JP2020137263A - Power conversion device, drive device and power steering device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電力変換装置、駆動装置およびパワーステアリング装置に関する。 The present invention relates to a power converter, a drive device and a power steering device.
従来、モータの巻線の両端にインバータが接続され、2つのインバータでモータが駆動される駆動システムが知られている。 Conventionally, there is known a drive system in which inverters are connected to both ends of a winding of a motor and the motor is driven by two inverters.
例えば特許文献1では、第1インバータ部は、U相コイル、V相コイルおよびW相コイルの一端と第1電力供給源との間に接続される。また、第2インバータ部は、U相コイル、V相コイルおよびW相コイルの他端と第2電力供給源との間に接続される。また、第1電力供給源からSW素子へ供給される電流を平滑化する平滑コンデンサが第1電力供給源と並列に接続され、第2電力供給源からSW素子へ供給される電流を平滑化する平滑コンデンサが第2電力供給源と並列に接続される。
For example, in
コンデンサは素子の中でも体積が大きいため、基板設計としては小さい方が好ましい。しかし、従来は、コンデンサの容量に着目して電力変換装置や駆動システムの小型化を図る提案はなかった。
そこで、本発明は、コンデンサの容量を抑制して電力変換装置を小型化することを目的の一つとする。
Since the capacitor has a large volume among the elements, it is preferable that the capacitor has a small volume as a substrate design. However, in the past, there has been no proposal to reduce the size of the power conversion device or drive system by focusing on the capacity of the capacitor.
Therefore, one of the objects of the present invention is to reduce the size of the power conversion device by suppressing the capacity of the capacitor.
本発明に係る電力変換装置の一態様は、電源からの電力を変換し、n相(nは3以上の整数)の互いに無結線な巻線を有するモータに供給する電力変換装置であって、上記巻線の一端に接続される、上記n相それぞれのスイッチ素子を備えた第1インバータと、上記一端に対する他端に接続される、上記n相それぞれのスイッチ素子を備えた第2インバータと、を備え、上記第1インバータおよび上記第2インバータにおける各相のスイッチ素子が、相同士で互いに同じ周期でスイッチングを行うと共に、相同士で互いに異なるタイミングでオンとなる。
また、本発明に係る駆動装置の一態様は、上記電力変換装置と、上記電力変換装置によって変換された電力が供給されるモータと、を備える。
One aspect of the power conversion device according to the present invention is a power conversion device that converts power from a power source and supplies it to a motor having n-phase (n is an integer of 3 or more) unconnected windings. A first inverter having each of the n-phase switch elements connected to one end of the winding, and a second inverter having each of the n-phase switch elements connected to the other end of the winding. The switch elements of the respective phases in the first inverter and the second inverter switch each other in the same cycle, and the phases are turned on at different timings.
Further, one aspect of the drive device according to the present invention includes the power conversion device and a motor to which the power converted by the power conversion device is supplied.
また、本発明に係るパワーステアリング装置の一態様は、上記電力変換装置と、上記電力変換装置によって変換された電力が供給されるモータと、上記モータによって駆動されるパワーステアリング機構と、を備える。 Further, one aspect of the power steering device according to the present invention includes the power conversion device, a motor to which the power converted by the power conversion device is supplied, and a power steering mechanism driven by the motor.
本発明によれば、コンデンサの容量を抑制して電力変換装置を小型化することができる。 According to the present invention, the capacity of the capacitor can be suppressed and the power conversion device can be miniaturized.
以下、添付の図面を参照しながら、本開示の電力変換装置、駆動装置およびパワーステアリング装置の実施形態を詳細に説明する。但し、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするため、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。 Hereinafter, embodiments of the power conversion device, drive device, and power steering device of the present disclosure will be described in detail with reference to the accompanying drawings. However, in order to avoid unnecessarily redundant explanations below and facilitate understanding by those skilled in the art, unnecessarily detailed explanations may be omitted. For example, detailed explanations of already well-known matters and duplicate explanations for substantially the same configuration may be omitted.
