JP2020153816A - 磁場計測装置および磁場計測方法 - Google Patents

磁場計測装置および磁場計測方法 Download PDF

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Abstract

【課題】超伝導量子干渉素子を用いるデジタルＦＬＬ方式の磁場計測装置が出力するデータについて、後段の信号処理の負荷を低減することができる磁場計測装置および磁場計測方法を提供する。
【解決手段】生体から発生する磁場を検出する超伝導量子干渉素子からの出力電圧に基づく信号を、所定のサンプリング周波数でサンプリングしてデジタルデータとするＡＤ変換部と、デジタルデータについて積分した値に基づいて、生体から発生する磁場を示す生体磁場信号を求める積分部と、積分部から出力された生体磁場信号に対してデシメーション処理を行う後処理部と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、磁場計測装置および磁場計測方法に関する。
ジョセフソン接合を有する超伝導リングである超伝導量子干渉素子（ＳＱＵＩＤ：Ｓｕｐｅｒｃｏｎｄｕｃｔｉｎｇ ＱＵａｎｔｕｍ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｄｅｖｉｃｅ）（以下、ＳＱＵＩＤと称する場合がある）を用いた生体磁場計測では、計測の特性が非線形であるため、ＦＬＬ（Ｆｌｕｘ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路を使用して線形化を行い、磁場を測定する技術が知られている。このＦＬＬ回路には、大きくアナログ回路のみで構成されるアナログＦＬＬ方式と、一旦デジタル化を行い、再度アナログ化する回路で構成されるデジタルＦＬＬ方式がある。通常、生体磁場計測では、多チャネルが使われることが多く、チャネル間のばらつき抑制、システムのコスト低減、およびデジタルでのデータ処理が可能という意味で、半導体技術の進歩と共にデジタルＦＬＬ方式が多く用いられてきている。
このようなＳＱＵＩＤを用いた生体磁場計測では、アナログＦＬＬ方式またはデジタルＦＬＬ方式にかかわらず、例えば、脳磁計（ＭＥＧ：Ｍａｇｎｅｔｏｅｎｃｅｐｈａｌｏｇｒａｐｈ）、心磁計（ＭＣＧ：Ｍａｇｎｅｔｏｃａｒｄｉｏｇｒａｐｈ）、および、脊磁計（ＭＳＧ：Ｍａｇｎｅｔｏｓｐｉｎｏｇｒａｐｈ）の単独の応用に適されてきた。
このようなＳＱＵＩＤを用いたデジタルＦＬＬ回路を備える磁場計測装置として、デジタルＦＬＬ回路のコストを下げるために、変化量カウンタと再生用カウンタとを持ち、それぞれを最適なハードウェア回路で実装する装置が開示されている（特許文献１参照）。
このようなＳＱＵＩＤを用いたデジタルＦＬＬ回路を備える磁場計測装置では、ＳＱＵＩＤで検出された生体から発生する磁場（以下、生体磁場信号と称する場合がある）を脳磁計（ＭＥＧ）、心磁計（ＭＣＧ）または脊磁計（ＭＳＧ）として計測する場合において、それぞれの生体磁場信号が有する信号帯域を検出できるだけの大きなサンプリング周波数によりサンプリングするのが通常である。特許文献１に記載された技術では、上述のようなサンプリング周波数によって生体磁場信号をサンプリングをしてデジタルデータに変換し、積分処理等によって生体磁場信号の値（ＳＱＵＩＤを貫く磁束の値）を求めるものとしている。しかしながら、当該技術では、生体磁場信号を示すデジタルデータは、大きなサンプリング周波数により得られた膨大なデータ量を有するものであり、例えば、磁場計測装置から出力されるデジタルデータを入力して解析を行うＰＣ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｃｏｍｐｕｔｅｒ）等の情報処理装置では、当該デジタルデータの処理の負荷が大きくなるという問題がある。
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、超伝導量子干渉素子を用いるデジタルＦＬＬ方式の磁場計測装置が出力するデータについて、後段の信号処理の負荷を低減することができる磁場計測装置および磁場計測方法を提供することを目的とする。
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、生体から発生する磁場を検出する超伝導量子干渉素子からの出力電圧に基づく信号を、所定のサンプリング周波数でサンプリングしてデジタルデータとするＡＤ変換部と、前記デジタルデータについて積分した値に基づいて、前記生体から発生する磁場を示す生体磁場信号を求める積分部と、前記積分部から出力された前記生体磁場信号に対してデシメーション処理を行う後処理部と、を備えたことを特徴とする。
