JP2020167462A - High voltage clock generation circuit - Google Patents
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 27
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims description 2
- 238000005070 sampling Methods 0.000 abstract description 11
- 102100038026 DNA fragmentation factor subunit alpha Human genes 0.000 description 12
- 101000950906 Homo sapiens DNA fragmentation factor subunit alpha Proteins 0.000 description 12
- 102100038023 DNA fragmentation factor subunit beta Human genes 0.000 description 8
- 101100277639 Homo sapiens DFFB gene Proteins 0.000 description 8
- 101710170230 Antimicrobial peptide 1 Proteins 0.000 description 7
- 101100508840 Daucus carota INV3 gene Proteins 0.000 description 7
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 7
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 7
- 101100286980 Daucus carota INV2 gene Proteins 0.000 description 6
- 101100397045 Xenopus laevis invs-b gene Proteins 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 101150070189 CIN3 gene Proteins 0.000 description 5
- 101150110971 CIN7 gene Proteins 0.000 description 5
- 101150110298 INV1 gene Proteins 0.000 description 5
- 101100397044 Xenopus laevis invs-a gene Proteins 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 239000004973 liquid crystal related substance Substances 0.000 description 2
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000000717 retained effect Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
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Abstract
Description
本発明は、高電圧クロック生成回路に関する。 The present invention relates to a high voltage clock generation circuit.
近年、LCD(Liquid Crystal Display)ドライバやOLED(Organic Light Emitting Diode)ドライバの駆動回路の高集積化が進み、高電圧の電源電圧で駆動回路が駆動される一方、ロジック素子を駆動する低電圧側の電源電圧については益々低電圧化が進んでいる。 In recent years, the drive circuits of LCD (Liquid Crystal Display) drivers and OLED (Organic Light Emitting Diode) drivers have become highly integrated, and while the drive circuits are driven by high voltage power supplies, the low voltage side that drives logic elements The power supply voltage of OLED is getting lower and lower.
また、TV等に用いる大型のOLEDでは、パネル素子の特性のばらつきや経時劣化が発生する。このため、画素の特性を補正するべく、OLEDドライバにパネル素子の特性測定用のADC(Analog to Digital Converter)を搭載して素子特性の測定が行われている。このADCによるAD変換の高速化に伴い、表示パネルの電圧及び電流をサンプリングするクロックを生成するクロック生成回路が必要となる。例えば、外部クロックの周期に応じて位相関係が一定になる複数のクロックを出力するクロック生成回路が提案されている(例えば、特許文献1)。 Further, in a large OLED used for a TV or the like, the characteristics of the panel element vary and deterioration with time occurs. Therefore, in order to correct the pixel characteristics, the OLED driver is equipped with an ADC (Analog to Digital Converter) for measuring the characteristics of the panel element, and the element characteristics are measured. As the speed of AD conversion by the ADC is increased, a clock generation circuit that generates a clock for sampling the voltage and current of the display panel is required. For example, a clock generation circuit that outputs a plurality of clocks having a constant phase relationship according to the period of an external clock has been proposed (for example, Patent Document 1).
大型のOLEDドライバ等に搭載されるクロック生成回路では、低電圧ロジック回路で作成されたクロックをレベルシフタにより高電圧のクロックに変換することが行われる。このような高電圧のクロックを用いてスイッチをオン及びオフすることにより、サンプルホールド回路において高圧信号をサンプリングすることが可能となる。 In a clock generation circuit mounted on a large-sized OLED driver or the like, a clock created by a low-voltage logic circuit is converted into a high-voltage clock by a level shifter. By turning the switch on and off using such a high-voltage clock, it becomes possible to sample a high-voltage signal in the sample hold circuit.
しかし、低電圧ロジック回路で生成されたクロックを高電圧のクロックに変換する佐生、レベルシフタの動作によるクロックの遅延が発生し、温度、電圧、プロセスによりクロックタイミングに大きなばらつきが発生してしまう。このばらつきは、サンプリング動作の高速化を阻害する原因となる。 However, there is a clock delay due to the operation of Sao and the level shifter, which converts the clock generated by the low-voltage logic circuit into a high-voltage clock, and the clock timing varies greatly depending on the temperature, voltage, and process. This variation causes an obstacle to speeding up the sampling operation.
本発明は、上記問題点に鑑みてなされたものであり、低電圧クロックを高電圧クロックにレベルシフトする際に生じる遅延を抑制することが可能な高電圧クロック生成回路を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a high-voltage clock generation circuit capable of suppressing a delay generated when a low-voltage clock is level-shifted to a high-voltage clock. To do.
本発明に係る高電圧クロック生成回路は、基本クロック信号に基づいて、前記基本クロック信号のクロックタイミングに応じて信号レベルが変化する第1クロック信号を生成するとともに、前記基本クロック信号と同じ電圧レベルを有する低電圧クロック信号を生成するクロック生成部と、前記第1クロック信号と位相が異なる第2クロック信号を生成するDLL回路と、前記第2クロック信号をレベルシフトして前記高電圧クロック信号を生成し、当該高電圧クロック信号を出力するとともに前記DLL回路に供給するレベルシフタと、を有し、前記DLL回路は、前記第1クロック信号、前記低電圧クロック信号、及び前記高電圧クロック信号の供給を受け、前記低電圧クロック信号と前記高電圧クロック信号との位相差に応じて前記第1クロック信号を遅延させることにより、前記第2クロック信号を生成することを特徴とする。 The high-voltage clock generation circuit according to the present invention generates a first clock signal whose signal level changes according to the clock timing of the basic clock signal based on the basic clock signal, and has the same voltage level as the basic clock signal. A clock generation unit that generates a low-voltage clock signal having the above, a PLL circuit that generates a second clock signal having a phase different from that of the first clock signal, and a level-shifted second clock signal to produce the high-voltage clock signal. It has a level shifter that is generated, outputs the high-voltage clock signal, and supplies the DLL circuit, and the DLL circuit supplies the first clock signal, the low-voltage clock signal, and the high-voltage clock signal. In response to the above, the second clock signal is generated by delaying the first clock signal according to the phase difference between the low voltage clock signal and the high voltage clock signal.
