JP2021013264A

JP2021013264A - Light source lighting device, lighting fixture, and control method of light source lighting device

Info

Publication number: JP2021013264A
Application number: JP2019127039A
Authority: JP
Inventors: 雄一郎伊藤; Yuichiro Ito; 岳秋飯田; Takeaki Iida
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2019-07-08
Filing date: 2019-07-08
Publication date: 2021-02-04
Anticipated expiration: 2039-07-08
Also published as: JP7293923B2

Abstract

To provide a light source lighting device, a lighting fixture, and a control method of the light source lighting device capable of reducing switching loss.SOLUTION: A light source lighting device includes: a DC power supply circuit that generates a DC voltage by charging and discharging energy with a switching element and an inductor; detection winding magnetically coupled to the inductor; an integrator circuit that integrates and outputs an output voltage of the detection winding; and a control unit that detects the timing at which the switching element is turned on using the output of the integrator circuit and controls the drive of the switching element.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、光源点灯装置、照明器具、及び光源点灯装置の制御方法に関する。 The present invention relates to a light source lighting device, a luminaire, and a method for controlling the light source lighting device.

例えば発光ダイオードなどの発光素子を点灯させるための各種の光源点灯装置が知られている。この種の光源点灯装置は、商用交流電源を整流及び平滑して直流電圧を生成するＡＣ−ＤＣ変換回路と、得られた直流電圧からＬＥＤに適した電流を供給するＤＣ−ＤＣコンバータと、を備える。多くの照明器具においては高力率が要求される。そのため、ＡＣ−ＤＣ変換回路として、特許文献１に示す昇圧チョッパ形の力率改善回路が用いられている。 For example, various light source lighting devices for lighting a light emitting element such as a light emitting diode are known. This type of light source lighting device includes an AC-DC conversion circuit that rectifies and smoothes a commercial AC power supply to generate a DC voltage, and a DC-DC converter that supplies a current suitable for an LED from the obtained DC voltage. Be prepared. High power factors are required in many luminaires. Therefore, as the AC-DC conversion circuit, the boost chopper type power factor improving circuit shown in Patent Document 1 is used.

昇圧チョッパ形の力率改善回路では、スイッチング素子がオンすると、スイッチング素子を介してインダクタに電流が流れ、エネルギを充電する。この時、インダクタ電流は直線的に増加する。次にスイッチング素子がオフすると、インダクタに蓄えられたエネルギを負荷側に放電し、インダクタ電流は直線的に減少する。そしてインダクタ電流がゼロまで低下すると、これを検出して次のスイッチングを開始する所謂臨界モードで動作する。これにより各スイッチング周期における、コイル電流のピーク値が正弦波状となるようにスイッチング素子のオン時間を制御し、力率を改善する。 In the boost chopper type power factor improving circuit, when the switching element is turned on, a current flows through the inductor through the switching element to charge the energy. At this time, the inductor current increases linearly. Next, when the switching element is turned off, the energy stored in the inductor is discharged to the load side, and the inductor current decreases linearly. Then, when the inductor current drops to zero, it operates in the so-called critical mode in which this is detected and the next switching is started. As a result, the on-time of the switching element is controlled so that the peak value of the coil current in each switching cycle becomes a sinusoidal shape, and the power factor is improved.

特開２０１０−４０４００号公報JP-A-2010-40400

臨界モードで動作する力率改善回路では、コイル電流がゼロまで低下すると、スイッチング素子の両端であるドレイン-ソース間の両端電圧Ｖｄｓは、インダクタのインダクタンス成分とスイッチング素子の電極間に存在する寄生容量成分による共振周波数で振動する。スイッチング素子を駆動制御する制御部は、ドレイン−ソース間の共振電圧が一番低くなるボトム点に到達したタイミングでスイッチング素子をオンする。そうすることによりゼロ電圧スイッチングに近い状態となり、スイッチング損失を低減できる。 In a power factor improving circuit that operates in critical mode, when the coil current drops to zero, the voltage Vds across the drain and source across the switching element is the parasitic capacitance that exists between the inductance component of the inductor and the electrodes of the switching element. It vibrates at the resonance frequency of the component. The control unit that drives and controls the switching element turns on the switching element at the timing when the bottom point where the resonance voltage between the drain and the source becomes the lowest is reached. By doing so, the state becomes close to zero voltage switching, and the switching loss can be reduced.

ここで、制御部では、インダクタのゼロ電流を検出してから次のスイッチングを開始するまでに例えばマイコンの処理時間を必要とする。つまり、ゼロ電流を検出してから実際にスイッチング素子がオンするまでには若干の遅れ時間が生じる。この遅れ時間が、ドレイン−ソース間の共振電圧の周期に対して十分短い場合は、ドレイン−ソース間の共振電圧のボトム付近でターンオンすることが可能となる。他方、当該遅れ時間が、ドレイン−ソース間の共振電圧の周期に対して十分短いといえない場合は、ドレイン−ソース間の共振電圧のボトム付近でターンオンすることができなくなる。 Here, in the control unit, for example, the processing time of the microcomputer is required from the detection of the zero current of the inductor to the start of the next switching. That is, there is a slight delay time between the detection of the zero current and the actual turning on of the switching element. If this delay time is sufficiently short with respect to the period of the resonance voltage between the drain and the source, it is possible to turn on near the bottom of the resonance voltage between the drain and the source. On the other hand, if the delay time is not sufficiently short with respect to the period of the resonance voltage between the drain and the source, it becomes impossible to turn on near the bottom of the resonance voltage between the drain and the source.

このように、制御部での処理時間に起因して、ドレイン−ソース間の共振電圧のボトム付近でスイッチング素子をターンオンできなくなることがある。この問題は、ＧａＮ又はＳｉＣなどのワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子を高周波駆動させる場合に特に顕著である。スイッチング素子を高周波駆動すると、インダクタのインダクタンスが小さくなり、また、スイッチング素子の寄生容量も小さいので、スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧である両端電圧Ｖｄｓに発生する共振電圧の共振周期が短くなる。そうすると、インダクタのゼロ電流を検出してから次のスイッチングを開始するまでの制御部の遅れ時間の影響が無視できなくなり、ドレイン−ソース間電圧における共振電圧のボトムを過ぎてからターンオンしてしまう。よって、スイッチング損失が増加する。 As described above, the switching element may not be able to be turned on near the bottom of the resonance voltage between the drain and the source due to the processing time in the control unit. This problem is particularly remarkable when a switching element using a wide bandgap semiconductor such as GaN or SiC is driven at a high frequency. When the switching element is driven at a high frequency, the inductance of the inductor becomes small and the parasitic capacitance of the switching element is also small, so that the resonance period of the resonance voltage generated in the voltage across Vds, which is the drain-source voltage of the switching element, becomes short. Then, the influence of the delay time of the control unit from the detection of the zero current of the inductor to the start of the next switching cannot be ignored, and the turn-on occurs after the bottom of the resonance voltage in the drain-source voltage is passed. Therefore, the switching loss increases.

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、スイッチング損失を低減できる光源点灯装置、照明器具、及び光源点灯装置の制御方法を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and an object of the present invention is to provide a light source lighting device, a luminaire, and a control method of the light source lighting device capable of reducing switching loss.

本願の発明に係る光源点灯装置は、スイッチング素子とインダクタによりエネルギの充放電を行い、直流電圧を生成する直流電源回路と、該インダクタと磁気的に結合された検出巻線と、該検出巻線の出力電圧を積分して出力する積分回路と、該積分回路の出力を利用して該スイッチング素子をオンするタイミングを検知し、該スイッチング素子の駆動を制御する制御部と、を備えたことを特徴とする。 The light source lighting device according to the present invention has a DC power supply circuit that charges and discharges energy by a switching element and an inductor to generate a DC voltage, a detection winding magnetically coupled to the inductor, and the detection winding. It is provided with an integrating circuit that integrates and outputs the output voltage of the above, and a control unit that detects the timing at which the switching element is turned on by using the output of the integrating circuit and controls the drive of the switching element. It is a feature.

本願の発明に係る光源点灯装置の制御方法は、スイッチング素子とインダクタによりエネルギの充放電を行う直流電源回路の該インダクタに磁気的に結合された検出巻線の出力電圧を積分することと、該インダクタの電流が低下している過程で、該積分によって得られた値が予め定められた検出閾値に達したときに、ゼロ電流検出信号を出力することと、該ゼロ電流検出信号を受けて、該スイッチング素子の駆動信号を生成し、該駆動信号により該スイッチング素子をオンすることと、を備えたことを特徴とする。 The control method of the light source lighting device according to the present invention is to integrate the output voltage of the detection winding magnetically coupled to the inductor of the DC power supply circuit that charges / discharges energy by the switching element and the inductor. When the value obtained by the integration reaches a predetermined detection threshold while the inductor current is decreasing, a zero current detection signal is output and the zero current detection signal is received. It is characterized in that a drive signal of the switching element is generated and the switching element is turned on by the drive signal.

本発明のその他の特徴は以下に明らかにする。 Other features of the present invention will be clarified below.

本発明によれば、検出巻線の出力電圧を積分回路に入力することで得られた電圧が検出閾値に達したことで、スイッチング素子のオン動作が始まるので、スイッチング損失を低減できる。 According to the present invention, when the voltage obtained by inputting the output voltage of the detection winding into the integrator circuit reaches the detection threshold value, the switching element is turned on, so that the switching loss can be reduced.

実施の形態１に係る光源点灯装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the light source lighting device which concerns on Embodiment 1. FIG. 実施の形態１に係る光源点灯装置の動作波形図である。It is an operation waveform figure of the light source lighting apparatus which concerns on Embodiment 1. FIG. 実施の形態２に係る光源点灯装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the light source lighting device which concerns on Embodiment 2. FIG. 実施の形態２に係る光源点灯装置の動作波形図である。It is an operation waveform figure of the light source lighting apparatus which concerns on Embodiment 2. FIG. 実施の形態３の照明器具の断面図である。It is sectional drawing of the luminaire of Embodiment 3. FIG.

