JP2020156151A

JP2020156151A - Power supply device and image forming apparatus

Info

Publication number: JP2020156151A
Application number: JP2019050232A
Authority: JP
Inventors: 拓也政木; Takuya Masaki
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 2019-03-18
Filing date: 2019-03-18
Publication date: 2020-09-24

Abstract

To suppress an increase in the temperature of a switching element while improving the response characteristics of a power supply device.SOLUTION: A power supply device is configured to control an output voltage by maintaining the fixed width of an off period, during which a control signal is off, and by making the width of an on period, during which a control signal is on, variable. Further, the power supply device is configured to set the width of the off period such that the width of the off period gets closer to a resonance period of a resonance circuit which is determined by the inductance of a primary winding and the capacity of a capacitive element.SELECTED DRAWING: Figure 3

Description

本発明は電源装置および画像形成装置に関する。 The present invention relates to a power supply device and an image forming device.

電子写真方式の画像形成装置はトナー画像をシートに形成するために、帯電電圧、現像電圧、転写電圧などの高電圧（例：数１００Ｖ〜数１０００Ｖ）を生成する電源装置を必要とする。特許文献１によれば、画像形成装置に使用可能な電源装置として、フライバック方式の電源装置が提案されている。 An electrophotographic image forming apparatus requires a power supply device that generates a high voltage (eg, several hundreds V to several thousand Vs) such as a charging voltage, a developing voltage, and a transfer voltage in order to form a toner image on a sheet. According to Patent Document 1, a flyback type power supply device has been proposed as a power supply device that can be used in an image forming device.

特開２０１８−１１３８３２号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2018-113832

フライバック方式の電源装置は、トランスの一次巻線に印加される電圧をスイッチング素子によりオン／オフすることでトランスの二次巻線側に所望の電圧を発生させる。スイッチング素子の制御端子にはＰＷＭ信号が入力される。ＰＷＭ信号はオン（ハイレベル）とオフ（ローレベル）とを繰り返す信号である。とりわけ、オフとなる期間（オフ幅）を一定にし、オンとなる期間を可変とすることで、二次側電圧が制御される。トランスの一次側には共振コンデンサが設けられる。オフ幅は、一般に、一次巻線のインダクタンスと共振コンデンサの容量とによって決定される共振周期と一致するように設定されるべきであろう。しかし、一次巻線のインダクタンスには個体差（ばらつき）があり、共振コンデンサの容量にも個体差がある。これらの個体差に起因して、設定されたオフ幅が実際の共振周期よりも小さい場合、電源装置の応答特性が低下する。逆に、設定されたオフ幅が実際の共振周期よりも大きい場合、スイッチング素子の発熱が増加してしまう。したがって、実際の共振周期とオフ幅との差が小さくなれば、電源装置の応答特性が向上し、スイッチング素子の温度上昇を抑制することが可能となる。そこで、本発明は、電源装置の応答特性を向上させつつ、スイッチング素子の温度上昇を抑制することを目的とする。 The flyback type power supply device generates a desired voltage on the secondary winding side of the transformer by turning on / off the voltage applied to the primary winding of the transformer by a switching element. A PWM signal is input to the control terminal of the switching element. The PWM signal is a signal that repeats on (high level) and off (low level). In particular, the secondary side voltage is controlled by making the off period (off width) constant and making the on period variable. A resonant capacitor is provided on the primary side of the transformer. The off width should generally be set to match the resonant period, which is determined by the inductance of the primary winding and the capacitance of the resonant capacitor. However, there are individual differences (variations) in the inductance of the primary winding, and there are also individual differences in the capacitance of the resonant capacitor. Due to these individual differences, when the set off width is smaller than the actual resonance period, the response characteristics of the power supply device deteriorate. On the contrary, when the set off width is larger than the actual resonance period, the heat generation of the switching element increases. Therefore, if the difference between the actual resonance period and the off width becomes small, the response characteristics of the power supply device are improved, and the temperature rise of the switching element can be suppressed. Therefore, an object of the present invention is to suppress a temperature rise of a switching element while improving the response characteristics of the power supply device.

本発明は、たとえば、
オンとオフとを繰り返す制御信号にしたがってオンとオフとを繰り返すスイッチング素子と、
前記スイッチング素子の電流流入端子と電流流出端子と接続された容量素子と、
前記スイッチング素子に接続された一次巻線と、前記一次巻線に比例した電圧を生成する二次巻線とを有するトランスと、
前記二次巻線により生成された電圧を整流することで出力電圧を生成する整流回路と、
前記制御信号を前記スイッチング素子に印加することで前記出力電圧を制御する制御部とを有し、
前記制御部は、前記制御信号がオフとなるオフ期間の幅を一定に維持し、かつ、前記制御信号がオンとなるオン期間の幅を可変とすることで前記出力電圧を制御するように構成されており、さらに、前記制御部は、前記一次巻線のインダクタンスと前記容量素子の容量とによって定まる共振回路の共振周期に前記オフ期間の幅が近づくように前記オフ期間の幅を設定するように構成されていることを特徴とする電源装置を提供する。 The present invention is, for example,
A switching element that repeats on and off according to a control signal that repeats on and off, and
Capacitive elements connected to the current inflow terminal and current outflow terminal of the switching element,
A transformer having a primary winding connected to the switching element and a secondary winding that generates a voltage proportional to the primary winding.
A rectifier circuit that generates an output voltage by rectifying the voltage generated by the secondary winding,
It has a control unit that controls the output voltage by applying the control signal to the switching element.
The control unit is configured to control the output voltage by maintaining a constant width of the off period when the control signal is turned off and making the width of the on period when the control signal is turned on variable. Further, the control unit sets the width of the off period so that the width of the off period approaches the resonance period of the resonance circuit determined by the inductance of the primary winding and the capacitance of the capacitive element. Provided is a power supply device characterized by being configured in.

本発明によれば、電源装置の応答特性を向上させつつ、スイッチング素子の温度上昇を抑制することが可能となる。 According to the present invention, it is possible to suppress a temperature rise of a switching element while improving the response characteristics of the power supply device.

画像形成装置を説明する図The figure explaining the image forming apparatus 制御基板と電源基板を説明する図The figure explaining the control board and the power-source board 電源基板を説明する図Diagram illustrating a power supply board 共振波形を説明する図と共振周期と出力電圧との関係を説明する図A diagram explaining the resonance waveform and a diagram explaining the relationship between the resonance period and the output voltage. オフ幅の決定方法を説明する図Diagram illustrating how to determine the off width 設定装置を説明する図The figure explaining the setting device 設定方法を示すフローチャートFlowchart showing the setting method 電源装置のＣＰＵの機能を示す図The figure which shows the function of the CPU of a power supply 設定装置のＣＰＵの機能を示す図The figure which shows the function of the CPU of a setting device 設定装置のＣＰＵの機能を示す図The figure which shows the function of the CPU of a setting device

以下、添付図面を参照して実施形態が詳しく説明される。尚、以下の実施形態は特許請求の範囲に係る発明を限定するものでするものではない。実施形態には複数の特徴が記載されているが、これらの複数の特徴の全てが発明に必須のものとは限らず、また、複数の特徴は任意に組み合わせられてもよい。さらに、添付図面においては、同一または同様の構成に同一の参照番号が付され、重複した説明は省略される。 Hereinafter, embodiments will be described in detail with reference to the accompanying drawings. The following embodiments do not limit the invention according to the claims. Although a plurality of features are described in the embodiment, not all of the plurality of features are essential for the invention, and the plurality of features may be arbitrarily combined. Further, in the accompanying drawings, the same or similar configurations are given the same reference numbers, and duplicate description is omitted.

＜画像形成装置＞
図１は中間転写方式の画像形成装置１を示している。画像形成装置１は、単色画像を形成する画像形成装置であってもよいが、ここでは複数の色剤を混色して多色画像を形成する電子写真方式の画像形成装置である。画像形成装置１は、イエロー（Ｙ）、マゼンタ（Ｍ）、シアン（Ｃ）、ブラック（ＢＫ）といった四色の現像剤を使用する。図１において参照番号の末尾には色を示す文字が付与されているが、四色に共通する事項が説明される際にはこの文字が省略される。 <Image forming device>
FIG. 1 shows an image forming apparatus 1 of an intermediate transfer method. The image forming apparatus 1 may be an image forming apparatus for forming a monochromatic image, but here, it is an electrophotographic image forming apparatus for forming a multicolor image by mixing a plurality of colorants. The image forming apparatus 1 uses a four-color developer such as yellow (Y), magenta (M), cyan (C), and black (BK). In FIG. 1, a character indicating a color is added to the end of the reference number, but this character is omitted when the matters common to the four colors are explained.

感光ドラム６Ｃ、６Ｍ、６Ｙ、６ＢＫはそれぞれ等間隔に配置され、静電潜像やトナー画像を担持する像担持体である。一次帯電器２は像担持体を一様に帯電させる帯電手段の一例である。一次帯電器２は帯電電圧を利用して感光ドラム６の表面を一様に帯電させる。走査光学装置３は像担持体の表面においてレーザ光を走査することで静電潜像を形成する走査手段の一例である。走査光学装置３は、入力画像に基づいて各々変調された光束（レーザビーム）Ｌを感光ドラム６に向けて出射する。光束Ｌは感光ドラム６の表面に静電潜像を形成する。現像器４はそれぞれ現像電圧を印加されたスリーブやブレードを通じて、シアン、マゼンダ、イエロー、ブラックの現像剤を静電潜像に付着させる。これにより静電潜像が現像され、現像剤像（トナー画像）が形成される。 The photosensitive drums 6C, 6M, 6Y, and 6BK are image carriers that are arranged at equal intervals and carry an electrostatic latent image or a toner image. The primary charger 2 is an example of a charging means for uniformly charging the image carrier. The primary charger 2 uses the charging voltage to uniformly charge the surface of the photosensitive drum 6. The scanning optical device 3 is an example of scanning means for forming an electrostatic latent image by scanning a laser beam on the surface of an image carrier. The scanning optical device 3 emits a light flux (laser beam) L modulated based on the input image toward the photosensitive drum 6. The luminous flux L forms an electrostatic latent image on the surface of the photosensitive drum 6. The developer 4 attaches cyan, magenta, yellow, and black developers to the electrostatic latent image through sleeves and blades to which a developing voltage is applied. As a result, the electrostatic latent image is developed and a developer image (toner image) is formed.