本発明の高電圧クロック生成回路によれば、低電圧クロックを高電圧クロックにレベルシフトする際に生じる遅延を抑制することが可能となる。 According to the high-voltage clock generation circuit of the present invention, it is possible to suppress the delay that occurs when the low-voltage clock is level-shifted to the high-voltage clock.
以下に本発明の好適な実施例を詳細に説明する。なお、以下の各実施例における説明及び添付図面においては、実質的に同一または等価な部分には同一の参照符号を付している。 Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail. In the description and the accompanying drawings in each of the following examples, substantially the same or equivalent parts are designated by the same reference numerals.
本実施例の高電圧クロック生成回路は、低電圧ロジック回路により生成されたクロック信号(以下、低電圧クロック信号と称する)に基づいて高電圧信号としてのクロック信号(以下、高電圧クロック信号と称する)を生成する回路である。本実施例の高電圧クロック生成回路により生成された高電圧クロック信号は、例えば表示ドライバにおいて表示パネルの素子の特性を測定するためのAD変換のサンプリングクロックとして用いられる。 The high-voltage clock generation circuit of this embodiment is a clock signal as a high-voltage signal (hereinafter, referred to as a high-voltage clock signal) based on a clock signal (hereinafter, referred to as a low-voltage clock signal) generated by a low-voltage logic circuit. ) Is a circuit that generates. The high-voltage clock signal generated by the high-voltage clock generation circuit of this embodiment is used as a sampling clock for AD conversion for measuring the characteristics of the elements of the display panel in, for example, a display driver.
図1は、本実施例の高電圧クロック生成回路100の構成を示すブロック図である。高電圧クロック生成回路100は、クロック生成部11、DLL(Delayed Locked Loop)回路12、及びレベルシフタ13から構成されている。
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a high voltage
クロック生成部11は、高電圧クロック生成回路100の外部に設けられた低電圧ロジック回路であるクロック信号源(図示せず)によって生成された基本クロック信号CLKの入力を受ける。そして、クロック生成部11は、基本クロック信号CLKに基づいて、低電圧クロック信号S3CK及びH3CKを生成する。また、クロック生成部11は、基本クロック信号CLKに基づいて第1クロック信号CK1を生成し、出力端子HVOから出力する。
The
クロック生成部11から出力された第1クロック信号CK1は、DLL回路12の入力端子INに供給される。また、クロック生成部11から出力された低電圧クロック信号H3CKは、DLL回路12の第1端子T1に供給される。
The first clock signal CK1 output from the
DLL回路12は、第2端子T2にレベルシフタ13から出力された高電圧クロック信号H3CK_HVの供給を受ける。そして、低電圧クロック信号H3CK及び高電圧クロック信号H3CK_HVの立ち上がりが同じタイミングとなるように位相調整を行う。DLL回路12は、当該位相調整の結果を反映した第2クロック信号CK2をレベルシフタ13に供給する。
The
図2は、DLL回路12の構成を示す回路図である。DLL回路12は、位相比較ブロック21、チャージポンプブロック22、及びDLブロック23から構成されている。
FIG. 2 is a circuit diagram showing the configuration of the
位相比較ブロック21は、NANDゲートND1、第1DフリップフロップDFF1、第2DフリップフロップDFF2及びインバータINV1を含む。
The
NANDゲートND1は、2入力のNANDゲート回路である。NANDゲートND1は、一方の入力端に低電圧クロック信号H3CK、他方の入力端に高電圧クロック信号H3CK_HVの入力を受け、低電圧クロック信号H3CKと高電圧クロック信号H3CK_HVとの否定論理積をリセットノードRSTBに出力する。 The NAND gate ND1 is a 2-input NAND gate circuit. The NAND gate ND1 receives the input of the low voltage clock signal H3CK at one input end and the high voltage clock signal H3CK_HV at the other input end, and resets the negative logical product of the low voltage clock signal H3CK and the high voltage clock signal H3CK_HV. Output to RSTB.
第1DフリップフロップDFF1は、低電圧クロック信号H3CKの立ち上がりに応じて電源電圧VDDを取り込み、出力信号UPとして出力する。第1DフリップフロップDFF1は、リセットノードRSTBに接続されたリセット端子を有し、リセットノードRSTBの電位の立下りに応じてリセット(初期化)される。 The first D flip-flop DFF1 takes in the power supply voltage VDD according to the rise of the low voltage clock signal H3CK and outputs it as an output signal UP. The first D flip-flop DFF1 has a reset terminal connected to the reset node RSTB, and is reset (initialized) according to the fall of the potential of the reset node RSTB.
第2DフリップフロップDFF2は、高電圧クロック信号H3CK_HVの立ち上がりに応じて電源電圧VDDを取り込み、出力信号DOWNとして出力する。第2DフリップフロップDFF2は、リセットノードRSTBに接続されたリセット端子を有し、リセットノードRSTBの電位の立下りに応じてリセット(初期化)される。 The second D flip-flop DFF2 takes in the power supply voltage VDD according to the rise of the high voltage clock signal H3CK_HV and outputs it as an output signal DOWN. The second D flip-flop DFF2 has a reset terminal connected to the reset node RSTB, and is reset (initialized) according to the fall of the potential of the reset node RSTB.
インバータINV1は、入力端が第1DフリップフロップDFF1の出力端子に接続されている。インバータINV1は、第1DフリップフロップDFF1から出力された出力信号UPを反転させた反転信号を出力する。 The input end of the inverter INV1 is connected to the output terminal of the first D flip-flop DFF1. The inverter INV1 outputs an inverted signal obtained by inverting the output signal UP output from the first D flip-flop DFF1.
