JP2021013296A

JP2021013296A - Rectifier circuit and switching power supply using the same

Info

Publication number: JP2021013296A
Application number: JP2020048074A
Authority: JP
Inventors: 健次浜地; Kenji Hamachi; 明幸小松; Akiyuki Komatsu
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 2019-07-03
Filing date: 2020-03-18
Publication date: 2021-02-04
Anticipated expiration: 2040-03-18
Also published as: JP7386737B2

Abstract

To improve a utilization factor of winding of a transformer.SOLUTION: A switching power supply 1, for example, includes: a transformer 10; a drive circuit 20 configured to drive switching of a primary winding L1 of the transformer 10; and a rectifier circuit 30 connected to a secondary winding L2 of the transformer 10. The rectifier circuit 30, for example, includes: a first rectifier unit 31 configured to rectify a positive-polarity induced voltage generated in the secondary winding L2 of the transformer 10; a second rectifier unit 32 configure to rectify a negative-polarity induced voltage generated in the secondary winding L1; and an inductance unit 33 connected between the first rectifier unit 31 and the second rectifier unit 32. The inductance unit 33 preferably may include an auxiliary winding L3 coupled with the primary winding L1 of the transformer 10. A degree of coupling between the primary winding L1 and the auxiliary winding L3 preferably may be set to be smaller than a degree of coupling between the primary winding L1 and the secondary winding L2.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本明細書中に開示されている発明は、整流回路及びこれを用いたスイッチング電源に関するものである。 The inventions disclosed herein relate to a rectifier circuit and a switching power supply using the same.

図１５は、スイッチング電源の従来例を示す図である。本従来例のスイッチング電源１００において、ハーフブリッジ駆動回路１２０から出力されるパルス電圧がコイル１５０を介してトランス１１０の一次巻線Ｌ１に印加されると、トランス１１０の二次巻線Ｌ２ａにパルス状の誘起電圧が生じる。このとき、整流回路１３０では、ダイオードＤ１１により整流された電流がコンデンサＣ１１に蓄積される。 FIG. 15 is a diagram showing a conventional example of a switching power supply. In the switching power supply 100 of this conventional example, when the pulse voltage output from the half-bridge drive circuit 120 is applied to the primary winding L1 of the transformer 110 via the coil 150, it is pulsed to the secondary winding L2a of the transformer 110. Induced voltage is generated. At this time, in the rectifier circuit 130, the current rectified by the diode D11 is accumulated in the capacitor C11.

一方、ハーフブリッジ駆動回路１２０から上記と逆位相のパルス電圧が出力されると、二次巻線Ｌ２ｂに上記と逆位相の誘起電圧が生じる。このとき、整流回路１３０では、ダイオードＤ１２により整流された電流がコンデンサＣ１１に蓄積される。 On the other hand, when a pulse voltage having a phase opposite to the above is output from the half-bridge drive circuit 120, an induced voltage having a phase opposite to the above is generated in the secondary winding L2b. At this time, in the rectifier circuit 130, the current rectified by the diode D12 is accumulated in the capacitor C11.

上記一連の動作を繰り返すことにより、整流回路１３０では、二次巻線Ｌ２ａ及びＬ２ｂそれぞれに生じる誘起パルス電圧を全波整流（双方向整流）することができる。 By repeating the above series of operations, the rectifier circuit 130 can perform full-wave rectification (bidirectional rectification) of the induced pulse voltage generated in each of the secondary windings L2a and L2b.

なお、上記に関連する従来技術の一例としては、特許文献１及び特許文献２を挙げることができる。 In addition, as an example of the prior art related to the above, Patent Document 1 and Patent Document 2 can be mentioned.

特開２０１９−９９８９号公報JP-A-2019-99989 特許第５００７９６６号明細書Japanese Patent No. 5009466

ところで、上記従来の整流回路１３０は、その全波整流動作を実現するために、互いに巻き方向の異なる二次巻線Ｌ２ａ及びＬ２ｂを備えたトランス１１０（＝センタータップ付きトランス）を必要とする。 By the way, in order to realize the full-wave rectification operation, the conventional rectifier circuit 130 requires a transformer 110 (= transformer with a center tap) provided with secondary windings L2a and L2b having different winding directions.

しかしながら、二次巻線Ｌ２ａ及びＬ２ｂのうち、一方が整流動作を行っているときには、他方が整流動作に何ら寄与していない状態となるので、トランス１１０の巻線利用率が低く、トランス１１０の大型化（延いては、結合度の低下に伴う発熱の増大）を招くという課題があった。 However, when one of the secondary windings L2a and L2b is performing the rectification operation, the other is in a state of not contributing to the rectification operation at all, so that the winding utilization rate of the transformer 110 is low and the transformer 110 There has been a problem of causing an increase in size (in turn, an increase in heat generation due to a decrease in the degree of coupling).

本明細書中に開示されている発明は、本願の発明者らにより見出された上記の課題に鑑み、トランスの巻線利用率を高めることのできる整流回路及びこれを用いたスイッチング電源を提供することを目的とする。 In view of the above problems found by the inventors of the present application, the invention disclosed in the present specification provides a rectifier circuit capable of increasing the winding utilization rate of a transformer and a switching power supply using the same. The purpose is to do.

例えば、本明細書中に開示されている整流回路は、トランスの二次巻線に生じる正極性の誘起電圧を整流する第１整流部と、前記二次巻線に生じる負極性の誘起電圧を整流する第２整流部と、前記第１整流部と前記第２整流部との間に接続されたインダクタンス部とを有する構成（第１の構成）とされている。 For example, the rectifying circuit disclosed in the present specification has a first rectifying unit that rectifies a positive induced voltage generated in a secondary winding of a transformer and a negative induced voltage generated in the secondary winding. It has a configuration (first configuration) having a second rectifying unit for rectifying and an inductance unit connected between the first rectifying unit and the second rectifying unit.

第１の構成から成る整流回路において、前記インダクタンス部は、前記トランスの一次巻線と結合された補助巻線を含む構成（第２の構成）にするとよい。 In the rectifier circuit having the first configuration, the inductance portion may have a configuration (second configuration) including an auxiliary winding coupled with the primary winding of the transformer.

第２の構成から成る整流回路において、前記一次巻線と前記補助巻線との結合度は、前記一次巻線と前記二次巻線との結合度よりも小さい構成（第３の構成）にするとよい。 In the rectifier circuit having the second configuration, the degree of coupling between the primary winding and the auxiliary winding is smaller than the degree of coupling between the primary winding and the secondary winding (third configuration). It is good to do.

第２又は第３の構成から成る整流回路において、前記インダクタンス部は、前記補助巻線に流れる短絡電流を制限する接続コイルを更に含む構成（第４の構成）にするとよい。 In the rectifier circuit having the second or third configuration, the inductance portion may have a configuration (fourth configuration) further including a connection coil that limits the short-circuit current flowing through the auxiliary winding.

第４の構成から成る整流回路において、前記接続コイルは、中点タップが出力電圧の出力端に接続されたバランスコイルである構成（第５の構成）にするとよい。 In the rectifier circuit having the fourth configuration, the connection coil may have a configuration (fifth configuration) in which the midpoint tap is a balance coil connected to the output end of the output voltage.

また、第１の構成から成る整流回路において、前記インダクタンス部は、前記トランスの一次巻線と結合されていない接続コイルを含む構成（第６の構成）にしてもよい。 Further, in the rectifier circuit having the first configuration, the inductance portion may have a configuration (sixth configuration) including a connection coil that is not coupled to the primary winding of the transformer.

第１〜第６いずれかの構成から成る整流回路において、前記第１整流部は、第１端が前記二次巻線の第１端に接続されて第２端が前記インダクタンス部の第１端に接続された第１整流素子と、第１端が前記インダクタンス部の第１端に接続されて第２端が前記二次巻線の第２端に接続された第１コンデンサと、を含み、前記第２整流部は、第１端が前記二次巻線の第２端に接続されて第２端が前記インダクタンス部の第２端に接続された第２整流素子と、第１端が前記インダクタンス部の第２端に接続されて第２端が前記二次巻線の第１端に接続された第２コンデンサと、を含む構成（第７の構成）にするとよい。 In the rectifier circuit having any of the first to sixth configurations, the first end of the first rectifier unit is connected to the first end of the secondary winding, and the second end is the first end of the inductance unit. A first rectifying element connected to the above, and a first capacitor having a first end connected to the first end of the inductance portion and a second end connected to the second end of the secondary winding. The second rectifying unit includes a second rectifying element whose first end is connected to the second end of the secondary winding and whose second end is connected to the second end of the inductance unit, and the first end is said. It is preferable to have a configuration (seventh configuration) including a second capacitor connected to the second end of the inductance portion and the second end connected to the first end of the secondary winding.

第７の構成から成る整流回路は、前記二次巻線と前記第１整流部及び前記第２整流部との間に直列接続された第３コンデンサをさらに有する構成（第８の構成）にするとよい。 The rectifier circuit having the seventh configuration is configured to further include a third capacitor connected in series between the secondary winding, the first rectifier unit, and the second rectifier unit (eighth configuration). Good.

また、第４の構成から成る整流回路において、前記第１整流部は、第１端が前記二次巻線の第１端に接続された第１整流素子と、第１端が前記第１整流素子の第２端に接続されて第２端が前記二次巻線の第２端に接続された第１コンデンサと、を含み、前記第２整流部は、第１端が前記二次巻線の第２端に接続された第２整流素子と、第１端が前記第２整流素子の第２端に接続されて第２端が前記二次巻線の第１端に接続された第２コンデンサと、を含み、前記接続コイルの第１端は、前記第１整流素子の第２端及び前記第１コンデンサの第１端に接続されており、前記接続コイルの第２端は、前記補助巻線の第１端に接続されており、前記補助巻線の第２端は、前記第２整流素子の第２端及び前記第２コンデンサの第１端に接続されている構成（第９の構成）にしてもよい。 Further, in the rectifying circuit having the fourth configuration, the first rectifying unit has a first rectifying element whose first end is connected to the first end of the secondary winding and the first rectifying unit whose first end is the first rectifying element. The second rectifying unit includes a first capacitor connected to the second end of the element and the second end connected to the second end of the secondary winding, and the first end of the second rectifying unit is the secondary winding. A second rectifying element connected to the second end of the coil, and a second end connected to the second end of the second rectifying element and the second end connected to the first end of the secondary winding. The first end of the connecting coil including the capacitor is connected to the second end of the first rectifying element and the first end of the first capacitor, and the second end of the connecting coil is the auxiliary. The configuration is connected to the first end of the winding, and the second end of the auxiliary winding is connected to the second end of the second rectifying element and the first end of the second capacitor (9th). Configuration) may be used.