実施の形態に係る光源点灯装置、照明器具、及び光源点灯装置の制御方法について図面を参照して説明する。同じ又は対応する構成要素には同じ符号を付し、説明の繰り返しを省略する場合がある。 The light source lighting device, the luminaire, and the control method of the light source lighting device according to the embodiment will be described with reference to the drawings. The same or corresponding components may be designated by the same reference numerals and the description may be omitted.

実施の形態１．
図１は、実施の形態１にかかる光源点灯装置１００の回路構成図である。光源点灯装置１００は、交流電源１から電力の供給を受けて光源９を点灯させるものである。光源点灯装置１００の出力に光源９が接続されている。光源９は例えばＬＥＤ（Light Emitting Diode）モジュールであるが任意の光源を用いることができる。光源点灯装置１００と光源９は照明器具を構成している。 Embodiment 1.
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of the light source lighting device 100 according to the first embodiment. The light source lighting device 100 lights the light source 9 by receiving electric power from the AC power source 1. The light source 9 is connected to the output of the light source lighting device 100. The light source 9 is, for example, an LED (Light Emitting Diode) module, but any light source can be used. The light source lighting device 100 and the light source 9 constitute a lighting fixture.

一例によれば、光源点灯装置１００は、力率改善回路２、ＤＣ−ＤＣコンバータ３、ＰＦＣ制御回路４及びＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路５を備えている。力率改善回路２は交流電源を全波整流するダイオードブリッジを備えた整流回路ＤＢを含む。この全波整流電圧は、力率改善回路２の動作中は平滑されず、交流電源１の２倍の周波数を含むリプル電圧となる。 According to one example, the light source lighting device 100 includes a power factor improving circuit 2, a DC-DC converter 3, a PFC control circuit 4, and a DC-DC converter control circuit 5. The power factor improving circuit 2 includes a rectifying circuit DB provided with a diode bridge for full-wave rectifying the AC power supply. This full-wave rectified voltage is not smoothed during the operation of the power factor improving circuit 2, and becomes a ripple voltage including a frequency twice that of the AC power supply 1.

一例によれば、力率改善回路２は、フィルタコンデンサＣ１、インダクタＬ１、スイッチング素子ＳＷ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ２を備える昇圧チョッパ型の回路である。インダクタＬ１には検出巻線Ｌ２が磁気的に結合されている。検出巻線は２次巻線と呼ばれることもある。さらに、整流回路ＤＢの直流出力を与える２本の配線間に分圧抵抗Ｒ０が設けられている。また、力率改善回路２の出力電圧は、平滑コンデンサＣ２と並列に接続された出力電圧検出抵抗Ｒ１によって検出可能となっている。 According to one example, the power factor improving circuit 2 is a boost chopper type circuit including a filter capacitor C1, an inductor L1, a switching element SW1, a diode D1, and a smoothing capacitor C2. The detection winding L2 is magnetically coupled to the inductor L1. The detection winding is sometimes called a secondary winding. Further, a voltage dividing resistor R0 is provided between the two wires that give the DC output of the rectifier circuit DB. Further, the output voltage of the power factor improving circuit 2 can be detected by the output voltage detection resistor R1 connected in parallel with the smoothing capacitor C2.

スイッチング素子ＳＷ１の材料はシリコンとすることができる。別の例によれば、スイッチング素子ＳＷ１はシリコンに比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体によって形成してもよい。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドがある。 The material of the switching element SW1 can be silicon. According to another example, the switching element SW1 may be formed of a wide bandgap semiconductor having a larger bandgap than silicon. Wide bandgap semiconductors include, for example, silicon carbide, gallium nitride based materials or diamond.

ＤＣ−ＤＣコンバータ３を介して光源９に直流電流を供給するために、スイッチング素子ＳＷ１とインダクタＬ１でエネルギの充放電を行い、所望の直流電圧に変換する。したがって、力率改善回路２は直流電源回路ということができる。力率改善回路２の出力には、光源９に電流を供給するためのＤＣ−ＤＣコンバータ３が接続されている。 In order to supply a direct current to the light source 9 via the DC-DC converter 3, the switching element SW1 and the inductor L1 charge and discharge energy to convert it into a desired direct current voltage. Therefore, the power factor improving circuit 2 can be called a DC power supply circuit. A DC-DC converter 3 for supplying a current to the light source 9 is connected to the output of the power factor improving circuit 2.

ＰＦＣ制御回路４は力率改善回路２を制御するものである。力率改善回路２は、整流回路ＤＢが全波整流した電圧を昇圧して直流平滑する。さらに力率改善回路２は、ＰＦＣ制御回路４の制御により、入力電流波形を正弦波状で且つ交流電源１の電圧とほぼ同位相となるように動作し、力率改善を行う。 The PFC control circuit 4 controls the power factor improving circuit 2. The power factor improving circuit 2 boosts the voltage rectified by the rectifier circuit DB in full wave and smoothes the DC. Further, the power factor improving circuit 2 operates so that the input current waveform has a sinusoidal shape and is substantially in phase with the voltage of the AC power supply 1 under the control of the PFC control circuit 4, and improves the power factor.

ＰＦＣ制御回路４は、一例によれば、電圧比較部４ａ、積分回路４ｂ、ゼロ電流検出部４ｃ、駆動信号生成部４ｄ及びゲート駆動部４ｅを備えている。ＰＦＣ制御回路４の少なくとも一部をマイクロコンピュータで構成し得る。例えば電圧比較部４ａ、ゼロ電流検出部４ｃ及び駆動信号生成部４ｄをマイコンで構成することができる。電圧比較部４ａ、ゼロ電流検出部４ｃ及び駆動信号生成部４ｄを、制御部４Ａと称する。ＰＦＣ制御回路４は、力率改善回路２の出力電圧が予め設定された電圧値となるようにスイッチング素子ＳＷ１のオン時間を制御するとともに、入力電流波形が交流電源１の電圧とほぼ同位相且つ正弦波となるようにスイッチング素子ＳＷ１を制御する。 According to an example, the PFC control circuit 4 includes a voltage comparison unit 4a, an integration circuit 4b, a zero current detection unit 4c, a drive signal generation unit 4d, and a gate drive unit 4e. At least a part of the PFC control circuit 4 may be composed of a microcomputer. For example, the voltage comparison unit 4a, the zero current detection unit 4c, and the drive signal generation unit 4d can be configured by a microcomputer. The voltage comparison unit 4a, the zero current detection unit 4c, and the drive signal generation unit 4d are referred to as a control unit 4A. The PFC control circuit 4 controls the on-time of the switching element SW1 so that the output voltage of the power factor improving circuit 2 becomes a preset voltage value, and the input current waveform has substantially the same phase as the voltage of the AC power supply 1. The switching element SW1 is controlled so as to have a sine wave.

電圧比較部４ａは、出力電圧検出抵抗Ｒ１に発生する出力電圧信号と、力率改善回路２の目標出力電圧に相当する目標電圧Ｅ１とを比較し、両者の差に応じた信号を出力する。このように、電圧比較部４ａは、直流電源回路の出力電圧を出力電圧検出抵抗Ｒ１で分圧した電圧と、予め定められた目標電圧Ｅ１との差に応じた信号を出力する。別の例によれば、電圧比較部４ａによって、直流電源回路の出力電圧と目標電圧Ｅ１との差を反映した信号を出力してもよい。 The voltage comparison unit 4a compares the output voltage signal generated in the output voltage detection resistor R1 with the target voltage E1 corresponding to the target output voltage of the power factor improving circuit 2, and outputs a signal corresponding to the difference between the two. In this way, the voltage comparison unit 4a outputs a signal corresponding to the difference between the voltage obtained by dividing the output voltage of the DC power supply circuit by the output voltage detection resistor R1 and the predetermined target voltage E1. According to another example, the voltage comparison unit 4a may output a signal reflecting the difference between the output voltage of the DC power supply circuit and the target voltage E1.

駆動信号生成部４ｄは、電圧比較部４ａの出力信号を受けて、スイッチング素子ＳＷ１のスイッチング１周期におけるオン時間を決定し、スイッチング素子ＳＷ１の駆動信号を生成する。駆動信号は例えばＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号である。 The drive signal generation unit 4d receives the output signal of the voltage comparison unit 4a, determines the on-time of the switching element SW1 in one switching cycle, and generates the drive signal of the switching element SW1. The drive signal is, for example, a PWM (Pulse Width Modulation) signal.

積分回路４ｂは、オペアンプ４１ｂ、抵抗素子４２ｂ及びコンデンサ４３ｂを備える。オペアンプ４１ｂの入力端子は抵抗素子４２ｂを介して検出巻線Ｌ２に接続される。言いかえると、抵抗素子４２ｂの一端が検出巻線Ｌ２に接続され、抵抗素子４２ｂの他端がオペアンプ４１ｂの入力側に接続される。コンデンサ４３ｂはオペアンプ４１ｂの入力と出力を接続する。積分回路４ｂは検出巻線Ｌ２で発生する電圧波形を積分してゼロ電流検出部４ｃへ出力する。 The integrator circuit 4b includes an operational amplifier 41b, a resistance element 42b, and a capacitor 43b. The input terminal of the operational amplifier 41b is connected to the detection winding L2 via the resistance element 42b. In other words, one end of the resistance element 42b is connected to the detection winding L2, and the other end of the resistance element 42b is connected to the input side of the operational amplifier 41b. The capacitor 43b connects the input and output of the operational amplifier 41b. The integrator circuit 4b integrates the voltage waveform generated in the detection winding L2 and outputs it to the zero current detection unit 4c.