本明細書において、電源からの電力を、三相(U相、V相、W相)の巻線(「コイル」と表記する場合がある。)を有する三相モータに供給する電力に変換する電力変換装置を例にして、本開示の実施形態を説明する。ただし、電源からの電力を、四相または五相などのn相(nは4以上の整数)の巻線を有するn相モータに供給する電力に変換する電力変換装置も本開示の範疇である。
(モータ駆動ユニット1000の回路構成)
図1は、本実施形態によるモータ駆動ユニット1000の回路構成を模式的に示す図である。
モータ駆動ユニット1000は、インバータ101、102、モータ200および制御回路300を備える。
In the present specification, power from a power source is converted into power supplied to a three-phase motor having three-phase (U-phase, V-phase, W-phase) windings (sometimes referred to as "coils"). An embodiment of the present disclosure will be described by taking a power conversion device as an example. However, a power conversion device that converts power from a power source into power supplied to an n-phase motor having n-phase (n is an integer of 4 or more) windings such as four-phase or five-phase is also within the scope of the present disclosure. ..
(Circuit configuration of motor drive unit 1000)
FIG. 1 is a diagram schematically showing a circuit configuration of the
The
本明細書では、構成要素としてモータ200を備えるモータ駆動ユニット1000を説明する。モータ200を備えるモータ駆動ユニット1000は、本発明の駆動装置の一例に相当する。ただし、モータ駆動ユニット1000は、構成要素としてモータ200が省かれた、モータ200を駆動するための装置であってもよい。モータ200が省かれたモータ駆動ユニット1000は、本発明の電力変換装置の一例に相当する。
In this specification, the
モータ200は、例えば三相交流モータである。モータ200は、U相、V相およびW相のコイルを有し、各コイルは互いに無結線である。コイルの巻き方は、例えば集中巻きまたは分布巻きである。
The
モータ駆動ユニット1000は電源410、420に接続される。本実施形態では、電源として、第1インバータ101用の電源410と、第2インバータ102用の電源420が用いられる。即ち、第1インバータ101は第1の電源410に接続され、第2インバータ102は、第1の電源410とは独立の第2の電源420に接続される。
The
電源410、420は所定の電源電圧(例えば12V)を生成する。電源410、420として、例えば直流電源が用いられる。ただし、電源410、420は、AC−DCコンバータまたはDC―DCコンバータであってもよいし、バッテリー(蓄電池)であってもよい。図1では、一例として、第1インバータ101用の電源410および第2インバータ102用の電源420が示されるが、モータ駆動ユニット1000は、第1インバータ101および第2インバータ102に共通の電源に接続されてもよい。また、モータ駆動ユニット1000は、内部に電源を備えていてもよい。
The
モータ駆動ユニット1000はコンデンサ105、106を備える。コンデンサ105、106は、いわゆる平滑コンデンサであり、モータ200で発生する環流電流を吸収することで電源電圧を安定化させてトルクリップルを抑制する。コンデンサ105、106は、例えば電解コンデンサであり、容量および使用する個数は設計仕様などによって適宜決定される。二つのコンデンサ105、106のうち第1のコンデンサ105は、第1インバータ101用の電源410と並列に第1インバータ101に接続される。二つのコンデンサ105、106のうち第2のコンデンサ106は、第2インバータ102用の電源420と並列に第2インバータ102に接続される。
The
モータ駆動ユニット1000は、2つのインバータ101、102によって、電源410、420からの電力をモータ200に供給する電力に変換することが可能である。例えば、モータ駆動ユニット1000は、直流電力を、U相、V相およびW相の擬似正弦波である三相交流電力に変換することが可能である。
The
2つのインバータ101、102のうち第1インバータ101は、モータ200のコイルの一端210に接続され、第2インバータ102は、モータ200のコイルの他端220に接続される。即ち、モータ駆動ユニット1000は、モータ200のコイルの一端210に接続される、U相、V相およびW相の3相それぞれのスイッチ素子を備えた第1インバータ101と、一端210対する他端220に接続される、U相、V相およびW相の3相それぞれのスイッチ素子を備えた第2インバータ102とを備える。
