor 11f is charged by the energy stored in the inductor 11c and the inductor 11h. When the switching element 11g is turned off, the capacitor 11d is charged by the pulsating voltage through the inductor 11c.

そして、スイッチング素子１１ｇがオンオフすることによって、脈流電圧を入力とする昇降圧動作が行われ、出力コンデンサ１１ｆの両端間に直流の出力電圧Ｖｏが発生する。電源回路１１は、一対の出力端子Ｐ３、Ｐ４を備えており、出力端子Ｐ３は、出力コンデンサ１１ｆの正極（出力電圧Ｖｏの高電位）に接続し、出力端子Ｐ４は、出力コンデンサ１１ｆの負極（出力電圧Ｖｏの低電位）に接続する。すなわち、電源回路１１は、一対の出力端子Ｐ３、Ｐ４から出力電圧Ｖｏを出力する。 Then, when the switching element 11g is turned on and off, a buck-boost operation with the pulsating voltage as an input is performed, and a DC output voltage Vo is generated between both ends of the output capacitor 11f. The power supply circuit 11 includes a pair of output terminals P3 and P4, the output terminal P3 is connected to the positive electrode of the output capacitor 11f (high potential of the output voltage Vo), and the output terminal P4 is the negative electrode of the output capacitor 11f. Connect to the low potential of the output voltage Vo). That is, the power supply circuit 11 outputs the output voltage Vo from the pair of output terminals P3 and P4.

一対の出力端子Ｐ３、Ｐ４の間には、光源２と電流可変回路１２との直列回路が接続されている。光源２と電流可変回路１２との直列回路には、出力電圧Ｖｏが印加される。光源２に流れる負荷電流Ｉｏの大きさは、電流可変回路１２によって制御される。電流可変回路１２は、負荷電流Ｉｏの大きさを制御することで光源２の光出力を調整し、光源２の点灯、消灯、及び調光を行うことができる。 A series circuit of the light source 2 and the current variable circuit 12 is connected between the pair of output terminals P3 and P4. An output voltage Vo is applied to the series circuit of the light source 2 and the current variable circuit 12. The magnitude of the load current Io flowing through the light source 2 is controlled by the current variable circuit 12. The current variable circuit 12 can adjust the light output of the light source 2 by controlling the magnitude of the load current Io, and can turn on, turn off, and adjust the light source 2.

光源２は、固体発光素子としてＬＥＤ（Light Emitting Diode）を用いており、１個以上のＬＥＤを備える。図１では、光源２として１個のＬＥＤのみを図示しているが、直列接続された複数のＬＥＤを備えてもよい。直列接続された複数のＬＥＤを備える場合、隣り合う一対のＬＥＤでは、一方のＬＥＤのカソードが、他方のＬＥＤのアノードに接続している。光源２は、高電位側をアノード側とし、低電位側をカソード側とする。この場合、光源２のアノード側は、出力コンデンサ１１ｆの正極に接続している。光源２のカソード側は、電流可変回路１２に接続している。 The light source 2 uses an LED (Light Emitting Diode) as a solid-state light emitting element, and includes one or more LEDs. Although only one LED is shown as the light source 2 in FIG. 1, a plurality of LEDs connected in series may be provided. When a plurality of LEDs connected in series are provided, in a pair of adjacent LEDs, the cathode of one LED is connected to the anode of the other LED. The light source 2 has a high potential side as an anode side and a low potential side as a cathode side. In this case, the anode side of the light source 2 is connected to the positive electrode of the output capacitor 11f. The cathode side of the light source 2 is connected to the current variable circuit 12.

電流可変回路１２は、ＦＥＴ１２１（トランジスタ）と、電流制御部１２２とを備える。 The current variable circuit 12 includes an FET 121 (transistor) and a current control unit 122.

ＦＥＴ１２１は、Ｎチャネルのエンハンスメント型のＭＯＳＦＥＴであり、ＦＥＴ１２１のドレインは、光源２のカソード側に接続している。なお、ＦＥＴ１２１の代わりに、例えばバイポーラトランジスタなどの他のトランジスタを用いてもよい。 The FET 121 is an N-channel enhancement type MOSFET, and the drain of the FET 121 is connected to the cathode side of the light source 2. Instead of the FET 121, another transistor such as a bipolar transistor may be used.

電流制御部１２２は、オペアンプ１２ａと、抵抗１２ｂ、１２ｃと、検出抵抗１２ｄとを備える。 The current control unit 122 includes an operational amplifier 12a, resistors 12b and 12c, and a detection resistor 12d.

ＦＥＴ１２１のソースは、検出抵抗１２ｄの一端に接続している。検出抵抗１２ｄの他端は、出力コンデンサ１１ｆの負極に接続している。すなわち、電源回路１１の一対の出力端子Ｐ３、Ｐ４の間には、光源２とＦＥＴ１２１と検出抵抗１２ｄとの直列回路が接続している。 The source of the FET 121 is connected to one end of the detection resistor 12d. The other end of the detection resistor 12d is connected to the negative electrode of the output capacitor 11f. That is, a series circuit of the light source 2, the FET 121, and the detection resistor 12d is connected between the pair of output terminals P3 and P4 of the power supply circuit 11.

抵抗１２ｂの一端は、ＦＥＴ１２１のソースに接続し、抵抗１２ｂの他端は、オペアンプ１２ａの−側入力端子に接続している。すなわち、ＦＥＴ１２１のソースと検出抵抗１２ｄとの接続点は、抵抗１２ｂを介してオペアンプ１２ａの−側入力端子に接続している。また、オペアンプ１２ａの＋側入力端子には、制御回路１３のＤＣポートＰ１２から基準電圧Ｖｒ１が入力される。また、オペアンプ１２ａの出力端子と−側入力端子との間には、抵抗１２ｃが接続されている。さらに、オペアンプ１２ａの出力端子は、ＦＥＴ１２１のゲートに接続している。そして、電流制御部１２２は、ＦＥＴ１２１のゲート電圧を制御することで、ＦＥＴ１２１と検出抵抗１２ｄとの直列回路に流れる負荷電流Ｉｏの大きさを調節できる。 One end of the resistor 12b is connected to the source of the FET 121, and the other end of the resistor 12b is connected to the negative input terminal of the operational amplifier 12a. That is, the connection point between the source of the FET 121 and the detection resistor 12d is connected to the-side input terminal of the operational amplifier 12a via the resistor 12b. Further, the reference voltage Vr1 is input from the DC port P12 of the control circuit 13 to the + side input terminal of the operational amplifier 12a. Further, a resistor 12c is connected between the output terminal of the operational amplifier 12a and the negative input terminal. Further, the output terminal of the operational amplifier 12a is connected to the gate of the FET 121. Then, the current control unit 122 can adjust the magnitude of the load current Io flowing in the series circuit of the FET 121 and the detection resistor 12d by controlling the gate voltage of the FET 121.

すなわち、電流可変回路１２は、負荷電流Ｉｏが流れるＦＥＴ（トランジスタ）１２１と検出抵抗１２ｄとの直列回路、及び検出抵抗１２ｄの両端電圧が基準電圧に一致するようにＦＥＴ１２１を制御して負荷電流Ｉｏを調節する電流制御部１２２を、備える。 That is, the current variable circuit 12 controls the FET (transistor) 121 through which the load current Io flows and the detection resistor 12d in series, and controls the FET 121 so that the voltage across the detection resistor 12d matches the reference voltage, and the load current Io. The current control unit 122 for adjusting the above is provided.