給送ローラ８は給送トレイ７に収容されているシートＳを１枚ずつ給送する。分離ローラ９は、給送ローラ８により給送された複数のシートＳから一枚のシートＳを分離して搬送路へ送り出す。搬送ローラ１６は画像の書き出しタイミングに同期をとってシートＳを二次転写部に向けて送り出す。 The feeding roller 8 feeds the sheets S housed in the feeding tray 7 one by one. The separation roller 9 separates one sheet S from the plurality of sheets S fed by the feeding roller 8 and sends the sheet S to the transport path. The transport roller 16 feeds the sheet S toward the secondary transfer unit in synchronization with the image writing timing.

一次転写ローラ５は、中間転写ベルト１０に対して、感光ドラム６に担持されているトナー画像を転写する。一次転写ローラ５に印加された一次転写電圧は中間転写ベルト１０へのトナー画像の転写を促進する。中間転写ベルト１０は中間転写体として機能している。駆動ローラ１１は中間転写ベルト１０を回転させるローラである。二次転写部は二次転写ローラ１４を有している。二次転写部において、中間転写ベルト１０と二次転写ローラ１４とがシートＳを挟持しながら搬送することで、中間転写ベルト１０上に担持されている多色のトナー画像がシートＳに転写される。二次転写電圧はシートＳへのトナー画像の転写を促進する。その後、シートＳは定着装置１２へ搬送される。定着装置１２はシートＳに担持されているトナー画像に対して圧力と熱を加え、定着させる。排出ローラ１３は、画像の形成されたシートＳを排出する。なお、一次転写ローラ５、中間転写ベルト１０および二次転写ローラ１４はトナー画像をシート上に転写する転写手段の一例である。定着装置１２はシート上に担持されているトナー画像を定着させる定着手段の一例である。メンテナンスドア１７は、画像形成装置１をメンテナンスする際に開かれるドアである。 The primary transfer roller 5 transfers the toner image supported on the photosensitive drum 6 to the intermediate transfer belt 10. The primary transfer voltage applied to the primary transfer roller 5 promotes the transfer of the toner image to the intermediate transfer belt 10. The intermediate transfer belt 10 functions as an intermediate transfer body. The drive roller 11 is a roller that rotates the intermediate transfer belt 10. The secondary transfer unit has a secondary transfer roller 14. In the secondary transfer section, the intermediate transfer belt 10 and the secondary transfer roller 14 carry the sheet S while sandwiching the sheet S, so that the multicolor toner image supported on the intermediate transfer belt 10 is transferred to the sheet S. Toner. The secondary transfer voltage promotes the transfer of the toner image to the sheet S. After that, the sheet S is conveyed to the fixing device 12. The fixing device 12 applies pressure and heat to the toner image supported on the sheet S to fix the toner image. The discharge roller 13 discharges the sheet S on which the image is formed. The primary transfer roller 5, the intermediate transfer belt 10, and the secondary transfer roller 14 are examples of transfer means for transferring a toner image onto a sheet. The fixing device 12 is an example of a fixing means for fixing a toner image supported on a sheet. The maintenance door 17 is a door that is opened when the image forming apparatus 1 is maintained.

＜電源装置＞
図２は二次転写ローラ１４に印加される直流の高電圧ＶＨを生成する電源基板２００および制御基板２５０を示している。制御基板２５０はＣＰＵ２０１ｂとＲＯＭ２０２ｂを有している。ＣＰＵ２０１ｂはＲＯＭ２０２ｂに記憶された制御プログラムにしたがって画像形成装置１の全体を制御するプロセッサ回路である。たとえば、ＣＰＵ２０１ｂは、電源基板２００のＣＰＵ２０１ａとシリアル通信を実行することで、制御信号Ｓｃ１を送信したり、ＣＰＵ２０１ａから検出信号Ｓｄ１を受信したりする。制御信号Ｓｃ１は、電源基板２００が出力する電圧や電流の目標値を示す情報を含んでいてもよい。 <Power supply>
FIG. 2 shows a power supply board 200 and a control board 250 that generate a DC high voltage VH applied to the secondary transfer roller 14. The control board 250 has a CPU 201b and a ROM 202b. The CPU 201b is a processor circuit that controls the entire image forming apparatus 1 according to a control program stored in the ROM 202b. For example, the CPU 201b transmits the control signal Sc1 or receives the detection signal Sd1 from the CPU 201a by executing serial communication with the CPU 201a of the power supply board 200. The control signal Sc1 may include information indicating target values of voltage and current output by the power supply board 200.

電源基板２００に設けられたＣＰＵ２０１ａはＲＯＭ２０２ａに記憶された制御プログラムにしたがって電源基板２００を制御する。電源基板２００には、さらに、正バイアス回路２０３、逆バイアス回路２０４、電圧検出回路２０５、および電流検出回路２０６が設けられている。正バイアス回路２０３は、ＣＰＵ２０１ａが出力する制御信号ＰＷＭ１に応じて二次転写ローラ１４に供給されるプラス極性の高電圧ＶＨを生成する。逆バイアス回路２０４は、ＣＰＵ２０１ａが出力する制御信号ＰＷＭ２に応じて二次転写ローラ１４に供給されるマイナス極性の高電圧ＶＨを生成する。電圧検出回路２０５は、二次転写ローラ１４に供給される高電圧ＶＨを検出し、高電圧ＶＨに比例した電圧検出信号ＤｖｈをＣＰＵ２０１ａに出力する。ＣＰＵ２０１ａは、電圧検出信号Ｄｖｈをデジタル値に変換するアナログデジタル変換ポートを有している。電流検出回路２０６は、二次転写ローラ１４に高電圧ＶＨを印加することで二次転写ローラ１４に流れる電流ＩＨを検出し、電流ＩＨに比例した電流検出信号ＤｉｈをＣＰＵ２０１ａに出力する。ＣＰＵ２０１ａは、電流検出信号Ｄｉｈをデジタル値に変換するアナログデジタル変換ポートを有している。ＣＰＵ２０１ａは、電圧検出信号Ｄｖｈおよび電流検出信号Ｄｉｈを示す検出信号Ｓｄ１を生成してＣＰＵ２０１ｂに出力する。 The CPU 201a provided on the power supply board 200 controls the power supply board 200 according to a control program stored in the ROM 202a. The power supply board 200 is further provided with a forward bias circuit 203, a reverse bias circuit 204, a voltage detection circuit 205, and a current detection circuit 206. The positive bias circuit 203 generates a positive polarity high voltage VH supplied to the secondary transfer roller 14 in response to the control signal PWM1 output by the CPU 201a. The reverse bias circuit 204 generates a high voltage VH having a negative polarity supplied to the secondary transfer roller 14 in response to the control signal PWM2 output by the CPU 201a. The voltage detection circuit 205 detects the high voltage VH supplied to the secondary transfer roller 14, and outputs a voltage detection signal Dvh proportional to the high voltage VH to the CPU 201a. The CPU 201a has an analog-to-digital conversion port that converts the voltage detection signal Dvh into a digital value. The current detection circuit 206 detects the current IH flowing through the secondary transfer roller 14 by applying a high voltage VH to the secondary transfer roller 14, and outputs a current detection signal Dih proportional to the current IH to the CPU 201a. The CPU 201a has an analog-to-digital conversion port that converts the current detection signal Dih into a digital value. The CPU 201a generates a detection signal Sd1 indicating a voltage detection signal Dvh and a current detection signal Dih and outputs the detection signal Sd1 to the CPU 201b.

ＣＰＵ２０１ａは制御信号Ｓｃ１に応じたプラス極性の高電圧ＶＨを正バイアス回路２０３が生成するよう、制御信号ＰＷＭ１を出力する。制御信号Ｓｃ１は、高電圧ＶＨの目標電圧などを設定するための情報を含んでいる。制御信号ＰＷＭ１はオンとオフとを繰り返すＰＷＭ信号である。制御信号ＰＷＭ１のオフ幅は後述される方法により決定された値に固定される。ＣＰＵ２０１ａは、定電圧制御モードにおいて、電圧検出信号Ｄｖｈが示す電圧が目標電圧となるように、制御信号ＰＷＭ１のオン幅を変更する。ＣＰＵ２０１ａは、定電流制御モードにおいて、電流検出信号Ｄｉｈが示す電流値が目標電流値となるように、制御信号ＰＷＭ１のオン幅を変更する。たとえば、電圧検出信号Ｄｖｈが示す電圧が目標値よりも小さければ、ＣＰＵ２０１ａは高電圧ＶＨが大きくなるようにオン幅を広げる。一方、電圧検出信号Ｄｖｈが示す電圧が目標値よりも大きければ、ＣＰＵ２０１ａは高電圧ＶＨが小さくなるようにオン幅を狭める。さらに、電流検出信号Ｄｉｈが示す電流値が目標値よりも小さければ、ＣＰＵ２０１ａは電流ＩＨが多くなるようにオン幅を広げる。一方、電流検出信号Ｄｉｈが示す電圧が目標値より大きければ、ＣＰＵ２０１ａは電流ＩＨが少なくなるようにオン幅を狭める。このようにオフ幅が固定でオン幅が制御されるため、オン幅に応じて制御信号ＰＷＭ１の周波数（周期）が変更される。 The CPU 201a outputs the control signal PWM1 so that the positive bias circuit 203 generates a high-voltage VH having a positive polarity corresponding to the control signal Sc1. The control signal Sc1 includes information for setting a target voltage of the high voltage VH and the like. The control signal PWM1 is a PWM signal that repeats on and off. The off width of the control signal PWM1 is fixed to a value determined by a method described later. In the constant voltage control mode, the CPU 201a changes the on width of the control signal PWM1 so that the voltage indicated by the voltage detection signal Dvh becomes the target voltage. In the constant current control mode, the CPU 201a changes the ON width of the control signal PWM1 so that the current value indicated by the current detection signal Dih becomes the target current value. For example, if the voltage indicated by the voltage detection signal Dvh is smaller than the target value, the CPU 201a widens the on-width so that the high voltage VH becomes large. On the other hand, if the voltage indicated by the voltage detection signal Dvh is larger than the target value, the CPU 201a narrows the on width so that the high voltage VH becomes smaller. Further, if the current value indicated by the current detection signal Dih is smaller than the target value, the CPU 201a widens the on width so that the current IH increases. On the other hand, if the voltage indicated by the current detection signal Dih is larger than the target value, the CPU 201a narrows the on width so that the current IH decreases. Since the off width is fixed and the on width is controlled in this way, the frequency (cycle) of the control signal PWM1 is changed according to the on width.

