JP2020056589A - Radar device, and radar method - Google Patents

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Abstract

To provide a radar device capable of reducing the ambiguity of Doppler frequency.SOLUTION: The radar device includes: multiple transmission parts; and a control part that configured to select a first transmission part out of the multiple transmission part at a first period for each transmission period of the transmission signals and select each of second transmission parts which is a transmission part other than the first transmission part out of the multiple transmission parts at a second period longer than the first period.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、レーダ装置及びレーダ方法に関する。   The present invention relates to a radar device and a radar method.

近年、高分解能が得られるマイクロ波又はミリ波を含む波長の短い信号を用いたレーダ装置の検討が進んでいる。また、屋外での安全性を向上させるために、車両以外にも、歩行者を含む物体（ターゲット）を広角範囲で検知するレーダ装置（広角レーダ装置）の開発が求められている。   2. Description of the Related Art In recent years, a radar device using a short-wavelength signal including a microwave or a millimeter wave capable of obtaining high resolution has been studied. Further, in order to improve outdoor safety, there is a demand for the development of a radar device (wide-angle radar device) that detects an object (target) including a pedestrian in a wide-angle range in addition to a vehicle.

広角な検知範囲を有するレーダ装置の構成として、複数のアンテナ（アレーアンテナ）で受信し、アンテナ間隔に対する受信位相差に基づいてターゲットからの反射波が到来する方向（到来角）を推定する手法（到来角推定手法）がある。到来角推定手法には、例えば、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）法が用いられる。また、到来角推定手法には、高い角度分解能が得られる手法として、例えば、Ｃａｐｏｎ法、ＭＵＳＩＣ（Multiple Signal Classification）、又は、ＥＳＰＲＩＴ（Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniquesなどが用いられる。   As a configuration of a radar apparatus having a wide-angle detection range, a method of receiving with a plurality of antennas (array antennas) and estimating a direction (arrival angle) at which a reflected wave arrives from a target based on a reception phase difference with respect to an antenna interval ( Angle of arrival estimation method). As the arrival angle estimation method, for example, an FFT (Fast Fourier Transform) method is used. As the arrival angle estimation method, for example, a Capon method, MUSIC (Multiple Signal Classification), ESPRIT (Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques), or the like is used as a method for obtaining high angle resolution.

さらに、受信側だけでなく、送信側にも複数の送信アンテナ（アレーアンテナ）を備え、送受信アレーを用いて、信号処理によってビーム走査を行う構成（ＭＩＭＯレーダ）も提案されている（例えば、非特許文献１）。   Further, there has been proposed a configuration in which a plurality of transmission antennas (array antennas) are provided not only on the reception side but also on the transmission side, and beam scanning is performed by signal processing using a transmission / reception array (MIMO radar) (for example, non-transmission type). Patent Document 1).

ＭＩＭＯレーダは、複数の送信アンテナから時分割、周波数分割又は符号分割を用いて多重した信号を複数の送信アンテナから送信する。ＭＩＭＯレーダは、周辺に位置する物体（ターゲット）で反射された信号を複数の受信アンテナで受信し、それぞれの受信信号から、多重された送信信号を分離する。これにより、ＭＩＭＯレーダは、送信アンテナ数と受信アンテナ数との積で示される伝搬路応答を取り出すことができる。また、ＭＩＭＯレーダは、送受信アンテナの間隔を適切に配置することで、アンテナ開口を仮想的に拡大し、角度分解能の向上を図ることができる。   The MIMO radar transmits signals multiplexed from a plurality of transmission antennas using time division, frequency division, or code division from the plurality of transmission antennas. The MIMO radar receives a signal reflected by an object (target) located in the vicinity by a plurality of receiving antennas, and separates a multiplexed transmission signal from each of the received signals. This allows the MIMO radar to extract a channel response indicated by the product of the number of transmitting antennas and the number of receiving antennas. Further, in the MIMO radar, by appropriately arranging the intervals between the transmitting and receiving antennas, the antenna aperture can be virtually enlarged and the angular resolution can be improved.

例えば、特許文献１には、ＭＩＭＯレーダの多重送信方法として、送信アンテナ毎に送信時間をずらして信号を送信する時分割多重送信を用いたＭＩＭＯレーダ（以下「時分割多重ＭＩＭＯレーダ」と呼ぶ）が開示されている。時分割多重送信は、周波数多重送信又は符号多重送信と比較し、簡易な構成で実現できる。また、時分割多重送信は、送信時間の間隔を十分に広げることにより、送信信号間の直交性を良好に保つことができる。時分割多重ＭＩＭＯレーダは、送信アンテナを所定の周期Ｔｒで逐次的に切り替えながら、送信信号の一例である送信パルスを出力する。そして、時分割多重ＭＩＭＯレーダは、送信パルスが物体で反射された信号を、複数の受信アンテナで受信し、受信信号と送信パルスとの相関処理後に、空間的なＦＦＴ処理（反射波の到来方向推定処理）を行う。 For example, Patent Literature 1 discloses a MIMO radar using time division multiplex transmission in which a signal is transmitted with a transmission time being shifted for each transmission antenna (hereinafter, referred to as “time division multiplex MIMO radar”). Is disclosed. Time division multiplex transmission can be realized with a simpler configuration than frequency multiplex transmission or code multiplex transmission. In time division multiplex transmission, orthogonality between transmission signals can be favorably maintained by sufficiently widening transmission time intervals. The time division multiplexed MIMO radar outputs a transmission pulse, which is an example of a transmission signal, while sequentially switching the transmission antenna at a predetermined period Tr . Then, the time-division multiplexing MIMO radar receives a signal in which a transmission pulse is reflected by an object by a plurality of reception antennas, performs a correlation process between the reception signal and the transmission pulse, and performs a spatial FFT process (the arrival direction of the reflected wave). Estimation processing).

特開２００８−３０４４１７号公報JP 2008-304417 A 特表２０１１−５２６３７１号公報JP 2011-526371 A

J. Li, P. Stoica, "MIMO Radar with Colocated Antennas," Signal Processing Magazine, IEEE Vol.24, Issue: 5, pp.106-114, 2007J. Li, P. Stoica, "MIMO Radar with Colocated Antennas," Signal Processing Magazine, IEEE Vol. 24, Issue: 5, pp. 106-114, 2007 M. Kronauge, H.Rohling,"Fast two-dimensional CFAR procedure", IEEE Trans. Aerosp. Electron. Syst., 2013, 49, (3), pp. 1817-1823M. Kronauge, H. Rohling, "Fast two-dimensional CFAR procedure", IEEE Trans. Aerosp. Electron. Syst., 2013, 49, (3), pp. 1817-1823 Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A.; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28 , Issue: 1 Publication Year: 1992 , Page(s): 64-79Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A .; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28, Issue: 1 Publication Year: 1992, Page (s): 64-79

上述のとおり、時分割多重ＭＩＭＯレーダは、送信信号（例えば送信パルス又はレーダ送信波）を送信する送信アンテナを、所定の周期Ｔｒで逐次的に切り替えていく。したがって、時分割多重送信は、周波数分割送信又は符号分割送信と比較し、全ての送信アンテナから送信信号を送信し終えるまでに要する時間が長くなり得る。このため、例えば、特許文献２のように、各送信アンテナから送信信号を送信し、それらの受信位相変化からドップラ周波数（つまり、ターゲットの相対速度）の検出を行う場合、ドップラ周波数を検出するためにフーリエ周波数解析を適用するにあたり、受信位相変化の観測の時間間隔が長くなる。よって、折り返しなしでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲（つまり、検出できるターゲットの相対速度の範囲）が低減する。 As described above, the time division multiplexed MIMO radar sequentially switches the transmission antenna that transmits a transmission signal (for example, a transmission pulse or a radar transmission wave) at a predetermined period Tr . Therefore, time-division multiplexing may require a longer time to complete transmission of transmission signals from all transmission antennas than frequency-division transmission or code-division transmission. For this reason, for example, when a transmission signal is transmitted from each transmission antenna and the Doppler frequency (that is, the relative speed of the target) is detected from a change in the reception phase of the transmission signal as in Patent Literature 2, it is necessary to detect the Doppler frequency. In applying the Fourier frequency analysis to the above, the time interval of observation of the change in the reception phase becomes longer. Therefore, the Doppler frequency range in which the Doppler frequency can be detected without aliasing (that is, the range of the target relative velocity that can be detected) is reduced.

また、折り返しなしでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲を超えるターゲットからの反射信号が想定される場合、折り返し成分か否かを特定できず、ドップラ周波数（つまり、ターゲットの相対速度）の曖昧性（不確定性、Ambiguity）が生じる。例えば、Ｎｔ個の送信アンテナを所定の周期Ｔｒで逐次的に切り替えながら送信信号（送信パルス）を送出する場合、ＴｒＮｔの送信時間が必要となる。このような時分割多重送信をＮｃ回繰り返して、ドップラ周波数の検出のためにフーリエ周波数解析を適用すると、折り返しなしでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲は、サンプリング定理より、±１／（２ＴｒＮｔ）となる。したがって、折り返しなしでドップラ周波数を検出できるドップラ周波数範囲は、送信アンテナ数Ｎｔが増大するほど低減し、より低速な相対速度でもドップラ周波数の曖昧性が生じやすくなる。 Also, when a reflected signal from a target exceeding the Doppler frequency range in which Doppler frequency can be detected without aliasing is assumed, it is not possible to specify whether or not the aliasing component is present, and the ambiguity of the Doppler frequency (that is, the relative velocity of the target) ( Uncertainty, Ambiguity) occurs. For example, when sending the transmission signal (transmission pulse) while sequentially switching the N t transmit antennas in a predetermined cycle T r, the transmission time of T r N t is required. When such time division multiplexing transmission is repeated Nc times and Fourier frequency analysis is applied to detect the Doppler frequency, the Doppler frequency range in which the Doppler frequency can be detected without aliasing is ± 1 / (2T r N t ). Therefore, the Doppler frequency range capable of detecting the Doppler frequency without aliasing is reduced as the number of transmit antennas N t increases, ambiguity of the Doppler frequency is likely to occur at slower relative velocity.

本開示の一態様の目的は、ドップラ周波数の曖昧性を低減することができるレーダ装置を提供することである。   An object of one embodiment of the present disclosure is to provide a radar device that can reduce ambiguity of Doppler frequency.

本開示の一態様に係るレーダ装置は、複数の送信部と、送信信号の送信周期毎に、前記複数の送信部のうちの第１の送信部を第１の周期で選択し、前記複数の送信部のうちの前記第１の送信部以外の送信部である第２の送信部それぞれを前記第１の周期よりも長い第２の周期で選択する制御部と、を備える。   The radar device according to an aspect of the present disclosure includes a plurality of transmission units, and for each transmission cycle of a transmission signal, selects a first transmission unit of the plurality of transmission units in a first cycle, and A control unit that selects each of the second transmission units that are transmission units other than the first transmission unit among the transmission units in a second cycle longer than the first cycle.

なお、これらの包括的または具体的な態様は、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラム、または、記録媒体で実現されてもよく、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。   Note that these comprehensive or specific aspects may be realized by an apparatus, a method, an integrated circuit, a computer program, or a recording medium, and any of a system, an apparatus, a method, an integrated circuit, a computer program, and a recording medium. It may be realized by any combination.

本開示の一態様によれば、ドップラ周波数の曖昧性を低減することができる。   According to an embodiment of the present disclosure, ambiguity of Doppler frequency can be reduced.

実施の形態１に係るレーダ装置の構成例を示す図である。FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of a radar device according to Embodiment 1. レーダ送信信号生成部によって生成される送信信号の例を示す図である。FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a transmission signal generated by a radar transmission signal generation unit. 送信アンテナ数Ｎｔ＝３の場合に、実施の形態１に係る送信ＲＦ部＃１〜＃３が送信信号を送信するタイミングを説明するための図である。FIG. 7 is a diagram for explaining timings at which transmission RF sections # 1 to # 3 according to Embodiment 1 transmit transmission signals when the number of transmission antennas N t = 3. 送信アンテナ数Ｎｔ＝４の場合に、実施の形態１に係る送信ＲＦ部＃１〜＃４が送信信号を出力するタイミングを説明するための図である。FIG. 5 is a diagram for explaining timings at which transmission RF sections # 1 to # 4 according to Embodiment 1 output transmission signals when the number of transmission antennas N t = 4. 送信アンテナ数Ｎｔ＝５の場合に、実施の形態１に係る送信ＲＦ部＃１〜＃５が送信信号を出力するタイミングを説明するための図である。FIG. 7 is a diagram for explaining timings at which transmission RF sections # 1 to # 5 according to Embodiment 1 output transmission signals when the number of transmission antennas N t = 5. 送信ＲＦ部の送信信号の送信開始時刻に送信遅延を設ける例を示す図である。FIG. 4 is a diagram illustrating an example in which a transmission delay is provided at a transmission start time of a transmission signal of a transmission RF unit. レーダ送信信号生成部の変形例を示す図である。It is a figure showing the modification of a radar transmission signal generation part. 送信信号のタイミングと離散時刻の測定範囲を説明するための図である。FIG. 3 is a diagram for explaining a transmission signal timing and a measurement range of discrete times. 送信アンテナと受信アンテナと仮想受信アンテナとの関係を説明するための図である。FIG. 3 is a diagram for explaining a relationship among a transmitting antenna, a receiving antenna, and a virtual receiving antenna. レーダ送信部の変形例を示す図である。It is a figure showing a modification of a radar transmitting part. 方向推定部においてビームフォーマ法を用いた場合の空間プロファイル結果の一例を示す図である。FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a spatial profile result when a beamformer method is used in a direction estimating unit. 実施の形態２に係るレーダ装置の構成例を示す図である。FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration example of a radar device according to a second embodiment. 実施の形態２に係る送信チャープパルス信号と反射波信号とを示す図である。FIG. 9 is a diagram showing a transmission chirp pulse signal and a reflected wave signal according to Embodiment 2. 実施の形態３に係るレーダ装置の構成例を示す図である。FIG. 13 is a diagram illustrating a configuration example of a radar device according to a third embodiment. 実施の形態３に係る送信ＲＦ部＃１〜＃Ｎｔが送信信号を送信するタイミングを説明するための図である。Transmission RF section # 1~ # N t according to the third embodiment is a diagram for explaining the timing for transmitting a transmission signal. 実施の形態４に係るレーダ装置の構成例を示す図である。FIG. 13 is a diagram illustrating a configuration example of a radar device according to a fourth embodiment. 送信アンテナ数Ｎｔ＝３の場合に、実施の形態５に係る送信ＲＦ部＃１〜＃３が送信信号を出力するタイミングを説明するための図である。FIG. 15 is a diagram for explaining timings at which transmission RF sections # 1 to # 3 according to Embodiment 5 output transmission signals when the number of transmission antennas N t = 3.

以下、図面を適宜参照して、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。但し、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。これは、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするためである。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings as appropriate. However, an unnecessary detailed description may be omitted. For example, a detailed description of a well-known item or a redundant description of substantially the same configuration may be omitted. This is to prevent the following description from being unnecessarily redundant and to facilitate understanding by those skilled in the art.

なお、添付図面および以下の説明は、当業者が本開示を十分に理解するために提供されるのであって、これらにより特許請求の範囲に記載の主題を限定することは意図されていない。   The accompanying drawings and the following description are provided to enable those skilled in the art to fully understand the present disclosure, and are not intended to limit the claimed subject matter.

（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係る時分割多重ＭＩＭＯレーダ装置（以下単に「レーダ装置」という）の構成例を示す。レーダ装置１は、レーダ送信部１００と、レーダ受信部２００とを有する。レーダ送信部１００は、複数の送信アンテナＴｘ＃１〜Ｔｘ＃Ｎｔを時分割で切り替えて送信信号を送信する。レーダ受信部２００は、レーダ送信部１００から送信された送信信号がターゲット（物体）から反射された反射信号を受信し、ターゲットの方向を推定する。 (Embodiment 1)
FIG. 1 shows a configuration example of a time division multiplexed MIMO radar device (hereinafter, simply referred to as “radar device”) according to Embodiment 1. The radar device 1 has a radar transmitting unit 100 and a radar receiving unit 200. Radar transmitter 100 transmits the transmission signal is switched in a time division multiple transmission antennas Tx # 1~Tx # N t. The radar receiving unit 200 receives a reflection signal obtained by reflecting a transmission signal transmitted from the radar transmission unit 100 from a target (object), and estimates a direction of the target.

＜レーダ送信部１００＞
次に、レーダ送信部１００について説明する。レーダ送信部１００は、複数のレーダ送信信号生成部１０１と、切替制御部１０５と、送信ＲＦ切替部１０６と、Ｎｔ個の送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎｔと、Ｎｔ個の送信アンテナＴｘ＃１〜＃Ｎｔとを有する。送信アンテナＴｘ＃１〜＃Ｎｔを、送信アレーアンテナ部と呼んでもよい。 <Radar transmitter 100>
Next, the radar transmitting unit 100 will be described. Radar transmitter 100 includes a plurality of radar transmission signal generation unit 101, a switching control unit 105, transmits an RF switching unit 106, and the N t transmission RF unit 107 #. 1 to # N t, N t pieces of transmission and a antenna Tx # 1~ # N t. The transmission antenna Tx # 1~ # N t, may be referred to as a transmission array antenna unit.