ゼロ電流検出部４ｃは、積分回路４ｂの出力が予め定められた検出閾値に達したときに、ゼロ電流検出信号を駆動信号生成部４ｄへ出力する。ゼロ電流検出信号はスイッチング素子ＳＷ１をオンするための信号である。一例によれば、ゼロ電流検出部４ｃは、積分回路４ｂから入力された電圧値と、検出閾値を常時比較することで、積分回路４ｂの出力が予め定められた検出閾値に達したことを検知する。ゼロ電流検出部４ｃが例えばコンパレータを備えることで上述の比較が可能となる。なお、例えばゼロ電流検出部４ｃのメモリに検出閾値を保存しておき、それを読み込むことで検出閾値を使用することができる。 The zero current detection unit 4c outputs a zero current detection signal to the drive signal generation unit 4d when the output of the integrating circuit 4b reaches a predetermined detection threshold value. The zero current detection signal is a signal for turning on the switching element SW1. According to one example, the zero current detection unit 4c detects that the output of the integration circuit 4b has reached a predetermined detection threshold value by constantly comparing the voltage value input from the integration circuit 4b with the detection threshold value. To do. The above comparison is possible when the zero current detection unit 4c is provided with, for example, a comparator. For example, the detection threshold value can be used by storing the detection threshold value in the memory of the zero current detection unit 4c and reading it.

駆動信号生成部４ｄは、ゼロ電流検出信号を受けると、スイッチング素子ＳＷ１をオンする信号を生成する。図１に示されるように、駆動信号生成部４ｄは、ゼロ電流検出部４ｃと電圧比較部４ａに接続されている。 When the drive signal generation unit 4d receives the zero current detection signal, the drive signal generation unit 4d generates a signal for turning on the switching element SW1. As shown in FIG. 1, the drive signal generation unit 4d is connected to the zero current detection unit 4c and the voltage comparison unit 4a.

ゲート駆動部４ｅは、駆動信号生成部４ｄから例えば５Ｖ程度の電圧で出力されたゲート駆動信号を、スイッチング素子ＳＷ１の駆動に適した例えば１０Ｖ程度の電圧に増幅して、スイッチング素子ＳＷ１のゲート端子に出力する。スイッチング素子ＳＷ１はゲート駆動部４ｅから出力されたゲート駆動信号によりオンオフ動作を行う。なお、図示しないが、スイッチング素子ＳＷ１のゲート端子には例えばゲート抵抗等を接続してもよい。 The gate drive unit 4e amplifies the gate drive signal output from the drive signal generation unit 4d at a voltage of, for example, about 5 V to a voltage of, for example, about 10 V suitable for driving the switching element SW1, and the gate terminal of the switching element SW1. Output to. The switching element SW1 performs an on / off operation according to the gate drive signal output from the gate drive unit 4e. Although not shown, for example, a gate resistor or the like may be connected to the gate terminal of the switching element SW1.

ＤＣ−ＤＣコンバータ３はＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路５により駆動及び制御される。ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、光源９に流れる電流が目標電流値となるように定電流フィードバック制御される。なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の詳細な構成はここでは図示しないが、例えば降圧チョッパ回路又はフライバックコンバータなどの既知の回路でＤＣ−ＤＣコンバータ３を構成し得る。 The DC-DC converter 3 is driven and controlled by the DC-DC converter control circuit 5. The DC-DC converter 3 is subjected to constant current feedback control so that the current flowing through the light source 9 becomes a target current value. Although the detailed configuration of the DC-DC converter 3 is not shown here, the DC-DC converter 3 can be configured by a known circuit such as a step-down chopper circuit or a flyback converter.

次に、実施の形態１にかかる光源点灯装置の制御方法を説明する。光源点灯装置１００に交流電源１から交流電圧が印加されると、整流回路ＤＢは入力された交流電圧を全波整流し、整流された電圧がフィルタコンデンサＣ１の両端に印加される。フィルタコンデンサＣ１は、スイッチングリプルを除去する目的で設けられたものであり、ここでは交流電源1の周波数成分を平滑するためのものではない。したがって力率改善回路２の動作中は、フィルタコンデンサＣ１の両端電圧は、交流電源周波数の２倍周波数で正弦波状に脈動する全波整流電圧となる。 Next, a method of controlling the light source lighting device according to the first embodiment will be described. When an AC voltage is applied to the light source lighting device 100 from the AC power supply 1, the rectifier circuit DB full-wave rectifies the input AC voltage, and the rectified voltage is applied to both ends of the filter capacitor C1. The filter capacitor C1 is provided for the purpose of removing switching ripples, and is not intended here for smoothing the frequency component of the AC power supply 1. Therefore, during the operation of the power factor improving circuit 2, the voltage across the filter capacitor C1 becomes a full-wave rectified voltage that pulsates in a sinusoidal manner at a frequency twice the AC power supply frequency.

定常動作状態における力率改善回路２の動作を説明する。まず、ゲート駆動部４ｅから出力される信号によりスイッチング素子ＳＷ１がオンしている状態を考える。スイッチング素子ＳＷ１がオンすると、全波整流電圧はインダクタＬ１に印加され、インダクタＬ１、スイッチング素子ＳＷ１の経路で電流が流れ、インダクタＬ１にエネルギが蓄えられる。このとき、インダクタＬ１の電流は直線的に増加していく。 The operation of the power factor improving circuit 2 in the steady operation state will be described. First, consider a state in which the switching element SW1 is turned on by the signal output from the gate drive unit 4e. When the switching element SW1 is turned on, the full-wave rectified voltage is applied to the inductor L1, a current flows through the paths of the inductor L1 and the switching element SW1, and energy is stored in the inductor L1. At this time, the current of the inductor L1 increases linearly.

駆動信号生成部４ｄにより設定されたスイッチング素子ＳＷ１のオン時間が経過すると、駆動信号生成部４ｄはオフ信号を出力しスイッチング素子ＳＷ１をオフする。スイッチング素子ＳＷ１がオフするとインダクタＬ１に蓄えられたエネルギが放出され、インダクタＬ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ２の順に電流が流れる。これにより、平滑コンデンサＣ２を充電する。このようにエネルギを伝達して、ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、平滑コンデンサＣ２に充電された電圧を入力として、光源９に電流を供給する。 When the on time of the switching element SW1 set by the drive signal generation unit 4d elapses, the drive signal generation unit 4d outputs an off signal to turn off the switching element SW1. When the switching element SW1 is turned off, the energy stored in the inductor L1 is released, and the current flows in the order of the inductor L1, the diode D1, and the smoothing capacitor C2. As a result, the smoothing capacitor C2 is charged. By transmitting energy in this way, the DC-DC converter 3 supplies a current to the light source 9 by using the voltage charged in the smoothing capacitor C2 as an input.

図２は、実施の形態１にかかる光源点灯装置１００の動作を示す波形図である。図２の波形図を用いて光源点灯装置１００の動作を説明する。 FIG. 2 is a waveform diagram showing the operation of the light source lighting device 100 according to the first embodiment. The operation of the light source lighting device 100 will be described with reference to the waveform diagram of FIG.

（期間ｔ０〜ｔ１）
ここでは、力率改善回路２の動作が定常動作状態で、ゲート駆動部４ｅの出力によってスイッチング素子ＳＷ１がオンするタイミングから説明する。スイッチング素子ＳＷ１がオンしたとき、スイッチング素子ＳＷ１にはインダクタＬ１から電流が流れ、インダクタＬ１電流が増加していく。このとき、インダクタＬ１には図１の矢印ＶＬ１の方向に電圧が印加されるため、検出巻線Ｌ２には矢印ＶＬ２の方向に電圧が発生する。矢印の指す方の位置で、矢印と反対方向の位置より高電圧となる。その結果、積分回路４ｂには検出巻線Ｌ２から負電圧が入力される。積分回路４ｂに負電圧が入力されると積分回路４ｂの出力電圧は上昇していく。 (Period t0 to t1)
Here, the operation of the power factor improving circuit 2 will be described from the timing when the switching element SW1 is turned on by the output of the gate drive unit 4e in the steady operation state. When the switching element SW1 is turned on, a current flows from the inductor L1 to the switching element SW1, and the inductor L1 current increases. At this time, since the voltage is applied to the inductor L1 in the direction of the arrow VL1 of FIG. 1, the voltage is generated in the detection winding L2 in the direction of the arrow VL2. The voltage is higher at the position pointed by the arrow than at the position opposite to the arrow. As a result, a negative voltage is input to the integrating circuit 4b from the detection winding L2. When a negative voltage is input to the integrator circuit 4b, the output voltage of the integrator circuit 4b rises.

（時刻ｔ１）
スイッチング素子ＳＷ１をオンして予め定められた時間が経過すると、駆動信号生成部４ｄはゲート駆動部４ｅを介してスイッチング素子ＳＷ１をオフし、スイッチング素子ＳＷ１の電流を遮断する。時刻ｔ１においてスイッチング素子ＳＷ１がオフされる。スイッチング素子ＳＷ１のオン時間は電圧比較部４ａの比較結果によって決定する。すなわち、目標電圧Ｅ１に対して出力電圧検出抵抗Ｒ１で得られた出力電圧検出信号が小さければ、オン時間は長くなる方向に制御される。他方、目標電圧Ｅ１に対して出力電圧検出信号が大きければ、オン時間は短くなる方向に制御される。 (Time t1)
When the switching element SW1 is turned on and a predetermined time elapses, the drive signal generation unit 4d turns off the switching element SW1 via the gate drive unit 4e and cuts off the current of the switching element SW1. The switching element SW1 is turned off at time t1. The on-time of the switching element SW1 is determined by the comparison result of the voltage comparison unit 4a. That is, if the output voltage detection signal obtained by the output voltage detection resistor R1 is smaller than the target voltage E1, the on-time is controlled to be longer. On the other hand, if the output voltage detection signal is larger than the target voltage E1, the on-time is controlled to be shorter.