チャージポンプブロック22は、トランジスタM1、M2、M3、M4、M5及びM6と、抵抗R0と、コンデンサC0と、を有する。
The
トランジスタM1は、例えばPチャネル型MOSFETから構成され、ドレインが制御ノードCTRLに接続されている。トランジスタM1は、ゲートに第1DフリップフロップDFF1の出力信号UPを反転させた反転信号の供給を受け、当該反転信号の信号レベルに応じてオン及びオフに制御される。すなわち、トランジスタM1は、反転信号の信号レベルが論理レベル0の場合にオンとなり、反転信号の信号レベルが論理レベル1の場合にオフとなる。
The transistor M1 is composed of, for example, a P-channel MOSFET, and the drain is connected to the control node CTRL. The transistor M1 receives an inverted signal obtained by inverting the output signal UP of the first D flip-flop DFF1 at the gate, and is controlled to be turned on and off according to the signal level of the inverted signal. That is, the transistor M1 is turned on when the signal level of the inverted signal is
トランジスタM2は、例えばNチャネル型MOSFETから構成され、ドレインが制御ノードCTRLに接続されている。トランジスタM2は、ゲートに第2DフリップフロップDFF2の出力信号DOWNの供給を受け、出力信号DOWNの信号レベルに応じてオン及びオフに制御される。すなわち、トランジスタM2は、出力信号DOWNの信号レベルが論理レベル1の場合にオンとなり、出力信号DOWNの信号レベルが論理レベル0の場合にオフとなる。
The transistor M2 is composed of, for example, an N-channel MOSFET, and the drain is connected to the control node CTRL. The transistor M2 receives the output signal DOWN of the second D flip-flop DFF2 from the gate, and is controlled to be turned on and off according to the signal level of the output signal DOWN. That is, the transistor M2 is turned on when the signal level of the output signal DOWN is logic level 1, and is turned off when the signal level of the output signal DOWN is
トランジスタM3及びM4は、例えばPチャネル型MOSFETから構成されている。トランジスタM3及びM4のソースは互いに接続され、電源電圧VDDの印加を受ける。また、トランジスタM3及びM4の各々のゲートは、互いに接続されている。トランジスタM4のドレインはトランジスタM1のソースに接続されている。トランジスタM3及びM4は、トランジスタM3のソースドレイン間に流れる電流に応じた電流をトランジスタM1のソースドレイン間に流すためのカレントミラーとしての機能を有する。 The transistors M3 and M4 are composed of, for example, a P-channel MOSFET. The sources of the transistors M3 and M4 are connected to each other and receive a power supply voltage VDD. Further, the gates of the transistors M3 and M4 are connected to each other. The drain of the transistor M4 is connected to the source of the transistor M1. The transistors M3 and M4 have a function as a current mirror for passing a current corresponding to the current flowing between the source and drain of the transistor M3 between the source and drain of the transistor M1.
トランジスタM5及びM6は、例えばNチャネル型MOSFETから構成されている。トランジスタM5及びM6のソースは互いに接続され、接地電位VSSの印加を受ける。また、トランジスタM5及びM6の各々のゲートは、互いに接続されている。トランジスタM6のドレインはトランジスタM2のソースに接続されている。トランジスタM5及びM6は、トランジスタM5のドレインソース間に流れる電流に応じた電流をトランジスタM2のドレインソース間に流すためのカレントミラーとしての機能を有する。 The transistors M5 and M6 are composed of, for example, N-channel MOSFETs. The sources of the transistors M5 and M6 are connected to each other and receive the ground potential VSS applied. Further, the gates of the transistors M5 and M6 are connected to each other. The drain of the transistor M6 is connected to the source of the transistor M2. The transistors M5 and M6 have a function as a current mirror for passing a current corresponding to the current flowing between the drain sources of the transistor M5 between the drain sources of the transistor M2.
抵抗R0は、一端がトランジスタM3のドレインに接続され、他端がトランジスタM5のドレインに接続されている。抵抗R0は所定の抵抗値を有し、トランジスタM3、抵抗R0及びトランジスタM5からなる電流ラインに定電流を送出する定電流送出部としての機能を有する。 One end of the resistor R0 is connected to the drain of the transistor M3, and the other end is connected to the drain of the transistor M5. The resistor R0 has a predetermined resistance value, and has a function as a constant current transmission unit that transmits a constant current to a current line including the transistor M3, the resistor R0, and the transistor M5.
コンデンサC0は、一端が制御ノードCTRLに接続され、他端が接地されている。コンデンサC0は、制御ノードCTRLを流れる電流により充放電される。コンデンサC0の充放電により、制御ノードCTRLの電位が変化する。 One end of the capacitor C0 is connected to the control node CTRL, and the other end is grounded. The capacitor C0 is charged and discharged by the current flowing through the control node CTRL. The potential of the control node CTRL changes depending on the charging / discharging of the capacitor C0.
DLブロック23は、インバータINV2、INV3、INV4及びINV5から構成される可変遅延回路である。インバータINV2の入力端は、DLL回路12の入力端子INに接続され、第1クロック信号CK1の入力を受ける。インバータINV2は、第1クロック信号CK1を反転した信号を出力する。
The
インバータINV3の入力端は、インバータINV2の出力端に接続されている。インバータINV3は、インバータINV2の出力信号を反転した信号を出力する。インバータINV4の入力端は、インバータINV3の出力端に接続されている。インバータINV4は、インバータINV3の出力信号を反転した信号を出力する。インバータINV4の入力端は、インバータINV3の出力端に接続されている。インバータINV4は、インバータINV3の出力信号を反転した信号を出力する。 The input end of the inverter INV3 is connected to the output end of the inverter INV2. The inverter INV3 outputs a signal obtained by inverting the output signal of the inverter INV2. The input end of the inverter INV4 is connected to the output end of the inverter INV3. The inverter INV4 outputs a signal obtained by inverting the output signal of the inverter INV3. The input end of the inverter INV4 is connected to the output end of the inverter INV3. The inverter INV4 outputs a signal obtained by inverting the output signal of the inverter INV3.