本発明によれば、超伝導量子干渉素子を用いるデジタルＦＬＬ方式の磁場計測装置が出力するデータについて、後段の信号処理の負荷を低減することができる。
図１は、実施形態に係る磁場計測装置の全体構成の一例を示す図である。 図２は、ＳＱＵＩＤを貫く磁束と出力電圧との関係、およびロック点について説明する図である。 図３は、デジタルフィルタの動作を説明する図である。 図４は、実施形態に係る磁場計測装置の計測動作の流れの一例を示すフローチャートである。
以下に、図面を参照しながら、本発明に係る磁場計測装置および磁場計測方法の実施形態を詳細に説明する。また、以下の実施形態によって本発明が限定されるものではなく、以下の実施形態における構成要素には、当業者が容易に想到できるもの、実質的に同一のもの、およびいわゆる均等の範囲のものが含まれる。さらに、以下の実施形態の要旨を逸脱しない範囲で構成要素の種々の省略、置換、変更および組み合わせを行うことができる。
（磁場計測装置の全体構成）
図１は、実施形態に係る磁場計測装置の全体構成の一例を示す図である。図２は、ＳＱＵＩＤを貫く磁束と出力電圧との関係、およびロック点について説明する図である。図３は、デジタルフィルタの動作を説明する図である。図１〜図３を参照しながら、本実施形態に係る磁場計測装置の全体構成および動作について説明する。
図１に示すように、本実施形態に係る磁場計測装置１は、ＳＱＵＩＤ１１と、ＳＱＵＩＤセンサ（ＳＱＵＩＤ磁束計）１０と、を備えている。
ＳＱＵＩＤ１１は、ジョセフソン接合を有する超伝導リングを貫通する、生体から発生する磁場（磁束）を検出する高感度の磁気センサである。ＳＱＵＩＤ１１は、例えば、２つの半リング形状の超伝導体を２箇所でジョセフソン結合で結合させた超伝導リングであり、当該超伝導リングにバイアス電流を流したうえで当該超伝導リングの両端の電圧を計測することによって、当該超伝導リングを貫く磁束を求めることができる。
ＳＱＵＩＤセンサ１０は、ＳＱＵＩＤ１１から検出された出力電圧に基づいて、計測対象の生体が発生する磁束（生体磁場信号）を計測する。ＳＱＵＩＤセンサ１０は、デジタルＦＬＬ回路１２と、後処理回路２０（後処理部）と、を含む。
デジタルＦＬＬ回路１２は、ＳＱＵＩＤ１１の後述するΦ−Ｖ特性における周期的変化をカウントし、線形的に計測できる磁束の変化分を合成して、計測対象の生体が発生する磁束の値（生体磁場信号の値）を求めるための回路である。デジタルＦＬＬ回路１２は、図１に示すように、増幅器１３と、ＬＰＦ（Ｌｏｗ−Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）１４と、ＡＤ変換器１５（ＡＤ変換部）と、デジタル積分器１６（積分部）、ＤＡ変換器１７（ＤＡ変換部）と、電圧電流変換器１８（電流変換部）と、を有する。
増幅器１３は、ＳＱＵＩＤ１１を貫く磁束より当該ＳＱＵＩＤ１１に発生する出力電圧を増幅する回路である。
ＬＰＦ１４は、増幅器１３から出力される信号（電圧）に含まれるノイズ等の高周波成分によりサンプリングの際にエイリアシングが発生しないように、当該高周波成分を減衰させるローパスフィルタ処理を行うアナログフィルタである。すなわち、ＬＰＦ１４は、アンチエイリアスの役割を果たす。
ＡＤ変換器１５は、ＬＰＦ１４を通過したアナログ信号を、所定のサンプリング周波数のサンプリングによりＡ／Ｄ変換して、デジタルデータを出力する回路である。
ここで、上述した脳磁計（ＭＥＧ）、心磁計（ＭＣＧ）および脊磁計（ＭＳＧ）の各用途で生体から発生する磁場（磁束）を計測しようとする場合において、対象とする部位（脳磁計であれば脳、心磁計であれば心臓、脊磁計であれば神経）によって生体磁場信号の性質（信号の大きさ、信号帯域、チャネル数等）が異なる。以下の（表１）に、用途別（脊磁計（ＭＳＧ）、心磁計（ＭＣＧ）、脳磁計（ＭＥＧ））の生体磁場信号の計測に必要とされる感度、信号帯域、および必要なチャネル数を一例示す。
Figure 2020153816
各用途では、信号帯域が異なるので、当該信号帯域を捕捉するために必要なサンプリング周波数も異なることになる。したがって、磁場計測装置１が各用途での信号磁場信号の計測を可能とするためには、上述の（表１）に示す各用途の差異を効率的に処理する構成および制御が求められる。また、脳磁計（ＭＥＧ）、心磁計（ＭＣＧ）および脊磁計（ＭＳＧ）で基本的に必要となるサンプリング周波数だけでなく、長時間の計測を行う動作モードまたは環境磁場測定の動作モード等に応じて、サンプリング周波数を変更することも求められる。さらに、脳磁計（ＭＥＧ）または心磁計（ＭＣＧ）では、基本的な動作確認として従来からある脳波計（ＥＥＧ：Ｅｌｅｃｔｒｏｅｎｃｅｐｈａｌｏｇｒａｐｈ）または心電計（ＥＣＧ：Ｅｌｅｃｔｒｏｃａｒｄｉｏｇｒａｐｈ）と同期したデータが診断の際に必要となる場合があり、その分、必要とされるサンプリング周波数の種類が増加することになる。