さらに、本実施形態では、ＦＥＴ１２１と検出抵抗１２ｄとの直列回路の両端電圧（ＦＥＴ１２１のドレインと出力コンデンサ１１ｆの負極との間の電圧）をフィードバック電圧Ｖａとする。このフィードバック電圧Ｖａは、ＦＥＴ１２１の両端電圧（ドレイン−ソース間電圧）を含む。本実施形態では、フィードバック電圧Ｖａは、ＦＥＴ１２１と検出抵抗１２ｄとの直列回路の両端電圧である。フィードバック電圧Ｖａは、制御回路１３の入力ポートＰ１３に入力される。入力ポートＰ１３には、例えば制御回路１３のＦＢ（Feedback）ポートを用いることができる。制御回路１３は、フィードバック電圧Ｖａに基づいて、スイッチング素子１１ｇのスイッチング動作を制御する。 Further, in the present embodiment, the voltage across the series circuit of the FET 121 and the detection resistor 12d (the voltage between the drain of the FET 121 and the negative electrode of the output capacitor 11f) is set as the feedback voltage Va. This feedback voltage Va includes the voltage across the FET 121 (drain-source voltage). In the present embodiment, the feedback voltage Va is the voltage across the series circuit of the FET 121 and the detection resistor 12d. The feedback voltage Va is input to the input port P13 of the control circuit 13. For the input port P13, for example, the FB (Feedback) port of the control circuit 13 can be used. The control circuit 13 controls the switching operation of the switching element 11g based on the feedback voltage Va.

図１の制御回路１３は、例えばプロセッサ及びメモリを有するマイクロコンピュータなどのコンピュータを有する。この場合、プロセッサがメモリに格納されているプログラムを実行することにより、コンピュータが制御回路１３の機能の少なくとも一部を実現する。プロセッサが実行するプログラムは、ここではコンピュータのメモリに予め記録されているが、メモリカード等の非一時的な記録媒体に記録されて提供されてもよいし、インターネット等の電気通信回線を通じて提供されてもよい。また、制御回路１３は、コンピュータにディスクリート部品を組み合わせて構成されてもよい。 The control circuit 13 of FIG. 1 includes a computer such as a microcomputer having a processor and a memory, for example. In this case, the processor executes at least a part of the functions of the control circuit 13 by executing the program stored in the memory. The program executed by the processor is pre-recorded in the memory of the computer here, but may be recorded in a non-temporary recording medium such as a memory card and provided, or provided through a telecommunications line such as the Internet. You may. Further, the control circuit 13 may be configured by combining a computer with discrete components.

そして、制御回路１３は、電源回路１１が、外部電源９から供給される交流電力の力率を改善する力率改善回路、及び交流電力を直流電力に変換する電力変換回路として機能するように、スイッチング素子１１ｇをスイッチング制御する。すなわち、制御回路１３は、電源回路１１を制御することで、出力電圧Ｖｏを制御することができる。 Then, the control circuit 13 functions as a power factor improving circuit for improving the power factor of the AC power supplied from the external power supply 9 and a power conversion circuit for converting the AC power into the DC power. Switching control is performed on the switching element 11g. That is, the control circuit 13 can control the output voltage Vo by controlling the power supply circuit 11.

さらに、制御回路１３は、基準電圧Ｖｒ１を生成し、ＤＣポートＰ１２から基準電圧Ｖｒ１を電流制御部１２２へ出力する。すなわち、制御回路１３は、基準電圧Ｖｒ１の値を調整することで、負荷電流Ｉｏ（負荷電流Ｉｏの大きさ）を制御することができる。 Further, the control circuit 13 generates a reference voltage Vr1 and outputs the reference voltage Vr1 from the DC port P12 to the current control unit 122. That is, the control circuit 13 can control the load current Io (magnitude of the load current Io) by adjusting the value of the reference voltage Vr1.

なお、光源２は、ＬＥＤに限らず、有機ＥＬ（Organic ElectroLuminescence、OEL）、または半導体レーザ（Laser Diode、LD）などの他の固体発光素子を有していてもよい。 The light source 2 is not limited to the LED, and may have another solid-state light emitting element such as an organic EL (Organic ElectroLuminescence, OEL) or a semiconductor laser (Laser Diode, LD).

（２）電流フィードバック制御
以下、負荷電流Ｉｏのフィードバック制御（電流フィードバック制御）について説明する。 (2) Current Feedback Control Hereinafter, feedback control (current feedback control) of the load current Io will be described.

電流可変回路１２のオペアンプ１２ａの＋側入力端子には基準電圧Ｖｒ１が入力されている。そして、オペアンプ１２ａは、イマジナリショート（Imaginary Short）の作用によって、オペアンプ１２ａの−側入力端子の電圧が基準電圧Ｖｒ１に等しくなるように出力電圧を調整する。つまり、負荷電流Ｉｏによって生じる検出抵抗１２ｄの両端電圧が基準電圧Ｖｒ１に等しくなるように、オペアンプ１２ａは出力電圧を調整する。 A reference voltage Vr1 is input to the + side input terminal of the operational amplifier 12a of the current variable circuit 12. Then, the operational amplifier 12a adjusts the output voltage so that the voltage of the negative side input terminal of the operational amplifier 12a becomes equal to the reference voltage Vr1 by the action of the imaginary short. That is, the operational amplifier 12a adjusts the output voltage so that the voltage across the detection resistor 12d generated by the load current Io becomes equal to the reference voltage Vr1.

そして、オペアンプ１２ａの出力電圧はＦＥＴ１２１のゲートに印加されるため、基準電圧Ｖｒ１によってＦＥＴ１２１のゲート電圧（ゲート−ソース間電圧）が決まる。電流制御部１２２は、ＦＥＴ１２１のゲート電圧を調整することで、負荷電流Ｉｏ（ＦＥＴ１２１のドレイン電流）を制御することができる。 Since the output voltage of the operational amplifier 12a is applied to the gate of the FET 121, the gate voltage (gate-source voltage) of the FET 121 is determined by the reference voltage Vr1. The current control unit 122 can control the load current Io (drain current of the FET 121) by adjusting the gate voltage of the FET 121.

制御回路１３は、入力ポートＰ１４を介して、外部のコントローラから調光指示信号Ｘ２を受け取る。調光指示信号Ｘ２は、光源２の調光レベルを指示する信号である。制御回路１３は、調光指示信号Ｘ２によって指示された調光レベルに応じて、基準電圧Ｖｒ１の大きさを設定する。指示された調光レベルが高いほど、基準電圧Ｖｒ１は高くなり、指示された調光レベルが低いほど、基準電圧Ｖｒ１は低くなる。したがって、制御回路１３が、調光指示信号Ｘ２に応じた基準電圧Ｖｒ１を設定することで、光源２の光出力が制御される。 The control circuit 13 receives a dimming instruction signal X2 from an external controller via the input port P14. The dimming instruction signal X2 is a signal instructing the dimming level of the light source 2. The control circuit 13 sets the magnitude of the reference voltage Vr1 according to the dimming level instructed by the dimming instruction signal X2. The higher the indicated dimming level, the higher the reference voltage Vr1, and the lower the indicated dimming level, the lower the reference voltage Vr1. Therefore, the control circuit 13 controls the light output of the light source 2 by setting the reference voltage Vr1 according to the dimming instruction signal X2.

すなわち、基準電圧Ｖｒ１は負荷電流Ｉｏの目標値に相当し、電流可変回路１２は、負荷電流Ｉｏの値を目標値に一致させる電流フィードバック制御を実行する。 That is, the reference voltage Vr1 corresponds to the target value of the load current Io, and the current variable circuit 12 executes current feedback control for matching the value of the load current Io with the target value.