DLブロック23からは、第1クロック信号CK1がINV2〜INV5を経て遅延した信号が第2クロック信号CK2として出力される。そして、その遅延時間(ディレイタイム)は、制御ノードCTRLの電圧に応じて調整される。
From the
再び図1を参照すると、レベルシフタ13は、DLL回路12から入力端子INに供給された第2クロック信号CK2を高電圧信号にレベルシフトすることにより、高電圧クロック信号S3CK_HV及びH3CK_HVを生成する。レベルシフタ13は、高電圧クロック信号S3CK_HV及びH3CK_HVをともに高電圧クロック生成回路100の外部に設けられたサンプルホールド回路に出力する一方、バッファ14を介して高電圧クロック信号H3CK_HVをDLL回路12に帰還供給する。
Referring to FIG. 1 again, the
図3は、高電圧クロック信号S3CK_HV及びH3CK_HVの入力を受けるサンプルホールド回路200の構成を示す回路図である。
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of a
サンプルホールド回路200は、アンプ回路AMP1と、コンデンサC1、C2、C3及びC4と、スイッチSW1、SW2、SW3、SW4、SW5、SW6及びSW7と、を含む。
The
スイッチSW1及びSW2は、高電圧クロック信号S3CK_HVに基づいてオン及びオフとなるスイッチである。SW4、SW5、SW6及びSW7は、低電圧クロック信号S3CKに基づいてオン及びオフとなるスイッチである。本実施例の低電圧クロック信号S3CK及び高電圧クロック信号S3CK_HVも、立ち上がりタイミングが同期した信号となる。このため、スイッチSW1及びSW2と、スイッチSW4、SW5、SW6及びSW7とは、同じタイミングでオンとなるように制御される。 The switches SW1 and SW2 are switches that are turned on and off based on the high voltage clock signal S3CK_HV. SW4, SW5, SW6 and SW7 are switches that are turned on and off based on the low voltage clock signal S3CK. The low-voltage clock signal S3CK and the high-voltage clock signal S3CK_HV of this embodiment are also signals whose rising timings are synchronized. Therefore, the switches SW1 and SW2 and the switches SW4, SW5, SW6 and SW7 are controlled to be turned on at the same timing.
一方、スイッチSW3は、高電圧クロック信号H3CK_HVに基づいてオン及びオフとなるスイッチである。本実施例において、高電圧クロック信号H3CK_HVは、高電圧クロック信号S3CK_HVの立ち上がりに応じて立ち下がり、高電圧クロック信号S3CK_HVの立ち下がりに応じて立ち上がる信号波形を有する。従って、スイッチSW3は、スイッチSW1及びSW2がオンの期間においてオフとなり、スイッチSW1及びSW2がオフの期間においてオンとなる(すなわち、相補的にオン及びオフとなる)ように制御される。 On the other hand, the switch SW3 is a switch that turns on and off based on the high voltage clock signal H3CK_HV. In this embodiment, the high-voltage clock signal H3CK_HV has a signal waveform that falls in response to the rise of the high-voltage clock signal S3CK_HV and rises in response to the fall of the high-voltage clock signal S3CK_HV. Therefore, the switch SW3 is controlled so that the switches SW1 and SW2 are turned off during the on period and the switches SW1 and SW2 are turned on (that is, complementarily turned on and off) during the off period.
コンデンサC1の一端は、スイッチSW2に接続され、スイッチSW2を介して負入力電圧INNの供給を受ける。コンデンサC1の他端は、アンプ回路AMP1の反転入力端に接続されるとともに、スイッチSW5を介してバイアス電圧biasの供給を受ける。コンデンサC1には、スイッチSW2及びSW5がオンのときに、負入力電圧INNとバイアス電圧biasとの電位差に基づいた電荷が蓄えられる。 One end of the capacitor C1 is connected to the switch SW2 and receives a negative input voltage INN via the switch SW2. The other end of the capacitor C1 is connected to the inverting input end of the amplifier circuit AMP1 and receives the bias voltage bias via the switch SW5. When the switches SW2 and SW5 are on, the capacitor C1 stores an electric charge based on the potential difference between the negative input voltage INN and the bias voltage bias.
コンデンサC2の一端は、スイッチSW1に接続され、スイッチSW1を介して正入力電圧INPの供給を受ける。コンデンサC2の他端は、アンプ回路AMP1の非反転入力端に接続されるとともに、スイッチSW4を介してバイアス電圧biasの供給を受ける。コンデンサC2には、スイッチSW1及びSW4がオンのときに、正入力電圧INPとバイアス電圧biasとの電位差に基づいた電荷が蓄えられる。 One end of the capacitor C2 is connected to the switch SW1 and receives a positive input voltage INP via the switch SW1. The other end of the capacitor C2 is connected to the non-inverting input end of the amplifier circuit AMP1 and receives the bias voltage bias via the switch SW4. When the switches SW1 and SW4 are on, the capacitor C2 stores an electric charge based on the potential difference between the positive input voltage INP and the bias voltage bias.
また、コンデンサC1の一端及びコンデンサC2の他端は、スイッチSW3を介して接続されている。スイッチSW3がオンとなり、コンデンサC1及びC2の各々の一端が接続されると、コンデンサC1及びC2に蓄えられた電荷が保持される。 Further, one end of the capacitor C1 and the other end of the capacitor C2 are connected via the switch SW3. When the switch SW3 is turned on and one end of each of the capacitors C1 and C2 is connected, the electric charge stored in the capacitors C1 and C2 is retained.
コンデンサC3の一端は、アンプ回路AMP1の反転入力端に接続されるとともに、スイッチSW5を介してバイアス電圧biasの供給を受ける。コンデンサC3の他端は、スイッチSW7に接続され、スイッチSW7を介してコモン電圧CMの供給を受ける。コンデンサC3には、スイッチSW5及びSW7がオンのときに、コモン電圧CMとバイアス電圧biasとの電位差に基づいた電荷が蓄えられる。 One end of the capacitor C3 is connected to the inverting input end of the amplifier circuit AMP1, and the bias voltage bias is supplied via the switch SW5. The other end of the capacitor C3 is connected to the switch SW7 and receives the supply of the common voltage CM via the switch SW7. When the switches SW5 and SW7 are on, the capacitor C3 stores an electric charge based on the potential difference between the common voltage CM and the bias voltage bias.