（期間ｔ１〜ｔ２）
時刻ｔ１においてスイッチング素子ＳＷ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄えられたエネルギは、ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ２に放出されるので、インダクタＬ１に流れる電流はエネルギ放出に伴って減少していく。このとき、インダクタＬ１に発生する電圧は、スイッチング素子ＳＷ１がオンのときとは逆極性の電圧となる。すなわち図１中の矢印ＶＬ１とは逆方向の電圧が発生する。これにより検出巻線Ｌ２に発生する電圧も、図１中の矢印ＶＬ２とは逆極性となり、積分回路４ｂには正電圧が入力される。積分回路４ｂに正電圧が入力されると、積分回路４ｂの出力電圧は減少していく。 (Period t1 to t2)
When the switching element SW1 is turned off at time t1, the energy stored in the inductor L1 is released to the smoothing capacitor C2 via the diode D1, so that the current flowing through the inductor L1 decreases with the energy release. At this time, the voltage generated in the inductor L1 is a voltage having the opposite polarity to that when the switching element SW1 is on. That is, a voltage in the direction opposite to the arrow VL1 in FIG. 1 is generated. As a result, the voltage generated in the detection winding L2 also has the opposite polarity to the arrow VL2 in FIG. 1, and a positive voltage is input to the integrating circuit 4b. When a positive voltage is input to the integrator circuit 4b, the output voltage of the integrator circuit 4b decreases.

（時刻ｔ２）
減少傾向である積分回路４ｂの出力電圧は、ゼロ電流検出部４ｃに入力されている。ゼロ電流検出部４ｃでは、積分回路４ｂより入力された電圧と、予め設定された検出閾値とを比較する。時刻ｔ２において、積分回路４ｂより入力された電圧が閾値電圧に達する。そうすると、ゼロ電流検出部４ｃは、ゼロ電流検出信号を駆動信号生成部４ｄに送信する。この時点ではインダクタＬ１に流れる電流はゼロに到達していない。つまり、一例によれば、インダクタＬ１に流れる電流がゼロになる前に、ゼロ電流検出信号が出力される。このように、インダクタＬ１の電流が低下している過程で、積分によって得られた値が予め定められた検出閾値に達したときに、ゼロ電流検出信号を出力する。 (Time t2)
The output voltage of the integrating circuit 4b, which tends to decrease, is input to the zero current detection unit 4c. The zero current detection unit 4c compares the voltage input from the integrating circuit 4b with the preset detection threshold value. At time t2, the voltage input from the integrating circuit 4b reaches the threshold voltage. Then, the zero current detection unit 4c transmits the zero current detection signal to the drive signal generation unit 4d. At this point, the current flowing through the inductor L1 has not reached zero. That is, according to one example, the zero current detection signal is output before the current flowing through the inductor L1 becomes zero. In this way, when the value obtained by integration reaches a predetermined detection threshold value in the process in which the current of the inductor L1 is decreasing, the zero current detection signal is output.

（期間ｔ２〜ｔ３）
駆動信号生成部４ｄはゼロ電流検出信号を受け取ると、スイッチング素子ＳＷ１をオンする駆動信号を生成及び出力し、その駆動信号によりゲート駆動部４ｅを介してスイッチング素子ＳＷ１をオンする処理を実行する。具体的には、駆動信号生成部４ｄは、ゼロ電流検出信号の論理レベルの反転が生じてから、電圧比較部４ａの出力に応じたオン時間だけスイッチング素子ＳＷ１をオンする駆動信号を生成する。 (Period t2 to t3)
When the drive signal generation unit 4d receives the zero current detection signal, it generates and outputs a drive signal for turning on the switching element SW1, and executes a process of turning on the switching element SW1 via the gate drive unit 4e by the drive signal. Specifically, the drive signal generation unit 4d generates a drive signal that turns on the switching element SW1 for an on-time corresponding to the output of the voltage comparison unit 4a after the logic level of the zero current detection signal is inverted.

しかし、駆動信号生成部４ｄがゼロ電流検出信号を受け取ってから実際にスイッチング素子ＳＷ１をオンさせるまでには、駆動信号生成部４ｄにおける処理に起因する遅れ時間と、ゲート駆動部４ｅにおける処理に起因する遅れ時間が存在するため、駆動信号生成部４ｄがゼロ電流検出信号を受け取ってからすぐにスイッチング素子ＳＷ１をオンすることはできない。この遅れ時間の期間中にインダクタＬ１がエネルギを放出し終えてインダクタＬ１電流がゼロになると、インダクタＬ１とスイッチング素子ＳＷ１等の電極間の寄生容量に起因する共振現象が発生し、検出巻線Ｌ２には共振現象を伴った電圧が発生し、Ｌ２の電圧は急速に低下する。 However, from the time when the drive signal generation unit 4d receives the zero current detection signal until the switching element SW1 is actually turned on, the delay time due to the processing in the drive signal generation unit 4d and the processing in the gate drive unit 4e are caused. Since there is a delay time, the switching element SW1 cannot be turned on immediately after the drive signal generation unit 4d receives the zero current detection signal. When the inductor L1 finishes releasing energy and the inductor L1 current becomes zero during this delay time, a resonance phenomenon occurs due to the parasitic capacitance between the inductor L1 and the electrodes such as the switching element SW1, and the detection winding L2 A voltage accompanied by a resonance phenomenon is generated in, and the voltage of L2 drops rapidly.

（時刻ｔ３）
駆動信号生成部４ｄにおける処理の遅れ時間とゲート駆動部４ｅでの遅れ時間が経過し、共振現象によりスイッチング素子ＳＷ１に印加する共振電圧がボトム付近に到達すると、ゲート駆動部４ｅからオン信号が出力され、再びスイッチング素子ＳＷ１がオンする。図２では、スイッチング素子の両端電圧Ｖｄｓに共振が生じており、その共振電圧のボトム付近の時刻ｔ３において、スイッチング素子ＳＷ１がオンしたことが示されている。共振電圧のボトム付近でスイッチング素子ＳＷ１をオンさせるために、時刻ｔ２−ｔ３の時間が遅れ時間の総和と一致又は実質的に一致するように、検出閾値を設定する。つまり、予め駆動信号生成部４ｄとゲート駆動部４ｅなどの遅れ時間を考慮して、スイッチング素子ＳＷ１に印加される共振電圧がボトム付近となるタイミングでオンするように、ゼロ電流検出部４ｃで使う検出閾値を決める。検出閾値を高く設定するとｔ２−ｔ３の期間が長くなり、検出閾値を低く設定するとｔ２−ｔ３の期間が短くなるため、予め測定しておいた遅れ時間に合わせてｔ２−ｔ３の期間を調整できる。 (Time t3)
When the processing delay time in the drive signal generation unit 4d and the delay time in the gate drive unit 4e elapse and the resonance voltage applied to the switching element SW1 reaches near the bottom due to the resonance phenomenon, an on signal is output from the gate drive unit 4e. Then, the switching element SW1 is turned on again. In FIG. 2, it is shown that resonance occurs in the voltage Vds across the switching element, and the switching element SW1 is turned on at time t3 near the bottom of the resonance voltage. In order to turn on the switching element SW1 near the bottom of the resonance voltage, the detection threshold is set so that the time t2-t3 coincides with or substantially matches the sum of the delay times. That is, the zero current detection unit 4c is used so that the resonance voltage applied to the switching element SW1 is turned on at a timing near the bottom in consideration of the delay time of the drive signal generation unit 4d and the gate drive unit 4e in advance. Determine the detection threshold. If the detection threshold is set high, the period of t2-t3 becomes long, and if the detection threshold is set low, the period of t2-t3 becomes short. Therefore, the period of t2-t3 can be adjusted according to the delay time measured in advance. ..

こうしてスイッチング素子ＳＷ１がオンすると、インダクタＬ１に電流が流れ始め、時刻ｔ０〜ｔ１の条件に戻り、同様の動作を繰り返す。スイッチング素子ＳＷ１の両端の振動電圧がボトム付近にあるときにスイッチング素子ＳＷ１がオンすることは、スイッチング素子ＳＷ１の両端電圧が低い状態でのスイッチング素子ＳＷ１のターンオンを可能とする。これにより、ゼロ電圧スイッチングに近い動作となり、スイッチング損失を低減できる。こうして得られた直流電源回路の出力を光源点灯に利用することができる。 When the switching element SW1 is turned on in this way, a current starts to flow in the inductor L1, returns to the conditions of times t0 to t1, and the same operation is repeated. The fact that the switching element SW1 is turned on when the vibration voltage across the switching element SW1 is near the bottom enables the switching element SW1 to be turned on when the voltage across the switching element SW1 is low. As a result, the operation is close to zero voltage switching, and the switching loss can be reduced. The output of the DC power supply circuit thus obtained can be used for lighting the light source.

ここで、交流電源１の電圧実効値に応じて力率改善回路２の出力電圧を可変とする場合について説明する。例えば実効値１００Ｖの交流電源１を入力した場合は力率改善回路２の出力電圧を３５０Ｖとし、実効値２００Ｖの交流電源１を入力した場合は力率改善回路２の出力電圧を４００Ｖとするように、ＰＦＣ制御回路４が出力電圧を制御する。交流電源１の電圧判定は、例えば整流回路ＤＢの直流出力側間に設けられた分圧抵抗Ｒ０で得られた電圧をＰＦＣ制御回路４で読み取ることで可能となる。図１の例では、分圧抵抗Ｒ０で得られた電圧がゼロ電流検出部４ｃに入力される。このように入力される交流電源１の電圧に応じて、入力電圧が低い場合はＰＦＣ出力電圧を低くし、入力電圧が高い場合はＰＦＣ出力電圧を高くすることができる。そうすると、交流電源１の入力電圧が低い場合に、出力電圧/入力電圧で定義される昇圧比が高くなりすぎることを防止でき、回路効率を高めることができる。 Here, a case where the output voltage of the power factor improving circuit 2 is variable according to the effective voltage value of the AC power supply 1 will be described. For example, when the AC power supply 1 having an effective value of 100V is input, the output voltage of the power factor improving circuit 2 is 350V, and when the AC power supply 1 having an effective value of 200V is input, the output voltage of the power factor improving circuit 2 is 400V. In addition, the PFC control circuit 4 controls the output voltage. The voltage of the AC power supply 1 can be determined, for example, by reading the voltage obtained by the voltage dividing resistor R0 provided between the DC output sides of the rectifier circuit DB with the PFC control circuit 4. In the example of FIG. 1, the voltage obtained by the voltage dividing resistor R0 is input to the zero current detection unit 4c. Depending on the voltage of the AC power supply 1 input in this way, the PFC output voltage can be lowered when the input voltage is low, and the PFC output voltage can be raised when the input voltage is high. Then, when the input voltage of the AC power supply 1 is low, it is possible to prevent the boost ratio defined by the output voltage / input voltage from becoming too high, and it is possible to improve the circuit efficiency.