したがって、ＡＤ変換器１５は、脳磁計（ＭＥＧ）、心磁計（ＭＣＧ）および脊磁計（ＭＳＧ）の各用途、およびその他の各目的で利用可能とするために、すなわち、測定帯域確保のために十分な大きさのサンプリング周波数でサンプリングするものとする。例えば、ＡＤ変換器１５は、脳磁計（ＭＥＧ）で必要とされるサンプリング周波数（例えば最大１０ｋ［ｓｐｓ］）、心磁計（ＭＣＧ）で必要とされるサンプリング周波数（例えば最大５［ｓｐｓ］、および脊磁計（ＭＳＧ）で必要とされるサンプリング周波数（例えば最大４０ｋ［ｓｐｓ］）の最小公倍数の倍数に設定したサンプリング周波数（例えば４００ｋ［ｓｐｓ］）でサンプリングを行う。このように、ＡＤ変換器１５において、各用途で必要となるサンプリング周波数の最小公倍数の倍数のサンプリング周波数でサンプリングを行うことによって、後段で各用途に必要なサンプリング周波数にダウンサンプリング（デシメーション）をする場合、単純な一定間隔の間引き処理で実現でき、かつ、用途毎に磁場計測装置を用意する必要がなく、各用途に対応した計測を行う場合、同じ磁場計測装置１で対応することが可能となる。例えば、ＡＤ変換器１５により各用途に必要なサンプリング周波数の最小公倍数の倍数でないサンプリング周波数でサンプリングを行った場合、後段で各用途に必要なサンプリング周波数にダウンサンプリング（デシメーション）をする場合、単純な間引き処理では実現できず、補間処理等の負荷が高い処理を行わなければならない可能性がある。
デジタル積分器１６は、カウンタを含み、図２（ａ）に示すＳＱＵＩＤ１１のΦ―Ｖ特性における周期的変化の数をカウントして、後述するロック点からのＳＱＵＩＤ１１の電圧（正確には増幅器１３から出力される増幅された電圧）の変化分を積分して、カウント値および積分値に基づいて、計測対象となる生体（脳、心臓、神経等）から発生する磁束である生体磁場信号の値を求める回路である。デジタル積分器１６は、例えば、図１に示すように、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）により実現される。
図２（ａ）に示すグラフは、ＳＱＵＩＤ１１を貫く磁束ΦとＳＱＵＩＤ１１の出力電圧Ｖとの関係を示すΦ−Ｖ特性である。図２（ａ）に示すように、ＳＱＵＩＤ１１の出力電圧Ｖは、ＳＱＵＩＤ１１を貫く磁束Φの変化に従って周期的に変化し、その周期は磁束量子Φ０となる。したがって、ＳＱＵＩＤ１１の出力電圧Ｖは、周期的に変化するため、単に出力電圧Ｖを測定するだけでは、磁束Φの値は一意に定まらないことになる。
そこで、デジタル積分器１６では以下の動作によって生体磁場信号の値を求める。まず、図２（ａ）に示す任意の測定開始点を点Ｍ０とし、点Ｍ０から磁束Φの増加により出力電圧が周期的に変化する数を、デジタル積分器１６のカウンタによってカウントする。そして、デジタル積分器１６は、カウンタによりカウントされた周期的な変化の数ｎと、カウントされた周期的な変化の数だけ出力電圧が変化した点Ｍｎからの磁束の変化分ΔΦ’とに基づいて、ＳＱＵＩＤ１１を貫く生体から発生する磁束Φ（生体磁場信号）の値を求める。ここで、図２（ａ）に示すように、周期的な変化を示す各点Ｍ０、Ｍ１、・・、Ｍｎをロック点と称するものとすると、各ロック点は、周期毎に同じ電圧を示す点で定められる。すなわち、ロック点は、処理の都合によって任意の設定することが可能であり、図２（ａ）に示すように必ずしもＶ＝０の点である必要はない。
ここで、ロック点である点Ｍｎからの磁束の変化分ΔΦ’に対応する値を計測するには、図２（ｂ）に示すように、デジタル積分器１６は、点Ｍｎの瞬間からの磁束の変化分ΔΦに対応する出力電圧Ｖの変化分ΔＶを求める。そして、デジタル積分器１６は、後述するＤＡ変換器１７および電圧電流変換器１８を介して、変化分ΔＶに基づく電流により帰還コイル１９へフィードバックする。帰還コイル１９にフィードバックされた変化分ΔＶに基づく電流で発生する磁束（帰還磁束）は、生体から発生する磁束Φを打ち消す方向に作用する。このため、測定点は、ロック点である点Ｍｎに固定されることになる。そして、この測定点で固定された後における各測定時における磁束の変化分ΔΦに基づく出力電圧Ｖの変化分ΔＶは、図２（ｂ）に示すグラフでの線形と見なせる部分での変化であるため、常に一定となる。そして、図２（ｃ）に示すように、各測定点における出力電圧Ｖの変化分ΔＶがデジタル積分器１６により積分されることによって、ロック点である点Ｍｎからの磁束の変化分Φ’に対応する電圧の変化分をΔＶ’＝ΣΔＶとして線形データとして求められる。また、デジタル積分器１６で積分された値は、各ロック点の制御範囲を超えるリセットされ、このリセットされたタイミングで、カウンタにより周期的な変化の数がインクリメントされ、次のロック点に移行する。なお、各ロック点の制御範囲としては、例えば、各ロック点の±Φ０または±０．５Φ０範囲とすればよい。また、帰還コイル１９に発生する電流は、デジタル積分器１６での積分値が各ロック点の制御範囲毎、すなわちΦ−Ｖ特性の周期毎にリセットされるので、一定の値以上に増加することはない。