コンデンサC4の一端は、アンプ回路AMP1の非反転入力端に接続されるとともに、スイッチSW4を介してバイアス電圧biasの供給を受ける。コンデンサC4の他端は、スイッチSW6に接続され、スイッチSW6を介してコモン電圧CMの供給を受ける。コンデンサC4には、スイッチSW5及びSW7がオンのときに、コモン電圧CMとバイアス電圧biasとの電位差に基づいた電荷が蓄えられる。 One end of the capacitor C4 is connected to the non-inverting input end of the amplifier circuit AMP1, and the bias voltage bias is supplied via the switch SW4. The other end of the capacitor C4 is connected to the switch SW6 and receives the supply of the common voltage CM via the switch SW6. When the switches SW5 and SW7 are on, the capacitor C4 stores an electric charge based on the potential difference between the common voltage CM and the bias voltage bias.
アンプAMP1は、非反転入力端及び反転入力端に供給された電圧を増幅して正出力端O1P及び負出力端O1Nから出力する。スイッチSW1、SW2、SW4、SW5、SW6及びSW7がオンであり、且つスイッチSW3がオフであるサンプル期間において、各コンデンサには電荷が充電される。一方、スイッチSW1、SW2、SW4、SW5、SW6及びSW7がオフであり、且つスイッチSW3がオンであるホールド期間において、正出力端O1P及び負出力端O1Nの出力電圧が保持される。 The amplifier AMP1 amplifies the voltage supplied to the non-inverting input terminal and the inverting input terminal, and outputs the voltage from the positive output terminal O1P and the negative output terminal O1N. During the sample period when switches SW1, SW2, SW4, SW5, SW6 and SW7 are on and switch SW3 is off, each capacitor is charged. On the other hand, during the hold period when the switches SW1, SW2, SW4, SW5, SW6 and SW7 are off and the switch SW3 is on, the output voltages of the positive output end O1P and the negative output end O1N are held.
次に、本実施例の高電圧クロック生成回路100の動作について説明する。図4は、本実施例の高電圧クロック生成回路100の各部において生成及び入出力される信号を示すタイムチャートである。
Next, the operation of the high voltage
クロック生成部11は、高電圧クロック生成回路100の外部から供給された基本クロック信号CLKに基づいて、内部クロック信号S0CKを生成する。内部クロック信号S0CKは、例えば基本クロック信号CLKと同じタイミングで信号レベルが論理レベル1及び論理レベル0に遷移する信号である。
The
また、クロック生成部11は、自身の内部に設けられた内部ディレイ回路(図示せず)により基本クロック信号CLKを遅延させ、遅延クロック信号DL1、DL2及びDL3を生成する。例えば、遅延クロック信号DL1、DL2及びDL3は、基本クロック信号CLKを所定の遅延間隔で順次遅延させた信号となる。
Further, the
クロック生成部11は、遅延クロック信号DL1、DL2及びDL3に基づいて、低電圧クロック信号S3CKを生成する。例えば、低電圧クロック信号S3CKは、遅延クロック信号DL2及びDL3の論理積により生成され、遅延クロック信号DL3が立ち上がるタイミングで立ち上がり、遅延クロック信号DL2が立ち下がるタイミングで立ち下がる信号波形となる。すなわち、低電圧クロック信号S3CKは、遅延クロック信号DL2及びDL3がともに論理レベル1の期間で論理レベル1の信号レベルを有する信号波形となる。一方、低電圧クロック信号H3CKは、遅延クロック信号DL2及びDL3の論理積により生成され、遅延クロック信号DL3が立ち下がるタイミングで立ち上がり、遅延クロック信号DL2が立ち上がるタイミングで立ち下がる信号波形となる。すなわち、低電圧クロック信号H3CKは、遅延クロック信号DL2及びDL3がともに論理レベル0の期間で論理レベル1の信号レベルを有する信号波形となる。
The
クロック生成部11は、内部クロック信号S0CKに基づいて第1クロック信号CK1を生成し、出力端子HVOから出力する。第1クロック信号CK1は、例えば内部クロック信号S0CKの信号レベルを反転させたクロック信号となる。第1クロック信号CK1は、DLL回路12の入力端子INに供給される。
The
DLL回路12の第1端子T1には、クロック生成部11から出力された低電圧クロック信号H3CKが供給される。DLL回路12の第2端子T2には、レベルシフタ13から帰還供給された高電圧クロック信号H3CK_HVが供給される。
The low-voltage clock signal H3CK output from the
DLL回路12は、低電圧クロック信号H3CK及び高電圧クロック信号H3CK_HVの各々の位相が揃うように位相調整を行う。低電圧クロック信号H3CK及び高電圧クロック信号H3CK_HVのいずれの立ち上がりが早いかによって、DLL回路12の各部(図2を参照)の動作は異なる。
The
[H3CKの立ち上がりがH3CK_HVの立ち上がりよりも早い場合]
低電圧クロック信号H3CKの立ち上がりが高電圧クロック信号H3CK_HVの立ち上がりよりも早い場合、まず、低電圧クロック信号H3CKの立ち上がりに応じて、DLL回路12の第1DフリップフロップDFF1の出力信号UPが立ち上がる。インバータINV1は、第1DフリップフロップDFF1の出力信号UPを反転させた反転信号を出力する。
[When the rise of H3CK is earlier than the rise of H3CK_HV]
When the rise of the low-voltage clock signal H3CK is earlier than the rise of the high-voltage clock signal H3CK_HV, first, the output signal UP of the first D flip-flop DFF1 of the
トランジスタM1は、ゲートに論理レベル0の当該反転信号の供給を受けてオンとなる。これにより、抵抗R0により生成される定電流がトランジスタM1のソースドレイン間に流れる。トランジスタM1のソースドレイン間に流れる定電流は、制御ノードCTRLを充電して電圧を上昇させる。
The transistor M1 is turned on by receiving the supply of the inverting signal of
次に、高電圧クロック信号H3CK_HVの立ち上がりに応じて、第2DフリップフロップDFF2の出力信号DOWNが立ち上がる。出力信号DOWNは、トランジスタM2のゲートに供給される。 Next, the output signal DOWN of the second D flip-flop DFF2 rises in response to the rise of the high voltage clock signal H3CK_HV. The output signal DOWN is supplied to the gate of the transistor M2.
