JP2020150574A - Bidirectional insulating dc-dc converter and control method - Google Patents

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Abstract

To provide a technique capable of contributing to improvement in control response of a bidirectional converter or protection of components.SOLUTION: A current detection value detected from between a first converter section 4 at a primary side of a DAB circuit 100 and a primary side of a transformer 8 or a current detection value detected from between a second converter section 10 at a secondary side of the DAB circuit 100 and a secondary side of the transformer 8 is applied. Gate signals G-5 and G-12 for switches 5a-5d and 12a-12d in the first and second converter sections 4 and 10 are generated based on the current detection value and a triangular wave carrier signal. The current detection value is sampled in timing of any one of a bottom side of a valley part and a top side of a crest part in the triangular wave carrier signal.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータおよび制御方法に係るものであって、例えば双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの変換効率に貢献可能な技術に関するものである。 The present invention relates to a bidirectionally insulated DC-DC converter and a control method, and relates to, for example, a technique capable of contributing to the conversion efficiency of a bidirectionally insulated DC-DC converter.

種々の分野で適用（例えばバッテリシミュレータ等の産業用機器に適用）されている直流電源装置の一例として、２つの直流電源（後述の図１では第１，第２直流電源１，２）間を双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、単に双方向コンバータと適宜称する）により電力伝送（双方向に電力伝送）する構成がある。 As an example of a DC power supply device applied in various fields (for example, applied to industrial equipment such as a battery simulator), between two DC power supplies (first and second DC power supplies 1 and 2 in FIG. 1 described later) There is a configuration in which power is transmitted (power transmission in both directions) by a bidirectional isolated DC-DC converter (hereinafter, simply referred to as a bidirectional converter).

電力伝送においては、例えば直流電源装置の一次側直流電力をスイッチング素子等により交流電力に変換してトランス一次側に流し、当該トランス二次側に伝送された交流電力をスイッチング素子により整流して直流電力に変換することが挙げられる。 In power transmission, for example, the primary side DC power of a DC power supply device is converted into AC power by a switching element or the like and passed to the transformer primary side, and the AC power transmitted to the transformer secondary side is rectified by the switching element and DC. Conversion to electric power can be mentioned.

トランスは、体積が印加電圧の周波数に依存することから、当該周波数が高い構成とした場合には、小型化することが可能となる。しかしながら、前述のようにスイッチング素子により電力を変換する場合に発生し得るスイッチング損失は、周波数にほぼ比例するものである。このため、双方向コンバータにおいて単に周波数が高くなるような構成にした場合には、当該双方向コンバータの損失が増大してしまうおそれがある。 Since the volume of the transformer depends on the frequency of the applied voltage, it is possible to reduce the size of the transformer when the frequency is high. However, the switching loss that can occur when power is converted by the switching element as described above is substantially proportional to the frequency. Therefore, if the bidirectional converter is configured so that the frequency is simply increased, the loss of the bidirectional converter may increase.

近年、双方向コンバータの１スイッチングあたりのスイッチング損失を低減したり、当該双方向コンバータの小型化と低損失化を両立させる構成として、Ｄｕａｌ Ａｃｔｉｖｅ Ｂｒｉｄｇｅ方式によるものが研究されている（例えば、非特許文献１参照）。 In recent years, a dual active bridge method has been studied as a configuration for reducing the switching loss per switching of a bidirectional converter and achieving both miniaturization and low loss of the bidirectional converter (for example, non-patent). Reference 1).

このＤｕａｌ Ａｃｔｉｖｅ Ｂｒｉｄｇｅ方式の双方向コンバータは、双方向に電圧変換可能な一対のコンバータ部（後述の図９では第１，第２コンバータ部４，１０）がトランス等によって結合された結合回路（以下、単にＤＡＢ回路と適宜称する）を備えている。そして、ＤＡＢ回路の各コンバータ部のスイッチング素子において、それぞれゲート信号を出力して適宜スイッチング制御することにより、当該各コンバータ部間で所望の電力伝送ができるような構成とばっている。また、スイッチング素子に対してコンデンサを並列接続したり、トランスに対してリアクトルを直列接続した構成もある。 This Dual Active Bridge type bidirectional converter is a coupling circuit (hereinafter referred to as a coupling circuit) in which a pair of converter units capable of bidirectional voltage conversion (first and second converter units 4 and 10 in FIG. 9 described later) are coupled by a transformer or the like. , Simply referred to as a DAB circuit). Then, in the switching element of each converter unit of the DAB circuit, a gate signal is output and switching control is appropriately performed, so that desired power transmission can be performed between the converter units. There is also a configuration in which a capacitor is connected in parallel to a switching element or a reactor is connected in series to a transformer.

また、スイッチング素子のデッドタイム中にコンデンサとリアクトルによる共振現象を利用し、スイッチング素子の印加電圧をゼロにしてゼロ電圧スイッチングを図った構成もあり、当該スイッチング素子のターンオン損失をゼロにすることも可能となっている。 In addition, there is also a configuration in which zero voltage switching is achieved by making the applied voltage of the switching element zero by utilizing the resonance phenomenon due to the capacitor and the reactor during the dead time of the switching element, and the turn-on loss of the switching element can be made zero. It is possible.

ところで、双方向コンバータの制御構成においては、例えばＤＡＢ回路二次側の直流出力部（後述の図９では第２平滑コンデンサ１１等）の直流電圧を検出し、その検出結果に基づいて電圧制御するものがある。この電圧制御の場合、外部からの電圧指令どおりの直流電圧を出力できるように、双方向コンバータを動作させることとなる。 By the way, in the control configuration of the bidirectional converter, for example, the DC voltage of the DC output unit (second smoothing capacitor 11 or the like in FIG. 9 described later) on the secondary side of the DAB circuit is detected, and the voltage is controlled based on the detection result. There is something. In the case of this voltage control, the bidirectional converter is operated so that the DC voltage according to the voltage command from the outside can be output.

しかしながら、双方向コンバータの構成部品であるトランスやスイッチング素子は、許容電流が限られているため、前述のように単なる電圧制御による制御構成の場合には、例えば起動時の突入電流や、負荷急変時の電流増大により、当該構成部品の焼損や破壊等の事態を招く可能性がある。 However, transformers and switching elements, which are components of bidirectional converters, have a limited allowable current. Therefore, in the case of a control configuration based on simple voltage control as described above, for example, an inrush current at startup or a sudden change in load The increase in current at that time may cause a situation such as burning or destruction of the component.

このような事態を抑制するものとして、電流制御を適用した制御構成が挙げられる。例えば特許文献１では、ＤＡＢ回路二次側の直流出力部の電流（負荷電流）を検出し、その検出結果に基づいて電流制御をする技術が提案されている。 As a device for suppressing such a situation, a control configuration to which current control is applied can be mentioned. For example, Patent Document 1 proposes a technique of detecting a current (load current) of a DC output unit on the secondary side of a DAB circuit and controlling the current based on the detection result.

山岸達也, 赤木泰文：「ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ／ＳＢＤモジュールを用いた７５０Ｖ，１００ｋＷ，２０ｋＨｚ双方向絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ」， 電気学会論文誌Ｄ， Ｖｏｌ．１３４， Ｎｏ．５， ｐｐ．５４４−５５３（２０１４）．Tatsuya Yamagishi, Hirofumi Akagi: "750V, 100kW, 20kHz bidirectional isolated DC / DC converter using SiC-MOSFET / SBD module", IEEJ Journal D, Vol. 134, No. 5, pp. 544-553 (2014).

特開２０１４−０８７１３４号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2014-087134

非特許文献１や特許文献１に示すような双方向コンバータ（以下、単に従来コンバータと適宜称する）による電力伝送では、例えばＤＡＢ回路一次側のスイッチング素子のスイッチング制御によってトランス一次側に電圧を印加した場合、トランス二次側に電圧が誘導され、その誘導した電圧をＤＡＢ回路二次側のスイッチング素子によって整流する。ＤＡＢ回路二次側の直流出力部にコンデンサ（後述の図１では第２平滑コンデンサ１１）が接続されている場合には、当該整流によってコンデンサが充電されることとなる。 In power transmission by a bidirectional converter (hereinafter, simply referred to as a conventional converter) as shown in Non-Patent Document 1 and Patent Document 1, a voltage is applied to the primary side of the transformer by switching control of the switching element on the primary side of the DAB circuit, for example. In this case, a voltage is induced on the secondary side of the transformer, and the induced voltage is rectified by the switching element on the secondary side of the DAB circuit. When a capacitor (second smoothing capacitor 11 in FIG. 1 described later) is connected to the DC output section on the secondary side of the DAB circuit, the capacitor is charged by the rectification.

ここで、従来コンバータにおいて、トランスの一次側，二次側のリアクトルによるインダクタンスや、コンデンサのキャパシタンスが存在する場合には、前記電力伝送において応答遅れが生じ得る。そして、前記応答遅れの後、ＤＡＢ回路二次側に接続されている負荷（接続機器等）との間の電圧差によって、当該ＤＡＢ回路二次側から負荷等に電流が流れだすこととなる。 Here, in the conventional converter, if the inductance due to the reactors on the primary side and the secondary side of the transformer and the capacitance of the capacitor are present, a response delay may occur in the power transmission. Then, after the response delay, a current flows from the secondary side of the DAB circuit to the load or the like due to the voltage difference with the load (connected device or the like) connected to the secondary side of the DAB circuit.

このような応答遅れを伴う電力伝送では、ＤＡＢ回路一次側をスイッチング制御してからＤＡＢ回路二次側の直流出力部の電流の増加に至るまでには、時間がかかってしまう。すなわち、制御において無駄な時間がかかってしまい、制御応答が遅くなってしまう。 In power transmission with such a response delay, it takes time from switching control of the primary side of the DAB circuit to an increase in the current of the DC output unit on the secondary side of the DAB circuit. That is, it takes a wasteful time in control, and the control response becomes slow.

また、従来コンバータは、トランスの入出力電流等を直接検出していない構成であるため、例えばＤＡＢ回路二次側の短絡などによってトランスに過電流が発生した場合には、当該トランスを保護することが困難となるおそれがある。 In addition, since the conventional converter does not directly detect the input / output current of the transformer, protect the transformer when an overcurrent occurs in the transformer due to a short circuit on the secondary side of the DAB circuit, for example. May be difficult.