レーダ送信信号生成部１０１は、符号生成部１０２と、変調部１０３と、帯域制限フィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter）１０４とを有する。   The radar transmission signal generator 101 includes a code generator 102, a modulator 103, and a bandpass filter (LPF: Low Pass Filter) 104.

送信ＲＦ切替部１０６は、切替制御部１０５から出力される切替制御信号に基づき、複数の送信ＲＦ部１０７のうちの１つを選択する。そして、送信ＲＦ切替部１０６は、レーダ送信信号生成部から出力されるベースバンドの送信信号を、その選択した送信ＲＦ部１０７へ出力する。   Transmission RF switching section 106 selects one of transmission RF sections 107 based on the switching control signal output from switching control section 105. Then, transmission RF switching section 106 outputs the baseband transmission signal output from the radar transmission signal generation section to selected transmission RF section 107.

送信ＲＦ切替部１０６によって選択された送信ＲＦ部１０７は、当該送信ＲＦ切替部１０６から出力されるベースバンドの送信信号を、所定の無線周波数帯に周波数変換し、当該送信ＲＦ部１０７に接続されている送信アンテナＴｘへ出力する。   The transmission RF unit 107 selected by the transmission RF switching unit 106 converts the frequency of the baseband transmission signal output from the transmission RF switching unit 106 into a predetermined radio frequency band, and is connected to the transmission RF unit 107. To the transmitting antenna Tx.

送信アンテナＴｘ＃１〜＃Ｎｔは、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎｔにそれぞれ接続されている。送信アンテナＴｘは、送信ＲＦ部１０７から出力された送信信号を、空間に放射する。 Transmission antenna Tx # 1~ # N t are respectively connected to the transmission RF section 107 # 1~ # N t. The transmission antenna Tx radiates the transmission signal output from the transmission RF unit 107 into space.

次に、レーダ送信部１００の動作について詳細に説明する。   Next, the operation of the radar transmitting unit 100 will be described in detail.

レーダ送信信号生成部１０１は、基準信号発生器Ｌｏから出力されるリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロックを生成し、その生成したタイミングクロックに基づいて、送信信号を生成する。そして、レーダ送信信号生成部１０１は、所定の送信周期Ｔｒ毎に、送信信号を出力する。送信信号は、ｙ（ｋｔ，Ｍ）＝Ｉ（ｋｔ，Ｍ）＋ｊＱ（ｋｔ，Ｍ）で表される。ここで、ｊは虚数単位を表し、ｋｔは離散時刻を表し、Ｍは送信周期の序数を表す。また、Ｉ（ｋｔ，Ｍ）及びＱ（ｋｔ，Ｍ）は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒの離散時刻ｋｔにおける、送信信号ｙ（ｋｔ，Ｍ）の同相成分（In-Phase成分）及び直交成分（Quadrature成分）を表す。 The radar transmission signal generation unit 101 generates a timing clock obtained by multiplying the reference signal output from the reference signal generator Lo by a predetermined number, and generates a transmission signal based on the generated timing clock. Then, the radar transmission signal generation unit 101 outputs a transmission signal at every predetermined transmission cycle Tr . Transmission signal, y (k t, M) = I (k t, M) + jQ (k t, M) is represented by. Here, j denotes an imaginary unit, k t denotes discrete time, M represents the ordinal number of the transmission cycle. Further, I (k t, M) and Q (k t, M) is at the discrete time k t of the M-th transmission cycle T r, the transmission signal y (k t, M) phase component (an In-Phase Component) and a quadrature component (Quadrature component).

符号生成部１０２は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおいて符号長Ｌの符号系列の符号ａｎ（Ｍ）を生成する（ｎ＝１，…，Ｌ）。符号ａｎ（Ｍ）には、低レンジサイドローブ特性が得られるパルス符号を用いる。符号系列としては、例えば、Ｂａｒｋｅｒ符号、Ｍ系列符号、Ｇｏｌｄ符号が挙げられる。 Code generator 102 generates the sign of the code sequence of the code length L a n (M) in the M-th transmission cycle T r (n = 1, ... , L). The code a n (M), using a pulse code the low range side lobe properties. Examples of the code sequence include a Barker code, an M-sequence code, and a Gold code.

変調部１０３は、符号生成部から出力された符号ａｎ（Ｍ）に対してパルス変調（振幅変調、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）、パルスシフトキーイング）又は位相変調（ＰＳＫ（Phase Shift Keying））を施す。そして、変調部は、パルス変調を施した信号（変調信号）を、ＬＰＦ１０４へ出力する。 Modulator 103, a pulse modulation to the code output from the code generation unit a n (M) (amplitude modulation, ASK (Amplitude Shift Keying), pulse shift keying) or phase modulation of (PSK (Phase Shift Keying)) Apply. Then, the modulation unit outputs a signal (modulated signal) on which pulse modulation has been performed to the LPF 104.

ＬＰＦ１０４は、変調部１０３から出力された変調信号のうち、所定の制限帯域以下の信号成分を抽出し、ベースバンドの送信信号として送信ＲＦ切替部１０６へ出力する。   LPF 104 extracts a signal component equal to or less than a predetermined limited band from the modulated signal output from modulating section 103 and outputs the signal component to transmission RF switching section 106 as a baseband transmission signal.

図２は、レーダ送信信号生成部１０１によって生成される送信信号を示す。   FIG. 2 shows a transmission signal generated by the radar transmission signal generation unit 101.

送信周期Ｔｒの区間うち、符号送信区間Ｔｗは信号が存在し、残りの（Ｔｒ−Ｔｗ）区間は信号が存在しない。つまり、（Ｔｒ−Ｔｗ）区間は、無信号区間である。符号送信区間Ｔｗ内には、パルス符号長Ｌのパルス符号が含まれる。１つのパルス符号にはＬ個のサブパルスが含まれ、サブパルスあたり、Ｎｏ個のサンプルを用いたパルス変調が施される。よって、符号送信区間Ｔｗ内には、Ｎｒ（＝ＮｏＬ）個のサンプルの信号が含まれる。すなわち、変調部におけるサンプリングレートは、（ＮｏＬ）／Ｔｗである。また、無信号区間（Ｔｒ−Ｔｗ）には、Ｎｕ個のサンプルが含まれる。 Of section of transmission cycle T r, code transmission period T w is present signal, the signal is absent remaining (T r -T w) section. That is, the ( Tr - Tw ) section is a non-signal section. In the code transmission period T w, include pulse code pulse code length L. The one pulse code includes L number of sub-pulses per sub-pulses, the pulse modulation using N o samples are subjected. Thus, in the code transmission period T w, include signal N r (= N o L) samples. That is, the sampling rate in the modulation unit is ( NoL ) / Tw . Further, in the no signal section (T r -T w), include N u samples.

切替制御部１０５は、レーダ送信部１００の送信ＲＦ切替部１０６と、レーダ受信部２００の出力切替部２１１とに対して、出力先の切り替えを指示する切替制御信号を出力する。なお、出力切替部２１１に対する出力先の切り替えの指示については後述する（レーダ受信部２００の動作説明を参照）。以下では、送信ＲＦ切替部１０６に対する出力先の切り替えの指示について説明する。   The switching control unit 105 outputs a switching control signal for instructing the transmission RF switching unit 106 of the radar transmitting unit 100 and the output switching unit 211 of the radar receiving unit 200 to switch the output destination. Note that an instruction to switch the output destination to the output switching unit 211 will be described later (see the description of the operation of the radar receiving unit 200). Hereinafter, an instruction to switch the output destination to the transmission RF switching unit 106 will be described.

切替制御部１０５は、送信周期Ｔｒ毎に、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎｔの中から、送信信号の送信に使用する送信ＲＦ部１０７を１つ選択する。そして、切替制御部１０５は、送信ＲＦ切替部１０６に対して、その選択した送信ＲＦ部１０７への出力先の切り替えを指示する切替制御信号を出力する。 Switching control unit 105, for each transmission cycle T r, from the transmission RF unit 107 #. 1 to # N t, the transmission RF unit 107 selects one for use in the transmission of the transmission signal. Then, switching control section 105 outputs a switching control signal instructing transmission RF switching section 106 to switch the output destination to selected transmission RF section 107.

送信ＲＦ切替部１０６は、切替制御部１０５から出力された切替制御信号に基づいて、出力先を、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎｔのうちの１つに切り替える。そして、送信ＲＦ切替部１０６は、レーダ送信信号生成部１０１から出力される送信信号を、その切り替え先の送信ＲＦ部１０７へ出力する。 Transmitting RF switching unit 106, based on the switching control signal outputted from the switching control unit 105, an output destination is switched to one of the transmission RF section 107 # 1~ # N t. Then, transmission RF switching section 106 outputs the transmission signal output from radar transmission signal generation section 101 to transmission RF section 107 at the switching destination.

ここで、切替制御部１０５は、Ｎｔ個の送信ＲＦ部１０７のうち、少なくとも１つの送信ＲＦ部１０７の送信信号の送信間隔が、他の各送信ＲＦ部１０７の送信信号の送信間隔よりも短い切替制御信号を、送信ＲＦ切替部１０６へ出力する。なお、当該少なくとも１つの送信ＲＦ部１０７の送信間隔は、等間隔であってよい。別言すると、切替制御部１０５は、当該少なくとも１つの送信ＲＦ部１０７を、他の各送信ＲＦ部１０７よりも、短周期に選択する。以下、この短周期に選択される送信ＲＦ部１０７を、「短周期送信ＲＦ部」と呼ぶことがある。また、短周期送信ＲＦ部が送信する送信信号を、「短周期送信信号」と呼ぶことがある。 Here, the switching control unit 105 determines that the transmission interval of the transmission signal of at least one of the transmission RF units 107 among the N t transmission RF units 107 is longer than the transmission interval of the transmission signal of each of the other transmission RF units 107. A short switching control signal is output to transmission RF switching section 106. Note that the transmission intervals of the at least one transmission RF section 107 may be equal. In other words, the switching control unit 105 selects the at least one transmission RF unit 107 in a shorter cycle than each of the other transmission RF units 107. Hereinafter, the transmission RF unit 107 selected in the short cycle may be referred to as a “short-cycle transmission RF unit”. A transmission signal transmitted by the short-period transmission RF unit may be referred to as a “short-period transmission signal”.

以下、図３、図４及び図５を参照して具体例を説明する。   Hereinafter, a specific example will be described with reference to FIGS. 3, 4, and 5. FIG.

図３は、送信アンテナ数Ｎｔ＝３の場合において、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃３が送信信号を送信するタイミングを説明するための図である。なお、図３は、送信ＲＦ部１０７＃２が短周期送信ＲＦ部の例である。 FIG. 3 is a diagram for explaining the timing at which the transmission RF sections 107 # 1 to # 3 transmit transmission signals when the number of transmission antennas Nt = 3. FIG. 3 is an example in which transmission RF section 107 # 2 is a short-period transmission RF section.

この場合、送信ＲＦ部１０７＃２は、２Ｔｒ周期毎に送信信号を出力する。送信ＲＦ部１０７＃１、＃３は、送信ＲＦ部１０７＃２が送信信号を出力しない各Ｔｒ期間において、順次、送信信号を出力する。つまり、送信ＲＦ部１０７＃１、＃３は、それぞれ、Ｎｐ＝４Ｔｒ＝２（Ｎｔ−１）Ｔｒ周期毎に、送信信号を出力する。 In this case, transmission RF section 107 # 2 outputs a transmission signal every 2Tr cycles. Transmission RF sections 107 # 1 and # 3 sequentially output transmission signals in each Tr period in which transmission RF section 107 # 2 does not output transmission signals. In other words, transmission RF sections 107 # 1 and # 3 each output a transmission signal every N p = 4T r = 2 (N t −1) T r periods.

図４は、送信アンテナ数Ｎｔ＝４の場合において、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃４が送信信号を出力するタイミングを説明するための図である。なお、図４は、送信ＲＦ部１０７＃２が短周期送信ＲＦ部の例である。 FIG. 4 is a diagram for explaining the timing at which transmission RF sections 107 # 1 to # 4 output a transmission signal when the number of transmission antennas Nt = 4. FIG. 4 shows an example in which transmission RF section 107 # 2 is a short-period transmission RF section.

この場合、送信ＲＦ部１０７＃２は、２Ｔｒ周期毎に送信信号を出力する。送信ＲＦ部１０７＃１、＃３、＃４は、送信ＲＦ部１０７＃２が送信信号を出力しない各Ｔｒ期間において、順次、送信信号を出力する。つまり、送信ＲＦ部１０７＃１、＃３、＃４は、それぞれ、Ｎｐ＝６Ｔｒ＝２（Ｎｔ−１）Ｔｒ周期毎に、送信信号を出力する。 In this case, the transmission RF section 107 # 2 outputs the transmission signal every 2T r cycle. Transmission RF sections 107 # 1, # 3, and # 4 sequentially output transmission signals in each Tr period in which transmission RF section 107 # 2 does not output transmission signals. That is, transmission RF section 107 # 1, # 3, # 4, respectively, N p = 6T r = 2 (N t -1) every T r period, and outputs a transmission signal.

図５は、送信アンテナ数Ｎｔ＝５の場合において、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃５が送信信号を出力するタイミングを説明するための図である。なお、図５は、送信ＲＦ部１０７＃２が短周期送信ＲＦ部の例である。 FIG. 5 is a diagram for explaining the timing at which the transmission RF units 107 # 1 to # 5 output transmission signals when the number of transmission antennas Nt = 5. FIG. 5 is an example in which transmission RF section 107 # 2 is a short-period transmission RF section.

この場合、送信ＲＦ部１０７＃２は、２Ｔｒ周期毎に送信信号を出力する。送信ＲＦ部１０７＃１、＃３、＃４、＃５は、送信ＲＦ部１０７＃２が送信信号を出力しない各Ｔｒ期間において、順次、送信信号を出力する。つまり、送信ＲＦ部１０７＃１、＃３、＃４、＃５は、それぞれ、Ｎｐ＝８Ｔｒ＝２（Ｎｔ−１）Ｔｒ周期毎に、送信信号を出力する。 In this case, the transmission RF section 107 # 2 outputs the transmission signal every 2T r cycle. Transmission RF sections 107 # 1, # 3, # 4, and # 5 sequentially output transmission signals in each Tr period in which transmission RF section 107 # 2 does not output transmission signals. That is, transmission RF sections 107 # 1, # 3, # 4, and # 5 each output a transmission signal every N p = 8T r = 2 (N t −1) T r periods.

切替制御部１０５は、上述の出力先の切替処理について、Ｎｐ＝２（Ｎｔ−１）Ｔｒ期間をＮｃ回、繰り返す。このＮｐＮｃ期間において、送信ＲＦ部１０７＃２（短周期送信ＲＦ部）は、２Ｔｒ周期のため、（Ｎｔ−１）Ｎｃ回、送信信号を出力する。また、送信ＲＦ部１０７＃２以外の各送信ＲＦ部１０７は、Ｎｐ周期のため、Ｎｃ回、送信信号を出力する。 Switching control unit 105, the switching process of the above-described output destination, N p = 2 (N t -1) T r period N c times, is repeated. In this N p N c period, transmission RF section 107 # 2 (short-cycle RF transmitter), since the 2T r period, (N t -1) N c times, and outputs a transmission signal. The transmission RF section 107 # the transmission RF unit 107 other than 2, for N p cycles, N c times, and outputs a transmission signal.

送信ＲＦ切替部１０６から送信信号を出力された送信ＲＦ部１０７は、当該送信ＲＦ部１０７に接続されている送信アンテナＴｘへ送信信号を出力する。例えば、送信ＲＦ部１０７は、レーダ送信信号生成部１０１から出力されるベースバンドの送信信号に対して、周波数変換を施してキャリア周波数（ＲＦ（Radio Frequency））帯の送信信号を生成し、送信増幅器により所定の送信電力Ｐ［ｄＢ］に増幅して、送信アンテナＴｘへ出力する。   The transmission RF section 107 having received the transmission signal from the transmission RF switching section 106 outputs the transmission signal to the transmission antenna Tx connected to the transmission RF section 107. For example, the transmission RF unit 107 performs frequency conversion on a baseband transmission signal output from the radar transmission signal generation unit 101 to generate a carrier signal (RF (Radio Frequency)) band transmission signal, and transmits the signal. The signal is amplified to a predetermined transmission power P [dB] by an amplifier and output to the transmission antenna Tx.

送信アンテナＴｘは、当該送信アンテナＴｘに接続されている送信ＲＦ部１０７から出力された送信信号を、空間へ放射する。   The transmission antenna Tx radiates a transmission signal output from the transmission RF unit 107 connected to the transmission antenna Tx to space.

なお、各送信ＲＦ部１０７の送信信号の送信開始時刻は、必ずしも周期Ｔｒに同期していなくてもよい。例えば、図６に示すように、各送信ＲＦ部１０７の送信開始時刻に対して、送信遅延Δ１，Δ２，…，ΔＮｔを設けてもよい。つまり、各送信ＲＦ部１０７において、送信信号の出力のタイミングの遅延が異なってもよい。次に、図６を参照してさらに説明する。 Note that the transmission start time of the transmission signal of each transmission RF section 107 does not necessarily have to be synchronized with the cycle Tr . For example, as shown in FIG. 6, to the transmission start time of each transmission RF section 107, transmission delay delta 1, delta 2, ..., it may be provided .DELTA.N t. That is, in each of the transmission RF units 107, the delay of the output timing of the transmission signal may be different. Next, further description will be made with reference to FIG.