また、第５の構成から成る整流回路において、前記第１整流部は、第１端が前記二次巻線の第１端に接続された第１整流素子と、第１端が前記第１整流素子の第２端に接続されて第２端が前記二次巻線の第２端に接続された第１コンデンサと、を含み、前記第２整流部は、第１端が前記二次巻線の第２端に接続された第２整流素子と、第１端が前記第２整流素子の第２端に接続されて第２端が前記二次巻線の第１端に接続された第２コンデンサと、を含み、前記バランスコイルの第１端は、前記第１整流素子の第２端及び前記第１コンデンサの第１端に接続されており、前記バランスコイルの第２端は、前記補助巻線の第１端に接続されており、前記補助巻線の第２端は、前記第２整流素子の第２端及び前記第２コンデンサの第１端に接続されており、前記バランスコイルの前記中点タップは、出力平滑コンデンサの第１端と共に前記出力電圧の出力端に接続されており、前記二次巻線の第２端は、前記出力平滑コンデンサの第２端に接続されている構成（第１０の構成）にしてもよい。 Further, in the rectifying circuit having the fifth configuration, the first rectifying unit has a first rectifying element whose first end is connected to the first end of the secondary winding and the first rectifying unit whose first end is the first rectifying element. The second rectifying unit includes a first capacitor connected to the second end of the element and the second end connected to the second end of the secondary winding, and the first end of the second rectifying unit is the secondary winding. A second rectifying element connected to the second end of the coil, and a second end connected to the second end of the second rectifying element and the second end connected to the first end of the secondary winding. The balance coil includes a capacitor, the first end of the balance coil is connected to the second end of the first rectifying element and the first end of the first capacitor, and the second end of the balance coil is the auxiliary. It is connected to the first end of the winding, and the second end of the auxiliary winding is connected to the second end of the second rectifying element and the first end of the second capacitor of the balance coil. The midpoint tap is connected to the output end of the output voltage together with the first end of the output smoothing capacitor, and the second end of the secondary winding is connected to the second end of the output smoothing capacitor. It may have a configuration (tenth configuration).

また、例えば、本明細書中に開示されている整流回路は、トランスの二次巻線の両端間に逆向きで直列接続された一対の整流素子と、前記一対の整流素子に並列接続されたバランスコイルと、前記バランスコイルの中点タップに接続された整流コイルと、を有する構成（第１１の構成）とされている。 Further, for example, the rectifier circuit disclosed in the present specification is connected in parallel to a pair of rectifier elements connected in series in opposite directions between both ends of the secondary winding of the transformer and the pair of rectifier elements. It has a configuration (11th configuration) including a balance coil and a rectifying coil connected to the midpoint tap of the balance coil.

第１１の構成から成る整流回路は、前記二次巻線と前記バランスコイルで形成される閉回路を直流的に遮断するコンデンサをさらに有する構成（第１２の構成）にするとよい。 The rectifier circuit having the eleventh configuration may have a configuration (12th configuration) further including a capacitor that cuts off the closed circuit formed by the secondary winding and the balance coil in a direct current manner.

また、例えば、本明細書中に開示されているスイッチング電源は、トランスと、前記トランスの一次巻線をスイッチング駆動する駆動回路と、上記第１〜第１２いずれかの構成から成り前記トランスの二次巻線に接続される整流回路とを有する構成（第１３の構成）とされている。 Further, for example, the switching power supply disclosed in the present specification comprises a transformer, a drive circuit for switching and driving the primary winding of the transformer, and the transformer having any of the first to twelfth configurations. It is configured to have a rectifier circuit connected to the next winding (13th configuration).

本明細書中に開示されている発明によれば、トランスの巻線利用率を高めることのできる整流回路及びこれを用いたスイッチング電源を提供することが可能となる。 According to the invention disclosed in the present specification, it is possible to provide a rectifier circuit capable of increasing the winding utilization rate of a transformer and a switching power supply using the rectifier circuit.

スイッチング電源の第１実施形態を示す図The figure which shows the 1st Embodiment of a switching power supply. スイッチング電源の第２実施形態を示す図The figure which shows the 2nd Embodiment of a switching power supply. スイッチング電源の第３実施形態を示す図The figure which shows the 3rd Embodiment of a switching power supply. スイッチング電源の第４実施形態を示す図The figure which shows the 4th Embodiment of a switching power supply. スイッチング電源の第５実施形態を示す図The figure which shows the 5th Embodiment of a switching power supply. スイッチング電源の第６実施形態を示す図The figure which shows the 6th Embodiment of a switching power supply. スイッチング電源の第７実施形態を示す図The figure which shows the 7th Embodiment of a switching power supply. スイッチング電源の第８実施形態を示す図The figure which shows the 8th Embodiment of a switching power supply. スイッチング電源の第９実施形態を示す図The figure which shows the 9th Embodiment of a switching power supply. スイッチング電源の第１０実施形態を示す図The figure which shows the tenth embodiment of a switching power supply. スイッチング電源の第１１実施形態を示す図The figure which shows the eleventh embodiment of the switching power supply. スイッチング電源の第１２実施形態を示す図The figure which shows the twelfth embodiment of the switching power supply. スイッチング電源の第１３実施形態を示す図The figure which shows the thirteenth embodiment of a switching power supply. スイッチング電源の第１４実施形態を示す図The figure which shows the 14th Embodiment of a switching power supply. スイッチング電源の従来例を示す図The figure which shows the conventional example of a switching power supply

＜第１実施形態＞
図１は、スイッチング電源の第１実施形態を示す図である。第１実施形態のスイッチング電源１は、一次回路系と二次回路系との間を電気的に絶縁しつつ、直流電源Ｅ１から供給される入力電圧Ｖｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔに変換して負荷Ｚに供給する絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータであり、トランス１０と、ハーフブリッジ駆動回路２０と、整流回路３０と、制御回路４０と、コイル５０と、コンデンサ６１及び６２と、を有する。 <First Embodiment>
FIG. 1 is a diagram showing a first embodiment of a switching power supply. The switching power supply 1 of the first embodiment electrically insulates between the primary circuit system and the secondary circuit system, converts the input voltage Vin supplied from the DC power supply E1 into the output voltage Vout, and turns it into a load Z. It is an isolated DC / DC converter to be supplied, and has a transformer 10, a half-bridge drive circuit 20, a rectifier circuit 30, a control circuit 40, a coil 50, and capacitors 61 and 62.

トランス１０は、一次回路系に設けられた一次巻線Ｌ１と、二次回路系に設けられて一次巻線Ｌ１に磁気結合された二次巻線Ｌ２と、を含む。 The transformer 10 includes a primary winding L1 provided in the primary circuit system and a secondary winding L2 provided in the secondary circuit system and magnetically coupled to the primary winding L1.

ハーフブリッジ駆動回路２０は、直流電源Ｅ１の正極端（＝入力電圧Ｖｉｎの印加端）と負極端（＝一次回路系のグラウンド）との間に直列接続された上側スイッチ及び下側スイッチ（いずれも不図示）を含み、制御回路４０からの指示に応じてトランス１０の一次巻線Ｌ１をスイッチング駆動する。 The half-bridge drive circuit 20 has an upper switch and a lower switch (both) connected in series between the positive end (= the end where the input voltage Vin is applied) and the negative end (= the ground of the primary circuit system) of the DC power supply E1. (Not shown) is included, and the primary winding L1 of the transformer 10 is switched and driven in response to an instruction from the control circuit 40.

整流回路３０は、第１整流部３１及び第２整流部３２とインダクタンス部３３を含み、トランス１０の二次巻線Ｌ２に生じる誘起電圧を全波整流することにより、出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。 The rectifier circuit 30 includes a first rectifier unit 31, a second rectifier unit 32, and an inductance unit 33, and generates an output voltage Vout by full-wave rectifying the induced voltage generated in the secondary winding L2 of the transformer 10.

第１整流部３１は、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１を含み、トランス１０の二次巻線Ｌ２に生じる正極性の誘起電圧を整流する。ダイオードＤ１のアノードは、二次巻線Ｌ２の第１端（＝巻始端）に接続されている。ダイオードＤ１のカソードとコンデンサＣ１の第１端は、いずれも出力電圧Ｖｏｕｔの出力端（＝負荷Ｚの高電位端）とインダクタンス部３３の第１端（＝補助巻線Ｌ３の巻終端）に接続されている。コンデンサＣ１の第２端は、二次巻線Ｌ２の第２端(＝巻終端）と負荷Ｚの低電位端に接続されている。 The first rectifying unit 31 includes the diode D1 and the capacitor C1 and rectifies the positive electrode induced voltage generated in the secondary winding L2 of the transformer 10. The anode of the diode D1 is connected to the first end (= winding start end) of the secondary winding L2. Both the cathode of the diode D1 and the first end of the capacitor C1 are connected to the output end of the output voltage Vout (= high potential end of the load Z) and the first end of the inductance portion 33 (= the winding end of the auxiliary winding L3). Has been done. The second end of the capacitor C1 is connected to the second end (= winding end) of the secondary winding L2 and the low potential end of the load Z.

第２整流部３２は、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２を含み、トランス１０の二次巻線Ｌ２に生じる負極性の誘起電圧を整流する。ダイオードＤ２のアノードは、二次巻線Ｌ２の第２端（＝巻終端）と負荷Ｚの低電位端に接続されている。ダイオードＤ２のカソードとコンデンサＣ２の第１端は、いずれもインダクタンス部３３の第２端（＝補助巻線Ｌ３の巻始端）に接続されている。コンデンサＣ２の第２端は、二次巻線Ｌ２の第１端（＝巻始端）に接続されている。 The second rectifying unit 32 includes the diode D2 and the capacitor C2, and rectifies the negative electrode induced voltage generated in the secondary winding L2 of the transformer 10. The anode of the diode D2 is connected to the second end (= winding end) of the secondary winding L2 and the low potential end of the load Z. Both the cathode of the diode D2 and the first end of the capacitor C2 are connected to the second end of the inductance portion 33 (= the winding start end of the auxiliary winding L3). The second end of the capacitor C2 is connected to the first end (= winding start end) of the secondary winding L2.

なお、ダイオードＤ１及びＤ２は、それぞれ、制御回路４０によりハーフブリッジ駆動回路２０と同期してオン／オフされる同期整流回路（例えば、ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチ素子）、若しくは、それぞれの両端間電圧又はそれぞれに流れる電流を検出してオン／オフされるスイッチ素子に置き換えてもよい。 The diodes D1 and D2 are each turned on / off in synchronization with the half-bridge drive circuit 20 by the control circuit 40 (for example, a switch element such as a MOSFET), or the voltage between both ends of each, or each of them. It may be replaced with a switch element which is turned on / off by detecting the current flowing through the circuit.