本発明は、かかる技術的課題を鑑みてなされたものであって、双方向コンバータの制御応答の向上や構成部品の保護に貢献可能な技術を提供することにある。 The present invention has been made in view of such technical problems, and an object of the present invention is to provide a technique capable of contributing to improvement of control response of a bidirectional converter and protection of components.

この発明の一態様は、トランスを介して結合された第１，第２コンバータ部と、第１，第２コンバータ部による電力伝送の出力電力を制御する制御回路と、を備えた双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータである。 One aspect of the present invention is a bidirectionally insulated type including a first and second converter units coupled via a transformer and a control circuit for controlling the output power of power transmission by the first and second converter units. It is a DC-DC converter.

第１コンバータ部は、第１直流電源とトランスの一次側に接続され、第１，第２半導体スイッチング素子が直列接続された第１スイッチングアームと、第３，第４半導体スイッチング素子が直列接続された第２スイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有し、第２コンバータ部は、第２直流電源とトランスの二次側に接続され、第５，第６半導体スイッチング素子が直列接続された第３スイッチングアームと、第７，第８半導体スイッチング素子が直列接続された第４スイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有する。 The first converter unit is connected to the primary side of the first DC power supply and the transformer, and the first switching arm to which the first and second semiconductor switching elements are connected in series and the third and fourth semiconductor switching elements are connected in series. It has a single-phase full bridge circuit in which the second switching arm and the second switching arm are connected in parallel, the second converter unit is connected to the secondary side of the second DC power supply and the transformer, and the fifth and sixth semiconductor switching elements are connected. It has a single-phase full bridge circuit in which a third switching arm connected in series and a fourth switching arm in which seventh and eighth semiconductor switching elements are connected in series are connected in parallel.

そして、制御回路は、第１コンバータ部とトランスの一次側との間、または第２コンバータ部とトランス二次側との間から検出された電流検出値と、三角波キャリア信号と、に基づいて、第１，第２コンバータ部の各半導体スイッチング素子のゲート信号をそれぞれ生成する、ことを特徴とするものである。 Then, the control circuit is based on the current detection value detected between the first converter unit and the primary side of the transformer, or between the second converter unit and the secondary side of the transformer, and the triangular wave carrier signal. It is characterized in that a gate signal of each semiconductor switching element of the first and second converter units is generated.

また、電流検出値は、三角波キャリア信号における谷部の底側および山部の頂側のうち何れか一方のタイミングでサンプリングしたものであり、制御回路は、前記サンプリングした電流検出値と、第２コンバータ部直流側から検出された電圧検出値と、第２コンバータ部直流側において設定された電圧指令値と、に基づいて位相差指令値を生成し、前記ゲート信号は、前記生成した位相差指令値と、三角波キャリア信号と、に基づいて生成されたものである、ことを特徴しても良い。 Further, the current detection value is sampled at the timing of either the bottom side of the valley portion or the top side of the peak portion in the triangular wave carrier signal, and the control circuit has the sampled current detection value and the second A phase difference command value is generated based on the voltage detection value detected from the DC side of the converter unit and the voltage command value set on the DC side of the second converter unit, and the gate signal is the generated phase difference command. It may be characterized that it is generated based on the value and the triangular wave carrier signal.

また、電流検出値は、三角波キャリア信号の谷部および山部のうち何れか一方において±１／８周期の期間内での複数サンプリング点でサンプリングしたものであり、制御回路は、前記サンプリングした複数サンプリング点での電流検出値を移動平均処理化して得た値と、第２コンバータ部直流側から検出された電圧検出値と、第２コンバータ部直流側において設定された電圧指令値と、に基づいて位相差指令値を生成し、前記ゲート信号は、前記生成した位相差指令値と、三角波キャリア信号と、に基づいて生成されたものである、ことを特徴しても良い。 Further, the current detection value is sampled at a plurality of sampling points within a period of ± 1/8 cycle in either the valley portion or the peak portion of the triangular wave carrier signal, and the control circuit is a plurality of sampled samples. Based on the value obtained by moving averaging the current detection value at the sampling point, the voltage detection value detected from the DC side of the second converter section, and the voltage command value set on the DC side of the second converter section. The gate signal may be generated based on the generated phase difference command value and the triangular wave carrier signal.

また、制御回路は、電流検出値が、当該電流検出値において設定された所定の閾値を超過している場合に、半導体スイッチング素子をスイッチングオフする、ことを特徴しても良い。 Further, the control circuit may be characterized in that the semiconductor switching element is switched off when the current detection value exceeds a predetermined threshold value set in the current detection value.

他の態様は、トランスを介して結合された第１，第２コンバータ部と、第１，第２コンバータ部による電力伝送の出力電力を制御する制御回路と、を備えた双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法である。 Another embodiment is a bidirectionally isolated DC-with a first and second converters coupled via a transformer and a control circuit for controlling the output power of power transmission by the first and second converters. This is a control method for a DC converter.

第１コンバータ部は、第１直流電源とトランスの一次側に接続され、第１，第２半導体スイッチング素子が直列接続された第１スイッチングアームと、第３，第４半導体スイッチング素子が直列接続された第２スイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有し、第２コンバータ部は、第２直流電源とトランスの二次側に接続され、第５，第６半導体スイッチング素子が直列接続された第３スイッチングアームと、第７，第８半導体スイッチング素子が直列接続された第４スイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有する。 The first converter unit is connected to the primary side of the first DC power supply and the transformer, and the first switching arm to which the first and second semiconductor switching elements are connected in series and the third and fourth semiconductor switching elements are connected in series. It has a single-phase full bridge circuit in which the second switching arm and the second switching arm are connected in parallel, the second converter unit is connected to the secondary side of the second DC power supply and the transformer, and the fifth and sixth semiconductor switching elements are connected. It has a single-phase full bridge circuit in which a third switching arm connected in series and a fourth switching arm in which seventh and eighth semiconductor switching elements are connected in series are connected in parallel.

そして、制御回路により、第１コンバータ部とトランスの一次側との間、または第２コンバータ部とトランス二次側との間から交流電流を検出し、前記検出した交流電流値および交流電圧値と、三角波キャリア信号と、に基づいて、第１，第２コンバータ部の各半導体スイッチング素子のゲート信号をそれぞれ生成する、ことを特徴とする。 Then, the control circuit detects an AC current between the first converter unit and the primary side of the transformer, or between the second converter unit and the secondary side of the transformer, and the detected AC current value and AC voltage value are combined with the detected AC current value. , The gate signal of each semiconductor switching element of the first and second converter units is generated based on the triangular wave carrier signal.

以上示したように本発明によれば、双方向コンバータの制御応答の向上や構成部品の保護に貢献することが可能となる。 As shown above, according to the present invention, it is possible to contribute to the improvement of the control response of the bidirectional converter and the protection of the components.

本実施形態の一例である双方向コンバータＡを説明するための直流電源装置の概略構成図（双方向コンバータＡの主回路構成を説明する図）。FIG. 6 is a schematic configuration diagram of a DC power supply device for explaining the bidirectional converter A which is an example of the present embodiment (a diagram for explaining the main circuit configuration of the bidirectional converter A). 実施例１による制御回路２００の制御構成図Control configuration diagram of the control circuit 200 according to the first embodiment 実施例２による制御回路２００の制御構成図。FIG. 5 is a control configuration diagram of the control circuit 200 according to the second embodiment. 実施例１，２の制御回路２００におけるゲート生成部２６０の内部構成例を示す構成図。The block diagram which shows the internal structure example of the gate generation part 260 in the control circuit 200 of Examples 1 and 2. 実施例１による制御回路２００の制御動作例を説明する波形図（三角波キャリア信号、一次側被比較波、二次側被比較波、一次側スイッチング信号、二次側スイッチング信号、交流電圧Ｖ１，Ｖ２、交流電流Ｉ）。Waveform diagram for explaining a control operation example of the control circuit 200 according to the first embodiment (triangular wave carrier signal, primary side comparison wave, secondary side comparison wave, primary side switching signal, secondary side switching signal, AC voltage V1, V2 , Alternating current I). 位相差指令が大きい場合を説明する波形図（三角波キャリア信号、一次側被比較波、二次側被比較波、交流電圧Ｖ１，Ｖ２、交流電流Ｉ）。The waveform diagram (triangular wave carrier signal, primary side comparison wave, secondary side comparison wave, AC voltage V1, V2, AC current I) illustrating the case where the phase difference command is large. 位相差指令が小さい場合を説明する波形図（三角波キャリア信号、一次側被比較波、二次側被比較波、交流電圧Ｖ１，Ｖ２、交流電流Ｉ）。The waveform diagram (triangular wave carrier signal, primary side comparison wave, secondary side comparison wave, AC voltage V1, V2, AC current I) illustrating the case where the phase difference command is small. 実施例２による制御回路２００の制御動作例を説明する波形図（三角波キャリア信号、一次側被比較波、二次側被比較波、一次側スイッチング信号、二次側スイッチング信号、交流電圧Ｖ１，Ｖ２、交流電流Ｉ）。Waveform diagram for explaining a control operation example of the control circuit 200 according to the second embodiment (triangular wave carrier signal, primary side comparison wave, secondary side comparison wave, primary side switching signal, secondary side switching signal, AC voltage V1, V2 , Alternating current I). 従来コンバータＪの主回路構成図。The main circuit block diagram of the conventional converter J.

以下、本発明の実施形態における双方向コンバータおよび制御方法は、従来コンバータの制御構成のようにＤＡＢ回路二次側の直流出力部の電流検出値に基づいて電流制御するものとは、全く異なるものである。 Hereinafter, the bidirectional converter and the control method in the embodiment of the present invention are completely different from those in which the current is controlled based on the current detection value of the DC output unit on the secondary side of the DAB circuit as in the control configuration of the conventional converter. Is.

すなわち、本実施形態による制御構成は、ＤＡＢ回路一次側の第１コンバータ部とトランス一次側との間から検出された電流検出値、またはＤＡＢ回路二次側の第２コンバータ部とトランス二次側との間から検出された電流検出値（すなわち、トランスの入力電流または出力電流の検出値）を、適用（何れか一方のみを適用）するものである。 That is, the control configuration according to the present embodiment is the current detection value detected between the first converter unit on the primary side of the DAB circuit and the primary side of the transformer, or the second converter unit and the secondary side of the transformer on the secondary side of the DAB circuit. The current detection value detected between and (that is, the detection value of the input current or the output current of the transformer) is applied (only one of them is applied).