図６において、送信ＲＦ部１０７＃１の送信信号の送信開始時刻は、Ｔｒ期間の開始時刻から送信遅延Δ１経過後である。同様に、送信ＲＦ部１０７＃２の送信信号の送信開始時刻は、Ｔｒ期間の開始時刻から送信遅延Δ２経過後である。送信ＲＦ部１０７＃３の送信信号の送信開始時刻は、Ｔｒ期間の開始時刻から送信遅延Δ３経過後である。 6, transmission start time of the transmission signal of the transmission RF section 107 # 1 is after the transmission delay delta 1 elapsed from the start time of T r period. Similarly, transmission start time of the transmission signal of the transmission RF section 107 # 2 is after the transmission delay delta 2 elapsed from the start time of T r period. Transmission start time of the transmission signal of the transmission RF section 107 # 3 is after the transmission delay delta 3 elapsed from the start time of T r period.

送信遅延Δ１，Δ２，…，ΔＮｔを設ける場合は、後述するように、レーダ受信部２００の処理において、送信位相補正係数に、送信遅延Δ１，Δ２，…，ΔＮｔを考慮した補正係数を導入してよい。これにより、ドップラ周波数が異なると位相回転も異なる影響を除去できる（詳細については後述する）。 When the transmission delays Δ 1 , Δ 2 ,..., ΔNt are provided, as described later, in the processing of the radar receiving unit 200, the transmission delays Δ 1 , Δ 2 ,. A corrected coefficient may be introduced. With this, it is possible to remove the influence of different phase rotation when the Doppler frequency is different (details will be described later).

また、ターゲットを測定する毎に、送信遅延Δ１，Δ２，…，ΔＮｔを変えてもよい。これにより、他レーダから干渉を受ける場合、又は、他レーダに干渉を与える場合に、他レーダ間との干渉の影響を互いにランダマイズ化できる。 Further, each time the target is measured, the transmission delays Δ 1 , Δ 2 ,..., ΔNt may be changed. Thereby, when receiving interference from another radar or giving interference to another radar, it is possible to randomize the influence of interference with other radars.

次に、図７を参照して、レーダ送信信号生成部１０１の変形例について説明する。   Next, a modified example of the radar transmission signal generation unit 101 will be described with reference to FIG.

図７に示すように、レーダ送信信号生成部１０１は、符号記憶部１１１と、Ｄ／Ａ変換部１１２とを有する構成としてもよい。符号記憶部１１１は、符号生成部１０２において生成された符号系列をあらかじめ記憶し、当該符号系列を巡回的に読み出す。Ｄ／Ａ変換部１１２は、デジタル信号をアナログ信号に変換する。すなわち、図７に示す構成によれば、レーダ送信信号生成部１０１は、符号記憶部１１１の出力をアナログのベースバンドの送信信号に変換し、送信ＲＦ部１０７へ出力する。   As shown in FIG. 7, the radar transmission signal generation unit 101 may have a configuration including a code storage unit 111 and a D / A conversion unit 112. The code storage unit 111 previously stores the code sequence generated by the code generation unit 102, and reads out the code sequence cyclically. The D / A converter 112 converts a digital signal into an analog signal. That is, according to the configuration shown in FIG. 7, radar transmission signal generation section 101 converts the output of code storage section 111 into an analog baseband transmission signal and outputs the signal to transmission RF section 107.

＜レーダ受信部＞
次に、レーダ受信部２００について説明する。レーダ受信部２００は、Ｎａ個の受信アンテナＲｘ＃１〜＃Ｎａと、Ｎａ個のアンテナ系統処理部２０１＃１〜＃Ｎａと、ＣＦＡＲ部２１５と、方向推定部２１４と、を有する。受信アンテナＲｘ＃１〜＃Ｎａを、受信アレーアンテナ部と呼んでもよい。１つの受信アンテナＲｘは、１つのアンテナ系統処理部２０１と対応付けられている。すなわち、受信アンテナＲｘ＃ｚ（ｚ＝１，…，Ｎａ）に対して、アンテナ系統処理部２０１＃ｚが対応付けられている。各アンテナ系統処理部２０１は、受信無線部２０３と、信号処理部２０７とを有する。 <Radar receiver>
Next, the radar receiving unit 200 will be described. Radar receiver 200, a N a number of receiving antennas Rx #. 1 to # N a, and N a number of antenna systems processing unit 201 #. 1 to # N a, a CFAR section 215, the direction estimating section 214, the Have. The receiving antennas Rx # 1~ # N a, may also be referred to as the receiving array antenna unit. One receiving antenna Rx is associated with one antenna system processing unit 201. That is, the reception antenna Rx # z (z = 1, ..., N a) relative to the antenna system processing unit 201 # z is associated. Each antenna system processing unit 201 includes a reception radio unit 203 and a signal processing unit 207.

各受信アンテナＲｘは、レーダ送信部１００から送信された送信信号がターゲットから反射された反射信号を受信する。受信アンテナＲｘは、その受信した受信信号を、当該受信アンテナＲｘと対応付けられているアンテナ系統処理部２０１の受信無線部２０３へ出力する。受信無線部２０３は、その受信信号を、同じアンテナ系統処理部２０１に属する信号処理部２０７へ出力する。   Each receiving antenna Rx receives a reflected signal obtained by reflecting a transmission signal transmitted from the radar transmission unit 100 from a target. The reception antenna Rx outputs the received signal to the reception radio unit 203 of the antenna system processing unit 201 associated with the reception antenna Rx. Receiving radio section 203 outputs the received signal to signal processing section 207 belonging to the same antenna system processing section 201.

受信無線部２０３は、増幅器２０４と、周波数変換部２０５と、直交検波部２０６とを有する。受信無線部２０３は、受信アンテナＲｘから出力された受信信号に対して、増幅器２０４による信号増幅を行う。そして、受信無線部２０３は、その受信信号を、周波数変換部２０５及び直交検波部２０６により、Ｉ信号成分（In-Phase信号成分）を含むベースバンド受信信号と、Ｑ信号成分（Quadrature信号成分）を含むベースバンド受信信号と、に変換する。   The reception radio section 203 includes an amplifier 204, a frequency conversion section 205, and a quadrature detection section 206. The reception radio section 203 performs signal amplification by the amplifier 204 on the reception signal output from the reception antenna Rx. Then, the reception radio unit 203 converts the received signal into a baseband reception signal including an I signal component (In-Phase signal component) and a Q signal component (Quadrature signal component) by the frequency conversion unit 205 and the quadrature detection unit 206. And a baseband received signal including

信号処理部２０７は、Ａ／Ｄ変換部２０８と、Ａ／Ｄ変換部２０９と、相関演算部２１０と、出力切替部２１１と、Ｎｔ個のドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎｔとを有する。次に、各機能ブロックについて説明する。 The signal processing unit 207, an A / D converter 208, an A / D conversion unit 209, a correlation calculation unit 210, an output switching unit 211, and an N t pieces of the Doppler analysis unit 213 #. 1 to # N t Have. Next, each functional block will be described.

Ａ／Ｄ変換部２０８は、受信無線部２０３から出力された、Ｉ信号成分を含むベースバンド受信信号に対して、離散時刻でのサンプリングを行い、デジタルデータに変換する。また、Ａ／Ｄ変換部２０９は、Ｑ信号成分を含むベースバンド受信信号に対して、離散時刻でのサンプリングを行い、デジタルデータに変換する。ここで、Ａ／Ｄ変換部２０８、２０９のサンプリングレートは、送信信号におけるサブパルス時間Ｔｐ（＝Ｔｗ／Ｌ）あたり、Ｎｓ個の離散サンプルを行う。すなわち、１サブパルスあたりのオーバーサンプル数はＮｓ個となる。 A / D conversion section 208 performs sampling at discrete times on the baseband reception signal including the I signal component output from reception radio section 203, and converts it into digital data. Further, the A / D converter 209 performs sampling at discrete times on the baseband received signal including the Q signal component, and converts the signal into digital data. Here, the sampling rate of the A / D converter 208 and 209, performs sub-pulse time T p (= T w / L ) per the transmit signal, the N s number of discrete samples. In other words, the number of over-samples per sub-pulses becomes N s number.

なお、以下では、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける離散時刻ｋの、受信アンテナＲｘ＃ｚが受信した、Ｉ信号成分を含むベースバンド受信信号Ｉｚ（ｋ，Ｍ）と、Ｑ信号成分を含むベースバンド受信信号Ｑｚ（ｋ，Ｍ）とを、複素数を用いて、ｘｚ（ｋ，Ｍ）＝Ｉｚ（ｋ，Ｍ）＋ｊＱｚ（ｋ，Ｍ）と表す。ここで、ｊは虚数単位である。 In the following, the baseband reception signal Iz (k, M) including the I signal component and the Q signal component received by the reception antenna Rx # z at the discrete time k in the M-th transmission cycle Tr are described. baseband received signal Q z (k, M) comprising a, using a complex number, representing x z (k, M) = I z (k, M) + jQ z (k, M) and. Here, j is an imaginary unit.

また、以下では、離散時刻ｋは、送信周期Ｔｒの開始タイミングを基準（ｋ＝１）とする。そして、信号処理部は、送信周期Ｔｒが終了する前までのサンプル点であるｋ＝（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏまで、周期的に動作する。すなわち、ｋ＝１，…，（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏとなる。 In the following, the discrete time k is based on the start timing of the transmission cycle Tr (k = 1). Then, the signal processing unit, the transmission cycle T r until sampling points is k = (N r + N u ) N s / N o and before ending, periodically operate. In other words, k = 1, ..., a (N r + N u) N s / N o.

なお、受信無線部２０３及び信号処理部２０７の基準クロック信号は、レーダ送信信号生成部１０１と同じ基準信号発生器Ｌｏからのリファレンス信号を所定数倍したものであってよい。これにより、レーダ送信信号生成部１０１と、レーダ受信部２００が有する受信無線部２０３及び信号処理部２０７との動作が同期する。   Note that the reference clock signal of the reception radio section 203 and the signal processing section 207 may be a signal obtained by multiplying a reference signal from the same reference signal generator Lo as the radar transmission signal generation section 101 by a predetermined number. Thereby, the operations of the radar transmission signal generation unit 101 and the reception radio unit 203 and the signal processing unit 207 of the radar reception unit 200 are synchronized.

アンテナ系統処理部２０１＃ｚにおける相関演算部２１０は、送信周期Ｔｒ毎に、Ａ／Ｄ変換部２０８、２０９から出力される離散サンプル値ｘｚ（ｋ，Ｍ）と、レーダ送信部１００が送信した符号長Ｌのパルス符号ａｎ（Ｍ）と、の相関演算を行う。ここで、ｚ＝１，…，Ｎａであり、ｎ＝１，…，Ｌである。例えば、相関演算部２１０は、以下の式（１）に基づき、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける、離散サンプル値ｘｚ（ｋ，Ｍ）と送信パルス符号ａｎ（Ｍ）とのスライディング相関を演算する。式（１）において、ＡＣｚ（ｋ，Ｍ）は、離散時刻ｋの相関演算値を示す。アスタリスク（＊）は複素共役演算子を表す。ここで、ＡＣｚ（ｋ，Ｍ）の演算は、ｋ＝１，…，（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏの期間にわたり行われる。

Figure 2020056589
The correlation calculation section 210 in the antenna system processing section 201 # z determines whether the discrete sample values x z (k, M) output from the A / D conversion sections 208 and 209 and the radar transmission section 100 for each transmission cycle Tr. performing a pulse code a n of the transmitted code length L (M), a correlation calculation. Here, z = 1, ..., a N a, n = 1, ... , a L. For example, the correlation calculator 210 calculates the sliding correlation between the discrete sample value x z (k, M) and the transmission pulse code a n (M) in the M-th transmission cycle Tr based on the following equation (1). Is calculated. In Equation (1), AC z (k, M) indicates a correlation operation value at discrete time k. An asterisk (*) represents a complex conjugate operator. Here, the calculation of AC z (k, M) is, k = 1, ..., occurs over a period of (N r + N u) N s / N o.
Figure 2020056589

なお、相関演算部２１０は、ｋ＝１，…，（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏに対して相関演算を行う場合に限定されず、ターゲットの存在範囲に応じて、測定レンジ（すなわち、ｋの範囲）を限定してもよい。これにより、相関演算部２１０における演算処理量が低減し得る。例えば、相関演算部２１０は、ｋ＝Ｎｓ（Ｌ＋１），…，（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏ−ＮｓＬに測定レンジを限定してもよい。この場合、図１１に示すように、レーダ装置１は、符号送信区間Ｔｗに相当する時間区間では、測定を行わない。 Incidentally, the correlation calculation section 210, k = 1, ..., without being limited to the case of performing the correlation operation for (N r + N u) N s / N o, in accordance with the existing range of the target, the measurement range (i.e. , K) may be limited. Thereby, the amount of calculation processing in correlation calculation section 210 can be reduced. For example, correlation calculation section 210, k = N s (L + 1), ..., may be limited measurement range to (N r + N u) N s / N o -N s L. In this case, as shown in FIG. 11, the radar device 1 is the time interval corresponding to a code transmission period T w is not measured.

これにより、レーダ装置１は、送信信号がレーダ受信部２００に直接的に回り込むような場合でも、送信信号が回り込む期間（少なくとも図８のτ１未満の期間）では相関演算部による処理が行われないので、回り込みの影響を排除した測定が可能となる。また、測定レンジ（ｋの範囲）を限定する場合、以下で説明するドップラ解析部２１３及び方向推定部２１４の処理に対しても、同様に、測定レンジ（ｋの範囲）を限定した処理を適用すればよい。これにより、各ブロックでの処理量を削減でき、レーダ受信部２００における消費電力を低減できる。   Thus, even in the case where the transmission signal goes directly to the radar receiving unit 200, the processing performed by the correlation calculation unit is not performed in the period in which the transmission signal goes around (at least the period less than τ1 in FIG. 8). Therefore, it is possible to perform measurement without the influence of the wraparound. Further, when the measurement range (range of k) is limited, the process of limiting the measurement range (range of k) is similarly applied to the processes of the Doppler analysis unit 213 and the direction estimation unit 214 described below. do it. Thereby, the processing amount in each block can be reduced, and the power consumption in the radar receiving unit 200 can be reduced.

出力切替部２１１は、切替制御部１０５から出力される切替制御信号に基づいて、送信周期Ｔｒ毎に、Ｎｔ個のドップラ解析部２１３のうちの１つを選択する。そして、出力切替部２１１は、相関演算部２１０から送信周期Ｔｒ毎に出力される相関演算結果を、その選択したドップラ解析部２１３へ出力する。 Output switching unit 211, based on the switching control signal outputted from the switching control unit 105, for each transmission cycle T r, selects one of the N t Doppler analysis unit 213. Then, output switching section 211 outputs the correlation operation result output from correlation operation section 210 for each transmission cycle Tr to selected Doppler analysis section 213.

第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける切替制御信号は、Ｎｔビット［bit１（Ｍ），bit２（Ｍ），…，bitＮｔ（Ｍ）］で構成されてよい。この場合、出力切替部２１１は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒの切替制御信号において、第ＮＤビットが１の場合、第ＮＤ番目のドップラ解析部２１３を出力先に選択し、第ＮＤビットが０の場合、第ＮＤ番目のドップラ解析部２１３を出力先に選択しない（非選択とする）。なお、ＮＤ＝１，…，Ｎｔである。 Switching control signal in the M-th transmission cycle T r is, N t bits [bit 1 (M), bit 2 (M), ..., bit Nt (M)] may be constituted by. In this case, when the ND bit is 1 in the switching control signal of the M-th transmission cycle Tr , the output switching unit 211 selects the ND-th Doppler analyzer 213 as the output destination, and sets the ND bit to In the case of 0, the ND-th Doppler analyzer 213 is not selected as the output destination (it is not selected). It should be noted, ND = 1, ..., a N t.