インダクタンス部３３は、補助巻線Ｌ３を含む。補助巻線Ｌ３は、第１整流部３１（＝ダイオードＤ１及びコンデンサＣ１相互間の接続ノード）と、第２整流部３２（＝ダイオードＤ２及びコンデンサＣ２相互間の接続ノード）との間に接続されており、トランス１０の一次巻線Ｌ１と磁気結合されている。また、補助巻線Ｌ３は、自身の誘起電圧が二次巻線Ｌ２の誘起電圧と等しくなるように巻かれている。ただし、一次巻線Ｌ１と補助巻線Ｌ３との結合度は、一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２との結合度よりも小さい。 The inductance portion 33 includes an auxiliary winding L3. The auxiliary winding L3 is connected between the first rectifying unit 31 (= connection node between the diode D1 and the capacitor C1) and the second rectifying unit 32 (= connection node between the diode D2 and the capacitor C2). It is magnetically coupled to the primary winding L1 of the transformer 10. Further, the auxiliary winding L3 is wound so that its own induced voltage becomes equal to the induced voltage of the secondary winding L2. However, the degree of coupling between the primary winding L1 and the auxiliary winding L3 is smaller than the degree of coupling between the primary winding L1 and the secondary winding L2.

制御回路４０は、例えば、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の目標値と一致するようにハーフブリッジ駆動回路２０を制御する機能（＝出力帰還制御機能）を備えている。このような機能を具備することにより、負荷Ｚに対して一定の出力電圧Ｖｏｕｔを安定供給することが可能となる。 The control circuit 40 has, for example, a function (= output feedback control function) of controlling the half-bridge drive circuit 20 so that the output voltage Vout matches a desired target value. By providing such a function, it is possible to stably supply a constant output voltage Vout to the load Z.

コイル５０は、ハーフブリッジ駆動回路２０の出力端（＝上側スイッチ及び下側スイッチ相互間の接続ノード）と一次巻線Ｌ１の第１端との間に接続されており、共振コイルとして機能する。 The coil 50 is connected between the output end (= connection node between the upper switch and the lower switch) of the half-bridge drive circuit 20 and the first end of the primary winding L1 and functions as a resonance coil.

コンデンサ６１は、直流電源Ｅ１に並列接続されており、入力電圧Ｖｉｎのノイズ成分を除去する入力フィルタコンデンサとして機能する。 The capacitor 61 is connected in parallel to the DC power supply E1 and functions as an input filter capacitor that removes a noise component of the input voltage Vin.

コンデンサ６２は、一次巻線Ｌ１の第２端と直流電源Ｅ１の負極端（＝一次回路系のグラウンド）との間に接続されており、共振コンデンサとして機能する。 The capacitor 62 is connected between the second end of the primary winding L1 and the negative end (= ground of the primary circuit system) of the DC power supply E1 and functions as a resonance capacitor.

なお、本図では明示されていないが、スイッチング電源１は、起動時にコンデンサＣ１及びＣ２を予備充電する起動回路を有するとよい。 Although not specified in this figure, the switching power supply 1 may have a start-up circuit for precharging the capacitors C1 and C2 at the time of start-up.

次に、スイッチング電源１の動作について説明する。直流電源Ｅ１が投入されると、コンデンサ６１及びハーフブリッジ駆動回路２０に入力電圧Ｖｉｎが印加される。ハーフブリッジ駆動回路２０からコイル５０を介してトランス１０の一次巻線Ｌ１にパルス電圧が印加されると、二次巻線Ｌ２にもパルス状の誘起電圧が生成される。 Next, the operation of the switching power supply 1 will be described. When the DC power supply E1 is turned on, the input voltage Vin is applied to the capacitor 61 and the half-bridge drive circuit 20. When a pulse voltage is applied from the half-bridge drive circuit 20 to the primary winding L1 of the transformer 10 via the coil 50, a pulsed induced voltage is also generated in the secondary winding L2.

例えば、二次巻線Ｌ２に正極性の誘起電圧が生じると、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１に電荷が蓄積される。一方、二次巻線Ｌ２の負極性の誘起電圧が生じると、ダイオードＤ２を介してコンデンサＣ１に電荷が蓄積される。 For example, when a positive electrode induced voltage is generated in the secondary winding L2, an electric charge is accumulated in the capacitor C1 via the diode D1. On the other hand, when the negative electrode induced voltage of the secondary winding L2 is generated, the electric charge is accumulated in the capacitor C1 via the diode D2.

上記一連の動作を繰り返すことにより、整流回路３０では、二次巻線Ｌ２に生じるパルス状の誘起電圧を全波整流（双方向整流）することができる。 By repeating the above series of operations, the rectifier circuit 30 can perform full-wave rectification (bidirectional rectification) of the pulsed induced voltage generated in the secondary winding L2.

また、補助巻線Ｌ３には、二次巻線Ｌ２と同一（またはほぼ同一）の誘起電圧が発生する。従って、補助巻線Ｌ３を介して接続されたコンデンサＣ１及びＣ２は、いずれも同電位に充電される。すなわち、コンデンサＣ１及びＣ２のうち、一方の第１端にパルス状の誘起電圧が生じると、他方の第１端にも同波形の誘起電圧が生じる。従って、基本的には補助巻線Ｌ３に短絡パルス電流が流れることはない。 Further, an induced voltage that is the same as (or substantially the same as) that of the secondary winding L2 is generated in the auxiliary winding L3. Therefore, the capacitors C1 and C2 connected via the auxiliary winding L3 are both charged to the same potential. That is, when a pulsed induced voltage is generated at one of the first ends of the capacitors C1 and C2, an induced voltage having the same waveform is generated at the other first end. Therefore, basically, the short-circuit pulse current does not flow in the auxiliary winding L3.

また、補助巻線Ｌ３は、二次巻線Ｌ２よりも一次巻線Ｌ１との結合度が小さく、二次巻線Ｌ２に流れる二次電流と比べて小さい電流（例えばＲＭＳ値１／２以下）しか流れないので、二次巻線Ｌ２よりも断面積を小さく（線径を細く）しておけばよい。これにより、トランス１０の不要な大型化を招かずに済む。 Further, the auxiliary winding L3 has a smaller degree of coupling with the primary winding L1 than the secondary winding L2, and is smaller than the secondary current flowing through the secondary winding L2 (for example, RMS value 1/2 or less). Since only the current flows, the cross-sectional area should be smaller (the wire diameter should be smaller) than that of the secondary winding L2. As a result, it is not necessary to increase the size of the transformer 10 unnecessarily.

上記構成から成る整流回路３０であれば、センタータップ付きトランスを要することなく、二次巻線Ｌ２に流れる電流の方向とは何ら無関係に、正負双方の誘起電圧を全波整流することができる。同じ太さの二次巻線を２本巻く必要のあるセンタータップ付きトランスと異なり、整流回路３０に接続されるトランス１０であれば、二次巻線Ｌ２を１本巻けば足りるので、トランス１０の巻線利用率を高めることが可能となる。従って、トランス１０の大型化（延いては結合度の低下）を招くことなく、二次巻線Ｌ２の断面積を大きく（線径を太く）することができるので、トランス１０の発熱（＝√２ＲＩ^２、ただし、Ｒは二次巻線Ｌ２の抵抗値、Ｉは二次電流の電流値）を抑制することが可能となる。 The rectifier circuit 30 having the above configuration can perform full-wave rectification of both positive and negative induced voltages regardless of the direction of the current flowing through the secondary winding L2 without requiring a transformer with a center tap. Unlike a transformer with a center tap that requires two secondary windings of the same thickness to be wound, if the transformer 10 is connected to the rectifier circuit 30, it is sufficient to wind one secondary winding L2, so the transformer 10 It is possible to increase the winding utilization rate of. Therefore, the cross-sectional area of the secondary winding L2 can be increased (the wire diameter is increased) without increasing the size of the transformer 10 (and thus the degree of coupling is decreased), so that the transformer 10 generates heat (= √). 2RI ² , where R is the resistance value of the secondary winding L2 and I is the current value of the secondary current) can be suppressed.

また、補助巻線Ｌ３を介してサージ成分を逃がすこともできるので、ダイオードＤ１及びＤ２それぞれの耐圧を必要最小限に設計することも可能となる。 Further, since the surge component can be released through the auxiliary winding L3, it is possible to design the withstand voltage of each of the diodes D1 and D2 to the minimum necessary.

＜第２実施形態＞
図２は、スイッチング電源の第２実施形態を示す図である。第２実施形態のスイッチング電源１は、第１実施形態（図１）を基本としつつ、インダクタンス部３３の構成に変更が加えられている。 <Second Embodiment>
FIG. 2 is a diagram showing a second embodiment of a switching power supply. The switching power supply 1 of the second embodiment is based on the first embodiment (FIG. 1), but the configuration of the inductance portion 33 has been changed.

より具体的に述べると、インダクタンス部３３は、補助巻線Ｌ３に流れる短絡パルス電流を制限する接続コイルＬ４をさらに含む。 More specifically, the inductance portion 33 further includes a connection coil L4 that limits the short-circuit pulse current flowing through the auxiliary winding L3.

なお、本図では、第２整流部３２（＝ダイオードＤ２及びコンデンサＣ２相互間の接続ノード）と補助巻線Ｌ３の第２端との間に接続コイルＬ４を接続したが、接続コイルＬ４の接続位置については、何らこれに限定されるものではなく、第１整流部３１（＝ダイオードＤ１及びコンデンサＣ１相互間の接続ノード）と補助巻線Ｌ３の第１端との間に接続コイルＬ４を接続してもよい。 In this figure, the connection coil L4 is connected between the second rectifying unit 32 (= the connection node between the diode D2 and the capacitor C2) and the second end of the auxiliary winding L3, but the connection coil L4 is connected. The position is not limited to this, and the connection coil L4 is connected between the first rectifying unit 31 (= connection node between the diode D1 and the capacitor C1) and the first end of the auxiliary winding L3. You may.

本実施形態によれば、二次巻線Ｌ２及び補助巻線Ｌ３それぞれに生じる誘起電圧が異なっていても、その電圧差に起因する短絡パルス電流を制限して、トランス１０の発熱を抑制することが可能となる。 According to the present embodiment, even if the induced voltages generated in the secondary winding L2 and the auxiliary winding L3 are different, the short-circuit pulse current due to the voltage difference is limited to suppress the heat generation of the transformer 10. Is possible.