そして、前記電流検出値と、第２コンバータ部直流側から検出された電圧検出値と、第２コンバータ部直流側において設定された電圧指令値と、三角波キャリア信号と、に基づいて、第１，第２コンバータ部の各半導体スイッチング素子のゲート信号をそれぞれ生成する構成である。 Then, based on the current detection value, the voltage detection value detected from the DC side of the second converter unit, the voltage command value set on the DC side of the second converter unit, and the triangular wave carrier signal, the first first The configuration is such that the gate signal of each semiconductor switching element of the second converter section is generated.

例えば図９に示す従来コンバータＪの場合、ＤＡＢ回路１００二次側の直流出力部側の出力電流を電流検出器２０ａにより検出し、その検出した電流検出値に基づいてＤＡＢ回路１００を電流制御して電力伝送する構成となっている。なお、図１に示すものと同様のものには同一符号を適用する等により、その詳細な説明を省略する。 For example, in the case of the conventional converter J shown in FIG. 9, the output current on the DC output unit side on the secondary side of the DAB circuit 100 is detected by the current detector 20a, and the DAB circuit 100 is current-controlled based on the detected current detection value. It is configured to transmit power. The detailed description thereof will be omitted by applying the same reference numerals to the same ones shown in FIG.

しかしながら、従来コンバータＪは、当該従来コンバータＪ内のインダクタンス（例えばトランス８の一次側，二次側のリアクトル７，９によるインダクタンス）やキャパシタンス（例えばコンデンサ１１のキャパシタンス）により、電力伝送において応答遅れが生じ得る。 However, the conventional converter J has a response delay in power transmission due to the inductance (for example, the inductance due to the reactors 7 and 9 on the primary side and the secondary side of the transformer 8) and the capacitance (for example, the capacitance of the capacitor 11) in the conventional converter J. Can occur.

すなわち、制御において無駄な時間がかかってしまい、制御応答が遅くなってしまう。この場合、高速の電流制御を行うことは困難であり、出力電圧（負荷電圧）においては電圧指令値に対する制御応答遅れが生じ得る。 That is, it takes a wasteful time in control, and the control response becomes slow. In this case, it is difficult to perform high-speed current control, and a delay in control response to the voltage command value may occur in the output voltage (load voltage).

また、従来コンバータＪでは、トランス８の入力電流を直接検出しない構成であるため、例えばＤＡＢ回路１００二次側（図９中では第２コンバータ部１０内）の短絡などによってトランス８に過電流が発生した場合には、当該トランス８を保護することが困難となるおそれがある。 Further, since the conventional converter J does not directly detect the input current of the transformer 8, for example, an overcurrent is generated in the transformer 8 due to a short circuit on the secondary side of the DAB circuit 100 (inside the second converter section 10 in FIG. 9). If it occurs, it may be difficult to protect the transformer 8.

一方、本実施形態による制御構成においては、トランスの入力電流または出力電流の検出値を電流制御に適用するものであるため、従来コンバータＪで生じ得るような制御応答遅れを抑制することができる。また、当該電流検出値によれば、トランスに発生し得る過電流の有無を適宜把握することが容易となる。 On the other hand, in the control configuration according to the present embodiment, since the detected value of the input current or the output current of the transformer is applied to the current control, it is possible to suppress the control response delay that may occur in the conventional converter J. Further, according to the current detection value, it becomes easy to appropriately grasp the presence or absence of an overcurrent that may occur in the transformer.

これにより、双方向コンバータの制御応答の向上や構成部品の保護に貢献することが可能となる。このような貢献によれば、例えば直流電源装置に接続された負荷（接続機器等）について高精度な負荷運転ができ、また、当該直流電源装置の信頼性を向上できる可能性がある。 This makes it possible to contribute to improving the control response of the bidirectional converter and protecting the components. According to such contributions, for example, it is possible to perform highly accurate load operation on a load (connected device or the like) connected to the DC power supply device, and to improve the reliability of the DC power supply device.

本実施形態の双方向コンバータおよび制御方法は、前述のようにトランスの入力電流または出力電流の検出値を適用して第１，第２コンバータの各半導体スイッチング素子のゲート信号を生成する制御構成であれば、種々の分野（例えば電力変換技術等の分野）の技術常識を適宜適用して設計することが可能であり、その一例として以下に示すものが挙げられる。 The bidirectional converter and the control method of the present embodiment have a control configuration for generating a gate signal of each semiconductor switching element of the first and second converters by applying the detected value of the input current or the output current of the transformer as described above. If there is, it is possible to design by appropriately applying the common technical knowledge of various fields (for example, fields such as power conversion technology), and the following is an example thereof.

≪本実施形態による双方向コンバータを適用した直流電源装置の構成例≫
図１に示す直流電源装置は、本実施形態の一例である双方向コンバータＡを説明するためのものである。図１に示す双方向コンバータＡは、ＤＡＢ回路１００と制御回路２００を主として備え、２つの直流電源１，２の両者間に介在して電力伝送（双方向に電力伝送）できるように構成されている。 << Configuration example of a DC power supply device to which a bidirectional converter according to this embodiment is applied >>
The DC power supply device shown in FIG. 1 is for explaining a bidirectional converter A which is an example of the present embodiment. The bidirectional converter A shown in FIG. 1 mainly includes a DAB circuit 100 and a control circuit 200, and is configured to be capable of power transmission (power transmission in both directions) by interposing between both of the two DC power supplies 1 and 2. There is.

ＤＡＢ回路１００は、直流電源１に並列に接続された第１平滑コンデンサ３と、スイッチング回路を有した第１コンバータ部４と、絶縁されたトランスとしての高周波トランス８と、スイッチング回路を有した第２コンバータ部１０と、直流電源２に並列に接続された第２平滑コンデンサ１１と、を主として備えている。 The DAB circuit 100 includes a first smoothing capacitor 3 connected in parallel to the DC power supply 1, a first converter unit 4 having a switching circuit, a high frequency transformer 8 as an insulated transformer, and a first switching circuit. It mainly includes a two-converter unit 10 and a second smoothing capacitor 11 connected in parallel to the DC power supply 2.

第１コンバータ部４のスイッチング回路は、例えばＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等を用いて成る複数の半導体スイッチング素子５ａ〜５ｄ（以下、単にスイッチ５ａ〜５ｄと適宜称する）を有した構成（フルブリッジ回路構成）である。 The switching circuit of the first converter unit 4 has a configuration (full bridge circuit configuration) having a plurality of semiconductor switching elements 5a to 5d (hereinafter, simply referred to as switches 5a to 5d) composed of, for example, an IGBT or MOSFET. is there.

図１の第１コンバータ部４のスイッチング回路の場合、直列接続されたスイッチ５ａ，５ｂから成る第１スイッチングアームと、直列接続されたスイッチ５ｃ，５ｄから成る第２スイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路で構成されている。 In the case of the switching circuit of the first converter unit 4 of FIG. 1, a first switching arm composed of switches 5a and 5b connected in series and a second switching arm composed of switches 5c and 5d connected in series are connected in parallel. It is composed of a single-phase full bridge circuit.

そして、第１コンバータ部４の直流側が第１平滑コンデンサ３に接続され、当該第１コンバータ部４の交流側が高周波トランス８の第１巻線（一次側）８ａに接続されており、直流／交流間の双方向の電力変換を行うことが可能な構成となっている。 Then, the DC side of the first converter unit 4 is connected to the first smoothing capacitor 3, and the AC side of the first converter unit 4 is connected to the first winding (primary side) 8a of the high frequency transformer 8, and is DC / AC. The configuration is such that bidirectional power conversion between them can be performed.

図１中の各スイッチ５ａ〜５ｄの場合、それぞれダイオードが逆並列接続されている。また、各スイッチ５ａ〜５ｄには、それぞれ並列にコンデンサ６ａ〜６ｄが接続され、ゼロ電圧スイッチング回路構成となっている。このゼロ電圧スイッチング回路構成により、各スイッチ５ａ〜５ｄのターンオン時において、各素子の両端電圧をほぼゼロ電圧にすることも可能となる。 In the case of the switches 5a to 5d in FIG. 1, diodes are connected in antiparallel. Further, capacitors 6a to 6d are connected in parallel to the switches 5a to 5d, respectively, to form a zero voltage switching circuit configuration. With this zero voltage switching circuit configuration, it is possible to set the voltage across each element to a substantially zero voltage when the switches 5a to 5d are turned on.

また、各スイッチ５ａ〜５ｄとトランス８との間の交流入出力線には、第１リアクトル７が接続され、当該第１リアクトル７と第１巻線８ａとが直列接続された構成となっている。 Further, the first reactor 7 is connected to the AC input / output line between the switches 5a to 5d and the transformer 8, and the first reactor 7 and the first winding 8a are connected in series. There is.

第２コンバータ部１０のスイッチング回路は、第１コンバータ部４の場合と同様に、例えばＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等を用いて成る複数のスイッチ１２ａ〜１２ｄを有した構成（フルブリッジ回路構成）である。 The switching circuit of the second converter unit 10 has a configuration (full bridge circuit configuration) having a plurality of switches 12a to 12d made of, for example, an IGBT or MOSFET, as in the case of the first converter unit 4.

図１の第２コンバータ部１０のスイッチング回路の場合、直列接続されたスイッチ１２ａ，１２ｂから成る第３スイッチングアームと、直列接続されたスイッチ１２ｃ，１２ｄから成る第４スイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路で構成されている。 In the case of the switching circuit of the second converter unit 10 of FIG. 1, a third switching arm composed of switches 12a and 12b connected in series and a fourth switching arm composed of switches 12c and 12d connected in series are connected in parallel. It is composed of a single-phase full bridge circuit.

そして、第２コンバータ部１０の直流側が第２平滑コンデンサ１１に接続され、当該第２コンバータ部４の交流側がトランス８の第２巻線（二次側）８ｂに接続されており、直流／交流間の双方向の電力変換を行うことが可能な構成となっている。 Then, the DC side of the second converter unit 10 is connected to the second smoothing capacitor 11, and the AC side of the second converter unit 4 is connected to the second winding (secondary side) 8b of the transformer 8, and is DC / AC. The configuration is such that bidirectional power conversion between them can be performed.

