JP2021047111A - レーダシステム - Google Patents

Abstract

【課題】送信機に構成される移相器の位相特性を極力精度良く推定できるようにしたレーダシステムを提供する。【解決手段】送信機３ａは、自己診断時にＰＬＬ５により生成されるＣＷ信号を移相する第１移相器７を備える。変換器２２は、ＣＷ信号を所定の周波数の信号によりアップコンバートする。ＩＦ帯変換回路６は、送信機３ａの出力をカプラ１５を介して入力し送信機３ａの出力と変換器２２の出力とをＩＱミキシングしてダウンコンバートするＩＱミキサ２４によりＩＦ帯に変換する。ＦＦＴ３０は、ＩＦ帯に変換された信号の出力デジタルデータに基づいてＩＱミキサ２４の出力に対応したピークインデックスを求める。位相算出部３１は、ＩＱミキサ２４の出力に対応したピークインデックスの複素応答値を抽出することに応じて位相を算出する。【選択図】図１

Description

本発明は、レーダシステムに関する。

近年、衝突防止や自動運転などの技術が数多く提案されており、レーダ技術を使用し自装置から対象物までの距離、対象物との相対速度、対象物の存在角度（レーダ受信波の到来角度）など測定対象指標を測定する技術が注目されている。出願人は、これらの測定対象を測定する装置として、移動体用のミリ波帯レーダシステムを提案している。

レーダシステムには、複数の送信チャンネル分の送信機が設けられており、各々の送信機には移相器が備えられている。この移相器の位相値を調整してフェーズドアレイアンテナ方式によりレーダ指向性を調整できる。一般に、レーダ送信性能を良好に保つため移相器の性能を診断する（例えば、非特許文献１参照）。
非特許文献１記載の技術では、ミリ波帯の移相器の位相値を推定するときに、送信機の出力信号をオンオフキーイング（ＯＯＫ：Oｎ-Off Keying）変調して取得し、ＩＱミキサにより中間周波数帯にダウンコンバートした後、デジタル回路を用いてＡ／Ｄ変換し位相器の位相値を算出している。しかし、非特許文献１記載の構成では、矩形信号を用いてダウンコンバートすることになるため、高調波成分を生じ、Ａ／Ｄ変換に係るダイナミックレンジを悪化させてしまう。また非特許文献１記載の技術では、移相器の一定周期回転による中間周波数帯へのダウンコンバートを実施しているが、受信機の利得・位相推定に用いられているため用途が異なる。

また、送信機の出力信号を保持したままＩＱミキサによりＤＣにダウンコンバートした後、デジタル回路を用いてＡ／Ｄ変換しＩＱ値を取得する構成もあるが、ＩＱ信号で互いに異なるＤＣオフセットを生じる可能性があるため、これに伴う、Ａ／Ｄ変換に係るダイナミックレンジの悪化、位相誤差を生じる虞がある。

Karthik Subburaj et.al., "Monitoring Architecture for a 76-81GHz Radar Front End", IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium (RFIC) , June.2018

本開示の目的は、送信機に構成される移相器の位相特性を極力精度良く推定できるようにしたレーダシステムを提供することにある。

請求項１記載の発明は、周波数変調信号に基づくレーダ波を対象物（Ｔ）に照射し前記対象物に反射した反射信号を用いて前記対象物に関する測定対象指標を測定するレーダシステム（１）を対象としている。送信機（３ａ）は、自己診断時にＰＬＬ（５）により生成されるＣＷ信号（Continuous Wave signal）を移相する第１移相器（７）を備える。変換器（２２）は、ＣＷ信号を所定の周波数の信号によりアップコンバートする。ＩＦ帯変換回路（６）は、送信機の出力をカプラを介して入力し送信機の出力と変換器の出力とをＩＱミキシングしてダウンコンバートするＩＱミキサ（２４；３２４；４２４）によりＩＦ帯に変換する。

Ａ／Ｄ変換器（２７ｉ、２７ｑ）は、ＩＱミキサの出力をそれぞれＡ／Ｄ変換する。ＦＦＴ（３０）は、Ａ／Ｄ変換器の出力デジタルデータに基づいて前記ＩＱミキサの出力に対応したピークインデックスを求める。位相算出部（３１）は、ＩＱミキサの出力に対応したピークインデックスの複素応答値を抽出することに応じて位相を算出する。推定部（３２）は、位相算出部の位相算出結果に基づいて移相器の位相特性を推定する。

請求項２記載の発明は、周波数変調信号に基づくレーダ波を対象物（Ｔ）に照射し対象物に反射した反射信号を用いて対象物に関する測定対象指標を測定するレーダシステム（２０１；３０１；４０１；６０１；７０１；８０１）を対象としている。送信機（３ａ）は、自己診断時にＰＬＬ（５）により生成されるＣＷ信号を移相する第１移相器（７）を備える。第２移相器（２２２）は、ＣＷ信号を所定ステップ毎に移相させる。ＩＦ帯変換回路（６）は、送信機の出力と第２移相器の出力とをＩＱミキシングしてダウンコンバートするＩＱミキサ（２４；３２４；４２４）によりＩＦ帯に変換する。

Ａ／Ｄ変換器（２７ｉ、２７ｑ）は、ＩＱミキサの出力をそれぞれＡＤ変換する。ＦＦＴ（３０）は、Ａ／Ｄ変換器の出力デジタルデータに基づいてＩＱミキサの出力に対応したピークインデックスを求める。位相算出部（２３１）は、ＩＱミキサの出力に対応したＦＦＴによるピークインデックスの所定ステップ毎の複素応答値を抽出することに応じて、所定ステップ毎に変化する位相を算出する。推定部（３２）は、位相算出部の位相算出結果に基づいて移相器の位相特性を推定する。請求項１、２記載の発明によれば、送信機に構成される移相器の位相特性を極力精度良く推定できる。

第１実施形態に係るレーダシステムの要部を概略的に示すブロック構成図 レーダシステム全体を概略的に示すブロック構成図 第２実施形態に係るレーダシステムの要部を概略的に示すブロック構成図 動作を説明するフローチャートのその１ ＦＦＴ処理の流れの説明図 動作を説明するフローチャートのその２ 第３実施形態に係るレーダシステムの要部を概略的に示すブロック構成図 第４実施形態に係るレーダシステムの要部を概略的に示すブロック構成図 第５実施形態に係るレーダシステムの要部を概略的に示すブロック構成図 第６実施形態に係るレーダシステムの要部を概略的に示すブロック構成図 第７実施形態に係るレーダシステムの要部を概略的に示すブロック構成図 第８実施形態に係るレーダシステムの要部を概略的に示すブロック構成図 第９実施形態に係るレーダシステムの要部を概略的に示すブロック構成図 動作を説明するフローチャートのその１ 動作を説明するフローチャートのその２