ＤＡ変換器１７は、デジタル積分器１６での積分値をＤ／Ａ変換する回路である。電圧電流変換器１８は、ＤＡ変換器１７によりアナログ信号とされた積分値（電圧）を、電流に変換する回路である。帰還コイル１９は、電圧電流変換器１８により変換された電流により発生した磁束を帰還磁束として、ＳＱＵＩＤ１１にフィードバックするコイルである。
後処理回路２０は、デジタルＦＬＬ回路１２（デジタル積分器１６）で得られた生体磁場信号を示すデジタルデータに対して、後段のＰＣ３０での信号処理に適したデータとなるように後処理を行う回路である。後処理回路２０は、図１に示すように、ＬＰＦ・間引き回路２１（第１処理部）と、ＬＰＦ２２（第２処理部）とを有する。
ＬＰＦ・間引き回路２１は、デジタルＦＬＬ回路１２から出力された生体磁場信号を示すデジタルデータについて、アンチエイリアスのためのローパスフィルタ処理を行い、かつ、所定のサンプリング周波数のデータとするためのデシメーション処理を行う回路である。ここで、デジタルＦＬＬ回路１２から出力される生体磁場信号を示すデジタルデータは、情報量としてはＡＤ変換器１５でサンプリングされたサンプリングデータ（例えば、４００ｋ［ｓｐｓ］）の情報量であり、上述のように各用途で使用するサンプリング周波数の最小公倍数の倍数のサンプリング周波数でサンプリングされた場合の情報量となっている。したがって、ＬＰＦ・間引き回路２１は、サンプリング周波数を下げるデシメーション処理を、デジタルＦＬＬ回路１２から出力された生体磁場信号を示すデジタルデータに対して、単純な間引き処理によって行う。
例えば、ＬＰＦ・間引き回路２１は、各用途で使用するサンプリング周波数の最小公倍数の倍数のサンプリング周波数でサンプリングされた生体磁場信号を示すデジタルデータに対して、単純な間引き処理によって、最小公倍数（上述の例では４０ｋ［ｓｐｓ］）のサンプリング周波数に下げるデシメーション処理を行う。この結果、ＬＰＦ・間引き回路２１によりデシメーション処理がなされたデジタルデータは、各用途で使用するサンプリング周波数の最小公倍数となっているので、後段のＰＣ３０で各用途の生体磁場信号に対して信号処理を行う場合、各用途に応じてさらにサンプリング周波数を落とす場合、単純な間引き処理によって行うことができる。このように、ＬＰＦ・間引き回路２１によるデシメーション処理によって、生体磁場信号を示すデジタルデータの情報量を削減することができ、後段のＰＣ３０等での信号処理の負荷を低減することできる。
また、ＬＰＦ・間引き回路２１は、例えば、図１に示すように、ＦＰＧＡにより実現される。
ＬＰＦ２２は、ＬＰＦ・間引き回路２１によるデシメーション処理に加え、さらに後段のＰＣ３０での信号処理の負荷を低減するために、ローパスフィルタ処理を行うデジタルフィルタ回路である。具体的には、ＬＰＦ２２は、ＬＰＦ・間引き回路２１から出力されたデータから、ＰＣ３０で行われる各用途に応じた信号帯域が残されるようにローパスフィルタ処理を行う。このＬＰＦ２２によるローパスフィルタ処理は、後段のＰＣ３０側でソフトウェア処理として実行することも可能であるが、ソフトウェア処理でローパスフィルタ処理を行うのは非常に負荷が高くなる。したがって、ＬＰＦ２２によって各用途に応じた信号帯域が残されるようにローパスフィルタ処理を行っておくことにより、後段のＰＣ３０等での信号処理の負荷を低減することできる。
また、ＬＰＦ２２は、例えば、図１に示すように、ＦＰＧＡにより実現される。
ここで、下記の（表２）に、用途毎に必要とされるサンプリング周波数ｆｓと、ＬＰＦ２２によるローパスフィルタ処理のカットオフ周波数ｆｃの例を示す。
Figure 2020153816
（表２）では、概念を明確に区別するために、サンプリング周波数ｆｓに関しては単位を［ｓｐｓ］で表記し、ＬＰＦ２２によるローパスフィルタ処理のカットオフ周波数ｆｃの単位を［Ｈｚ］で表記している。（表２）に示すように、カットオフ周波数は、ほとんどが各用途で必要とされるサンプリング周波数ｆｓに対応するナイキスト周波数（サンプリング周波数ｆｓの半分）より低めに設定されている。（表２）に示されてる各用途のサンプリング周波数ｆｓとカットオフ周波数ｆｃとの組み合わせのうち、例えば、用途が心磁計（ＭＣＧ）でサンプリング周波数ｆｓが４０ｋ［ｓｐｓ］、カットオフ周波数ｆｃが１ｋ［Ｈｚ］の組み合わせは、その上段に記載されている用途が脊磁計（ＭＳＧ）でサンプリング周波数ｆｓが４０ｋ［ｓｐｓ］、カットオフ周波数ｆｃが５ｋ［Ｈｚ］の場合の脊磁計（ＭＳＧ）の信号と、同期して解析をしたい場合に使用される。また、（表２）に示されてる各用途のサンプリング周波数ｆｓとカットオフ周波数ｆｃとの組み合わせのうち、例えば、用途が心磁計（ＭＣＧ）でサンプリング周波数ｆｓが５ｋ［ｓｐｓ］、カットオフ周波数ｆｃが１ｋ［Ｈｚ］の組み合わせは、長時間にわたって心磁計（ＭＣＧ）としての生体磁場信号を計測したい場合、すなわち長時間モードでの計測を行う場合に使用される。