ところで、半導体で構成されるスイッチング素子ＳＷ１の電極間の寄生容量は、電極間に印加する電圧、すなわちドレイン−ソース間電圧である両端電圧Ｖｄｓに依存することが知られている。一般的には、両端電圧Ｖｄｓが高くなるほど電極間の寄生容量は減少する。力率改善回路２では、スイッチング素子ＳＷ１のターンオフ時にドレイン−ソース間に両端電圧Ｖｄｓが印加されるため、出力電圧が高くなるほどスイッチング素子ＳＷ１に印加する電圧も高くなり、電極間の寄生容量が減少する。すると、スイッチング素子ＳＷ１のドレイン−ソース間に発生する共振電圧の共振周波数が上昇するため、スイッチング素子ＳＷ１のターンオンタイミングがずれて共振電圧のボトム付近でターンオンできないことがある。 By the way, it is known that the parasitic capacitance between the electrodes of the switching element SW1 made of a semiconductor depends on the voltage applied between the electrodes, that is, the voltage across the ends Vds which is the voltage between the drain and the source. In general, the higher the voltage Vds across the electrodes, the smaller the parasitic capacitance between the electrodes. In the power factor improvement circuit 2, since the voltage Vds across the drain and the source is applied between the drain and the source when the switching element SW1 is turned off, the voltage applied to the switching element SW1 increases as the output voltage increases, and the parasitic capacitance between the electrodes decreases. To do. Then, since the resonance frequency of the resonance voltage generated between the drain and the source of the switching element SW1 rises, the turn-on timing of the switching element SW1 may shift and the turn-on may not be possible near the bottom of the resonance voltage.

そこで、力率改善回路の出力電圧又は力率改善回路の入力電圧に応じて、ゼロ電流検出部４ｃで用いる検出閾値を調整して、スイッチング素子ＳＷ１に印加される振動電圧がボトム付近となるタイミングでスイッチング素子ＳＷ１がオンするようにする。図１の例では、分圧抵抗Ｒ０の出力を受けたゼロ電流検出部４ｃが、検出閾値を変更する。例えば、力率改善回路の出力電圧が４００Ｖとなる場合は、当該出力電圧が３５０Ｖの場合と比較して、検出閾値を上昇させる。これにより駆動信号生成部４ｄがゼロ電流検出信号を受け取るタイミングを早めることができ、スイッチング素子ＳＷ１に印加する共振電圧がボトム付近のタイミングでスイッチング素子ＳＷ１をターンオンすることができる。なお、この例では、交流電源の実効値として、１００Ｖ、２００Ｖを想定したが３つ以上の実効値に対応することも可能である。 Therefore, the detection threshold used by the zero current detection unit 4c is adjusted according to the output voltage of the power factor improvement circuit or the input voltage of the power factor improvement circuit, and the timing at which the vibration voltage applied to the switching element SW1 becomes near the bottom. The switching element SW1 is turned on. In the example of FIG. 1, the zero current detection unit 4c that receives the output of the voltage dividing resistor R0 changes the detection threshold value. For example, when the output voltage of the power factor improving circuit is 400 V, the detection threshold value is increased as compared with the case where the output voltage is 350 V. As a result, the timing at which the drive signal generation unit 4d receives the zero current detection signal can be accelerated, and the switching element SW1 can be turned on at the timing when the resonance voltage applied to the switching element SW1 is near the bottom. In this example, 100V and 200V are assumed as the effective values of the AC power supply, but it is also possible to correspond to three or more effective values.

以上のように、インダクタＬ１のゼロ電流検出を行うための検出巻線Ｌ２に発生する矩形波状の電圧を、積分回路４ｂにより三角波電圧又はそれに類似する波形に変換し、検出閾値と比較するので、検出閾値の調整によりゼロ電流の検出タイミングを自在に早めることができる。これにより、検出巻線Ｌ２の矩形波電圧の立下りのタイミングでゼロ電流検出する場合と比べて、ゼロ電流検出のタイミングを早めることができる。早期のゼロ電流検出は、ｔ２〜ｔ３の期間をＰＦＣ制御回路４での遅れ時間と一致又は実質的に一致させることを可能とする。これにより、スイッチング素子ＳＷ１の共振電圧のボトム付近で遅延なくスイッチング素子ＳＷ１をターンオンすることができる。 As described above, the rectangular wavy voltage generated in the detection winding L2 for detecting the zero current of the inductor L1 is converted into a triangular wave voltage or a waveform similar thereto by the integrating circuit 4b and compared with the detection threshold value. By adjusting the detection threshold value, the zero current detection timing can be freely advanced. As a result, the timing of zero current detection can be advanced as compared with the case of detecting zero current at the timing of the falling edge of the rectangular wave voltage of the detection winding L2. Early zero current detection makes it possible to match or substantially match the period t2 to t3 with the delay time in the PFC control circuit 4. As a result, the switching element SW1 can be turned on without delay near the bottom of the resonance voltage of the switching element SW1.

したがって、スイッチング素子に印加する電圧が低い状態でターンオンできるので、ゼロ電圧スイッチングに近い動作が可能となり、スイッチング損失を削減できる。これにより高効率な光源点灯装置を提供することができる。また、スイッチング素子ＳＷ１としてＧａＮデバイスなどのワイドバンドギャップ半導体を採用して高周波駆動する際でも、処理速度が高速でない安価なマイコンを使用でき、低コスト化できる。 Therefore, since the turn-on can be performed in a state where the voltage applied to the switching element is low, the operation close to zero voltage switching becomes possible, and the switching loss can be reduced. This makes it possible to provide a highly efficient light source lighting device. Further, even when a wide bandgap semiconductor such as a GaN device is adopted as the switching element SW1 and driven at a high frequency, an inexpensive microcomputer whose processing speed is not high can be used, and the cost can be reduced.

積分回路は、図１の積分回路４ｂに限定されず、検出巻線Ｌ２の出力電圧を積分する任意の回路を採用することができる。積分の結果、非矩形の傾斜を有する波形を得ることができ、検出閾値に達したか否かの判定が可能となる。非矩形の傾斜を有する波形の例が図２に示される三角波である。例えば、積分回路は、検出巻線の出力電圧の正負に応じて充放電するコンデンサを備える任意の回路とすることができる。 The integrating circuit is not limited to the integrating circuit 4b of FIG. 1, and any circuit that integrates the output voltage of the detection winding L2 can be adopted. As a result of the integration, a waveform having a non-rectangular slope can be obtained, and it is possible to determine whether or not the detection threshold has been reached. An example of a waveform having a non-rectangular slope is the triangular wave shown in FIG. For example, the integrating circuit can be any circuit including a capacitor that charges and discharges according to the positive and negative of the output voltage of the detection winding.

制御部４Ａは、積分回路４ｂの出力を利用してスイッチング素子ＳＷ１をオンするタイミングを検知し、スイッチング素子ＳＷ１の駆動を制御する。制御部４Ａの構成は、そのような機能を有する別の構成に変更し得る。 The control unit 4A detects the timing at which the switching element SW1 is turned on by using the output of the integrating circuit 4b, and controls the drive of the switching element SW1. The configuration of the control unit 4A may be changed to another configuration having such a function.

実施の形態１に記載した変形例、修正例又は代案については、以下の実施の形態に係る光源点灯装置、照明器具、及び光源点灯装置の制御方法に応用し得る。以下の実施の形態に係る光源点灯装置、照明器具、及び光源点灯装置の制御方法については、主として実施の形態１との相違点を説明する。 The modified example, modified example or alternative described in the first embodiment can be applied to the light source lighting device, the luminaire, and the control method of the light source lighting device according to the following embodiment. The differences between the light source lighting device, the lighting fixture, and the control method of the light source lighting device according to the following embodiments will be mainly described with respect to the first embodiment.

実施の形態２．
図３は、実施の形態２に係る光源点灯装置１１０の回路構成図である。本実施の形態では、主としてＤＣ−ＤＣコンバータ３の動作について説明する。 Embodiment 2.
FIG. 3 is a circuit configuration diagram of the light source lighting device 110 according to the second embodiment. In this embodiment, the operation of the DC-DC converter 3 will be mainly described.

ＤＣ−ＤＣコンバータ３は例えば降圧チョッパ型である。ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、インダクタＬ３、シリコン又はワイドバンドギャップ半導体を材料とするスイッチング素子ＳＷ２、ダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ３を備えている。ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、力率改善回路２より直流電圧を受けて、スイッチング素子ＳＷ２とインダクタＬ３でエネルギの充放電を行い、光源９の点灯に適した直流電圧及び直流電流を出力する直流電源回路である。このような直流電源回路はバックコンバータと呼ばれる。ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力によって光源９が点灯する。インダクタＬ３には検出巻線Ｌ４が磁気的に結合されている。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３は出力電流を検出する出力電流検出抵抗Ｒ２を備えている。 The DC-DC converter 3 is, for example, a step-down chopper type. The DC-DC converter 3 includes an inductor L3, a switching element SW2 made of silicon or a wide bandgap semiconductor, a diode D2, and a smoothing capacitor C3. The DC-DC converter 3 receives a DC voltage from the power factor improving circuit 2, charges and discharges energy with the switching element SW2 and the inductor L3, and outputs a DC voltage and a DC current suitable for lighting the light source 9. It is a circuit. Such a DC power supply circuit is called a back converter. The light source 9 is turned on by the output of the DC-DC converter 3. The detection winding L4 is magnetically coupled to the inductor L3. Further, the DC-DC converter 3 includes an output current detection resistor R2 that detects an output current.

