JP2020150666A

JP2020150666A - Motor control device, motor control method, and electric power steering device

Info

Publication number: JP2020150666A
Application number: JP2019045854A
Authority: JP
Inventors: 勇新田; Isamu Nitta
Original assignee: NSK Ltd
Current assignee: NSK Ltd
Priority date: 2019-03-13
Filing date: 2019-03-13
Publication date: 2020-09-17

Abstract

To provide a motor control device, a motor driving method, and an electric power steering device capable of suppressing torque ripple increased by magnetic saturation caused by magnetic saturation of a magnetic circuit of a motor.SOLUTION: In a configuration in which a motor with a salient pole ratio of 1 or more and 1.2 or less is driven by two-phase feedback type vector control, a q-axis current command value Iqref corresponding to a torque command value Tref for the motor 20 is calculated, and in a region in which a q-axis current Imq of the motor 20 is a predetermined value or more, the advance angle control is performed to increase a d-axis current command value Idref according to an increase in the q-axis current Imq.SELECTED DRAWING: Figure 3

Description

本発明は、モータ制御装置、モータ制御方法、及び電動パワーステアリング装置に関する。 The present invention relates to a motor control device, a motor control method, and an electric power steering device.

車両用操向装置の１つである電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）は、車両の操舵系にモータの回転力でアシスト力（操舵補助力）を付与するものである。ＥＰＳは、インバータから供給される電力で制御されるモータの出力トルクを、減速機構を含む伝達機構により、ステアリングシャフト又はラック軸に操舵トルクとして印加することで、アシスト力を付与する。このような電動パワーステアリング装置は、アシスト力（アシストトルク）を正確に発生させるために、複数の電流検出センサ（電流検出手段）により検出したモータの電流値をフィードバックしてモータの制御を行っている。このフィードバック制御では、電流指令値と電流フィードバック値との差が小さくなるようにモータを制御してアシスト制御を実現するものであり、一般にＰＷＭ（パルス幅変調）制御におけるデュ−ティ比の調整で制御を行っている。 The electric power steering device (EPS), which is one of the steering devices for vehicles, applies an assist force (steering assist force) to the steering system of the vehicle by the rotational force of the motor. The EPS applies an assist force by applying the output torque of the motor controlled by the electric power supplied from the inverter to the steering shaft or the rack shaft as the steering torque by a transmission mechanism including a reduction mechanism. In such an electric power steering device, in order to accurately generate an assist force (assist torque), the current value of the motor detected by a plurality of current detection sensors (current detection means) is fed back to control the motor. There is. In this feedback control, the motor is controlled so that the difference between the current command value and the current feedback value becomes small, and assist control is realized. Generally, by adjusting the duty ratio in PWM (pulse width modulation) control. It is in control.

一般に、ＥＰＳ用のモータとしては、ブラシレスモータが用いられる。ブラスレスモータを効率良く駆動するためには、インバータから供給する駆動電圧の位相を調整して、モータの巻線に流れる電流と誘起電圧との位相を略一致させる制御を行う必要がある。例えば、３相ブラシレスモータをベクトル制御により駆動する際、ブラシレスモータのロータ位置を推定し、推定されたロータ位置とブラシレスモータへの供給電流との位相差を変化させて、ブラシレスモータの回転数を制御することにより、ブラシレスモータの最高回転数を増加させるモータ駆動装置が開示されている（例えば、特許文献１）。モータの巻線に流れる電流と誘起電圧との位相差は、モータの角速度が大きいほど大きくなる。このため、一般に、モータの角速度が比較的小さい低回転領域では、進角制御を行う必要性は低い。 Generally, a brushless motor is used as the motor for EPS. In order to drive the brassless motor efficiently, it is necessary to adjust the phase of the drive voltage supplied from the inverter to control the phase of the current flowing through the winding of the motor and the induced voltage to be substantially matched. For example, when driving a three-phase brushless motor by vector control, the rotor position of the brushless motor is estimated, and the phase difference between the estimated rotor position and the current supplied to the brushless motor is changed to increase the rotation speed of the brushless motor. A motor drive device that increases the maximum rotation speed of a brushless motor by controlling it is disclosed (for example, Patent Document 1). The phase difference between the current flowing in the winding of the motor and the induced voltage increases as the angular velocity of the motor increases. Therefore, in general, there is little need to perform advance angle control in a low rotation region where the angular velocity of the motor is relatively small.

特開２００４−３５０４９６号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2004-350494

ＥＰＳ用のブラシレスモータの駆動方式としては、モータの巻線に正弦波状の電流を流す正弦波駆動方式を用いることが一般的である。これにより、モータの出力トルクの脈動（以下、「トルクリップル」とも称する）を抑制することができ、トルクリップルに起因する振動や騒音を抑制した快適な操舵感を得ることができる。また、ｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスとの比である突極比が小さいモータを用いることで、回転角変動を抑制することができ、トルクリップルを抑制することができる。一方、ＥＰＳ用のモータは、体積と重量の低減、すなわち小型化が要求されるため、例えば、ハンドルの切り始め等の高負荷領域において、モータの磁気回路が磁気飽和に至ることを前提とした運転状況が想定される。この場合、ピーク電流において鎖交磁束波形に歪みが生じ、トルクリップルが増加するという課題がある。 As a drive method for a brushless motor for EPS, a sinusoidal drive method in which a sinusoidal current is passed through the winding of the motor is generally used. As a result, the pulsation of the output torque of the motor (hereinafter, also referred to as "torque ripple") can be suppressed, and a comfortable steering feeling can be obtained by suppressing vibration and noise caused by the torque ripple. Further, by using a motor having a small salient pole ratio, which is the ratio of the d-axis inductance and the q-axis inductance, the rotation angle fluctuation can be suppressed and the torque ripple can be suppressed. On the other hand, since the EPS motor is required to reduce the volume and weight, that is, to reduce the size, it is assumed that the magnetic circuit of the motor reaches magnetic saturation in a high load region such as the start of turning the steering wheel. The driving situation is assumed. In this case, there is a problem that the interlinkage magnetic flux waveform is distorted at the peak current and the torque ripple increases.

本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであって、モータの磁気回路が磁気飽和することによって生じるトルクリップルを抑制することができるモータ制御装置、モータ駆動方法、及び電動パワーステアリング装置を提供すること、を目的としている。 The present invention has been made in view of the above problems, and provides a motor control device, a motor drive method, and an electric power steering device capable of suppressing torque ripple caused by magnetic saturation of a magnetic circuit of a motor. The purpose is to provide.

上記の目的を達成するため、本発明の一態様に係るモータ制御装置は、モータを２相フィードバック式のベクトル制御で駆動するモータ制御装置であって、前記モータに対するトルク指令値及び前記モータのｑ軸電流に基づき、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を算出する電流指令値演算部を備え、前記電流指令値演算部は、前記トルク指令値に応じた前記ｑ軸電流指令値を算出すると共に、前記ｑ軸電流の増加に応じて前記ｄ軸電流指令値を大きくする進角制御を行う。 In order to achieve the above object, the motor control device according to one aspect of the present invention is a motor control device that drives the motor by a two-phase feedback type vector control, and has a torque command value for the motor and q of the motor. A current command value calculation unit that calculates a d-axis current command value and a q-axis current command value based on the shaft current is provided, and the current command value calculation unit calculates the q-axis current command value according to the torque command value. At the same time, advance angle control is performed to increase the d-axis current command value according to the increase in the q-axis current.

上記構成によれば、モータの磁気回路が磁気飽和することによって生じるトルクリップルを抑制することができる。 According to the above configuration, it is possible to suppress torque ripple caused by magnetic saturation of the magnetic circuit of the motor.

モータ制御装置の望ましい態様として、前記モータの突極比は、１以上１．２以下であることが好ましい。 As a desirable embodiment of the motor control device, the salient pole ratio of the motor is preferably 1 or more and 1.2 or less.

これにより、モータの駆動範囲の全域に亘り、トルクリップルを抑制した運用が可能となる。 As a result, it is possible to operate with suppressed torque ripple over the entire drive range of the motor.

モータ制御装置の望ましい態様として、前記電流指令値演算部は、前記ｑ軸電流が所定値以上となる領域において、前記進角制御を行うことが好ましい。 As a desirable aspect of the motor control device, it is preferable that the current command value calculation unit performs the advance angle control in a region where the q-axis current is equal to or higher than a predetermined value.

これにより、ｑ軸電流がモータの磁気回路に磁気飽和が生じ始める所定値以上となる領域においてｄ軸電流を付加する進角制御を行うことで、モータの磁気回路の磁気飽和に伴うトルクリップルを抑制することができる。 As a result, by performing advance angle control in which the d-axis current is applied in the region where the q-axis current exceeds a predetermined value at which magnetic saturation begins to occur in the magnetic circuit of the motor, torque ripple due to magnetic saturation of the magnetic circuit of the motor can be obtained. It can be suppressed.

モータ制御装置の望ましい態様として、前記電流指令値演算部は、少なくとも前記ｑ軸電流に対応した進角値が設定された進角設定マップに基づき、前記ｑ軸電流に応じた前記進角値を求め、前記ｑ軸電流指令値をＩｑｒｅｆ、前記ｄ軸電流指令値をＩｄｒｅｆ、前記進角値をΦとしたとき、下記式を用いて前記ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを算出することが好ましい。 As a desirable embodiment of the motor control device, the current command value calculation unit sets the advance value according to the q-axis current based on the advance setting map in which the advance value corresponding to at least the q-axis current is set. When the q-axis current command value is Iqref, the d-axis current command value is Idr, and the advance angle value is Φ, it is preferable to calculate the d-axis current command value Iref using the following formula.