＜第３実施形態＞
図３は、スイッチング電源の第３実施形態を示す図である。第３実施形態のスイッチング電源１は、第２実施形態（図２）を基本としつつ、インダクタンス部３３の構成に変更が加えられている。 <Third Embodiment>
FIG. 3 is a diagram showing a third embodiment of a switching power supply. The switching power supply 1 of the third embodiment is based on the second embodiment (FIG. 2), and the configuration of the inductance portion 33 has been changed.

より具体的に述べると、インダクタンス部３３は、先出の接続コイルＬ４として、その中点タップが出力電圧Ｖｏｕｔの出力端に接続されたバランスコイルＬ５を含む。また、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ１相互間の接続ノードは、出力電圧Ｖｏｕｔの出力端から切り離されている。さらに、負荷Ｚには、コンデンサ６３が並列接続されている。 More specifically, the inductance unit 33 includes the balance coil L5 whose midpoint tap is connected to the output end of the output voltage Vout as the connection coil L4 mentioned above. Further, the connection node between the diode D1 and the capacitor C1 is separated from the output end of the output voltage Vout. Further, a capacitor 63 is connected in parallel to the load Z.

本実施形態によれば、出力帰還制御の安定性を高めることが可能となる。 According to this embodiment, it is possible to improve the stability of the output feedback control.

＜第４実施形態＞
図４は、スイッチング電源の第４実施形態を示す図である。第４実施形態のスイッチング電源１は、第３実施形態（図３）を基本としつつ、整流回路３０の構成に変更が加えられている。 <Fourth Embodiment>
FIG. 4 is a diagram showing a fourth embodiment of a switching power supply. The switching power supply 1 of the fourth embodiment is based on the third embodiment (FIG. 3), and the configuration of the rectifier circuit 30 has been changed.

より具体的に述べると、整流回路３０は、二次巻線Ｌ２の第１端（＝巻始端）と、第１整流部３１及び第２整流部３２（＝ダイオードＤ１及びコンデンサＣ２相互間の接続ノード）との間に接続されたコンデンサ３４をさらに有する。 More specifically, in the rectifier circuit 30, the connection between the first end (= winding start end) of the secondary winding L2 and the first rectifying unit 31 and the second rectifying unit 32 (= diode D1 and capacitor C2). It further has a capacitor 34 connected to the node).

本実施形態によれば、二次巻線Ｌ２に生じる正負双方の誘起電圧がばらついていても、そのばらつきをキャンセルして、第１整流部３１及び第２整流部３２それぞれに流れる二次電流を一致させることが可能となる。 According to the present embodiment, even if both the positive and negative induced voltages generated in the secondary winding L2 vary, the variation is canceled and the secondary current flowing through each of the first rectifying section 31 and the second rectifying section 32 is generated. It is possible to match.

なお、本図では、第３実施形態（図３）を基本としたが、第１実施形態（図１）または第２実施形態（図２）を基本としてもよい。 In this figure, the third embodiment (FIG. 3) is the basis, but the first embodiment (FIG. 1) or the second embodiment (FIG. 2) may be the basis.

＜第５実施形態＞
図５は、スイッチング電源の第５実施形態を示す図である。第５実施形態のスイッチング電源１は、第３実施形態（図３）を基本としつつ、整流回路３０の構成に変更が加えられている。 <Fifth Embodiment>
FIG. 5 is a diagram showing a fifth embodiment of a switching power supply. The switching power supply 1 of the fifth embodiment is based on the third embodiment (FIG. 3), and the configuration of the rectifier circuit 30 has been changed.

より具体的に述べると、整流回路３０は、二次巻線Ｌ２の第２端（＝巻終端）と、第１整流部３１及び第２整流部３２（＝ダイオードＤ２及びコンデンサＣ１相互間の接続ノード）との間に接続されたコンデンサ３５をさらに有する。 More specifically, the rectifier circuit 30 connects the second end (= winding end) of the secondary winding L2 with the first rectifying unit 31 and the second rectifying unit 32 (= diode D2 and capacitor C1). It further has a capacitor 35 connected to the node).

本実施形態によれば、先出の第４実施形態（図４）と同じく、二次巻線Ｌ２に生じる正負双方の誘起電圧がばらついていても、そのばらつきをキャンセルして、第１整流部３１及び第２整流部３２それぞれに流れる二次電流を一致させることが可能となる。 According to the present embodiment, as in the fourth embodiment (FIG. 4) described above, even if both positive and negative induced voltages generated in the secondary winding L2 vary, the variation is canceled and the first rectifying unit is used. It is possible to match the secondary currents flowing through the 31 and the second rectifying unit 32, respectively.

＜第６実施形態＞
図６は、スイッチング電源の第６実施形態を示す図である。第６実施形態のスイッチング電源１は、第３実施形態（図３）を基本としつつ、直流電源Ｅ１に代えて交流電源Ｅ２が接続されている。 <Sixth Embodiment>
FIG. 6 is a diagram showing a sixth embodiment of a switching power supply. The switching power supply 1 of the sixth embodiment is based on the third embodiment (FIG. 3), and an AC power supply E2 is connected instead of the DC power supply E1.

すなわち、スイッチング電源１は、一次回路系と二次回路系との間を電気的に絶縁しつつ、交流電源Ｅ２から供給される入力電圧Ｖｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔに変換して負荷Ｚに供給する絶縁型のＡＣ／ＤＣコンバータとされている。 That is, the switching power supply 1 electrically insulates between the primary circuit system and the secondary circuit system, and converts the input voltage Vin supplied from the AC power supply E2 into the output voltage Vout and supplies it to the load Z. It is said to be a type AC / DC converter.

このように、スイッチング電源１を交流電源Ｅ２でも動作するためには、ハーフブリッジ駆動回路２０を正負双方向の入力電圧Ｖｉｎに対応させればよい。 In this way, in order for the switching power supply 1 to operate with the AC power supply E2, the half-bridge drive circuit 20 may be made to correspond to the input voltage Vin in both positive and negative directions.

なお、本図では、第３実施形態（図３）を基本としたが、第１実施形態（図１）、第２実施形態（図２）、第４実施形態（図４）、並びに、第５実施形態（図５）のいずれを基本としてもよい。 Although this figure is based on the third embodiment (FIG. 3), the first embodiment (FIG. 1), the second embodiment (FIG. 2), the fourth embodiment (FIG. 4), and the first embodiment (FIG. 4). Any of the five embodiments (FIG. 5) may be used as the basis.

＜第７実施形態＞
図７は、スイッチング電源の第７実施形態を示す図である。第７実施形態のスイッチング電源１は、第６実施形態（図６）を基本としつつ、主に一次回路系が変更されている。 <7th Embodiment>
FIG. 7 is a diagram showing a seventh embodiment of a switching power supply. The switching power supply 1 of the seventh embodiment is based on the sixth embodiment (FIG. 6), but the primary circuit system is mainly changed.

より具体的に述べると、スイッチング電源１は、一次回路系の構成要素として、先出のハーフブリッジ駆動回路２０、コイル５０及びコンデンサ６２に代えて、コンデンサ６４と、双方向スイッチ７０と、ドライバ８１及び８２と、電流検出素子９０と、を有する。また、スイッチング電源１の二次回路系には、コンデンサ６５が追加されている。 More specifically, the switching power supply 1 has a capacitor 64, a bidirectional switch 70, and a driver 81 as components of the primary circuit system, instead of the half-bridge drive circuit 20, the coil 50, and the capacitor 62 described above. And 82, and a current detection element 90. Further, a capacitor 65 is added to the secondary circuit system of the switching power supply 1.

なお、上記構成要素のうち、双方向スイッチ７０とドライバ８１及び８２は、トランス１０の一次巻線Ｌ１をスイッチング駆動する駆動回路に相当する。 Among the above components, the bidirectional switch 70 and the drivers 81 and 82 correspond to a drive circuit for switching and driving the primary winding L1 of the transformer 10.

コンデンサ６４は、双方向スイッチ７０に並列接続されており、共振コンデンサとして機能する。 The capacitor 64 is connected in parallel to the bidirectional switch 70 and functions as a resonance capacitor.

双方向スイッチ７０は、交流電源Ｅ２と一次巻線Ｌ１との間において、直列に逆接続されたスイッチ素子７１及び７２を含む。 The bidirectional switch 70 includes switch elements 71 and 72 that are reversely connected in series between the AC power supply E2 and the primary winding L1.

例えば、スイッチ素子７１及び７２がＳｉベースまたはＳｉＣベースのＮＭＯＳＦＥＴ［N-channel type metal oxide semiconductor field effect transistor］である場合、スイッチ素子７１及び７２それぞれのソースＳが共通となり、スイッチ素子７１のドレインＤが交流電源Ｅ２に接続されて、スイッチ素子７２のドレインＤが一次巻線Ｌ１に接続される。なお、スイッチ素子７１及び７２としては、それぞれ、ＧａＮデバイスやＩＧＢＴ［insulated gate bipolar transistor］などを用いても構わない。 For example, when the switch elements 71 and 72 are Si-based or SiC-based NMOSFETs [N-channel type metal oxide semiconductor field effect transistor], the source S of each of the switch elements 71 and 72 is common, and the drain D of the switch element 71 is shared. Is connected to the AC power supply E2, and the drain D of the switch element 72 is connected to the primary winding L1. As the switch elements 71 and 72, a GaN device, an IGBT [insulated gate bipolar transistor], or the like may be used, respectively.

また、スイッチ素子７１及び７２には、それぞれ、内在ダイオード７３及び７４と内在容量７５及び７６を付随している。本図の場合、内在ダイオード７３のカソードと内在容量７５の第１端は、スイッチ素子７１のドレインＤに接続されている。また、内在ダイオード７３のアノードと内在容量７５の第２端は、スイッチ素子７１のソースＳに接続されている。一方、内在ダイオード７４のカソードと内在容量７６の第１端は、スイッチ素子７２のドレインＤに接続されている。また、内在ダイオード７４のアノードと内在容量７６の第２端は、スイッチ素子７２のソースＳに接続されている。 Further, the switch elements 71 and 72 are accompanied by internal diodes 73 and 74 and internal capacitances 75 and 76, respectively. In the case of this figure, the cathode of the internal diode 73 and the first end of the internal capacitance 75 are connected to the drain D of the switch element 71. Further, the anode of the internal diode 73 and the second end of the internal capacitance 75 are connected to the source S of the switch element 71. On the other hand, the cathode of the internal diode 74 and the first end of the internal capacitance 76 are connected to the drain D of the switch element 72. Further, the anode of the internal diode 74 and the second end of the internal capacitance 76 are connected to the source S of the switch element 72.