なお、ＬＰＦ２２によるフィルタ処理は、ローパスフィルタ処理に限定されるものではなく、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）処理であってもよく、または、バンドエリミネーションフィルタ処理であってもよい。下記の（表３）に、用途毎に必要とされるサンプリング周波数ｆｓと、ＬＰＦ２２によりハイパスフィルタ処理が行われるものとした場合のカットオフ周波数ｆｃの例を示す。ハイパスフィルタ処理を行うことによって、ＬＰＦ・間引き回路２１から出力されたデータからＤＣ成分および低周波ノイズ等を除去することができる。
Figure 2020153816
また、ＬＰＦ２２は、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタで構成されてもよく、ＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタで構成されてもよい。図３にＬＰＦ２２がＦＩＲフィルタにより構成された場合のフィルタ特性を示す。デジタルフィルタとしてのＦＩＲフィルタの仕様は、通過帯域エッジ、阻止帯域エッジ、通過帯域リップル、および、阻止帯域の減衰量で規定される。図３に示すフィルタ特性の例は、サンプリング周波数を４０ｋ［ｓｐｓ］、カットオフ周波数を５ｋ［Ｈｚ］とした場合のＬＰＦ２２の設計例である。この例では、通過帯域エッジ、阻止帯域エッジ、通過帯域リップル、阻止帯域の減衰量はそれぞれ、５ｋ［Ｈｚ］、６．９９ｋ［Ｈｚ］、０．００７８［ｄＢ］、３４．２［ｄＢ］となっている。
また、ＦＩＲフィルタは、フィルタの対象となるデジタルデータの移動平均の各要素に重み付けの係数を乗算した以下の式（１）によって表される。
Figure 2020153816
式（１）において、ｙ（ｎ）が、時刻ｎにおけるフィルタ処理後の出力であり、ｘ（ｎ）が時刻ｎにおけるフィルタ処理前の入力である。また、ａは各要素に対する重み付けの係数であり、Ｐは過去の入力の数である。
また、ＩＩＲフィルタは、フィルタの対象となるデジタルデータの移動平均だけでなく、過去の出力をフィードバックさせるものであり、以下の式（２）によって表される。
Figure 2020153816
式（２）において、ｂは過去の各出力に対する重み付けの係数であり、Ｑは過去の出力の数である。
特にＩＩＲフィルタは、よく用いられるＨＰＦの１次、２次では、それぞれ以下の式（３）および式（４）のようになる。また、式（３）において、Ｂ〜Ｄは係数である。
Figure 2020153816
Figure 2020153816
なお、ＦＩＲフィルタの場合、式（３）および式（４）において、Ｂ＝Ｃ＝０とすればよい。
また、上述の式（１）または式（２）で示されるＦＩＲフィルタまたはＩＩＲフィルタによってＬＰＦ２２を実現する場合、上述の（表２）および（表３）のパラメータについての具体的な設計例としてのハードウェア規模を、以下の（表４）に示す。
Figure 2020153816
（表４）でも示されるように、一般的に、ＦＩＲフィルタは、ＩＩＲフィルタよりもハードウェア規模が大きくなるものの、周波数に対して遅れが一定のため、信号波形がフィルタリング後も崩れず維持されることが知られている。したがって、半導体技術の進展と共に、後段で信号処理を行う場合、ＦＩＲフィルタが使われることが増えている。ただし、ＦＩＲフィルタを用いることによって極端にハードウェアが大きくなる場合、ＩＩＲフィルタを用い方が実用的である。具体的にデジタル論理回路としては、積算の数、加算の数、および状態数（レジスタ数）の差となってハードウェアの規模が示される。
なお、上述のデジタル積分器１６、ＬＰＦ・間引き回路２１、ＬＰＦ２２はＦＰＧＡで実現されるものとしたが、これに限定されるものではなく、例えば、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、その他の集積回路等により実現されるものとしてもよい。
ＰＣ３０は、磁場計測装置１から出力、すなわち、ＬＰＦ２２から出力された生体磁場信号を示すデジタルデータに対して、各用途に応じたサンプリング周波数に間引き処理によりデシメーションを行った上で、解析のための信号処理を行う情報処理装置である。なお、ＰＣ３０は、ＰＣであることに限定されるものではなく、解析のための信号処理を行うことができるワークステーションもしくはモバイル端末等のその他の情報処理装置、または、当該信号処理を行うハードウェア回路等であってもよい。