Ｉｄｒｅｆ＝Ｉｑｒｅｆ・ｔａｎΦ Idref = Iqref ・ tanΦ

これにより、少ない演算量でｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを算出することができる。 As a result, the d-axis current command value Idref can be calculated with a small amount of calculation.

モータ制御装置の望ましい態様として、前記電流指令値演算部は、前記進角値が０［ｄｅｇ］以上３０［ｄｅｇ］以下の範囲に設定されていることが好ましい。 As a desirable aspect of the motor control device, it is preferable that the current command value calculation unit is set in the range where the advance angle value is 0 [deg] or more and 30 [deg] or less.

これにより、負荷トルクの低下を抑制しつつ、モータの磁気回路の磁気飽和に伴うトルクリップルを抑制することができる。 As a result, torque ripple due to magnetic saturation of the magnetic circuit of the motor can be suppressed while suppressing a decrease in load torque.

上記の目的を達成するため、本発明の一態様に係る電動パワーステアリング装置は、上記モータ制御装置を備え、前記モータは、ハンドルのコラム軸に設けられ、前記ハンドルの操舵力を補助する。 In order to achieve the above object, the electric power steering device according to one aspect of the present invention includes the motor control device, and the motor is provided on the column shaft of the steering wheel to assist the steering force of the steering wheel.

上記構成によれば、ハンドルに伝わるトルクムラを小さくすることができ、ハンドル操作の正確性を高めることができる。また、トルクリップルに起因する振動や騒音を抑制した快適な操舵感を得ることができる。また、電動パワーステアリング装置に搭載するモータの小型化が可能となる。 According to the above configuration, the torque unevenness transmitted to the steering wheel can be reduced, and the accuracy of the steering wheel operation can be improved. In addition, a comfortable steering feeling can be obtained by suppressing vibration and noise caused by torque ripple. In addition, the motor mounted on the electric power steering device can be miniaturized.

上記の目的を達成するため、本発明の一態様に係るモータ制御方法は、突極比が１以上１．２以下のモータを２相フィードバック式のベクトル制御で駆動するモータ制御方法であって、前記モータに対するトルク指令値に応じたｑ軸電流指令値を算出すると共に、前記モータのｑ軸電流が所定値以上となる領域において、前記ｑ軸電流の増加に応じてｄ軸電流指令値を大きくする進角制御を行う。 In order to achieve the above object, the motor control method according to one aspect of the present invention is a motor control method for driving a motor having a salient pole ratio of 1 or more and 1.2 or less by a two-phase feedback type vector control. The q-axis current command value corresponding to the torque command value for the motor is calculated, and the d-axis current command value is increased according to the increase in the q-axis current in the region where the q-axis current of the motor is equal to or higher than a predetermined value. The advance angle control is performed.

これにより、モータの磁気回路が磁気飽和することによって生じるトルクリップルを抑制することができ、モータの駆動範囲の全域に亘り、トルクリップルを抑制した運用が可能となる。 As a result, the torque ripple caused by the magnetic saturation of the magnetic circuit of the motor can be suppressed, and the operation in which the torque ripple is suppressed over the entire drive range of the motor becomes possible.

本発明によれば、モータの磁気回路が磁気飽和することによって生じるトルクリップルを抑制することができるモータ制御装置、モータ駆動方法、及び電動パワーステアリング装置を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a motor control device, a motor driving method, and an electric power steering device capable of suppressing torque ripple caused by magnetic saturation of a magnetic circuit of a motor.

図１は、実施形態に係る電動パワーステアリング装置の概要を示す構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram showing an outline of an electric power steering device according to an embodiment. 図２は、実施形態に係る電動パワーステアリング装置を制御するコントロールユニットのハードウェア構成を示す模式図である。FIG. 2 is a schematic diagram showing a hardware configuration of a control unit that controls the electric power steering device according to the embodiment. 図３は、実施形態に係るモータ制御装置の構成例を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of the motor control device according to the embodiment. 図４は、電流指令値演算部におけるトルク指令値−ｑ軸電流指令値変換マップの一例を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing an example of a torque command value −q-axis current command value conversion map in the current command value calculation unit. 図５は、電流指令値演算部における進角設定マップの一例を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing an example of an advance angle setting map in the current command value calculation unit. 図６は、モータの各相コイルに流れる相電流の波高値に対応した鎖交磁束波形を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing an interlinkage magnetic flux waveform corresponding to the peak value of the phase current flowing through each phase coil of the motor. 図７は、モータの各相コイルに流れる相電流の波高値に対応したトルクリップル波形を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing a torque ripple waveform corresponding to the peak value of the phase current flowing through each phase coil of the motor. 図８は、モータの各相コイルに流れる相電流の波高値とトルクリップルとの関係を示す図である。FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the peak value of the phase current flowing through each phase coil of the motor and the torque ripple. 図９は、モータの各相コイルに流れる相電流の波高値と負荷トルクに対するリップル比との関係を示す図である。FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the peak value of the phase current flowing through each phase coil of the motor and the ripple ratio with respect to the load torque. 図１０は、モータの各相コイルに流れる相電流の波高値と負荷トルクの平均値との関係を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the peak value of the phase current flowing through each phase coil of the motor and the average value of the load torque. 図１１は、モータの各相コイルに流れる相電流の波高値と負荷トルクの平均値との比率を示す図である。FIG. 11 is a diagram showing the ratio of the peak value of the phase current flowing through each phase coil of the motor to the average value of the load torque. 図１２は、磁気飽和領域において進角値を変化させたときの鎖交磁束波形を示す図である。FIG. 12 is a diagram showing an interlinkage magnetic flux waveform when the advance angle value is changed in the magnetic saturation region. 図１３は、磁気飽和領域において進角値を変化させたときのトルクリップル波形を示す図である。FIG. 13 is a diagram showing a torque ripple waveform when the advance angle value is changed in the magnetic saturation region. 図１４は、磁気飽和領域において進角値を変化させたときのトルクリップル値を示す図である。FIG. 14 is a diagram showing a torque ripple value when the advance angle value is changed in the magnetic saturation region. 図１５は、磁気飽和領域において進角値を変化させたときの負荷トルクの平均値を示す図である。FIG. 15 is a diagram showing an average value of load torque when the advance angle value is changed in the magnetic saturation region. 図１６は、磁気飽和領域において進角値を変化させたときの負荷トルクに対するトルクリップルの比率を示す図である。FIG. 16 is a diagram showing the ratio of torque ripple to the load torque when the advance angle value is changed in the magnetic saturation region. 図１７は、実施形態に係る進角制御の概念図である。FIG. 17 is a conceptual diagram of advance angle control according to the embodiment. 図１８は、図１７に示す進角制御の概念を電流指令値演算部における進角設定マップに適用した例を示す図である。FIG. 18 is a diagram showing an example in which the concept of advance angle control shown in FIG. 17 is applied to an advance angle setting map in the current command value calculation unit.

以下、発明を実施するための形態（以下、実施形態という）につき図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、下記の実施形態により本発明が限定されるものではない。また、下記実施形態における構成要素には、当業者が容易に想定できるもの、実質的に同一のもの、いわゆる均等の範囲のものが含まれる。さらに、下記実施形態で開示した構成要素は適宜組み合わせることが可能である。 Hereinafter, embodiments for carrying out the invention (hereinafter referred to as embodiments) will be described in detail with reference to the drawings. The present invention is not limited to the following embodiments. In addition, the components in the following embodiments include those that can be easily assumed by those skilled in the art, those that are substantially the same, that is, those in a so-called equal range. Further, the components disclosed in the following embodiments can be appropriately combined.

（実施形態）
図１は、実施形態に係る電動パワーステアリング装置の概要を示す構成図である。車両用操向装置の１つである電動パワーステアリング装置（以下、「ＥＰＳ」とも称する）は、操舵者から与えられる力が伝達する順に、ハンドル１のコラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）２、減速機構３、ユニバーサルジョイント４ａ，４ｂ、ピニオンラック機構５、タイロッド６ａ，６ｂを経て、更にハブユニット７ａ，７ｂを介して操向車輪８Ｌ，８Ｒに連結されている。また、トーションバーを有するコラム軸２には、ハンドル１の操舵トルクＴｓを検出するトルクセンサ１０及び操舵角θｈを検出する舵角センサ１４が設けられており、ハンドル１の操舵力を補助するモータ２０が減速機構３を介してコラム軸２に連結されている。ＥＰＳを制御するコントロールユニット（ＥＣＵ）３０には、バッテリ１３から電力が供給されると共に、イグニションキー１１を経てイグニションキー信号が入力される。コントロールユニット３０は、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴｓと車速センサ１２で検出された車速Ｖｓとに基づいてアシスト（操舵補助）指令の電流指令値の演算を行い、電流指令値に補償等を施してモータ２０に供給する電流を制御する。 (Embodiment)
FIG. 1 is a configuration diagram showing an outline of an electric power steering device according to an embodiment. The electric power steering device (hereinafter, also referred to as “EPS”), which is one of the steering devices for vehicles, has the column shafts (steering shaft, steering shaft) 2 of the steering wheel 1 in the order in which the force given by the steering wheel is transmitted. It is connected to the steering wheels 8L and 8R via the reduction mechanism 3, the universal joints 4a and 4b, the pinion rack mechanism 5, the tie rods 6a and 6b, and further via the hub units 7a and 7b. Further, the column shaft 2 having the torsion bar is provided with a torque sensor 10 for detecting the steering torque Ts of the steering wheel 1 and a steering angle sensor 14 for detecting the steering angle θh, and is a motor that assists the steering force of the steering wheel 1. 20 is connected to the column shaft 2 via the reduction mechanism 3. Power is supplied from the battery 13 to the control unit (ECU) 30 that controls the EPS, and an ignition key signal is input via the ignition key 11. The control unit 30 calculates the current command value of the assist (steering assistance) command based on the steering torque Ts detected by the torque sensor 10 and the vehicle speed Vs detected by the vehicle speed sensor 12, and compensates the current command value. To control the current supplied to the motor 20.