ＣＰＵ２０１ａはマイナス極性の高電圧ＶＨを生成するためにクロック信号ＣＬＫと制御信号ＰＷＭ２を逆バイアス回路２０４に出力する。クロック信号ＣＬＫの周波数は、たとえば、６５ｋＨｚである。クロック信号ＣＬＫのデューティー比は、たとえば、２０％である。制御信号ＰＷＭ２の周波数は、たとえば、２４ｋＨｚである。ＣＰＵ２０１ａは電流検出信号Ｄｉｈが示す電流ＩＨが目標値となるように、制御信号ＰＷＭ２のデューティー比を変更する。電流検出信号Ｄｉｈが示す電流値が目標値よりも小さければ、ＣＰＵ２０１ａは電流ＩＨが多くなるようにデューティー比を低下させる。電流検出信号Ｄｉｈが示す電流値が目標値よりも大きければ、ＣＰＵ２０１ａは電流ＩＨが少なくなるようにデューティー比を増加させる。 The CPU 201a outputs the clock signal CLK and the control signal PWM 2 to the reverse bias circuit 204 in order to generate a high voltage VH having a negative polarity. The frequency of the clock signal CLK is, for example, 65 kHz. The duty ratio of the clock signal CLK is, for example, 20%. The frequency of the control signal PWM2 is, for example, 24 kHz. The CPU 201a changes the duty ratio of the control signal PWM2 so that the current IH indicated by the current detection signal Dih becomes the target value. If the current value indicated by the current detection signal Dih is smaller than the target value, the CPU 201a lowers the duty ratio so that the current IH increases. If the current value indicated by the current detection signal Dih is larger than the target value, the CPU 201a increases the duty ratio so that the current IH decreases.

●正バイアス回路２０３
図３が示すように、正バイアス回路２０３はフライバック方式の共振回路を有している。正バイアス回路２０３は、駆動回路３０１、整流回路３０２、電解コンデンサＣ３０１、トランスＴ３０１、およびブリード抵抗Ｒ３０３を有している。 ● Positive bias circuit 203
As shown in FIG. 3, the positive bias circuit 203 has a flyback type resonant circuit. The positive bias circuit 203 includes a drive circuit 301, a rectifier circuit 302, an electrolytic capacitor C301, a transformer T301, and a bleed resistor R303.

○駆動回路３０１
駆動回路３０１は、入力電圧（例：２４Ｖ）を昇圧するトランスＴ３０１を駆動する回路である。駆動回路３０１は、プルダウン抵抗Ｒ３０１、ダンピング抵抗Ｒ３０２、ＦＥＴＱ３０１、および共振コンデンサＣ３０２を有している。プルダウン抵抗Ｒ３０１の一端はＣＰＵ２０１ａとダンピング抵抗Ｒ３０２の一端とに接続されている。プルダウン抵抗Ｒ３０１の他端は接地されている。ダンピング抵抗Ｒ３０２の他端はＦＥＴＱ３０１のゲートに接続されている。つまり、ＦＥＴＱ３０１のゲートにはダンピング抵抗Ｒ３０２を介して制御信号ＰＷＭ１が印加される。ＦＥＴＱ３０１は、制御信号ＰＷＭ１のオン／オフに連動してオン／オフするスイッチング素子である。ＦＥＴＱ３０１のドレインはトランスＴ３０１の一次巻線の一端に接続されている。トランスＴ３０１の一次巻線の他端は＋２４Ｖ電源と電解コンデンサＣ３０１の一端とに接続されている。電解コンデンサＣ３０１の他端は接地されている。つまり、トランスＴ３０１の一次巻線に印加される＋２４Ｖの電圧は、ＦＥＴＱ３０１によってスイッチング（オン／オフ）される。 ○ Drive circuit 301
The drive circuit 301 is a circuit for driving a transformer T301 that boosts an input voltage (example: 24V). The drive circuit 301 has a pull-down resistor R301, a damping resistor R302, a FET Q301, and a resonance capacitor C302. One end of the pull-down resistor R301 is connected to the CPU 201a and one end of the damping resistor R302. The other end of the pull-down resistor R301 is grounded. The other end of the damping resistor R302 is connected to the gate of the FET Q301. That is, the control signal PWM1 is applied to the gate of the FET Q301 via the damping resistor R302. The FET Q301 is a switching element that turns on / off in conjunction with turning on / off of the control signal PWM1. The drain of the FET Q301 is connected to one end of the primary winding of the transformer T301. The other end of the primary winding of the transformer T301 is connected to a + 24V power supply and one end of the electrolytic capacitor C301. The other end of the electrolytic capacitor C301 is grounded. That is, the + 24V voltage applied to the primary winding of the transformer T301 is switched (on / off) by the FET Q301.

図４（Ａ）は制御信号ＰＷＭ１、ＦＥＴＱ３０１のゲートソース間電圧Ｖｇｓ、および共振電圧（ドレインソース間電圧Ｖｄｓ）の関係を示している。ここで、共振周期は、主にトランスＴ３０１の一次巻線のインダクタンスと共振コンデンサＣ３０２の容量に依存して決定される。制御信号ＰＷＭ１は、オフ幅が一定であり、オン幅が可変のＰＷＭ信号である。つまり、制御信号ＰＷＭ１は周期性の信号ではない。定電圧制御モードにおいて、オン幅は電圧検出信号Ｄｖｈが示す電圧が目標電圧となるように制御される。定電流制御モードにおいて、オン幅は電流検出信号Ｄｉｈが示す電流値が目標電流値となるように制御される。そのため、オン幅とオフ幅との和が一定とはならない。 FIG. 4A shows the relationship between the control signal PWM1, the gate-source voltage Vgs of the FET Q301, and the resonance voltage (drain-source voltage Vds). Here, the resonance period is mainly determined depending on the inductance of the primary winding of the transformer T301 and the capacitance of the resonance capacitor C302. The control signal PWM1 is a PWM signal having a constant off width and a variable on width. That is, the control signal PWM1 is not a periodic signal. In the constant voltage control mode, the on-width is controlled so that the voltage indicated by the voltage detection signal Dvh becomes the target voltage. In the constant current control mode, the on-width is controlled so that the current value indicated by the current detection signal Dih becomes the target current value. Therefore, the sum of the on-width and the off-width is not constant.

○整流回路３０２
整流回路３０２は、高圧ダイオードＤ３０１、Ｄ３０２、高圧セラミックコンデンサＣ３０３、Ｃ３０４から構成されている。トランスＴ３０１の二次巻線から出力された交流電圧を全波整流および平滑化して正の直流電圧（高電圧ＶＨ）を出力する。つまり、整流回路３０２は整流平滑回路と呼ばれてもよい。 ○ Rectifier circuit 302
The rectifier circuit 302 is composed of high-voltage diodes D301 and D302, and high-voltage ceramic capacitors C303 and C304. The AC voltage output from the secondary winding of the transformer T301 is full-wave rectified and smoothed to output a positive DC voltage (high voltage VH). That is, the rectifier circuit 302 may be called a rectifier smoothing circuit.

●逆バイアス回路２０４
逆バイアス回路２０４は平滑回路４０１、生成回路４０２、駆動回路４０３、整流回路４０４、トランスＴ４０１、およびブリード抵抗Ｒ４０６から構成されている。 ● Reverse bias circuit 204
The reverse bias circuit 204 is composed of a smoothing circuit 401, a generation circuit 402, a drive circuit 403, a rectifier circuit 404, a transformer T401, and a bleed resistor R406.

○平滑回路４０１
平滑回路４０１は抵抗Ｒ４０１とコンデンサＣ４０２とから構成されるローパスフィルタである。平滑回路４０１は入力された制御信号ＰＷＭ２を所定のカットオフ周波数にてＤＣ電圧に変換する。 ○ Smoothing circuit 401
The smoothing circuit 401 is a low-pass filter composed of a resistor R401 and a capacitor C402. The smoothing circuit 401 converts the input control signal PWM2 into a DC voltage at a predetermined cutoff frequency.