Of the two
また、第1インバータ101および第2インバータ102は、3個のレグを有するブリッジ回路を備え、各レグは、モータ200のコイルと電源端とに接続された3つのハイサイドスイッチ素子と、モータ200のコイルとグランド端とに接続された3つのローサイドスイッチ素子とを備える。
Further, the
具体的には、U相のコイルの一端210および他端220それぞれに、U相のハイサイドスイッチ素子113H、116Hおよびローサイドスイッチ素子113L、116Lが接続される。V相のコイルの一端210および他端220それぞれに、V相のハイサイドスイッチ素子114H、117Hおよびローサイドスイッチ素子114L、117Lが接続される。W相のコイルの一端210および他端220それぞれに、W相のハイサイドスイッチ素子115H、118Hおよびローサイドスイッチ素子115L、118Lが接続される。スイッチ素子としては、例えば電界効果トランジスタ(MOSFETなど)または絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)が用いられる。なお、スイッチ素子がIGBTである場合には、スイッチ素子と逆並列にダイオード(フリーホイール)が接続される。
Specifically, the U-phase high-
各相について、コイルの一端210および他端220に接続されたハイサイドスイッチ素子およびローサイドスイッチ素子によってHブリッジが構成される。つまり、モータ駆動ユニット1000は、U相、V相、W相に対応した3つのHブリッジを備える。モータ駆動ユニット1000は、これら3つのHブリッジによって、互いに無結線なU相、V相、W相のコイルそれぞれに対して個別に電力を供給することができる。
For each phase, an H-bridge is composed of a high-side switch element and a low-side switch element connected to one
制御回路300は、例えばパワーステアリング装置の制御用コンピュータなどといった外部装置からモータ200の目標トルクなどが入力される。制御回路300は、図示を省略した角度センサや電流センサなどで検出されるモータ200の出力情報と、上記目標トルクなどに基づいて目標電流値を設定し、インバータ101、102によるモータ200の駆動を制御する。具体的には、制御回路300は、インバータ101、102に備えられた各スイッチ素子におけるオンオフ動作をPWM制御する。
なお、制御回路としては、2つのインバータ101、102について個別に対応した2つの制御回路が備えられてもよい。
図2は、モータ200の各相の各コイルに流れる電流値の一例を示す図である。
In the
As the control circuit, two control circuits individually corresponding to the two
FIG. 2 is a diagram showing an example of a current value flowing through each coil of each phase of the
図2には、三相通電制御に従って第1インバータ101および第2インバータ102が制御されたときにモータ200のU相、V相およびW相の各コイルに流れる電流値をプロットして得られる電流波形(正弦波)が例示される。図2の横軸は、モータ電気角(deg)を示し、縦軸は電流値(A)を示す。Ipkは各相の最大電流値(ピーク電流値)を表す。
モータ駆動ユニット1000は、2つのインバータ101、102によって正弦波以外の波形を用いてモータ200を駆動することも可能である。
FIG. 2 shows the current obtained by plotting the current values flowing through the U-phase, V-phase, and W-phase coils of the
The
図2に例示されたような電流波形は、そのような電流波形に応じた波形の電圧がモータ200に印加されることで生じる。そして、そのような電圧は、第1インバータ101のスイッチ素子と第2インバータ102のスイッチ素子がPWM制御によって例えば20kHzというような高速でスイッチングすることによって生じる。
図3および図4は、PWM制御の下でのスイッチング動作を模式的に示す図であり、図3には電圧印加の状態が示され、図4には印加停止の状態が示される。
The current waveform as illustrated in FIG. 2 is generated when a voltage having a waveform corresponding to such a current waveform is applied to the
3 and 4 are diagrams schematically showing a switching operation under PWM control, FIG. 3 shows a state of voltage application, and FIG. 4 shows a state of application stop.