コントロールユニット３０には、車両の各種情報を授受するＣＡＮ（Controller Area Network）４０等の車載ネットワークが接続されている。また、コントロールユニット３０には、ＣＡＮ４０以外の通信、アナログ／ディジタル信号、電波等を授受する非ＣＡＮ４１も接続可能である。 An in-vehicle network such as a CAN (Controller Area Network) 40 that exchanges various vehicle information is connected to the control unit 30. Further, a non-CAN 41 that transmits / receives communications other than CAN 40, analog / digital signals, radio waves, and the like can also be connected to the control unit 30.

コントロールユニット３０は、主としてＣＰＵ（ＭＣＵ、ＭＰＵ等も含む）で構成される。図２は、実施形態に係る電動パワーステアリング装置を制御するコントロールユニットのハードウェア構成を示す模式図である。 The control unit 30 is mainly composed of a CPU (including MCU, MPU, etc.). FIG. 2 is a schematic diagram showing a hardware configuration of a control unit that controls the electric power steering device according to the embodiment.

コントロールユニット３０を構成する制御用コンピュータ１１００は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）１００１、ＲＯＭ（Read Only Memory）１００２、ＲＡＭ（Random Access Memory）１００３、ＥＥＰＲＯＭ（Electrically Erasable Programmable ROM）１００４、インターフェース（Ｉ／Ｆ）１００５、Ａ／Ｄ（Analog/Digital）変換器１００６、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）コントローラ１００７等を備え、これらがバスに接続されている。 The control computer 1100 constituting the control unit 30 includes a CPU (Central Processing Unit) 1001, a ROM (Read Only Memory) 1002, a RAM (Random Access Memory) 1003, an EEPROM (Electrically Erasable Programmable ROM) 1004, and an interface (I / F). ) 1005, A / D (Analog / Digital) converter 1006, PWM (Pulse Width Modulation) controller 1007, etc., which are connected to the bus.

ＣＰＵ１００１は、ＥＰＳの制御用コンピュータプログラム（以下、制御プログラムという）を実行して、ＥＰＳを制御する処理装置である。 The CPU 1001 is a processing device that controls the EPS by executing a computer program for controlling the EPS (hereinafter referred to as a control program).

ＲＯＭ１００２は、ＥＰＳを制御するための制御プログラムを格納する。また、ＲＡＭ１００３は、制御プログラムを動作させるためのワークメモリとして使用される。ＥＥＰＲＯＭ１００４には、制御プログラムが入出力する制御データ等が格納されている。制御データは、コントロールユニット３０に電源が投入された後にＲＡＭ１００３に展開された制御用コンピュータプログラム上で使用され、所定のタイミングでＥＥＰＲＯＭ１００４に上書きされる。 ROM 1002 stores a control program for controlling EPS. Further, the RAM 1003 is used as a work memory for operating the control program. The EEPROM 1004 stores control data and the like input and output by the control program. The control data is used on the control computer program expanded in the RAM 1003 after the power is turned on to the control unit 30, and is overwritten on the EEPROM 1004 at a predetermined timing.

ＲＯＭ１００２、ＲＡＭ１００３、及びＥＥＰＲＯＭ１００４等は情報を格納する記憶装置であって、ＣＰＵ１００１が直接アクセスできる記憶装置（一次記憶装置）である。 The ROM 1002, RAM 1003, EEPROM 1004, and the like are storage devices for storing information, and are storage devices (primary storage devices) that can be directly accessed by the CPU 1001.

Ａ／Ｄ変換器１００６は、操舵トルクＴｓ、モータ２０の電流検出値Ｉｍ、及び操舵角θｈの信号等を入力し、ディジタル信号に変換する。 The A / D converter 1006 inputs signals such as a steering torque Ts, a current detection value Im of the motor 20, and a steering angle θh, and converts them into digital signals.

インターフェース１００５は、ＣＡＮ４０に接続されている。インターフェース１００５は、車速センサ１２からの車速Ｖの信号（車速パルス）を受け付けるためのものである。 Interface 1005 is connected to CAN 40. The interface 1005 is for receiving a vehicle speed V signal (vehicle speed pulse) from the vehicle speed sensor 12.

ＰＷＭコントローラ１００７は、モータ２０に対する電流指令値に基づいてＵＶＷ各相のＰＷＭ制御信号を出力する。 The PWM controller 1007 outputs PWM control signals for each UVW phase based on the current command value for the motor 20.

図３は、実施形態に係るモータ制御装置の構成例を示すブロック図である。本実施形態において、モータ制御装置１００を構成する各構成部は、ＥＰＳを制御するコントロールユニット３０によって実現する。 FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of the motor control device according to the embodiment. In the present embodiment, each component constituting the motor control device 100 is realized by a control unit 30 that controls EPS.

本実施形態において、モータ２０は、ｕ相、ｖ相、ｗ相の各相コイルに１２０°ずつ位相が異なる３相の交流電流を供給することにより回転する３相ブラシレスモータである。図３では、モータ２０のロータの座標軸であるトルクを制御するｑ軸と、磁界の強さを制御するｄ軸とを独立に設定し、各軸が９０°の関係にあることから、そのベクトルで各軸に相当する電流（ｄ軸電流及びｑ軸電流）を制御するベクトル制御方式の制御系の一例として、２相フィードバック式のベクトル制御系を示している。 In the present embodiment, the motor 20 is a three-phase brushless motor that rotates by supplying three-phase alternating currents having different phases by 120 ° to the u-phase, v-phase, and w-phase coils. In FIG. 3, the q-axis that controls the torque, which is the coordinate axis of the rotor of the motor 20, and the d-axis that controls the strength of the magnetic field are set independently, and since each axis has a relationship of 90 °, the vector. A two-phase feedback vector control system is shown as an example of a vector control system that controls currents (d-axis current and q-axis current) corresponding to each axis.

また、本実施形態において、モータ２０は、例えば、円筒状のロータの表面にリング状に磁石を貼り合わせたＳＰＭ（Surface Permanent Magnet）モータが例示されるが、これに限定されない。また、モータ２０のｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスとの比である突極比は、１に近い値であることが望ましく、例えば、１以上１．２以下であることが好ましい。モータ２０は、例えば、クローポール型モータ（claw-polemotor）であっても良い。 Further, in the present embodiment, the motor 20 is, for example, an SPM (Surface Permanent Magnet) motor in which a magnet is attached in a ring shape to the surface of a cylindrical rotor, but the motor 20 is not limited thereto. Further, the salient pole ratio, which is the ratio of the d-axis inductance to the q-axis inductance of the motor 20, is preferably a value close to 1, for example, 1 or more and 1.2 or less. The motor 20 may be, for example, a claw-pole motor.

モータ２０にはレゾルバ等の回転センサ２１が連結されており、モータ２０の電気角θｅが検出されてモータ制御装置１００に入力されている。なお、回転センサ２１は、レゾルバに限らず、例えば、ロータリーエンコーダ等の他のセンサから構成してもよい。 A rotation sensor 21 such as a resolver is connected to the motor 20, and the electric angle θe of the motor 20 is detected and input to the motor control device 100. The rotation sensor 21 is not limited to the resolver, and may be composed of other sensors such as a rotary encoder, for example.

モータ制御装置１００は、電流指令値演算部３１と、減算部３２と、ＰＩ制御部３３と、２相／３相変換部３４と、ＰＷＭ制御部３５と、インバータ３６と、３相／２相変換部３７と、角速度演算部３８と、を備えている。 The motor control device 100 includes a current command value calculation unit 31, a subtraction unit 32, a PI control unit 33, a 2-phase / 3-phase conversion unit 34, a PWM control unit 35, an inverter 36, and a 3-phase / 2-phase. A conversion unit 37 and an angular speed calculation unit 38 are provided.

インバータ３６は、ＰＷＭ制御部３５からの３相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）のＰＷＭ信号に基づきモータ２０をＰＷＭ駆動する。電流検出部３６Ａは、モータ２０の各相コイルに流れるｕ相電流Ｉｍｕ、ｖ相電流Ｉｍｖ、ｗ相電流Ｉｍｗを検出する構成部である。 The inverter 36 PWM-drives the motor 20 based on the PWM signals of the three phases (u-phase, v-phase, and w-phase) from the PWM control unit 35. The current detection unit 36A is a component that detects the u-phase current Imu, the v-phase current Imv, and the w-phase current Imw flowing through each phase coil of the motor 20.

角速度演算部３８は、回転センサ２１から出力されるモータ２０の電気角θｅからモータ２０の角速度ωを演算する構成部である。 The angular velocity calculation unit 38 is a component that calculates the angular velocity ω of the motor 20 from the electric angle θe of the motor 20 output from the rotation sensor 21.