ＤＣ−ＤＣコンバータ３を制御するためにＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路５が設けられている。ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路５は、電圧比較部５ａ、積分回路５ｂ、ゼロ電流検出部５ｃ、駆動信号生成部５ｄ及びゲート駆動部５ｅを備えている。電圧比較部５ａ、ゼロ電流検出部５ｃ及び駆動信号生成部５ｄは制御部５Ａを構成する。ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路５の少なくとも一部をマイクロコンピュータで構成することができる。例えば電圧比較部５ａ、ゼロ電流検出部５ｃ及び駆動信号生成部５ｄをマイコン化することができる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のマイコンを、ＰＦＣ制御回路４と共通のマイクロコンピュータとしてもよい。 A DC-DC converter control circuit 5 is provided to control the DC-DC converter 3. The DC-DC converter control circuit 5 includes a voltage comparison unit 5a, an integration circuit 5b, a zero current detection unit 5c, a drive signal generation unit 5d, and a gate drive unit 5e. The voltage comparison unit 5a, the zero current detection unit 5c, and the drive signal generation unit 5d constitute the control unit 5A. At least a part of the DC-DC converter control circuit 5 can be configured by a microcomputer. For example, the voltage comparison unit 5a, the zero current detection unit 5c, and the drive signal generation unit 5d can be made into a microcomputer. Further, the microcomputer of the DC-DC converter 3 may be a microcomputer common to the PFC control circuit 4.

ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電流、すなわち光源９に流れる電流が予め定められた電流値となるように、スイッチング素子ＳＷ２を制御する。予め定められた電流値とは、例えば室内の壁面に取り付けられた調光器又はリモコン等で設定する明るさの設定値で決まる。すなわち、調光器又はリモコン等から出力される調光信号をＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路５が受けて、それに対応した電流値となるようにＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路５がスイッチング素子ＳＷ２を制御する。 The DC-DC converter control circuit 5 controls the switching element SW2 so that the output current of the DC-DC converter 3, that is, the current flowing through the light source 9 has a predetermined current value. The predetermined current value is determined by, for example, a brightness setting value set by a dimmer or a remote controller mounted on the wall surface of the room. That is, the DC-DC converter control circuit 5 receives the dimming signal output from the dimmer, the remote controller, or the like, and the DC-DC converter control circuit 5 controls the switching element SW2 so that the current value corresponds to the dimming signal. ..

電圧比較部５ａは、出力電流検出抵抗Ｒ２に発生する出力電流信号と、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の目標出力電流に相当する目標電圧Ｅ２とを比較し、両者の差に応じた信号を駆動信号生成部５ｄへ出力する。 The voltage comparison unit 5a compares the output current signal generated in the output current detection resistor R2 with the target voltage E2 corresponding to the target output current of the DC-DC converter 3, and generates a drive signal corresponding to the difference between the two. Output to unit 5d.

駆動信号生成部５ｄは、電圧比較部５ａの出力信号を受けて、スイッチング素子ＳＷ２のスイッチング１周期におけるオン時間を決定し、スイッチング素子ＳＷ２の駆動信号を生成する。駆動信号は例えばＰＷＭ(Pulse Width Modulation)信号である。 The drive signal generation unit 5d receives the output signal of the voltage comparison unit 5a, determines the on-time of the switching element SW2 in one switching cycle, and generates the drive signal of the switching element SW2. The drive signal is, for example, a PWM (Pulse Width Modulation) signal.

積分回路５ｂは例えば実施の形態１で述べた積分回路４ｂと同一構成でもよいが、図３には図１の積分回路４ｂと異なる積分回路５ｂが図示されている。積分回路５ｂは、ダイオード５１ｂ、抵抗素子５２ｂ、５３ｂ、５４ｂ、充放電用スイッチング素子５５ｂ、コンデンサ５６ｂ及び反転素子５７ｂを備えている。積分回路５ｂはＲＣ積分回路として提供され得る。 The integrator circuit 5b may have the same configuration as the integrator circuit 4b described in the first embodiment, for example, but FIG. 3 shows an integrator circuit 5b different from the integrator circuit 4b of FIG. The integrating circuit 5b includes a diode 51b, resistance elements 52b, 53b, 54b, a charging / discharging switching element 55b, a capacitor 56b, and an inverting element 57b. The integrator circuit 5b may be provided as an RC integrator circuit.

反転素子５７ｂは、スイッチング素子ＳＷ２のゲート駆動信号に対して逆位相で充放電用スイッチング素子５５ｂを駆動するためのものである。充放電用スイッチング素子５５ｂは、反転素子５７ｂによって、制御部５Ａからスイッチング素子ＳＷ２に出される駆動信号の逆位相でオンオフ制御される。 The inverting element 57b is for driving the charging / discharging switching element 55b in a phase opposite to the gate drive signal of the switching element SW2. The charge / discharge switching element 55b is on / off controlled by the inverting element 57b in the opposite phase of the drive signal output from the control unit 5A to the switching element SW2.

積分回路５ｂは検出巻線Ｌ４で発生する電圧波形を積分して出力し、ゼロ電流検出部５ｃに入力する。ゼロ電流検出部５ｃは積分回路５ｂから入力された電圧値が予め設定した閾値電圧に達するとその旨を通知するゼロ電流検出信号を駆動信号生成部５ｄに入力する。ゼロ電流検出信号を受けた駆動信号生成部５ｄはスイッチング素子ＳＷ２をオンする信号を生成及び出力する。 The integrating circuit 5b integrates and outputs the voltage waveform generated in the detection winding L4, and inputs the voltage waveform to the zero current detection unit 5c. The zero current detection unit 5c inputs a zero current detection signal to the drive signal generation unit 5d to notify that the voltage value input from the integrating circuit 5b reaches a preset threshold voltage. The drive signal generation unit 5d that has received the zero current detection signal generates and outputs a signal that turns on the switching element SW2.

ゲート駆動部５ｅはスイッチング素子ＳＷ２のゲート端子に接続されている。ゲート駆動部５ｅは、駆動信号生成部５ｄから出力された例えば５Ｖのゲート駆動電圧をスイッチング素子ＳＷ２の駆動に適した例えば１０Ｖの電圧に増幅してスイッチング素子ＳＷ２のゲート端子に出力する。スイッチング素子ＳＷ２はゲート駆動部５ｅから出力されたゲート駆動信号によりオンオフ動作を行う。なお、スイッチング素子ＳＷ２のゲート端子には例えばゲート抵抗等を接続してもよい。 The gate drive unit 5e is connected to the gate terminal of the switching element SW2. The gate drive unit 5e amplifies the gate drive voltage of, for example, 5V output from the drive signal generation unit 5d to a voltage of, for example, 10V suitable for driving the switching element SW2, and outputs the voltage to the gate terminal of the switching element SW2. The switching element SW2 performs an on / off operation according to the gate drive signal output from the gate drive unit 5e. A gate resistor or the like may be connected to the gate terminal of the switching element SW2.

図４は、実施の形態２に係る光源点灯装置の動作波形図である。光源点灯装置１１０の動作について図４を用いて説明する。ここでは、力率改善回路２は定常動作状態とし、一定の出力電圧がＤＣ−ＤＣコンバータ３に入力されているものとする。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３も定常動作状態で、光源９が一定の明るさで点灯している状態として説明する。 FIG. 4 is an operation waveform diagram of the light source lighting device according to the second embodiment. The operation of the light source lighting device 110 will be described with reference to FIG. Here, it is assumed that the power factor improving circuit 2 is in a steady operation state and a constant output voltage is input to the DC-DC converter 3. Further, the DC-DC converter 3 will be described as a state in which the light source 9 is lit with a constant brightness in a steady operation state.

（期間ｔ０〜ｔ１）
ここでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の動作が定常動作状態で、ゲート駆動部５ｅによってスイッチング素子ＳＷ２がターンオンするタイミングから説明する。スイッチング素子ＳＷ２がオンすると、インダクタＬ３に電流が流れ、インダクタＬ３の電流が直線的に増加していく。このときインダクタＬ３には図３の矢印方向に電圧ＶＬ３が印加され、検出巻線Ｌ４には矢印の方向に電圧ＶＬ４が発生し、積分回路５ｂには正電圧が入力される。このとき、積分回路５ｂの充放電用スイッチング素子５５ｂはオフ状態となっている。そのため、ダイオード５１ｂ、抵抗素子５２ｂ、抵抗素子５４ｂ、コンデンサ５６ｂの経路でコンデンサ５６ｂを充電する充電電流が流れる。これによりコンデンサ５６ｂの電圧すなわち積分回路５ｂの出力電圧は上昇していく。 (Period t0 to t1)
Here, the operation of the DC-DC converter 3 will be described from the timing at which the switching element SW2 is turned on by the gate drive unit 5e in the steady operation state. When the switching element SW2 is turned on, a current flows through the inductor L3, and the current of the inductor L3 increases linearly. At this time, a voltage VL3 is applied to the inductor L3 in the direction of the arrow in FIG. 3, a voltage VL4 is generated in the direction of the arrow in the detection winding L4, and a positive voltage is input to the integrating circuit 5b. At this time, the charging / discharging switching element 55b of the integrating circuit 5b is in the off state. Therefore, a charging current for charging the capacitor 56b flows through the path of the diode 51b, the resistance element 52b, the resistance element 54b, and the capacitor 56b. As a result, the voltage of the capacitor 56b, that is, the output voltage of the integrating circuit 5b rises.

（時刻ｔ１）
予め定められた時間が経過すると駆動信号生成部５ｄはゲート駆動部５ｅを介してスイッチング素子ＳＷ２をオフし、スイッチング素子ＳＷ２の電流を遮断する。スイッチング素子ＳＷ２のオン時間は電圧比較部５ａの比較結果によって決定する。すなわち、目標電圧Ｅ２に対して出力電流検出信号が小さければオン時間は長くなる方向に制御され、目標電圧Ｅ２に対して出力電流検出信号が大きければオン時間は短くなる方向に制御される。 (Time t1)
When a predetermined time elapses, the drive signal generation unit 5d turns off the switching element SW2 via the gate drive unit 5e and cuts off the current of the switching element SW2. The on-time of the switching element SW2 is determined by the comparison result of the voltage comparison unit 5a. That is, if the output current detection signal is smaller than the target voltage E2, the on-time is controlled to be longer, and if the output current detection signal is larger than the target voltage E2, the on-time is controlled to be shorter.