トランジスタM2は、論理レベル1の出力信号DOWNに応じてオンとなり、抵抗R0により生成される定電流がトランジスタM2のドレインソース間に流れる。トランジスタM2のドレインソース間に流れる定電流は、制御ノードCTRLを放電して電圧を微小に減少させる。 The transistor M2 is turned on in response to the output signal DOWN of the logic level 1, and a constant current generated by the resistor R0 flows between the drain sources of the transistor M2. The constant current flowing between the drain and source of the transistor M2 discharges the control node CTRL and slightly reduces the voltage.
これと同時に、NANDゲートND1の出力により、リセットノードRSTBの電位が立ち下がり、第1DフリップフロップDFF1及び第2DフリップフロップDFF2がリセットされる。 At the same time, the potential of the reset node RSTB drops due to the output of the NAND gate ND1, and the first D flip-flop DFF1 and the second D flip-flop DFF2 are reset.
制御ノードCTRLの電圧が上昇すると、DLブロック23におけるディレイ(遅延時間)が変化して、入力端子INから入力された信号が出力端子OUTから出力されるタイミングが早くなる。図4に示すように、制御ノードCTRLの電圧が高いほど遅延時間は短くなる。 When the voltage of the control node CTRL rises, the delay (delay time) in the DL block 23 changes, and the timing at which the signal input from the input terminal IN is output from the output terminal OUT becomes earlier. As shown in FIG. 4, the higher the voltage of the control node CTRL, the shorter the delay time.
このようにDLの遷移タイミングが早くなると、高電圧クロック信号H3CK_HVの遷移タイミングが早くなり、低電圧クロック信号H3CKの遷移タイミングに近づく。 When the DL transition timing is earlier in this way, the transition timing of the high-voltage clock signal H3CK_HV is earlier, and the transition timing of the low-voltage clock signal H3CK is approached.
[H3CK_HVの立ち上がりがH3CKの立ち上がりよりも早い場合]
高電圧クロック信号H3CK_HVの立ち上がりが低電圧クロック信号H3CKの立ち上がりよりも早い場合、まず、高電圧クロック信号H3CK_HVの立ち上がりに応じて、第2DフリップフロップDFF2の出力信号DOWNが立ち上がる。
[When the rise of H3CK_HV is faster than the rise of H3CK]
When the rise of the high voltage clock signal H3CK_HV is earlier than the rise of the low voltage clock signal H3CK, first, the output signal DOWN of the second D flip-flop DFF2 rises according to the rise of the high voltage clock signal H3CK_HV.
トランジスタM2は、ゲートに論理レベル1の出力信号DOWNの供給を受けてオンとなる。これにより、トランジスタM2のドレインソース間には、抵抗R0により生成される定電流が流れる。トランジスタM2のドレインソース間に流れる定電流は、制御ノードCTRLを放電して電圧を減少させる。 The transistor M2 is turned on by receiving the output signal DOWN of logic level 1 from the gate. As a result, a constant current generated by the resistor R0 flows between the drain sources of the transistor M2. The constant current flowing between the drain and source of the transistor M2 discharges the control node CTRL to reduce the voltage.
次に、低電圧クロック信号H3CKの立ち上がりに応じて、第1DフリップフロップDFF1の出力信号UPが立ち上がる。出力信号UPは、トランジスタM1のゲートに供給される。インバータINV1は、第1DフリップフロップDFF1の出力信号UPを反転させた反転信号を出力する。 Next, the output signal UP of the first D flip-flop DFF1 rises in response to the rise of the low voltage clock signal H3CK. The output signal UP is supplied to the gate of the transistor M1. The inverter INV1 outputs an inverted signal obtained by inverting the output signal UP of the first D flip-flop DFF1.
トランジスタM1は、ゲートに論理レベル0の当該反転信号の供給を受けてオンとなる。これにより、抵抗R0により生成される定電流がトランジスタM1のソースドレイン間に流れる。トランジスタM1のソースドレイン間に流れる定電流は、制御ノードCTRLを充電し、電圧を微小に上昇させる。
The transistor M1 is turned on by receiving the supply of the inverting signal of
これと同時に、NANDゲートND1の出力により、リセットノードRSTBの電位が立ち下がり、第1DフリップフロップDFF1及び第2DフリップフロップDFF2がリセットされる。 At the same time, the potential of the reset node RSTB drops due to the output of the NAND gate ND1, and the first D flip-flop DFF1 and the second D flip-flop DFF2 are reset.
制御ノードCTRLの電圧が減少すると、DLブロック23におけるディレイ(遅延時間)が変化して、入力端子INから入力された信号が出力端子OUTから出力されるタイミングが遅くなる。図4に示すように、制御ノードCTRLの電圧が低いほど遅延時間は長くなる。 When the voltage of the control node CTRL decreases, the delay (delay time) in the DL block 23 changes, and the timing at which the signal input from the input terminal IN is output from the output terminal OUT is delayed. As shown in FIG. 4, the lower the voltage of the control node CTRL, the longer the delay time.
このようにDLの遷移タイミングが遅くなると、高電圧クロック信号H3CK_HVの遷移タイミングが遅くなり、低電圧クロック信号H3CKの遷移タイミングに近づく。 When the DL transition timing is delayed in this way, the transition timing of the high-voltage clock signal H3CK_HV is delayed, and the transition timing of the low-voltage clock signal H3CK is approached.
上記の動作により、低電圧クロック信号H3CK及び高電圧クロック信号H3CK_HVの位相調整が行われる。当該位相調整を反映した第2クロック信号CK2が出力端子OUTから出力される。なお、図4のタイムチャートにおいて、「DLL」として示す部分は、位相調整が行われる期間を模式的に示している。 By the above operation, the phase adjustment of the low voltage clock signal H3CK and the high voltage clock signal H3CK_HV is performed. The second clock signal CK2 reflecting the phase adjustment is output from the output terminal OUT. In the time chart of FIG. 4, the portion shown as “DLL” schematically shows the period during which the phase adjustment is performed.