３相／２相変換部３７は、電流検出部３６Ａによって検出された３相のｕ相電流Ｉｍｕ、ｖ相電流Ｉｍｖ、ｗ相電流Ｉｍｗを、２相のｄ軸電流Ｉｍｄ及びｑ軸電流Ｉｍｑに変換する構成部である。３相／２相変換部３７は、例えば、下記（１）式、（２）式に示すＣｌａｒｋｅ（クラーク）変換式を用いて、互いに直交する２相の静止座標系の電流値Ｉα，Ｉβを算出し、下記（３）式、（４）式に示すＰａｒｋ（パーク）変換式を用いて、回転座標系のｄ軸電流Ｉｍｄ及びｑ軸電流Ｉｍｑを算出する。 The three-phase / two-phase conversion unit 37 converts the three-phase u-phase current Imu, v-phase current Imv, and w-phase current Imw detected by the current detection unit 36A into two-phase d-axis current Imd and q-axis current Imq. It is a component to be converted. The three-phase / two-phase conversion unit 37 uses, for example, the Clarke conversion formulas shown in the following equations (1) and (2) to obtain current values Iα and Iβ of two-phase stationary coordinate systems orthogonal to each other. The d-axis current Imd and the q-axis current Imq of the rotating coordinate system are calculated using the Park conversion formulas shown in the following equations (3) and (4).

Ｉα＝Ｉｍｕ・・・（１） Iα = Imu ... (1)

Ｉβ＝（Ｉｍｕ＋２Ｉｍｖ）／√３・・・（２） Iβ = (Imu + 2Imv) / √3 ... (2)

Ｉｍｄ＝Ｉα・ｃｏｓθｅ＋Ｉβ・ｓｉｎθｅ・・・（３） Imd = Iα · cosθe + Iβ · sinθe ... (3)

Ｉｍｑ＝−Ｉα・ｓｉｎθｅ＋Ｉβ・ｃｏｓθｅ・・・（４） Imq = -Iα · sinθe + Iβ · cosθe ... (4)

電流指令値演算部３１には、トルクセンサ１０により検出される操舵トルクＴｓ及び車速センサ１２により検出される車速Ｖｓに基づき、アシストマップ等を用いて演算されたトルク指令値Ｔｒｅｆが入力される。電流指令値演算部３１は、トルク指令値Ｔｒｅｆ、モータ２０の角速度ω、ｑ軸電流Ｉｍｑに基づき、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆを演算する。ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆの演算手法については後述する。 The torque command value Tref calculated by using the assist map or the like is input to the current command value calculation unit 31 based on the steering torque Ts detected by the torque sensor 10 and the vehicle speed Vs detected by the vehicle speed sensor 12. The current command value calculation unit 31 calculates the d-axis current command value Iref and the q-axis current command value Iqref based on the torque command value Tref, the angular velocity ω of the motor 20, and the q-axis current Imq. The calculation method of the d-axis current command value Iref and the q-axis current command value Iqref will be described later.

減算部３２は、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆとｄ軸電流Ｉｍｄとのｄ軸電流偏差ΔＩｄを算出する（減算部３２ｄ）。また、減算部３２は、ｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆとｑ軸電流Ｉｍｑとのｑ軸電流偏差ΔＩｑを算出する（減算部３２ｑ）。 The subtraction unit 32 calculates the d-axis current deviation ΔId between the d-axis current command value Idref and the d-axis current Imd (subtraction unit 32d). Further, the subtraction unit 32 calculates the q-axis current deviation ΔIq between the q-axis current command value Iqref and the q-axis current Imq (subtraction unit 32q).

ＰＩ制御部３３は、減算部３２からのｄ軸電流偏差ΔＩｄ及びｑ軸電流偏差ΔＩｑについてＰＩ制御演算を行い、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｒｅｆ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑｒｅｆを算出する。 The PI control unit 33 performs a PI control calculation on the d-axis current deviation ΔId and the q-axis current deviation ΔIq from the subtraction unit 32, and calculates the d-axis voltage command value Vdref and the q-axis voltage command value Vqref.

２相／３相変換部３４は、ＰＩ制御部３３から出力された２相のｄ軸電圧指令値Ｖｄｒｅｆ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑｒｅｆを、３相のｕ相電圧指令値Ｖｕｒｅｆ、ｖ相電圧指令値Ｖｖｒｅｆ、ｗ相電圧指令値Ｖｗｒｅｆに変換する構成部である。２相／３相変換部３４は、例えば、下記（５）式、（６）式に示す逆Ｐａｒｋ（パーク）変換式を用いて、静止座標系の電圧指令値Ｖα，Ｖβを算出する。 The two-phase / three-phase conversion unit 34 uses the two-phase d-axis voltage command value Vdref and the q-axis voltage command value Vqref output from the PI control unit 33 as the three-phase u-phase voltage command values Vuref and v-phase voltage command. It is a component that converts the value Vvref and the w-phase voltage command value Vwref. The two-phase / three-phase conversion unit 34 calculates the voltage command values Vα and Vβ of the stationary coordinate system by using, for example, the inverse Park conversion equations shown in the following equations (5) and (6).

Ｖα＝Ｖｄｒｅｆ・ｃｏｓθｅ−Ｖｑｒｅｆ・ｓｉｎθｅ・・・（５） Vα = Vdref ・ cosθe−Vqref ・ sinθe ・・・ (5)

Ｖβ＝Ｖｄｒｅｆ・ｓｉｎθｅ＋Ｖｑｒｅｆ・ｃｏｓθｅ・・・（６） Vβ = Vdref ・ sinθe + Vqref ・ cosθe ・・・ (6)

そして、２相／３相変換部３４は、静止座標系の電圧指令値Ｖα，Ｖβに対し、空間ベクトル変換を行い、ｕ相電圧指令値Ｖｕｒｅｆ、ｖ相電圧指令値Ｖｖｒｅｆ、ｗ相電圧指令値Ｖｗｒｅｆを算出する。空間ベクトル変換の詳細な説明については省略する。 Then, the two-phase / three-phase conversion unit 34 performs space vector conversion on the voltage command values Vα and Vβ in the stationary coordinate system, and performs the u-phase voltage command value Vuref, the v-phase voltage command value Vvref, and the w-phase voltage command value. Calculate Vwref. A detailed description of the space vector conversion will be omitted.

ＰＷＭ制御部３５は、２相／３相変換部３４から出力されたｕ相電圧指令値Ｖｕｒｅｆ、ｖ相電圧指令値Ｖｖｒｅｆ、ｗ相電圧指令値Ｖｗｒｅｆに基づき、インバータ３６に出力するｕ相、ｖ相、ｗ相の各ＰＷＭ信号のデューティ比を演算する。 The PWM control unit 35 outputs u-phase and v to the inverter 36 based on the u-phase voltage command value Vuref, v-phase voltage command value Vvref, and w-phase voltage command value Vwref output from the 2-phase / 3-phase conversion unit 34. The duty ratio of each of the phase and w phase PWM signals is calculated.

以下、電流指令値演算部３１におけるｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆの演算手法について説明する。電流指令値演算部３１は、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆを算出する際、モータ２０の角速度ω及びｑ軸電流Ｉｍｑに応じた制御を行う。図４は、電流指令値演算部におけるトルク指令値−ｑ軸電流指令値変換マップの一例を示す図である。図５は、電流指令値演算部における進角設定マップの一例を示す図である。進角設定マップは、モータ２０のｑ軸電流Ｉｍｑと角速度ωとの関係から、図５に示す各領域に対応する進角値Φが設定されている。 Hereinafter, the calculation method of the d-axis current command value Iref and the q-axis current command value Iqref in the current command value calculation unit 31 will be described. When calculating the d-axis current command value Iref and the q-axis current command value Iqref, the current command value calculation unit 31 controls according to the angular velocity ω of the motor 20 and the q-axis current Imq. FIG. 4 is a diagram showing an example of a torque command value −q-axis current command value conversion map in the current command value calculation unit. FIG. 5 is a diagram showing an example of an advance angle setting map in the current command value calculation unit. In the advance angle setting map, the advance angle value Φ corresponding to each region shown in FIG. 5 is set from the relationship between the q-axis current Imq of the motor 20 and the angular velocity ω.

電流指令値演算部３１は、図４に示すトルク指令値−ｑ軸電流指令値変換マップを用いて、トルク指令値Ｔｒｅｆに対応するｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆを求める。また、電流指令値演算部３１は、図５に示す進角設定マップを用いて、モータ２０の角速度ω及びｑ軸電流Ｉｍｑに対応する進角値Φを求め、下記（７）式に示す演算式を用いて、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを算出する。 The current command value calculation unit 31 obtains the q-axis current command value Iqref corresponding to the torque command value Tref by using the torque command value −q-axis current command value conversion map shown in FIG. Further, the current command value calculation unit 31 obtains the advance angle value Φ corresponding to the angular velocity ω of the motor 20 and the q-axis current Imq using the advance angle setting map shown in FIG. 5, and performs the calculation shown in the following equation (7). The d-axis current command value Iref is calculated using the formula.

Ｉｄｒｅｆ＝Ｉｑｒｅｆ・ｔａｎΦ・・・（７） Idref = Iqref ・ tanΦ ・・・ (7)

図５において、進角値Φ１，Φ２，Φ３，Φ４の大小関係は、下記（８）式で示される。 In FIG. 5, the magnitude relation of the advance angles Φ1, Φ2, Φ3, Φ4 is expressed by the following equation (8).