図１中の各スイッチ１２ａ〜１２ｄの場合も、それぞれダイオードが逆並列接続されている。また、各スイッチ１２ａ〜１２ｄには、それぞれ並列にコンデンサ１３ａ〜１３ｄが接続され、ゼロ電圧スイッチング回路構成となっている。このゼロ電圧スイッチング回路構成により、各スイッチ１２ａ〜１２ｄのターンオン時において、各素子の両端電圧をほぼゼロ電圧にすることも可能となる。 Also in the case of the switches 12a to 12d in FIG. 1, the diodes are connected in antiparallel. Further, capacitors 13a to 13d are connected in parallel to the switches 12a to 12d, respectively, to form a zero voltage switching circuit configuration. With this zero voltage switching circuit configuration, it is possible to set the voltage across each element to a substantially zero voltage when the switches 12a to 12d are turned on.

また、各スイッチ１２ａ〜１２ｄとトランス８との間の交流入出力線には、第２リアクトル９が接続され、当該第２リアクトル９と第２巻線８ｂとが直列接続された構成となっている。 Further, a second reactor 9 is connected to the AC input / output line between the switches 12a to 12d and the transformer 8, and the second reactor 9 and the second winding 8b are connected in series. There is.

ＤＡＢ回路１００においては、交流電流Ｉを検出する電流検出器２０が設置されている。この電流検出器２０は、前述のように交流電流Ｉを検出できるものであれば、種々の態様を適用することができ、その設置位置も適宜変更することが可能である。電流検出器２０の具体例としては、例えばホールＣＴ等のセンサを用いてなるものが挙げられる。また、電流検出器２０の設置位置においては、トランス８の一次側または二次側において交流電流Ｉを検出できる位置が挙げられる。 In the DAB circuit 100, a current detector 20 for detecting an alternating current I is installed. As described above, the current detector 20 can be applied with various aspects as long as it can detect the alternating current I, and its installation position can be changed as appropriate. Specific examples of the current detector 20 include those using a sensor such as a Hall CT. Further, as the installation position of the current detector 20, a position where the alternating current I can be detected on the primary side or the secondary side of the transformer 8 can be mentioned.

図１の電流検出器２０の場合、トランス８の一次側（第１コンバータ部４とトランス８の第１巻線８ａとの間）において交流電流Ｉを検出する構成となっているが、例えばスイッチ５ａ，５ｂの共通接続点と第１のリアクトル７との間や、スイッチ５ｃ，５ｄの共通接続点と第１巻線８ａとの間で検出する構成であっても良い。このように検出された電流検出値は、制御回路２００に入力されることとなる。 In the case of the current detector 20 of FIG. 1, the AC current I is detected on the primary side of the transformer 8 (between the first converter unit 4 and the first winding 8a of the transformer 8). For example, a switch. It may be configured to detect between the common connection points of 5a and 5b and the first reactor 7, or between the common connection points of the switches 5c and 5d and the first winding 8a. The current detection value detected in this way is input to the control circuit 200.

また、ＤＡＢ回路１００の第２コンバータ部１０直流側において、当該直流側の直流電圧を検出する電圧検出器３０が設置されている。この電圧検出器３０は、前述のように直流電圧を検出できるものであれば、種々の態様を適用することができ、その設置位置も適宜変更することが可能である。図１の電圧検出器３０の場合、第２平滑コンデンサ１１と直流電源２との間に設置され、当該第２平滑コンデンサ１１の直流電圧を検出できる構成となっている。このように検出された電圧検出値も、制御回路２００に入力されることとなる。 Further, on the DC side of the second converter unit 10 of the DAB circuit 100, a voltage detector 30 for detecting the DC voltage on the DC side is installed. As described above, the voltage detector 30 can be applied with various modes as long as it can detect a DC voltage, and its installation position can be changed as appropriate. In the case of the voltage detector 30 of FIG. 1, it is installed between the second smoothing capacitor 11 and the DC power supply 2, and has a configuration capable of detecting the DC voltage of the second smoothing capacitor 11. The voltage detection value detected in this way is also input to the control circuit 200.

制御回路２００は、電流検出器２０で検出された電流検出値と、電圧検出器３０で検出された電圧検出値が入力される。また、第２コンバータ部１０直流側における所望の電圧指令値が設定されており、所望の三角波キャリア信号を生成できるようになっている。 In the control circuit 200, the current detection value detected by the current detector 20 and the voltage detection value detected by the voltage detector 30 are input. Further, a desired voltage command value on the DC side of the second converter unit 10 is set so that a desired triangular wave carrier signal can be generated.

また、制御回路２００は、電流検出値，電圧検出値，電圧指令値，三角波キャリア信号に基づいて、第１，第２コンバータ部４，１０の各スイッチ５ａ〜５ｄ，１２ａ〜１２ｄをそれぞれスイッチング制御するゲート信号Ｇ−５（具体的には、各スイッチ５ａ〜５ｄ毎のゲート信号；オンオフ指令信号），Ｇ−１２（具体的には、各スイッチ毎のゲート信号；オンオフ指令信号）を生成できるようになっている。 Further, the control circuit 200 switches the switches 5a to 5d and 12a to 12d of the first and second converter units 4 and 10 based on the current detection value, the voltage detection value, the voltage command value, and the triangular wave carrier signal, respectively. Gate signals G-5 (specifically, gate signals for each switch 5a to 5d; on / off command signal) and G-12 (specifically, gate signals for each switch; on / off command signal) can be generated. It has become like.

そして、制御回路２００は、前記生成されたゲート信号Ｇ−５，Ｇ−１２を各スイッチ５ａ〜５ｄ，１２ａ〜１２ｄにそれぞれ送信し、第１，第２コンバータ部４，１０の各々のスイッチング回路を駆動制御できるような制御構成となっている。 Then, the control circuit 200 transmits the generated gate signals G-5 and G-12 to the switches 5a to 5d and 12a to 12d, respectively, and the switching circuits of the first and second converter units 4 and 10 respectively. It has a control configuration that can drive and control.

また、各スイッチ５ａ〜５ｄとトランス８との間の交流入出力線には、第１リアクトル７が接続され、当該第１リアクトル７と第１巻線８ａとが直列接続された構成となっている。 Further, the first reactor 7 is connected to the AC input / output line between the switches 5a to 5d and the transformer 8, and the first reactor 7 and the first winding 8a are connected in series. There is.

以上示した双方向コンバータＡにおいては、目的に応じて適宜設計変更することができる。例えば、コンデンサ６ａ〜６ｄ，１３ａ〜１３ｄや第１，第２リアクトル７，９は、適宜省略しても良い。 The design of the bidirectional converter A shown above can be appropriately changed according to the purpose. For example, the capacitors 6a to 6d and 13a to 13d and the first and second reactors 7 and 9 may be omitted as appropriate.

また、制御回路２００においても、前述のように第１，第２コンバータ部４，１０の各々のスイッチング回路を駆動制御できるような制御構成であれば、種々の態様を適用することができ、具体例としては以下に示す実施例１，２が挙げられる。なお、図１に示すものと同様のものには同一符号を適用する等により、その詳細な説明を適宜省略する。 Further, also in the control circuit 200, various aspects can be applied as long as the control configuration is such that the switching circuits of the first and second converter units 4 and 10 can be driven and controlled as described above. Examples include Examples 1 and 2 shown below. It should be noted that detailed description thereof will be omitted as appropriate by applying the same reference numerals to the same ones shown in FIG.

≪制御回路２００の実施例１≫
図２は、制御回路２００の実施例１を示すものである。図２に示す制御回路２００は、電圧検出ローパスフィルタ部（ＬＰＦ：Ｌｏｗ−Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）２１０、電流検出ローパスフィルタ部２２０、電圧制御部（ＡＶＲ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｒｅｇｕｒａｔｏｒ）２３０、電流制限部２４０、電流制御部（ＡＣＲ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｒｅｇｕｒａｔｏｒ）２５０、ゲート生成部２６０、一次側デッドタイム生成部２７１、二次側デッドタイム生成部２７２、三角波生成部２８０、ＡＤＣ部（ＡＤＣ：Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ―Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）２９０を、主として備えている。 << Example 1 of the control circuit 200 >>
FIG. 2 shows the first embodiment of the control circuit 200. The control circuit 200 shown in FIG. 2 includes a voltage detection low-pass filter unit (LPF: Low-Pass Filter) 210, a current detection low-pass filter unit 220, a voltage control unit (AVR: Automotive Voltage Regulator) 230, a current limiting unit 240, and a current control. Unit (ACR: Automatic Current Regulator) 250, Gate generation unit 260, Primary side dead time generation unit 271, Secondary side dead time generation unit 272, Triangular wave generation unit 280, ADC unit (ADC: Analog-to-Digital Converter) 290 Is mainly provided.

電圧検出ローパスフィルタ部２１０は、出力電圧検出器３０で検出された電圧検出値が入力され、当該電圧検出値の高周波のノイズ成分を除去できる構成となっている。 The voltage detection low-pass filter unit 210 is configured such that the voltage detection value detected by the output voltage detector 30 is input and the high-frequency noise component of the voltage detection value can be removed.

減算器２３ａは、電圧検出ローパスフィルタ部２１０の出力と電圧指令値との差分を導出するものであり、当該差分を電圧制御部２３０に入力できる構成となっている。 The subtractor 23a derives the difference between the output of the voltage detection low-pass filter unit 210 and the voltage command value, and has a configuration in which the difference can be input to the voltage control unit 230.

電圧制御部２３０は、減算器２３ａの出力に基づいて電圧検出値が電圧指令値となるように制御できる構成となっている。この電圧制御部２３０の制御構成は、例えばＰＩＤ補償器等を用いてなる構成が挙げられる。そして、電圧制御部２３０の出力は、電流指令値となって適用されることとなる。 The voltage control unit 230 is configured to be able to control the voltage detection value to be the voltage command value based on the output of the subtractor 23a. The control configuration of the voltage control unit 230 includes, for example, a configuration using a PID compensator or the like. Then, the output of the voltage control unit 230 is applied as a current command value.