電流フィードバック制御のゲインである電流フィードバックゲインは、抵抗１２ｂ、１２ｃの各抵抗値で決まる。抵抗１２ｂの抵抗値をＲｂ、抵抗１２ｃの抵抗値をＲｃとすると、電流フィードバックゲインの絶対値（大きさ）はＲｃ／Ｒｂとなる。 The current feedback gain, which is the gain of the current feedback control, is determined by the resistance values of the resistors 12b and 12c. Assuming that the resistance value of the resistor 12b is Rb and the resistance value of the resistor 12c is Rc, the absolute value (magnitude) of the current feedback gain is Rc / Rb.

（３）電圧フィードバック制御
以下、出力電圧Ｖｏのフィードバック制御（電圧フィードバック制御）について説明する。 (3) Voltage Feedback Control Hereinafter, feedback control (voltage feedback control) of the output voltage Vo will be described.

制御回路１３は、入力ポートＰ１３を介してフィードバック電圧Ｖａを受け取る。そして、制御回路１３は、フィードバック電圧Ｖａが目標電圧に一致するように駆動信号Ｘ１を生成し、駆動信号Ｘ１を出力ポートＰ１１からスイッチング素子１１ｇのゲートへ出力する。駆動信号Ｘ１は、スイッチング素子１１ｇをスイッチング制御するための電圧信号である。駆動信号Ｘ１の電圧値がＨ（Ｈｉｇｈ）レベルであれば、スイッチング素子１１ｇはオンし、駆動信号Ｘ１の電圧値がＬ（Ｌｏｗ）レベルであれば、スイッチング素子１１ｇはオフする。 The control circuit 13 receives the feedback voltage Va via the input port P13. Then, the control circuit 13 generates a drive signal X1 so that the feedback voltage Va matches the target voltage, and outputs the drive signal X1 from the output port P11 to the gate of the switching element 11g. The drive signal X1 is a voltage signal for switching control of the switching element 11g. If the voltage value of the drive signal X1 is H (High) level, the switching element 11g is turned on, and if the voltage value of the drive signal X1 is L (Low) level, the switching element 11g is turned off.

制御回路１３は、スイッチング素子１１ｇを繰り返しオンオフさせるスイッチング制御を駆動信号Ｘ１によって行うことで、電源回路１１を力率改善回路及び電力変換回路として機能させる。具体的に、制御回路１３は、スイッチング素子１１ｇを一定のスイッチング周期毎にターンオンさせ、フィードバック電圧Ｖａが目標電圧に一致するように（フィードバック電圧Ｖａと目標電圧との差分が０（ゼロ）になるように）、スイッチング素子１１ｇのオン時間を調整することで、出力電圧Ｖｏをフィードバック制御する。目標電圧は、光源２を点灯可能、かつ、できるだけ低い値に設定されることが好ましく、光源２の順方向電圧Ｖｆの最大値に一定値（例えば２〜３Ｖ程度）を加算した値になる。したがって、ＦＥＴ１２１のドレイン−ソース間電圧は、目標電圧から検出抵抗１２ｄでの電圧降下を引いた値に維持され、ＦＥＴ１２１の電力損失を抑制することができる。 The control circuit 13 makes the power supply circuit 11 function as a power factor improving circuit and a power conversion circuit by performing switching control in which the switching element 11g is repeatedly turned on and off by the drive signal X1. Specifically, the control circuit 13 turns on the switching element 11g at regular switching cycles so that the feedback voltage Va matches the target voltage (the difference between the feedback voltage Va and the target voltage becomes 0 (zero)). By adjusting the on-time of the switching element 11g, the output voltage Vo is feedback-controlled. The target voltage is preferably set to a value as low as possible so that the light source 2 can be turned on, and is a value obtained by adding a constant value (for example, about 2 to 3 V) to the maximum value of the forward voltage Vf of the light source 2. Therefore, the drain-source voltage of the FET 121 is maintained at a value obtained by subtracting the voltage drop at the detection resistor 12d from the target voltage, and the power loss of the FET 121 can be suppressed.

すなわち、制御回路１３は、フィードバック電圧Ｖａが目標電圧に一致するように、出力電圧Ｖｏの電圧フィードバック制御を実行する。 That is, the control circuit 13 executes voltage feedback control of the output voltage Vo so that the feedback voltage Va matches the target voltage.

本実施形態では、制御回路１３による電圧フィードバック制御は、比例積分制御（以降、ＰＩ制御と称す）であることが好ましい。制御回路１３は、スイッチング素子１１ｇのオン時間（又はオンデューティ）をＰＩ制御の制御値として求めるために、離散値を扱うデジタル演算によるＰＩ制御を実行する。 In the present embodiment, the voltage feedback control by the control circuit 13 is preferably proportional integral control (hereinafter referred to as PI control). The control circuit 13 executes PI control by digital calculation that handles discrete values in order to obtain the on-time (or on-duty) of the switching element 11g as the control value of PI control.

具体的に、フィードバック電圧Ｖａと目標電圧との差分を誤差Ｅ、オン時間の演算値をＹ、積分時間をＴｉ、比例制御のフィードバックゲイン（比例ゲイン）をＫｐとする。この場合、演算値Ｙは、ＰＩ制御の伝達関数を用いて、以下の式１で表される。 Specifically, the difference between the feedback voltage Va and the target voltage is the error E, the calculated value of the on-time is Y, the integration time is Ti, and the feedback gain (proportional gain) of proportional control is Kp. In this case, the calculated value Y is expressed by the following equation 1 using the transfer function of PI control.

そして、離散値のサンプル番号をｎ、積分制御のフィードバックゲイン（積分ゲイン）をＫｉ、オン時間の更新周期（制御回路１３の演算周期）をＴｓ、整数をｍとして、式１をデジタル演算式に変換すると、演算値Ｙｎは、以下の式２で表される。 Then, the sample number of the discrete value is n, the feedback gain (integral gain) of the integral control is Ki, the update cycle of the on-time (calculation cycle of the control circuit 13) is Ts, the integer is m, and Equation 1 is converted into a digital arithmetic expression. After conversion, the calculated value Yn is represented by the following equation 2.

上述の式２では、比例ゲインＫｐ及び積分ゲインＫｉが、電圧フィードバック制御のフィードバックゲインである電圧フィードバックゲインに相当する。制御回路１３は、実行するプログラム中のパラメータを変更することで、比例ゲインＫｐ及び積分ゲインＫｉ（式２参照）を変化させることができる。本実施形態では、制御回路１３は、式２に示すように、比例ゲインＫｐを変化させることで、積分ゲインＫｉも併せて変化させることができる。 In the above equation 2, the proportional gain Kp and the integrated gain Ki correspond to the voltage feedback gain which is the feedback gain of the voltage feedback control. The control circuit 13 can change the proportional gain Kp and the integrated gain Ki (see Equation 2) by changing the parameters in the program to be executed. In the present embodiment, as shown in Equation 2, the control circuit 13 can also change the integrated gain Ki by changing the proportional gain Kp.

（４）電圧フィードバックゲインの設定
制御回路１３は、ＰＩ制御でスイッチング素子１１ｇのオン時間を調整することで、フィードバック電圧Ｖａを目標電圧に一致させ、かつ、基準電圧Ｖｒ１の値を調整することで、負荷電流Ｉｏを指示された調光レベルに対応する値に制御する。 (4) Setting of voltage feedback gain The control circuit 13 adjusts the on-time of the switching element 11g by PI control to match the feedback voltage Va with the target voltage and adjust the value of the reference voltage Vr1. , The load current Io is controlled to a value corresponding to the indicated dimming level.