以下、幾つかの実施形態について図面を参照しながら説明する。以下に説明する各実施形態において、同一又は類似の動作を行う構成については、同一又は類似の符号を付して必要に応じて説明を省略する。

（第１実施形態）
図２に例示されるレーダシステム１は、例えばＦＣＭ（Fast Charp Modulation）変調方式により周波数変調された周波数変調信号に基づくレーダ波を対象物Ｔに照射し、当該対象物Ｔに反射した反射波を受信した反射信号を用いて対象物Ｔに関する測定対象指標を測定するシステムである。測定対象指標は、レーダシステム１から対象物Ｔまでの距離、対象物Ｔの移動速度、対象物Ｔが存在する方位角などである。ＦＣＭ変調方式は、周波数を所定の初期周波数から最終周波数まで漸増又は漸減させた後に瞬時に初期周波数に戻すように変化させ、この周期毎にレスト期間を挟んで周波数変化を繰り返す方式である。

レーダシステム１は、制御器２、送信部３、受信部４、ＰＬＬ５、ＩＦ帯変換回路６及び基準信号生成回路Ｃを備える。送信部３は、１又は複数の送信チャンネル分の送信機３ａにより構成され、受信部４は、１又は複数の受信チャンネル分の受信機４ａにより構成されている。

制御器２は、各送信機３ａの利得の可変制御、ＰＬＬ５の出力周波数制御、第１移相器７（後述参照）の位相値φを制御する移相調整部として各種制御機能を備える。ＰＬＬ５は、基準信号生成回路Ｃにより生成される基準クロックを入力し、制御器２の制御指令に基づいて基準クロックの逓倍数等のパラメータを調整することで出力周波数を調整する。ＰＬＬ５は、数十ＧＨｚ帯の周波数において所定の周波数帯域内で漸増又は漸減する所定の周波数変調方式により周波数変調した信号を生成し、各送信機３ａに出力する。

各送信機３ａは、第１移相器７、周波数ダブラ８、及びパワーアンプ９を縦続接続して構成されている。第１移相器７は、制御器２から入力される制御信号に基づいて、ＰＬＬ５が出力する第１のローカル信号LO1の位相を調整し、周波数ダブラ８に出力する。周波数ダブラ８は、第１移相器７の出力の周波数を２倍してパワーアンプ９に出力する。パワーアンプ９は、周波数ダブラ８の出力を電力増幅し、送信アンテナ１０に出力することでレーダ波を対象物Ｔに照射する。送信アンテナ１０は、所定の配列に整列されており、各送信チャンネルの第１移相器７の位相値φを調整することでフェーズドアレイアンテナ方式によりレーダ波の送信エリアを変更可能になっている。

各受信機４ａは、対象物Ｔに反射したレーダ波を受信アンテナ１４により受信する。受信機４ａの受信アンテナ１４もまた所定の配列に整列されており、フェーズドアレイアンテナ方式によりレーダ波の受信走査エリアを切替可能になっている。各受信機４ａは、高周波増幅器１１、ダウンコンバータ１２、周波数ダブラ１２ａ及び中間周波数増幅器１３を備える。各受信機４ａは、受信アンテナ１４を通じて受信した信号を、高周波増幅器１１、ダウンコンバータ１２、及び中間周波数増幅器１３を介して中間周波数信号IFOUTとして出力する。

高周波増幅器１１は、受信アンテナ１４から受信した信号を増幅しダウンコンバータ１２に出力する。周波数ダブラ１２ａは、ＰＬＬ５による出力信号の周波数を２倍し、ダウンコンバータ１２に出力する。ダウンコンバータ１２は、ＰＬＬ５の出力により高周波増幅器１１の出力をダウンコンバートし中間周波数増幅器１３に出力する。

中間周波数増幅器１３は、制御器２により増幅度を変更可能に構成されており、ダウンコンバータ１２の出力を増幅して中間周波数信号IFOUTとして出力する。

これによりレーダシステム１は、中間周波数増幅器１３から出力された中間周波数信号IFOUTを信号処理することに基づいて、対象物Ｔとの間の距離や相対速度、対象物Ｔが存在する方位角などの測定対象指標を算出できる。

各送信機３ａの送信出力端にはカプラ１５が構成されている。カプラ１５は、各送信機３ａの送信信号の伝送線路に容量結合することで構成され、送信機３ａの送信信号をカップリングし、ＩＦ帯変換回路６に信号出力する。

図１に例示しているように、レーダシステム１は、送信部３の自己診断機能を達成するため、分周器２１、変換器２２、ＩＦ帯変換回路６、Ａ／Ｄ変換器２７ｉ、２７ｑ、及び、信号処理部２８を備える。

ＩＦ帯変換回路６は、周波数ダブラ２３、及びＩＱミキサ２４を備える。分周器２１は、基準信号生成回路Ｃの基準クロックを入力し所定の第１分周数により分周して変換器２２に出力する。このとき、変換器２２に入力される信号の周波数をアップコンバート周波数と称する。アップコンバート周波数は、Ａ／Ｄ変換器２７ｉ、２７ｑのナイキスト周波数以下の周波数に設定されている。また分周器２１は、基準信号生成回路Ｃの基準クロックを入力し、所定の第２分周数により分周してＡ／Ｄ変換器２７ｉ、２７ｑに出力する。分周器２１は、前記したアップコンバート周波数に対して２倍以上の条件を満たすサンプリング周波数の信号をＡ／Ｄ変換器２７ｉ、２７ｑに出力する。

変換器２２は、ＰＬＬ５が送信機３ａに出力する信号を入力すると共に、分周器２１の出力を入力、混合して周波数ダブラ２３に出力する。周波数ダブラ２３は、変換器２２の出力周波数を２倍してＩＱミキサ２４に出力する。ＩＱミキサ２４は、ダウンコンバータ２５ｉ、２５ｑと９０度移相器２６とを組合わせて構成される。

９０度移相器２６は、周波数ダブラ２３の出力を９０度移相してダウンコンバータ２５ｑに入力させる。ダウンコンバータ２５ｉは、カプラ１５のカップリング信号を周波数ダブラ２３の出力によりダウンコンバートし、自己診断信号BISToutのＩ信号として出力する。同様に、ダウンコンバータ２５ｑは、カプラ１５のカップリング信号を９０度移相器２６の出力によりダウンコンバートし、ＩＦ帯信号IFのＱ信号として出力する。これにより、ＩＦ帯変換回路６は、送信機３ａの出力と変換器２２の出力とをＩＱミキサ２４によりＩＱミキシングしてダウンコンバートしてＩＦ帯信号IFに変換している。ＩＦ帯信号IFのＩ信号、Ｑ信号は、それぞれＡ／Ｄ変換器２７ｉ、２７ｑに入力される。