電流制限部２４０は、電流指令値に係る許容電流値が設定されているものであり、電圧制御部２３０から入力された電流指令値を、許容電流値以下となるように制限できる構成となっている。 The current limiting unit 240 is configured to set an allowable current value related to the current command value, and can limit the current command value input from the voltage control unit 230 so as to be equal to or less than the allowable current value. There is.

三角波生成部２８０は、各スイッチ５ａ〜５ｄ，１２ａ〜１２ｄのスイッチング、および交流電流Ｉの検出のサンプルの基準となる三角波キャリア信号を生成できる構成となっている。三角波キャリア信号においては、当該三角波キャリア信号の周波数がスイッチング周波数となり、三角波キャリア信号の平均値がゼロとなるようにした正負対称の信号である。このような三角波キャリア信号により、例えば後述の図５に示すように、当該三角波キャリア信号の正の部分が山部となり、負の部分が谷部として現れることとなる。 The triangular wave generation unit 280 is configured to be able to generate a triangular wave carrier signal that serves as a reference for switching of the switches 5a to 5d and 12a to 12d and detection of the alternating current I. The triangular wave carrier signal is a positive / negative symmetric signal in which the frequency of the triangular wave carrier signal is the switching frequency and the average value of the triangular wave carrier signal is zero. With such a triangular wave carrier signal, for example, as shown in FIG. 5 described later, a positive portion of the triangular wave carrier signal becomes a peak portion and a negative portion appears as a valley portion.

電流検出器２０で検出した電流検出値は、電流検出ローパスフィルタ部２２０に入力され、高周波のノイズ成分が除去される。そして、電流検出ローパスフィルタ部２２０の出力と、三角波生成部２８０で生成した三角波キャリア信号が、それぞれＡＤＣ部２９０に入力される。 The current detection value detected by the current detector 20 is input to the current detection low-pass filter unit 220, and a high-frequency noise component is removed. Then, the output of the current detection low-pass filter unit 220 and the triangular wave carrier signal generated by the triangular wave generation unit 280 are input to the ADC unit 290, respectively.

ＡＤＣ部２９０は、電流検出ローパスフィルタ部２２０でノイズを除去した電流検出値を、デジタル値に変換してサンプリングできる構成となっている。この電流検出値の変換およびサンプリングのタイミングは、三角波キャリア信号の山部の頂側および谷部の底側のうち何れか一方とする。本実施例１の場合、例えば後述の図５に示すように、三角波キャリア信号の谷部のうち底側のサンプル点（図５では丸で囲ったサンプル点）を変換およびサンプリングのタイミングとしている。 The ADC unit 290 has a configuration in which the current detection value obtained by removing noise from the current detection low-pass filter unit 220 can be converted into a digital value and sampled. The timing of conversion and sampling of the current detection value shall be either the top side of the peak side or the bottom side of the valley portion of the triangular wave carrier signal. In the case of the first embodiment, for example, as shown in FIG. 5 described later, the sample point on the bottom side of the valley portion of the triangular wave carrier signal (the sample point circled in FIG. 5) is set as the conversion and sampling timing.

減算器２５ａは、電流制限部２４０の出力とＡＤＣ部２９０の出力との差分を導出するものであり、その差分を電流制御部２５０に入力できる構成となっている。 The subtractor 25a derives the difference between the output of the current limiting unit 240 and the output of the ADC unit 290, and has a configuration in which the difference can be input to the current control unit 250.

電流制御部２５０は、減算器２５ａの出力に基づいて電流検出値が電流指令値となるように制御できる構成となっている。この電流制御部２５０の制御構成は、例えばＰＩＤ補償器等を用いてなる構成が挙げられる。そして、電流制御部２５０の出力は、位相差指令値となって適用されることとなる。 The current control unit 250 is configured to be able to control the current detection value to be the current command value based on the output of the subtractor 25a. The control configuration of the current control unit 250 includes, for example, a configuration using a PID compensator or the like. Then, the output of the current control unit 250 is applied as a phase difference command value.

ゲート生成部２６０は、電流制御部２５０の出力である位相差指令値と、三角波生成部２８０で生成した三角波キャリア信号と、を比較して各スイッチ５ａ〜５ｄ，１２ａ〜１２ｄのスイッチング信号をそれぞれ生成できる構成となっている。 The gate generation unit 260 compares the phase difference command value, which is the output of the current control unit 250, with the triangle wave carrier signal generated by the triangle wave generation unit 280, and converts the switching signals of the switches 5a to 5d and 12a to 12d, respectively. It has a configuration that can be generated.

そして、一次側デッドタイム生成部２７１，二次側デッドタイム生成部２７２は、それぞれゲート生成部２６０の出力が入力され、一次側ゲート信号Ｇ−５，二次側ゲート信号Ｇ−１２を生成できる構成となっている。 Then, the output of the gate generation unit 260 is input to the primary side dead time generation unit 271 and the secondary side dead time generation unit 272, respectively, and the primary side gate signal G-5 and the secondary side gate signal G-12 can be generated. It is composed.

≪制御回路２００の実施例２≫
図３は、制御回路２００の実施例２を示すものである。なお、図２に示すものと同様のものには同一符号を適用する等により、その詳細な説明を適宜省略する。 << Example 2 of Control Circuit 200 >>
FIG. 3 shows a second embodiment of the control circuit 200. It should be noted that detailed description thereof will be omitted as appropriate by applying the same reference numerals to the same ones shown in FIG.

図３に示す制御回路２００は、電圧検出ローパスフィルタ部２１０、電流検出ローパスフィルタ部２２０、電圧制御部２３０、電流制限部２４０、電流制御部２５０、ゲート生成部２６０、一次側デッドタイム生成部２７１、二次側デッドタイム生成部２７２、三角波生成部２８０、ＡＤＣ部２９０、ＡＤＣトリガ生成部３００、Ｄ型フリップフロップ３１０、割算器３２０を、主として備えている。 The control circuit 200 shown in FIG. 3 includes a voltage detection low-pass filter unit 210, a current detection low-pass filter unit 220, a voltage control unit 230, a current limiting unit 240, a current control unit 250, a gate generation unit 260, and a primary side dead time generation unit 271. The secondary side dead time generation unit 272, the triangular wave generation unit 280, the ADC unit 290, the ADC trigger generation unit 300, the D-type flip flop 310, and the divider 320 are mainly provided.

ＡＤＣトリガ生成部３００は、三角波生成部２８０で生成された三角波キャリア信号が入力され、ＡＤＣ部２９０の変換タイミング、およびＤ型フリップフロップ３１０でのラッチタイミングの基準となるトリガ信号を生成できる構成となっている。トリガ信号のトリガは、例えば三角波キャリア信号の谷部±１／１６周期（谷部±位相角２２．５°）の時点とする。 The ADC trigger generation unit 300 has a configuration in which the triangle wave carrier signal generated by the triangle wave generation unit 280 is input and can generate a trigger signal that serves as a reference for the conversion timing of the ADC unit 290 and the latch timing of the D-type flip-flop 310. It has become. The trigger of the trigger signal is, for example, the time point of the valley ± 1/16 period (valley ± phase angle 22.5 °) of the triangular wave carrier signal.

そして、電流検出ローパスフィルタ部２２０の出力と、ＡＤＣトリガ生成部３００で生成したトリガ信号と、がＡＤＣ２９０に入力される。また、ＡＤＣ部２９０の出力と、ＡＤＣトリガ生成部３００で生成したトリガ信号と、がＤ型フリップフロップ３１０に入力される。 Then, the output of the current detection low-pass filter unit 220 and the trigger signal generated by the ADC trigger generation unit 300 are input to the ADC 290. Further, the output of the ADC unit 290 and the trigger signal generated by the ADC trigger generation unit 300 are input to the D-type flip-flop 310.

Ｄ型フリップフロップ３１０は、ＡＤＣ部２９０の出力を、ＡＤＣトリガ生成部３００で生成したトリガ信号のタイミングでラッチできる構成となっている。 The D-type flip-flop 310 has a configuration in which the output of the ADC unit 290 can be latched at the timing of the trigger signal generated by the ADC trigger generation unit 300.

加算器３２ａは、ＡＤＣ部２９０の出力とＤ型フリップフロップ３１０の出力とを加算し、その加算した値を割算器３２０に入力できる構成となっている。 The adder 32a has a configuration in which the output of the ADC unit 290 and the output of the D-type flip-flop 310 are added, and the added value can be input to the divider 320.

図３の割算器３２０は、入力を１／２にして出力できる構成となっている。これにより、割算器３２０の出力は、三角波キャリア信号の谷部±１／１６周期時点で、２回の電流検出値の移動平均となる。 The divider 320 in FIG. 3 has a configuration in which the input can be halved and output. As a result, the output of the divider 320 becomes a moving average of the current detection values twice at the valley of the triangular wave carrier signal ± 1/16 cycle.

減算器２５ａでは、電流制限部２４０の出力と割算器３２０の出力との差分が導出し、その差分を電流制御部２５０に入力することとなる。 In the subtractor 25a, the difference between the output of the current limiting unit 240 and the output of the divider 320 is derived, and the difference is input to the current control unit 250.

そして、電流制御部２５０，ゲート生成部２６０，一次側デッドタイム生成部２７１（または二次側デッドタイム生成部２７２）を経て、一次側ゲート信号Ｇ−５，二次側ゲート信号Ｇ−１２が生成できる構成となっている。 Then, the primary side gate signal G-5 and the secondary side gate signal G-12 pass through the current control unit 250, the gate generation unit 260, and the primary side dead time generation unit 271 (or the secondary side dead time generation unit 272). It has a configuration that can be generated.

≪実施例１による制御動作例≫
ＤＡＢ回路１００の出力電力は、下記数式（非特許文献１参照）で示すことができる。 << Example of control operation according to Example 1 >>
The output power of the DAB circuit 100 can be indicated by the following mathematical formula (see Non-Patent Document 1).