Φ４＞Φ３＞Φ２＞Φ１＞０・・・（８） Φ4> Φ3> Φ2> Φ1> 0 ... (8)

モータ２０の回転数が高くなると、印加電圧に誘起電圧が近づき、それらの差分電圧値に依存するｑ軸電流が印加できなくなってくる。この場合、モータ２０の各相コイルに流れる電流（以下、「モータ電流」ともいう）も低下することになる。ＥＰＳにおいて同様なことが発生した場合、同回転数域でのアシスト力（アシストトルク）上限が低くなってしまう。よって、必要なアシスト力に見合った差分電圧値を確保する必要がある。 When the rotation speed of the motor 20 increases, the induced voltage approaches the applied voltage, and the q-axis current that depends on the difference voltage value between them cannot be applied. In this case, the current flowing through each phase coil of the motor 20 (hereinafter, also referred to as “motor current”) is also reduced. When the same thing occurs in EPS, the upper limit of the assist force (assist torque) in the same rotation speed range becomes low. Therefore, it is necessary to secure a differential voltage value commensurate with the required assist force.

ところでＥＰＳにおいて印加電圧はバッテリ電圧に依存するため調整が困難である。誘起電圧は負のｄ軸電流を印加することで下げることができる。これを一般に弱め界磁と呼ぶ。弱め界磁を実施した場合、ｑ軸電流が増やせるため高速域でのトルクを増加でき、より高い回転数の出力が可能となる。 By the way, in EPS, it is difficult to adjust the applied voltage because it depends on the battery voltage. The induced voltage can be lowered by applying a negative d-axis current. This is generally called a field weakening. When the field weakening is performed, the q-axis current can be increased, so that the torque in the high speed range can be increased, and the output at a higher rotation speed becomes possible.

図５に示すように、電流指令値演算部３１は、角速度ω_１以上の領域において、進角値Φに応じたｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを算出して出力する。これにより、モータ電流に進角値Φに応じたｄ軸電流が付加される。以下、モータ電流に進角値Φに応じたｄ軸電流を付加する制御を「進角制御」ともいう。 As shown in FIG. 5, the current command value calculation unit 31 calculates and outputs the d-axis current command value Iref corresponding to the advance angle value Φ in the region of the angular velocity ω ₁ or more. As a result, a d-axis current corresponding to the advance angle value Φ is added to the motor current. Hereinafter, the control of adding the d-axis current according to the advance angle value Φ to the motor current is also referred to as “advance angle control”.

ＥＰＳでは、運転者のハンドル操作に応じてモータ２０の角速度ωが変化する。 In EPS, the angular velocity ω of the motor 20 changes according to the steering wheel operation of the driver.

図５及び（８）式に示すように、角速度ω_１以上の領域において、モータ２０の角速度ωに応じてモータ電流進角値Φを段階的に設定することで、より高速域でのアシスト力を提供できる。 As shown in FIGS. 5 and (8), by setting the motor current advance value Φ stepwise according to the angular velocity ω of the motor 20 in the region of the angular velocity ω ₁ or more, the assist force in the higher speed range is set. Can be provided.

なお、図５及び（８）式では、角速度ω_１以上の領域において、モータ２０の角速度ωに応じて進角値Φを段階的に設定する例を示したが、角速度ω_１以上の領域において、モータ２０の角速度ωに応じて進角値Φを連続的に変化させる構成であっても良い。換言すれば、角速度ω_１以上の領域において、モータ２０の角速度ωが大きいほど進角値Φを大きくする態様であっても良い。また、角速度ω_１の値は、モータ２０の特性に合わせた所定値とすれば良い。 In the FIG. 5 and (8), an angular velocity omega ₁ or more regions, an example of setting the advance angle Φ stepwise in response to the angular velocity omega of the motor 20, an angular velocity omega ₁ or more regions , The advance angle value Φ may be continuously changed according to the angular velocity ω of the motor 20. In other words, in a region where the angular velocity ω ₁ or more, the larger the angular velocity ω of the motor 20, the larger the advance value Φ may be. Further, the value of the angular velocity ω ₁ may be a predetermined value according to the characteristics of the motor 20.

一方、図５に示す例では、角速度ω_１未満の領域、すなわちモータの角速度ωが比較的小さい低回転領域では、進角値Φ＝０としている。換言すれば、角速度ω_１未満の領域では、進角制御を行っていない。モータ２０の角速度ωが比較的小さい低回転領域では、モータ２０の各相コイルのインダクタンス成分による影響が小さくなり、モータ電流の位相遅れが小さくなる。このため、一般に、モータ２０の角速度ωが比較的小さい低回転領域では、モータ電流の位相遅れを補償するための進角制御を行う必要性は低い。 On the other hand, in the example shown in FIG. 5, the advance angle value Φ = 0 is set in the region where the angular velocity ω is less than ₁ , that is, in the low rotation region where the angular velocity ω of the motor is relatively small. In other words, the advance angle control is not performed in the region where the angular velocity is less than ω ₁ . In the low rotation region where the angular velocity ω of the motor 20 is relatively small, the influence of the inductance component of each phase coil of the motor 20 becomes small, and the phase delay of the motor current becomes small. Therefore, in general, in a low rotation region where the angular velocity ω of the motor 20 is relatively small, there is little need to perform advance angle control for compensating for the phase delay of the motor current.

一方、ＥＰＳ用のモータ２０は、例えば、ハンドル１の切り始め等の低角速度領域において、モータ２０の各相コイルに比較的大きな電流が流れることが想定される。特に、ＥＰＳ用のモータ２０は小型化が要求されるため、ピーク電流においてモータ２０の磁気回路が磁気飽和して鎖交磁束波形に歪みが生じ、トルクリップルが増加する可能性がある。 On the other hand, in the motor 20 for EPS, it is assumed that a relatively large current flows through each phase coil of the motor 20 in a low angular velocity region such as the start of turning of the handle 1. In particular, since the motor 20 for EPS is required to be miniaturized, the magnetic circuit of the motor 20 may be magnetically saturated at the peak current, the interlinkage magnetic flux waveform may be distorted, and the torque ripple may increase.

図６は、モータの各相コイルに流れる相電流の波高値に対応した鎖交磁束波形を示す図である。図６に示す例では、モータ２０の電気角を横軸に示し、鎖交磁束値を縦軸に示している。なお、図６では、一例としてｕ相電流Ｉｍｕの波高値Ｉｍｕ（ｐｅａｋ）が０［Ａ］、１０［Ａ］、２０［Ａ］、２５［Ａ］、３０［Ａ］である場合のｕ相鎖交磁束波形を示している。 FIG. 6 is a diagram showing an interlinkage magnetic flux waveform corresponding to the peak value of the phase current flowing through each phase coil of the motor. In the example shown in FIG. 6, the electric angle of the motor 20 is shown on the horizontal axis, and the interlinkage magnetic flux value is shown on the vertical axis. In FIG. 6, as an example, the u-phase when the peak value Imu (peak) of the u-phase current Imu is 0 [A], 10 [A], 20 [A], 25 [A], and 30 [A]. The interlinkage magnetic flux waveform is shown.

図７は、モータの各相コイルに流れる相電流の波高値に対応したトルクリップル波形を示す図である。図７に示す例では、モータ２０の電気角を横軸に示し、トルクリップルのスケール値を縦軸に示している。なお、図７では、一例としてｕ相電流Ｉｍｕの波高値Ｉｍｕ（ｐｅａｋ）が０［Ａ］、１０［Ａ］、２０［Ａ］、２５［Ａ］、３０［Ａ］である場合のトルクリップル波形を示している。 FIG. 7 is a diagram showing a torque ripple waveform corresponding to the peak value of the phase current flowing through each phase coil of the motor. In the example shown in FIG. 7, the electric angle of the motor 20 is shown on the horizontal axis, and the scale value of the torque ripple is shown on the vertical axis. In FIG. 7, as an example, the torque ripple when the peak value Imu (peak) of the u-phase current Imu is 0 [A], 10 [A], 20 [A], 25 [A], and 30 [A]. The waveform is shown.

図８は、モータの各相コイルに流れる相電流の波高値とトルクリップルとの関係を示す図である。図８に示す例では、一例としてｕ相電流Ｉｍｕの波高値Ｉｍｕ（ｐｅａｋ）を横軸に示し、トルクリップルを縦軸に示している。 FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the peak value of the phase current flowing through each phase coil of the motor and the torque ripple. In the example shown in FIG. 8, as an example, the peak value Imu (peak) of the u-phase current Imu is shown on the horizontal axis, and the torque ripple is shown on the vertical axis.

図９は、モータの各相コイルに流れる相電流の波高値と負荷トルクに対するリップル比との関係を示す図である。図９に示す例では、一例としてｕ相電流Ｉｍｕの波高値Ｉｍｕ（ｐｅａｋ）を横軸に示し、負荷トルクに対するリップル比を縦軸に示している。 FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the peak value of the phase current flowing through each phase coil of the motor and the ripple ratio with respect to the load torque. In the example shown in FIG. 9, the peak value Imu (peak) of the u-phase current Imu is shown on the horizontal axis, and the ripple ratio to the load torque is shown on the vertical axis.

図１０は、モータの各相コイルに流れる相電流の波高値と負荷トルクの平均値との関係を示す図である。図１０に示す例では、一例としてｕ相電流Ｉｍｕの波高値Ｉｍｕ（ｐｅａｋ）を横軸に示し、負荷トルクの平均値Ｔ（ａｖｅ）を縦軸に示している。なお、図１０では、モータ２０の磁気回路の磁気飽和により鎖交磁束波形に歪みが生じない場合の理想値を破線で示している。 FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the peak value of the phase current flowing through each phase coil of the motor and the average value of the load torque. In the example shown in FIG. 10, as an example, the peak value Imu (peak) of the u-phase current Imu is shown on the horizontal axis, and the average value T (ave) of the load torque is shown on the vertical axis. In FIG. 10, the ideal value when the interlinkage magnetic flux waveform is not distorted due to the magnetic saturation of the magnetic circuit of the motor 20 is shown by a broken line.