Ａ／Ｄ変換器２７ｉ、２７ｑは、ＩＦ帯信号IFのＩ信号、Ｑ信号を分周器２１の信号出力タイミングでサンプリングしてデジタルデータに変換し、信号処理部２８に出力する。

信号処理部２８は、Ａ／Ｄ変換器２７ｉ、２７ｑの出力デジタルデータを記憶する記憶部２９、記憶部２９の記憶データをＦＦＴするＦＦＴ３０、ＦＦＴ３０の処理結果に基づいて位相を算出する位相算出部３１、及び、第１移相器７の移相特性を推定する推定部３２、としての機能を備える。レーダシステム１は、信号処理部２８の処理結果に基づいて第１移相器７の位相値φの精度を診断できる。なお、信号処理部２８の構成は、制御器２と一体に設けても良いし別体に設けても良く、さらにＡ／Ｄ変換器２７ｉ、２７ｑを一体に設けても良い。

ＦＦＴ３０は、Ａ／Ｄ変換器２７ｉ、２７ｑの出力デジタルデータに基づいてＩＱミキサ２４の出力に対応したピークインデックスを求める。位相算出部３１は、ＩＱミキサ２４の出力に対応したＦＦＴ３０により求められたピークインデックスの複素応答値を抽出することに応じて位相を算出する。推定部３２は、位相算出部３１の位相算出結果に基づいて第１移相器７の移相特性を推定する。

自己診断時における動作を説明する。
レーダシステム１は、送信機３ａの第１移相器７の位相特性を自己診断する際に、まず制御器２が、第１移相器７の位相値φを対象測定値に設定した状態にて、ＰＬＬ５から例えば単一周波数のＣＷ信号（Continuous Wave signal：無変調信号）を出力させる。このとき、ＰＬＬ５の出力ＣＷ信号は、変換器２２と送信機３ａとに入力される。送信機３ａは、入力したＣＷ信号を第１移相器７により移相させ、周波数ダブラ８により周波数を２倍しパワーアンプ９により電力増幅させる。送信機３ａの送信出力は、カプラ１５を介してＩＦ帯変換回路６に入力される。

他方、変換器２２は、ＰＬＬ５の出力ＣＷ信号を分周器２１から入力するアップコンバート周波数の信号によりアップコンバートし周波数ダブラ２３に出力する。周波数ダブラ２３は、入力信号を２倍しＩＱミキサ２４に出力する。ＩＦ帯変換回路６は、送信機３ａの出力と変換器２２の出力とをＩＱミキサ２４によりＩＱミキシングしてダウンコンバートしてＩＦ帯信号IFに変換する。Ａ／Ｄ変換器２７ｉ、２７ｑはデジタルデータに変換して記憶部２９に記憶させる。ＦＦＴ３０が、当該ＦＦＴ処理により得られるスペクトルのピークインデックスを求める。

前述した変換器２２は、ＰＬＬ５の出力ＣＷ信号に対し分周器２１によるアップコンバート周波数の信号をアップコンバートしているため、ＩＱミキサ２４が出力ＣＷ信号によりダウンコンバートすることで、前述したアップコンバート周波数と同一周波数の信号を最終的に抽出できる。したがって、記憶部２９にはアップコンバート周波数と同一周波数のＩ信号及びＱ信号の情報が記憶され、この記憶情報にはＩ信号及びＱ信号のそれぞれの位相情報が含まれることになる。

特に、制御器２が分周器２１の分周比を適切に設定した後に一連の自己診断動作を行い、その後、位相算出部３１がＦＦＴ３０のピークインデックスの複素応答値を抽出することで位相値φを適切に算出できる。位相算出部３１は、Ｉ信号及びＱ信号に対応したＦＦＴ３０のピークインデックスの複素応答値を抽出することで位相を適切に算出できるため、推定部３２は、この位相算出部３１により算出された位相算出結果に基づいて第１移相器７の位相特性を推定できる。

信号処理部２８は、第１移相器７の位相値φの推定結果を参照し、この推定値が当初に第１移相器７に設定した位相値φからの誤差が所定値より大きいときには校正処理を実施すると良い。これにより、レーダシステム１は、対象物Ｔが存在する方位角を極力正確に推定できる。

以上説明したように、本実施形態によれば、変換器２２が、ＰＬＬ５により生成されるＣＷ信号を分周器２１の出力によりアップコンバートし、ＩＦ帯変換回路６は、送信機３ａの出力をカプラ１５を介して入力しＩＱミキサ２４によりＩＦ帯に変換している。またＦＦＴ３０は、Ａ／Ｄ変換器２７ｉ、２７ｑによりＡ／Ｄ変換した出力デジタルデータに基づいてＩＱミキサ２４の出力に対応したピークインデックスを求めている。位相算出部３１はピークインデックスの複素応答値を抽出することに応じて位相を算出し、推定部３２は位相算出結果に基づいて第１移相器７の位相特性を推定している。このため、送信機３ａに構成される第１移相器７の位相特性を極力精度良く推定できる。

（第２実施形態）
図３に例示するレーダシステム２０１には、レーダシステム１の変換器２２に代えて第２移相器２２２が構成されると共に、位相算出部３１に代えて位相算出部２３１が構成されている。レーダシステム２０１のその他の構成は、第１実施形態で説明したレーダシステム１の構成と同様であるため、同一機能を備える部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分を中心に説明する。

なお、図３には要部を図示しており、第１実施形態中で説明した図２に記載し図１に記載していない相当部分は図示省略していることに留意する。図３に示す制御器２は、第２移相器２２２の位相角φｓを所定ステップ（例えば９０度ステップ）で変更制御可能になっている。以下の例では、９０度ステップで変更する動作例を示す。

図４に自己診断時の動作を例示したように、制御器２は、Ｓ１において測定対象となる第１移相器７（ＤＵＴ）の位相値φを所定の位相値φ_１（初期値：例えば０度）に設定し、Ｓ２においてＰＬＬ５にＣＷ信号（無変調信号）を生成出力させる。

また制御器２は、Ｓ３において第２移相器２２２の位相角φｓを例えば０度に設定する。すると、ＰＬＬ５の出力ＣＷ信号は、第２移相器２２２と送信機３ａとに入力される。送信機３ａは、入力したＣＷ信号を第１移相器７により移相させると共に、周波数ダブラ８により周波数を２倍し、パワーアンプ９により電力増幅する。送信機３ａの送信出力はカプラ１５を介してＩＦ帯変換回路６に入力される。