Figure 2020150574
Figure 2020150574

ただし、数式中のＰはＤＡＢ回路１００の出力電力、Ｅ1はＤＡＢ回路１００の一次側直流電圧、Ｅ2はＤＡＢ回路１００の二次側直流電圧、Ｎはトランス８の巻線比、ωはスイッチング角周波数、ＬはＤＡＢ回路１００の一次側に等価換算したリアクトルのインダクタンスとトランス８の漏れインダクタンスの和、δは図１中の交流電圧Ｖ１と交流電圧Ｖ２の位相差とする。 However, in the formula, P is the output power of the DAB circuit 100, E 1 is the primary side DC voltage of the DAB circuit 100, E 2 is the secondary side DC voltage of the DAB circuit 100, N is the winding ratio of the transformer 8, and ω is. The switching angle frequency, L is the sum of the inductance of the reactor equivalently converted to the primary side of the DAB circuit 100 and the leakage inductance of the transformer 8, and δ is the phase difference between the AC voltage V1 and the AC voltage V2 in FIG.

実施例１による制御回路２００の制御構成では、電流制御応答は電圧制御応答よりも高速であり、電流制御を検討する場合、一次側直流電圧Ｅ1および二次側直流電圧Ｅ2は一定と考えることができる。 In the control configuration of the control circuit 200 according to the first embodiment, the current control response is faster than the voltage control response, and when considering the current control, it is considered that the primary side DC voltage E 1 and the secondary side DC voltage E 2 are constant. be able to.

この場合、ＤＡＢ回路１００の出力電力Ｐは位相差δに依存する。一次側直流電圧Ｅ1が一定の場合は、図１の交流電圧Ｖ１の電圧実効値は一定であるため、図１の交流電流Ｉは位相差δに依存することとなる。例えば−９０°＜位相差δ＜９０°のとき、交流電流Ｉは位相差δに対して単調増加となる。 In this case, the output power P of the DAB circuit 100 depends on the phase difference δ. When the primary side DC voltage E 1 is constant, the effective voltage value of the AC voltage V1 in FIG. 1 is constant, so that the AC current I in FIG. 1 depends on the phase difference δ. For example, when −90 ° <phase difference δ <90 °, the alternating current I monotonically increases with respect to the phase difference δ.

以上のことを踏まえ、実施例１の制御回路２００において図４に示すようなゲート生成部２６０を適用し、例えば下記のとおり制御動作させることが挙げられる。 Based on the above, in the control circuit 200 of the first embodiment, the gate generation unit 260 as shown in FIG. 4 is applied, and for example, the control operation is performed as follows.

図４に示すゲート生成部２６０は、矩形波生成部４１０、一次側乗算器４２１、二次側乗算器４２２、一次側三角波比較部４３１、二次側三角波比較部４３２、を主として備えている。そして、ゲート生成部２６０には、電流制御部２５０の出力である位相差指令値と、三角波生成部２８０で生成された三角波キャリア信号と、が入力される。 The gate generation unit 260 shown in FIG. 4 mainly includes a square wave generation unit 410, a primary side multiplier 421, a secondary side multiplier 422, a primary side triangular wave comparison unit 431, and a secondary side triangular wave comparison unit 432. Then, the phase difference command value, which is the output of the current control unit 250, and the triangle wave carrier signal generated by the triangle wave generation unit 280 are input to the gate generation unit 260.

この図４に示すゲート生成部２６０により一次側ゲート信号Ｇ−５を生成する場合には、まず、矩形波生成部４１０により、三角波キャリア信号に同期した矩形波信号を生成する。そして、三角波キャリア信号の立ち上がり時（傾きが正の時）にＬｏｗ、立ち下がり時（傾きが負の時）にＨｉｇｈとした矩形波信号を、一次側矩形波信号として一次側乗算器４２１に入力する。 When the primary side gate signal G-5 is generated by the gate generation unit 260 shown in FIG. 4, first, the rectangular wave generation unit 410 generates a rectangular wave signal synchronized with the triangular wave carrier signal. Then, a square wave signal set to Low at the rising edge (when the slope is positive) and High at the falling edge (when the slope is negative) of the triangular wave carrier signal is input to the primary side multiplier 421 as the primary side rectangular wave signal. To do.

一次側乗算器４２１では、矩形波生成部４１０で生成した一次側矩形波信号に位相差指令値を乗算し、図５に示すような一次側被比較波が得られる。この一次側被比較波は、一次側三角波比較部４３１に入力される。一次側三角波比較部４３１では、例えば図５に示すように、一次側被比較波と三角波キャリア信号との比較結果に基づいた各スイッチ５ａ〜５ｄの一次側スイッチング信号Ｇ−５ａ〜Ｇ−５ｄを生成する。 In the primary side multiplier 421, the primary side rectangular wave signal generated by the rectangular wave generation unit 410 is multiplied by the phase difference command value to obtain the primary side comparison wave as shown in FIG. This primary side comparison wave is input to the primary side triangular wave comparison unit 431. In the primary side triangular wave comparison unit 431, for example, as shown in FIG. 5, the primary side switching signals G-5a to G-5d of the switches 5a to 5d based on the comparison result between the primary side comparison wave and the triangular wave carrier signal are transmitted. Generate.

図５において、スイッチ５ａ〜５ｄそれぞれの一次側スイッチング信号Ｇ−５ａ〜Ｇ−５ｄは、一次側被比較波＞三角波キャリア信号となっている領域において、スイッチ５ａ，５ｄがスイッチングオン、スイッチ５ｂ，５ｃがスイッチングオフとなり、一次側被比較波≦三角波キャリア信号となっている領域において、スイッチ５ａ，５ｄがスイッチングオフ、スイッチＧ−５ｂ，Ｇ−５ｃがスイッチングオンとなるような信号になっている。 In FIG. 5, in the region where the primary side switching signals G-5a to G-5d of the switches 5a to 5d are the primary side comparison wave> the triangular wave carrier signal, the switches 5a and 5d are switched on, and the switches 5b, In the region where 5c is switched off and the primary side comparison wave ≤ triangular wave carrier signal, the signals are such that switches 5a and 5d are switched off and switches G-5b and G-5c are switched on. ..

このように生成された一次側スイッチング信号は、一次側デッドタイム生成部２７１に入力される。そして、一次側デッドタイム生成部２７１により、当該一次側スイッチング信号の立ち上がり部がデッドタイム分削除されて（例えば、デッドタイム分オン信号→オフ信号に修正されて）、一次側ゲート信号Ｇ−５が生成される。 The primary side switching signal generated in this way is input to the primary side dead time generation unit 271. Then, the primary side dead time generation unit 271 deletes the rising portion of the primary side switching signal by the dead time (for example, it is corrected from the dead time on signal to the off signal), and the primary side gate signal G-5. Is generated.

ゲート生成部２６０により二次側ゲート信号Ｇ−１２を生成する場合には、まず、矩形波生成部４１０により、三角波キャリア信号に同期した矩形波信号を生成する。そして、三角波キャリア信号の立ち上がり時にＨｉｇｈ、立ち下がり時にＬｏｗとした矩形波信号を、二次側矩形波信号として二次側乗算器４２２に入力する。 When the gate generation unit 260 generates the secondary side gate signal G-12, the rectangular wave generation unit 410 first generates a rectangular wave signal synchronized with the triangular wave carrier signal. Then, the rectangular wave signal set to High at the rising edge of the triangular wave carrier signal and Low at the falling edge is input to the secondary side multiplier 422 as the secondary side rectangular wave signal.

二次側乗算器４２２では、矩形波生成部４１０で生成した二次側矩形波信号に位相差指令値を乗算し、図５に示すような二次側被比較波が得られる。この二次側被比較波は、二次側三角波比較部４３２に入力される。二次側三角波比較部４３２では、例えば図５に示すように、二次側被比較波と三角波キャリア信号との比較結果に基づいた各スイッチ１２ａ〜１２ｄの二次側スイッチング信号Ｇ−１２ａ〜Ｇ−１２ｄを生成する。 In the secondary side multiplier 422, the phase difference command value is multiplied by the secondary side rectangular wave signal generated by the rectangular wave generation unit 410 to obtain the secondary side comparison wave as shown in FIG. This secondary side comparison wave is input to the secondary side triangular wave comparison unit 432. In the secondary side triangular wave comparison unit 432, for example, as shown in FIG. 5, the secondary side switching signals G-12a to G of the switches 12a to 12d based on the comparison result between the secondary side comparison wave and the triangular wave carrier signal. Generate -12d.

図５において、スイッチ１２ａ〜１２ｄそれぞれの二次側スイッチング信号Ｇ−１２ａ〜Ｇ−１２ｄは、二次側被比較波＞三角波キャリア信号となっている領域において、スイッチ１２ａ，１２ｄがスイッチングオン、スイッチ１２ｂ，１２ｃがスイッチングオフとなり、二次側被比較波≦三角波キャリア信号となっている領域において、スイッチ１２ａ，１２ｄがスイッチングオフ、スイッチ１２ｂ，１２ｃがスイッチングオンとなるような信号になっている。 In FIG. 5, the secondary side switching signals G-12a to G-12d of the switches 12a to 12d are switched on and the switches 12a and 12d are switched on in the region where the secondary side comparison wave> the triangular wave carrier signal. In the region where 12b and 12c are switched off and the secondary side comparison wave ≤ triangular wave carrier signal, the signals are such that the switches 12a and 12d are switched off and the switches 12b and 12c are switched on.

このように生成された二次側スイッチング信号は、二次側デッドタイム生成部２７２に入力される。そして、二次側デッドタイム生成部２７２により、当該二次側スイッチング信号の立ち上がり部がデッドタイム分削除されて（デッドタイム分オン信号→オフ信号に修正されて）、二次側ゲート信号Ｇ−１２が生成される。 The secondary side switching signal generated in this way is input to the secondary side dead time generation unit 272. Then, the secondary side dead time generation unit 272 deletes the rising portion of the secondary side switching signal by the dead time (corrected from the dead time on signal to the off signal), and the secondary side gate signal G- 12 is generated.

以上示したように実施例１による制御回路２００を制御動作させることにより、図５に示すような波形の交流電圧Ｖ１，Ｖ２および交流電流Ｉが発生することとなる。なお、図５の各波形は、位相差指令値（電流制御部２５０の出力）が正の場合のものである。 By controlling the control circuit 200 according to the first embodiment as shown above, the alternating current voltages V1 and V2 and the alternating current I having the waveforms shown in FIG. 5 are generated. Note that each waveform in FIG. 5 is for a case where the phase difference command value (output of the current control unit 250) is positive.