なお、上述したＬＰＦ・間引き回路２１の動作では、デシメーション処理により所定のサンプリング周波数のデータとするために、単純な間引き処理により各用途で使用するサンプリング周波数の最小公倍数の倍数のサンプリング周波数でサンプリングされた生体磁場信号を示すデジタルデータに対して最小公倍数のサンプリング周波数に下げる動作を説明した。これは、後段のＰＣ３０等で各用途の生体磁場信号に対して信号処理を行う場合に、各用途に応じてさらにサンプリング周波数を落とす場合、単純な間引き処理によって行えるようにするものである。ただし、ＬＰＦ・間引き回路２１の動作はこれに限定されるものではなく、例えば、ＬＰＦ・間引き回路２１によって、各用途に応じたサンプリング周波数に直接、デシメーション処理が行われるものとしてもよい。この場合においても、デシメーション処理の対象が各用途で使用するサンプリング周波数の最小公倍数の倍数のサンプリング周波数でサンプリングされた生体磁場信号を示すデジタルデータなので、ＬＰＦ・間引き回路２１は、単純な間引き処理によって当該デシメーション処理を実行することができる。また、この場合、後段のＰＣ３０等でデシメーション処理を行う必要がないので、信号処理の負荷を低減することできる。また、この場合、ＬＰＦ・間引き回路２１によるデシメーション処理により、どの用途のサンプリング周波数に落とすかを切り替え可能となるように、ＬＰＦ・間引き回路２１を設計するものとしてもよい。例えば、ＬＰＦ・間引き回路２１に対する外部からの信号に従って、ＬＰＦ・間引き回路２１内部でデシメーションの目的となるサンプリング周波数に切り替えるものとしてもよい。あるいは、ＬＰＦ・間引き回路２１は、各用途（例えば、脳磁計（ＭＥＧ）、心磁計（ＭＣＧ）、脊磁計（ＭＳＧ））で必要なサンプリング周波数にデシメーション処理をする回路を備えるものとし、スイッチの切り替え、または外部からの信号等によって、いずれかの回路でデシメーション処理を行うかを切り替えられるようにしてもよい。
また、図１ではＬＰＦ・間引き回路２１とＬＰＦ２２とを別の回路として実現される例を示したが、これに限定されるものではなく、１つの回路で実現するものとしてもよい。
（磁場計測装置の計測動作の流れ）
図４は、実施形態に係る磁場計測装置の計測動作の流れの一例を示すフローチャートである。図４を参照しながら、本実施形態に係る磁場計測装置１の計測動作の流れについて説明する。
＜ステップＳ１１＞
増幅器１３は、ＳＱＵＩＤ１１を貫く磁束より当該ＳＱＵＩＤ１１に発生する出力電圧を増幅して、ＬＰＦ１４へ出力する。そして、ステップＳ１１へ移行する。
＜ステップＳ１２＞
ＬＰＦ１４は、増幅器１３から出力される信号（電圧）に含まれるノイズ等の高周波成分によりサンプリングの際にエイリアシングが発生しないように、当該高周波成分を減衰させるローパスフィルタ処理を行う。そして、ステップＳ１３へ移行する。
＜ステップＳ１３＞
ＡＤ変換器１５は、ＬＰＦ１４を通過したアナログ信号を、所定のサンプリング周波数のサンプリングによりＡ／Ｄ変換して、デジタルデータを出力する。この際、ＡＤ変換器１５は、脳磁計（ＭＥＧ）、心磁計（ＭＣＧ）および脊磁計（ＭＳＧ）の各用途、およびその他の各目的で利用可能とするために、すなわち、測定帯域確保のために十分な大きさのサンプリング周波数でサンプリングを行う。例えば、ＡＤ変換器１５は、脳磁計（ＭＥＧ）で必要とされるサンプリング周波数（例えば最大１０ｋ［ｓｐｓ］）、心磁計（ＭＣＧ）で必要とされるサンプリング周波数（例えば最大５［ｓｐｓ］、および脊磁計（ＭＳＧ）で必要とされるサンプリング周波数（例えば最大４０ｋ［ｓｐｓ］）の最小公倍数の倍数に設定したサンプリング周波数（例えば４００ｋ［ｓｐｓ］）でサンプリングを行う。そして、ステップＳ１４へ移行する。
＜ステップＳ１４＞
デジタル積分器１６は、ＡＤ変換器１５から出力されたデジタルデータに基づいて、ＳＱＵＩＤ１１のΦ―Ｖ特性における周期的変化の数をカウントし、最後のロック点からのＳＱＵＩＤ１１の電圧（正確には増幅器１３から出力される増幅された電圧）の変化分を積分する。そして、ステップＳ１５へ移行する。
＜ステップＳ１５＞
ＤＡ変換器１７は、デジタル積分器１６で積分された積分値をＤ／Ａ変換してアナログ信号にする。そして、ステップＳ１６へ移行する。
＜ステップＳ１６＞
電圧電流変換器１８は、ＤＡ変換器１７によりアナログ信号とされた積分値（電圧）を、電流に変換する。そして、ステップＳ１７へ移行する。
＜ステップＳ１７＞