他方、第２移相器２２２は、ＰＬＬ５の出力ＣＷ信号を分周器２１から入力した信号を位相角φｓだけ移相し、周波数ダブラ２３に出力する。周波数ダブラ２３は、入力信号を２倍しＩＱミキサ２４に出力する。ＩＦ帯変換回路６は、送信機３ａの出力と第２移相器２２２の出力とをＩＱミキサ２４によりＩＱミキシングすることでダウンコンバートしてＩＦ帯信号IFに変換する。Ａ／Ｄ変換器２７ｉ、２７ｑはＩＦ帯信号IFのＩ信号、Ｑ信号をデジタルデータに変換して記憶部２９に記憶させる。

制御器２は、Ｓ４、Ｓ５において第２移相器２２２の位相角φｓを９０度ずつ変更しながら３６０度に達するまで前述の処理を実行する。これにより、信号処理部２８は、第２移相器２２２の位相角φｓを０度、９０度、１８０度、２７０度にそれぞれ設定した場合に対応したＩＦ帯信号IFのＩ信号及びＱ信号を記憶部２９に記憶させる。

その後、信号処理部２８は、Ｓ６においてＦＦＴ３０によりＦＦＴ処理を実行することでスペクトルのピークインデックスを求める。位相算出部２３１は、Ｓ７においてこれらのＩ信号及びＱ信号に対応したＦＦＴ３０のピークインデックスの所定ステップ毎の複素応答値を抽出することで位相を算出する。

図５に示すように、制御器２は、第１移相器７の位相値φが０度に固定されている期間中に、第２移相器２２２の位相角φｓを０度、９０度、１８０度、２７０度に順次変更する。このとき、信号処理部２８がＦＦＴ３０により４ポイントＦＦＴを実行することで、原理的には出力が「４」と得られる。ここで制御器２は、第１移相器７の位相値φを０度に設定しているため「４」と出力される。なお図示はしていないが、例えば、第１移相器７の位相値φが９０度、１８０度、２７０度に設定されていれば、それぞれ「４ｉ」、「−４」、「−４ｉ」と出力が原理的に得られる。

第１移相器７（ＤＵＴ）の位相値φがφ_１に設定されている場合、ピークインデックスの複素応答値Ｙ_ＦＦＴ１は（１）式に示すように表される。

この（１）式において、Δθ_１、Δθ_２、Δθ_３、Δθ_４は、それぞれ第２移相器２２２の位相角φｓを０度、９０度、１８０度、２７０度に設定した場合の第２移相器２２２の位相誤差を示している。位相算出部２３１は、Ｓ８において求められるピークインデックスの複素応答値Ｙ_ＦＦＴ１に応じて、位相角φｓ（所定ステップ：例えば９０度）毎に変化する位相値φ_１＿ｅｓｔを算出し、算出された位相値φ_１＿ｅｓｔをＳ９において記憶部２９に保存する。

同様に、制御器２は、図６に示すＳ１１において測定対象となる第１移相器７（ＤＵＴ）の位相値φを所定の位相値φ_２（例えば９０度）に設定し、Ｓ１２においてＰＬＬ５にＣＷ信号（無変調信号）を生成出力させる。

また制御器２は、Ｓ１３〜Ｓ１５において、第２移相器２２２の位相角φｓを所定ステップ（例えば、９０度）毎に変更しながら、位相角φｓが３６０度に達するまでＳ１３〜Ｓ１５の処理を繰り返す。これにより、信号処理部２８は、第２移相器２２２の位相角φｓを０度、９０度、１８０度、２７０度に設定した場合に対応したＩＦ帯信号IFのＩ信号及びＱ信号を記憶部２９に記憶させる。

その後、信号処理部２８は、Ｓ１６においてＦＦＴ３０によりＦＦＴ処理を実行することでスペクトルのピークインデックスを求める。位相算出部３１は、Ｓ１７においてこれらのＩ信号及びＱ信号に対応したＦＦＴ３０のピークインデックスの所定ステップ毎の複素応答値を抽出することで位相を算出する。
第１移相器７の位相値φがφ_２に設定されている場合、ピークインデックスの複素応答値Ｙ_ＦＦＴ２は（２）式に示すように表される。

この（２）式においても、Δθ_１、Δθ_２、Δθ_３、Δθ_４は、それぞれ第２移相器２２２の位相角φｓを０度、９０度、１８０度、２７０度に設定した場合の第２移相器２２２の位相誤差を示している。

位相算出部２３１は、Ｓ１７において求められるピークインデックスの複素応答値Ｙ_ＦＦＴ１に応じて、Ｓ１８において位相角φｓ（所定ステップ：例えば９０度）毎に変化する位相値φ_２＿ｅｓｔを算出し、算出された位相値φ_２＿ｅｓｔをＳ１９において記憶部２９に保存させる。

位相算出部３１は、２つのＦＦＴ３０の複素応答値に応じて求められた位相値の差Δφ＝φ_２＿ｅｓｔ−φ_１＿ｅｓｔを算出する。理論上、位相算出部３１は、前述の（２）式の右辺によって（１）式の右辺を除算することで、位相値の差Δφに基づくピークインデックスの複素応答値を求めることができる。下記の（３）式に、位相算出部３１が算出した複素応答値Ｙ_ＲＥＬを示している。

位相算出部２３１は、位相値の差Δφに基づく複素応答値Ｙ_ＲＥＬを求めることに基づいて位相値の差Δφを算出できる。この（３）式の右辺を参照すると、Δθ_１、Δθ_２、Δθ_３、Δθ_４を含む項が抹消されている。すなわち、位相算出部２３１は、第１移相器７の位相値φを２つの異なる位相値φ_１、φ_２に設定して算出される２つの相対位相Δφを算出することに基づいて、第２移相器２２２による位相角φｓの位相誤差Δφｓの影響を相殺できる。これにより、たとえ、第２移相器２２２の位相設定値に対して位相誤差Δφｓを生じていたとしても、この影響を受けることなく位相値φ_１、φ_２の相対位相Δφを算出できる。推定部３２は、この位相算出部２３１により算出された位相算出結果に基づいて第１移相器７の位相特性を推定できる。