図3および図4には、インバータ101、102が有するレグのうち例えばU相のレグが示される。上述したようにU相のレグには、第1インバータ101側のハイサイドスイッチ素子113Hおよびローサイドスイッチ素子113Lと、第2インバータ102側のハイサイドスイッチ素子116Hおよびローサイドスイッチ素子116Lとが含まれる。
3 and 4 show, for example, a U-phase leg among the legs of the
第1インバータ101側のハイサイドスイッチ素子113Hおよびローサイドスイッチ素子113Lは、同時にオン状態とはならず、一方がオン状態となる場合には他方はオフ状態になる。第2インバータ102側のハイサイドスイッチ素子116Hおよびローサイドスイッチ素子116Lも同様に、同時にオン状態とはならない。
The high-
モータ200の巻線に電圧が印加される場合には、2つのインバータ101、102の一方(図3の場合は第2インバータ102)でハイサイドスイッチ素子113H、116Hがオン状態となり、他方(図3の場合は第1インバータ101)でローサイドスイッチ素子113L、116Lがオン状態となる。この結果、当該一方側から当該他方側へと図3中の矢印のように電流が流れることになる。
When a voltage is applied to the windings of the
印加停止時には、全てのスイッチ素子がオフ状態となる。オフ状態となった直後には、2つのコンデンサ105、106の一方(図4の場合は第1のコンデンサ105)にモータ200からの環流電流が、図4中の矢印のように流れてコンデンサに吸収される。この、環流電流はモータ200のトルクには寄与しない。なお、印加停止時におけるスイッチ素子の制御としては、図4に示すように2つのインバータ101、102の双方でオフ状態となる制御の他に、2つのインバータ101、102の片側のみでオフ状態となる制御も採用可能である。
When the application is stopped, all the switch elements are turned off. Immediately after the power is turned off, the recirculation current from the
2つのインバータ101、102では、図3に示す電圧印加の状態と図4に示す印加停止の状態とが高速で繰り返される。インバータ101、102における電圧印加と印加停止との繰り返しは、制御回路300によって生成されるPWM信号に従って実行される。
図5は、PWM信号を示す図である。
In the two
FIG. 5 is a diagram showing a PWM signal.
PWM信号は2値のパルス信号であり、電圧印加を表す第1値と印加停止を表す第2値とが交互に生じる。PWM信号のパルスは周期T0で繰り返され、周期T0は第1値の継続時間T1と第2値の継続時間T2とに案分される。 The PWM signal is a binary pulse signal, and a first value indicating voltage application and a second value indicating application stop occur alternately. The pulse of the PWM signal is repeated in the period T0, and the period T0 is divided into a first value duration T1 and a second value duration T2.
PWM信号は上述した様に例えば20kHzといった高周波数の信号であるため周期T0は例えば50μ秒といった短周期となる。従って、モータ200に印加される実効的な電圧(実効電圧)は、周期T0で均された電圧となり、周期T0と第1値の継続時間T1との比(デューティー)が電源電圧と実効電圧との比に等しい。実効電圧は、例えば図2に示す電流波形のように変化する電流値に対応して時間変化する電圧である。実効電圧のそのような時間変化は、制御回路300によってPWM信号のデューティーが制御されることで実現される。
Since the PWM signal is a high frequency signal such as 20 kHz as described above, the period T0 is a short period such as 50 μsec. Therefore, the effective voltage (effective voltage) applied to the
実効電圧を変化させるためにPWM信号のデューティーが変化する場合には、制御の容易性などから、スイッチ素子のオンタイミング(即ちPWM信号の立ち上がりタイミング)は周期T0に固定される。そして、スイッチ素子のオフタイミング(即ちPWM信号の立ち下がりタイミング)が変化して、実効電圧に応じた第1値の継続時間T1が実現される。言い換えると、PWM制御でオン状態の比率が変化する場合、スイッチングオフのタイミングが変化し、スイッチングオンのタイミングは固定である。 When the duty of the PWM signal changes in order to change the effective voltage, the on-timing of the switch element (that is, the rising timing of the PWM signal) is fixed to the period T0 for ease of control and the like. Then, the off timing of the switch element (that is, the falling timing of the PWM signal) changes, and the duration T1 of the first value corresponding to the effective voltage is realized. In other words, when the ratio of the on state changes by PWM control, the switching off timing changes, and the switching on timing is fixed.
ここで、図1を再度参照する。各インバータ101、102には、電源410、420と並列にコンデンサ105、106が接続されている。このコンデンサ105、106は、モータ200が有するn相(ここでは3相)のコイルそれぞれで生じる環流電流を吸収する。即ち、一つのコンデンサがn相分の環流電流によって充放電を繰り返すことになる。コンデンサ105、106の充放電は、PWM制御に伴うスイッチングのオフタイミング毎に発生することになる。
Here, FIG. 1 is referred to again.