ドライバ８１及び８２は、それぞれ、制御回路４０からの指示に応じて、スイッチ素子７１及び７２それぞれの駆動信号（ゲート信号）を生成する。 The drivers 81 and 82 generate drive signals (gate signals) for the switch elements 71 and 72, respectively, in response to an instruction from the control circuit 40.

例えば、制御回路４０は、直流出力電圧Ｖｏｕｔが所望の目標値と一致するように双方向スイッチ７０をオン／オフさせる機能（＝出力帰還制御機能）を備えている。このような機能を具備することにより、負荷Ｚに対して一定の出力電圧Ｖｏｕｔを安定供給することが可能となる。なお、出力帰還制御方式については、既存のパルス幅変調方式や臨界方式などを適用すればよい。 For example, the control circuit 40 has a function (= output feedback control function) of turning on / off the bidirectional switch 70 so that the DC output voltage Vout matches a desired target value. By providing such a function, it is possible to stably supply a constant output voltage Vout to the load Z. As the output feedback control method, an existing pulse width modulation method, critical method, or the like may be applied.

また、制御回路４０は、スイッチング電源１の力率を１に近付けるように双方向スイッチ７０をオン／オフさせる機能（＝力率改善機能）を備えている。このような機能を具備することにより、別途の力率改善回路が不必要となるので、１コンバータ形式のスイッチング電源１を実現することが可能となる。 Further, the control circuit 40 has a function (= power factor improving function) of turning on / off the bidirectional switch 70 so that the power factor of the switching power supply 1 approaches 1. By providing such a function, a separate power factor improving circuit is not required, so that a one-converter type switching power supply 1 can be realized.

また、制御回路４０は、電流検出素子９０（例えばセンス抵抗）を用いて取得される電流センス信号（＝一次電流に応じた信号）を監視して一次電流が所定の上限値を超えないように双方向スイッチ７０をオン／オフさせる機能（＝定電流制御機能）を備えている。このような機能を具備することにより、一次回路系に過大な一次電流が流れないので、スイッチング電源１の安全性を高めることが可能となる。 Further, the control circuit 40 monitors the current sense signal (= signal corresponding to the primary current) acquired by using the current detection element 90 (for example, a sense resistor) so that the primary current does not exceed a predetermined upper limit value. It has a function to turn on / off the bidirectional switch 70 (= constant current control function). By providing such a function, an excessive primary current does not flow in the primary circuit system, so that the safety of the switching power supply 1 can be improved.

また、電流検出素子９０を用いた電流帰還制御により、力率改善や過電流保護のほか、高調波電流の制御を行うことも可能となる。 Further, by current feedback control using the current detection element 90, it is possible to control the harmonic current in addition to improving the power factor and protecting the overcurrent.

また、制御回路４０は、双方向スイッチ７０の両端間電圧（延いてはコンデンサ６４の両端間電圧）を監視し、その電圧値が０Ｖとなるタイミングを見計らって双方向スイッチ２０をオンさせる機能（＝ＺＶＳ［zero-volt switching］機能）を備えている。このような機能を具備することにより、双方向スイッチ７０のスイッチング損失を低減することができるので、スイッチング電源１の変換効率を高めることが可能となる。 Further, the control circuit 40 has a function of monitoring the voltage across the bidirectional switch 70 (and the voltage across the capacitor 64) and turning on the bidirectional switch 20 at the timing when the voltage value becomes 0V ( = ZVS [zero-volt switching] function) is provided. By providing such a function, the switching loss of the bidirectional switch 70 can be reduced, so that the conversion efficiency of the switching power supply 1 can be improved.

若しくは、制御回路４０は、スイッチ素子７１及び７２を個別にゼロ電圧スイッチング制御する機能（＝個別ＺＶＳ機能）を備えていてもよい。このような機能を具備することにより、双方向スイッチ７０のスイッチング損失をさらに低減することができるので、双方向スイッチ７０の発熱を抑えるとともに、より一層スイッチング電源１の変換効率を高めることが可能となる。 Alternatively, the control circuit 40 may have a function (= individual ZVS function) of individually controlling the switch elements 71 and 72 by zero voltage switching. By providing such a function, the switching loss of the bidirectional switch 70 can be further reduced, so that the heat generation of the bidirectional switch 70 can be suppressed and the conversion efficiency of the switching power supply 1 can be further improved. Become.

上記構成から成るスイッチング電源１の基本動作について説明する。制御回路４０により双方向スイッチ７０（＝スイッチ素子７１及び７２双方）がオンされると、トランス１０の一次巻線Ｌ１に一次電流が流れてエネルギーが蓄積される。そして、トランス１０に所定のエネルギーが蓄積されると、双方向スイッチ７０がオフされる。 The basic operation of the switching power supply 1 having the above configuration will be described. When the bidirectional switch 70 (= both the switch elements 71 and 72) is turned on by the control circuit 40, a primary current flows through the primary winding L1 of the transformer 10 and energy is stored. Then, when a predetermined energy is stored in the transformer 10, the bidirectional switch 70 is turned off.

例えば、一次巻線Ｌ１及び双方向スイッチ７０相互間の接続ノードに現れるスイッチ電圧Ｖｓｗが正電位である場合には、制御回路４０からドライバ８２を介してスイッチ素子７２がオフされる。このとき、トランス１０に蓄えられたエネルギーは、スイッチ素子７２の内在容量７６、ダイオードＤ１及びＤ２それぞれの内在容量（不図示）、並びに、コンデンサ６４及び６５の充電に供される。また、このとき、二次巻線Ｌ２から出力されるエネルギーは、ダイオードＤ１により整流されてコンデンサＣ１に蓄積され、さらには、バランスコイルＬ５の中点タップを介してコンデンサ６３に出力される。 For example, when the switch voltage Vsw appearing at the connection node between the primary winding L1 and the bidirectional switch 70 is a positive potential, the switch element 72 is turned off from the control circuit 40 via the driver 82. At this time, the energy stored in the transformer 10 is used to charge the internal capacitance 76 of the switch element 72, the internal capacitances of the diodes D1 and D2 (not shown), and the capacitors 64 and 65. At this time, the energy output from the secondary winding L2 is rectified by the diode D1 and stored in the capacitor C1, and further output to the capacitor 63 via the midpoint tap of the balance coil L5.

一方、上記のスイッチ電圧Ｖｓｗが負電位である場合には、制御回路４０からドライバ８１を介してスイッチ素子７１がオフされる。このとき、トランス１０に蓄えられたエネルギーは、スイッチ素子７１の内在容量７５、ダイオードＤ１及びＤ２それぞれの内在容量（不図示）、並びに、コンデンサ６４及び６５の充電に供される。また、このとき、二次巻線Ｌ２から出力されるエネルギーは、ダイオードＤ２により整流されてコンデンサＣ２に蓄積され、さらには、バランスコイルＬ５の中点タップを介してコンデンサ６３に出力される。 On the other hand, when the switch voltage Vsw is a negative potential, the switch element 71 is turned off from the control circuit 40 via the driver 81. At this time, the energy stored in the transformer 10 is used to charge the internal capacitance 75 of the switch element 71, the internal capacitances of the diodes D1 and D2 (not shown), and the capacitors 64 and 65. At this time, the energy output from the secondary winding L2 is rectified by the diode D2, stored in the capacitor C2, and further output to the capacitor 63 via the midpoint tap of the balance coil L5.

なお、コンデンサＣ１及びＣ２は、インダクタンス部３３（＝補助巻線Ｌ３及びバランスコイルＬ５）を介して接続されているが、先にも述べたように、二次巻線Ｌ２及び補助巻線Ｌ３それぞれの誘起電圧が互いに等しくなるように設計されているので、インダクタンス部３３に短絡電流が流れることはない。 The capacitors C1 and C2 are connected via an inductance portion 33 (= auxiliary winding L3 and balance coil L5), but as described above, the secondary winding L2 and the auxiliary winding L3, respectively. Since the induced voltages of the above are designed to be equal to each other, a short-circuit current does not flow through the inductance portion 33.

その後、トランス１０のエネルギーがコンデンサ６３に全て放電されると、双方向スイッチ７０が適切なタイミングで再びオンされて、上記一連の動作が繰り返される。 After that, when all the energy of the transformer 10 is discharged to the capacitor 63, the bidirectional switch 70 is turned on again at an appropriate timing, and the above series of operations are repeated.

このように、これまでに説明してきた整流回路３０は、双方向スイッチ７０を用いて一次巻線Ｌ１を駆動するスイッチング電源１にも適用することが可能である。 As described above, the rectifier circuit 30 described so far can be applied to the switching power supply 1 for driving the primary winding L1 by using the bidirectional switch 70.

＜第８実施形態＞
図８は、スイッチング電源の第８実施形態を示す図である。第８実施形態のスイッチング電源１は、第７実施形態（図７）を基本としつつ、一次巻線Ｌ１の巻数を切り替える切替スイッチＳＷが追加されている。 <8th Embodiment>
FIG. 8 is a diagram showing an eighth embodiment of a switching power supply. The switching power supply 1 of the eighth embodiment is based on the seventh embodiment (FIG. 7), and a changeover switch SW for switching the number of turns of the primary winding L1 is added.

切替スイッチＳＷは、共通ノードが入力電圧Ｖｉｎの印加端に接続されており、第１選択ノードが一次巻線Ｌ１の第１端に接続されており、第２選択ノードが一次巻線Ｌ１の中点タップに接続されている。従って、切替スイッチＳＷは、一次巻線Ｌ１の第１端と中点タップのいずれに入力電圧Ｖｉｎを印加するかを切り替えることができる。 In the changeover switch SW, the common node is connected to the application end of the input voltage Vin, the first selection node is connected to the first end of the primary winding L1, and the second selection node is in the primary winding L1. Connected to a point tap. Therefore, the changeover switch SW can switch whether to apply the input voltage Vin to the first end or the midpoint tap of the primary winding L1.

例えば、比較的高い入力電圧Ｖｉｎ（例えばＶｉｎ＝ＡＣ２２０Ｖ）が入力されるアプリケーションでは、切替スイッチＳＷの共通ノードと第１選択ノードを導通するとよい。このとき、一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２との巻線比は、ｎ１：ｎ２（ただし、ｎ１は一次巻線Ｌ１の第１端から第２端までの巻数、ｎ２は二次巻線Ｌ２の第１端から第２端までの巻数）となる。 For example, in an application in which a relatively high input voltage Vin (for example, Vin = AC220V) is input, it is preferable to conduct the common node of the changeover switch SW and the first selection node. At this time, the winding ratio between the primary winding L1 and the secondary winding L2 is n1: n2 (where n1 is the number of turns from the first end to the second end of the primary winding L1 and n2 is the secondary winding. The number of turns from the first end to the second end of L2).