信号処理部２８は、第１移相器７の相対位相Δφの結果を参照し、Ｓ２１においてこの相対位相Δφの推定値が誤差標準値Target（例えば０度）から所定範囲±res／２の範囲に収まっているときには終了する。レーダシステム２０１は、Ｓ２２において第１移相器７の位相値φを全て設定終了していないときには、Ｓ２３において第１移相器７の位相値φの設定を変更、すなわち設定コードをインクリメントした上で再度Ｓ１１から処理を繰り返す。レーダシステム２０１が、一連の処理を繰り返すことで、第１移相器７の位相値φの設定を全て試行すると終了する。これにより、レーダシステム２０１の推定部３２は、送信機３ａの第１移相器７の位相特性を推定できる。

本実施形態によれば、第２移相器２２２が、ＰＬＬ５により生成されるＣＷ信号を所定ステップ毎に移相し、ＩＦ帯変換回路６は、送信機３ａの出力をカプラ１５を介して入力しＩＱミキサ２４によりＩＦ帯に変換している。またＦＦＴ３０は、Ａ／Ｄ変換器２７ｉ、２７ｑによりＡ／Ｄ変換した出力デジタルデータに基づいて、ＩＱミキサ２４の出力に対応したピークインデックスを求めている。位相算出部３１は、ピークインデックスの所定ステップ毎の複素応答値を抽出することに応じて、所定ステップ毎に変化する位相を算出し、推定部３２は位相算出結果に基づいて第１移相器７の位相特性を推定している。このため、送信機３ａに構成される第１移相器７の位相特性を極力精度良く推定できる。

また位相算出部２３１は、第１移相器７の位相値φを２つの異なる位相値φ_１、φ_２に設定して算出される相対位相Δφを算出することに基づいて第２移相器２２２による位相角φｓの位相誤差Δφｓの影響を相殺しているため、第２移相器２２２の位相誤差Δφｓの影響を排除できる。

（第３実施形態）
図７は第３実施形態に係るレーダシステム３０１の構成例を示す。第３実施形態が第２実施形態と異なるところはＩＱミキサ２４に代えて設けられるＩＱミキサ３２４の構成にある。その他の構成は、第２実施形態と同一構成であるため同一符号を付して説明を省略する。

ＩＱミキサ３２４は、ダウンコンバータ２５ｉ、２５ｑと移相器３２６とを組合わせて構成される。移相器３２６は、その設定位相値を制御器２の制御信号に基づいて変更設定可能に構成されている。

例えば、移相器３２６は、線路の両端に並列にスイッチを接続し、制御器２が当該スイッチを開放／短絡することで伝送線路の位相を調整するパッシブタイプの移相器を一例として挙げることができる。

また移相器３２６は、線路の終端にバラクタ容量を接続し、制御器２がバラクタに印加する電圧を調整することで移相値を調整するパッシブタイプの移相器も一例として挙げることができる。

さらに移相器３２６は、Ｉ信号、Ｑ信号のそれぞれ又は何れか一方の出力を可変増幅する可変増幅器（ＶＧＡ）を設け、制御器２が可変増幅器の増幅度を調整することでＩＱベクトルの合成比率を調整して位相を調整するアクティブタイプの移相器も一例として挙げることができる。これにより、移相器３２６は、その設定位相値をパッシブ又はアクティブに変更できるようになり、ＩＱミキサ３２４のＩ信号及びＱ信号の間の相対位相誤差を極力排除できる。

（第４実施形態）
図８は第４実施形態に係るレーダシステム４０１の構成例を示す。第４実施形態が第２実施形態と異なるところは、ＩＱミキサ２４に代えて設けられるＩＱミキサ４２４の構成にある。その他の構成は、第２実施形態と同一構成であるため同一符号を付して説明を省略する。

ＩＱミキサ４２４は、ダウンコンバータ２５ｉ、２５ｑとハイブリッドカプラ４２６とを組合わせて構成される。ハイブリッドカプラ４２６は、周波数ダブラ２３と、ダウンコンバータ２５ｉ及び２５ｑとの間に構成される。

ハイブリッドカプラ４２６は、周波数ダブラ２３から信号入力すると互いに９０°位相を変化させた信号を、ダウンコンバータ２５ｉ及び２５ｑに出力する。このため、ダウンコンバータ２５ｉ及び２５ｑも互いに９０°位相が変化した信号を出力するようになり、前述実施形態と同様に作用する。これにより、本実施形態においても前述実施形態と同様の作用効果を奏する。

（第５実施形態）
図９は第５実施形態に係るレーダシステム５０１の構成例を示す。第５実施形態が第１実施形態と異なるところは、ＩＱミキサ２４の構成を受信機５０４ａの一部として構成したところにある。受信機５０４ａは、第１実施形態で説明したレーダシステム１を構成する１つの受信機４ａに対応して設けられる。その他の要部の構成は、第１実施形態と同一構成であるため同一符号を付して必要に応じて説明を省略する。

レーダシステム５０１の受信機５０４ａは、高周波増幅器１１、ＩＦ帯変換回路６により構成される。また、カプラ１５と高周波増幅器１１の入力との間には、可変増幅器４２が構成されている。可変増幅器４２は、制御器２により増幅動作の有効／無効を切替可能に構成されており、通常時には、制御器２は可変増幅器４２のゲインを０とすることで送信アンテナ１０と受信アンテナ１４との間のアイソレーションを図る。また自己診断時において、制御器２は可変増幅器４２のゲインを上げることでカプラ１５から送信出力を取得し、送信機３ａの第１移相器７の自己診断を行うことができる。

またレーダシステム５０１には、セレクタ４１が設けられている。セレクタ４１は、通常時と自己診断時においてＩＦ帯変換回路６に入力させる信号を切替えるために設けられている。制御器２がセレクタ４１に制御信号を出力することで、セレクタ４１は、変換器２２の出力とＰＬＬ５の出力とを切替可能に構成される。通常時には、制御器２はセレクタ４１を制御することでＰＬＬ５の出力をＩＦ帯変換回路６の周波数ダブラ２３に入力させ、自己診断時にはセレクタ４１を制御することで変換器２２の出力をＩＦ帯変換回路６の周波数ダブラ２３に入力させる。

上記構成の動作を説明する。通常時、制御器２は、可変増幅器４２の増幅動作を無効に切り替えた上で、ＰＬＬ５から周波数変調信号を出力させる。すると、送信機３ａは送信アンテナ１０を通じて対象物Ｔにレーダ波を出力する。このレーダ波は、対象物Ｔに反射し受信アンテナ１４に入力される。受信機５０４ａは、高周波増幅器１１により受信アンテナ１４の受信信号を増幅する。また受信機５０４ａは、ＰＬＬ５の出力を周波数ダブラ２３に入力すると、受信変換部としてのダウンコンバータ２５ｉ、２５ｑによりダウンコンバートしてＩＦ帯信号IFとする。