そして、調光指示信号Ｘ２の変化時又は点灯装置１の起動時には、指示される調光レベルが変わる。指示される調光レベルが変わると、負荷電流Ｉｏが変化する。負荷電流Ｉｏが変化しているときにフィードバック電圧Ｖａが目標電圧に一致するように電圧フィードバック制御を実行するためには、電圧フィードバックゲインを比較的大きくして、電圧フィードバック制御の応答速度を比較的速くする必要がある。しかしながら、電圧フィードバックゲインを大きくすると、指示される調光レベルが一定で、負荷電流Ｉｏが変化していないときに、交流電圧Ｖｉのリプル、及びノイズなどによって、交流電流Ｉｉの歪み（入力歪み）が生じやすくなり、力率が低下することがある。 Then, when the dimming instruction signal X2 changes or when the lighting device 1 is activated, the instructed dimming level changes. When the indicated dimming level changes, the load current Io changes. In order to execute the voltage feedback control so that the feedback voltage Va matches the target voltage when the load current Io is changing, the voltage feedback gain is relatively large and the response speed of the voltage feedback control is relatively large. Need to be fast. However, when the voltage feedback gain is increased, when the indicated dimming level is constant and the load current Io does not change, the AC current Ii is distorted (input distortion) due to ripples of the AC voltage Vi, noise, and the like. May easily occur and the power factor may decrease.

このような入力歪みを抑制するためには、電圧フィードバックゲインを小さくすることが考えられる。しかし、電圧フィードバックゲインを小さくするほど、電圧フィードバック制御の応答速度がより遅くなり、電圧フィードバック制御（スイッチング素子１１ｇのオン時間の制御）がコンバータ１１２の入力の変化に追従し難くなる。この結果、フィードバック電圧Ｖａが電流可変回路１２の制御限界である限界値未満にまで低下して、負荷電流Ｉｏが一瞬落ち込み、光源２の光量も一瞬低下して、光源２の光がちらつくことがある。 In order to suppress such input distortion, it is conceivable to reduce the voltage feedback gain. However, as the voltage feedback gain is made smaller, the response speed of the voltage feedback control becomes slower, and it becomes difficult for the voltage feedback control (control of the on-time of the switching element 11g) to follow the change of the input of the converter 112. As a result, the feedback voltage Va drops to less than the limit value which is the control limit of the current variable circuit 12, the load current Io drops momentarily, the amount of light of the light source 2 also drops momentarily, and the light of the light source 2 flickers. is there.

そこで、本実施形態の制御回路１３は、負荷電流Ｉｏの制御精度を向上させ、かつ、入力歪みを抑制するために、図２に示す電圧フィードバックゲイン（比例ゲインＫｐ及び積分ゲインＫｉ）の調整処理を実行する。負荷電流Ｉｏの制御精度は、例えば負荷電流Ｉｏの値と目標値との差分を指標とすることができ、負荷電流Ｉｏの値と目標値との差分が小さいほど、負荷電流Ｉｏの制御精度が高くなる（向上する）。 Therefore, the control circuit 13 of the present embodiment adjusts the voltage feedback gain (proportional gain Kp and integrated gain Ki) shown in FIG. 2 in order to improve the control accuracy of the load current Io and suppress the input distortion. To execute. The control accuracy of the load current Io can be, for example, the difference between the value of the load current Io and the target value as an index. The smaller the difference between the value of the load current Io and the target value, the lower the control accuracy of the load current Io. It gets higher (improves).

なお、式２に示すように、比例ゲインＫｐを変化させることで、積分ゲインＫｉも同様に変化させることができる。そこで、制御回路１３は、電圧フィードバックゲインを増加させるときには、比例ゲインＫｐを増加させ、電圧フィードバックゲインを減少させるときには、比例ゲインＫｐを減少させる。また、図２中の「ＦＢゲイン」は、電圧フィードバックゲインを表す。 As shown in Equation 2, the integral gain Ki can be changed in the same manner by changing the proportional gain Kp. Therefore, the control circuit 13 increases the proportional gain Kp when increasing the voltage feedback gain, and decreases the proportional gain Kp when decreasing the voltage feedback gain. Further, “FB gain” in FIG. 2 represents a voltage feedback gain.

制御回路１３は、電圧フィードバックゲインを調整しながら、電圧フィードバック制御を行う。そして、更新周期Ｔｓ毎に、制御回路１３は、指示される調光レベルが変わって負荷電流Ｉｏが変化する過渡期間であるか否かを判定する（Ｓ１）。例えば、制御回路１３は、調光指示信号Ｘ２によって指示される調光レベルが変化（増大又は低下）する期間、及び指示される調光レベルの変化によって負荷電流Ｉｏが変化（増加又は減少）する期間を過渡期間とする。本実施形態では、制御回路１３は、基準電圧Ｖｒ１（指示される調光レベル）の変化中、及び基準電圧Ｖｒ１の変化が完了してから一定時間が経過するまでを過渡期間であると判定する。過渡期間は、調光指示信号Ｘ２の変化、及び点灯装置１の起動などによって発生する。また、制御回路１３は、指示される調光レベルに一定時間以上に亘って変化がなければ、定常期間であると判定する。 The control circuit 13 performs voltage feedback control while adjusting the voltage feedback gain. Then, for each update cycle Ts, the control circuit 13 determines whether or not it is a transient period in which the instructed dimming level changes and the load current Io changes (S1). For example, in the control circuit 13, the load current Io changes (increases or decreases) due to the period during which the dimming level indicated by the dimming instruction signal X2 changes (increases or decreases) and the change in the indicated dimming level. Let the period be a transitional period. In the present embodiment, the control circuit 13 determines that the transition period is during the change of the reference voltage Vr1 (instructed dimming level) and from the completion of the change of the reference voltage Vr1 until a certain time elapses. .. The transition period is generated by a change in the dimming instruction signal X2, activation of the lighting device 1, and the like. Further, the control circuit 13 determines that it is a steady period if there is no change in the indicated dimming level for a certain period of time or more.

制御回路１３は、過渡期間であると判定した場合、現状の電圧フィードバックゲインから所定値だけ増加させた電圧フィードバックゲインを第１仮ゲインとして求める（Ｓ２）。次に、制御回路１３は、ステップＳ２で求めた第１仮ゲインが予め決められた上限値（電圧フィードバックゲインの上限値）を上回っているか否かを判定する（Ｓ３）。制御回路１３は、第１仮ゲインが上限値を上回っていれば、電圧フィードバックゲインを上限値に設定する（Ｓ４）。制御回路１３は、第１仮ゲインが上限値以下であれば、電圧フィードバックゲインを、第１仮ゲインの値に設定する（Ｓ８）。 When the control circuit 13 determines that the transient period is in effect, the control circuit 13 obtains the voltage feedback gain obtained by increasing the current voltage feedback gain by a predetermined value as the first temporary gain (S2). Next, the control circuit 13 determines whether or not the first temporary gain obtained in step S2 exceeds a predetermined upper limit value (upper limit value of the voltage feedback gain) (S3). If the first temporary gain exceeds the upper limit value, the control circuit 13 sets the voltage feedback gain to the upper limit value (S4). If the first temporary gain is equal to or less than the upper limit value, the control circuit 13 sets the voltage feedback gain to the value of the first temporary gain (S8).