一方、比較的低い入力電圧Ｖｉｎ（例えばＶｉｎ＝ＡＣ１００Ｖ）が入力されるアプリケーションでは、切替スイッチＳＷの共通ノードと第２選択ノードを導通するとよい。このとき、一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２との巻線比は、ｎ１’：ｎ２（ただし、ｎ１’は一次巻線Ｌ１の中点タップから第２端までの巻数であり、ｎ１＞ｎ１’）となる。 On the other hand, in an application in which a relatively low input voltage Vin (for example, Vin = AC100V) is input, it is preferable to conduct the common node of the changeover switch SW and the second selection node. At this time, the winding ratio between the primary winding L1 and the secondary winding L2 is n1': n2 (where n1'is the number of turns from the midpoint tap of the primary winding L1 to the second end, and n1>. It becomes n1').

このように、入力電圧Ｖｉｎに応じて一次巻線Ｌ１の巻数を切り替えることにより、入力電圧Ｖｉｎが変動しても、双方向スイッチ７０のオン時間（ないしはスイッチング周波数）が変化しにくくなる。 By switching the number of turns of the primary winding L1 according to the input voltage Vin in this way, even if the input voltage Vin fluctuates, the on-time (or switching frequency) of the bidirectional switch 70 is less likely to change.

従って、様々な入力電圧Ｖｉｎへの対応（いわゆるマルチ電源対応）に際して、制御回路４０（＝コントローラＩＣ）の共通化やトランス１０及び周辺部品の小型化を図ることができるので、使い勝手の良いユニバーサル仕様のスイッチング電源１を安価に提供することが可能となる。 Therefore, when supporting various input voltages Vin (so-called multi-power supply support), the control circuit 40 (= controller IC) can be standardized and the transformer 10 and peripheral parts can be miniaturized, so that the universal specifications are easy to use. It is possible to provide the switching power supply 1 of the above at low cost.

また、本実施形態のスイッチング電源１であれば、入力電圧Ｖｉｎが高いほど一次巻線Ｌ１の巻数を増やしてインダクタンスＬを上げることができる。従って、入力電圧Ｖｉｎが高いほど双方向スイッチ７０の両端間電圧に現れる共振波形のＱ値［quality factor］（＝√（Ｌ／Ｃ））が高まるので、ＺＶＳ動作が容易となる。 Further, in the case of the switching power supply 1 of the present embodiment, the higher the input voltage Vin, the more the number of turns of the primary winding L1 can be increased to increase the inductance L. Therefore, the higher the input voltage Vin, the higher the Q value [quality factor] (= √ (L / C)) of the resonance waveform appearing in the voltage between both ends of the bidirectional switch 70, so that the ZVS operation becomes easier.

なお、切替スイッチＳＷとしては、手動スイッチを用いてもよいし、リレーなどの電動スイッチを用いてもよい。前者を採用する場合には、トランス１０自体に切替スイッチＳＷを包含したもの（＝タップ切替器付きトランス）を用いることが望ましい。一方、後者を採用する場合には、入力電圧Ｖｉｎを検出して切替スイッチＳＷを自動的に切り替える構成にすることが望ましい。 As the changeover switch SW, a manual switch may be used, or an electric switch such as a relay may be used. When the former is adopted, it is desirable to use a transformer 10 itself including a changeover switch SW (= a transformer with a tap changer). On the other hand, when the latter is adopted, it is desirable to have a configuration in which the input voltage Vin is detected and the changeover switch SW is automatically switched.

＜第９実施形態＞
図９は、スイッチング電源の第９実施形態を示す図である。第９実施形態のスイッチング電源１は、第１実施形態（図１）を基本としつつ、インダクタンス部３３の構成に変更が加えられている。 <9th embodiment>
FIG. 9 is a diagram showing a ninth embodiment of a switching power supply. The switching power supply 1 of the ninth embodiment is based on the first embodiment (FIG. 1), and the configuration of the inductance portion 33 has been changed.

より具体的に述べると、インダクタンス部２２は、補助巻線Ｌ３に代えて、トランス１０の一次巻線Ｌ１と磁気結合されていない接続コイルＬ６を含む。接続コイルＬ６の第１端は、第１整流部３１（＝ダイオードＤ１及びコンデンサＣ１相互間の接続ノード）に接続されている。接続コイルＬ６の第２端は、第２整流部３２（＝ダイオードＤ２及びコンデンサＣ２相互間の接続ノード）に接続されている。 More specifically, the inductance portion 22 includes a connection coil L6 that is not magnetically coupled to the primary winding L1 of the transformer 10 instead of the auxiliary winding L3. The first end of the connection coil L6 is connected to the first rectifying unit 31 (= connection node between the diode D1 and the capacitor C1). The second end of the connection coil L6 is connected to the second rectifying unit 32 (= connection node between the diode D2 and the capacitor C2).

接続コイルＬ６を介して接続されたコンデンサＣ１及びＣ２は、いずれも同電位に充電される。従って、基本的には接続コイルＬ６に短絡パルス電流が流れることはない。このように、インダクタンス部３３と一次巻線Ｌ１との磁気結合は、必須ではない。 Capacitors C1 and C2 connected via the connection coil L6 are both charged to the same potential. Therefore, basically, the short-circuit pulse current does not flow through the connection coil L6. As described above, the magnetic coupling between the inductance portion 33 and the primary winding L1 is not essential.

＜第１０実施形態＞
図１０は、スイッチング電源の第１０実施形態を示す図である。第１０実施形態のスイッチング電源１は、一次回路系と二次回路系との間を電気的に絶縁しつつ、直流電源Ｅ１から供給される入力電圧Ｖｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔに変換して負荷Ｚに供給する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、トランス１０と、ハーフブリッジ駆動回路２１及び２２と、整流回路３０と、制御回路４０と、コンデンサ６１、６６及び６７と、を有する。 <10th Embodiment>
FIG. 10 is a diagram showing a tenth embodiment of a switching power supply. The switching power supply 1 of the tenth embodiment electrically insulates between the primary circuit system and the secondary circuit system, converts the input voltage Vin supplied from the DC power supply E1 into the output voltage Vout, and turns it into a load Z. It is an isolated DC / DC converter to be supplied, and has a transformer 10, half-bridge drive circuits 21 and 22, a rectifier circuit 30, a control circuit 40, and capacitors 61, 66, and 67.

トランス１０は、一次回路系に設けられた一次巻線Ｌ１と、二次回路系に設けられて一次巻線Ｌ１に磁気結合された二次巻線Ｌ２と、を含む。なお、一次巻線Ｌ１の第１端は、コンデンサ６６を介してハーフブリッジ駆動回路２１の出力端に接続されている。一方、一次巻線Ｌ１の第２端は、ハーフブリッジ駆動回路２２の出力端に接続されている。 The transformer 10 includes a primary winding L1 provided in the primary circuit system and a secondary winding L2 provided in the secondary circuit system and magnetically coupled to the primary winding L1. The first end of the primary winding L1 is connected to the output end of the half-bridge drive circuit 21 via a capacitor 66. On the other hand, the second end of the primary winding L1 is connected to the output end of the half-bridge drive circuit 22.

ハーフブリッジ駆動回路２１及び２２は、それぞれ、直流電源Ｅ１の正極端（＝入力電圧Ｖｉｎの印加端）と負極端（＝一次回路系のグラウンド）との間に直列接続された上側スイッチ及び下側スイッチ（いずれも不図示）を含み、制御回路４０からの指示に応じてトランス１０の一次巻線Ｌ１をスイッチング駆動する。なお、ハーフブリッジ駆動回路２１及び２２を合わせて、一つのフルブリッジ駆動回路として理解することもできる。 The half-bridge drive circuits 21 and 22 are an upper switch and a lower side connected in series between the positive end (= application end of input voltage Vin) and the negative end (= ground of the primary circuit system) of the DC power supply E1, respectively. A switch (all not shown) is included, and the primary winding L1 of the transformer 10 is switched and driven in response to an instruction from the control circuit 40. The half-bridge drive circuits 21 and 22 can be combined and understood as one full-bridge drive circuit.

整流回路３０は、ダイオード３６及び３７と、バランスコイル３８と、整流コイル３９と、を含み、トランス１０の二次巻線Ｌ２に生じる誘起電圧を全波整流することにより、出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。 The rectifier circuit 30 includes diodes 36 and 37, a balance coil 38, and a rectifier coil 39, and generates an output voltage Vout by full-wave rectifying the induced voltage generated in the secondary winding L2 of the transformer 10. ..

ダイオード３６のカソードは、二次巻線Ｌ２の第１端（＝巻始端）に接続されている。ダイオード３７のカソードは、二次巻線Ｌ２の第２端（＝巻終端）に接続されている。ダイオード３６及び３７それぞれのアノードは、いずれも二次回路系のグラウンド（＝負荷Ｚの低電位端）に接続されている。このように接続されたダイオード３６及び３７は、二次巻線Ｌ２の両端間に逆向きで直列接続された一対の整流素子に相当する。 The cathode of the diode 36 is connected to the first end (= winding start end) of the secondary winding L2. The cathode of the diode 37 is connected to the second end (= winding end) of the secondary winding L2. The anodes of the diodes 36 and 37 are both connected to the ground (= low potential end of the load Z) of the secondary circuit system. The diodes 36 and 37 connected in this way correspond to a pair of rectifying elements connected in series in opposite directions between both ends of the secondary winding L2.

バランスコイル３８は、上記一対の整流素子に並列接続されている。より具体的に述べると、バランスコイル３８の第１端（＝巻始端）は、ダイオード３６のカソードに接続されている。バランスコイル３８の第２端（＝巻終端）は、ダイオード３７のカソードに接続されている。 The balance coil 38 is connected in parallel to the pair of rectifying elements. More specifically, the first end (= winding start end) of the balance coil 38 is connected to the cathode of the diode 36. The second end (= winding end) of the balance coil 38 is connected to the cathode of the diode 37.

整流コイル３９の第１端は、バランスコイル３８の中点タップに接続されている。整流コイル３９の第２端は、出力電圧Ｖｏｕｔの出力端に接続されている。 The first end of the rectifying coil 39 is connected to the midpoint tap of the balance coil 38. The second end of the rectifying coil 39 is connected to the output end of the output voltage Vout.