図５によると、交流電圧Ｖ１，Ｖ２が同極性となる期間において、交流電流Ｉのｄｉ／ｄｔ（傾き）が緩やかになっていることが読み取れる。例えば、三角波キャリア信号の谷部のうち底側である期間Ｔにおいては、交流電圧Ｖ１，Ｖ２が同極性であり、交流電流Ｉのｄｉ／ｄｔが緩やかになっている。一方、交流電圧Ｖ１，Ｖ２が逆極性の期間においては、交流電流Ｉのｄｉ／ｄｔが急峻になっていることが読み取れる。 According to FIG. 5, it can be read that the di / dt (slope) of the AC current I becomes gentle during the period when the AC voltages V1 and V2 have the same polarity. For example, in the period T, which is the bottom side of the valley of the triangular wave carrier signal, the AC voltages V1 and V2 have the same polarity, and the di / dt of the AC current I becomes gentle. On the other hand, it can be read that the di / dt of the AC current I is steep during the period when the AC voltages V1 and V2 have opposite polarities.

このように交流電圧Ｖ１，Ｖ２によって交流電流Ｉのｄｉ／ｄｔが変化する現象は、例えば図６，図７に示すように位相差指令値の大きさが変わっても、同様の傾向で出現する。 The phenomenon that the di / dt of the AC current I changes depending on the AC voltages V1 and V2 appears in the same tendency even if the magnitude of the phase difference command value changes as shown in FIGS. 6 and 7, for example. ..

例えば、ＡＤＣ部２９０において、交流電流Ｉのｄｉ／ｄｔが急峻なタイミングで電流検出値のサンプリングを行った場合、多少のタイミングのずれで検出値が大きく異なってしまう可能性がある。このため、ＡＤＣ部２９０においては、交流電流Ｉのｄｉ／ｄｔが緩やかなタイミング、すなわち交流電圧Ｖ１，電圧Ｖ２が同極性の期間での電流検出のサンプリングが望ましいことが判る。 For example, in the ADC unit 290, when the current detection value is sampled at a timing when the di / dt of the alternating current I is steep, the detection value may be significantly different due to a slight timing difference. Therefore, in the ADC unit 290, it can be seen that sampling for current detection is desirable at a timing when the di / dt of the AC current I is gentle, that is, during a period in which the AC voltages V1 and the voltage V2 have the same polarity.

したがって、実施例１による制御回路２００では、ＡＤＣ部２９０における電流検出値の変換およびサンプリングのタイミングを、前記期間Ｔに設定（例えば期間Ｔの中央に位置する丸で囲ったサンプル点に設定）した場合、交流電流Ｉを比較的安定した領域で検出できる。そして、当該検出した電流検出値を適用して電流制御することにより、その電流制御において良好な安定性が得られることとなる。 Therefore, in the control circuit 200 according to the first embodiment, the timing of conversion and sampling of the current detection value in the ADC unit 290 is set to the period T (for example, set to the sample point circled in the center of the period T). In this case, the alternating current I can be detected in a relatively stable region. Then, by applying the detected current detection value to control the current, good stability can be obtained in the current control.

≪実施例２の制御動作例≫
電圧検出値や電流検出値等に基づいて制御する電力変換装置は、大電力のスイッチングを行うことにより電力を変換することが多いため、当該電圧検出値や電流検出値にノイズが重畳されてしまうことがある。例えば一般の電力変換装置では検出部のローパスフィルタ（図２では電圧検出ローパスフィルタ部２１０や電流検出ローパスフィルタ部２２０に該当）の時定数を長くすることにより、ノイズ成分を除去することが考えられている。 << Example of control operation of Example 2 >>
A power conversion device that controls based on a voltage detection value or a current detection value often converts power by switching a large amount of power, so noise is superimposed on the voltage detection value or the current detection value. Sometimes. For example, in a general power conversion device, it is conceivable to remove the noise component by lengthening the time constant of the low-pass filter of the detection unit (corresponding to the voltage detection low-pass filter unit 210 and the current detection low-pass filter unit 220 in FIG. 2). ing.

しかしながら、ローパスフィルタの時定数を長くすると、検出信号の遅延が長くなり、応答性向上が困難となる事態になってしまう。特に、電流制御は電圧制御と比較して高速の制御が要求されるため、前記のような事態が顕著となるおそれがある。 However, if the time constant of the low-pass filter is lengthened, the delay of the detection signal becomes long, and it becomes difficult to improve the responsiveness. In particular, since current control requires higher speed control than voltage control, the above situation may become remarkable.

このような事態を抑制する手法としては、実施例２の制御回路２００において、図４に示すようなゲート生成部２６０を適用して下記のとおり制御動作させることが挙げられる。なお、実施例１の場合と同様のもの（例えば一次側ゲート信号Ｇ−５，二次側ゲート信号Ｇ−１２の生成方法）については説明を省略し、主に実施例１との差異点（電流検出）について説明する。 As a method of suppressing such a situation, in the control circuit 200 of the second embodiment, the gate generation unit 260 as shown in FIG. 4 is applied and the control operation is performed as follows. The same as in the case of the first embodiment (for example, the method of generating the primary side gate signal G-5 and the secondary side gate signal G-12) is omitted from the description, and mainly the differences from the first embodiment (differences from the first embodiment). Current detection) will be described.

まず、実施例２の制御回路２００において、電流検出ローパスフィルタ部２２０の時定数を小さく設定（例えば最小限に設定）しておく。また、ＡＤＣ部２９０は、電流検出値において、スイッチング周期に同期したサンプリングを複数回行う。そして、ＡＤＣ部２９０の出力とＤ型フリップフロップ３１０の出力とを加算し、その加算した値を割算器３２０に入力して移動平均化処理する。 First, in the control circuit 200 of the second embodiment, the time constant of the current detection low-pass filter unit 220 is set small (for example, set to the minimum). Further, the ADC unit 290 performs sampling in synchronization with the switching cycle a plurality of times in the current detection value. Then, the output of the ADC unit 290 and the output of the D-type flip-flop 310 are added, and the added value is input to the divider 320 for a moving average process.

これにより、比較的大きいノイズ成分であるスイッチング周波数のノイズ成分においては、移動平均化処理によって除去され、電流検出値の高周波のノイズ成分においては、電流検出ローパスフィルタ部２２０により除去されることとなる。そして、検出信号の遅延を抑制しながら、ノイズの影響を低減することができる。なお、ＡＤＣ部２９０の変換時間の許す限りサンプリング回数を増やすことにより、耐ノイズ性を向上できる可能性がある。 As a result, the noise component of the switching frequency, which is a relatively large noise component, is removed by the moving averaging process, and the high frequency noise component of the current detection value is removed by the current detection low-pass filter unit 220. .. Then, the influence of noise can be reduced while suppressing the delay of the detection signal. The noise resistance may be improved by increasing the number of samplings as long as the conversion time of the ADC unit 290 allows.

以上示したように実施例２による制御回路２００を制御動作させることにより、図８に示すような波形の交流電圧Ｖ１，Ｖ２および交流電流Ｉが発生することとなる。なお、図８の各波形は、位相差指令値（電流制御部２５０の出力）が正の場合のものである。また、ＤＡＢ回路１００において−９０°＜位相差δ＜９０°の範囲で通常の制御をするものとする。 By controlling the control circuit 200 according to the second embodiment as shown above, the alternating current voltages V1 and V2 and the alternating current I having the waveforms shown in FIG. 8 are generated. Note that each waveform in FIG. 8 is for a case where the phase difference command value (output of the current control unit 250) is positive. Further, it is assumed that the DAB circuit 100 performs normal control in the range of −90 ° <phase difference δ <90 °.

図８によると、三角波キャリア信号の谷部の底側で±１／８周期（谷部の底側で±位相角４５°）の期間において、交流電圧Ｖ１，Ｖ２が同極性となっていることが読み取れる。この期間での複数回のサンプリングが望ましいことが判る。 According to FIG. 8, the AC voltages V1 and V2 have the same polarity during a period of ± 1/8 cycle (± phase angle 45 ° on the bottom side of the valley) of the triangular wave carrier signal. Can be read. It turns out that multiple samplings during this period are desirable.

具体例としては、図８に示すように、三角波キャリア信号の谷部の底側で±１／１６周期の期間において、２箇所の丸で囲ったサンプル点での電流検出のサンプリングを行うことが挙げられる。なお、サンプル点は、特に限定されるものではなく、例えば三角波キャリア信号の谷部±１／８周期の期間内であれば、適宜設定することが可能である。例えば、三角波キャリア信号の谷部のサンプル点と、三角波キャリア信号の谷部＋１／１６周期の期間のサンプル点と、三角波キャリア信号の谷部−１／１６周期の期間のサンプル点と、の３回での電流検出のサンプリングを行うことも可能である。 As a specific example, as shown in FIG. 8, current detection sampling can be performed at two circled sample points in a period of ± 1/16 cycle on the bottom side of the valley of the triangular wave carrier signal. Can be mentioned. The sample points are not particularly limited, and can be appropriately set as long as they are within a period of ± 1/8 cycle of the valley portion of the triangular wave carrier signal, for example. For example, three sample points of the valley of the triangular wave carrier signal, the valley of the triangular carrier signal + 1/16 period, and the valley of the triangular carrier signal-1 / 16 period. It is also possible to sample the current detection at one time.

したがって、実施例２による制御回路２００によれば、実施例１と同様の作用効果を奏する他に、検出信号の遅延を抑制しながらノイズの影響を低減でき、耐ノイズ性の向上に貢献できる可能性がある。 Therefore, according to the control circuit 200 according to the second embodiment, in addition to exhibiting the same action and effect as that of the first embodiment, the influence of noise can be reduced while suppressing the delay of the detection signal, and it is possible to contribute to the improvement of noise resistance. There is sex.

≪その他≫
以上示した実施例１，２による制御動作例では、三角波キャリア信号の谷部の底側（またはその近傍）で交流電流Ｉをサンプリングする構成であるが、三角波キャリア信号の山部の頂側（またはその近傍）で当該交流電流Ｉをサンプリングする構成に置き換えてもよい。 ≪Others≫
In the control operation example according to Examples 1 and 2 shown above, the AC current I is sampled at the bottom side (or near) of the valley portion of the triangular wave carrier signal, but the top side of the peak portion of the triangular wave carrier signal (or its vicinity). Or in the vicinity thereof), it may be replaced with a configuration in which the alternating current I is sampled.