帰還コイル１９は、電圧電流変換器１８により変換された電流により発生した磁束を帰還磁束として、ＳＱＵＩＤ１１にフィードバックする。この場合、帰還コイル１９にフィードバックされた変化分ΔＶ（図２参照）に基づく電流で発生する磁束（帰還磁束）は、生体から発生する磁束Φを打ち消す方向に作用する。このため、測定点は、ロック点である点Ｍｎ（図２参照）固定されることになる。
＜ステップＳ１８＞
測定点で固定された後における各測定時における磁束の変化分ΔΦに基づく出力電圧Ｖの変化分ΔＶは、上述の図２（ｂ）に示すグラフでの線形と見なせる部分での変化であるため、常に一定となる。そして、上述の図２（ｃ）に示すように、各測定点における出力電圧Ｖの変化分ΔＶがデジタル積分器１６により積分されることによって、ロック点である点Ｍｎからの磁束の変化分Φ’に対応する電圧の変化分をΔＶ’＝ΣΔＶとして求められる。そして、磁束Φの上昇によってロック点である点Ｍｎから次のロック点へ移行せずに、デジタル積分器１６で積分されたΔＶ’が収束した場合（ステップＳ１８：Ｙｅｓ）、ステップＳ１９へ移行する。一方、磁束Φの上昇によってデジタル積分器１６で積分値が収束せず、ロック点が点Ｍｎから次のロック点へ移行した場合（ステップＳ１８：Ｎｏ）、デジタル積分器１６での積分値はリセットされ、カウンタにより周期的な変化の数がインクリメントされ、ステップＳ１１へ戻る。
＜ステップＳ１９＞
デジタル積分器１６は、カウントしたＳＱＵＩＤ１１のΦ―Ｖ特性における周期的変化の数（カウント値）と、収束した積分値ΔＶ’とに基づいて、計測対象となる生体（脳、心臓、神経等）から発生する磁束である生体磁場信号の値を求める。そして、ステップＳ２０へ移行する。
＜ステップＳ２０＞
ＬＰＦ・間引き回路２１は、デジタル積分器１６から出力された生体磁場信号を示すデジタルデータについて、アンチエイリアスのためのローパスフィルタ処理を行い、かつ、所定のサンプリング周波数のデータとするためのデシメーション処理を行う。ここで、デジタル積分器１６から出力される生体磁場信号を示すデジタルデータは、情報量としてはＡＤ変換器１５でサンプリングされたサンプリングデータ（例えば、４００ｋ［ｓｐｓ］）の情報量であり、上述のように各用途で使用するサンプリング周波数の最小公倍数の倍数のサンプリング周波数でサンプリングされた場合の情報量となっている。したがって、ＬＰＦ・間引き回路２１は、サンプリング周波数を下げるデシメーション処理を、デジタルＦＬＬ回路１２から出力された生体磁場信号を示すデジタルデータに対して、単純な間引き処理によって行う。例えば、ＬＰＦ・間引き回路２１は、各用途で使用するサンプリング周波数の最小公倍数の倍数のサンプリング周波数でサンプリングされた生体磁場信号を示すデジタルデータに対して、単純な間引き処理によって、最小公倍数（ステップＳ１３の例では４０ｋ［ｓｐｓ］）のサンプリング周波数に下げるデシメーション処理を行う。そして、ステップＳ２１へ移行する。
＜ステップＳ２１＞
ＬＰＦ２２は、ＬＰＦ・間引き回路２１によるデシメーション処理に加え、さらに後段のＰＣ３０での信号処理の負荷を低減するために、ローパスフィルタ処理を行う。具体的には、ＬＰＦ２２は、ＬＰＦ・間引き回路２１から出力されたデジタルデータから、ＰＣ３０で行われる各用途に応じた信号帯域が残されるようにローパスフィルタ処理を行う。そして、ステップＳ２２へ移行する。
＜ステップＳ２２＞
ＬＰＦ２２は、ローパスフィルタ処理を行ったデジタルデータを、ＰＣ３０へ出力する。ＰＣ３０は、ＬＰＦ２２から出力された生体磁場信号を示すデジタルデータに対して、各用途に応じたサンプリング周波数に間引き処理によりデシメーションを行った上で、解析のための信号処理を行う。
以上のステップＳ１１〜Ｓ２２の流れに従って、磁場計測装置１による生体から発生する磁場（磁束）の計測動作が行われる。
以上のように、本実施形態に係る磁場計測装置１では、ＡＤ変換器１５がＳＱＵＩＤ１１から得られたアナログ信号を各用途で利用可能とするために、すなわち、測定帯域確保のために十分な大きさのサンプリング周波数でサンプリングし、後処理回路２０が、デジタル積分器１６により算出された生体から発生する磁束である生体磁場信号のデジタルデータについて、所定のサンプリング周波数（例えば、各用途で使用するサンプリング周波数の最小公倍数の倍数のサンプリング周波数）まで下げるデシメーション処理を行うものとしている。これによって、生体磁場信号を示すデジタルデータの情報量を削減することができ、後段のＰＣ３０等での信号処理の負荷を低減することできる。
また、本実施形態に係る磁場計測装置１では、ＡＤ変換器１５が、ＳＱＵＩＤ１１から得られたアナログ信号を各用途で必要となるサンプリング周波数の最小公倍数の倍数のサンプリング周波数でサンプリングを行うものとしている。これによって、後段で各用途に必要なサンプリング周波数にダウンサンプリング（デシメーション）をする場合、単純な一定間隔の間引き処理で実現でき、かつ、用途毎に磁場計測装置を用意する必要がなく、各用途に対応した計測を行う場合、同じ磁場計測装置１で対応することが可能となる。