図１１は、モータの各相コイルに流れる相電流の波高値と負荷トルクの平均値との比率を示す図である。図１１に示す例では、一例としてｕ相電流Ｉｍｕの波高値Ｉｍｕ（ｐｅａｋ）を横軸に示し、ｕ相電流Ｉｍｕの波高値Ｉｍｕ（ｐｅａｋ）と負荷トルクの平均値Ｔ（ａｖｅ）との比率を縦軸に示している。なお、図１１では、ｕ相電流Ｉｍｕの波高値Ｉｍｕ（ｐｅａｋ）が１０［Ａ］であるときの負荷トルクの平均値Ｔ（ａｖｅ）との比率を１００［％］とした値を例示している。 FIG. 11 is a diagram showing the ratio of the peak value of the phase current flowing through each phase coil of the motor to the average value of the load torque. In the example shown in FIG. 11, as an example, the peak value Imu (peak) of the u-phase current Imu is shown on the horizontal axis, and the ratio of the peak value Imu (peak) of the u-phase current Imu to the average value T (ave) of the load torque. Is shown on the vertical axis. Note that FIG. 11 illustrates a value in which the ratio of the u-phase current Imu to the average value T (ave) of the load torque when the peak value Imu (peak) is 10 [A] is 100 [%]. There is.

図６に示すように、相電流の波高値が０［Ａ］、１０［Ａ］では、鎖交磁束波形が略正弦波状となっているのに対し、相電流の波高値が２０［Ａ］、２５［Ａ］、３０［Ａ］では、モータ２０の磁気回路の磁気飽和により鎖交磁束波形に歪みが生じている。この鎖交磁束波形の歪みは、相電流のピークにおいて特に顕著に現れる。このため、図７から図９に示すように、相電流の波高値が２０［Ａ］、２５［Ａ］、３０［Ａ］と大きくなるにつれて、トルクリップルが大きくなっている。このトルクリップルが大きくなる領域、すなわち、モータ２０の磁気回路に磁気飽和が生じる領域は、図１０及び図１１に示すように、負荷トルクが理想値から低下する高負荷領域と一致し、相電流の波高値が２０［Ａ］、２５［Ａ］、３０［Ａ］と大きくなるにつれて、理想値に対する負荷トルクの低下が大きくなっている。 As shown in FIG. 6, when the peak value of the phase current is 0 [A] and 10 [A], the interlinkage magnetic flux waveform is substantially sinusoidal, whereas the peak value of the phase current is 20 [A]. In 25 [A] and 30 [A], the interlinkage magnetic flux waveform is distorted due to the magnetic saturation of the magnetic circuit of the motor 20. This distortion of the interlinkage flux waveform is particularly noticeable at the peak of the phase current. Therefore, as shown in FIGS. 7 to 9, the torque ripple increases as the peak value of the phase current increases to 20 [A], 25 [A], and 30 [A]. The region where the torque ripple becomes large, that is, the region where magnetic saturation occurs in the magnetic circuit of the motor 20, coincides with the high load region where the load torque decreases from the ideal value as shown in FIGS. 10 and 11, and the phase current As the peak value of the above increases to 20 [A], 25 [A], and 30 [A], the decrease in load torque with respect to the ideal value increases.

ここで、上述した進角制御、すなわち、モータ電流にｄ軸電流を付加する制御は、一般に弱め界磁制御とも呼ばれる。この弱め界磁制御は、誘起電圧を抑制し、その結果として鎖交磁束を減少させる。本発明者は、モータ２０の角速度ωが比較的小さく、且つモータ電流が大きい磁気飽和領域において進角制御を行うことで、高負荷領域におけるトルクリップルを抑制できることを知見した。 Here, the advance angle control described above, that is, the control of adding the d-axis current to the motor current, is generally also referred to as field weakening control. This field weakening control suppresses the induced voltage and, as a result, reduces the interlinkage flux. The present inventor has found that torque ripple can be suppressed in a high load region by performing advance angle control in a magnetic saturation region where the angular velocity ω of the motor 20 is relatively small and the motor current is large.

図１２は、磁気飽和領域において進角値を変化させたときの鎖交磁束波形を示す図である。図１２に示す例では、モータ２０の電気角を横軸に示し、鎖交磁束値を縦軸に示している。なお、図１２では、進角値をモータ２０の電気角で０［ｄｅｇ］、１０［ｄｅｇ］、１５［ｄｅｇ］、２０［ｄｅｇ］、２５［ｄｅｇ］、３０［ｄｅｇ］、３５［ｄｅｇ］、４０［ｄｅｇ］とした場合のｕ相鎖交磁束波形を示している。 FIG. 12 is a diagram showing an interlinkage magnetic flux waveform when the advance angle value is changed in the magnetic saturation region. In the example shown in FIG. 12, the electric angle of the motor 20 is shown on the horizontal axis, and the interlinkage magnetic flux value is shown on the vertical axis. In FIG. 12, the advance value is set to 0 [deg], 10 [deg], 15 [deg], 20 [deg], 25 [deg], 30 [deg], 35 [deg] with respect to the electric angle of the motor 20. , 40 [deg] shows the u-phase interlinkage magnetic flux waveform.

図１３は、磁気飽和領域において進角値を変化させたときのトルクリップル波形を示す図である。図１３に示す例では、モータ２０の電気角を横軸に示し、トルクリップルのスケール値を縦軸に示している。なお、図１３では、進角値をモータ２０の電気角で０［ｄｅｇ］、１０［ｄｅｇ］、１５［ｄｅｇ］、２０［ｄｅｇ］、２５［ｄｅｇ］、３０［ｄｅｇ］、３５［ｄｅｇ］、４０［ｄｅｇ］とした場合のトルクリップル波形を示している。 FIG. 13 is a diagram showing a torque ripple waveform when the advance angle value is changed in the magnetic saturation region. In the example shown in FIG. 13, the electric angle of the motor 20 is shown on the horizontal axis, and the scale value of the torque ripple is shown on the vertical axis. In FIG. 13, the advance value is set to 0 [deg], 10 [deg], 15 [deg], 20 [deg], 25 [deg], 30 [deg], and 35 [deg] with respect to the electric angle of the motor 20. , 40 [deg] shows the torque ripple waveform.

図１４は、磁気飽和領域において進角値を変化させたときのトルクリップル値を示す図である。図１４に示す例では、トルクリップル値を縦軸に示している。なお、図１４では、進角値をモータ２０の電気角で０［ｄｅｇ］、１０［ｄｅｇ］、１５［ｄｅｇ］、２０［ｄｅｇ］、２５［ｄｅｇ］、３０［ｄｅｇ］、３５［ｄｅｇ］、４０［ｄｅｇ］とした場合のトルクリップル値を示している。 FIG. 14 is a diagram showing a torque ripple value when the advance angle value is changed in the magnetic saturation region. In the example shown in FIG. 14, the torque ripple value is shown on the vertical axis. In FIG. 14, the advance value is set to 0 [deg], 10 [deg], 15 [deg], 20 [deg], 25 [deg], 30 [deg], and 35 [deg] with respect to the electric angle of the motor 20. , 40 [deg] shows the torque ripple value.

図１５は、磁気飽和領域において進角値を変化させたときの負荷トルクの平均値を示す図である。図１５に示す例では、負荷トルクの平均値を縦軸に示している。なお、図１５では、進角値をモータ２０の電気角で０［ｄｅｇ］、１０［ｄｅｇ］、１５［ｄｅｇ］、２０［ｄｅｇ］、２５［ｄｅｇ］、３０［ｄｅｇ］、３５［ｄｅｇ］、４０［ｄｅｇ］とした場合の負荷トルクの平均値を示している。 FIG. 15 is a diagram showing an average value of load torque when the advance angle value is changed in the magnetic saturation region. In the example shown in FIG. 15, the average value of the load torque is shown on the vertical axis. In FIG. 15, the advance value is set to 0 [deg], 10 [deg], 15 [deg], 20 [deg], 25 [deg], 30 [deg], 35 [deg] with respect to the electric angle of the motor 20. , 40 [deg], the average value of the load torque is shown.

図１６は、磁気飽和領域において進角値を変化させたときの負荷トルクに対するトルクリップルの比率を示す図である。図１６に示す例では、負荷トルクに対するトルクリップルの比率を縦軸に示している。なお、図１６では、進角値をモータ２０の電気角で０［ｄｅｇ］、１０［ｄｅｇ］、１５［ｄｅｇ］、２０［ｄｅｇ］、２５［ｄｅｇ］、３０［ｄｅｇ］、３５［ｄｅｇ］、４０［ｄｅｇ］とした場合の負荷トルクに対するトルクリップルの比率を示している。 FIG. 16 is a diagram showing the ratio of torque ripple to the load torque when the advance angle value is changed in the magnetic saturation region. In the example shown in FIG. 16, the ratio of torque ripple to load torque is shown on the vertical axis. In FIG. 16, the advance value is set to 0 [deg], 10 [deg], 15 [deg], 20 [deg], 25 [deg], 30 [deg], and 35 [deg] with respect to the electric angle of the motor 20. , 40 [deg] shows the ratio of torque ripple to load torque.