○生成回路４０２
生成回路４０２はオペアンプＩＣ４０１、抵抗Ｒ４０２、抵抗Ｒ４０３、トランジスタＱ４０１、および電解コンデンサＣ４０１から構成される。オペアンプＩＣ４０１の＋端子には平滑回路４０１から出力されたＤＣ電圧が入力される。オペアンプＩＣ４０１の＋端子に入力されたＤＣ電圧を増幅した電圧がオペアンプＩＣ４０１から出力される。増幅率は、オペアンプＩＣ４０１の―端子とＧＮＤ間に接続された抵抗Ｒ４０２と、オペアンプＩＣ４０１の―端子とオペアンプＩＣ４０１の出力端子間に接続された抵抗Ｒ４０３とで決まる。 ○ Generation circuit 402
The generation circuit 402 is composed of an operational amplifier IC401, a resistor R402, a resistor R403, a transistor Q401, and an electrolytic capacitor C401. The DC voltage output from the smoothing circuit 401 is input to the + terminal of the operational amplifier IC 401. The voltage obtained by amplifying the DC voltage input to the + terminal of the operational amplifier IC401 is output from the operational amplifier IC401. The amplification factor is determined by the resistor R402 connected between the-terminal of the operational amplifier IC401 and the GND, and the resistor R403 connected between the-terminal of the operational amplifier IC401 and the output terminal of the operational amplifier IC401.

オペアンプＩＣ４０１の出力はトランジスタＱ４０１のベースに接続されている。トランジスタＱ４０１はコレクタ接地タイプである。トランジスタＱ４０１のエミッタにはオペアンプＩＣ４０１の出力端子の電圧よりもトランジスタＱ４０１のベースエミッタ間電圧（約０．６Ｖ）だけ低い電圧が印加される。トランジスタＱ４０１のエミッタには電圧安定化用の電解コンデンサＣ４０１が接続されている。 The output of the operational amplifier IC401 is connected to the base of the transistor Q401. The transistor Q401 is a collector grounded type. A voltage lower than the voltage of the output terminal of the operational amplifier IC401 by the base-emitter voltage (about 0.6V) of the transistor Q401 is applied to the emitter of the transistor Q401. An electrolytic capacitor C401 for voltage stabilization is connected to the emitter of the transistor Q401.

○駆動回路４０３
駆動回路４０３は、トランスＴ４０１を駆動するための回路である。
トランスＴ４０１は一次巻線に印加された入力電圧を昇圧して、二次巻線に出力する。駆動回路４０３は、プルダウン抵抗Ｒ４０４、ダンピング抵抗Ｒ４０５、およびＦＥＴＱ４０２から構成されている。クロック信号ＣＬＫに従ってＦＥＴＱ４０２がオン／オフを繰り返す。これによりトランスＴ４０１の動作の開始と停止とを制御することが可能となる。 ○ Drive circuit 403
The drive circuit 403 is a circuit for driving the transformer T401.
The transformer T401 boosts the input voltage applied to the primary winding and outputs it to the secondary winding. The drive circuit 403 is composed of a pull-down resistor R404, a damping resistor R405, and a FET Q402. The FET Q402 repeats on / off according to the clock signal CLK. This makes it possible to control the start and stop of the operation of the transformer T401.

○整流回路４０４
整流回路４０４は、高圧ダイオードＤ４０１と高圧セラミックコンデンサＣ４０３とから構成されている。整流回路４０４は、トランスＴ４０１の二次巻線から出力される交流電圧における負の電圧を整流および平滑化して負の直流電圧（高電圧ＶＨ）として出力する。 ○ Rectifier circuit 404
The rectifier circuit 404 is composed of a high-voltage diode D401 and a high-voltage ceramic capacitor C403. The rectifier circuit 404 rectifies and smoothes the negative voltage in the AC voltage output from the secondary winding of the transformer T401, and outputs it as a negative DC voltage (high voltage VH).

●電圧検出回路２０５
電圧検出回路２０５は抵抗Ｒ５０１と抵抗Ｒ５０２で構成された分圧回路である。高電圧ＶＨは抵抗Ｒ５０１と抵抗Ｒ５０２との比に応じて分圧され、電圧検出信号Ｄｖｈとなる。 ● Voltage detection circuit 205
The voltage detection circuit 205 is a voltage dividing circuit composed of a resistor R501 and a resistor R502. The high voltage VH is divided according to the ratio of the resistor R501 and the resistor R502, and becomes a voltage detection signal Dvh.

●電流検出回路２０６
電流検出回路２０６はオペアンプＩＣ６０１と抵抗Ｒ６０１、Ｒ６０２、Ｒ６０３で構成される。抵抗Ｒ６０１と抵抗Ｒ６０２は分圧回路を形成している。分圧回路は３．４Ｖの電圧を分圧し、分圧により生成された電圧をオペアンプＩＣ６０１の＋端子に印加する。オペアンプＩＣは＋端子に印加された電圧と、抵抗Ｒ６０３に電流ＩＨが流れることで抵抗Ｒ６０３の両端に発生する電圧との和を、電流検出信号Ｄｉｈとして出力する。 ● Current detection circuit 206
The current detection circuit 206 includes an operational amplifier IC601 and resistors R601, R602, and R603. The resistor R601 and the resistor R602 form a voltage dividing circuit. The voltage divider circuit divides a voltage of 3.4 V and applies the voltage generated by the voltage divider to the + terminal of the operational amplifier IC601. The operational amplifier IC outputs the sum of the voltage applied to the + terminal and the voltage generated across the resistor R603 as the current IH flows through the resistor R603 as the current detection signal Dih.

＜オフ幅の決定方法＞
共振周期Ｔは以下の式から求められる。
Ｔ＝２π × ＳＱＲＴ（Ｌｔ×（Ｃｔ＋Ｃｓ×Ｎ×Ｎ））・・・（１）
ここでＳＱＲＴ（Ｘ）はＸの平方根を求める関数である。ＬｔはトランスＴ３０１の一次巻線のインダクタンスである。Ｃｔは共振コンデンサＣ３０２の容量である。ＣｓはトランスＴ３０１の二次側の浮遊容量である。ＮはトランスＴ３０１の巻き数比である。 <How to determine the off width>
The resonance period T is obtained from the following equation.
T = 2π x SQRT (Lt x (Ct + Cs x N x N)) ... (1)
Here, SQRT (X) is a function for finding the square root of X. Lt is the inductance of the primary winding of the transformer T301. Ct is the capacitance of the resonant capacitor C302. Cs is the stray capacitance on the secondary side of the transformer T301. N is the turns ratio of the transformer T301.

トランスＴ３０１の二次側の浮遊容量のばらつきと、トランスＴ３０１の巻き数比のばらつきは比較的に小さい。よって、これらが共振周期Ｔのばらつきに与える影響は小さい。つまり、共振周期Ｔのばらつきは、インダクタンスＬｔと、共振コンデンサＣ３０２の容量Ｃｔが大きく影響する。以下では、説明の簡明化のために、共振周期Ｔのばらつき要因としてインダクタンスＬｔと容量Ｃｔとが着目される。 The variation in stray capacitance on the secondary side of the transformer T301 and the variation in the turns ratio of the transformer T301 are relatively small. Therefore, the influence of these on the variation of the resonance period T is small. That is, the variation in the resonance period T is greatly affected by the inductance Lt and the capacitance Ct of the resonance capacitor C302. In the following, for the sake of simplification of the description, attention will be paid to the inductance Lt and the capacitance Ct as the factors of variation in the resonance period T.

一例として、インダクタンスＬｔの標準値が１６５ｕＨであり、そのばらつきは±１０％であると仮定される（ｕはマイクロの略称である）。この場合、インダクタンスＬｔの最小値は１４８．５ｕＨである。インダクタンスＬｔの最大値は１８１．５ｕＨである。一例として、容量Ｃｔの標準値が０．０４７ｕＦであり、ばらつきは±５％であると仮定される。この場合、容量Ｃｔの最小値は０．０４４６５ｕＦである。容量Ｃｔの最大値は０．０４９３５ｕＦである。さらに、トランスＴ３０１の一次巻線のインダクタンスＬｔのばらつきと、共振コンデンサＣ３０２の容量Ｃｔのばらつきとから共振周期Ｔのばらつきが求められる。共振周期Ｔの標準値は２６．７９ｕｓである。共振周期Ｔの最小値は２５．１８ｕｓである。共振周期Ｔの最大値は２８．４ｕｓである。実施例では共振周期Ｔのばらつきがいくつかの範囲（ランク）に分類され、各分類ごとに適切なオフ幅が設定される。ここでは、一例として、共振周期Ｔのばらつきが三つのランクに分類されるものと仮定されている。 As an example, it is assumed that the standard value of inductance Lt is 165uH and the variation is ± 10% (u is an abbreviation for micro). In this case, the minimum value of the inductance Lt is 148.5uH. The maximum value of the inductance Lt is 181.5uH. As an example, it is assumed that the standard value of capacitance Ct is 0.047uF and the variation is ± 5%. In this case, the minimum value of the capacitance Ct is 0.04465uF. The maximum value of the capacitance Ct is 0.04935uF. Further, the variation in the resonance period T can be obtained from the variation in the inductance Lt of the primary winding of the transformer T301 and the variation in the capacitance Ct of the resonance capacitor C302. The standard value of the resonance period T is 26.79 us. The minimum value of the resonance period T is 25.18 us. The maximum value of the resonance period T is 28.4 us. In the embodiment, the variation of the resonance period T is classified into several ranges (ranks), and an appropriate off width is set for each classification. Here, as an example, it is assumed that the variation of the resonance period T is classified into three ranks.