また、制御回路１３は、過渡期間でないと判定した場合（定常期間であると判定した場合）、現状の電圧フィードバックゲインから所定値だけ減少させた電圧フィードバックゲインを第２仮ゲインとして求める（Ｓ５）。次に、制御回路１３は、ステップＳ５で求めた第２仮ゲインが予め決められた下限値（電圧フィードバックゲインの下限値）を下回っているか否かを判定する（Ｓ６）。制御回路１３は、ステップＳ５で求めた第２仮ゲインが下限値を下回っていれば、電圧フィードバックゲインを下限値に設定する（Ｓ７）。制御回路１３は、第２仮ゲインが下限値以上であれば、電圧フィードバックゲインを、第２仮ゲインの値に設定する（Ｓ８）。 Further, when the control circuit 13 determines that the period is not a transient period (when it is determined that the period is a steady period), the control circuit 13 obtains the voltage feedback gain obtained by reducing the current voltage feedback gain by a predetermined value as the second temporary gain (S5). .. Next, the control circuit 13 determines whether or not the second temporary gain obtained in step S5 is below a predetermined lower limit value (lower limit value of the voltage feedback gain) (S6). If the second temporary gain obtained in step S5 is less than the lower limit value, the control circuit 13 sets the voltage feedback gain to the lower limit value (S7). If the second temporary gain is equal to or greater than the lower limit value, the control circuit 13 sets the voltage feedback gain to the value of the second temporary gain (S8).

そして、制御回路１３は、設定した電圧フィードバックゲインを用いて、上述の式２に基づいて、オン時間の演算値Ｙｎを求める（Ｓ９）。制御回路１３は、演算値Ｙｎが０未満（負の数）であるか否かを判定する（Ｓ１０）。制御回路１３は、ステップＳ９で求めた演算値Ｙｎが０未満であれば、演算値Ｙｎを０に変更し（Ｓ１１）、演算値Ｙｎ（＝０）をスイッチング素子１１ｇのオン時間とする（Ｓ１４）。この場合、スイッチング素子１１ｇのデューティは０％になる。制御回路１３は、ステップＳ９で求めた演算値Ｙｎが０以上であれば、演算値Ｙｎがスイッチング素子１１ｇのスイッチング周期を上回っているか否かを判定する（Ｓ１２）。制御回路１３は、演算値Ｙｎがスイッチング素子１１ｇのスイッチング周期を上回っていれば、演算値Ｙｎをスイッチング周期に変更し（Ｓ１３）、演算値Ｙｎ（＝スイッチング周期）をスイッチング素子１１ｇのオン時間とする（Ｓ１４）。この場合、スイッチング素子１１ｇのデューティは１００％になる。制御回路１３は、演算値Ｙｎがスイッチング素子１１ｇのスイッチング周期以下であれば、ステップＳ９で求めた演算値Ｙｎをスイッチング素子１１ｇのオン時間とする（Ｓ１４）。この場合、スイッチング素子１１ｇのデューティは０％より大きく、１００％より小さくなる。 Then, the control circuit 13 obtains the calculated value Yn of the on-time based on the above equation 2 by using the set voltage feedback gain (S9). The control circuit 13 determines whether or not the calculated value Yn is less than 0 (negative number) (S10). If the calculated value Yn obtained in step S9 is less than 0, the control circuit 13 changes the calculated value Yn to 0 (S11) and sets the calculated value Yn (= 0) as the on-time of the switching element 11g (S14). ). In this case, the duty of the switching element 11g is 0%. If the calculated value Yn obtained in step S9 is 0 or more, the control circuit 13 determines whether or not the calculated value Yn exceeds the switching cycle of the switching element 11g (S12). If the calculated value Yn exceeds the switching cycle of the switching element 11g, the control circuit 13 changes the calculated value Yn to the switching cycle (S13), and sets the calculated value Yn (= switching cycle) as the on-time of the switching element 11g. (S14). In this case, the duty of the switching element 11g is 100%. If the calculated value Yn is equal to or less than the switching cycle of the switching element 11g, the control circuit 13 sets the calculated value Yn obtained in step S9 as the on-time of the switching element 11g (S14). In this case, the duty of the switching element 11g is larger than 0% and smaller than 100%.

制御回路１３は、図２の処理を更新周期Ｔｓ毎に繰り返すことで、過渡期間の電圧フィードバックゲインが定常期間の電圧フィードバックゲインより大きくなるように、電圧フィードバックゲインを調整することができる。したがって、過渡期間には定常期間に比べて電圧フィードバック制御の応答速度が速くなるので、電圧フィードバック制御がコンバータ１１２の入力の変化に追従しやすくなる。この結果、フィードバック電圧Ｖａが限界値未満にまで低下し難くなるので、負荷電流Ｉｏの落ち込みが生じ難く、光源２の光のちらつきが抑制される。また、定常期間には過渡期間に比べて電圧フィードバック制御の応答速度が遅くなるので、交流電圧Ｖｉのリプル、及びノイズなどによる入力歪みが生じ難くなり、力率の低下が抑制される。 The control circuit 13 can adjust the voltage feedback gain so that the voltage feedback gain in the transient period becomes larger than the voltage feedback gain in the steady period by repeating the process of FIG. 2 every update cycle Ts. Therefore, since the response speed of the voltage feedback control is faster in the transient period than in the steady period, the voltage feedback control can easily follow the change of the input of the converter 112. As a result, the feedback voltage Va is less likely to drop below the limit value, so that the load current Io is less likely to drop, and the light flicker of the light source 2 is suppressed. Further, since the response speed of the voltage feedback control is slower in the steady period than in the transient period, input distortion due to ripple of AC voltage Vi and noise is less likely to occur, and a decrease in power factor is suppressed.

上述のように、本実施形態の点灯装置１は、負荷電流Ｉｏの制御精度を向上させ、かつ、外部電源９から供給される交流電流Ｉｉの歪みを抑制することができる。 As described above, the lighting device 1 of the present embodiment can improve the control accuracy of the load current Io and suppress the distortion of the alternating current Ii supplied from the external power supply 9.

また、制御回路１３は、ステップＳ２によって電圧フィードバックゲインを段階的に大きくし、ステップＳ５によって電圧フィードバックゲインを段階的に小さくする。この結果、電圧フィードバックゲインの大きな変化が生じ難くなり、電圧フィードバック制御の安定性を向上させることができる。例えば、電圧フィードバックゲインを段階的に小さくすることで、フィードバック電圧Ｖａが限界値未満にまで低下することを抑制できる。 Further, the control circuit 13 gradually increases the voltage feedback gain in step S2, and gradually decreases the voltage feedback gain in step S5. As a result, a large change in the voltage feedback gain is less likely to occur, and the stability of the voltage feedback control can be improved. For example, by gradually reducing the voltage feedback gain, it is possible to prevent the feedback voltage Va from dropping below the limit value.

図３は、上述の式２の比例ゲインＫｐの時間変化を示す。 FIG. 3 shows the time change of the proportional gain Kp of the above equation 2.