コンデンサ105、106としては、環流電流を吸収するために十分な容量を有するコンデンサが必要となる。また、本実施形態では、2つのインバータ101、102に対する電源410、420の独立のため、インバータ101、102毎のコンデンサ105、106が必要である。従って、モータ駆動ユニット1000の小型化にはコンデンサ105、106の容量抑制が大きく寄与する。
As the
図6および図7は、比較例におけるコンデンサの充放電を示す図であり、図6には各相におけるスイッチングのタイミングが示され、図7にはコンデンサにおける充電量の変化が示される。図6および図7の横軸は時間を表し、図7の縦軸はコンデンサに溜まる電荷量を表す。 6 and 7 are diagrams showing the charging / discharging of the capacitor in the comparative example, FIG. 6 shows the switching timing in each phase, and FIG. 7 shows the change in the charge amount in the capacitor. The horizontal axis of FIGS. 6 and 7 represents time, and the vertical axis of FIG. 7 represents the amount of electric charge accumulated in the capacitor.
比較例では、スイッチング動作においてUVWの相同士でオンタイミングが同一である。図2に示すような電流波形の場合、一般的に相同士で実効電圧は異なるため、電流波形上の多くの時点ではデューティーが相同士で異なる。この結果、多くの時点でオフタイミングは相同士で異なるが、相同士でオンタイミングが同一であるとオフタイミングも相同士で近いタイミングとなることが多い。また、オンタイミングが同一であると、モータの出力が小さい程、オフタイミング同士は近接する。その結果、各相で発生した環流電流は、互いに近いタイミングでコンデンサに流れ込む。図7に示すように、コンデンサは、充電時に環流電流を急速に吸収し、その後は徐々に放電する。このため、オフタイミングが相同士で近いタイミングであると、放電が進む前に各相の環流電流による充電が次々と重なることになり、コンデンサの容量としては大きな容量C1が必要となる。この結果、大型のコンデンサが必要となってモータ駆動ユニット1000の小型化が妨げられる。
なお、図7に示すような充電の重なりが常に生じなくても、例えば図2に示すような電流波形上の特定の位相で繰り返し生じることが想定される場合などには、瞬間的な最大充電量に対応するため、コンデンサとしては大きな容量C1のコンデンサが求められる。
In the comparative example, the on-timing is the same between the UVW phases in the switching operation. In the case of the current waveform as shown in FIG. 2, since the effective voltage is generally different between the phases, the duty is different between the phases at many points on the current waveform. As a result, the off-timing differs between the phases at many times, but if the on-timing is the same between the phases, the off-timing is often close to each other. Further, when the on-timing is the same, the smaller the output of the motor, the closer the off-timing is. As a result, the circulating currents generated in each phase flow into the capacitor at timings close to each other. As shown in FIG. 7, the capacitor rapidly absorbs the recirculation current during charging and then gradually discharges. For this reason, if the off-timing is close to each other, charging by the recirculation current of each phase will be overlapped one after another before the discharge proceeds, and a large capacity C1 is required as the capacity of the capacitor. As a result, a large capacitor is required, which hinders the miniaturization of the
Even if the charging overlap does not always occur as shown in FIG. 7, for example, when it is assumed that the charging overlap occurs repeatedly in a specific phase on the current waveform as shown in FIG. 2, the instantaneous maximum charging is performed. In order to correspond to the amount, a capacitor having a large capacity C1 is required as a capacitor.
このような比較例に対し、本実施形態では、スイッチング動作においてUVWの相同士でオンタイミングが異なっている。即ち、第1インバータ101および第2インバータ102における各相のスイッチ素子が、相同士で互いに同じ周期でスイッチングを行うと共に、相同士で互いに異なるタイミングでオンとなる。ここで、「異なるタイミングでオンとなる」とは、オフ状態のスイッチがオン状態に切り替わるタイミングが異なるという意味である。スイッチングの制御としては、オフ状態が基準となってオン状態の長さやタイミングが制御されてもよいし、オン状態が基準となってオフ状態の長さやタイミングが制御されてもよい。
本実施形態では、このスイッチングはPWM制御によるスイッチングであるが、PWM制御以外のスイッチングについて適用されてもよい。また、オンタイミングが異なるスイッチング動作は、モータ200のコイルが相同士で無結線であるために実現可能となる。相同士で無結線であると、各相における電流が連動しないからである。
In contrast to such a comparative example, in the present embodiment, the on-timing differs between the UVW phases in the switching operation. That is, the switch elements of each phase in the
In the present embodiment, this switching is switching by PWM control, but it may be applied to switching other than PWM control. Further, switching operations having different on-timing can be realized because the coils of the
図8および図9は、本実施形態におけるコンデンサの充放電を示す図であり、図8には各相におけるスイッチングのタイミングが示され、図9にはコンデンサにおける充電量の変化が示される。図8および図9の横軸は時間を表し、図9の縦軸はコンデンサに溜まる電荷量を表す。 8 and 9 are diagrams showing the charging / discharging of the capacitor in the present embodiment, FIG. 8 shows the switching timing in each phase, and FIG. 9 shows the change in the charge amount in the capacitor. The horizontal axis of FIGS. 8 and 9 represents time, and the vertical axis of FIG. 9 represents the amount of electric charge accumulated in the capacitor.