ところで、共振周期Ｔと高電圧ＶＨとの間には相関関係が存在する。したがって、ある試験条件下で高電圧ＶＨを測定すれば、高電圧ＶＨに対応する共振周期Ｔが求められる。この試験条件は、所定のオン幅と所定のオフ幅を有する制御信号ＰＷＭ１と、所定の負荷条件とを正バイアス回路２０３に課すものである。ここでは、所定のオン幅は４ｕｓであり、オフ幅は２６．７９ｕｓであり、所定の負荷は１０００ＭΩであると仮定される。 By the way, there is a correlation between the resonance period T and the high voltage VH. Therefore, if the high voltage VH is measured under certain test conditions, the resonance period T corresponding to the high voltage VH can be obtained. This test condition imposes a control signal PWM1 having a predetermined on-width and a predetermined off-width and a predetermined load condition on the positive bias circuit 203. Here, it is assumed that the predetermined on-width is 4 us, the off-width is 26.79 us, and the predetermined load is 1000 MΩ.

インダクタンスＬｔが標準値よりも大きい場合、ドレイン電流Ｉｄが減少し、共振コンデンサＣ３０２に流れる電流も減少する。共振コンデンサＣ３０２に流れる電流が減少すると、共振コンデンサＣ３０２の両端に発生する電圧も減少する。よって、インダクタンスＬｔが標準値よりも大きい場合、高電圧ＶＨが小さくなる。反対に、インダクタンスＬｔが標準値より小さくなると、高電圧ＶＨが大きくなる。共振コンデンサＣ３０２の容量Ｃｔが標準値よりも大きい場合、高電圧ＶＨが減少する。逆に、共振コンデンサＣ３０２の容量Ｃｔが標準値よりも小さくなった場合、高電圧ＶＨが増加する。（１）式が示すように、インダクタンスＬｔの増加と容量Ｃｔの増加とは共振周期Ｔを増加させる。インダクタンスＬｔの減少と容量Ｃｔの減少とは共振周期Ｔを減少させる。つまり、図４（Ｂ）が示すように、共振周期Ｔが短いほど高電圧ＶＨは大きくなる。共振周期Ｔが長いほど高電圧ＶＨは小さくなる。したがって、図４（Ｂ）が示す相関関係を利用することで、測定された高電圧ＶＨから共振周期Ｔを特定することが可能となる。上述されたように、オフ幅が共振周期Ｔに近いほど、高電圧ＶＨの応答特性が向上し、かつ、スイッチング素子の温度上昇も抑制される。よって、測定された高電圧ＶＨから適切なオフ幅が決定される。 When the inductance Lt is larger than the standard value, the drain current Id decreases, and the current flowing through the resonant capacitor C302 also decreases. When the current flowing through the resonant capacitor C302 decreases, the voltage generated across the resonant capacitor C302 also decreases. Therefore, when the inductance Lt is larger than the standard value, the high voltage VH becomes small. On the contrary, when the inductance Lt becomes smaller than the standard value, the high voltage VH becomes large. When the capacitance Ct of the resonance capacitor C302 is larger than the standard value, the high voltage VH decreases. On the contrary, when the capacitance Ct of the resonance capacitor C302 becomes smaller than the standard value, the high voltage VH increases. As shown by the equation (1), an increase in the inductance Lt and an increase in the capacitance Ct increase the resonance period T. A decrease in the inductance Lt and a decrease in the capacitance Ct reduce the resonance period T. That is, as shown in FIG. 4B, the shorter the resonance period T, the larger the high voltage VH. The longer the resonance period T, the smaller the high voltage VH. Therefore, by using the correlation shown in FIG. 4B, it is possible to specify the resonance period T from the measured high voltage VH. As described above, the closer the off width is to the resonance period T, the better the response characteristics of the high voltage VH, and the more the temperature rise of the switching element is suppressed. Therefore, an appropriate off width is determined from the measured high voltage VH.

なお、本実施例が適用されない場合、高電圧ＶＨの応答特性（オン幅に対する出力電圧の特性）には谷が生じてしまう。一般に、オフ幅を固定したまま、オン幅を徐々に増加させると、出力電圧も徐々に増加する。とりわけ、相対的にオン幅の狭い第一の領域では第一の傾きで出力電圧が増加し、相対的にオン幅の広い第二の領域では第二の傾きで出力電圧が増加する。ここで、第一の傾きは第二の傾きよりも大きい。つまり、オン幅を徐々に増加させると、所定のオン幅までは急激に出力電圧が増加するが、オン幅が所定のオン幅を超えると、緩やかに出力電圧が増加する。これは、第一の領域における共振周波数と第二の領域における共振周波数とが異なることが原因である。つまり、第一の領域では共振電圧が０Ｖまで低下する前にＦＥＴがオンになり、第二の領域では共振電圧が０Ｖまで低下した後にＦＥＴがオンになることが原因である。 If this embodiment is not applied, a valley will occur in the response characteristic (characteristic of the output voltage with respect to the on-width) of the high voltage VH. In general, if the on-width is gradually increased while the off-width is fixed, the output voltage also gradually increases. In particular, in the first region where the on-width is relatively narrow, the output voltage increases with the first slope, and in the second region where the on-width is relatively wide, the output voltage increases with the second slope. Here, the first slope is larger than the second slope. That is, when the on-width is gradually increased, the output voltage rapidly increases up to the predetermined on-width, but when the on-width exceeds the predetermined on-width, the output voltage gradually increases. This is because the resonance frequency in the first region and the resonance frequency in the second region are different. That is, in the first region, the FET is turned on before the resonance voltage drops to 0V, and in the second region, the FET is turned on after the resonance voltage drops to 0V.

ところで、一次巻線のインダクタンスや共振コンデンサの容量には製造上のばらつきが存在する。一次巻線のインダクタンスや共振コンデンサの容量がそれぞれ設計通りの値であれば、第一の領域と第二の領域とでそれぞれ出力電圧はほぼ線形に変化する。しかし、ばらつきが存在する場合、第二の領域の開始付近において、出力電圧の谷が発生してしまう。谷とは、オン幅を増加させているにもかかわらず出力電圧が低下し、さらにオン幅を増加させると出力電圧が増加する現象である。このような谷は高電圧ＶＨの応答特性を低下させる。これに対して本実施例を適用することで、このような谷が削減されるため、高電圧ＶＨの応答特性が向上する。 By the way, there are manufacturing variations in the inductance of the primary winding and the capacitance of the resonant capacitor. If the inductance of the primary winding and the capacitance of the resonant capacitor are the values as designed, the output voltage changes almost linearly in the first region and the second region, respectively. However, if there is variation, a valley of output voltage will occur near the start of the second region. The valley is a phenomenon in which the output voltage decreases even though the on-width is increased, and the output voltage increases when the on-width is further increased. Such valleys reduce the response characteristics of the high voltage VH. On the other hand, by applying this embodiment, such valleys are reduced, so that the response characteristics of the high voltage VH are improved.

図５が示すように、ランク分けが実行されてもよい。高電圧ＶＨが５１００Ｖ以下の場合、オフ幅はオフ幅ｉに決定される。高電圧ＶＨが５１００Ｖより大きくかつ５７００Ｖ以下の場合、オフ幅はオフ幅ｉｉに決定される。高電圧ＶＨが５７００Ｖより大きい場合、オフ幅はオフ幅ｉｉｉに決定される。このように二つの分類閾値を用いて高電圧ＶＨが三つのランクに分類され、分類されたランクに対応するオフ幅が選択される。このように、ｉ個の分類閾値はｉ＋１個のランクをもたらす（ｉは一以上の整数）。 As shown in FIG. 5, ranking may be performed. When the high voltage VH is 5100 V or less, the off width is determined to be the off width i. When the high voltage VH is greater than 5100V and less than or equal to 5700V, the off width is determined to be the off width ii. If the high voltage VH is greater than 5700V, the off width is determined to be the off width iii. In this way, the high voltage VH is classified into three ranks using the two classification thresholds, and the off width corresponding to the classified ranks is selected. Thus, i classification thresholds result in i + 1 ranks (i is an integer greater than or equal to one).

図５が示すように、高電圧ＶＨとオフ幅との関係は共振周期Ｔとオフ幅との関係に言い換えられてもよい。共振周期Ｔが２７．３５ｕｓ以上の場合、オフ幅はオフ幅ｉに決定される。共振周期Ｔが２７．３５ｕｓ未満でありかつ２６．２３ｕｓ以上の場合、オフ幅はオフ幅ｉｉに決定される。共振周期Ｔが２６．２３ｕｓ未満の場合、オフ幅はオフ幅ｉｉｉに決定される。 As shown in FIG. 5, the relationship between the high voltage VH and the off-width may be rephrased as the relationship between the resonance period T and the off-width. When the resonance period T is 27.35 us or more, the off width is determined to be the off width i. When the resonance period T is less than 27.35us and more than 26.23us, the off width is determined to be the off width ii. When the resonance period T is less than 26.23 us, the off width is determined to be the off width iii.

オフ幅ｉないしｉｉｉの具体的な数値は、対応するランクにおける共振周期Ｔの中心値に設定されてもよい。中心値は、高電圧ＶＨの応答特性を改善しつつ、かつ、スイッチング素子の昇温を抑制する観点から都合のよい数値である。この例では、オフ幅ｉは２８．４ｕｓから２７．３５ｕｓまでの共振周期Ｔのばらつきに対応している。よって、オフ幅ｉは、ばらつきの中心値である２７．８８ｕｓに設定される。オフ幅ｉｉは、２７．３５ｕｓから２６．２３ｕｓまでの共振周期Ｔのばらつきに対応している。よって、オフ幅ｉｉは、ばらつきの中心値である２６．７９ｕｓに設定される。オフ幅ｉｉｉは、２６．２３ｕｓから２５．１５ｕｓまでの共振周期Ｔのばらつきに対応している。よって、オフ幅ｉｉｉは、ばらつきの中心値である２５．７１ｕｓに設定される。 The specific numerical value of the off width i to iii may be set to the center value of the resonance period T in the corresponding rank. The center value is a convenient value from the viewpoint of improving the response characteristics of the high voltage VH and suppressing the temperature rise of the switching element. In this example, the off width i corresponds to the variation of the resonance period T from 28.4 us to 27.35 us. Therefore, the off width i is set to 27.88 us, which is the center value of the variation. The off-width ii corresponds to the variation of the resonance period T from 27.35us to 26.23us. Therefore, the off width ii is set to 26.79 us, which is the center value of the variation. The off-width iii corresponds to the variation of the resonance period T from 26.23us to 25.15us. Therefore, the off-width iii is set to 25.71us, which is the center value of the variation.