（期間ｔ１〜ｔ２）
スイッチング素子ＳＷ２がオフすると、インダクタＬ３に蓄えられたエネルギは、導通状態のダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ３に放出され、エネルギ放出に伴ってインダクタＬ３に流れる電流は減少していく。このとき、インダクタＬ３に発生する電圧は、スイッチング素子ＳＷ２がオン状態の時とは逆極性の電圧となる。すなわち図３の矢印とは、逆方向の電圧が発生する。これにより検出巻線Ｌ４に発生する電圧も図３の矢印とは逆方向となり、積分回路５ｂには負電圧が入力される。ただし、負電圧が入力されても、ダイオード５１ｂにより、積分回路５ｂは導通しない。また、本期間では充放電用スイッチング素子５５ｂがオン状態となるため、期間ｔ０〜ｔ１で充電されたコンデンサ５６ｂの電荷が抵抗素子５４ｂ、５３ｂを介して放電される。そのため、コンデンサ５６ｂの電圧すなわち積分回路５ｂの出力電圧は減少していく。このように、抵抗素子５３ｂ、５４ｂを介して、コンデンサ５６ｂが充放電用スイッチング素子５５ｂの両端を接続することで、コンデンサ５６ｂの放電が可能となる。 (Period t1 to t2)
When the switching element SW2 is turned off, the energy stored in the inductor L3 is discharged to the diode D2 and the smoothing capacitor C3 in the conductive state, and the current flowing through the inductor L3 decreases with the energy release. At this time, the voltage generated in the inductor L3 is a voltage having the opposite polarity as when the switching element SW2 is in the ON state. That is, a voltage is generated in the direction opposite to the arrow in FIG. As a result, the voltage generated in the detection winding L4 is also in the direction opposite to the arrow in FIG. 3, and a negative voltage is input to the integrating circuit 5b. However, even if a negative voltage is input, the integrating circuit 5b does not conduct due to the diode 51b. Further, since the charging / discharging switching element 55b is turned on in this period, the electric charge of the capacitor 56b charged in the period t0 to t1 is discharged via the resistance elements 54b and 53b. Therefore, the voltage of the capacitor 56b, that is, the output voltage of the integrating circuit 5b decreases. In this way, the capacitor 56b can be discharged by connecting both ends of the charging / discharging switching element 55b via the resistance elements 53b and 54b.

（時刻ｔ２）
積分回路５ｂの出力電圧は常にゼロ電流検出部５ｃに入力される。ゼロ電流検出部５ｃでは、積分回路５ｂから入力された電圧と、予め設定された電圧である検出閾値とを比較する。積分回路５ｂから入力された電圧が検出閾値に達すると、ゼロ電流検出部５ｃはゼロ電流検出信号を駆動信号生成部５ｄに送信する。ゼロ電流検出信号を送信するこの時点ではインダクタＬ３に流れる電流はゼロに到達していない。 (Time t2)
The output voltage of the integrating circuit 5b is always input to the zero current detection unit 5c. The zero current detection unit 5c compares the voltage input from the integrating circuit 5b with the detection threshold value which is a preset voltage. When the voltage input from the integrating circuit 5b reaches the detection threshold value, the zero current detection unit 5c transmits the zero current detection signal to the drive signal generation unit 5d. At this point in time when the zero current detection signal is transmitted, the current flowing through the inductor L3 has not reached zero.

（時刻ｔ２〜ｔ３）
駆動信号生成部５ｄは、ゼロ電流検出信号を受け取ると、スイッチング素子ＳＷ２をオンする信号を出力し、ゲート駆動部５ｅを介してスイッチング素子ＳＷ２をオンする処理を実行する。しかしながら、駆動信号生成部５ｄがゼロ電流検出信号を受け取ってから実際にスイッチング素子ＳＷ２をオンさせるには、駆動信号生成部５ｄにおける処理の遅れ時間と、ゲート駆動部５ｅでの遅れ時間が存在するため、すぐにスイッチング素子ＳＷ２をオンすることはできない。そのような遅れ時間の途中でインダクタＬ３がエネルギを放出し終えてインダクタＬ３の電流がゼロになると、インダクタＬ３とスイッチング素子等の寄生容量に起因する共振現象が発生する。そうすると、検出巻線Ｌ４には共振現象による電圧が発生し、電圧ＶＬ４は急速に上昇する。 (Time t2 to t3)
When the drive signal generation unit 5d receives the zero current detection signal, it outputs a signal for turning on the switching element SW2, and executes a process of turning on the switching element SW2 via the gate drive unit 5e. However, in order for the drive signal generation unit 5d to actually turn on the switching element SW2 after receiving the zero current detection signal, there is a processing delay time in the drive signal generation unit 5d and a delay time in the gate drive unit 5e. Therefore, the switching element SW2 cannot be turned on immediately. When the inductor L3 finishes releasing energy in the middle of such a delay time and the current of the inductor L3 becomes zero, a resonance phenomenon occurs due to the parasitic capacitance of the inductor L3 and the switching element or the like. Then, a voltage due to the resonance phenomenon is generated in the detection winding L4, and the voltage VL4 rises rapidly.

（時刻ｔ３）
駆動信号生成部５ｄにおける処理の遅れ時間とゲート駆動部５ｅの遅れ時間が経過し、共振現象に伴ってスイッチング素子ＳＷ２に印加される共振電圧がボトム付近に到達すると、ゲート駆動部５ｅからオン信号が出力され、再びスイッチング素子ＳＷ２がオンする。スイッチング素子ＳＷ２がオンすると、インダクタＬ３に電流が流れ始め、時刻ｔ０〜ｔ１の条件に戻り、同様の動作を繰り返す。スイッチング素子ＳＷ２に印加する共振電圧がボトム付近でスイッチング素子ＳＷ２をオンすることによりスイッチング素子ＳＷ２の両端電圧が低い状態でターンオンできる。よってゼロ電圧スイッチングに近い動作となり、スイッチング損失を低減できる。 (Time t3)
When the processing delay time in the drive signal generation unit 5d and the delay time in the gate drive unit 5e elapse and the resonance voltage applied to the switching element SW2 reaches near the bottom due to the resonance phenomenon, the gate drive unit 5e gives an on signal. Is output, and the switching element SW2 is turned on again. When the switching element SW2 is turned on, a current starts to flow in the inductor L3, returns to the conditions at times t0 to t1, and the same operation is repeated. When the resonance voltage applied to the switching element SW2 turns on the switching element SW2 near the bottom, the switching element SW2 can be turned on with the voltage across the switching element SW2 low. Therefore, the operation is close to zero voltage switching, and the switching loss can be reduced.

予め駆動信号生成部５ｄでの遅れ時間とゲート駆動部５ｅでの遅れ時間を考慮して、スイッチング素子ＳＷ２に印加される振動電圧がボトム付近となるタイミングでスイッチング素子ＳＷ２がオンするように、ゼロ電流検出部５ｃにおける検出閾値を設定することができる。検出閾値を高く設定するとｔ２−ｔ３の期間が長く設定され、検出閾値を低く設定するとｔ２−ｔ３の期間が短く設定される。例えば予め測定しておいた遅れ時間の総和に合わせて、検出閾値を調整する。 Considering the delay time in the drive signal generation unit 5d and the delay time in the gate drive unit 5e in advance, the switching element SW2 is turned on at the timing when the vibration voltage applied to the switching element SW2 is near the bottom. The detection threshold value in the current detection unit 5c can be set. When the detection threshold is set high, the period of t2-t3 is set long, and when the detection threshold is set low, the period of t2-t3 is set short. For example, the detection threshold is adjusted according to the sum of the delay times measured in advance.

ＤＣ−ＤＣコンバータ３には力率改善回路２の出力電圧が入力される。ＤＣ−ＤＣコンバータ３として降圧チョッパ回路を用いる場合、ターンオフ状態のスイッチング素子ＳＷ２に力率改善回路２の出力電圧が印加される。したがって力率改善回路２の出力電圧に応じて電極間の寄生容量が変動する。すなわち、実施の形態１で述べたように交流電源１の入力電圧に応じて力率改善回路２の出力電圧を可変とする場合、当該出力電圧によってＤＣ−ＤＣコンバータ３におけるスイッチング素子ＳＷ２の電極間の寄生容量が変化するため、力率改善回路２の出力電圧に応じてゼロ電流検出部５ｃにおける検出閾値を変更し得る。例えば、力率改善回路２の出力電圧が４００Ｖの場合は、当該出力電圧が３５０Ｖの場合と比較して、スイッチング素子ＳＷ２の電極間容量が減少するため、検出閾値を上昇させる。これにより駆動信号生成部５ｄがゼロ電流検出信号を受け取るタイミングを早めて、スイッチング素子ＳＷ２に印加する共振電圧がボトム付近のタイミングでスイッチング素子ＳＷ２をターンオンすることができる。このようにバックコンバータの入力電圧に応じてゼロ電流検出部５ｃで用いる検出閾値を変更する処理は、ゼロ電流検出部５ｃによって行い得る。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電圧を分圧抵抗で検知し、検知した値をゼロ電流検出部５ｃに入力する。 The output voltage of the power factor improving circuit 2 is input to the DC-DC converter 3. When a step-down chopper circuit is used as the DC-DC converter 3, the output voltage of the power factor improving circuit 2 is applied to the switching element SW2 in the turn-off state. Therefore, the parasitic capacitance between the electrodes fluctuates according to the output voltage of the power factor improving circuit 2. That is, when the output voltage of the power factor improving circuit 2 is made variable according to the input voltage of the AC power supply 1 as described in the first embodiment, the output voltage is used between the electrodes of the switching element SW2 in the DC-DC converter 3. Since the parasitic capacitance of the above changes, the detection threshold in the zero current detection unit 5c can be changed according to the output voltage of the power factor improving circuit 2. For example, when the output voltage of the power factor improving circuit 2 is 400 V, the capacitance between the electrodes of the switching element SW2 is reduced as compared with the case where the output voltage is 350 V, so that the detection threshold value is increased. As a result, the timing at which the drive signal generation unit 5d receives the zero current detection signal can be accelerated, and the switching element SW2 can be turned on at a timing when the resonance voltage applied to the switching element SW2 is near the bottom. The process of changing the detection threshold value used by the zero current detection unit 5c according to the input voltage of the back converter can be performed by the zero current detection unit 5c. For example, the input voltage of the DC-DC converter 3 is detected by a voltage dividing resistor, and the detected value is input to the zero current detection unit 5c.