図8に示すように、本実施形態では、スイッチング動作の周期は各相とも周期T0となるがオンタイミングは相同士で異なっている。具体的には、周期T0がn分割(nは相の数であり、ここでは3分割)された各タイミングでオンとなる。ここでn分割は、n等分の分割でなくてもよいが、3分割の場合であれば相同士で周期T0の例えば30%以上のタイミング差を生じる3分割であることが望ましい。このような分割タイミングで各相のスイッチ素子がオンすることにより、スイッチオフのタイミングが相同士で十分に離れることになる。また、オンタイミングが相同士で異なっていると、モータの出力が小さい程、オフタイミング同士は離間する。 As shown in FIG. 8, in the present embodiment, the cycle of the switching operation is the cycle T0 for each phase, but the on-timing is different between the phases. Specifically, the period T0 is turned on at each timing divided into n (n is the number of phases, here divided into 3). Here, the n division does not have to be divided into n equal parts, but in the case of three divisions, it is desirable that the n divisions cause a timing difference of, for example, 30% or more of the period T0 between the phases. When the switch elements of each phase are turned on at such a division timing, the switch-off timings are sufficiently separated from each other. Further, when the on-timing is different between the phases, the smaller the output of the motor, the more the off-timing is separated from each other.
スイッチオフのタイミングが相同士で十分に離れると、図9に示すように、コンデンサに対する環流電流の流入(即ち充電)は、相同士で十分に間隔が開いて相毎の単発の充電となるので、十分に放電が進んでから次の充電が生じることになる。この結果、コンデンサに溜まる電荷の最大値が抑制されるので、コンデンサ105、106としては小さな容量C2を有する小型のコンデンサで済み、モータ駆動ユニット1000の小型化(即ち電力変換装置および駆動装置の小型化)に寄与する。
(パワーステアリング装置の実施形態)
When the switch-off timings are sufficiently separated from each other, as shown in FIG. 9, the inflow (that is, charging) of the recirculating current to the capacitor is sufficiently spaced between the phases to be a single charge for each phase. , The next charge will occur after the discharge has progressed sufficiently. As a result, the maximum value of the electric charge accumulated in the capacitor is suppressed, so that the
(Embodiment of Power Steering Device)
自動車等の車両は一般的に、パワーステアリング装置を備える。パワーステアリング装置は、運転者がステアリングハンドルを操作することによって発生するステアリング系の操舵トルクを補助するための補助トルクを生成する。補助トルクは、補助トルク機構によって生成され、運転者の操作の負担を軽減することができる。例えば、補助トルク機構は、操舵トルクセンサ、ECU、モータおよび減速機構などから構成される。操舵トルクセンサは、ステアリング系における操舵トルクを検出する。ECUは、操舵トルクセンサの検出信号に基づいて駆動信号を生成する。モータは、駆動信号に基づいて操舵トルクに応じた補助トルクを生成し、減速機構を介してステアリング系に補助トルクを伝達する。 Vehicles such as automobiles are generally equipped with a power steering device. The power steering device generates an auxiliary torque for assisting the steering torque of the steering system generated by the driver operating the steering handle. The auxiliary torque is generated by the auxiliary torque mechanism, and the burden on the driver's operation can be reduced. For example, the auxiliary torque mechanism includes a steering torque sensor, an ECU, a motor, a deceleration mechanism, and the like. The steering torque sensor detects the steering torque in the steering system. The ECU generates a drive signal based on the detection signal of the steering torque sensor. The motor generates an auxiliary torque according to the steering torque based on the drive signal, and transmits the auxiliary torque to the steering system via the reduction mechanism.