制御回路４０は、例えば、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の目標値と一致するようにハーフブリッジ駆動回路２１及び２２を制御する機能（＝出力帰還制御機能）を備えている。このような機能を具備することにより、負荷Ｚに対して一定の出力電圧Ｖｏｕｔを安定供給することが可能となる。なお、出力帰還制御方式については、既存のパルス幅変調方式、周波数変調方式、位相変調方式などを適用すればよい。 The control circuit 40 includes, for example, a function (= output feedback control function) of controlling the half-bridge drive circuits 21 and 22 so that the output voltage Vout matches a desired target value. By providing such a function, it is possible to stably supply a constant output voltage Vout to the load Z. As the output feedback control method, an existing pulse width modulation method, frequency modulation method, phase modulation method, or the like may be applied.

コンデンサ６６は、ハーフブリッジ駆動回路２１の出力端と一次巻線Ｌ１の第１端との間に接続されており、共振コンデンサとして機能する。ハーフブリッジ駆動回路２１及び２２それぞれの動作周波数に対してコンデンサ６６の容量値が大きい場合には、単にコンデンサと呼ばれることもある。 The capacitor 66 is connected between the output end of the half-bridge drive circuit 21 and the first end of the primary winding L1 and functions as a resonance capacitor. When the capacitance value of the capacitor 66 is large with respect to the operating frequencies of the half-bridge drive circuits 21 and 22, it may be simply called a capacitor.

コンデンサ６７は、負荷Ｚに並列接続されており、出力電圧Ｖｏｕｔを平滑する出力コンデンサとして機能する。 The capacitor 67 is connected in parallel to the load Z and functions as an output capacitor that smoothes the output voltage Vout.

なお、本図では明示されていないが、スイッチング電源１は、起動時にコンデンサ６７を予備充電する起動回路を有するとよい。 Although not explicitly shown in this figure, the switching power supply 1 may have a start-up circuit for precharging the capacitor 67 at the time of start-up.

次に、スイッチング電源１の動作について説明する。直流電源Ｅ１が投入されると、コンデンサ６１及びハーフブリッジ駆動回路２１及び２２に入力電圧Ｖｉｎが印加される。ハーフブリッジ駆動回路２１及び２２を用いてトランス１０の一次巻線Ｌ１にパルス電圧が印加されると、二次巻線Ｌ２にもパルス状の誘起電圧が生成される。 Next, the operation of the switching power supply 1 will be described. When the DC power supply E1 is turned on, the input voltage Vin is applied to the capacitor 61 and the half-bridge drive circuits 21 and 22. When a pulse voltage is applied to the primary winding L1 of the transformer 10 using the half-bridge drive circuits 21 and 22, a pulsed induced voltage is also generated in the secondary winding L2.

例えば、二次巻線Ｌ２に正極性の誘起電圧が生じると、ダイオード３７、バランスコイル３８、及び、整流コイル３９を介してコンデンサ６７に電荷が蓄積される。一方、二次巻線Ｌ２の負極性の誘起電圧が生じると、ダイオード３６、バランスコイル３８、及び、整流コイル３９を介してコンデンサ６７に電荷が蓄積される。 For example, when a positive electrode induced voltage is generated in the secondary winding L2, an electric charge is accumulated in the capacitor 67 via the diode 37, the balance coil 38, and the rectifying coil 39. On the other hand, when the negative electrode induced voltage of the secondary winding L2 is generated, electric charges are accumulated in the capacitor 67 via the diode 36, the balance coil 38, and the rectifying coil 39.

なお、本図では、一次回路系をフルブリッジ構成としたが、一次回路系をハーフブリッジ構成（第１実施形態など）としても構わない。また、トランスの漏れインダクタンスや共振コイルを追加することにより、共振電源回路として動作することも任意である。 Although the primary circuit system has a full bridge configuration in this figure, the primary circuit system may have a half bridge configuration (such as the first embodiment). It is also optional to operate as a resonant power supply circuit by adding a transformer leakage inductance or a resonant coil.

＜第１１実施形態＞
図１１は、スイッチング電源の第１１実施形態を示す図である。第１１実施形態のスイッチング電源１は、第１０実施形態（図１０）を基本としつつ、直流電源Ｅ１に代えて交流電源Ｅ２が接続されている。 <11th Embodiment>
FIG. 11 is a diagram showing an eleventh embodiment of a switching power supply. The switching power supply 1 of the eleventh embodiment is based on the tenth embodiment (FIG. 10), and an AC power supply E2 is connected instead of the DC power supply E1.

このように、スイッチング電源１を交流電源Ｅ２でも動作するためには、ハーフブリッジ駆動回路２１及び２２をそれぞれ正負双方向の入力電圧Ｖｉｎに対応させればよい。 In this way, in order for the switching power supply 1 to operate even with the AC power supply E2, the half-bridge drive circuits 21 and 22 may be made to correspond to the positive and negative bidirectional input voltages Vin, respectively.

また、ハーフブリッジ駆動回路２１及び２２と交流電源Ｅ２との間には、電流検出素子９１が設けられている。従って、制御回路４０は、電流検出素子９１を用いた電流帰還制御により、力率改善や過電流保護のほか、高調波電流の制御を行うことも可能となる。 Further, a current detection element 91 is provided between the half-bridge drive circuits 21 and 22 and the AC power supply E2. Therefore, the control circuit 40 can control the harmonic current as well as improve the power factor and protect the overcurrent by the current feedback control using the current detection element 91.

＜第１２実施形態＞
図１２は、スイッチング電源の第１２実施形態を示す図である。第１２実施形態のスイッチング電源１は、第１０実施形態（図１０）を基本としつつ、コンデンサ６８が追加されている。コンデンサ６８は、二次巻線Ｌ２とバランスコイル３８で形成される閉回路上（例えば二次巻線Ｌ２の第２端とバランスコイル３８の第２端との間）に設けるとよい。このような構成であれば、コンデンサ３８を用いて上記の閉回路を直流的に遮断することができるので、上記の閉回路に直流電流が流れてしまうのを防止することが可能となる。 <12th Embodiment>
FIG. 12 is a diagram showing a twelfth embodiment of a switching power supply. The switching power supply 1 of the twelfth embodiment is based on the tenth embodiment (FIG. 10), but a capacitor 68 is added. The capacitor 68 may be provided on a closed circuit formed by the secondary winding L2 and the balance coil 38 (for example, between the second end of the secondary winding L2 and the second end of the balance coil 38). With such a configuration, the capacitor 38 can be used to cut off the closed circuit in a direct current manner, so that it is possible to prevent a direct current from flowing through the closed circuit.

＜第１３実施形態＞
図１３は、スイッチング電源の第１３実施形態を示す図である。第１３実施形態のスイッチング電源１は、第８実施形態（図８）の一次回路系と、第２実施形態（図２）の二次回路系を組み合わせた上で、接続コイルＬ４の接続位置が変更されている。 <13th Embodiment>
FIG. 13 is a diagram showing a thirteenth embodiment of a switching power supply. In the switching power supply 1 of the thirteenth embodiment, the connection position of the connection coil L4 is determined by combining the primary circuit system of the eighth embodiment (FIG. 8) and the secondary circuit system of the second embodiment (FIG. 2). has been changed.

より具体的に述べると、接続コイルＬ４は、第２整流部３２（＝ダイオードＤ２及びコンデンサＣ２相互間の接続ノード）と補助巻線Ｌ３の第２端との間ではなく、第１整流部３１（＝ダイオードＤ１及びコンデンサＣ１相互間の接続ノード）と補助巻線Ｌ３の第１端との間に接続されている。 More specifically, the connection coil L4 is not between the second rectifying unit 32 (= the connection node between the diode D2 and the capacitor C2) and the second end of the auxiliary winding L3, but the first rectifying unit 31. (= Connection node between the diode D1 and the capacitor C1) and the first end of the auxiliary winding L3 are connected.

本実施形態によれば、二次巻線Ｌ２及び補助巻線Ｌ３それぞれに生じる誘起電圧が異なっていても、その電圧差に起因する短絡パルス電流を制限して、トランス１０の発熱を抑制することが可能となる。この点については、先の第２実施形態（図２）と同様である。 According to the present embodiment, even if the induced voltages generated in the secondary winding L2 and the auxiliary winding L3 are different, the short-circuit pulse current due to the voltage difference is limited to suppress the heat generation of the transformer 10. Is possible. This point is the same as that of the second embodiment (FIG. 2).

なお、交流印加時の基本回路を考える上で、一次回路系の切替スイッチＳＷと二次回路系の接続コイルＬ４は、いずれも省略することができる。これを鑑みると、第７実施形態（図７）の一次回路系と、第１実施形態（図２）の二次回路系を組み合わせたものが最もシンプルであり、この組み合わせを交流印加時の基本回路として理解することができる。 In considering the basic circuit when alternating current is applied, both the changeover switch SW of the primary circuit system and the connection coil L4 of the secondary circuit system can be omitted. In view of this, the combination of the primary circuit system of the seventh embodiment (FIG. 7) and the secondary circuit system of the first embodiment (FIG. 2) is the simplest, and this combination is the basis for applying alternating current. It can be understood as a circuit.

＜第１４実施形態＞
図１４は、スイッチング電源の第１４実施形態を示す図である。第１４実施形態のスイッチング電源１は、第８実施形態（図８）を基本としつつ、バランスコイルＬ５の接続位置が変更されている。 <14th Embodiment>
FIG. 14 is a diagram showing a 14th embodiment of a switching power supply. The switching power supply 1 of the 14th embodiment is based on the 8th embodiment (FIG. 8), but the connection position of the balance coil L5 is changed.

より具体的に述べると、バランスコイルＬ５は、第２整流部３２（＝ダイオードＤ２及びコンデンサＣ２相互間の接続ノード）と補助巻線Ｌ３の第２端との間ではなく、第１整流部３１（＝ダイオードＤ１及びコンデンサＣ１相互間の接続ノード）と補助巻線Ｌ３の第１端との間に接続されている。以下、その技術的意義について説明する。 More specifically, the balance coil L5 is not between the second rectifying unit 32 (= the connection node between the diode D2 and the capacitor C2) and the second end of the auxiliary winding L3, but the first rectifying unit 31. (= Connection node between the diode D1 and the capacitor C1) and the first end of the auxiliary winding L3 are connected. The technical significance thereof will be described below.