＜設定装置＞
図６は電源基板２００にオフ幅を設定するための設定装置６００を示している。設定装置６００は制御基板６０１、電圧測定器６０２およびＲＯＭライタ６０３を有している。オフ幅の設定は画像形成装置１の製造過程で行われる。たとえば、電源基板２００の製造過程のうち、電源基板２００が正常に動作するかを確認するための検査過程でオフ幅の設定が実行されてもよい。 <Setting device>
FIG. 6 shows a setting device 600 for setting the off width on the power supply board 200. The setting device 600 includes a control board 601, a voltage measuring device 602, and a ROM writer 603. The off width is set in the manufacturing process of the image forming apparatus 1. For example, in the manufacturing process of the power supply board 200, the off width setting may be executed in the inspection process for confirming whether the power supply board 200 operates normally.

制御基板６０１に設けられたＣＰＵ２０１ｃはＲＯＭ２０２ｃに記憶されている制御プログラムにしたがって、電源基板２００に所定の試験条件を設定することで、電源基板２００の正バイアス回路２０３に高電圧ＶＨを出力させる。電圧測定器６０２は、電源基板２００の出力端子に所定の負荷条件（例：１０００ＭΩ）を付与し、高電圧ＶＨを測定する。電圧測定器６０２は高電圧ＶＨを示す電圧検出信号ＤｖｈをＣＰＵ２０１ｃに出力する。ＣＰＵ２０１ｃは、電圧検出信号Ｄｖｈに基づき高電圧ＶＨを把握し、複数の分類閾値を用いて高電圧ＶＨを分類し、対応するオフ幅を決定する。さらに、ＣＰＵ２０１ｃは、決定したオフ幅をＲＯＭ２０２ａに書き込むための制御信号Ｓｃ２をＲＯＭライタ６０３に出力する。ＲＯＭライタ６０３は制御信号Ｓｃ２にしたがってオフ幅をＲＯＭ２０２ａに書き込む。 The CPU 201c provided on the control board 601 sets a predetermined test condition on the power supply board 200 according to a control program stored in the ROM 202c, so that the positive bias circuit 203 of the power supply board 200 outputs a high voltage VH. The voltage measuring device 602 applies a predetermined load condition (example: 1000 MΩ) to the output terminal of the power supply board 200, and measures a high voltage VH. The voltage measuring device 602 outputs a voltage detection signal Dvh indicating a high voltage VH to the CPU 201c. The CPU 201c grasps the high voltage VH based on the voltage detection signal Dvh, classifies the high voltage VH using a plurality of classification thresholds, and determines the corresponding off width. Further, the CPU 201c outputs a control signal Sc2 for writing the determined off width to the ROM 202a to the ROM writer 603. The ROM writer 603 writes the off width to the ROM 202a according to the control signal Sc2.

＜フローチャート＞
図７はＣＰＵ２０１ｃにより実行されるオフ幅の設定工程を示すフローチャートである。 <Flowchart>
FIG. 7 is a flowchart showing an off-width setting process executed by the CPU 201c.

Ｓ７０１でＣＰＵ２０１ｃは制御情報をＲＯＭ２０２ａに書き込む。制御情報は、ＣＰＵ２０１ａにより実行される制御プログラムや試験用のオフ幅（例：６．７９ｕｓ）などであってもよい。ＣＰＵ２０１ｃは、制御情報をＲＯＭ２０２ａに書き込むための制御信号Ｓｃ２をＲＯＭライタ６０３に出力する。ＲＯＭライタ６０３は制御信号Ｓｃ２にしたがって制御情報をＲＯＭ２０２ａに書き込む。 In S701, the CPU 201c writes the control information to the ROM 202a. The control information may be a control program executed by the CPU 201a, an off width for testing (eg, 6.79us), and the like. The CPU 201c outputs a control signal Sc2 for writing the control information to the ROM 202a to the ROM writer 603. The ROM writer 603 writes control information to the ROM 202a according to the control signal Sc2.

Ｓ７０２でＣＰＵ２０１ｃは制御信号Ｓｃ１を電源基板２００のＣＰＵ２０１ａに出力する。制御信号Ｓｃ１は、たとえば、試験条件をＣＰＵ２０１ｃに伝達する信号である。たとえば、試験条件とは、制御信号ＰＷＭ１のオン幅を４ｕｓに設定することを含む。これにより、電源基板２００のＣＰＵ２０１ａは、オフ幅が６．７９ｕｓであり、かつ、オン幅が４ｕｓである制御信号ＰＷＭ１を正バイアス回路２０３に出力する。正バイアス回路２０３は、制御信号ＰＷＭ１に応じた高電圧ＶＨを生成して出力する。電圧測定器６０２は高電圧ＶＨを測定し、測定結果を示す電圧検出信号ＤｖｈをＣＰＵ２０１ｃに出力する。 In S702, the CPU 201c outputs the control signal Sc1 to the CPU 201a of the power supply board 200. The control signal Sc1 is, for example, a signal for transmitting test conditions to the CPU 201c. For example, the test condition includes setting the on width of the control signal PWM1 to 4us. As a result, the CPU 201a of the power supply board 200 outputs the control signal PWM1 having an off width of 6.79 us and an on width of 4 us to the positive bias circuit 203. The positive bias circuit 203 generates and outputs a high voltage VH corresponding to the control signal PWM1. The voltage measuring device 602 measures the high voltage VH, and outputs a voltage detection signal Dvh indicating the measurement result to the CPU 201c.

Ｓ７０３でＣＰＵ２０１ｃは電圧測定器６０２から測定結果を取得する。Ｓ７０４でＣＰＵ２０１ｃは測定結果に応じてオフ幅を決定する。たとえば、ＣＰＵ２０１ｃは測定結果を複数の分類閾値（例：５１００Ｖと５７００Ｖ）と比較し、測定結果に対応するオフ幅を特定する。上述されたように、測定結果に対応するオフ幅が、オフ幅ｉ（例：２７．８８ｕｓ）、オフ幅ｉｉ（例：２６．７９ｕｓ）、オフ幅ｉｉｉ（例：２５．７１ｕｓ）から選択される。 In S703, the CPU 201c acquires the measurement result from the voltage measuring device 602. In S704, the CPU 201c determines the off width according to the measurement result. For example, the CPU 201c compares the measurement result with a plurality of classification thresholds (eg, 5100V and 5700V) to identify the off width corresponding to the measurement result. As described above, the off-width corresponding to the measurement result is selected from off-width i (eg 27.88us), off-width ii (eg 26.79us), and off-width iii (eg 25.71us). To.

あるいは高電圧ＶＨからより直接的にオフ幅が演算されてもよい。図４（Ｂ）が示すように、高電圧ＶＨと共振周期Ｔとには相関関係がある。そこで、ＣＰＵ２０１ｃは測定結果を相関関係に基づいて共振周期Ｔに変換し、共振周期Ｔをそのままオフ幅として決定してもよい。 Alternatively, the off width may be calculated more directly from the high voltage VH. As shown in FIG. 4B, there is a correlation between the high voltage VH and the resonance period T. Therefore, the CPU 201c may convert the measurement result into a resonance period T based on the correlation, and determine the resonance period T as it is as the off width.

Ｓ７０５でＣＰＵ２０１ｃは決定されたオフ幅をＲＯＭ２０２ａに書き込む。ＣＰＵ２０１ｃはオフ幅をＲＯＭ２０２ａに書き込むための制御信号Ｓｃ２を生成し、ＲＯＭライタ６０３に出力する。ＲＯＭライタ６０３は制御信号Ｓｃ２にしたがって、オフ幅をＲＯＭ２０２ａに書き込む。 In S705, the CPU 201c writes the determined off width to the ROM 202a. The CPU 201c generates a control signal Sc2 for writing the off width to the ROM 202a, and outputs the control signal Sc2 to the ROM writer 603. The ROM writer 603 writes the off width to the ROM 202a according to the control signal Sc2.

Ｓ７０６でＣＰＵ２０１ｃは電源基板２００の動作を確認する。たとえば、ＣＰＵ２０１ｃは、制御信号Ｓｃ１によりオン幅を連続的に変化させながら、対応する測定結果を取得し、高電圧ＶＨの応答特性を確認してもよい。 In S706, the CPU 201c confirms the operation of the power supply board 200. For example, the CPU 201c may acquire the corresponding measurement result and confirm the response characteristic of the high voltage VH while continuously changing the on-width by the control signal Sc1.

＜相関関係の求め方＞
図４（Ｂ）が示すように、高電圧ＶＨと共振周期Ｔとの相関関係を示す関係式が次のような手順で決定される。関係式が線形である場合、関係式は以下のように表現される。 <How to find the correlation>
As shown in FIG. 4B, a relational expression showing the correlation between the high voltage VH and the resonance period T is determined by the following procedure. When the relational expression is linear, the relational expression is expressed as follows.