時間ｔ１以前の過渡期間Ｔ１では、制御回路１３は、比例ゲインＫｐを第１値Ｋｐ１に設定している。時間ｔ１〜ｔ２の定常期間Ｔ２では、制御回路１３は、比例ゲインＫｐを第１値Ｋｐ１から第２値Ｋｐ２に低下させる。このとき、制御回路１３は、比例ゲインＫｐを第１値Ｋｐ１から第２値Ｋｐ２まで段階的に小さくすることで、比例ゲインＫｐを緩やかに低下（漸減）させている。時間ｔ２〜ｔ３の過渡期間Ｔ３では、制御回路１３は、比例ゲインＫｐを第２値Ｋｐ２から第１値Ｋｐ１に増加させる。このとき、制御回路１３は、比例ゲインＫｐを第２値Ｋｐ２から段階的に大きくすることで、比例ゲインＫｐを緩やかに増加（漸増）させている。時間ｔ３以降の定常期間Ｔ４では、制御回路１３は、比例ゲインＫｐを第１値Ｋｐ１から第２値Ｋｐ２に段階的に低下させる。 In the transient period T1 before the time t1, the control circuit 13 sets the proportional gain Kp to the first value Kp1. In the steady period T2 of the time t1 to t2, the control circuit 13 reduces the proportional gain Kp from the first value Kp1 to the second value Kp2. At this time, the control circuit 13 gradually reduces (gradually decreases) the proportional gain Kp by gradually reducing the proportional gain Kp from the first value Kp1 to the second value Kp2. In the transient period T3 of the time t2 to t3, the control circuit 13 increases the proportional gain Kp from the second value Kp2 to the first value Kp1. At this time, the control circuit 13 gradually increases (gradually increases) the proportional gain Kp by gradually increasing the proportional gain Kp from the second value Kp2. In the steady period T4 after the time t3, the control circuit 13 gradually lowers the proportional gain Kp from the first value Kp1 to the second value Kp2.

制御回路１３は、比例ゲインＫｐを緩やかに低下させることで、比例ゲインＫｐの低下による光源２のちらつきの発生をより抑制できる。また、制御回路１３は、比例ゲインＫｐを緩やかに増加させることで、比例ゲインＫｐの増加による入力歪みの発生をより抑制できる。 The control circuit 13 can further suppress the occurrence of flicker of the light source 2 due to the decrease in the proportional gain Kp by gradually decreasing the proportional gain Kp. Further, the control circuit 13 can further suppress the occurrence of input distortion due to the increase in the proportional gain Kp by gradually increasing the proportional gain Kp.

また、比例ゲインＫｐの時間経過に伴う変化の傾きの絶対値をゲイン傾きとする。この場合、比例ゲインＫｐを漸増させる際のゲイン傾きΔＫｐ１と、比例ゲインＫｐを漸減させる際のゲイン傾きΔＫｐ２とは、互いに異なることが好ましい。例えば、ゲイン傾きΔＫｐ２をゲイン傾きΔＫｐ１より小さくする。このとき、比例ゲインＫｐを第１値Ｋｐ１から第２値Ｋｐ２まで低下させるのに要する時間は、比例ゲインＫｐを第２値Ｋｐ２から第１値Ｋｐ１まで増加させるのに要する時間よりも長くなる。 Further, the absolute value of the slope of the change of the proportional gain Kp with the passage of time is defined as the gain slope. In this case, it is preferable that the gain slope ΔKp1 when the proportional gain Kp is gradually increased and the gain slope ΔKp2 when the proportional gain Kp is gradually decreased are different from each other. For example, the gain slope ΔKp2 is made smaller than the gain slope ΔKp1. At this time, the time required to reduce the proportional gain Kp from the first value Kp1 to the second value Kp2 is longer than the time required to increase the proportional gain Kp from the second value Kp2 to the first value Kp1.

さらに、電源回路１１を力率改善回路として機能させるためには、電圧フィードバックゲインを低く抑えたい。そこで、定常期間の電圧フィードバック制御の応答速度は、電流フィードバック制御の応答速度より遅いことが好ましい。具体的には、上述の比例ゲインＫｐ及び積分ゲインＫｉのうち、少なくとも比例ゲインＫｐの絶対値（大きさ）が、電流フィードバックゲイン（＝Ｒｃ／Ｒｂ）より小さくなる。 Further, in order to make the power supply circuit 11 function as a power factor improving circuit, it is desired to keep the voltage feedback gain low. Therefore, the response speed of the voltage feedback control during the steady-state period is preferably slower than the response speed of the current feedback control. Specifically, of the above-mentioned proportional gain Kp and integrated gain Ki, at least the absolute value (magnitude) of the proportional gain Kp is smaller than the current feedback gain (= Rc / Rb).

さらに、比例ゲインＫｐの第１値Ｋｐ１は、第２値Ｋｐ２の１０倍以上であることが好ましい。この構成によって、負荷電流Ｉｏの制御精度の向上と、外部電源９から供給される交流電流Ｉｉの歪みの抑制との両立が容易になる。 Further, the first value Kp1 of the proportional gain Kp is preferably 10 times or more the second value Kp2. With this configuration, it becomes easy to improve the control accuracy of the load current Io and suppress the distortion of the AC current Ii supplied from the external power supply 9.

なお、制御回路１３は、比例ゲイン及び積分ゲインのうち、比例ゲインのみを変化させてもよい。 The control circuit 13 may change only the proportional gain among the proportional gain and the integrated gain.

（５）照明器具
図４は、天井パネルに設置された給電ダクト４に取り付けられる照明器具Ｂ１を示す。照明器具Ｂ１は、給電ダクト４に固定される固定部３１と、光源２を保持した筐体３２とを備える。筐体３２は、円柱形状であって、光源２の光を軸方向の一面から出射させる。点灯装置１は、固定部３１又は筐体３２に収納される。また、点灯装置１は、固定部３１及び筐体３２に分散して収納されてもよい。照明器具Ｂ１の点灯装置１には、給電ダクト４内の導電体（図示せず）を介して、交流電圧Ｖｉが入力される。 (5) Lighting equipment FIG. 4 shows a lighting equipment B1 attached to a power supply duct 4 installed on a ceiling panel. The luminaire B1 includes a fixing portion 31 fixed to the power supply duct 4 and a housing 32 holding the light source 2. The housing 32 has a cylindrical shape and emits the light of the light source 2 from one surface in the axial direction. The lighting device 1 is housed in the fixed portion 31 or the housing 32. Further, the lighting device 1 may be dispersedly stored in the fixed portion 31 and the housing 32. The AC voltage Vi is input to the lighting device 1 of the luminaire B1 via a conductor (not shown) in the power supply duct 4.

さらに、筐体３２は、固定部３１に対して回転可能に連結されている。具体的に説明すると、照明器具Ｂ１は、第１連結部３３と、第２連結部３４とを備える。第１連結部３３は、固定部３１に対して鉛直方向の周りに回転可能に連結される。第２連結部３４は、第１連結部３３に対して筐体３２を水平方向の周りに回転可能に連結する。つまり、固定部３１に対して第１連結部３３を回転させることで、筐体３２の水平方向の向きを変更することができる。また、第２連結部３４によって筐体３２を回転させることで、筐体３２の鉛直方向の向きを変更することができる。 Further, the housing 32 is rotatably connected to the fixing portion 31. Specifically, the luminaire B1 includes a first connecting portion 33 and a second connecting portion 34. The first connecting portion 33 is rotatably connected to the fixing portion 31 in the vertical direction. The second connecting portion 34 rotatably connects the housing 32 to the first connecting portion 33 in the horizontal direction. That is, the horizontal orientation of the housing 32 can be changed by rotating the first connecting portion 33 with respect to the fixed portion 31. Further, by rotating the housing 32 by the second connecting portion 34, the vertical orientation of the housing 32 can be changed.