送信アンテナ数Ｎｔ＝３の場合、切替制御部１０５は、図３に示す送信信号の出力パターンに対応するように、例えば次の（Ａ１）に示す３ビットの切替制御信号を、出力切替部２１１へ出力する。
（Ａ１）
［bit１（１），bit２（１），bit３（１）］＝［０，１，０］
［bit１（２），bit２（２），bit３（２）］＝［１，０，０］
［bit１（３），bit２（３），bit３（３）］＝［０，１，０］
［bit１（４），bit２（４），bit３（４）］＝［０，０，１］ When the number of transmission antennas N t = 3, the switching control unit 105 outputs, for example, a 3-bit switching control signal shown in the following (A1) to correspond to the output pattern of the transmission signal shown in FIG. Output to 211.
(A1)
[Bit 1 (1), bit 2 (1), bit 3 (1)] = [0, 1, 0]
[Bit 1 (2), bit 2 (2), bit 3 (2)] = [1, 0, 0]
[Bit 1 (3), bit 2 (3), bit 3 (3)] = [0, 1, 0]
[Bit 1 (4), bit 2 (4), bit 3 (4)] = [0, 0, 1]

すなわち、切替制御部１０５は、bit２（Ｍ）が２Ｔｒ周期毎に１（ＯＮ）となり、bit２（Ｍ）以外のbit１（Ｍ）及びbit３（Ｍ）が、それぞれ、Ｎｐ＝４Ｔｒ＝２（Ｎｔ−１）Ｔｒ周期毎に順次１となる切替制御信号を出力する。切替制御部１０５は、上記（Ａ１）に示す１セットをＮｃ回繰り返す。 That is, the switching control unit 105, 1 (ON) becomes bit 2 (M) is in each 2T r period, bit 2 (M) other than the bit 1 (M) and bit 3 (M), respectively, N p = 4T r = 2 (N t -1 ) sequentially output 1 to become a switching control signal for each T r period. The switching control unit 105 repeats one set shown in the above (A1) Nc times.

送信アンテナ数Ｎｔ＝４の場合、切替制御部１０５は、図４に示す送信信号の出力パターンに対応するように、例えば次の（Ａ２）に示す４ビットの切替制御信号を、出力切替部２１１へ出力する。
（Ａ２）
［bit１（１），bit２（１），bit３（１），bit４（１）］＝［０，１，０，０］
［bit１（２），bit２（２），bit３（２），bit４（２）］＝［１，０，０，０］
［bit１（３），bit２（３），bit３（３），bit４（３）］＝［０，１，０，０］
［bit１（４），bit２（４），bit３（４），bit４（４）］＝［０，０，１，０］
［bit１（５），bit２（５），bit３（５），bit４（５）］＝［０，１，０，０］
［bit１（６），bit２（６），bit３（６），bit４（６）］＝［０，０，０，１］ When the number of transmission antennas N t = 4, the switching control unit 105 outputs, for example, a 4-bit switching control signal shown in the following (A2) so as to correspond to the output pattern of the transmission signal shown in FIG. Output to 211.
(A2)
[Bit 1 (1), bit 2 (1), bit 3 (1), bit 4 (1)] = [0, 1, 0, 0]
[Bit 1 (2), bit 2 (2), bit 3 (2), bit 4 (2)] = [1, 0, 0, 0]
[Bit 1 (3), bit 2 (3), bit 3 (3), bit 4 (3)] = [0, 1, 0, 0]
[Bit 1 (4), bit 2 (4), bit 3 (4), bit 4 (4)] = [0, 0, 1, 0]
[Bit 1 (5), bit 2 (5), bit 3 (5), bit 4 (5)] = [0, 1, 0, 0]
[Bit 1 (6), bit 2 (6), bit 3 (6), bit 4 (6)] = [0, 0, 0, 1]

すなわち、切替制御部１０５は、bit２（Ｍ）が２Ｔｒ周期毎に１となり、bit２（Ｍ）以外のbit１（Ｍ）、bit３（Ｍ）及びbit４（Ｍ）が、それぞれ、Ｎｐ＝６Ｔｒ＝２（Ｎｔ‐１）Ｔｒ周期毎に順次１となる切替制御信号を出力する。切替制御部１０５は、上記（Ａ２）に示す１セットをＮｃ回繰り返す。 That is, the switching control unit 105, bit 2 (M) becomes 1 every 2T r period, bit 2 (M) other than the bit 1 (M), bit 3 (M) and bit 4 (M), respectively, N p = 6T r = 2 ( N t -1) sequentially output 1 to become a switching control signal for each T r period. The switching control unit 105 repeats one set shown in the above (A2) Nc times.

送信アンテナ数Ｎｔ＝５の場合、切替制御信号は、図５に示す送信信号の出力パターンに対応するように、例えば次の（Ａ３）に示す５ビットの切替制御信号を、出力切替部２１１へ出力する。
（Ａ３）
［bit１（１），bit２（１），bit３（１），bit４（１），bit５（１）］＝［０，１，０，０，０］
［bit１（２），bit２（２），bit３（２），bit４（２），bit５（２）］＝［１，０，０，０，０］
［bit１（３），bit２（３），bit３（３），bit４（３），bit５（３）］＝［０，１，０，０，０］
［bit１（４），bit２（４），bit３（４），bit４（４），bit５（４）］＝［０，０，１，０，０］
［bit１（５），bit２（５），bit３（５），bit４（５），bit５（５）］＝［０，１，０，０，０］
［bit１（６），bit２（６），bit３（６），bit４（６），bit５（６）］＝［０，０，０，１，０］
［bit１（７），bit２（７），bit３（７），bit４（７），bit５（７）］＝［０，１，０，０，０］
［bit１（８），bit２（８），bit３（８），bit４（８），bit５（８）］＝［０，０，０，０，１］ When the number of transmitting antennas is Nt = 5, the switching control signal is, for example, a 5-bit switching control signal shown in the following (A3), which corresponds to the output pattern of the transmission signal shown in FIG. Output to
(A3)
[Bit 1 (1), bit 2 (1), bit 3 (1), bit 4 (1), bit 5 (1)] = [0,1,0,0,0]
[Bit 1 (2), bit 2 (2), bit 3 (2), bit 4 (2), bit 5 (2)] = [1, 0, 0, 0, 0]
[Bit 1 (3), bit 2 (3), bit 3 (3), bit 4 (3), bit 5 (3)] = [0,1,0,0,0]
[Bit 1 (4), bit 2 (4), bit 3 (4), bit 4 (4), bit 5 (4)] = [0,0,1,0,0]
[Bit 1 (5), bit 2 (5), bit 3 (5), bit 4 (5), bit 5 (5)] = [0,1,0,0,0]
[Bit 1 (6), bit 2 (6), bit 3 (6), bit 4 (6), bit 5 (6)] = [0,0,0,1,0]
[Bit 1 (7), bit 2 (7), bit 3 (7), bit 4 (7), bit 5 (7)] = [0,1,0,0,0]
[Bit 1 (8), bit 2 (8), bit 3 (8), bit 4 (8), bit 5 (8)] = [0,0,0,0,1]

すなわち、切替制御部１０５は、bit２（Ｍ）が２Ｔｒ周期毎に１となり、bit２（Ｍ）以外のbit１（Ｍ）、bit３（Ｍ）、bit４（Ｍ）及びbit５（Ｍ）が、それぞれ、Ｎｐ＝８Ｔｒ＝２（Ｎｔ−１）Ｔｒ周期毎に順次１となる切替制御信号を出力する。切替制御部１０５は、上記（Ａ３）に示す１セットをＮｃ回繰り返す。 That is, the switching control unit 105, bit 2 (M) becomes 1 every 2T r period, bit 2 (M) other than the bit 1 (M), bit 3 (M), bit 4 (M) and bit 5 ( M), respectively, N p = 8T r = 2 (N t -1) sequentially output 1 to become a switching control signal for each T r period. The switching control unit 105 repeats one set shown in the above (A3) Nc times.

アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７は、ドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎｔを有する。ドップラ解析部２１３は、出力切替部２１１から出力される相関演算結果に対して、離散時刻ｋ毎にドップラ解析を行う。つまり、ドップラ解析部２１３は、各送信信号に対応する各受信信号のドップラ周波数成分を解析する。ドップラ解析では、Ｎｃが２のべき乗値であれば、式（２）及び式（３）に示すようなＦＦＴ処理を適用できる。 Antenna system processor 201 # z of the signal processing unit 207 includes a Doppler analysis unit 213 # 1~ # N t. The Doppler analysis unit 213 performs Doppler analysis on the correlation operation result output from the output switching unit 211 at each discrete time k. That is, the Doppler analyzer 213 analyzes the Doppler frequency component of each received signal corresponding to each transmitted signal. In Doppler analysis, if Nc is a power of 2, FFT processing as shown in Expressions (2) and (3) can be applied.

ここで、ＦＴ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの（つまり、受信アンテナＲｘ＃ｚに対応する）信号処理部２０７におけるドップラ解析部２１３＃ＮＤからのｗ番目の出力であり、離散時刻ｋにおけるドップラ周波数インデックスｆｓのドップラ周波数応答を示す。なお、ＮＤ＝１〜Ｎｔであり、ｋ＝１，…，（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏであり、ｚ＝１，…，Ｎａである。また、ｗは自然数である。 Here, FT_CI z ND (k, f s, w) is an antenna system processing unit 201 # z (i.e., receiving antennas Rx # corresponding to z) w from the Doppler analysis unit 213 # ND in the signal processing unit 207 a second output, indicating a Doppler frequency response of the Doppler frequency index f s at the discrete time k. It should be noted, is a ND = 1~N t, k = 1 , ..., a (N r + N u) N s / N o, z = 1, ..., a N a. W is a natural number.

なお、ＦＦＴ処理において、Han窓又はHamming窓などの窓関数係数を乗算してもよい。窓関数を適用することにより、ビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。   In the FFT processing, a window function coefficient such as a Han window or a Hamming window may be multiplied. By applying the window function, side lobes generated around the beat frequency peak can be suppressed.

ＮＤ＝２の場合（短周期受信信号である場合）、ドップラ解析のＦＦＴサイズは、（Ｎｔ−１）Ｎｃであり、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は±１／（４Ｔｒ）である。また、ドップラ周波数インデックスｆｓのドップラ周波数間隔は１／｛２（Ｎｔ−１）ＮｃＴｒ｝であり、ドップラ周波数インデックスｆｓの範囲はｆｓ＝−（Ｎｔ−１）Ｎｃ／２＋１，…，０，…，（Ｎｔ−１）Ｎｃ／２である。 When ND = 2 (in the case of a short-period received signal), the FFT size of the Doppler analysis is (N t −1) N c , and the maximum Doppler frequency at which aliasing derived from the sampling theorem does not occur is ± 1/1/2. (4T r ). Also, Doppler frequency interval of the Doppler frequency index f s is 1 / {2 (N t -1 ) N c T r}, a range of Doppler frequency index f s is f s = - (N t -1 ) N c .., 0,..., (N t −1) N c / 2.

ＮＤ≠２の場合（短周期受信信号でない場合）、ドップラ解析のＦＦＴサイズは、Ｎｃであり、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は±１／｛４（Ｎｔ−１）Ｔｒ｝である。また、ドップラ周波数インデックスｆｕのドップラ周波数間隔は１／｛２（Ｎｔ−１）ＮｃＴｒ｝であり、ドップラ周波数インデックスｆｕの範囲はｆｕ＝−Ｎｃ／２＋１，…，０，…，Ｎｃ／２である。 When ND の 2 (when the signal is not a short-period reception signal), the FFT size of the Doppler analysis is Nc , and the maximum Doppler frequency at which aliasing derived from the sampling theorem does not occur is ± 1 / ｛4 (N t −1). ) T r }. Also, Doppler frequency interval of the Doppler frequency index f u is 1 / {2 (N t -1 ) N c T r}, a range of Doppler frequency index f u is f u = -N c / 2 + 1, ..., 0 ,..., N c / 2.

ＮＤ＝２の場合とＮＤ≠２の場合とのドップラ解析部２１３からの出力を比べると、両者のドップラ周波数間隔は同じである。しかし、ＮＤ＝２の場合の折り返しが発生しない最大ドップラ周波数が、ＮＤ≠２の場合に比べ、±（Ｎｔ−１）倍されており、ドップラ周波数範囲が（Ｎｔ−１）倍に拡大されている。 Comparing the outputs from the Doppler analyzer 213 in the case of ND = 2 and the case of ND ≠ 2, the Doppler frequency intervals of both are the same. However, the maximum Doppler frequency at which aliasing does not occur when ND = 2 is multiplied by ± (N t −1) compared to the case where ND ≠ 2, and the Doppler frequency range is expanded to (N t −1) times. Have been.

したがって、送信信号を出力する送信アンテナをＴｘ＃１、Ｔｘ＃２、…、Ｔｘ＃Ｎｔのように順次切り替える場合に比べ、上述のように短周期送信アンテナＴｘ＃２を設定する構成によれば、ＮＤ＝２の折り返しが発生しない最大ドップラ周波数が、送信アンテナ数Ｎｔが３以上の場合に、Ｎｔ／２倍に拡大する。つまり、送信アンテナ数Ｎｔに比例して、折り返しが発生しないドップラ周波数範囲が拡大する。

Figure 2020056589
Figure 2020056589
 Accordingly, a transmission antenna for outputting the transmission signal Tx # 1, Tx # 2, ..., compared to the case of switching sequence as Tx # N t, the configuration of setting the short period transmission antenna Tx # 2 as described above If the maximum Doppler frequency wrapping ND = 2 does not occur, in the case of 3 or more the number of transmission antennas N t, expanded to N t / 2 times. In other words, in proportion to the number of transmit antennas N t, the Doppler frequency range is extended wrapping does not occur.
Figure 2020056589
Figure 2020056589

なお、ＮＤ≠２の場合において、出力切替部２１１からの出力がない場合は、ドップラ解析のＦＦＴサイズを（Ｎｔ−１）Ｎｃとし、式（４）を用いて、仮想的に出力ゼロとしてサンプリングしてよい。なお、式（４）は、上記の式（２）と同一である。これにより、ＦＦＴサイズが増加するため、処理量が増えるが、ドップラ周波数インデックスは、ＮＤ＝２の場合と一致するため、後述するドップラ周波数インデックスの変換処理が不要となる。

Figure 2020056589
In the case of ND ≠ 2, if there is no output from the output switching unit 211, the FFT size of the Doppler analysis is set to (N t −1) N c, and virtually zero output is obtained using Expression (4). May be sampled. Equation (4) is the same as equation (2). As a result, the FFT size increases, so that the processing amount increases. However, since the Doppler frequency index matches the case of ND = 2, the later-described Doppler frequency index conversion processing becomes unnecessary.
Figure 2020056589

ＣＦＡＲ部２１５は、短周期受信信号を用いて、適応的に閾値を設定（調整）し、ピーク信号の検出処理を行う。すなわち、ＣＦＡＲ部２１５は、ＣＦＡＲ（Constant False Alarm Rate）処理により、ピーク信号を検出する。これにより、ＣＦＡＲ部２１５は、ピーク信号を与える離散時刻インデックスｋ_ｃｆａｒ及びドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒを検出する。本実施の形態では、送信ＲＦ部１０７＃２が周期２Ｔｒの短周期送信信号を出力する例を示している。そのため、ＣＦＡＲ部２１５は、各アンテナ系統処理部２０１＃１〜＃Ｎａのドップラ解析部２１３＃２からのｗ番目の出力であるＦＴ＿ＣＩ１ （２）（ｋ，ｆｓ，ｗ），…，ＦＴ＿ＣＩＮａ （２）（ｋ，ｆｓ，ｗ）を用いて、ＣＦＡＲ処理を行う。 The CFAR unit 215 adaptively sets (adjusts) a threshold using the short-cycle received signal, and performs a peak signal detection process. That is, the CFAR unit 215 detects a peak signal by CFAR (Constant False Alarm Rate) processing. Thus, CFAR unit 215 detects the discrete time index k_ CFAR and Doppler frequency index f S_cfar gives a peak signal. In this embodiment, transmission RF section 107 # 2 is an example of outputting the short-period transmission signal with a period 2T r. Therefore, CFAR unit 215, FT_CI 1 is a w-th output from the Doppler analysis unit 213 # 2 of the antenna system processing unit 201 # 1~ # N a (2 ) (k, f s, w), ..., FT_CI Na (2) (k, f s, w) using, performs CFAR processing.