Ａ／Ｄ変換器２７ｉ、２７ｑが、ＩＦ帯信号IFをＡ／Ｄ変換処理してデジタルデータとし、信号処理部２８がこのデジタルデータを信号処理することに基づいて対象物Ｔとの間の距離や相対速度、対象物Ｔが存在する方位角等の測定対象指標を算出できる。なお、受信機５０４が受信する信号の通電経路途中に、必要に応じて可変増幅器を設けて信号を増幅しても良い。

自己診断時には、制御器２は、可変増幅器４２の増幅動作を有効に切り替えた上で、セレクタ４１を制御することで変換器２２の出力を周波数ダブラ２３に入力させるように切り替える。そして、制御器２はＰＬＬ５からＣＷ信号を出力させる。すると、第１実施形態の自己診断処理と同様に作用することになり、第１実施形態と同様の作用効果を奏する。

本実施形態によれば、ダウンコンバータ２５ｉ、２５ｑは、受信機４ａのダウンコンバータ１２に代えて受信機５０４ａの受信変換部として構成される。このため、ＩＦ帯変換回路６は、その少なくとも一部が受信機５０４ａの受信変換部として兼用されている。言い換えれば、レーダシステム５０１は、自己診断時に用いるＩＦ帯変換回路６の一部を、通常時に受信機５０４ａとして用いている。これにより、回路構成規模を縮小できる。その他、第１実施形態と同様の作用効果を奏する。

（第６実施形態）
図１０は第６実施形態に係るレーダシステム６０１の構成例を示す。第６実施形態が第２実施形態と異なるところは、ＩＱミキサ２４の構成を受信機６０４ａの一部として構成したところにある。受信機６０４ａは、第１実施形態で説明したレーダシステム１を構成する１つの受信機４ａに対応して設けられる。その他の要部の構成は、第２実施形態と同一構成であるため同一符号を付して必要に応じて説明を省略する。

レーダシステム６０１の受信機６０４ａは、高周波増幅器１１、ＩＦ帯変換回路６により構成される。また、カプラ１５と高周波増幅器１１の入力との間には、可変増幅器４２が構成されている。可変増幅器４２は、制御器２により増幅動作の有効／無効を切替可能に構成されており、通常時には、制御器２は可変増幅器４２のゲインを０とすることで送信アンテナ１０と受信アンテナ１４との間のアイソレーションを図ることができる。また自己診断時には、制御器２は可変増幅器４２のゲインを上げることでカプラ１５から送信出力を取得し、送信機３ａの第１移相器７の自己診断を行うことができる。

上記構成の動作を説明する。通常時、制御器２は、可変増幅器４２の増幅動作を無効に切り替えると共に、第２移相器２２２の位相角φｓを０度に設定した上で、ＰＬＬ５から周波数変調信号を出力させる。すると、送信機３ａは送信アンテナ１０を通じて対象物Ｔにレーダ波を出力する。このレーダ波は、対象物Ｔに反射し受信アンテナ１４に入力される。受信機６０４ａは、高周波増幅器１１により受信アンテナ１４の受信信号を増幅する。また受信機６０４ａは、ＰＬＬ５の出力を周波数ダブラ２３に入力すると、受信変換部としてのダウンコンバータ２５ｉ、２５ｑによりダウンコンバートしてＩＦ帯信号IFとする。

Ａ／Ｄ変換器２７ｉ、２７ｑがＩＦ帯信号IFをＡ／Ｄ変換処理してデジタルデータとし、信号処理部２８がこのデジタルデータを信号処理することに基づいて対象物Ｔとの間の距離や相対速度、対象物Ｔが存在する方位角等の測定対象指標を算出できる。なお、受信機６０４ａが受信する信号の通電経路途中に、必要に応じて可変増幅器を設けて信号を増幅しても良い。

自己診断時には、制御器２は、可変増幅器４２の増幅動作を有効に切り替える。そして制御器２は、ＰＬＬ５からＣＷ信号を出力させる。レーダシステム６０１は、第２実施形態にて説明した自己診断と同様の処理動作を実行することで第２実施形態と同様の作用効果を奏する。

本実施形態によれば、第５実施形態と同様に、ＩＦ帯変換回路６の一部のダウンコンバータ２５ｉ、２５ｑが、受信機７０４ａの受信変換部として兼用されているため、回路構成規模を縮小できる。

（第７実施形態）
図１１は第７実施形態に係るレーダシステム７０１の構成例を示す。第７実施形態が第３実施形態と異なるところは、ＩＱミキサ３２４の構成を受信機７０４ａの一部として構成したところにある。受信機７０４ａは、第１実施形態で説明したレーダシステム１を構成する１つの受信機４ａに対応して設けられる。その他の要部の構成は、第３実施形態と同一構成であるため同一符号を付して必要に応じて説明を省略する。

レーダシステム７０１の受信機７０４ａは、高周波増幅器１１、ＩＦ帯変換回路６により構成される。また、カプラ１５と高周波増幅器１１の入力との間には、可変増幅器４２が構成されている。可変増幅器４２は、制御器２により増幅動作の有効／無効を切替可能に構成されており、通常時には、制御器２は可変増幅器４２のゲインを０とすることで送信アンテナ１０と受信アンテナ１４との間のアイソレーションを図ることができる。また自己診断時には、制御器２が可変増幅器４２のゲインを上げることでカプラ１５から送信出力を取得し、送信機３ａの第１移相器７の自己診断を行うことができる。

上記構成の動作を説明する。通常時、制御器２は、可変増幅器４２の増幅動作を無効に切り替えると共に、第２移相器２２２の位相角φｓを０度に設定した上で、ＰＬＬ５から周波数変調信号を出力させる。すると、送信機３ａは送信アンテナ１０を通じて対象物Ｔにレーダ波を出力する。このレーダ波は、対象物Ｔに反射し受信アンテナ１４に入力される。受信機７０４ａは、高周波増幅器１１により受信アンテナ１４の受信信号を増幅する。また受信機７０４ａは、ＰＬＬ５の出力を周波数ダブラ２３に入力すると、受信変換部としてのダウンコンバータ２５ｉ、２５ｑによりダウンコンバートしてＩＦ帯信号IFとする。Ａ／Ｄ変換器２７ｉ、２７ｑがＩＦ帯信号IFをＡ／Ｄ変換処理してデジタルデータとし、信号処理部２８がこのデジタルデータを信号処理することに基づいて対象物Ｔとの間の距離や相対速度、対象物Ｔが存在する方位角等の測定対象指標を算出できる。なお、受信機６０４ａが受信する信号の通電経路途中に、必要に応じて可変増幅器を設けて信号を増幅しても良い。