Ｔ＝ｃ１ × ＶＨ＋ｃ２・・・（２）
点Ｐ１、点Ｐ２の高電圧ＶＨと共振周期Ｔから係数ｃ１、ｃ２が決定される。たとえば、点Ｐ１が（５７００Ｖ、２６．２３ｕｓ）であり、点Ｐ２が（５１００Ｖ、２７．３５ｕｓ）である場合、ｃ１は−０．００１８７であり、ｃ２は３６．８７と算出される。この場合、高電圧ＶＨの測定結果が５９００Ｖである場合、共振周期Ｔは２５．８６ｕｓと算出される。ＣＰＵ２０１ｃはＲＯＭライタ６０３を介して、ＲＯＭ２０２ａにオフ幅として２５．８６ｕｓを書き込む。 T = c1 x VH + c2 ... (2)
The coefficients c1 and c2 are determined from the high voltage VH at points P1 and P2 and the resonance period T. For example, if point P1 is (5700V, 26.23us) and point P2 is (5100V, 27.35us), c1 is calculated to be -0.00187 and c2 is calculated to be 36.87. In this case, when the measurement result of the high voltage VH is 5900V, the resonance period T is calculated to be 25.86us. The CPU 201c writes 25.86us as an off width to the ROM 202a via the ROM writer 603.

＜ＣＰＵの機能＞
図８は電源基板２００に搭載されるＣＰＵ２０１ａの機能を示している。これらの機能はＣＰＵ２０１ａが制御プログラムを実行することで実現される。ただし、これらの機能の全てまたは一部がＡＳＩＣやＦＰＧＡなどのハードウエア回路により実現されてもよい。 <CPU function>
FIG. 8 shows the functions of the CPU 201a mounted on the power supply board 200. These functions are realized by the CPU 201a executing a control program. However, all or part of these functions may be realized by a hardware circuit such as an ASIC or FPGA.

オン幅決定部８０１は、制御信号Ｓｃ１により通知される目標電圧に対応するオン幅を決定し、第一ＰＷＭ部８０４に設定する。第一ＰＷＭ部８０４は、ＲＯＭ２０２ａに記憶されたオフ情報８０７が示すオフ幅と、オン幅決定部８０１により決定されたオン幅を有する制御信号ＰＷＭ１を生成して出力する。定電圧制御部８０２は、定電圧制御モードにおいて、検出電圧Ｄｖｈが目標電圧となるようにオフ幅を調整する。定電流制御部８０３は、定電流制御モードにおいて、検出電流Ｄｉｈが目標電流となるようにオフ幅を調整する。目標電流も制御信号Ｓｃ１により通知される。第二ＰＷＭ部８０５は制御信号ＰＭＷ２を生成する。制御信号ＰＭＷ２の生成に必要となる情報もＲＯＭ２０２ａに記憶されていてもよい。クロック部８０６はクロック信号ＣＬＫを生成する。クロック信号ＣＬＫの周波数を示す情報もＲＯＭ２０２ａに記憶されていてもよい。 The on-width determination unit 801 determines the on-width corresponding to the target voltage notified by the control signal Sc1 and sets it in the first PWM unit 804. The first PWM unit 804 generates and outputs a control signal PWM1 having an off width indicated by the off information 807 stored in the ROM 202a and an on width determined by the on width determination unit 801. The constant voltage control unit 802 adjusts the off width so that the detected voltage Dvh becomes the target voltage in the constant voltage control mode. The constant current control unit 803 adjusts the off width so that the detected current Dih becomes the target current in the constant current control mode. The target current is also notified by the control signal Sc1. The second PWM unit 805 generates the control signal PMW2. Information required for generating the control signal PMW2 may also be stored in the ROM 202a. The clock unit 806 generates a clock signal CLK. Information indicating the frequency of the clock signal CLK may also be stored in the ROM 202a.

図９は設定装置６００のＣＰＵ２０１ｃの機能を示す図である。これらの機能はＣＰＵ２０１ｃが制御プログラムを実行することで実現される。ただし、これらの機能の全てまたは一部がＡＳＩＣやＦＰＧＡなどのハードウエア回路により実現されてもよい。 FIG. 9 is a diagram showing the functions of the CPU 201c of the setting device 600. These functions are realized by the CPU 201c executing a control program. However, all or part of these functions may be realized by a hardware circuit such as an ASIC or FPGA.

ライタＩＦ９０５はＲＯＭライタ６０３に制御信号Ｓｃ２を送信するインタフェース回路である。Ｓ７０１およびＳ７０５でライタＩＦ９０５は試験用のオフ幅情報９１１をＲＯＭ２０２ａに書き込むための制御信号Ｓｃ２を作成し、ＲＯＭライタ６０３に送信する。制御信号生成部９０４は、試験用のオン幅情報９１２をＲＯＭ２０２ｃから読み出し、オン幅情報９１２が示すオン幅、または当該オン幅に対応する目標電圧を示す制御信号Ｓｃ１を生成する。 The writer IF905 is an interface circuit that transmits a control signal Sc2 to the ROM writer 603. In S701 and S705, the writer IF905 creates a control signal Sc2 for writing the off-width information 911 for testing to the ROM 202a, and transmits the control signal Sc2 to the ROM writer 603. The control signal generation unit 904 reads the on-width information 912 for testing from the ROM 202c, and generates the on-width indicated by the on-width information 912 or the control signal Sc1 indicating the target voltage corresponding to the on-width.

測定結果取得部９０１は、電圧測定器６０２から測定結果（検出電圧Ｄｖｈ）を取得する。分類部９０２は一つ以上の分類閾値を用いて測定結果を分類する。図５が示すように、分類部９０２は測定結果が第一分類閾値以下かどうかを判定したり、測定結果が第二分類閾値以下かどうかを判定したりし、判定結果をオフ幅決定部９０３に出力する。オフ幅決定部９０３は判定結果に基づいてオフ幅を決定し、ライタＩＦ９０５およびＲＯＭライタ６０３を通じて電源基板２００のＲＯＭ２０２ａに書き込む。たとえば、判定結果がランクｉであれば、オフ幅決定部９０３はオフ幅を第一幅（例：２７．８８ｕｓ）に決定する。判定結果がランクｉｉであれば、オフ幅決定部９０３はオフ幅を第二幅（例：２６．７９ｕｓ）に決定する。判定結果がランクｉｉｉであれば、オフ幅決定部９０３はオフ幅を第三幅（例：２５．７１ｕｓ）に決定する。ランクｉ〜ｉｉｉは、上述されたオフ幅ｉ〜ｉｉｉに対応している。 The measurement result acquisition unit 901 acquires the measurement result (detection voltage Dvh) from the voltage measuring device 602. The classification unit 902 classifies the measurement results using one or more classification thresholds. As shown in FIG. 5, the classification unit 902 determines whether the measurement result is equal to or less than the first classification threshold value, determines whether the measurement result is equal to or less than the second classification threshold value, and determines the determination result as the off-width determination unit 903. Output to. The off-width determination unit 903 determines the off-width based on the determination result, and writes the off-width to the ROM 202a of the power supply board 200 through the writer IF905 and the ROM writer 603. For example, if the determination result is rank i, the off width determination unit 903 determines the off width to be the first width (example: 27.88us). If the determination result is rank ii, the off width determination unit 903 determines the off width to the second width (example: 26.79us). If the determination result is rank iii, the off width determination unit 903 determines the off width to the third width (example: 25.71us). Ranks i to iii correspond to the off widths i to iii described above.

図１０は設定装置６００のＣＰＵ２０１ｃの機能を示す図である。図１０では図９に示された分類部９０２とオフ幅決定部９０３がオフ幅演算部１００１に置換されている。オフ幅演算部１００１は、ＲＯＭ２０２ｃに記憶されている演算式１００２を使用して、測定結果に対応するオフ幅を演算する。オフ幅演算部１００１は、ライタＩＦ９０５およびＲＯＭライタ６０３を通じて電源基板２００のＲＯＭ２０２ａにオフ幅を書き込む。 FIG. 10 is a diagram showing the functions of the CPU 201c of the setting device 600. In FIG. 10, the classification unit 902 and the off-width determination unit 903 shown in FIG. 9 are replaced with the off-width calculation unit 1001. The off-width calculation unit 1001 calculates the off-width corresponding to the measurement result by using the calculation formula 1002 stored in the ROM 202c. The off-width calculation unit 1001 writes the off-width to the ROM 202a of the power supply board 200 through the writer IF905 and the ROM writer 603.

＜まとめ＞
フライバック方式の電源基板２００は電源装置の一例である。図３などが示すように、ＦＥＴＱ３０１はオンとオフとを繰り返す制御信号（例：ＰＷＭ１）にしたがってオンとオフとを繰り返すスイッチング素子の一例である。共振コンデンサＣ３０２は、スイッチング素子の電流流入端子と電流流出端子と接続された容量素子の一例である。トランスＴ３０１は、スイッチング素子に接続された一次巻線と、一次巻線に比例した電圧を生成する二次巻線とを有するトランスの一例である。整流回路３０２は、二次巻線により生成された電圧を整流することで出力電圧を生成する整流回路の一例である。ＣＰＵ２０１ａは、制御信号ＰＷＭ１をスイッチング素子に印加することで出力電圧を制御する制御部として機能する。ＣＰＵ２０１ａは、制御信号がオフとなるオフ期間の幅を一定に維持し、かつ、制御信号がオンとなるオン期間の幅を可変とすることで出力電圧を制御するように構成されている。ＣＰＵ２０１ａは、一次巻線のインダクタンスＬｔと容量素子の容量Ｃｔとによって定まる共振回路の共振周期Ｔにオフ期間の幅が近づくようにオフ期間の幅を設定する。これにより、電源装置の応答特性を向上させつつ、スイッチング素子の温度上昇を抑制することが可能となる。スイッチング素子の温度上昇が抑制されると、スイッチング素子のヒートシンクとしてより安価なヒートシンクが採用可能となる。 <Summary>
The flyback type power supply board 200 is an example of a power supply device. As shown in FIG. 3 and the like, FET Q301 is an example of a switching element that repeats on and off according to a control signal (example: PWM1) that repeats on and off. The resonance capacitor C302 is an example of a capacitance element connected to the current inflow terminal and the current outflow terminal of the switching element. The transformer T301 is an example of a transformer having a primary winding connected to a switching element and a secondary winding that generates a voltage proportional to the primary winding. The rectifier circuit 302 is an example of a rectifier circuit that generates an output voltage by rectifying the voltage generated by the secondary winding. The CPU 201a functions as a control unit that controls the output voltage by applying the control signal PWM1 to the switching element. The CPU 201a is configured to control the output voltage by keeping the width of the off period when the control signal is off constant and making the width of the on period when the control signal is on variable. The CPU 201a sets the width of the off period so that the width of the off period approaches the resonance period T of the resonance circuit determined by the inductance Lt of the primary winding and the capacitance Ct of the capacitive element. This makes it possible to suppress the temperature rise of the switching element while improving the response characteristics of the power supply device. When the temperature rise of the switching element is suppressed, a cheaper heat sink can be adopted as the heat sink of the switching element.