ＣＦＡＲ部２１５は、式（５）に示すように、各アンテナ系統処理部２０１＃１〜＃Ｎａのドップラ解析部２１３＃２からのｗ番目の出力ＦＴ＿ＣＩ１ （２）（ｋ，ｆｓ，ｗ），…，ＦＴ＿ＣＩＮａ （２）（ｋ，ｆｓ，ｗ）を電力加算する。ただし、式（５）においてＮＤ＝２とする。そして、ＣＦＡＲ部２１５は、電力加算結果に対し、例えば、１次元のＣＦＡＲ処理を組み合わせたＣＦＡＲ処理、或いは、２次元のＣＦＡＲ処理を行う。このＣＦＡＲ処理には、非特許文献２に開示の処理が適用されてよい。ここで、２次元のＣＦＡＲ処理には、離散時刻（ターゲットまでの距離に相当）の軸と、ドップラ周波数（ターゲットの相対速度に相当）の軸とが用いられてよい。

Figure 2020056589
CFAR unit 215, as shown in Equation (5), w th output FT_CI 1 (2) (k from the Doppler analysis unit 213 # 2 of the antenna system processing unit 201 # 1~ # N a, f s, w), ..., FT_CI Na ( 2) (k, f s, w) to the power addition. However, ND = 2 in equation (5). Then, the CFAR unit 215 performs, for example, a CFAR process combining a one-dimensional CFAR process or a two-dimensional CFAR process on the power addition result. The processing disclosed in Non-Patent Document 2 may be applied to this CFAR processing. Here, in the two-dimensional CFAR processing, an axis of discrete time (corresponding to the distance to the target) and an axis of Doppler frequency (corresponding to the relative speed of the target) may be used.
Figure 2020056589

或いは、ＣＦＡＲ部２１５は、式（６）に示すように、離散時刻ｋ及びドップラ周波数インデックスｆｓが共通な受信アンテナＲｘ＃１〜＃Ｎａからの受信信号に対し、主ビーム方向θとなる指向性ウエイトＷ（θ）＝［ｗ１（θ），ｗ２（θ），…，ｗＮａ（θ）］を乗算する。ただし、式（６）においてＮＤ＝２とする。そして、ＣＦＡＲ部２１５は、複数の指向性ビーム方向毎に、１次元のＣＦＡＲ処理を組み合わせたＣＦＡＲ処理、或いは、２次元のＣＦＡＲ処理を行う。ここで、２次元のＣＦＡＲ処理には、離散時刻ｋの軸とドップラ周波数の軸とが用いられてよい。

Figure 2020056589
Alternatively, CFAR unit 215, as shown in equation (6), on the received signal from the discrete time k and Doppler frequency index f s common reception antenna Rx # 1~ # N a, the main beam direction θ Multiply the directional weight W (θ) = [w 1 (θ), w 2 (θ),..., W Na (θ)]. However, ND = 2 in the equation (6). Then, the CFAR unit 215 performs CFAR processing combining one-dimensional CFAR processing or two-dimensional CFAR processing for each of a plurality of directional beam directions. Here, the axis of the discrete time k and the axis of the Doppler frequency may be used for the two-dimensional CFAR processing.
Figure 2020056589

ＣＦＡＲ部２１５は、適応的に閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となるＮＤ＝２の離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒ及びドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒを、方向推定部２１４に出力する。また、ＣＦＡＲ部２１５は、ドップラ周波数範囲の広いＮＤ＝２のドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒを、ドップラ解析部２１３＃２以外の各ドップラ解析部２１３＃１、＃３、…、＃Ｎｔからのｗ番目の出力ＦＴ＿ＣＩ１ （ＮＤ≠２）（ｋ，ｆｕ，ｗ），…，ＦＴ＿ＣＩＮａ （ＮＤ≠２）（ｋ，ｆｕ，ｗ）のドップラ周波数インデックスｆｕに対応させるために、インデックス変換を行う。当該インデックス変換は、式（７）及び式（８）によって行われてよい。ＣＦＡＲ部２１５は、インデックス変換後のドップラ周波数インデックスｆｕ＿ｃｆａｒを、方向推定部２１４に出力する。つまり、ＣＦＡＲ部２１５は、受信信号のドップラ周波数成分から、受信電力が閾値よりも大きい周波数成分であるピークドップラ周波数成分を検出する。 The CFAR unit 215 adaptively sets a threshold, and outputs the ND = 2 discrete time index k_cfar and the Doppler frequency index f s_cfar that have received power greater than the threshold to the direction estimation unit 214. Further, CFAR unit 215, a wide ND = 2 Doppler frequency index f S_cfar the Doppler frequency range, Doppler analysis unit 213 # each Doppler analysis unit 213 # 1 other than 2, # 3, ..., w from # N t th output FT_CI 1 (ND ≠ 2) ( k, f u, w), ..., FT_CI Na (ND ≠ 2) (k, f u, w) in order to correspond to the Doppler frequency index f u of index conversion I do. The index conversion may be performed by Expressions (7) and (8). The CFAR unit 215 outputs the Doppler frequency index fu_cfar after the index conversion to the direction estimating unit 214. That is, the CFAR unit 215 detects a peak Doppler frequency component, which is a frequency component whose received power is greater than the threshold, from the Doppler frequency component of the received signal.

ここで、ｆｓ＿ｃｆａｒ＝−（Ｎｔ−１）Ｎｃ／２＋１，…，０，…，（Ｎｔ−１）Ｎｃ／２であり、ｆｕ＿ｃｆａｒ＝−Ｎｃ／２＋１，…，０，…，Ｎｃ／２である。

Figure 2020056589
Figure 2020056589
 Here, f s_cfar = - (N t -1) N c / 2 + 1, ..., 0, ..., (N t -1) is N c / 2, f u_cfar = -N c / 2 + 1, ..., 0, ..., Nc / 2.
Figure 2020056589
Figure 2020056589

以下、本実施の形態ではＮＤ＝２であるドップラ周波数範囲の広いドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒを、広範囲ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒと表現する。また、本実施の形態ではＮＤ≠２であるドップラ周波数範囲の狭いドップラ周波数インデックスｆｕを、狭範囲ドップラ周波数インデックスｆｕと表現する。広範囲ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒを、狭範囲ドップラ周波数インデックスｆｕに対応させる際には、重複が含まれる可能性がある。 Hereinafter, in the present embodiment, the Doppler frequency index f s_cfar having a wide Doppler frequency range in which ND = 2 is referred to as a wide range Doppler frequency index fs_cfar . In the present embodiment, a Doppler frequency index f u having a narrow Doppler frequency range of NDＮ2 is expressed as a narrow range Doppler frequency index f u . When the wide-range Doppler frequency index f s_cfar corresponds to the narrow-range Doppler frequency index f u , an overlap may be included.

例えば、広範囲ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒに、０≦α≦Ｎｃ／２の範囲のドップラ周波数インデックスαが含まれる場合、狭範囲ドップラ周波数インデックスｆｕに対応させるインデックス変換によって、αと変換される。ここで、広範囲ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒに、β＝α−Ｎｃも含まれると、βは、−Ｎｃ≦β≦−Ｎｃ／２の範囲に含まれることから、狭範囲ドップラ周波数インデックスｆｕに対応させるインデックス変換によって、β＋Ｎｃ＝αと変換される。よって、広範囲ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒを、狭範囲ドップラ周波数インデックスｆｕに対応させるインデックス変換において、重複が発生する。 For example, when the wide-range Doppler frequency index f s_cfar includes a Doppler frequency index α in the range of 0 ≦ α ≦ N c / 2, it is converted to α by an index conversion corresponding to the narrow-range Doppler frequency index f u . Here, a wide range Doppler frequency index f S_cfar, when also includes β = α-N c, β, since it is within the scope of -N c ≦ β ≦ -N c / 2, the narrow range Doppler frequency index f By the index conversion corresponding to u , β + N c = α is converted. Therefore, in the index conversion that makes the wide-range Doppler frequency index fs_cfar correspond to the narrow-range Doppler frequency index f u , overlap occurs.

同様に、広範囲ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒに、β＝α＋Ｎｃも含まれると、βは、Ｎｃ≦β≦３Ｎｃ／２の範囲に含まれることから、狭範囲ドップラ周波数インデックスｆｕに対応させるインデックス変換によって、β＋Ｎｃ＝αと変換される。よって、狭範囲ドップラ周波数インデックスｆｕに対応させるインデックス変換によって、重複が発生する。 Similarly, a wide range Doppler frequency index f s_cfar, β = α + N when c is also included, beta, since it is within the scope of N c ≦ β ≦ 3N c / 2, to correspond to a narrow range Doppler frequency index f u By the index conversion, β + N c = α is converted. Therefore, the index conversion to correspond to a narrow range Doppler frequency index f u, overlapping occurs.

このように、広範囲ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒに、｜α−β｜がＮｃの整数倍となる関係のα、βが含まれると、狭範囲ドップラ周波数インデックスｆｕに対応させる際に、重複が発生する。 Thus, a wide range Doppler frequency index f s_cfar, | α-β | When alpha relationship becomes an integral multiple of N c, include beta is, when made to correspond to a narrow range Doppler frequency index f u, duplicates Occur.

狭範囲ドップラ周波数インデックスｆｕに重複が発生していると、狭範囲ドップラ周波数インデックスｆｕの信号成分は、異なるドップラ周波数成分の信号が混合された状態となる。混合された信号の電力が近いほど振幅位相成分が変動し、後続の方向推定部２１４における測角の精度が劣化し得る。そこで、本実施の形態では、重複判定処理を導入する。これにより、方向推定部２１４における側角の精度劣化を引き起こす影響を抑制する。次に、この重複判定処理について説明する。 When duplicate narrow range Doppler frequency index f u is occurring, the signal component of the narrow range Doppler frequency index f u is in a state in which signals of different Doppler frequency components have been mixed. The closer the power of the mixed signal is, the more the amplitude / phase component fluctuates, and the accuracy of the angle measurement in the subsequent direction estimating unit 214 may deteriorate. Therefore, in the present embodiment, an overlap determination process is introduced. This suppresses the influence of the direction estimating unit 214 causing deterioration in the accuracy of the side angle. Next, the overlap determination processing will be described.

＜重複判定処理＞
ＣＦＡＲ処理で抽出した、広範囲ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒのうち、ドップラ周波数インデックスαとドップラ周波数インデックスβを、ドップラ解析部２１３＃２以外のドップラ解析部２１３からのｗ番目の出力ＦＴ＿ＣＩ１ （ＮＤ≠２）（ｋ，ｆｕ，ｗ），…，ＦＴ＿ＣＩＮａ （ＮＤ≠２）（ｋ，ｆｕ，ｗ）のドップラ周波数インデックスｆｕに対応させるインデックス変換を行う。変換後のドップラ周波数インデックスｆｕ＿ｃｆａｒが重複する場合、次の（Ｂ１）〜（Ｂ３）の処理を行う。 <Duplicate determination process>
The Doppler frequency index α and the Doppler frequency index β of the wide-range Doppler frequency index f s_cfar extracted by the CFAR processing are converted into the w-th output FT_CI 1 (ND ≠ 2) from the Doppler analyzer 213 other than the Doppler analyzer 213 # 2. ) (k, f u, w ), ..., to index conversion correspond to FT_CI Na (ND ≠ 2) ( k, f u, w Doppler frequency index f u) of. When the converted Doppler frequency index fu_cfar overlaps, the following processes (B1) to (B3) are performed.

（Ｂ１）ＣＦＡＲ部２１５は、ドップラ解析部２１３＃２からのｗ番目の出力であるＦＴ＿ＣＩ１ （ＮＤ＝２）（ｋ，α，ｗ），…，ＦＴ＿ＣＩＮａ （ＮＤ＝２）（ｋ，α，ｗ）の電力和と、ＦＴ＿ＣＩ１ （ＮＤ＝２）（ｋ，β，ｗ），…，ＦＴ＿ＣＩＮａ （ＮＤ＝２）（ｋ，β，ｗ）の電力和を比較する。 (B1) The CFAR unit 215 outputs FT_CI 1 (ND = 2) (k, α, w),..., FT_CI Na (ND = 2) (k, α), which is the w-th output from the Doppler analysis unit 213 # 2. , W) and the power sum of FT_CI 1 (ND = 2) (k, β, w),..., FT_CI Na (ND = 2) (k, β, w).

（Ｂ２）ＣＦＡＲ部２１５は、（Ｂ１）の電力和の比較の結果、所定値（例えば６〜１０ｄＢ程度に設定）以上の電力差がある場合、ドップラ周波数インデックスαとβのうち、電力の大きい方のドップラ周波数インデックスを有効にして、電力の小さい方のドップラ周波数インデックスを、方向推定部２１４への出力対象から除外する。   (B2) As a result of the comparison of the power sum in (B1), if there is a power difference equal to or more than a predetermined value (for example, set to about 6 to 10 dB), the CFAR unit 215 has a larger power among the Doppler frequency indexes α and β. The lower Doppler frequency index is made valid, and the lower Doppler frequency index is excluded from the output target to the direction estimation unit 214.

（Ｂ３）ＣＦＡＲ部２１５は、（Ｂ１）の電力和の比較の結果、所定値以上の電力差がない場合、ドップラ周波数インデックスαとβの両方を、方向推定部２１４への出力対象から除外する。   (B3) The CFAR unit 215 excludes both the Doppler frequency indexes α and β from the output target to the direction estimating unit 214 when there is no power difference equal to or more than the predetermined value as a result of the power sum comparison of (B1). .

方向推定部２１４は、ＣＦＡＲ部２１５から出力された離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒ、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ、及び、ドップラ周波数インデックスｆｕ＿ｃｆａｒに基づき、各ドップラ解析部２１３からの出力を用いてターゲットの方向推定処理を行う。具体的には、方向推定部２１４は、式（９）に示すような仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ，ｆｓ，ｗ）を生成し、方向推定処理を行う。 Based on the discrete time index k_cfar , the Doppler frequency index f s_cfar , and the Doppler frequency index fu_cfar output from the CFAR unit 215, the direction estimation unit 214 estimates the direction of the target using the output from each Doppler analysis unit 213. Perform processing. Specifically, the direction estimating unit 214, the virtual reception array correlation vector h shown in equation (9) (k, f s , w) generates, performs direction estimation process.

以下では、アンテナ系統処理部２０１＃１〜＃Ｎａの各信号処理部２０７で同様な処理を施して得られたドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎｔからのｗ番目の出力をまとめたものを、式（９）に示すような送信アンテナ数Ｎｔと受信アンテナ数Ｎａの積であるＮｔＮａ個の要素を含む、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）として表記する。仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）は、ターゲットからの反射信号に対して各受信アンテナＲｘ間の位相差に基づく方向推定を行う処理に用いる。ここで、ｚ＝１，…，Ｎａであり、ＮＤ＝１，…，Ｎｔである。

Figure 2020056589
In, it summarizes the w-th output from the antenna system processing unit 201 # 1 to # N a Doppler analysis unit 213 # 1 obtained by performing similar processing in the signal processing units 207 of # N t or less the formula contains a N t N a number of factors, such as the product of number of transmit antennas N t and the number of reception antennas N a as shown in (9), the virtual reception array correlation vector h (k _cfar, f s_cfar, w) Notation as The virtual reception array correlation vector h ( k_cfar , fs_cfar , w) is used for processing for estimating the direction of the reflection signal from the target based on the phase difference between the reception antennas Rx. Here, z = 1, ..., a N a, ND = 1, ... , a N t.
Figure 2020056589

ｈｃａｌ［ｂ］は、送信アレーアンテナ間及び受信アレーアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値である。ｂ＝１，…，ＮｔＮａである。 h cal [b] is an array correction value for correcting a phase deviation and an amplitude deviation between the transmission array antennas and between the reception array antennas. b = 1, ..., a N t N a.

また、送信アンテナＴｘを時分割で切り替えているため、異なるドップラ周波数ｆにおいて異なる位相回転が発生する。ＴｘＣＡＬ（１）（ｆ），…，ＴｘＣＡＬ（Ｎｔ）（ｆ）は、その位相回転を補正し、基準送信アンテナの位相に一致させるための送信位相補正係数である。例えば、図３に示すように送信アンテナ数Ｎｔ＝３とし、送信アンテナＴｘ＃２を基準送信アンテナとした場合、送信位相補正係数は、式（１０）となる。

Figure 2020056589
Further, since the transmission antenna Tx is switched in a time division manner, different phase rotations occur at different Doppler frequencies f. TxCAL (1) (f),..., TxCAL (Nt) (f) are transmission phase correction coefficients for correcting the phase rotation to match the phase of the reference transmission antenna. For example, the number of transmit antennas N t = 3 as shown in FIG. 3, when the transmitting antenna Tx # 2 as a reference transmission antenna, transmission phase correction coefficient becomes equation (10).
Figure 2020056589

また、図４に示すように送信アンテナ数Ｎｔ＝４、或いは、図５に示すように送信アンテナ数Ｎｔ＝５とし、送信アンテナＴｘ＃２を基準送信アンテナとした場合、送信位相補正係数は、式（１１）となる。

Figure 2020056589
Further, the number of transmit antennas N t = 4, as shown in FIG. 4, or, if the number of transmit antennas N t = 5, as shown in FIG. 5, and the transmission antenna Tx # 2 as a reference transmission antenna, transmission phase correction factor Becomes the equation (11).
Figure 2020056589

なお、各送信ＲＦ部１０７の送信信号の送信開始時刻に異なる送信遅延Δ１，Δ２，…，ΔＮｔを設けた場合、送信位相補正係数ＴｘＣＡＬ（ＮＤ）（ｆ）に、式（１２）に示す補正係数ΔＴｘＣＡＬ （ＮＤ）（ｆ）を乗算したものを、新たな送信位相補正係数ＴｘＣＡＬ（ＮＤ）（ｆ）としてよい。これにより、ドップラ周波数によって異なる位相回転の影響を除去できる。ここで、Δｒｅｆは、位相基準とする基準送信アンテナ番号の送信遅延を表し、本実施の形態の場合、基準送信アンテナはＴｘ＃２であるので、Δｒｅｆ＝Δ２となる。

Figure 2020056589
Incidentally, the transmission delay delta 1 which different transmission start time of the transmission signal of each transmission RF unit 107, delta 2, ..., the case of providing the delta Nt, transmission phase correction coefficient TxCAL (ND) (f), the formula (12) May be multiplied by a correction coefficient Δ TxCAL (ND) (f) as a new transmission phase correction coefficient TxCAL (ND) (f). As a result, the influence of the phase rotation that differs depending on the Doppler frequency can be removed. Here, the delta ref, represent the transmission delay of the reference transmitting antenna number to a phase reference, in the present embodiment, since the reference transmitting antenna is a Tx # 2, the Δ ref = Δ 2.
Figure 2020056589

仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）は、ＮａＮｒ個の要素から構成される列ベクトルである。 Virtual reception array correlation vector h (k _cfar, f s_cfar, w) is a column vector comprised of N a N r number of elements.