なお、上述の実施形態では、各用途として脳磁計（ＭＥＧ）、心磁計（ＭＣＧ）および脊磁計（ＭＳＧ）としての計測用途である場合を説明したが、これに限定されるものではなく、その他の計測機器での計測用途で使用するものとしてもよい。
また、上述の実施形態の各機能は、一または複数の処理回路によって実現することも可能である。ここで、「処理回路」とは、電子回路により実装されるプロセッサのようにソフトウェアによって各機能を実行するようプログラミングされたプロセッサや、上述した各機能を実行するよう設計されたＡＳＩＣ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、ＦＰＧＡ、ＳｏＣ（Ｓｙｓｔｅｍ ｏｎ ａ ｃｈｉｐ)、ＧＰＵ（Ｇｒａｐｈｉｃｓ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）や従来の回路モジュール等のデバイスを含むものとする。
１ 磁場計測装置
１０ ＳＱＵＩＤセンサ
１１ ＳＱＵＩＤ
１２ デジタルＦＬＬ回路
１３ 増幅器
１４ ＬＰＦ
１５ ＡＤ変換器
１６ デジタル積分器
１７ ＤＡ変換器
１８ 電圧電流変換器
１９ 帰還コイル
２０ 後処理回路
２１ ＬＰＦ・間引き回路
２２ ＬＰＦ
３０ ＰＣ
特許第４１３３９３４号公報

Claims (11)

  1. 生体から発生する磁場を検出する超伝導量子干渉素子からの出力電圧に基づく信号を、所定のサンプリング周波数でサンプリングしてデジタルデータとするＡＤ変換部と、
    前記デジタルデータについて積分した値に基づいて、前記生体から発生する磁場を示す生体磁場信号を求める積分部と、
    前記積分部から出力された前記生体磁場信号に対してデシメーション処理を行う後処理部と、
    を備えた磁場計測装置。
  2. 前記ＡＤ変換部は、前記所定のサンプリング周波数として、前記生体についての各用途で使用するサンプリング周波数の最小公倍数の倍数のサンプリング周波数で、前記出力電圧に基づく信号をサンプリングする請求項１に記載の磁場計測装置。
  3. 前記後処理部は、前記生体磁場信号に対して、間引き処理により前記デシメーション処理を行う請求項２に記載の磁場計測装置。
  4. 前記後処理部は、前記生体磁場信号に対して、前記間引き処理により、前記各用途で使用するサンプリング周波数のうちいずれかのサンプリング周波数となるように前記デシメーション処理を行う請求項３に記載の磁場計測装置。
  5. 前記後処理部は、前記各用途のうちいずれかの用途で使用するサンプリング周波数となるように前記デシメーション処理を行うように切り替えが可能である請求項４に記載の磁場計測装置。
  6. 前記後処理部は、
    前記デシメーション処理を行う第１処理部と、
    前記第１処理部により前記デシメーション処理が行われた前記生体磁場信号に対して、前記用途に応じた信号帯域となるようにフィルタ処理を行う第２処理部と、
    を有する請求項２〜５のいずれか一項に記載の磁場計測装置。
  7. 前記第２処理部は、前記フィルタ処理として、ローパスフィルタ処理、ハイパスフィルタ処理、およびバンドエリミネーションフィルタ処理のうち少なくともいずれか１つの処理を行う請求項６に記載の磁場計測装置。
  8. 前記各用途は、少なくとも脳磁計、心磁計および脊磁計としての計測用途を含む請求項２〜７のいずれか一項に記載の磁場計測装置。
  9. 前記積分部で積分された値をＤＡ変換するＤＡ変換部と、
    前記ＤＡ変換部によりＤＡ変換された信号を電流に変換する電流変換部と、
    前記電流により帰還磁束を発生させて、前記超伝導量子干渉素子に対して、前記生体から発生する磁場による磁束を打ち消す方向に前記帰還磁束を作用させる帰還コイルと、
    をさらに備えた請求項１〜８のいずれか一項に記載の磁場計測装置。
  10. 前記積分部は、前記超伝導量子干渉素子を貫く磁束についての出力電圧の周期的変化の数と、前記積分した値とに基づいて、前記生体磁場信号を求める請求項１〜９のいずれか一項に記載の磁場計測装置。
  11. 生体から発生する磁場を検出する超伝導量子干渉素子からの出力電圧に基づく信号を、所定のサンプリング周波数でサンプリングしてデジタルデータとするＡＤ変換ステップと、
    前記デジタルデータについて積分した値に基づいて、前記生体から発生する磁場を示す生体磁場信号を求める積分ステップと、
    前記生体磁場信号に対してデシメーション処理を行う後処理ステップと、
    を有する磁場計測方法。
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