以上のように、例えば降圧チョッパ回路などのＤＣ−ＤＣコンバータ３においても、実施の形態１と同様にゼロ電流検出のタイミングを検出できるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路５の遅れ時間を補正することができ、スイッチング素子ＳＷ２の振動電圧のボトム付近で遅延なくスイッチング素子ＳＷ２をターンオンすることができる。また、積分回路にオペアンプを用いず、抵抗素子及びコンデンサを組み合わせたＲＣ積分回路を用いることは、コスト低減に寄与する。 As described above, the DC-DC converter 3 such as the step-down chopper circuit can also detect the timing of zero current detection as in the first embodiment, so that the delay time of the DC-DC converter control circuit 5 is corrected. The switching element SW2 can be turned on without delay near the bottom of the vibration voltage of the switching element SW2. Further, using an RC integrator circuit in which a resistance element and a capacitor are combined without using an operational amplifier in the integrator circuit contributes to cost reduction.

光源点灯装置において、図１のＰＦＣ制御回路４と図３のＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路５を両方利用することができる。実施の形態１、２では、検出巻線の出力電圧を積分回路で積分した値を検出閾値と対比させることでスイッチング素子をオンするタイミングを検出した。しかしながら、別の方法で積分回路の出力を利用してスイッチング素子をオンするタイミングを検知し得る。例えば、積分回路の出力のピーク値からの減少量又は減少率が予め定められた値となったタイミングでゼロ電流検出部からゼロ電流検出信号を出すことができる。 In the light source lighting device, both the PFC control circuit 4 of FIG. 1 and the DC-DC converter control circuit 5 of FIG. 3 can be used. In the first and second embodiments, the timing at which the switching element is turned on is detected by comparing the value obtained by integrating the output voltage of the detection winding with the detection threshold value with the detection threshold value. However, another method can use the output of the integrating circuit to detect when the switching element is turned on. For example, the zero current detection signal can be output from the zero current detection unit at the timing when the amount of decrease or the rate of decrease from the peak value of the output of the integrator circuit reaches a predetermined value.

実施の形態１、２において検出巻線の極性を反転させたり、積分回路の出力を反転させたりすることができる。その場合、ゼロ電流検出部では、積分回路の出力電圧が上昇している過程で当該出力電圧が、検出閾値に達したことを検出することになる。 In the first and second embodiments, the polarity of the detection winding can be inverted and the output of the integrating circuit can be inverted. In that case, the zero current detection unit detects that the output voltage has reached the detection threshold while the output voltage of the integrating circuit is rising.

実施の形態３．
図５は、実施の形態３に係る照明器具２００の断面図である。照明器具２００は、照明器具本体６０、コネクタ６１、光源基板６２及び光源点灯装置６３を備えている。照明器具本体６０は光源点灯装置６３などを取り付けるための筺体である。コネクタ６１は、商用電源などの交流電源から電力の供給を受けるための接続部である。光源基板６２は、ＬＥＤ又は有機ＥＬなどの光源を実装した基板である。 Embodiment 3.
FIG. 5 is a cross-sectional view of the lighting fixture 200 according to the third embodiment. The luminaire 200 includes a luminaire main body 60, a connector 61, a light source substrate 62, and a light source lighting device 63. The luminaire main body 60 is a housing for attaching a light source lighting device 63 and the like. The connector 61 is a connection portion for receiving power supply from an AC power source such as a commercial power source. The light source substrate 62 is a substrate on which a light source such as an LED or an organic EL is mounted.

光源点灯装置６３の回路構成は、上述した光源点灯装置のいずれかと同じ回路構成である。光源点灯装置６３は、コネクタ６１と配線６４を介して交流電源からの電力供給を受ける。光源点灯装置６３は、入力された電力を変換し、配線６５を介して光源基板６２に電力供給する。光源点灯装置６３から供給された電力により光源基板６２に実装された光源が点灯する。これにより、実施の形態１、２又はそれらの両方に係る光源点灯装置の利点を備えた照明器具２００が提供される。 The circuit configuration of the light source lighting device 63 is the same as that of any of the light source lighting devices described above. The light source lighting device 63 receives power from an AC power source via the connector 61 and the wiring 64. The light source lighting device 63 converts the input electric power and supplies electric power to the light source substrate 62 via the wiring 65. The light source mounted on the light source board 62 is lit by the electric power supplied from the light source lighting device 63. This provides the luminaire 200 with the advantages of the light source lighting device according to embodiments 1, 2 or both.

照明器具２００は、実施の形態１、２又はそれらの両方で述べた光源点灯装置を備えるので、仮にワイドバンドギャップ半導体を材料とするスイッチング素子を用いて高周波スイッチングを行っても、スイッチング素子に印加される振動電圧のボトム付近でスイッチング素子をオンできる。よってスイッチング損失を低減することができる。 Since the lighting fixture 200 includes the light source lighting device described in the first and second embodiments, or both of them, even if high frequency switching is performed using a switching element made of a wide bandgap semiconductor as a material, it is applied to the switching element. The switching element can be turned on near the bottom of the generated vibration voltage. Therefore, the switching loss can be reduced.

なお、ここまでに説明した変形例、修正例又は代案については、それが記載された実施の形態以外の実施の形態にも応用し得る。 It should be noted that the modified examples, modified examples, or alternatives described so far can be applied to embodiments other than the embodiments described therein.

１交流電源、２力率改善回路、３ＤＣ−ＤＣコンバータ、４ＰＦＣ制御回路、５ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路、４ｂ，５ｂ積分回路、９光源、１００，１１０光源点灯装置、２００照明器具 1 AC power supply, 2 power factor improvement circuit, 3 DC-DC converter, 4 PFC control circuit, 5 DC-DC converter control circuit, 4b, 5b integrator circuit, 9 light source, 100, 110 light source lighting device, 200 lighting equipment

Claims

A DC power supply circuit that generates a DC voltage by charging and discharging energy with a switching element and an inductor.
A detection winding magnetically coupled to the inductor
An integrator circuit that integrates and outputs the output voltage of the detection winding,
A light source lighting device including a control unit that detects a timing at which the switching element is turned on by using the output of the integrating circuit and controls driving of the switching element.

The control unit includes a zero current detection unit that outputs a zero current detection signal for turning on the switching element when the output of the integration circuit reaches a predetermined detection threshold value. The light source lighting device according to claim 1.

The control unit
A voltage comparison unit that outputs a signal according to the difference between the output voltage of the DC power supply circuit or the voltage obtained by dividing the output voltage and a predetermined target voltage.
A drive signal that is connected to the zero current detection unit and the voltage comparison unit, and turns on the switching element for an on time corresponding to the output of the voltage comparison unit after the logic level of the zero current detection signal is inverted. The light source lighting device according to claim 2, further comprising a drive signal generation unit for generating a light source.

The light source lighting device according to any one of claims 1 to 3, wherein the integrating circuit includes a capacitor that charges and discharges according to the positive and negative of the output voltage of the detection winding.

The integrator circuit
With a resistance element whose one end is connected to the detection winding,
An operational amplifier to which the other end of the resistance element is connected is provided on the input side.
The light source lighting device according to claim 4, wherein the capacitor connects the input and the output of the operational amplifier.

The integrator circuit
A charging / discharging switching element whose on / off control is performed in the opposite phase of the drive signal output from the control unit to the switching element.
A resistance element connected to the charge / discharge switching element is provided.
The light source lighting device according to claim 4, wherein the capacitor connects both ends of the charging / discharging switching element via the resistance element.

The light source lighting device according to any one of claims 1 to 6, wherein the DC power supply circuit is a power factor improving circuit.

The light source lighting device according to claim 2, wherein the DC power supply circuit is a power factor improving circuit, and the zero current detecting unit changes the detection threshold value according to an input voltage of the power factor improving circuit.

The light source lighting device according to any one of claims 1 to 6, wherein the DC power supply circuit is a back converter.

The light source lighting device according to claim 2, wherein the DC power supply circuit is a back converter, and the zero current detection unit changes the detection threshold value according to an input voltage of the back converter.

The light source lighting device according to any one of claims 1 to 10, wherein the switching element is made of a wide bandgap semiconductor.

The light source lighting device according to claim 11, wherein the wide bandgap semiconductor is silicon carbide, a gallium nitride-based material, or diamond.

The light source lighting device according to any one of claims 1 to 12.
A lighting fixture including an LED connected to an output of the light source lighting device.

Integrating the output voltage of the detection winding magnetically coupled to the inductor of the DC power supply circuit that charges and discharges energy by the switching element and inductor, and
When the value obtained by the integration reaches a predetermined detection threshold value in the process in which the current of the inductor is decreasing, a zero current detection signal is output.
A method for controlling a light source lighting device, which comprises receiving the zero current detection signal, generating a drive signal for the switching element, and turning on the switching element by the drive signal.

The control method for a light source lighting device according to claim 14, wherein the zero current detection signal is output before the current flowing through the inductor becomes zero.

The control method for a light source lighting device according to claim 14 or 15, wherein the switching element is turned on when the vibration voltage across the switching element is near the bottom.