この場合、図２における減算器２５ａは、電流制限部２４０の出力とＡＤＣ部２９０の出力を加算する加算器に置き換わる。同様に、図３における減算器２５ａは、電流制限部２４０の出力と割算器３２０の出力とを加算する加算器に置き換わる。 In this case, the subtractor 25a in FIG. 2 is replaced with an adder that adds the output of the current limiting unit 240 and the output of the ADC unit 290. Similarly, the subtractor 25a in FIG. 3 is replaced by an adder that adds the output of the current limiting unit 240 and the output of the divider 320.

また、実施例１，２では、ＤＡＢ回路１００一次側（第１コンバータ部４）とトランス８一次側との間の交流電流から検出された電流検出値を適用しているが、ＤＡＢ回路二次側（第２コンバータ部１０）とトランス８二次側との間から検出された電流検出値を適用しても、当該実施例１，２の制御動作例で示したものと同様の作用効果を奏することとなる。 Further, in the first and second embodiments, the current detection value detected from the alternating current between the primary side of the DAB circuit 100 (first converter unit 4) and the primary side of the transformer 8 is applied, but the secondary side of the DAB circuit is applied. Even if the current detection value detected between the side (second converter unit 10) and the secondary side of the transformer 8 is applied, the same action and effect as those shown in the control operation examples of Examples 1 and 2 can be obtained. It will be played.

また、トランス８の入力電流または出力電流を常時検出できるため、当該検出結果を適宜流用することも可能である。例えば、トランス８の入力電流または出力電流の検出値が所定値（予め設定された閾値等）を超過した場合に、ＤＡＢ回路１００の全てのスイッチ（スイッチ５ａ〜５ｄ，１２ａ〜１２ｄ）のゲート信号をスイッチングオフとする機能を追加（例えば図２，図３の構成とは別に追加）することが挙げられる。これにより、例えば過電流が発生した場合に、トランス８が破壊しないように保護することが可能となる。このような保護機能における交流電流Ｉの検出点は、特に限定されるものではない（三角波キャリア信号の谷部や山部に限定されない）。 Further, since the input current or the output current of the transformer 8 can be constantly detected, the detection result can be appropriately diverted. For example, when the detected value of the input current or the output current of the transformer 8 exceeds a predetermined value (a preset threshold value or the like), the gate signals of all the switches (switches 5a to 5d, 12a to 12d) of the DAB circuit 100 Is added (for example, it is added separately from the configurations shown in FIGS. 2 and 3). This makes it possible to protect the transformer 8 from being destroyed when, for example, an overcurrent occurs. The detection point of the alternating current I in such a protection function is not particularly limited (not limited to the valley or peak of the triangular wave carrier signal).

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変更等が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変更等が特許請求の範囲に属することは当然のことである。 Although the above description has been made in detail only for the specific examples described in the present invention, it is clear to those skilled in the art that various changes and the like can be made within the scope of the technical idea of the present invention. It goes without saying that such changes belong to the scope of claims.

Ａ…双方向コンバータ
１００…ＤＡＢ回路
２００…制御回路
１，２…直流電源
４，１０…第１，第２コンバータ部
５ａ〜５ｄ…スイッチ（第１〜第４半導体スイッチング素子）
１２ａ〜１２ｄ…スイッチ（第５〜第８半導体スイッチング素子）
８…トランス A ... Bidirectional converter 100 ... DAB circuit 200 ... Control circuit 1, 2 ... DC power supply 4, 10 ... 1st and 2nd converter units 5a to 5d ... Switch (1st to 4th semiconductor switching elements)
12a to 12d ... Switches (5th to 8th semiconductor switching elements)
8 ... Transformer

Claims (5)

トランスを介して結合された第１，第２コンバータ部と、
第１，第２コンバータ部による電力伝送の出力電力を制御する制御回路と、を備え、
第１コンバータ部は、第１直流電源とトランスの一次側に接続され、
第１，第２半導体スイッチング素子が直列接続された第１スイッチングアームと、第３，第４半導体スイッチング素子が直列接続された第２スイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有し、
第２コンバータ部は、第２直流電源とトランスの二次側に接続され、
第５，第６半導体スイッチング素子が直列接続された第３スイッチングアームと、第７，第８半導体スイッチング素子が直列接続された第４スイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有し、
制御回路は、
第１コンバータ部とトランスの一次側との間、または第２コンバータ部とトランス二次側との間から検出された電流検出値と、
三角波キャリア信号と、
に基づいて、第１，第２コンバータ部の各半導体スイッチング素子のゲート信号をそれぞれ生成する、
ことを特徴とする双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 The 1st and 2nd converters coupled via a transformer,
A control circuit for controlling the output power of power transmission by the first and second converters is provided.
The first converter section is connected to the first DC power supply and the primary side of the transformer.
It has a single-phase full bridge circuit in which a first switching arm in which the first and second semiconductor switching elements are connected in series and a second switching arm in which the third and fourth semiconductor switching elements are connected in series are connected in parallel. And
The second converter section is connected to the second DC power supply and the secondary side of the transformer.
It has a single-phase full bridge circuit in which a third switching arm in which the fifth and sixth semiconductor switching elements are connected in series and a fourth switching arm in which the seventh and eighth semiconductor switching elements are connected in series are connected in parallel. And
The control circuit is
The current detection value detected between the first converter section and the primary side of the transformer, or between the second converter section and the secondary side of the transformer,
Triangle carrier signal and
Generates gate signals for each semiconductor switching element in the first and second converters based on
A bidirectionally insulated DC-DC converter. 電流検出値は、三角波キャリア信号における谷部の底側および山部の頂側のうち何れか一方のタイミングでサンプリングしたものであり、
制御回路は、前記サンプリングした電流検出値と、第２コンバータ部直流側から検出された電圧検出値と、
第２コンバータ部直流側において設定された電圧指令値と、に基づいて位相差指令値を生成し、
前記ゲート信号は、前記生成した位相差指令値と、三角波キャリア信号と、に基づいて生成されたものである、
ことを特徴とする請求項１記載の双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 The current detection value is sampled at the timing of either the bottom side of the valley or the top side of the peak in the triangular wave carrier signal.
The control circuit includes the sampled current detection value, the voltage detection value detected from the DC side of the second converter unit, and the voltage detection value.
A phase difference command value is generated based on the voltage command value set on the DC side of the second converter section.
The gate signal is generated based on the generated phase difference command value and the triangular wave carrier signal.
The bidirectionally insulated DC-DC converter according to claim 1. 電流検出値は、三角波キャリア信号の谷部および山部のうち何れか一方において±１／８周期の期間内での複数サンプリング点でサンプリングしたものであり、
制御回路は、前記サンプリングした複数サンプリング点での電流検出値を移動平均処理化して得た値と、第２コンバータ部直流側から検出された電圧検出値と、第２コンバータ部直流側において設定された電圧指令値と、に基づいて位相差指令値を生成し、
前記ゲート信号は、前記生成した位相差指令値と、三角波キャリア信号と、に基づいて生成されたものである、
ことを特徴とする請求項１記載の双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 The current detection value is sampled at a plurality of sampling points within a period of ± 1/8 cycle in either the valley portion or the peak portion of the triangular wave carrier signal.
The control circuit is set on the second converter section DC side, the value obtained by moving average processing the current detection values at the multiple sampling points sampled, the voltage detection value detected from the second converter section DC side, and the second converter section DC side. Generates a phase difference command value based on the voltage command value
The gate signal is generated based on the generated phase difference command value and the triangular wave carrier signal.
The bidirectionally insulated DC-DC converter according to claim 1. 制御回路は、電流検出値が、当該電流検出値において設定された所定の閾値を超過している場合に、半導体スイッチング素子をスイッチングオフする、
ことを特徴とする請求項１〜３の何れかに記載の双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 The control circuit switches off the semiconductor switching element when the current detection value exceeds a predetermined threshold value set in the current detection value.
The bidirectionally insulated DC-DC converter according to any one of claims 1 to 3. トランスを介して結合された第１，第２コンバータ部と、
第１，第２コンバータ部による電力伝送の出力電力を制御する制御回路と、
を備えた双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法であって、
第１コンバータ部は、第１直流電源とトランスの一次側に接続され、
第１，第２半導体スイッチング素子が直列接続された第１スイッチングアームと、第３，第４半導体スイッチング素子が直列接続された第２スイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有し、
第２コンバータ部は、第２直流電源とトランスの二次側に接続され、
第５，第６半導体スイッチング素子が直列接続された第３スイッチングアームと、第７，第８半導体スイッチング素子が直列接続された第４スイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有し、
制御回路により、
第１コンバータ部とトランスの一次側との間、または第２コンバータ部とトランス二次側との間から交流電流を検出し、
前記検出した交流電流値および交流電圧値と、三角波キャリア信号と、に基づいて、第１，第２コンバータ部の各半導体スイッチング素子のゲート信号をそれぞれ生成する、
ことを特徴とする双方向絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。 The 1st and 2nd converters coupled via a transformer,
A control circuit that controls the output power of power transmission by the first and second converters,
It is a control method of a bidirectional isolated DC-DC converter equipped with
The first converter section is connected to the first DC power supply and the primary side of the transformer.
It has a single-phase full bridge circuit in which a first switching arm in which the first and second semiconductor switching elements are connected in series and a second switching arm in which the third and fourth semiconductor switching elements are connected in series are connected in parallel. And
The second converter section is connected to the second DC power supply and the secondary side of the transformer.
It has a single-phase full bridge circuit in which a third switching arm in which the fifth and sixth semiconductor switching elements are connected in series and a fourth switching arm in which the seventh and eighth semiconductor switching elements are connected in series are connected in parallel. And
By the control circuit
Detects alternating current between the first converter section and the primary side of the transformer, or between the second converter section and the secondary side of the transformer.
Based on the detected AC current value and AC voltage value and the triangular wave carrier signal, the gate signal of each semiconductor switching element of the first and second converter units is generated.
A method for controlling a bidirectionally insulated DC-DC converter.
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