図１７は、実施形態に係る進角制御の概念図である。図１７に示す例では、負荷トルクを横軸に示し、電流値を縦軸に示している。図１７では、磁気飽和領域においてモータ２０の角速度ωを一定値とした場合のｄ軸電流Ｉｍｄ及びｑ軸電流Ｉｍｑの負荷トルクに対する変化を示している。なお、図１７に示す例では、実施形態に係る進角制御を行わない場合のｄ軸電流Ｉｍｄを破線で示している。 FIG. 17 is a conceptual diagram of advance angle control according to the embodiment. In the example shown in FIG. 17, the load torque is shown on the horizontal axis and the current value is shown on the vertical axis. FIG. 17 shows changes in the d-axis current Imd and the q-axis current Imq with respect to the load torque when the angular velocity ω of the motor 20 is set to a constant value in the magnetic saturation region. In the example shown in FIG. 17, the d-axis current Imd when the advance angle control according to the embodiment is not performed is shown by a broken line.

図１２に示すように、進角値が０［ｄｅｇ］、１０［ｄｅｇ］、１５［ｄｅｇ］、２０［ｄｅｇ］、２５［ｄｅｇ］、３０［ｄｅｇ］、３５［ｄｅｇ］、４０［ｄｅｇ］と大きくなるにつれて、鎖交磁束のピークが小さくなっている。また、図１３及び図１４に示すように、進角値が２５［ｄｅｇ］のときにトルクリップルが最も小さくなっている。つまり、図１２に示す例において、進角値が２５［ｄｅｇ］のときに鎖交磁束波形が最も正弦波状に近くなっていることを示している。 As shown in FIG. 12, the advance value is 0 [deg], 10 [deg], 15 [deg], 20 [deg], 25 [deg], 30 [deg], 35 [deg], 40 [deg]. As the value increases, the peak of the interlinkage magnetic flux decreases. Further, as shown in FIGS. 13 and 14, the torque ripple is the smallest when the advance angle value is 25 [deg]. That is, in the example shown in FIG. 12, it is shown that the interlinkage magnetic flux waveform is closest to the sinusoidal shape when the advance angle value is 25 [deg].

また、上述したように、モータ２０の磁気回路に磁気飽和が生じる領域では、モータ電流が大きくなるにつれてトルクリップルが大きくなる。このため、本実施形態では、図１７に示すように、高負荷領域（図中において負荷トルクがＴ以上となる領域）では、負荷トルクの上昇に応じた進角制御を行う。すなわち、負荷トルクの上昇に応じて、ｄ軸電流Ｉｍｄが大きくなるように制御する。 Further, as described above, in the region where magnetic saturation occurs in the magnetic circuit of the motor 20, the torque ripple increases as the motor current increases. Therefore, in the present embodiment, as shown in FIG. 17, in the high load region (the region where the load torque is T or more in the figure), the advance angle control is performed according to the increase in the load torque. That is, the d-axis current Imd is controlled to increase as the load torque increases.

一方、図１２に示すように、進角値が０［ｄｅｇ］、１０［ｄｅｇ］、１５［ｄｅｇ］、２０［ｄｅｇ］、２５［ｄｅｇ］、３０［ｄｅｇ］、３５［ｄｅｇ］、４０［ｄｅｇ］と大きくなり、鎖交磁束のピークが小さくなるにつれて、図１５に示すように、負荷トルクは小さくなっている。本実施形態では、上述したように、モータ２０として、突極比が１に近いＳＰＭモータを用いることで、進角制御によるリラクタンストルクの影響を受け難く、進角値が大きくなるに従い鎖交磁束のピークが小さくなることによって負荷トルクが低下する。このため、負荷トルクの低下と、図１６に示す負荷トルクに対するトルクリップルの比率とのバランスを考慮して、進角値を設定することが望ましい。 On the other hand, as shown in FIG. 12, the advance values are 0 [deg], 10 [deg], 15 [deg], 20 [deg], 25 [deg], 30 [deg], 35 [deg], 40 [deg]. As the peak of the interlinkage magnetic flux becomes smaller, the load torque becomes smaller as shown in FIG. In the present embodiment, as described above, by using the SPM motor having a salient pole ratio close to 1 as the motor 20, it is less likely to be affected by the reluctance torque due to the advance angle control, and the interlinkage magnetic flux increases as the advance angle value increases. The load torque is reduced by reducing the peak of. Therefore, it is desirable to set the advance angle value in consideration of the balance between the decrease in load torque and the ratio of torque ripple to the load torque shown in FIG.

以下、実施形態に係る進角制御の具体例について説明する。図１８は、図１７に示す進角制御の概念を電流指令値演算部における進角設定マップに適用した例を示す図である。 Hereinafter, a specific example of the advance angle control according to the embodiment will be described. FIG. 18 is a diagram showing an example in which the concept of advance angle control shown in FIG. 17 is applied to an advance angle setting map in the current command value calculation unit.

図１８において、進角値Φ５，Φ６の大小関係は、下記（９）式で示される。 In FIG. 18, the magnitude relation of the advance angles Φ5 and Φ6 is shown by the following equation (9).

Φ６＞Φ５＞０・・・（９） Φ6> Φ5> 0 ... (9)

図１８及び（９）式に示すように、本実施形態では、ｑ軸電流ＩｍｑがＩｍｑ_１以上となる領域において、ｑ軸電流Ｉｍｑに応じて鎖交磁束波形を補償する進角値Φを段階的に設定する。ここで、モータ２０の磁気回路に磁気飽和が生じ始めるｑ軸電流Ｉｍｑ_１を設定することで、モータ２０の磁気回路の磁気飽和に伴うトルクリップルを抑制することができる。 As shown in FIGS. 18 and (9), in the present embodiment, in the region where the q-axis current Imq is Imq ₁ or more, the advance angle value Φ that compensates the interlinkage magnetic flux waveform according to the q-axis current Imq is stepped. Set. Here, by setting the q-axis current Imq ₁ at which magnetic saturation starts to occur in the magnetic circuit of the motor 20, torque ripple due to magnetic saturation of the magnetic circuit of the motor 20 can be suppressed.

なお、図１８及び（９）式では、ｑ軸電流ＩｍｑがＩｍｑ_１以上Ｉｍｑ_２未満の領域において進角値Φ＝Φ５、ｑ軸電流ＩｍｑがＩｍｑ_２以上の領域において進角値Φ＝Φ６とした例を示したが、ｑ軸電流ＩｍｑがＩｍｑ_１以上の領域において、ｑ軸電流Ｉｍｑに応じて進角値Φを連続的に変化させる構成であっても良い。換言すれば、ｑ軸電流ＩｍｑがＩｍｑ_１以上の領域において、ｑ軸電流Ｉｍｑが大きいほど進角値Φを大きくする態様であっても良い。また、ｑ軸電流Ｉｍｑ_１，Ｉｍｑ_２の値は、モータ２０の特性に合わせた所定値とすれば良い。 In the equations 18 and (9), the advance value Φ = Φ5 in the region where the q-axis current Imq is ₁ or more and less than Imq ₂ , and the advance value Φ = Φ6 in the region where the q-axis current Imq is Imq ₂ or more. In the region where the q-axis current Imq is ₁ or more, the advance angle value Φ may be continuously changed according to the q-axis current Imq. In other words, in a region where the q-axis current Imq is Imq ₁ or more, the advance value Φ may be increased as the q-axis current Imq is larger. Further, the values of the q-axis currents Imq ₁ and Imq ₂ may be set to predetermined values according to the characteristics of the motor 20.

また、進角値Φ５，Φ６の値は、例えば、図１４から図１６に示す１５［ｄｅｇ］以上３０［ｄｅｇ］以下の範囲に設定することが望ましい。進角値Φを連続的に変化させる構成では、例えば、ｑ軸電流Ｉｍｑが大きいほど進角値Φを０［ｄｅｇ］以上３０［ｄｅｇ］以下の範囲で連続的に変化させることが望ましい。 Further, it is desirable that the advance angle values Φ5 and Φ6 are set in the range of 15 [deg] or more and 30 [deg] or less shown in FIGS. 14 to 16, for example. In the configuration in which the advance value Φ is continuously changed, for example, it is desirable that the advance angle value Φ is continuously changed in the range of 0 [deg] or more and 30 [deg] or less as the q-axis current Imq is larger.

以上説明したように、実施形態に係るモータ制御装置１００は、モータ２０を２相フィードバック式のベクトル制御で駆動する。モータ制御装置１００は、モータ２０に対するトルク指令値Ｔｒｅｆ及びモータ２０のｑ軸電流Ｉｍｑに基づき、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ及びｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆを算出する電流指令値演算部３１を備える。電流指令値演算部３１は、トルク指令値Ｔｒｅｆに応じたｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆを算出すると共に、モータ２０のｑ軸電流Ｉｍｑの増加に応じてｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを大きくする進角制御を行う。 As described above, the motor control device 100 according to the embodiment drives the motor 20 by a two-phase feedback type vector control. The motor control device 100 includes a current command value calculation unit 31 that calculates the d-axis current command value Iref and the q-axis current command value Iqref based on the torque command value Tref for the motor 20 and the q-axis current Imq of the motor 20. The current command value calculation unit 31 calculates the q-axis current command value Iqref according to the torque command value Tref, and advances angle control that increases the d-axis current command value Idref according to the increase in the q-axis current Imq of the motor 20. I do.

上記構成により、モータ２０の磁気回路が磁気飽和することによって生じるトルクリップルを抑制することができる。 With the above configuration, torque ripple caused by magnetic saturation of the magnetic circuit of the motor 20 can be suppressed.

上記のように構成されたモータ制御装置１００は、突極比が１以上１．２以下のモータ２０を制御対象とすることで、モータ２０の駆動範囲の全域に亘り、トルクリップルを抑制した運用が可能となる。 The motor control device 100 configured as described above controls the motor 20 having a salient pole ratio of 1 or more and 1.2 or less, thereby suppressing torque ripple over the entire drive range of the motor 20. Is possible.