まず、仮にバランスコイルＬ５が第２整流部３２と補助巻線Ｌ３の第２端との間に接続されている場合（＝第８実施形態（図８）に相当）を考える。この場合、バランスコイルＬ５の第１端（＝第２整流部３２に接続される端子）は、電位が大きく揺れ動く。なぜなら、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２相互間の接続ノードは、コンデンサ６３（＝出力平滑コンデンサ）に接続されていないので、電位が大きく揺れ動くからである。一方、バランスコイルＬ５の中点タップは、コンデンサ６３に接続されているので、電位の揺れが比較的小さい。従って、バランスコイルＬ５の第２端（＝補助巻線Ｌ３の第２端に接続される端子）は、バランスコイルＬ５の第１端と同じく、電位が大きく揺れ動くことになる。 First, consider a case where the balance coil L5 is connected between the second rectifying unit 32 and the second end of the auxiliary winding L3 (= corresponding to the eighth embodiment (FIG. 8)). In this case, the potential of the first end of the balance coil L5 (= the terminal connected to the second rectifying unit 32) fluctuates greatly. This is because the connection node between the diode D2 and the capacitor C2 is not connected to the capacitor 63 (= output smoothing capacitor), so that the potential fluctuates greatly. On the other hand, since the midpoint tap of the balance coil L5 is connected to the capacitor 63, the fluctuation of the potential is relatively small. Therefore, the potential of the second end of the balance coil L5 (= the terminal connected to the second end of the auxiliary winding L3) fluctuates greatly like the first end of the balance coil L5.

このように、バランスコイルＬ５が第２整流部３２と補助巻線Ｌ３の第２端との間に接続されている場合には、バランスコイルＬ５の第１端及び第２端それぞれの電位が大きく揺れ動くので、バランスコイルＬ５が飽和しないように、インダクタンスの大きいコイルを使用しなければならなくなる。 In this way, when the balance coil L5 is connected between the second rectifying unit 32 and the second end of the auxiliary winding L3, the potentials of the first end and the second end of the balance coil L5 are large. Since it sways, it is necessary to use a coil having a large inductance so that the balance coil L5 is not saturated.

次に、バランスコイルＬ５が第１整流部３１と補助巻線Ｌ３の第１端との間に接続されている場合（＝第１３実施形態（図１３）に相当）を考える。この場合、バランスコイルＬ５の第１端（＝第１整流部３２に接続される端子）は、電位の揺れが比較的小さい。なぜなら、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１相互間の接続ノードに現れる電位は、高周波的に見ると、コンデンサＣ１を通して二次巻線Ｌ２の第２端に現れる電位と等しいところ、二次巻線Ｌ２の第２端は、コンデンサ６３（＝出力平滑コンデンサ）に接続されているので、電位の揺れが比較的小さいからである。また、バランスコイルＬ５の中点タップも、コンデンサ６３に接続されているので、電位の揺れが比較的小さい。従って、バランスコイルＬ５の第２端（＝補助巻線Ｌ３の第１端に接続される端子）は、バランスコイルＬ５の第１端と同じく、電位の揺れが比較的小さいものとなる。 Next, consider the case where the balance coil L5 is connected between the first rectifying unit 31 and the first end of the auxiliary winding L3 (= corresponding to the thirteenth embodiment (FIG. 13)). In this case, the fluctuation of the potential of the first end of the balance coil L5 (= the terminal connected to the first rectifying unit 32) is relatively small. This is because the potential appearing at the connection node between the diode D1 and the capacitor C1 is equal to the potential appearing at the second end of the secondary winding L2 through the capacitor C1 when viewed at high frequencies, and the second of the secondary winding L2. This is because the end is connected to the capacitor 63 (= output smoothing capacitor), so that the fluctuation of the potential is relatively small. Further, since the midpoint tap of the balance coil L5 is also connected to the capacitor 63, the fluctuation of the potential is relatively small. Therefore, the second end of the balance coil L5 (= the terminal connected to the first end of the auxiliary winding L3) has a relatively small potential fluctuation like the first end of the balance coil L5.

このように、バランスコイルＬ５が第１整流部３１と補助巻線Ｌ３の第１端との間に接続されている場合には、バランスコイルＬ５の第１端及び第２端それぞれの電位の揺れが比較的小さいので、バランスコイルＬ５の飽和を考慮する必要がなく、インダクタンスの小さいコイルを使用することが可能となる。 In this way, when the balance coil L5 is connected between the first rectifying unit 31 and the first end of the auxiliary winding L3, the potential fluctuations of the first end and the second end of the balance coil L5 are observed. Is relatively small, it is not necessary to consider the saturation of the balance coil L5, and a coil having a small inductance can be used.

＜その他の変形例＞
なお、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。 <Other variants>
In addition to the above-described embodiment, various technical features disclosed in the present specification can be modified in various ways without departing from the spirit of the technical creation. That is, it should be considered that the above-described embodiment is exemplary in all respects and is not restrictive, and the technical scope of the present invention is not limited to the above-described embodiment and is claimed. It should be understood that the meaning equal to the scope and all changes belonging to the scope are included.

本明細書中に開示されている整流回路は、例えば、絶縁型のスイッチング電源に用いられる二次側整流手段として利用することが可能である。 The rectifier circuit disclosed in the present specification can be used, for example, as a secondary side rectifier means used in an isolated switching power supply.

１スイッチング電源
１０トランス
２０、２１、２２ハーフブリッジ駆動回路
３０整流回路
３１第１整流部
３２第２整流部
３３インダクタンス部
３４、３５コンデンサ
３６、３７ダイオード
３８バランスコイル
３９整流コイル
４０制御回路
５０コイル
６１、６２、６３、６４、６５、６６、６７、６８コンデンサ
７０双方向スイッチ
７１、７２スイッチ素子
７３、７４内在ダイオード
７５、７６内在容量
８１、８２ドライバ
９０、９１電流検出素子
Ｃ１、Ｃ２コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２ダイオード
Ｅ１直流電源
Ｅ２交流電源
Ｌ１一次巻線
Ｌ２二次巻線
Ｌ３補助巻線
Ｌ４接続コイル
Ｌ５バランスコイル
Ｌ６接続コイル
ＳＷ切替スイッチ
Ｚ負荷 1 Switching power supply 10 Transformer 20, 21, 22 Half bridge drive circuit 30 Rectifier circuit 31 1st rectifier unit 32 2nd rectifier unit 33 Inverter unit 34, 35 Condenser 36, 37 Diode 38 Balance coil 39 Rectifier coil 40 Control circuit 50 Coil 61 , 62, 63, 64, 65, 66, 67, 68 Coil 70 Bidirectional switch 71, 72 Switch element 73, 74 Internal diode 75, 76 Internal capacity 81, 82 Driver 90, 91 Current detection element C1, C2 Condenser D1, D2 Diode E1 DC power supply E2 AC power supply L1 Primary winding L2 Secondary winding L3 Auxiliary winding L4 Connection coil L5 Balance coil L6 Connection coil SW changeover switch Z Load

Claims

The first rectifying unit that rectifies the positive induced voltage generated in the secondary winding of the transformer,
A second rectifying unit that rectifies the negatively induced voltage generated in the secondary winding,
An inductance unit connected between the first rectifying unit and the second rectifying unit,
A rectifier circuit characterized by having.

The rectifier circuit according to claim 1, wherein the inductance portion includes an auxiliary winding coupled with the primary winding of the transformer.

The rectifier circuit according to claim 2, wherein the degree of coupling between the primary winding and the auxiliary winding is smaller than the degree of coupling between the primary winding and the secondary winding.

The rectifier circuit according to claim 2 or 3, wherein the inductance portion further includes a connection coil that limits a short-circuit current flowing through the auxiliary winding.

The rectifier circuit according to claim 4, wherein the connection coil is a balance coil in which the midpoint tap is connected to the output end of the output voltage.

The rectifier circuit according to claim 1, wherein the inductance portion includes a connection coil that is not coupled to the primary winding of the transformer.

The first rectifying unit includes a first rectifying element whose first end is connected to the first end of the secondary winding and whose second end is connected to the first end of the inductance unit, and the first end is the said. The second rectifying section includes a first capacitor connected to the first end of the inductance section and the second end connected to the second end of the secondary winding, and the first end of the second rectifying section is the secondary winding. A second rectifying element connected to the second end of the wire and the second end connected to the second end of the inductance portion, and the first end connected to the second end of the inductance portion and the second end The rectifier circuit according to any one of claims 1 to 6, further comprising a second capacitor connected to the first end of the secondary winding.

The rectifying circuit according to claim 7, further comprising a third capacitor connected in series between the secondary winding and the first rectifying section and the second rectifying section.

The first rectifying unit has a first rectifying element whose first end is connected to the first end of the secondary winding and a second end whose first end is connected to the second end of the first rectifying element. Includes a first capacitor connected to the second end of the secondary winding.
The second rectifying unit has a second rectifying element whose first end is connected to the second end of the secondary winding and a second end whose first end is connected to the second end of the second rectifying element. Includes a second capacitor connected to the first end of the secondary winding.
The first end of the connecting coil is connected to the second end of the first rectifying element and the first end of the first capacitor, and the second end of the connecting coil is the first end of the auxiliary winding. 4. The second end of the auxiliary winding is connected to the second end of the second rectifying element and the first end of the second capacitor. Rectifier circuit.

The first rectifying unit has a first rectifying element whose first end is connected to the first end of the secondary winding and a second end whose first end is connected to the second end of the first rectifying element. Includes a first capacitor connected to the second end of the secondary winding.
The second rectifying unit has a second rectifying element whose first end is connected to the second end of the secondary winding and a second end whose first end is connected to the second end of the second rectifying element. Includes a second capacitor connected to the first end of the secondary winding.
The first end of the balance coil is connected to the second end of the first rectifying element and the first end of the first capacitor, and the second end of the balance coil is the first end of the auxiliary winding. The second end of the auxiliary winding is connected to the second end of the second rectifying element and the first end of the second capacitor, and the midpoint tap of the balance coil is The claim is characterized in that it is connected to the output end of the output voltage together with the first end of the output smoothing capacitor, and the second end of the secondary winding is connected to the second end of the output smoothing capacitor. Item 5. The rectifying circuit according to Item 5.

A pair of rectifying elements connected in series in opposite directions between both ends of the secondary winding of the transformer,
A balance coil connected in parallel to the pair of rectifying elements,
The rectifying coil connected to the midpoint tap of the balance coil and
A rectifier circuit characterized by having.

The rectifier circuit according to claim 11, further comprising a capacitor that cuts off the closed circuit formed by the secondary winding and the balance coil in a direct current manner.

With a transformer
A drive circuit that switches and drives the primary winding of the transformer,
The rectifier circuit according to any one of claims 1 to 12, which is connected to the secondary winding of the transformer.
A switching power supply characterized by having.