到来方向推定は、方向推定評価関数値ＰＨ（θ，ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）における方位方向θを所定の角度範囲内で可変として空間プロファイルを算出する。そして、到来方向推定は、空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、それぞれの極大ピークの仰角方向を到来方向推定値として出力する。 DOA estimation is the direction estimation evaluation function value P H (θ, k _cfar, f s_cfar, w) to calculate the spatial profile of the azimuth direction theta in a variable within a predetermined angular range. In the direction of arrival estimation, a predetermined number of maximal peaks in the spatial profile are extracted in descending order, and the elevation direction of each maximal peak is output as an estimated direction of arrival.

方向推定評価関数値ＰＨ（θ，ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）は、到来方向推定アルゴリズムによって算出されてよい。到来方向推定アルゴリズムには、ビームフォーマ法、Ｃａｐｏｎ又はＭＵＳＩＣなど、各種の方法がある。例えば、非特許文献３に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。 The direction estimation evaluation function value P H (θ, k_cfar , fs_cfar , w) may be calculated by an arrival direction estimation algorithm. The direction-of-arrival estimation algorithm includes various methods such as a beamformer method, Capon or MUSIC. For example, an estimation method using an array antenna disclosed in Non-Patent Document 3 may be used.

図９に例示するように、ＮｔＮａ個の仮想受信アレーが等間隔ｄＨで直線状に配置される場合（Ｎｔ＝３、Ｎａ＝４）、ビームフォーマ法は、式（１３）及び式（１４）のように表すことができる。ここで、上付き添え字Ｈは、エルミート転置演算子である。ａ（θｕ）は、方位方向θの到来波に対する仮想受信アレーの方向ベクトルを示す。θｕは、到来方向推定を行う方位範囲内を所定の方位間隔β１で変化させたものである。例えば、θｕは、以下のように設定される。
θｕ＝θｍｉｎ＋ｕβ１
ただし、ｕ＝０，…，ＮＵであり、ＮＵ＝floor［（θｍａｘ−θｍｉｎ）／β１］＋１である。また、floor（ｘ）は、実数ｘを超えない最大の整数値を返す関数である。

Figure 2020056589
Figure 2020056589
 As illustrated in FIG. 9, N t N if a number of virtual reception array are arranged linearly at equal intervals d H (N t = 3, N a = 4), the beam former method, the formula (13 ) And Equation (14). Here, the superscript H is a Hermitian transpose operator. a (θ u ) indicates the direction vector of the virtual reception array with respect to the arriving wave in the azimuth direction θ. θ u is obtained by changing the azimuth range for estimating the direction of arrival at a predetermined azimuth interval β 1 . For example, θ u is set as follows.
θ u = θ min + uβ 1
Here, u = 0,..., NU, and NU = floor [(θ max −θ min ) / β 1 ] +1. Floor (x) is a function that returns the largest integer value that does not exceed the real number x.
Figure 2020056589
Figure 2020056589

なお、時刻情報（離散時刻）ｋ＿ｃｆａｒは、距離情報に変換して出力されてもよい。例えば、式（１５）を用いて、時刻情報ｋ＿ｃｆａｒを距離情報Ｒ（ｋ＿ｃｆａｒ）に変換する。ここで、Ｔｗは符号送信区間、Ｌはパルス符号長、Ｃ０は光速度を表す。

Figure 2020056589
The time information (discrete time) k_cfar may be converted into distance information and output. For example, the time information k_cfar is converted into distance information R ( k_cfar ) using Expression (15). Here, T w is the code transmission period, L is a pulse code length, C 0 denotes the speed of light.
Figure 2020056589

また、ドップラ周波数情報は、相対速度成分に変換して出力されてもよい。例えば、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒは、式（１６）によって、相対速度成分ｖｄに変換されてよい。ここで、ｄｆは、ドップラ解析部２１３におけるＦＦＴ処理におけるドップラ周波数間隔であり、本実施の形態の場合、ｄｆ＝１／｛２（Ｎｔ−１）ＮｃＴｒ｝である。また、λは、送信ＲＦ部１０７から出力されるＲＦ信号のキャリア周波数の波長である。

Figure 2020056589
The Doppler frequency information may be converted into a relative velocity component and output. For example, the Doppler frequency index f s — cfar may be converted to a relative velocity component v d according to equation (16). Here, d f is the Doppler frequency interval in the FFT processing in the Doppler analysis unit 213, in this embodiment, a d f = 1 / {2 ( N t -1) N c T r}. Λ is the wavelength of the carrier frequency of the RF signal output from the transmission RF unit 107.
Figure 2020056589

以上のように、実施の形態１に係るレーダ装置１は、短周期送信アンテナ（本実施の形態では送信アンテナＴｘ＃２）の送信周期を２Ｔｒとし、短周期送信アンテナ以外の各送信アンテナの送信周期を２（Ｎｔ−１）Ｔｒとする。これにより、短周期受信信号は、Ｎｔ個の送信アンテナを順次切り替える場合と比べ、折り返しが発生しない最大ドップラ周波数（相対速度）がＮｔ／２倍に増加し、折り返しが発生しないドップラ周波数範囲がＮｔ／２倍に拡大する。 As described above, the radar apparatus 1 according to the first embodiment, (in the present embodiment the transmitting antenna Tx # 2) short-period transmission antenna to the transmission period of the 2T r, other than short-period transmission antennas of each transmission antenna The transmission cycle is 2 (N t −1) Tr . Thus, short-period received signal, compared to the case sequentially switching the N t transmit antennas, increases the maximum Doppler frequency aliasing does not occur (relative speed) to N t / 2 times, the Doppler frequency range aliasing does not occur Expands N t / 2 times.

また、本実施の形態では、レーダ受信部２００において、短周期受信信号をＣＦＡＲ処理して抽出したドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒを、短周期受信信号以外の受信信号に適用するように変換する。そして、短周期受信信号についてはドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒを、短周期受信信号以外の受信信号についてはその変換したドップラ周波数インデックスｆｕ＿ｃｆａｒを用いて、方向推定処理を行う。これにより、すべての仮想受信アレーを用いた方向推定処理が可能となる。 In the present embodiment, radar receiving section 200 converts the Doppler frequency index fs_cfar extracted by performing the CFAR processing on the short-period received signal so as to be applied to received signals other than the short-period received signal. Then, a Doppler frequency index f S_cfar for short period received signal, the received signal other than the short-period received signal using the Doppler frequency index f U_cfar that the conversion, performs direction estimation process. As a result, direction estimation processing using all virtual reception arrays becomes possible.

また、本実施の形態では、ＣＦＡＲ処理において、すべての受信信号ではなく、短周期受信信号を用いているが、ドップラ解析部２１３のＦＦＴサイズは（Ｎｔ−１）倍されるため、（Ｎｔ−１）倍のコヒーレント加算利得が得られる。よって、ＣＦＡＲ処理に用いられる受信アンテナ数が少なくなった分のＳＮＲを補うことができる。具体的には、従来手法として、送信アンテナＴｘ＃１〜＃Ｎｔを順次切り替え、全仮想受信アンテナのドップラ解析部２１３の出力を電力合成してＣＦＡＲ処理する場合に比べ、本実施の形態におけるＣＦＡＲ処理時の受信ＳＮＲは、約０．５（Ｎｔ）１／２倍となる（ただしＮｔ≧３）。すなわち、ＣＦＡＲ処理時の受信ＳＮＲは、Ｎｔ＝３の場合は約０．９倍、Ｎｔ＝４以上で同等以上となり、本実施の形態は、従来の手法と比べて、特段の劣化は生じない。 Further, in the present embodiment, in the CFAR processing, not all received signals but short-period received signals are used, but the FFT size of Doppler analyzer 213 is multiplied by (N t −1), so that (N A coherent addition gain of t- 1) times is obtained. Therefore, it is possible to compensate for the SNR corresponding to the decrease in the number of receiving antennas used for CFAR processing. Specifically, as a conventional technique, sequentially switching the transmission antenna Tx # 1~ # N t, compared with the case of CFAR processing the output of the Doppler analysis unit 213 of all virtual reception antennas and power combining, in this embodiment The reception SNR at the time of the CFAR processing is about 0.5 (N t ) 1/2 (however, N t ≧ 3). That is, the reception SNR at CFAR processing is about 0.9 times in case of N t = 3, becomes equal to or more N t = 4 above, the present embodiment, as compared with conventional techniques, special degradation Does not occur.

なお、本実施の形態は、図１０に示すように、レーダ送信部１００において、送信アンテナ切替部１２１により送信ＲＦ部１０７からの出力を複数の送信アンテナＴｘの１つに択一的に切り替える構成であってもよい。この場合も、上述と同様な効果が得られる。   In the present embodiment, as shown in FIG. 10, in radar transmitting section 100, transmission antenna switching section 121 selectively switches the output from transmission RF section 107 to one of a plurality of transmission antennas Tx. It may be. In this case, the same effect as described above can be obtained.

また、図９に示すように、複数の仮想受信アンテナの仮想的な配列において中心付近に位置する仮想受信アンテナ（例えば図９の点線内）を形成する送信アンテナが、短周期送信アンテナＴｘとして選択されてよい。これにより、方向推定処理における角度プロファイル上のサイドローブを低減する効果が得られる。次に、具体例を示す。   As shown in FIG. 9, a transmission antenna forming a virtual reception antenna (for example, within a dotted line in FIG. 9) located near the center in a virtual array of a plurality of virtual reception antennas is selected as the short-period transmission antenna Tx May be. Thereby, the effect of reducing the side lobe on the angle profile in the direction estimation processing can be obtained. Next, a specific example will be described.

図９は、送信アンテナ数Ｎｔ＝３、受信アンテナ数Ｎａ＝４の場合のＭＩＭＯレーダのアンテナ配置の例を示す。図１１は、方向推定部２１４においてビームフォーマ法を用いた場合の空間プロファイル結果（ターゲット方向の真値０度方向）の一例を示す。 Figure 9 shows an example of an antenna arrangement of the MIMO radar when the number of transmit antennas N t = 3, the number of reception antennas N a = 4. FIG. 11 shows an example of the spatial profile result (true direction of the target direction of 0 °) when the beamformer method is used in the direction estimating section 214.

図１１（ａ）は、従来の手法である送信アンテナＴｘ＃１、Ｔｘ＃２、Ｔｘ＃３を順次切り替えた場合の空間プロファイル結果を示す。図１１（ｂ）は、本実施の形態と同様に送信アンテナＴｘ＃２を短周期送信アンテナとした場合の空間プロファイル結果を示す。図１１（ａ）及び（ｂ）に示すように、両者ともに正面方向のターゲットを正しく推定できている。   FIG. 11A shows a spatial profile result when the transmission antennas Tx # 1, Tx # 2, and Tx # 3 are sequentially switched according to the conventional method. FIG. 11 (b) shows a spatial profile result when transmitting antenna Tx # 2 is a short-period transmitting antenna as in the present embodiment. As shown in FIGS. 11A and 11B, both can correctly estimate the target in the front direction.

また、図１１（ａ）と（ｂ）を比べると、本実施の形態に対応する図１１（ｂ）において、ビームフォーマ法のサイドローブを低減する効果（３ｄＢ程度）が得られていることが確認できる。これは、次の理由による。すなわち、仮想受信アンテナ（図９におけるＭＩＭＯ ＶＡ＃１〜＃１２の配置）において、中心付近に配置されているＭＩＭＯ ＶＡ＃５〜＃８は、Ｔｘ＃２からの短周期送信信号を受信する。よって、ＭＩＭＯ ＶＡ＃５〜＃８の受信信号レベルは、他のＭＩＭＯ ＶＡ＃１〜＃４、＃９〜＃１２の受信信号レベルよりも高まることで、空間プロファイルのサイドローブ低減効果が得られる。   Also, comparing FIGS. 11A and 11B, in FIG. 11B corresponding to the present embodiment, the effect (about 3 dB) of reducing the side lobe of the beam former method is obtained. You can check. This is for the following reason. That is, in virtual receiving antennas (arrangement of MIMO VAs # 1 to # 12 in FIG. 9), MIMO VAs # 5 to # 8 arranged near the center receive short-period transmission signals from Tx # 2. Therefore, the received signal levels of MIMO VAs # 5 to # 8 are higher than the received signal levels of other MIMO VAs # 1 to # 4 and # 9 to # 12, so that the side lobe reduction effect of the spatial profile can be obtained. .

（実施の形態２）
実施の形態１では、レーダ送信部１００がパルス列を位相変調あるいは振幅変調して送信するパルス圧縮レーダを用いる場合について説明した。実施の形態２では、チャープパルスのような周波数変調（fast chirp modulation）したパルス圧縮波を用いたレーダ方式にについて説明する。なお、実施の形態２では、実施の形態１と同様の内容については説明を省略する。 (Embodiment 2)
In the first embodiment, a case has been described where the radar transmitting section 100 uses a pulse compression radar that transmits a pulse train by phase modulation or amplitude modulation. In the second embodiment, a radar system using a pulse compression wave that has been frequency-modulated (fast chirp modulation) such as a chirped pulse will be described. In the second embodiment, description of the same contents as in the first embodiment will be omitted.

図１２は、レーダ送信においてチャープ（Chirp）パルスを用いるレーダ装置の構成例を示す。   FIG. 12 shows a configuration example of a radar apparatus that uses a chirp pulse in radar transmission.

レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１と、方向性結合部１２４と、送信ＲＦ部１０７と、送信アンテナ切替部１２１と、複数の送信アンテナＴｘ＃１〜＃Ｎｔと、切替制御部１０５とを有する。レーダ送信信号生成部１０１は、変調信号発生部１２２と、ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator。電圧制御発振器）１２３とを有する。 Radar transmitter 100, a radar transmission signal generation unit 101, a directional coupler 124, a transmission RF section 107, a transmission antenna switching unit 121, and a plurality of transmitting antennas Tx # 1~ # N t, the switching control unit 105. The radar transmission signal generator 101 includes a modulation signal generator 122 and a VCO (Voltage Controlled Oscillator) 123.

変調信号発生部１２２は、図１３（ａ）に示すように、のこぎり歯形状の変調信号を周期的に発生させる。ここで、送信周期をＴｒとする。 As shown in FIG. 13A, the modulation signal generator 122 periodically generates a sawtooth modulation signal. Here, the transmission cycle is assumed to be Tr .

ＶＣＯ１２３は、変調信号発生部１２２からの出力に基づいて、送信信号に対して周波数変調を行い、周波数変調信号（周波数チャープ信号）を生成する。そして、ＶＣＯ１２３は、周波数変調信号を、方向性結合部１２４へ出力する。   VCO 123 performs frequency modulation on the transmission signal based on the output from modulation signal generation section 122, and generates a frequency modulation signal (frequency chirp signal). Then, the VCO 123 outputs the frequency modulation signal to the directional coupling unit 124.

方向性結合部１２４は、ＶＣＯ１２３から出力された周波数変調信号を、送信ＲＦ部１０７へ出力すると共に、周波数変調信号の一部を取り出してレーダ受信部２００の各ミキサ部２２４へ出力する。   The directional coupling unit 124 outputs the frequency modulation signal output from the VCO 123 to the transmission RF unit 107, extracts a part of the frequency modulation signal, and outputs it to each mixer unit 224 of the radar reception unit 200.

送信ＲＦ部１０７は、方向性結合部１２４から出力された周波数変調信号を増幅し、送信アンテナ切替部１２１へ出力する。   Transmission RF section 107 amplifies the frequency modulation signal output from directional coupling section 124 and outputs the amplified signal to transmission antenna switching section 121.

送信アンテナ切替部１２１は、送信ＲＦ部１０７から出力された周波数変調信号を、切替制御部１０５によって切り替えられた送信アンテナＴｘへ出力する。送信アンテナＴｘは、送信アンテナ切替部１２１から出力された送信信号を空間に放射する。   Transmission antenna switching section 121 outputs the frequency modulation signal output from transmission RF section 107 to transmission antenna Tx switched by switching control section 105. The transmission antenna Tx radiates the transmission signal output from the transmission antenna switching unit 121 into space.

レーダ受信部２００は、複数の受信アンテナＲｘ＃１〜＃Ｎａと、受信アンテナＲｘ＃１〜＃Ｎａにそれぞれ対応するアンテナ系統処理部２０１＃１〜＃Ｎａと、ＣＦＡＲ部２１５と、方向推定部２１４とを有する。各アンテナ系統処理部２０１は、受信無線部２０３と、信号処理部２０７とを有する。受信無線部２０３は、ミキサ部２２４と、ＬＰＦ２２６とを有する。信号処理部２０７は、Ａ／Ｄ変換部２２８と、Ｒ−ＦＦＴ部２２０と、出力切替部２１１と、ドップラ解析部２１３とを有する。 Radar receiver 200 includes a plurality of receiving antennas Rx # 1 to # N a, the receiving antenna Rx # 1 to # N a corresponding antenna system processing unit 201 # 1 to # N a, a CFAR section 215, A direction estimating unit 214. Each antenna system processing unit 201 includes a reception radio unit 203 and a signal processing unit 207. Receiving radio section 203 has mixer section 224 and LPF 226. The signal processing unit 207 includes an A / D conversion unit 228, an R-FFT unit 220, an output switching unit 211, and a Doppler analysis unit 213.