上記実施形態のモータ駆動ユニット1000は、パワーステアリング装置に好適に利用される。図10は、本実施形態による電動パワーステアリング装置2000の構成を模式的に示す図である。
電動パワーステアリング装置2000は、ステアリング系520および補助トルク機構540を備える。
The
The electric
ステアリング系520は、例えば、ステアリングハンドル521、ステアリングシャフト522(「ステアリングコラム」とも称される。)、自在軸継手523A、523B、および回転軸524(「ピニオン軸」または「入力軸」とも称される。)を備える。
The
また、ステアリング系520は、例えば、ラックアンドピニオン機構525、ラック軸526、左右のボールジョイント552A、552B、タイロッド527A、527B、ナックル528A、528B、および左右の操舵車輪(例えば左右の前輪)529A、529Bを備える。
Further, the
ステアリングハンドル521は、ステアリングシャフト522と自在軸継手523A、523Bとを介して回転軸524に連結される。回転軸524にはラックアンドピニオン機構525を介してラック軸526が連結される。ラックアンドピニオン機構525は、回転軸524に設けられたピニオン531と、ラック軸526に設けられたラック532とを有する。ラック軸526の右端には、ボールジョイント552A、タイロッド527Aおよびナックル528Aをこの順番で介して右の操舵車輪529Aが連結される。右側と同様に、ラック軸526の左端には、ボールジョイント552B、タイロッド527Bおよびナックル528Bをこの順番で介して左の操舵車輪529Bが連結される。ここで、右側および左側は、座席に座った運転者から見た右側および左側にそれぞれ一致する。
The steering handle 521 is connected to the
ステアリング系520によれば、運転者がステアリングハンドル521を操作することによって操舵トルクが発生し、ラックアンドピニオン機構525を介して左右の操舵車輪529A、529Bに伝わる。これにより、運転者は左右の操舵車輪529A、529Bを操作することができる。
According to the
補助トルク機構540は、例えば、操舵トルクセンサ541、ECU542、モータ543、減速機構544および電力供給装置545を備える。補助トルク機構540は、ステアリングハンドル521から左右の操舵車輪529A、529Bに至るステアリング系520に補助トルクを与える。なお、補助トルクは「付加トルク」と称されることがある。
The
ECU542としては、例えば図1などに示された制御回路300が用いられる。また、電力供給装置545としては、例えば図1などに示されたインバータ101、102が用いられる。また、モータ543としては、例えば図1などに示されたモータ200が用いられる。ECU542、モータ543および電力供給装置545は、一般的に「機電一体型モータ」と称されるユニットを構成してもよい。
As the
図10に示された各要素のうち、ECU542、モータ543および電力供給装置545を除いた要素で構成された機構は、モータ543によって駆動されるパワーステアリング機構の一例に相当する。
Among the elements shown in FIG. 10, the mechanism composed of the elements excluding the
操舵トルクセンサ541は、ステアリングハンドル521によって付与されたステアリング系520の操舵トルクを検出する。ECU542は、操舵トルクセンサ541からの検出信号(以下、「トルク信号」と表記する。)に基づいてモータ543を駆動するための駆動信号を生成する。モータ543は、操舵トルクに応じた補助トルクを駆動信号に基づいて発生する。補助トルクは、減速機構544を介してステアリング系520の回転軸524に伝達される。減速機構544は、例えばウォームギヤ機構である。補助トルクはさらに、回転軸524からラックアンドピニオン機構525に伝達される。
The
パワーステアリング装置2000は、補助トルクがステアリング系520に付与される箇所によって、ピニオンアシスト型、ラックアシスト型、およびコラムアシスト型等に分類される。図10には、ピニオンアシスト型のパワーステアリング装置2000が示される。ただし、パワーステアリング装置2000は、ラックアシスト型、コラムアシスト型等にも適用される。
The
ECU542には、トルク信号だけでなく、例えば車速信号も入力され得る。ECU542のマイクロコントローラは、トルク信号や車速信号などに基づいてモータ543をPWM制御することができる。
Not only a torque signal but also, for example, a vehicle speed signal can be input to the
ECU542は、少なくともトルク信号に基づいて目標電流値を設定する。ECU542は、車速センサによって検出された車速信号を考慮し、さらに角度センサによって検出されたロータの回転信号を考慮して、目標電流値を設定することが好ましい。ECU542は、電流センサ(図示省略)によって検出された実電流値が目標電流値に一致するように、モータ543の駆動信号、つまり、駆動電流を制御することができる。
The
パワーステアリング装置2000によれば、運転者の操舵トルクにモータ543の補助トルクを加えた複合トルクを利用してラック軸526によって左右の操舵車輪529A、529Bを操作することができる。また、上記実施形態のモータ駆動ユニット1000が利用されることにより、パワーステアリング装置2000内の省スペース化が図られる。
According to the
なお、ここでは、本発明の電力変換装置、駆動装置における使用方法の一例としてパワーステアリング装置が挙げられるが、本発明の電力変換装置、駆動装置の使用方法は上記に限定されず、ポンプ、コンプレッサなど広範囲に使用可能である。 Here, a power steering device is mentioned as an example of the usage method in the power conversion device and the drive device of the present invention, but the usage method of the power conversion device and the drive device of the present invention is not limited to the above, and the pump and the compressor It can be used in a wide range.