（６）まとめ
以上のように、実施形態に係る第１の態様の点灯装置（１）は、電源回路（１１）と、電流可変回路（１２）と、制御回路（１３）と、を備える。電源回路（１１）は、外部電源（９）から供給される交流電圧（Ｖｉ）を直流電圧（Ｖｏ）に変換し、一対の出力端子（Ｐ３、Ｐ４）から直流電圧（Ｖｏ）を出力する。電流可変回路（１２）は、一対の出力端子（Ｐ３、Ｐ４）の間で光源（２）に直列接続されて、光源（２）に流れる負荷電流（Ｉｏ）の値を目標値に一致させる電流フィードバック制御を実行する。制御回路（１３）は、電源回路（１１）を制御する。制御回路（１３）は、指示される光源（２）の調光レベルに応じた目標値を電流可変回路（１２）に設定し、直流電圧（Ｖｏ）を調整するための電圧フィードバック制御を実行する。制御回路（１３）は、電圧フィードバック制御のフィードバックゲインを電圧フィードバックゲインとし、調光レベルが変わって負荷電流（Ｉｏ）が変化している過渡期間（Ｔ１、Ｔ３）における電圧フィードバックゲインを、調光レベルが変わらない定常期間（Ｔ２、Ｔ４）における電圧フィードバックゲインより大きくする。 (6) Summary As described above, the lighting device (1) of the first aspect according to the embodiment includes a power supply circuit (11), a current variable circuit (12), and a control circuit (13). The power supply circuit (11) converts the AC voltage (Vi) supplied from the external power supply (9) into a DC voltage (Vo), and outputs the DC voltage (Vo) from the pair of output terminals (P3, P4). The current variable circuit (12) is connected in series to the light source (2) between the pair of output terminals (P3, P4), and the current that matches the value of the load current (Io) flowing through the light source (2) with the target value. Perform feedback control. The control circuit (13) controls the power supply circuit (11). The control circuit (13) sets a target value according to the dimming level of the indicated light source (2) in the current variable circuit (12), and executes voltage feedback control for adjusting the DC voltage (Vo). .. The control circuit (13) uses the feedback gain of the voltage feedback control as the voltage feedback gain, and dims the voltage feedback gain in the transient period (T1, T3) in which the dimming level changes and the load current (Io) changes. Make it larger than the voltage feedback gain in the steady period (T2, T4) where the level does not change.

上述の点灯装置（１）は、負荷電流（Ｉｏ）の制御精度を向上させ、かつ、外部電源（９）から供給される交流電流（Ｉｉ）の歪みを抑制することができる。 The lighting device (1) described above can improve the control accuracy of the load current (Io) and suppress the distortion of the alternating current (Ii) supplied from the external power supply (9).

実施形態に係る第２の態様の点灯装置（１）では、第１の態様において、フィードバック制御は、比例積分制御であることが好ましい。 In the lighting device (1) of the second aspect according to the embodiment, in the first aspect, the feedback control is preferably proportional integration control.

上述の点灯装置（１）は、比例積分制御において、負荷電流（Ｉｏ）の制御精度を向上させ、かつ、外部電源（９）から供給される交流電流（Ｉｉ）の歪みを抑制することができる。 The lighting device (1) described above can improve the control accuracy of the load current (Io) in the proportional integration control and suppress the distortion of the alternating current (Ii) supplied from the external power supply (9). ..

実施形態に係る第３の態様の点灯装置（１）では、第２の態様において、電圧フィードバックゲインは、比例制御のフィードバックゲイン及び積分制御のフィードバックゲインのうち、少なくとも比例制御のフィードバックゲインを含むことが好ましい。 In the lighting device (1) of the third aspect according to the embodiment, in the second aspect, the voltage feedback gain includes at least the proportional control feedback gain among the proportional control feedback gain and the integral control feedback gain. Is preferable.

上述の点灯装置（１）は、比例積分制御の電圧フィードバックゲインを調整できる。 The lighting device (1) described above can adjust the voltage feedback gain of the proportional integration control.

実施形態に係る第４の態様の点灯装置（１）では、第１乃至第３の態様のいずれか一つにおいて、定常期間（Ｔ２、Ｔ４）において、電圧フィードバック制御の応答速度は、電流フィードバック制御の応答速度より遅いことが好ましい。 In the lighting device (1) of the fourth aspect according to the embodiment, in any one of the first to third aspects, the response speed of the voltage feedback control is the current feedback control in the steady period (T2, T4). It is preferable that the response speed is slower than that of.

上述の点灯装置（１）は、電源回路（１１）を力率改善回路として機能させることができる。 The above-mentioned lighting device (1) can make the power supply circuit (11) function as a power factor improving circuit.

実施形態に係る第５の態様の点灯装置（１）では、第１乃至第４の態様のいずれか一つにおいて、電流フィードバック制御のフィードバックゲインを電流フィードバックゲインとする。定常期間（Ｔ２、Ｔ４）において、電圧フィードバックゲインは電流フィードバックゲインより小さいことが好ましい。 In the lighting device (1) of the fifth aspect according to the embodiment, in any one of the first to fourth aspects, the feedback gain of the current feedback control is defined as the current feedback gain. During the steady-state period (T2, T4), the voltage feedback gain is preferably smaller than the current feedback gain.

実施形態に係る第６の態様の点灯装置（１）では、第１乃至第５の態様のいずれか一つにおいて、電源回路（１１）は、ＳＥＰＩＣ回路を備えることが好ましい。 In the lighting device (1) of the sixth aspect according to the embodiment, in any one of the first to fifth aspects, the power supply circuit (11) preferably includes a SEPIC circuit.

上述の点灯装置（１）は、ＳＥＰＩＣ回路において、負荷電流（Ｉｏ）の制御精度を向上させ、かつ、外部電源（９）から供給される交流電流（Ｉｉ）の歪みを抑制することができる。 The lighting device (1) described above can improve the control accuracy of the load current (Io) in the SEPIC circuit and suppress the distortion of the alternating current (Ii) supplied from the external power supply (9).

実施形態に係る第７の態様の点灯装置（１）では、第１乃至第６の態様のいずれか一つにおいて、過渡期間（Ｔ１、Ｔ３）における電圧フィードバックゲインは、定常期間（Ｔ２、Ｔ４）における電圧フィードバックゲインの１０倍以上であることが好ましい。 In the lighting device (1) of the seventh aspect according to the embodiment, in any one of the first to sixth aspects, the voltage feedback gain in the transient period (T1, T3) is the steady period (T2, T4). It is preferable that the voltage feedback gain is 10 times or more.

上述の点灯装置（１）は、負荷電流（Ｉｏ）の制御精度の向上と、交流電流（Ｉｉ）の歪みの抑制との両立が容易になる。 The lighting device (1) described above makes it easy to improve the control accuracy of the load current (Io) and suppress the distortion of the alternating current (Ii).

実施形態に係る第８の態様の点灯装置（１）では、第１乃至第７の態様のいずれか一つにおいて、定常期間（Ｔ２、Ｔ４）から過渡期間（Ｔ１、Ｔ３）へ移行するとき、電圧フィードバックゲインは漸増し、過渡期間（Ｔ１、Ｔ３）から定常期間（Ｔ２、Ｔ４）へ移行するとき、電圧フィードバックゲインは漸減することが好ましい。 In the lighting device (1) of the eighth aspect according to the embodiment, when transitioning from the steady period (T2, T4) to the transient period (T1, T3) in any one of the first to seventh aspects, The voltage feedback gain gradually increases, and it is preferable that the voltage feedback gain gradually decreases when transitioning from the transient period (T1, T3) to the steady period (T2, T4).

上述の点灯装置（１）は、電圧フィードバックゲインを緩やかに低下させることで、電圧フィードバックゲインの低下による光源（２）のちらつきの発生をより抑制できる。また、点灯装置（１）は、電圧フィードバックゲインを緩やかに増加させることで、電圧フィードバックゲインの増加による交流電流（Ｉｉ）の歪みの発生をより抑制できる。 The lighting device (1) described above can further suppress the occurrence of flicker of the light source (2) due to the decrease in the voltage feedback gain by gradually reducing the voltage feedback gain. Further, the lighting device (1) can further suppress the occurrence of distortion of the alternating current (Ii) due to the increase in the voltage feedback gain by gradually increasing the voltage feedback gain.