レーダ受信部２００は、反射信号を受信アンテナＲｘで受信した受信信号に対し、ミキサ部２２４において送信信号である周波数変調信号とのミキシングをし、ＬＰＦ２２６を通過させることで、送信信号と受信信号との遅延時間に応じた周波数となるビート信号を取り出す。例えば、図１３（ｂ）のように、送信周波数変調波（レーダ送信波）の周波数と受信周波数変調波（レーダ反射波受信信号）の周波数との差分周波数が、ビート周波数として取り出される。   The radar receiving unit 200 mixes the received signal obtained by receiving the reflected signal with the receiving antenna Rx with the frequency modulation signal that is the transmission signal in the mixer unit 224 and passes the mixed signal through the LPF 226, so that the transmission signal and the received signal are A beat signal having a frequency corresponding to the delay time of the signal is extracted. For example, as shown in FIG. 13B, the difference frequency between the frequency of the transmission frequency modulation wave (radar transmission wave) and the frequency of the reception frequency modulation wave (radar reflected wave reception signal) is extracted as the beat frequency.

信号処理部２０７のＡ／Ｄ変換部２２８は、受信無線部２０３から出力されるビート信号を、離散サンプルリングデータに変換する。   The A / D conversion unit 228 of the signal processing unit 207 converts the beat signal output from the reception radio unit 203 into discrete sampling data.

Ｒ−ＦＦＴ部２２０は、Ｔｒ周期毎に、所定時間範囲（レンジゲート）で得られたＮｄａｔａ個の離散サンプリングデータを、ＦＦＴ処理する。これにより、受信信号の遅延時間に応じたビート周波数にピークが現れる周波数スペクトラムが出力される。なお、ＦＦＴ処理の際に、Han窓やHamming窓などの窓関数係数を乗算してもよい。窓関数を適用することでビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧することができる。 The R-FFT unit 220 performs an FFT process on N data discrete sampling data obtained in a predetermined time range (range gate) for each Tr cycle. As a result, a frequency spectrum having a peak at a beat frequency corresponding to the delay time of the received signal is output. In the FFT processing, a window function coefficient such as a Han window or a Hamming window may be multiplied. By applying the window function, side lobes generated around the beat frequency peak can be suppressed.

ここで、第Ｍ番目のチャープパルス送信によって得られる、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７におけるＲ−ＦＦＴ部２２０から出力されるビート周波数スペクトラム応答を、ＡＣ＿ＲＦＴｚ（ｆｂ，Ｍ）で表す。ここで、ｆｂはＦＦＴのインデックス番号であり、ｆｂ＝０，…，Ｎｄａｔａ／２である。周波数インデックスｆｂは、当該インデックス番号が小さいほど、受信信号（反射信号）の遅延時間が小さい（すなわち、ターゲットからの距離が近い）ビート周波数を表す。 Here obtained by the M-th chirped pulse transmission, the beat frequency spectrum response outputted from the R-FFT unit 220 in the antenna system processing unit 201 # z of the signal processing unit 207, AC_RFT z (f b, M) Expressed by Here, f b is an index number of the FFT, and f b = 0,..., N data / 2. Frequency index f b, the more the index number is small, the delay time of the received signal (reflected signal) is small represents a (i.e., a short distance from the target) beat frequency.

出力切替部２１１は、実施の形態１の出力切替部２１１と同様の動作を行う。すなわち、出力切替部２１１は、切替制御部１０５からの切替制御信号に基づいて、Ｎｔ個のドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎｔのうち１つを選択する（切り替える）。そして、出力切替部２１１は、Ｔｒ周期毎に、Ｒ−ＦＦＴ部２２０から出力される周波数スペクトラムを、その選択したドップラ解析部２１３へ出力する。 The output switching unit 211 performs the same operation as the output switching unit 211 of the first embodiment. That is, the output switching unit 211, based on the switching control signal from the switching control unit 105 selects one of the N t Doppler analysis unit 213 #. 1 to # N t (switch). Then, the output switching unit 211 outputs the frequency spectrum output from the R-FFT unit 220 to the selected Doppler analysis unit 213 for each Tr period.

第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける切替制御信号は、Ｎｔビット［bit１（Ｍ），bit２（Ｍ），…，bitＮｔ（Ｍ）］で構成されてよい。この場合、出力切替部２１１は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒの切替制御信号において、第ＮＤビットが１の場合、ドップラ解析部２１３＃ＮＤを出力先に選択し、第ＮＤビットが０の場合、ドップラ解析部２１３＃ＮＤを出力先に選択しない（未選択とする）。なお、ＮＤ＝１，…，Ｎｔである。 Switching control signal in the M-th transmission cycle T r is, N t bits [bit 1 (M), bit 2 (M), ..., bit Nt (M)] may be constituted by. In this case, when the ND bit is 1 in the switching control signal of the M-th transmission cycle Tr , the output switching unit 211 selects the Doppler analysis unit 213 # ND as the output destination, and sets the ND bit to 0. In this case, the Doppler analyzer 213 # ND is not selected as the output destination (it is not selected). It should be noted, ND = 1, ..., a N t.

切替制御部１０５は、実施の形態１の切替制御部１０５と同様の動作を行う。例えば、送信アンテナＴｘ＃２が短周期送信アンテナである場合、送信アンテナＴｘ＃２を２Ｔｒ周期毎に選択し、送信アンテナＴｘ＃２以外の各送信アンテナＴｘ＃１、＃２、…、＃ＮｔをＮｐ＝２（Ｎｔ−１）Ｔｒ周期毎に選択する。 Switching control section 105 performs the same operation as switching control section 105 of the first embodiment. For example, if the transmission antenna Tx # 2 is a short period transmitting antennas, the transmitting antenna Tx # 2 was selected for each 2T r period, transmission antenna Tx # each transmission antenna Tx # 1 other than 2, # 2, ..., # the N t N p = 2 (N t -1) is selected for each T r period.

なお、実施の形態１で説明したように、各送信アンテナＴｘからの送信信号の送信開始時刻は、必ずしも周期Ｔｒに同期していなくてもよい。例えば、図６に示すように、各送信アンテナからの送信開始時刻に対して、送信遅延Δ１，Δ２，…，ΔＮｔを設けてもよい。 Note that, as described in Embodiment 1, the transmission start time of the transmission signal from each transmission antenna Tx does not necessarily have to be synchronized with the cycle Tr . For example, as shown in FIG. 6, transmission delays Δ 1 , Δ 2 ,..., ΔNt may be provided for the transmission start time from each transmission antenna.

切替制御部１０５は、Ｎｐ＝２（Ｎｔ−１）Ｔｒ期間の１セットを、Ｎｃ回繰り返す。これにより、ＮｐＮｃ期間において、短周期送信アンテナである送信アンテナＴｘ＃２からは、（Ｎｔ−１）Ｎｃ回、送信信号が送信され、短周期送信アンテナ以外の各送信アンテナＴｘ＃１、＃３、…、＃Ｎｔからは、Ｎｃ回、送信信号が送信される。 Switching control unit 105, a set of N p = 2 (N t -1 ) T r period, repeated N c times. Thus, in the N p N c period, from the transmission antenna Tx # 2 is a short period transmitting antennas, (N t -1) N c times, the transmission signal is transmitted, the short-cycle transmit each transmit antenna other than the antenna Tx # 1, # 3, ..., from the # N t, N c times, the transmission signal is transmitted.

レーダ受信部２００において、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７は、ドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎｔを有する。ドップラ解析部２１３は、出力切替部２１１から出力される受信信号に対して、ビート周波数インデックスｆｂ毎にドップラ解析を行う。ドップラ解析では、Ｎｃが２のべき乗値であれば、式（１７）及び式（１８）に示すようなＦＦＴ処理を適用できる。 In radar receiver 200, a signal processing unit 207 of the antenna system processing unit 201 # z has a Doppler analysis unit 213 # 1~ # N t. Doppler analysis unit 213, the received signal output from the output switching unit 211, performs the Doppler analysis for each beat frequency index f b. In the Doppler analysis, if Nc is a power of 2, FFT processing as shown in Expressions (17) and (18) can be applied.

ここで、ＦＴ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｆｂ，ｆｓ，ｗ）は、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７におけるドップラ解析部２１３＃ＮＤによるｗ番目の出力であり、ビート周波数インデックスｆｂにおけるドップラ周波数インデックスｆｓのドップラ周波数応答を示す。なお、ＮＤ＝１〜Ｎｔであり、ｋ＝１，…，（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏであり、ｚ＝１，…，Ｎａである。また、ｗは自然数である。 Here, FT_CI z ND (f b , f s , w) is the w-th output by the Doppler analysis unit 213 # ND in the signal processing unit 207 of the antenna system processing unit 201 # z, and is represented by the beat frequency index f b shows the Doppler frequency response of the Doppler frequency index f s. It should be noted, is a ND = 1~N t, k = 1 , ..., a (N r + N u) N s / N o, z = 1, ..., a N a. W is a natural number.

ＮＤ＝２の場合（短周期受信信号である場合）、ドップラ解析のＦＦＴサイズは、（Ｎｔ−１）Ｎｃであり、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は±１／（２Ｔｒ）である。また、ドップラ周波数インデックスｆｓのドップラ周波数間隔は２／｛２（Ｎｔ−１）ＮｃＴｒ｝であり、ドップラ周波数インデックスｆｓの範囲はｆｓ＝−（Ｎｔ−１）Ｎｃ／２＋１，…，０，…，（Ｎｔ−１）Ｎｃ／２である。 When ND = 2 (in the case of a short-period received signal), the FFT size of the Doppler analysis is (N t −1) N c , and the maximum Doppler frequency at which aliasing derived from the sampling theorem does not occur is ± 1/1/2. (2T r ). Also, Doppler frequency interval of the Doppler frequency index f s is 2 / {2 (N t -1 ) N c T r}, a range of Doppler frequency index f s is f s = - (N t -1 ) N c .., 0,..., (N t −1) N c / 2.

ＮＤ≠２の場合（短周期受信信号でない場合）、ドップラ解析のＦＦＴサイズは、Ｎｃであり、サンプリング定理から導出される折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は±１／｛２（Ｎｔ−１）Ｔｒ｝である。また、ドップラ周波数インデックスｆｕのドップラ周波数間隔は２／｛２（Ｎｔ−１）ＮｃＴｒ｝であり、ドップラ周波数インデックスｆｕの範囲はｆｕ＝−Ｎｃ／２＋１…，０，…，Ｎｃ／２である。 When ND ≠ 2 (when the signal is not a short-period received signal), the FFT size of the Doppler analysis is Nc , and the maximum Doppler frequency at which aliasing derived from the sampling theorem does not occur is ± 1 / ｛2 (N t −1). ) T r }. Also, Doppler frequency index f u Doppler frequency interval 2 / of a {2 (N t -1) N c T r}, the Doppler frequency index f range u is f u = -N c / 2 + 1 ..., 0, ..., Nc / 2.

ＮＤ＝２の場合とＮＤ≠２の場合のドップラ解析部２１３からの出力を比べると、両者のドップラ周波数間隔は同じである。しかし、ＮＤ＝２の場合の折り返しが発生しない最大ドップラ周波数が、ＮＤ≠２の場合に比べ、±（Ｎｔ−１）倍されており、ドップラ周波数範囲が（Ｎｔ−１）倍に拡大されて出力される。 Comparing the outputs from the Doppler analyzer 213 when ND = 2 and when ND ≠ 2, the two Doppler frequency intervals are the same. However, the maximum Doppler frequency at which aliasing does not occur when ND = 2 is multiplied by ± (N t −1) compared to the case where ND ≠ 2, and the Doppler frequency range is expanded to (N t −1) times. Is output.

したがって、送信アンテナをＴｘ＃１、Ｔｘ＃２、…、Ｔｘ＃Ｎｔのように順次切り替える場合に比べ、本実施の形態に係る構成によれば、ＮＤ＝２の折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、送信アンテナ数Ｎｔが３以上の場合に、Ｎｔ／２倍に拡大する。つまり、送信アンテナ数Ｎｔに比例して、折り返しが発生しないドップラ周波数範囲が拡大する。 Therefore, the transmission antenna Tx # 1, Tx # 2, ..., Tx # compared with the case where as sequentially switched in N t, the arrangement according to this embodiment, the maximum Doppler frequency wrapping ND = 2 does not occur Expands to N t / 2 times when the number of transmission antennas N t is 3 or more. In other words, in proportion to the number of transmit antennas N t, the Doppler frequency range is extended wrapping does not occur.

Figure 2020056589
Figure 2020056589
Figure 2020056589
Figure 2020056589

なお、ＮＤ≠２の場合において、出力切替部２１１からの出力がない場合は、ドップラ解析のＦＦＴサイズを（Ｎｔ−１）Ｎｃとし、式（１９）を用いて、仮想的に出力ゼロとしてサンプリングしてよい。なお、式（１９）は、上記の式（１７）と同一である。これにより、ＦＦＴサイズが増加するため、処理量が増えるが、ドップラ周波数インデックスは、ＮＤ＝２の場合と一致するため、後述するドップラ周波数インデックスの変換処理が不要となる。

Figure 2020056589
In the case of ND ≠ 2, if there is no output from the output switching unit 211, the FFT size of the Doppler analysis is set to (N t −1) N c, and virtually zero output is obtained using Expression (19). May be sampled. Equation (19) is the same as equation (17). As a result, the FFT size increases, so that the processing amount increases. However, since the Doppler frequency index matches the case of ND = 2, the later-described Doppler frequency index conversion processing becomes unnecessary.
Figure 2020056589

以降のＣＦＡＲ部２１５及び方向推定部２１４における処理は、実施の形態１で用いた離散時刻ｋをビート周波数インデックスｆｂで置き換えた処理と同一となるため、ここでは説明を省略する。以上の構成及び処理により、実施の形態２は、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。 Processing in the CFAR section 215 and the direction estimation unit 214 of the later, since the discrete time k be the same as the process was replaced with the beat frequency index f b used in the first embodiment, and a description thereof will be omitted. With the above configuration and processing, the second embodiment can obtain the same effects as those of the first embodiment.

以降の実施の形態においても同様に送信信号として、周波数チャープ信号を適用することができ、符号化パルス信号を用いた場合と同様な効果が得られる。   Similarly, in the following embodiments, a frequency chirp signal can be applied as a transmission signal, and the same effect as in the case of using an encoded pulse signal can be obtained.

なお、式（２０）を用いて、ビート周波数インデックスｆｂを距離情報Ｒ（ｆｂ）に変換できる。ここで、Ｂｗは、周波数変調して生成される周波数チャープ信号における周波数変調帯域幅であり、Ｃ０は光速度である。

Figure 2020056589
Note that the beat frequency index f b can be converted into distance information R (f b ) using Expression (20). Here, B w is a frequency modulation bandwidth in the frequency chirp signals generated by frequency modulation, C 0 is the speed of light.
Figure 2020056589

（実施の形態３）
図１４は、実施の形態３に係るレーダ装置１の構成例を示す。実施の形態３に係るレーダ装置１は、実施の形態１に係るレーダ装置１と比べて、折り返し判定部２１６をさらに備える。また、実施の形態１と比べて、実施の形態３は、切替制御部１０５、ドップラ解析部２１３、ＣＦＡＲ部２１５、及び、方向推定部２１４の動作が異なる。以下、実施の形態３では、実施の形態１と異なる内容について主に説明し、実施の形態１と同様の内容については説明を省略する。 (Embodiment 3)
FIG. 14 shows a configuration example of a radar device 1 according to the third embodiment. The radar device 1 according to the third embodiment further includes a loopback determination unit 216 as compared with the radar device 1 according to the first embodiment. Further, the third embodiment differs from the first embodiment in the operations of the switching control unit 105, the Doppler analysis unit 213, the CFAR unit 215, and the direction estimation unit 214. Hereinafter, in the third embodiment, description will be mainly given of contents different from the first embodiment, and description of the same contents as the first embodiment will be omitted.

切替制御部１０５は、レーダ送信部１００の送信ＲＦ切替部１０６と、レーダ受信部２００の出力切替部２１１とに対して、出力先の切り替えを指示する切替制御信号を出力する。なお、出力切替部２１１に対する出力先の切り替えの指示については後述する。以下では、送信ＲＦ切替部１０６に対する出力先の切り替えの指示について説明する。   The switching control unit 105 outputs a switching control signal for instructing the transmission RF switching unit 106 of the radar transmitting unit 100 and the output switching unit 211 of the radar receiving unit 200 to switch the output destination. The instruction to switch the output destination to the output switching unit 211 will be described later. Hereinafter, an instruction to switch the output destination to the transmission RF switching unit 106 will be described.

切替制御部１０５は、送信周期Ｔｒ毎に、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎｔのうちの１つを順次選択する。そして、切替制御部１０５は、その選択した送信ＲＦ部１０７に出力先を切り替えるよう指示する切替制御信号を、送信ＲＦ切替部１０６へ出力する。 Switching control unit 105, for each transmission cycle T r, sequentially selects one of the transmission RF section 107 # 1~ # N t. Then, switching control section 105 outputs a switching control signal instructing the selected transmission RF section 107 to switch the output destination to transmission RF switching section 106.