上述した実施形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した実施の形態ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The embodiments described above should be considered exemplary in all respects and not restrictive. The scope of the present invention is shown not by the above-described embodiment but by the scope of claims, and it is intended that all modifications within the meaning and scope equivalent to the scope of claims are included.
101、102 :インバータ
105、106 :コンデンサ
200 :モータ
300 :制御回路
410、420 :電源
1000 :モータ駆動ユニット
2000 :パワーステアリング装置
101, 102:
Claims (7)
前記巻線の一端に接続される、前記n相それぞれのスイッチ素子を備えた第1インバータと、
前記一端に対する他端に接続される、前記n相それぞれのスイッチ素子を備えた第2インバータと、を備え、
前記第1インバータおよび前記第2インバータにおける各相のスイッチ素子が、相同士で互いに同じ周期でスイッチングを行うと共に、相同士で互いに異なるタイミングでオンとなる電力変換装置。 A power conversion device that converts power from a power source and supplies it to a motor having n-phase (n is an integer of 3 or more) unconnected windings.
A first inverter connected to one end of the winding and having each of the n-phase switch elements,
A second inverter having each of the n-phase switch elements connected to the other end with respect to the one end is provided.
A power conversion device in which switch elements of each phase of the first inverter and the second inverter switch between phases at the same cycle and are turned on at different timings between the phases.
前記第2インバータは、前記第1電源とは独立の第2電源に接続され、
前記第1電源と並列に前記第1インバータに接続される第1コンデンサと、
前記第2電源と並列に前記第2インバータに接続される第2コンデンサと、
を備える請求項1に記載の電力変換装置。 The first inverter is connected to the first power supply and
The second inverter is connected to a second power source independent of the first power source.
A first capacitor connected to the first inverter in parallel with the first power supply,
A second capacitor connected to the second inverter in parallel with the second power supply,
The power conversion device according to claim 1.
前記電力変換装置によって変換された電力が供給されるモータと、
を備える駆動装置。 The power conversion device according to any one of claims 1 to 5.
A motor to which the power converted by the power conversion device is supplied, and
A drive device equipped with.
前記電力変換装置によって変換された電力が供給されるモータと、
前記モータによって駆動されるパワーステアリング機構と、
を備えるパワーステアリング装置。 The power conversion device according to any one of claims 1 to 5.
A motor to which the power converted by the power conversion device is supplied, and
The power steering mechanism driven by the motor and
Power steering device equipped with.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2019027694A JP2020137263A (en) | 2019-02-19 | 2019-02-19 | Power conversion device, drive device and power steering device |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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WO2018227307A1 (en) * | 2017-06-15 | 2018-12-20 | The Governing Council Of The University Of Toronto | Constant current fast charging of electric vehicles via dc grid using dual inverter drive |
-
2019
- 2019-02-19 JP JP2019027694A patent/JP2020137263A/en active Pending
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WO2018227307A1 (en) * | 2017-06-15 | 2018-12-20 | The Governing Council Of The University Of Toronto | Constant current fast charging of electric vehicles via dc grid using dual inverter drive |
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