自己診断時には、制御器２は、可変増幅器４２の増幅動作を有効に切り替える。そして制御器２はＰＬＬ５からＣＷ信号を出力させる。レーダシステム７０１は、第３実施形態にて説明した自己診断と同様の動作を行うことで、第３実施形態と同様の作用効果を奏する。

本実施形態によれば、第５〜第６実施形態と同様に、ＩＦ帯変換回路６の一部のダウンコンバータ２５ｉ、２５ｑが、受信機７０４ａの受信変換部として兼用されているため、回路構成規模を縮小できる。

（第８実施形態）
図１２は第８実施形態に係るレーダシステム８０１の構成例を示す。第８実施形態が第４実施形態と異なるところは、ＩＱミキサ４２４の構成を受信機８０４ａの一部として構成したところにある。受信機８０４ａは、第１実施形態で説明したレーダシステム１を構成する１つの受信機４ａに対応して設けられる。その他の要部の構成は、第４実施形態と同一構成であるため同一符号を付して必要に応じて説明を省略する。

レーダシステム８０１の受信機８０４ａは、高周波増幅器１１、ＩＦ帯変換回路６により構成される。また、カプラ１５と高周波増幅器１１の入力との間には、可変増幅器４２が構成されている。可変増幅器４２は、制御器２により増幅動作の有効／無効を切替可能に構成されており、通常時には、制御器２は可変増幅器４２のゲインを０とすることで送信アンテナ１０と受信アンテナ１４との間のアイソレーションを図ることができる。また自己診断時には、制御器２は可変増幅器４２のゲインを上げることでカプラ１５から送信出力を取得し、送信機３ａの第１移相器７の自己診断を行うことができる。

上記構成の動作を説明する。通常時、制御器２は、可変増幅器４２の増幅動作を無効に切り替えると共に、第２移相器２２２の位相値φを０度に設定した上で、ＰＬＬ５から周波数変調信号を出力させる。すると、送信機３ａは送信アンテナ１０を通じて対象物Ｔにレーダ波を出力する。このレーダ波は、対象物Ｔに反射し受信アンテナ１４に入力される。受信機８０４ａは、高周波増幅器１１により受信アンテナ１４の受信信号を増幅する。また受信機８０４ａは、ＰＬＬ５の出力を周波数ダブラ２３に入力すると、受信変換部としてのダウンコンバータ２５ｉ、２５ｑによりダウンコンバートしてＩＦ帯信号IFとする。

Ａ／Ｄ変換器２７ｉ、２７ｑがＩＦ帯信号IFをＡ／Ｄ変換処理してデジタルデータとし、信号処理部２８がこのデジタルデータを信号処理することに基づいて対象物Ｔとの間の距離や相対速度、対象物Ｔが存在する方位角等の測定対象指標を算出できる。なお、受信機８０４ａが受信する信号の通電経路途中に、必要に応じて可変増幅器を設けて信号を増幅しても良い。

自己診断時には、制御器２は、可変増幅器４２の増幅動作を有効に切り替える。そして制御器２はＰＬＬ５からＣＷ信号を出力させる。レーダシステム８０１は、第４実施形態にて説明した自己診断と同様の処理動作を実行することで第４実施形態と同様の作用効果を奏する。

本実施形態によれば、第５〜第７実施形態と同様に、ＩＦ帯変換回路６の一部のダウンコンバータ２５ｉ、２５ｑが、受信機８０４ａの受信変換部として兼用されているため、回路構成規模を縮小できる。

（第９実施形態）
図１３は第９実施形態に係るレーダシステム９０１の構成例を示す。第９実施形態が第１実施形態と異なるところは、参照チャンネルの位相に対する補正対象チャンネルの相対位相Δφを算出し、２つの送信チャンネルの位相特性を相対評価できるところである。他の要部の構成は、第１実施形態と同一構成であるため同一符号を付し、同一動作については同一ステップ番号を付し、必要に応じて説明を省略する。

レーダシステム９０１には、選択部としてセレクタ４３が設けられている。セレクタ４３は、各送信チャンネルの送信機３ａに設けられたカプラ１５の出力を選択してＩＦ帯変換回路６に出力する。ＩＦ帯変換回路６は、セレクタ４３により選択された送信機３ａの出力を検出対象としてＩＦ帯に変換する。ＩＦ帯変換回路６は、第１実施形態等と同様に動作する。このため、信号処理部２８の位相算出部３１は、各送信チャンネル毎の送信機３ａの第１移相器７の位相値φを絶対評価でき、推定部３２は、各送信チャンネル毎の送信機３ａの第１移相器７の絶対位相特性を推定できる。

また図１４及び図１５に示す処理動作を実行することで、レーダシステム９０１は、複数のチャンネル間の相対位相Δφも推定できる。まず図１４に示すように、制御器２が、Ｓ１ａにおいて参照チャンネルを設定し、Ｓ１ｂにおいて参照チャンネルの対象となる第１移相器７の位相値φを位相値φ_１に設定する。制御器２は、Ｓ２においてＰＬＬ５からＣＷ信号を生成出力させ、Ｓ３ａにおいて分周器２１の分周比を適切に設定し、Ｓ６においてＦＦＴ３０によりＦＦＴを実行する。そして位相算出部３１は、Ｓ８、Ｓ９においてピークインデックスの複素応答値を抽出して位相値φ_１＿ｅｓｔを算出し、記憶部２９に記憶させる。

そして図１５に示すように、制御器２は、Ｓ２３において補正対象となる他のチャンネルを設定し、Ｓ１１において対象チャンネルの送信機３ａの第１移相器７の位相値φを位相値φ_２に設定する。制御器２は、Ｓ１２においてＰＬＬ５からＣＷ信号を生成出力させ、Ｓ１３ａにおいて分周器２１の分周比を適切に設定し、Ｓ１６においてＦＦＴ３０によりＦＦＴを実行する。そして、位相算出部３１は、Ｓ１７、Ｓ１８、Ｓ１９においてピークインデックスの複素応答値を抽出して位相値φ_２＿ｅｓｔを算出し、記憶部２９に記憶させる。