第2クロック信号CK2は、レベルシフタ13の入力端子INに入力される。レベルシフタ13は、第2クロック信号CK2を高電圧信号にレベルシフトし、高電圧クロック信号S3CK_HV及びH3CK_HVとして出力する。
The second clock signal CK2 is input to the input terminal IN of the
図4のタイムチャートの楕円部分に示すように、高電圧クロック信号H3CK_HVは、低電圧クロック信号H3CKの立ち上がりと同じタイミングで立ち上がる信号となる。また、高電圧クロック信号S3CK_HVは、低電圧クロック信号H3CKの立ち上がりと同じタイミングで立ち下がる信号となる。 As shown in the elliptical portion of the time chart of FIG. 4, the high-voltage clock signal H3CK_HV is a signal that rises at the same timing as the rise of the low-voltage clock signal H3CK. Further, the high-voltage clock signal S3CK_HV is a signal that falls at the same timing as the rise of the low-voltage clock signal H3CK.
レベルシフタ13から出力された高電圧クロック信号S3CK_HV及びH3CK_HVは、サンプルホールド回路200に供給される。高電圧クロック信号S3CK_HVの論理レベル1の期間が、サンプルホールド回路200によるサンプル期間となる。また、高電圧クロック信号H3CK_HVの論理レベル1の期間が、サンプルホールド回路200によるホールド期間となる。
The high-voltage clock signals S3CK_HV and H3CK_HV output from the
図3に示すサンプルホールド回路200では、サンプル期間中にスイッチSW1、SW2、SW4、SW5、SW6及びSW7がオンとなる。一方、スイッチSW3はオフとなる。これにより、コンデンサC1が充電され、正入力電圧INPとバイアス電圧biasとの電位差に応じた電荷が蓄えられる。また、コンデンサC2が充電され、負入力電圧INNとバイアス電圧biasとの電位差に応じた電荷が蓄えられる。また、コンデンサC3及びC4が充電され、コモン電圧CMとバイアス電圧biasとの電位差に応じた電荷が蓄えられる。
In the
ホールド期間では、スイッチSW3がオフとなり、それ以外のスイッチSW1、SW2、SW4、SW5、SW6及びSW7がオフとなる。これにより、アンプ回路AMP1の正出力端O1P及び負出力端O1Nの電圧が保持される。 During the hold period, the switch SW3 is turned off, and the other switches SW1, SW2, SW4, SW5, SW6 and SW7 are turned off. As a result, the voltages of the positive output end O1P and the negative output end O1N of the amplifier circuit AMP1 are maintained.
上記のように、DLL回路12によって低電圧クロック信号H3CK及び高電圧クロック信号H3CK_HVの位相調整がなされることにより、低電圧クロック信号S3CK及び高電圧クロック信号S3CK_HVも同様の位相調整がなされる。そして、このように位相調整された低電圧クロック信号S3CK、高電圧クロック信号S3CK_HV及び高電圧クロック信号H3CK_HVによりサンプルホールド回路200が制御されることにより、サンプルホールド回路200によるホールド期間を長くとることができる。これにより、ホールドスイッチ及びアンプの充電率を十分に取ることができるため、高精度なサンプリングを行うことが可能となる。
As described above, the low-voltage clock signal H3CK and the high-voltage clock signal H3CK_HV are phase-adjusted by the
以上のように、本実施例の高電圧クロック生成回路100によれば、クロック生成部11とレベルシフタ13との間に設けられたDLL回路12が位相調整を行うことにより、低電圧クロック信号H3CKのクロックタイミングと高電圧クロック信号H3CK_HVのクロックタイミングとの間のずれ(すなわち、遅延)の発生を抑制することができる。
As described above, according to the high-voltage
仮に、本実施例とは異なり、クロック生成部から出力された低電圧クロック信号S3CK及びH3CKをそのままレベルシフタが高電圧クロック信号S3CK_HV及びH3CK_HVにレベルシフトする構成だったとすると、各低電圧クロック信号と各高電圧クロック信号との間には、レベルシフタの動作による遅延が発生する。 Assuming that, unlike the present embodiment, the low-voltage clock signals S3CK and H3CK output from the clock generator are level-shifted to the high-voltage clock signals S3CK_HV and H3CK_HV by the level shifter as they are, each low-voltage clock signal and each A delay occurs due to the operation of the level shifter with the high voltage clock signal.
レベルシフタによる遅延量は、低電圧電源(LV電源)の電圧レベル、高電圧電源の電圧レベル、温度、プロセス条件等により大きく異なる。例えば、仮に低温条件で低電圧電源を高電圧に設定し、プロセスFAST条件で低電圧クロック信号H3CK及び高電圧クロック信号H3CK_HVのクロックタイミングが同時となるように回路定数を設定したとする。そうすると、この回路を高温条件で低電圧電源を低電圧に設定し、プロセスSLOW条件で仕上げた場合、高電圧クロック信号H3CK_HVのクロックタイミングは、低電圧クロック信号H3CKのクロックタイミングよりも大きく遅れる。このため、サンプルホールド回路200によるホールド期間が短くなり、ホールドスイッチ及びアンプの充電率を十分に取ることができない。
The amount of delay due to the level shifter varies greatly depending on the voltage level of the low voltage power supply (LV power supply), the voltage level of the high voltage power supply, the temperature, the process conditions, and the like. For example, suppose that the low-voltage power supply is set to a high voltage under a low-voltage condition, and the circuit constant is set so that the clock timings of the low-voltage clock signal H3CK and the high-voltage clock signal H3CK_HV are simultaneous under the process FAST condition. Then, when the low voltage power supply is set to a low voltage under the high temperature condition and the circuit is finished under the process SLOW condition, the clock timing of the high voltage clock signal H3CK_HV is significantly delayed from the clock timing of the low voltage clock signal H3CK. Therefore, the hold period by the
これに対し、本実施例の高電圧クロック生成回路100によれば、プロセス、温度、電圧等の条件が異なっていても、低電圧クロック信号H3CKのクロックタイミングと高電圧クロック信号H3CK_HVのクロックタイミングとが同じタイミングとなるように調整されるため、ホールド期間が最大となる。従って、ホールドスイッチ及びアンプの充電率を最大にすることができるため、高精度なサンプリングが可能となる。
On the other hand, according to the high-voltage
本実施例の高電圧クロック生成回路は、高電圧信号をサンプリングするために、低電圧電源動作のコントローラなどから制御信号を生成して、高電圧信号をサンプリングする用途に応用することができる。例えば、LCD(Liquid Crystal Display)ドライバやOLEDドライバ等の表示ドライバでは、タイミングコントローラ等のI/Fから低電圧信号が生成され、表示ドライバ内部のロジック回路でサンプリング信号が生成され、レベルシフタを経由して高電圧サンプリング制御信号が生成される。 The high-voltage clock generation circuit of this embodiment can be applied to the application of sampling a high-voltage signal by generating a control signal from a controller or the like operating with a low-voltage power supply in order to sample the high-voltage signal. For example, in a display driver such as an LCD (Liquid Crystal Display) driver or an OLED driver, a low voltage signal is generated from an I / F such as a timing controller, a sampling signal is generated by a logic circuit inside the display driver, and a sampling signal is generated via a level shifter. A high voltage sampling control signal is generated.