また、ｑ軸電流Ｉｍｑがモータ２０の磁気回路に磁気飽和が生じ始める所定値（図１８に示す例では、Ｉｍｑ_１）以上となる領域においてｄ軸電流Ｉｍｄを付加する進角制御を行うことで、モータ２０の磁気回路の磁気飽和に伴うトルクリップルを抑制することができる。 Further, by performing advance angle control in which the d-axis current Imd is added in a region where the q-axis current Imq is equal to or higher than a predetermined value (Imq _{1 in the} example shown in FIG. 18) at which magnetic saturation starts to occur in the magnetic circuit of the motor 20. , Torque ripple due to magnetic saturation of the magnetic circuit of the motor 20 can be suppressed.

また、電流指令値演算部３１において、少なくともｑ軸電流Ｉｍｑに対応した進角値Φが設定された進角設定マップに基づき、ｑ軸電流Ｉｍｑに応じた進角値Φを求め、下記式を用いてｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを算出する。 Further, in the current command value calculation unit 31, the advance angle value Φ corresponding to the q-axis current Imq is obtained based on the advance angle setting map in which the advance angle value Φ corresponding to at least the q-axis current Imq is set, and the following equation is used. The d-axis current command value Iref is calculated using this.

Ｉｄｒｅｆ＝Ｉｑｒｅｆ・ｔａｎΦ Idref = Iqref ・ tanΦ

また、実施形態に係る電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）は、上述したモータ制御装置を適用することで、ハンドル１に伝わるトルクムラを小さくすることができ、ハンドル操作の正確性を高めることができる。また、トルクリップルに起因する振動や騒音を抑制した快適な操舵感を得ることができる。また、ＥＰＳに搭載するモータ２０の小型化が可能となる。 Further, in the electric power steering device (EPS) according to the embodiment, by applying the motor control device described above, the torque unevenness transmitted to the steering wheel 1 can be reduced, and the accuracy of the steering wheel operation can be improved. In addition, a comfortable steering feeling can be obtained by suppressing vibration and noise caused by torque ripple. In addition, the motor 20 mounted on the EPS can be miniaturized.

また、実施形態に係るモータ制御方法は、突極比が１以上１．２以下のモータ２０を２相フィードバック式のベクトル制御で駆動する構成において、モータ２０に対するトルク指令値Ｔｒｅｆに応じたｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆを算出すると共に、モータ２０のｑ軸電流Ｉｍｑが所定値（図１８に示す例では、Ｉｍｑ_１）以上となる領域において、ｑ軸電流Ｉｍｑの増加に応じてｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆを大きくする進角制御を行う。 Further, the motor control method according to the embodiment is a configuration in which the motor 20 having a salient pole ratio of 1 or more and 1.2 or less is driven by a two-phase feedback type vector control, and the q-axis corresponding to the torque command value Tref for the motor 20. The current command value Iqref is calculated, and in the region where the q-axis current Imq of the motor 20 is equal to or higher than a predetermined value (Imq _{1 in the} example shown in FIG. 18), the d-axis current command value is increased according to the increase in the q-axis current Imq. Advance angle control is performed to increase the Idref.

これにより、モータ２０の磁気回路が磁気飽和することによって生じるトルクリップルを抑制することができ、モータ２０の駆動範囲の全域に亘り、トルクリップルを抑制した運用が可能となる。 As a result, the torque ripple caused by the magnetic saturation of the magnetic circuit of the motor 20 can be suppressed, and the operation in which the torque ripple is suppressed over the entire drive range of the motor 20 becomes possible.

なお、上述で使用した図は、本開示に関して定性的な説明を行うための概念図であり、これらに限定されるものではない。また、上述の実施形態は本開示の好適な実施の一例ではあるが、これに限定されるものではなく、本開示の要旨を逸脱しない範囲において種々変形実施可能である。また、ハンドルと、モータ又は反力モータの間に任意のバネ定数を有する機構であれば、トーションバーに限定しなくても良い。 The figures used above are conceptual diagrams for qualitatively explaining the present disclosure, and are not limited thereto. Further, the above-described embodiment is an example of a preferred embodiment of the present disclosure, but the present invention is not limited to this, and various modifications can be implemented without departing from the gist of the present disclosure. Further, as long as the mechanism has an arbitrary spring constant between the handle and the motor or the reaction force motor, the mechanism may not be limited to the torsion bar.

１ハンドル
２コラム軸
２Ａトーションバー
３減速機構
４ａ、４ｂユニバーサルジョイント
５ピニオンラック機構
６ａ，６ｂタイロッド
７ａ，７ｂハブユニット
８Ｌ，８Ｒ操向車輪
１０トルクセンサ
１１イグニションキー
１２車速センサ
１３バッテリ
１４舵角センサ
２０モータ
２１回転センサ
３０コントロールユニット（ＥＣＵ）
３１電流指令値演算部
３２，３２ｄ，３２ｑ減算部
３３ＰＩ制御部
３４２相／３相変換部
３５ＰＷＭ制御部
３６インバータ
３６Ａ電流検出部
３７３相／２相変換部
３８角速度演算部
１００モータ制御装置
１００１ＣＰＵ
１００２ＲＯＭ
１００３ＲＡＭ
１００４ＥＥＰＲＯＭ
１００５インターフェース
１００６Ａ／Ｄ変換器
１００７ＰＷＭコントローラ
１１００制御用コンピュータ（ＭＣＵ）
Ｉｄｒｅｆｄ軸電流指令値
Ｉｑｒｅｆｑ軸電流指令値
Ｉｍｄｄ軸電流
Ｉｍｑ，Ｉｍｑ_１，Ｉｍｑ_２ｑ軸電流
Ｉｍｕｕ相電流
Ｉｍｖｖ相電流
Ｉｍｗｗ相電流
Ｖｄｒｅｆｄ軸電圧指令値
Ｖｑｒｅｆｑ軸電圧指令値
Ｖｕｒｅｆｕ相電圧指令値
Ｖｖｒｅｆｖ相電圧指令値
Ｖｗｒｅｆｗ相電圧指令値
ΔＩｄｄ軸電流偏差
ΔＩｑｑ軸電流偏差
θｅ電気角（モータ）
ω，ω_１角速度（モータ）
Φ，Φ１，Φ２，Φ３，Φ４，Φ５，Φ６進角値 1 Handle 2 Column shaft 2A Torque bar 3 Deceleration mechanism 4a, 4b Universal joint 5 Pinion rack mechanism 6a, 6b Tie rod 7a, 7b Hub unit 8L, 8R Steering wheel 10 Torque sensor 11 Ignition key 12 Vehicle speed sensor 13 Battery 14 Steering angle sensor 20 Motor 21 Rotation sensor 30 Control unit (ECU)
31 Current command value calculation unit 32, 32d, 32q Subtraction unit 33 PI control unit 34 2-phase / 3-phase conversion unit 35 PWM control unit 36 Inverter 36A Current detection unit 37 3-phase / 2-phase conversion unit 38 Angle speed calculation unit 100 Motor control Device 1001 CPU
1002 ROM
1003 RAM
1004 EEPROM
1005 Interface 1006 A / D Converter 1007 PWM Controller 1100 Control Computer (MCU)
Idref d-axis current command value Iqref q-axis current command value Imd d-axis current Imq, Imq ₁ , Imq ₂ q-axis current Imu u-phase current Imv v-phase current Imw w-phase current Vdref d-axis voltage command value Vqref q-axis voltage Vuref u-phase voltage command value Vvref v-phase voltage command value Vwref w-phase voltage command value ΔId d-axis current deviation ΔIq q-axis current deviation θe Electric angle (motor)
ω, ω ₁ angular velocity (motor)
Φ, Φ1, Φ2, Φ3, Φ4, Φ5, Φ6 advance value

Claims

A motor control device that drives a motor with two-phase feedback vector control.
A current command value calculation unit that calculates a d-axis current command value and a q-axis current command value based on the torque command value for the motor and the q-axis current of the motor is provided.
The current command value calculation unit
A motor control device that calculates the q-axis current command value according to the torque command value and controls the advance angle to increase the d-axis current command value according to the increase in the q-axis current.

The motor control device according to claim 1, wherein the salient pole ratio of the motor is 1 or more and 1.2 or less.

The current command value calculation unit
The motor control device according to claim 1 or 2, wherein the advance angle control is performed in a region where the q-axis current is equal to or higher than a predetermined value.

The current command value calculation unit
Based on the advance angle setting map in which at least the advance angle value corresponding to the q-axis current is set, the advance angle value corresponding to the q-axis current is obtained, the q-axis current command value is Iqref, and the d-axis current command is The motor control device according to any one of claims 1 to 3, wherein the d-axis current command value is calculated using the following formula when the value is Iref and the advance value is Φ.
Idref = Iqref ・ tanΦ

The current command value calculation unit
The motor control device according to claim 4, wherein the advance angle value is set in the range of 0 [deg] or more and 30 [deg] or less.

The motor control device according to any one of claims 1 to 5 is provided.
The motor is an electric power steering device provided on the column shaft of the steering wheel to assist the steering force of the steering wheel.

This is a motor control method that drives a motor with a salient pole ratio of 1 or more and 1.2 or less by two-phase feedback type vector control.
The q-axis current command value corresponding to the torque command value for the motor is calculated, and the d-axis current command value is increased according to the increase in the q-axis current in the region where the q-axis current of the motor is equal to or higher than a predetermined value. A motor control method that controls the advance angle.