ＲＯＭ２０２ａは、オフ期間の幅を示す情報を記憶する記憶部の一例である。ＣＰＵ２０１ａは、記憶部に記憶されている情報に基づきオフ期間の幅を設定するように構成されていてもよい。これにより、共振周期Ｔにオフ期間の幅が近づくようにオフ期間の幅が設定されてもよい。 The ROM 202a is an example of a storage unit that stores information indicating the width of the off period. The CPU 201a may be configured to set the width of the off period based on the information stored in the storage unit. As a result, the width of the off period may be set so that the width of the off period approaches the resonance period T.

図７が示すように、オフ期間の幅を示す情報は、電源装置の検査過程において決定されて、記憶部に書き込まれてもよい。たとえば、検査過程では、一次巻線のインダクタンスの個体差と容量素子の容量の個体差に応じた共振周期に対応した出力電圧が測定される。電源装置の検査過程で測定された出力電圧に応じてオフ期間の幅を示す情報が決定されてもよい。 As shown in FIG. 7, information indicating the width of the off period may be determined during the inspection process of the power supply and written to the storage unit. For example, in the inspection process, the output voltage corresponding to the resonance period corresponding to the individual difference in the inductance of the primary winding and the individual difference in the capacitance of the capacitive element is measured. Information indicating the width of the off period may be determined according to the output voltage measured during the inspection process of the power supply.

図５が示すように、電源装置の検査過程で測定された出力電圧は一つ以上の分類閾値と比較されることで出力電圧に対応するオフ期間の幅を示す情報が決定されてもよい。たとえば、電源装置の検査過程で測定された出力電圧が第一分類閾値以下であればオフ期間の幅は第一幅に決定されてもよい。電源装置の検査過程で測定された出力電圧が第一分類閾値以下でなければオフ期間の幅は、第一幅よりも小さな第二幅に決定されてもよい。電源装置の検査過程で測定された出力電圧が第二分類閾値以下でなければオフ期間の幅は、第二幅よりも小さな第三幅に決定されてもよい。 As shown in FIG. 5, the output voltage measured in the inspection process of the power supply device may be compared with one or more classification thresholds to determine the information indicating the width of the off period corresponding to the output voltage. For example, if the output voltage measured in the inspection process of the power supply device is equal to or less than the first classification threshold value, the width of the off period may be determined to be the first width. If the output voltage measured in the inspection process of the power supply is not equal to or less than the first classification threshold value, the width of the off period may be determined to be a second width smaller than the first width. The width of the off period may be determined to be a third width smaller than the second width unless the output voltage measured in the inspection process of the power supply is equal to or less than the second classification threshold value.

図５が示すように、第一幅は、出力電圧を第一分類閾値以下とするような共振周期のばらつきの範囲における中心値であってもよい。第二幅は、出力電圧を第一分類閾値以下としないような共振周期のばらつきの範囲における中心値であってもよい。たとえば、第二幅は、出力電圧に第一分類閾値を越えさせ、かつ、第二分類閾値以下とするような共振周期のばらつきの範囲における中心値であってもよい。 As shown in FIG. 5, the first width may be the center value in the range of variation of the resonance period such that the output voltage is equal to or less than the first classification threshold value. The second width may be the center value in the range of variation of the resonance period so that the output voltage does not fall below the first classification threshold value. For example, the second width may be the center value in the range of variation of the resonance period such that the output voltage exceeds the first classification threshold value and is equal to or less than the second classification threshold value.

図４（Ｂ）が示すように、出力電圧と共振周波数との間には相関関係が存在してもよい。この相関関係に基づき、電源装置の検査過程で測定された出力電圧に対応する共振周期が決定されてもよい。当該決定された共振周期がオフ期間の幅を示す情報として決定されてもよい。図４（Ｂ）が示すように、相関関係は負の相関関係であってもよい。 As shown in FIG. 4B, there may be a correlation between the output voltage and the resonance frequency. Based on this correlation, the resonance period corresponding to the output voltage measured in the inspection process of the power supply device may be determined. The determined resonance period may be determined as information indicating the width of the off period. As shown in FIG. 4B, the correlation may be a negative correlation.

中間転写ベルト１０はトナー画像を形成する画像形成手段の一例である。二次転写ローラ１４はトナー画像をシートに転写する転写手段の一例である。高電圧ＶＨはトナー画像をシートに転写することを促進する転写電圧の一例である。なお、電源基板２００は、一次転写ローラ５に印加される一次転写電圧を生成してもよい。 The intermediate transfer belt 10 is an example of an image forming means for forming a toner image. The secondary transfer roller 14 is an example of a transfer means for transferring a toner image to a sheet. The high voltage VH is an example of a transfer voltage that promotes the transfer of the toner image to the sheet. The power supply board 200 may generate a primary transfer voltage applied to the primary transfer roller 5.

発明は上記実施形態に制限されるものではなく、発明の精神及び範囲から離脱することなく、様々な変更及び変形が可能である。従って、発明の範囲を公にするために請求項が添付される。 The invention is not limited to the above embodiments, and various modifications and modifications can be made without departing from the spirit and scope of the invention. Therefore, claims are attached to make the scope of the invention public.

１…画像形成装置、２００…電源基板、Ｑ３０１…電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、Ｃ３０２…共振コンデンサ、Ｔ３０１…トランス、２０１ａ…ＣＰＵ 1 ... Image forming apparatus, 200 ... Power supply board, Q301 ... Field effect transistor (FET), C302 ... Resonant capacitor, T301 ... Transformer, 201a ... CPU

Claims

A switching element that repeats on and off according to a control signal that repeats on and off, and
Capacitive elements connected to the current inflow terminal and current outflow terminal of the switching element,
A transformer having a primary winding connected to the switching element and a secondary winding that generates a voltage proportional to the primary winding.
A rectifier circuit that generates an output voltage by rectifying the voltage generated by the secondary winding,
It has a control unit that controls the output voltage by applying the control signal to the switching element.
The control unit is configured to control the output voltage by maintaining a constant width of the off period when the control signal is turned off and making the width of the on period when the control signal is turned on variable. Further, the control unit sets the width of the off period so that the width of the off period approaches the resonance period of the resonance circuit determined by the inductance of the primary winding and the capacitance of the capacitive element. A power supply that is characterized by being configured in.

Further having a storage unit for storing information indicating the width of the off period,
The power supply device according to claim 1, wherein the control unit is configured to set the width of the off period based on the information stored in the storage unit.

The power supply device according to claim 2, wherein the information indicating the width of the off period is determined in the inspection process of the power supply device and written to the storage unit.

The output voltage corresponding to the resonance period corresponding to the individual difference in the inductance of the primary winding and the individual difference in the capacitance of the capacitance element, and according to the output voltage measured in the inspection process of the power supply device. The power supply device according to claim 3, wherein the information indicating the width of the off period is determined.

A claim characterized in that the output voltage measured in the inspection process of the power supply device is compared with one or more classification threshold values to determine information indicating the width of the off period corresponding to the output voltage. Item 4. The power supply device according to item 4.

If the output voltage measured in the inspection process of the power supply device is equal to or less than the first classification threshold value, the width of the off period is determined to be the first width, and the output voltage measured in the inspection process of the power supply device is the said. The power supply device according to claim 5, wherein the width of the off period is determined to be a second width smaller than the first width unless it is equal to or less than the first classification threshold value.

The power supply device according to claim 6, wherein the first width is a center value in a range of variation in the resonance period such that the output voltage is equal to or less than the first classification threshold value.

The power supply device according to claim 6 or 7, wherein the second width is a center value in a range of variation in the resonance period so that the output voltage does not fall below the first classification threshold value.

If the output voltage measured in the inspection process of the power supply device is equal to or less than the first classification threshold value, the width of the off period is determined to be the first width, and the output voltage measured in the inspection process of the power supply device is the said. If the first classification threshold is exceeded and the second classification threshold is lower, the width of the off period is determined to be a second width smaller than the first width, and the output measured in the inspection process of the power supply device. The power supply device according to claim 5, wherein if the voltage is not equal to or less than the second classification threshold value, the width of the off period is determined to be a third width smaller than the second width.

There is a correlation between the output voltage and the resonance period, and the resonance period corresponding to the output voltage measured in the inspection process of the power supply device is determined based on the correlation, and the determined resonance period is determined. The power supply device according to claim 4, wherein the resonance period is determined as information indicating the width of the off period.

The power supply device according to claim 10, wherein the correlation is a negative correlation.

An image forming means for forming a toner image and
A transfer means for transferring the toner image to a sheet, and
An image forming apparatus according to any one of claims 1 to 11, further comprising a power supply device according to any one of claims 1 to 11, which generates a transfer voltage that promotes transfer of the toner image to the sheet.