なお、本発明は上記実施例で示したものに限られない。例えば、上記実施例では、本実施例において生成される高電圧クロック信号が、表示ドライバにおけるAD変換のサンプリングクロックとして用いられる場合を例として説明した。しかし、これ以外にも、電源コントローラや昇圧コントローラ等、高電圧回路を含む製品に広く応用が可能である。 The present invention is not limited to that shown in the above examples. For example, in the above embodiment, the case where the high voltage clock signal generated in this embodiment is used as the sampling clock for AD conversion in the display driver has been described as an example. However, in addition to this, it can be widely applied to products including high-voltage circuits such as power supply controllers and boost controllers.
また、上記実施例で示したDLL回路やサンプルホールド回路の構成は例示にすぎず、これらと同様の動作を行う回路を用いて高電圧クロック生成回路を構成することが可能である。 Further, the configurations of the DLL circuit and the sample hold circuit shown in the above embodiment are merely examples, and a high voltage clock generation circuit can be configured by using a circuit that performs the same operation as these.
100 高電圧クロック生成回路
11 クロック生成部
12 DLL回路
13 レベルシフタ
21 位相比較ブロック
22 チャージポンプブロック
23 DLブロック
100 High-voltage
Claims (4)
前記第1クロック信号と位相が異なる第2クロック信号を生成するDLL回路と、
前記第2クロック信号をレベルシフトして前記高電圧クロック信号を生成し、当該高電圧クロック信号を出力するとともに前記DLL回路に供給するレベルシフタと、
を有し、
前記DLL回路は、前記第1クロック信号、前記低電圧クロック信号、及び前記高電圧クロック信号の供給を受け、前記低電圧クロック信号と前記高電圧クロック信号との位相差に応じて前記第1クロック信号を遅延させることにより、前記第2クロック信号を生成することを特徴とする高電圧クロック生成回路。 Based on the basic clock signal, a first clock signal whose signal level changes according to the clock timing of the basic clock signal is generated, and a low voltage clock signal having the same voltage level as the basic clock signal is generated. Department and
A DLL circuit that generates a second clock signal whose phase is different from that of the first clock signal.
A level shifter that level-shifts the second clock signal to generate the high-voltage clock signal, outputs the high-voltage clock signal, and supplies the high-voltage clock signal to the DLL circuit.
Have,
The PLL circuit receives the supply of the first clock signal, the low voltage clock signal, and the high voltage clock signal, and the first clock is supplied according to the phase difference between the low voltage clock signal and the high voltage clock signal. A high-voltage clock generation circuit characterized in that the second clock signal is generated by delaying the signal.
前記クロック生成部は、前記第1の低電圧クロック信号を前記DLL回路に供給し、
前記高電圧クロック信号は、前記第1の低電圧クロック信号に対応するクロックタイミングを有する第1の高電圧クロック信号と、前記第2の低電圧クロック信号に対応するクロックタイミングを有する第2の高電圧クロック信号と、からなる一対のクロック信号であり、
前記レベルシフタは、前記第2クロック信号に基づいて、前記第1の高電圧クロック信号及び前記第2の高電圧クロック信号を生成し、前記第1の高電圧クロック信号を前記DLL回路に供給する、
ことを特徴とする請求項1に記載の高電圧クロック生成回路。 The low-voltage clock signal is a pair of clock signals including a first low-voltage clock signal and a second low-voltage clock signal.
The clock generator supplies the first low-voltage clock signal to the DLL circuit.
The high voltage clock signal includes a first high voltage clock signal having a clock timing corresponding to the first low voltage clock signal and a second high clock signal having a clock timing corresponding to the second low voltage clock signal. It is a pair of clock signals consisting of a voltage clock signal and
The level shifter generates the first high-voltage clock signal and the second high-voltage clock signal based on the second clock signal, and supplies the first high-voltage clock signal to the DLL circuit.
The high voltage clock generation circuit according to claim 1.
前記第1の低電圧クロック信号、前記第2の低電圧クロック信号、前記第1の高電圧クロック信号及び前記第2の高電圧クロック信号を、前記コンデンサの充放電の切り替えを制御する制御信号として、前記サンプルホールド回路に供給することを特徴とする請求項2又は3に記載の高電圧クロック生成回路。 It is connected to the sample hold circuit that performs AD by switching the charge and discharge of the capacitor.
The first low-voltage clock signal, the second low-voltage clock signal, the first high-voltage clock signal, and the second high-voltage clock signal are used as control signals for controlling charging / discharging of the capacitor. The high voltage clock generation circuit according to claim 2 or 3, wherein the sample hold circuit is supplied.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Applications Claiming Priority (1)
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Publications (2)
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Family
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Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JP7239373B2 (en) |
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