位相算出部３１は、相対位相Δφ＝φ_２＿ｅｓｔ−φ_１＿ｅｓｔとして算出する。位相算出部２３１は、複素応答値を求めることに基づいて相対位相Δφを算出できる。

信号処理部２８は、第１移相器７の相対位相Δφの結果を参照し、Ｓ２１においてこの相対位相Δφの推定値が誤差標準値Target（例えば０度）から所定範囲±res／２の範囲に収まっているときには終了する。信号処理部２８は、Ｓ２２において第１移相器７の位相値φを全て設定終了していないときには、Ｓ２３において第１移相器７の位相値φの設定を変更、すなわち設定コードをインクリメントした上で再度Ｓ１１から処理を繰り返す。レーダシステム９０１は、一連の処理を繰り返すことで、第１移相器７の位相値φの設定を全て試行すると終了する。このとき、信号処理部２８の位相算出部３１は、参照チャンネルに対する対象チャンネルの送信機３ａの第１移相器７の位相値φを相対評価でき、推定部３２は、参照チャンネルに対する対象チャンネルの送信機３ａの第１移相器７の相対位相特性を推定できる。

したがって、レーダシステム９０１は、参照チャンネルに対する対象チャンネルの送信機３ａの第１移相器７の相対位相Δφを自己診断できる。その他、第１実施形態と同様の作用効果を奏する。

以上説明したように、本実施形態によれば、セレクタ４３がカプラ１５から複数の送信機３ａの出力を選択し、ＩＦ帯変換回路６は、セレクタ４３により選択された送信機３ａの出力を検出対象としてＩＦ帯に変換し、推定部３２は、各チャンネル毎の第１移相器７の絶対位相特性を推定している。

また推定部３２は、複数のチャンネル間の相対位相Δφを推定している。これによりレーダシステム９０１は絶対位相値φも相対位相Δφも評価できる。レーダシステム９０１が、絶対位相値φ及び相対位相Δφの双方を評価する形態を説明したが、何れか一方を評価すれば良い。

（他の実施形態）
前述実施形態に限られるものではなく、例えば、以下に示す変形又は拡張が可能である。周波数ダブラ８及び２３は、必要に応じて設ければ良い。

測定対象指標は、対象物Ｔまでの距離、対象物Ｔとの間の相対速度、対象物Ｔが存在する位相角φｓを例示したが、これらの何れか１又は２の測定指標を測定対象指標としても良い。

本開示は、前述した実施形態に準拠して記述したが、本開示は当該実施形態や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範畴や思想範囲に入るものである。

図面中、１、２０１、３０１、４０１、５０１、６０１、７０１、８０１、９０１はレーダシステム、６はＩＦ帯変換回路、２２は第１移相器、２２２は第２移相器、２４、３２４、４２４はＩＱミキサ、２７ｉ、２７ｑはＡ／Ｄ変換器、３１、２３１は位相算出部、３２は推定部、４３はセレクタ（選択部）、を示す。

Claims (5)

1. 周波数変調信号に基づくレーダ波を対象物（Ｔ）に照射し前記対象物に反射した反射信号を用いて前記対象物に関する測定対象指標を測定するレーダシステム（１；５０１；９０１）であって、
   自己診断時にＰＬＬ（５）により生成されるＣＷ信号（Continuous Wave signal）を移相する第１移相器（７）を備えた送信機（３ａ）と、
   前記ＰＬＬにより生成される前記ＣＷ信号を所定の周波数の信号によりアップコンバートする変換器（２２）と、
   前記送信機の出力をカプラを介して入力し前記送信機の出力と前記変換器の出力とをＩＱミキシングしてダウンコンバートするＩＱミキサ（２４；３２４；４２４）によりＩＦ帯信号に変換するＩＦ帯変換回路（６）と、
   前記ＩＱミキサの出力をそれぞれＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器（２７ｉ、２７ｑ）と、
   前記Ａ／Ｄ変換器の出力デジタルデータに基づいて前記ＩＱミキサの出力に対応したピークインデックスを求めるＦＦＴ（３０）と、
   前記ＩＱミキサの出力に対応した前記ピークインデックスの複素応答値を抽出することに応じて位相を算出する位相算出部（３１）と、
   前記位相算出部の位相算出結果に基づいて前記第１移相器の位相特性を推定する推定部（３２）と、
   を備えるレーダシステム。
2. 周波数変調信号に基づくレーダ波を対象物（Ｔ）に照射し前記対象物に反射した反射信号を用いて前記対象物に関する測定対象指標を測定するレーダシステム（２０１；３０１；４０１；６０１；７０１；８０１）であって、
   自己診断時にＰＬＬ（５）により生成されるＣＷ信号を移相する第１移相器（７）を備えた送信機（３ａ）と、
   前記ＰＬＬにより生成される前記ＣＷ信号を所定ステップ毎に移相させる第２移相器（２２２）と、
   前記送信機の出力をカプラを介して入力し前記第２移相器の出力とＩＱミキシングしてダウンコンバートするＩＱミキサ（２４；３２４；４２４）によりＩＦ帯信号に変換するＩＦ帯変換回路（６）と、
   前記ＩＱミキサの出力をそれぞれＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器（２７ｉ、２７ｑ）と、
   前記Ａ／Ｄ変換器の出力デジタルデータに基づいて前記ＩＱミキサの出力に対応したピークインデックスを求めるＦＦＴ（３０）と、
   前記ＩＱミキサの出力に対応した前記ＦＦＴによる前記ピークインデックスの前記所定ステップ毎の複素応答値を抽出することに応じて、前記所定ステップ毎に変化する位相を算出する位相算出部（２３１）と、
   前記位相算出部の位相算出結果に基づいて前記第１移相器の位相特性を推定する推定部（３２）と、を備えるレーダシステム。
3. 前記対象物に反射した信号を受信し前記受信した信号をＩＦ帯に変換する受信変換部（２５ｉ、２５ｑ）を備えた受信機（５０４ａ；６０４ａ；７０４ａ；８０４ａ）を備え、
   前記ＩＦ帯変換回路（６）は、その少なくとも一部が前記受信機が受信した信号をＩＦ帯に変換する前記受信変換部として兼用されるように構成されている請求項１又は２記載のレーダシステム。
4. 前記送信機（３ａ）は、複数の送信チャンネル分だけ備えられ、
   前記カプラから前記複数の前記送信機の出力を選択する選択部（４３）を備え、
   前記ＩＦ帯変換回路は、前記選択部により選択された前記送信機の出力を検出対象として前記ＩＦ帯信号に変換し、
   前記推定部は、各送信チャンネル毎の前記第１移相器の絶対位相特性を推定し、又は／及び複数の送信チャンネル間の相対位相を推定する請求項１から３の何れか一項に記載のレーダシステム。
5. 前記位相算出部（２３１）は、前記第１移相器の位相値を２つの異なる位相値（φ_１、φ_２）に設定して算出される相対位相（Δφ）を算出することに基づいて前記第２移相器による位相値の位相誤差（Δφｓ）の影響を相殺する請求項２記載のレーダシステム。
   

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