実施形態に係る第９の態様の点灯装置（１）では、第８の態様において、電圧フィードバックゲインの時間経過に伴う変化の傾きの絶対値をゲイン傾きとする。電圧フィードバックゲインを漸増させる際のゲイン傾き（ΔＫｐ１）と、電圧フィードバックゲインを漸減させる際のゲイン傾き（ΔＫｐ２）とは、互いに異なることが好ましい。 In the lighting device (1) of the ninth aspect according to the embodiment, in the eighth aspect, the absolute value of the slope of the change of the voltage feedback gain with the passage of time is defined as the gain slope. It is preferable that the gain slope (ΔKp1) when the voltage feedback gain is gradually increased and the gain slope (ΔKp2) when the voltage feedback gain is gradually decreased are different from each other.

上述の点灯装置（１）は、電圧フィードバックゲインの低下による光源（２）のちらつきの発生、及び電圧フィードバックゲインの増加による交流電流（Ｉｉ）の歪みの発生を、それぞれ抑制できる。 The above-mentioned lighting device (1) can suppress the occurrence of flicker of the light source (2) due to the decrease of the voltage feedback gain and the occurrence of the distortion of the alternating current (Ii) due to the increase of the voltage feedback gain.

実施形態に係る第１０の態様の点灯装置（１）では、第１乃至第９の態様のいずれか一つにおいて、電源回路（１１）は、外部電源（９）の力率を改善する力率改善回路及び交流電圧（Ｖｉ）を直流電圧（Ｖｏ）に変換する電力変換回路として機能することが好ましい。 In the lighting device (1) of the tenth aspect according to the embodiment, in any one of the first to ninth aspects, the power supply circuit (11) has a power factor for improving the power factor of the external power supply (9). It is preferable to function as an improvement circuit and a power conversion circuit that converts an AC voltage (Vi) into a DC voltage (Vo).

上述の点灯装置（１）は、力率改善回路及び電力変換回路として機能しながら、各負荷電流（Ｉｏ）の制御精度を向上させ、かつ、外部電源（９）から供給される交流電流（Ｉｉ）の歪みを抑制することができる。 The lighting device (1) described above functions as a power factor improving circuit and a power conversion circuit, improves the control accuracy of each load current (Io), and is an alternating current (Ii) supplied from an external power source (9). ) Distortion can be suppressed.

実施形態に係る第１１の態様の照明器具（Ｂ１）は、第１乃至第１０の態様のいずれか一つの点灯装置（１）と、負荷電流（Ｉｏ）が流れる光源（２）と、点灯装置（１）及び光源（２）の少なくとも一方を支持する筐体（３２）とを備える。 The luminaire (B1) according to the eleventh aspect according to the embodiment includes a lighting device (1) according to any one of the first to tenth aspects, a light source (2) through which a load current (Io) flows, and a lighting device. It includes a housing (32) that supports at least one of the (1) and the light source (2).

上述の照明器具（Ｂ１）は、負荷電流（Ｉｏ）の制御精度を向上させ、かつ、外部電源９から供給される交流電流（Ｉｉ）の歪みを抑制することができる。 The above-mentioned luminaire (B1) can improve the control accuracy of the load current (Io) and suppress the distortion of the alternating current (Ii) supplied from the external power source 9.

実施形態に係る第１２の態様のプログラムは、コンピュータを、第１乃至第１０の態様のいずれか一つの点灯装置（１）が備える制御回路（１３）として機能させる。 The program of the twelfth aspect according to the embodiment causes the computer to function as a control circuit (13) included in the lighting device (1) of any one of the first to tenth aspects.

上述のプログラムは、負荷電流（Ｉｏ）の制御精度を向上させ、かつ、外部電源９から供給される交流電流（Ｉｉ）の歪みを抑制することができる。 The above-mentioned program can improve the control accuracy of the load current (Io) and suppress the distortion of the alternating current (Ii) supplied from the external power supply 9.

また、上述の実施形態は本開示の一例である。このため、本開示は、上述の実施形態に限定されることはなく、この実施形態以外であっても、本開示に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能であることは勿論である。 Moreover, the above-described embodiment is an example of the present disclosure. Therefore, the present disclosure is not limited to the above-described embodiment, and various other embodiments may be used depending on the design and the like as long as they do not deviate from the technical idea of the present disclosure. Of course, it can be changed.

１点灯装置
１１電源回路
１２電流可変回路
１３制御回路
２光源
３２筐体
９外部電源
Ｐ３、Ｐ４出力端子
Ｖｉ交流電圧
Ｖｏ出力電圧（直流電圧）
Ｉｏ負荷電流
Ｔ１、Ｔ３過渡期間
Ｔ２、Ｔ４定常期間
ΔＫｐ１ゲイン傾き
ΔＫｐ２ゲイン傾き 1 Lighting device 11 Power supply circuit 12 Current variable circuit 13 Control circuit 2 Light source 32 Housing 9 External power supply P3, P4 Output terminal Vi AC voltage Vo Output voltage (DC voltage)
Io Load Current T1, T3 Transient Period T2, T4 Steady Period ΔKp1 Gain Slope ΔKp2 Gain Slope

Claims

A power supply circuit that converts AC voltage supplied from an external power supply into DC voltage and outputs the DC voltage from a pair of output terminals.
A current variable circuit that is connected in series to the light source between the pair of output terminals and executes current feedback control that matches the value of the load current flowing through the light source with the target value.
A control circuit for controlling the power supply circuit is provided.
The control circuit
The target value corresponding to the indicated dimming level of the light source is set in the current variable circuit, and the current variable circuit is set.
Perform voltage feedback control to adjust the DC voltage,
The feedback gain of the voltage feedback control is defined as the voltage feedback gain, and the voltage feedback gain in the transient period in which the dimming level changes and the load current changes is used as the voltage feedback in the steady period in which the dimming level does not change. Lighting device that is larger than the gain.

The lighting device according to claim 1, wherein the voltage feedback control is proportional integration control.

The lighting device according to claim 2, wherein the voltage feedback gain includes at least the proportional control feedback gain among the proportional control feedback gain and the integral control feedback gain.

The lighting device according to any one of claims 1 to 3, wherein the response speed of the voltage feedback control is slower than the response speed of the current feedback control during the steady period.

The feedback gain of the current feedback control is defined as the current feedback gain.
The lighting device according to any one of claims 1 to 4, wherein the voltage feedback gain is smaller than the current feedback gain during the steady period.

The lighting device according to any one of claims 1 to 5, wherein the power supply circuit includes a SEPIC circuit.

The lighting device according to any one of claims 1 to 6, wherein the voltage feedback gain in the transient period is 10 times or more the voltage feedback gain in the steady period.

The voltage feedback gain gradually increases when transitioning from the steady period to the transient period, and the voltage feedback gain gradually decreases when transitioning from the transient period to the steady period. Lighting device.

The absolute value of the slope of the change over time of the voltage feedback gain is defined as the gain slope.
The lighting device according to claim 8, wherein the gain inclination when the voltage feedback gain is gradually increased and the gain inclination when the voltage feedback gain is gradually decreased are different from each other.

The power supply circuit is a lighting device according to any one of claims 1 to 9, which functions as a power factor improving circuit for improving the power factor of the external power supply and a power conversion circuit for converting the AC voltage into the DC voltage.

A lighting fixture comprising the lighting device according to any one of claims 1 to 10, a light source through which the load current flows, and a housing that supports at least one of the lighting device and the light source.

A program that causes a computer to function as the control circuit included in the lighting device according to any one of claims 1 to 10.