送信ＲＦ切替部１０６は、切替制御部１０５から出力された切替制御信号に基づいて、出力先を、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎｔのうちの１つに切り替える。そして、送信ＲＦ切替部１０６は、レーダ送信信号生成部１０１から出力される送信信号を、その切り替えた送信ＲＦ部１０７へ出力する。 Transmitting RF switching unit 106, based on the switching control signal outputted from the switching control unit 105, an output destination is switched to one of the transmission RF section 107 # 1~ # N t. Then, transmission RF switching section 106 outputs the transmission signal output from radar transmission signal generation section 101 to switching transmission RF section 107.

図１５は、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎｔが送信信号を送信するタイミングを説明するための図である。 Figure 15 is a diagram for transmitting RF unit 107 # 1~ # N t is described a timing of transmitting a transmission signal.

切替制御部１０５は、図１５に示すように、送信周期Ｔｒ毎に、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎｔを順次、出力先に選択する。そして、切替制御部１０５は、送信周期Ｔｒ毎に、その選択した送信ＲＦ部１０７への切り替えを指示する切替制御信号を、送信ＲＦ切替部１０６へ出力する。これにより、送信ＲＦ切替部１０６は、各送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎｔを、周期Ｎｐ＝ＮｔＴｒで選択する。別言すると、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎｔは、それぞれ、周期Ｎｐ＝ＮｔＴｒで送信信号を送信する。 Switching control unit 105, as shown in FIG. 15, for each transmission cycle T r, the transmission RF unit 107 # 1 to # N t sequentially selects the output destination. Then, switching control section 105 outputs a switching control signal for instructing switching to selected transmission RF section 107 to transmission RF switching section 106 for each transmission cycle Tr . Thus, the transmission RF switching unit 106, the respective transmission RF section 107 # 1~ # N t, is selected in the period N p = N t T r. With other words, the transmission RF unit 107 # 1~ # N t, respectively, and transmits a transmission signal at a period N p = N t T r.

切替制御部１０５は、図１５に示すように、期間Ｎｐ＝ＮｔＴｒの１セットの処理を、Ｎｃ／２回繰り返した後、送信信号を送出しない期間である送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設ける。そして、切替制御部１０５は、送信ギャップ期間ＴＧＡＰの経過後、再び、期間Ｎｐ＝ＮｔＴｒの１セットの処理を、Ｎｃ／２回繰り返す。この処理により、各送信ＲＦ部１０７は、Ｎｃ回、送信信号を送信する。送信ギャップ期間ＴＧＡＰは、ドップラ解析部２１３のサンプリング周期（Ｎｐ＝ＮｔＴｒ）の１／２に設定されてよい。別言すると、ＴＧＡＰ＝Ｎｐ／２＝ＮｔＴｒ／２であってよい。 Switching control unit 105, as shown in FIG. 15, the period N p = N t T a set of process r, N After repeating c / 2 times, transmission gap period T GAP is a period that does not sends the transmission signal Is provided. Then, after the transmission gap period T GAP has elapsed, the switching control unit 105 repeats one set of processing of the period N p = N t Tr again N c / 2 times. By this processing, each transmission RF section 107 transmits a transmission signal Nc times. The transmission gap period T GAP may be set to の of the sampling period (N p = N t Tr ) of the Doppler analysis unit 213. In other words, T GAP = N p / 2 = N t Tr / 2.

レーダ受信部２００において、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７の出力切替部２１１は、切替制御部１０５から出力された切替制御信号に基づいて、Ｔｒ周期毎に、ドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎｔのうちの１つを選択する。そして、出力切替部２１１は、相関演算部２１０からＴｒ周期毎に出力される相関演算結果を、その選択したドップラ解析部２１３へ出力する。 In the radar receiving unit 200, the output switching unit 211 of the signal processing unit 207 of the antenna system processing unit 201 # z outputs a Doppler analysis unit 213 for each Tr cycle based on the switching control signal output from the switching control unit 105. # selects 1 one of # N t. Then, output switching section 211 outputs the correlation operation result output from correlation operation section 210 for each Tr cycle to selected Doppler analysis section 213.

第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける切替制御信号は、Ｎｔビット［bit１（Ｍ），bit２（Ｍ），…，bitＮｔ（Ｍ）］で構成されてよい。この場合、出力切替部２１１は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおいて、切替制御信号の第ＮＤビットが１の場合、ドップラ解析部２１３＃ＮＤを出力先に選択し、切替制御信号の第ＮＤビットが０の場合、ドップラ解析部２１３＃ＮＤを出力先に選択しない（非選択とする）。なお、ＮＤ＝１，…，Ｎｔである。 Switching control signal in the M-th transmission cycle T r is, N t bits [bit 1 (M), bit 2 (M), ..., bit Nt (M)] may be constituted by. In this case, when the ND bit of the switching control signal is 1 in the M-th transmission cycle Tr , the output switching unit 211 selects the Doppler analyzer 213 # ND as the output destination, and outputs the ND-th switching control signal. When the bit is 0, the Doppler analyzer 213 # ND is not selected as an output destination (not selected). It should be noted, ND = 1, ..., a N t.

切替制御部１０５は、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ開始前まで、Ｎｐ＝ＮｔＴｒ周期毎に、各ビットを順次１に切り替えて、切替制御信号を出力する。次に、具体例を説明する。 Switching control unit 105, before starting the transmission gap period T GAP, every N p = N t T r period, switches sequentially 1 each bit, and outputs a switching control signal. Next, a specific example will be described.

まず、切替制御部１０５は、下記（Ｃ１）に示す１セット（Ｎｐ期間分）の切替制御信号を、Ｎｃ／２回出力する。
（Ｃ１）
［bit１（１），bit２（１），…，bitＮｔ（１）］＝［１，０，…，０］
［bit１（２），bit２（２），…，bitＮｔ（２）］＝［０，１，…，０］
…
［bit１（Ｎｔ），bit２（Ｎｔ），…，bitＮｔ（Ｎｔ）］＝［０，０，…，１］ First, the switching control unit 105, a switching control signal below a set shown in (C1) (N p period), and outputs N c / 2 times.
(C1)
[Bit 1 (1), bit 2 (1), ..., bit Nt (1)] = [1, 0, ..., 0]
[Bit 1 (2), bit 2 (2), ..., bit Nt (2)] = [0, 1, ..., 0]
…
[Bit 1 (N t ), bit 2 (N t ),..., Bit Nt (N t )] = [0, 0,..., 1]

切替制御部１０５は、上記（Ｃ１）に示す１セット（Ｎｐ期間分）の切替制御信号をＮｃ／２回出力した後、送信ギャップ期間ＴＧＡＰにおいて、下記（Ｃ２）に示す全ビットがゼロの切替制御信号を出力する。
（Ｃ２）
［bit１，bit２，…，bitＮｔ］＝［０，０，…，０］ Switching control unit 105, after the switching control signal of the set shown in (C1) (N p period) and outputs N c / 2 times, the transmission gap period T GAP, the total bit shown below (C2) It outputs a zero switching control signal.
(C2)
[Bit 1, bit 2, ... , bit Nt] = [0,0, ..., 0]

切替制御部１０５は、送信ギャップ期間ＴＧＡＰの終了後、下記（Ｃ３）に示す１セット（Ｎｐ期間分）の切替制御信号を、Ｎｃ／２回出力する。
（Ｃ３）
［bit１（ＮｔＮｃ／２＋１），bit２（ＮｔＮｃ／２＋１），…，bitＮｔ（ＮｔＮｃ／２＋１）］＝［１，０，…，０］
［bit１（ＮｔＮｃ／２＋２），bit２（ＮｔＮｃ／２＋２），…，bitＮｔ（ＮｔＮｃ／２＋２）］＝［０，１，…，０］
…
［bit１（ＮｔＮｃ），bit２（ＮｔＮｃ），…，bitＮｔ（ＮｔＮｃ）］＝［０，０，…，１］ Switching control unit 105, after the end of the transmission gap period T GAP, the switching control signal below a set shown in (C3) (N p period), and outputs N c / 2 times.
(C3)
[Bit 1 (N t N c / 2 + 1), bit 2 (N t N c / 2 + 1), ..., bit Nt (N t N c / 2 + 1)] = [1,0, ..., 0]
[Bit 1 (N t N c / 2 + 2), bit 2 (N t N c / 2 + 2), ..., bit Nt (N t N c / 2 + 2)] = [0,1, ..., 0]
…
[Bit 1 (N t N c ), bit 2 (N t N c), ..., bit Nt (N t N c)] = [0,0, ..., 1]

アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７は、ドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎｔを有する。ドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎｔは、それぞれ、送信ギャップ期間ＴＧＡＰの開始前のＮｃ／２回分（前半期間）の相関演算結果と、送信ギャップ期間ＴＧＡＰの終了後のＮｃ／２回分（後半期間）の相関演算結果とを、別々に、離散時刻ｋ毎にドップラ解析を行う。ドップラ解析では、Ｎｃが２のべき乗値であれば、式（２１）及び式（２２）に示すようなＦＦＴ処理を適用できる。 Antenna system processor 201 # z of the signal processing unit 207 includes a Doppler analysis unit 213 # 1~ # N t. Doppler analysis unit 213 # 1~ # N t, respectively, and the correlation operation result of N c / 2 times prior to the start of the transmission gap period T GAP (half period), after the end of the transmission gap period T GAP N c / The Doppler analysis is performed separately for each discrete time k with the correlation calculation results for the two times (the latter half period). In the Doppler analysis, if Nc is a power of 2, FFT processing as shown in Expressions (21) and (22) can be applied.

式（２１）のＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７におけるドップラ解析部２１３＃ＮＤによる第ｗ番目の出力であり、離散時刻ｋにおけるドップラ周波数インデックスｆｓの、前半期間Ｎｃ／２回分のドップラ周波数応答を示す。 FT_FH_CI z ND of formula (21) (k, f s , w) is the first w-th output by Doppler analysis unit 213 # ND in the antenna system processing unit 201 # z of the signal processing section 207, at the discrete time k Doppler frequency index f s, indicating a Doppler frequency response of the first half period N c / 2 times.

式（２２）のＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７におけるドップラ解析部２１３＃ＮＤによる第ｗ番目の出力であり、離散時刻ｋにおけるドップラ周波数インデックスｆｓの、後半期間Ｎｃ／２回分のドップラ周波数応答を示す。ここで、ＮＤ＝１〜Ｎｔであり、ｋ＝１，…，（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏであり、ｚ＝１，…，Ｎａである。また、ｗは自然数である。 FT_SH_CI z ND of formula (22) (k, f s , w) is the first w-th output by Doppler analysis unit 213 # ND in the antenna system processing unit 201 # z of the signal processing section 207, at the discrete time k 9 shows the Doppler frequency response of the Doppler frequency index f s for the second half period N c / 2 times. Here is a ND = 1~N t, k = 1 , ..., a (N r + N u) N s / N o, z = 1, ..., a N a. W is a natural number.

ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ＦＦＴサイズがＮｃであり、後半部分のＮｃ／２個のデータをゼロ埋めしたものである。また、ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ＦＦＴサイズがＮｃで、前半部分のＮｃ／２個のデータをゼロ埋めしたものである。 FT_FH_CI z ND (k, f s , w) is, FFT size is N c, in which the Nc / 2 pieces of data in the latter half portion and zero-padding. Further, FT_SH_CI z ND (k, f s, w) is one in which FFT size is N c, the N c / 2 pieces of data of the first half portion and zero-padding.

したがって、サンプリング定理から導出される、折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、±１／（２ＮｔＴｒ）である。また、ドップラ周波数インデックスｆｓのドップラ周波数間隔は、１／｛ＮｔＮｃＴｒ｝であり、ドップラ周波数インデックスｆｓの範囲は、ｆｓ＝−Ｎｃ／２＋１，…，０，…，Ｎｃ／２である。 Therefore, the maximum Doppler frequency at which aliasing does not occur, derived from the sampling theorem, is ± 1 / (2N t Tr ). Also, Doppler frequency interval of the Doppler frequency index f s is 1 / {N t N c T r}, a range of Doppler frequency index f s is, f s = -N c / 2 + 1, ..., 0, ..., N c / 2.

Figure 2020056589
Figure 2020056589
Figure 2020056589
Figure 2020056589

なお、ＦＦＴ処理において、Han窓又はHamming窓などの窓関数係数を乗算してもよい。窓関数を適用することにより、ビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。なお、窓関数係数は、ＦＦＴサイズがＮｃのものを適用し、前半部分のＮｃ／２個の窓関数係数をＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）の算出時に用い、後半部分のＮｃ／２個の係数をＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）の算出時に用いる。 In the FFT processing, a window function coefficient such as a Han window or a Hamming window may be multiplied. By applying the window function, side lobes generated around the beat frequency peak can be suppressed. Incidentally, window function coefficients, FFT size is applied to one of the N c, using N c / 2 pieces of window function coefficients of the first half FT_FH_CI z ND (k, f s , w) at the time of calculation of the second half of the N c / 2 coefficients are used when calculating FT_SH_CI z ND (k, f s , w).

ＣＦＡＲ部２１５は、アンテナ系統処理部２０１＃１〜＃Ｎａのドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎｔからのｗ番目の出力ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）およびＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）用いて、ＣＦＡＲ処理を行う。ＣＦＡＲ処理は、離散時刻ｋ（ターゲットまでの距離に相当）と、ドップラ周波数インデックスｆｓ（ターゲットの相対速度に相当）との２次元の入力信号に対して行われる。 CFAR unit 215, w th output from the Doppler analysis unit 213 # 1~ # N t antennas system processing unit 201 # 1~ # N a FT_FH_CI z ND (k, f s, w) and FT_SH_CI z ND (k , F s , w) to perform CFAR processing. The CFAR processing is performed on a two-dimensional input signal of a discrete time k (corresponding to a distance to a target) and a Doppler frequency index f s (corresponding to a relative speed of a target).

ＣＦＡＲ処理について、例えば、式（２２ａ）に示すように、各アンテナ系統処理部２０１＃１〜＃Ｎａのドップラ解析部２１３＃２からのｗ番目の出力ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）およびＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）を電力加算する。そして、ＣＦＡＲ部２１５は、電力加算結果に対し、１次元のＣＦＡＲ処理を組み合わせたＣＦＡＲ処理、或いは、２次元のＣＦＡＲ処理を行う。このＣＦＡＲ処理には、非特許文献２に開示の処理が適用されてよい。ここで、２次元のＣＦＡＲ処理には、離散時刻（ターゲットまでの距離に相当）の軸と、ドップラ周波数（ターゲットの相対速度に相当）の軸とが用いられてよい。そして、ＣＦＡＲ部２１５は、閾値よりも大きい電力加算値となる、離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒ、及び、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒを、方向推定部２１４及び折り返し判定部２１６へ出力する。

Figure 2020056589
The CFAR processing, for example, as shown in equation (22a), w th output FT_FH_CI z ND (k, f s from the Doppler analysis unit 213 # 2 of the antenna system processing unit 201 #. 1 to # N a, w ) and FT_SH_CI z ND (k, f s , w) to the power addition. Then, the CFAR unit 215 performs a CFAR process combining a one-dimensional CFAR process or a two-dimensional CFAR process on the power addition result. The processing disclosed in Non-Patent Document 2 may be applied to this CFAR processing. Here, in the two-dimensional CFAR processing, an axis of discrete time (corresponding to the distance to the target) and an axis of Doppler frequency (corresponding to the relative speed of the target) may be used. Then, CFAR unit 215, a large power sum than the threshold, the discrete time index k _Cfar, and the Doppler frequency index f S_cfar, and outputs the direction estimation unit 214 and the folded-back determination unit 216.
Figure 2020056589

折り返し判定部２１６は、ＣＦＡＲ部２１５から出力された離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒ、及び、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒに基づいて、ドップラ解析部２１３からの出力が折り返し信号を含むか否かを判定する。例えば、折り返し判定部２１６は、式（２３）及び式（２４）によって、当該判定を行う。

Figure 2020056589
Figure 2020056589
 The return determination unit 216 determines whether or not the output from the Doppler analysis unit 213 includes a return signal based on the discrete time index k_cfar output from the CFAR unit 215 and the Doppler frequency index fs_cfar . For example, the return determination unit 216 makes the determination based on Expressions (23) and (24).
Figure 2020056589
Figure 2020056589

なお、式（２３）及び式（２４）において、

Figure 2020056589
Figure 2020056589
 である。 Note that, in Expressions (23) and (24),
Figure 2020056589
Figure 2020056589
 It is.

ここで、式（２５）に示すＦＴ＿ＣＡＬｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が折り返し信号を含まないものと仮定した場合に、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）およびＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）を同相加算する式である。式（２５）において、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が位相変化（位相回転）を生じるため、この位相回転を補正するために、式（２５ａ）の項を導入している。ここで、送信ギャップ期間ＴＧＡＰは、ドップラ解析部２１３のサンプリング周期（Ｎｐ＝ＮｔＴｒ）の１／２に設定していることから、ドップラ周波数インデックス（ｆｓ＿ｃｆａｒ）のサンプリング周期期間の位相変化（位相回転）の半分（１／２）に相当する位相回転を補正している。

Figure 2020056589
Here, FT_CAL z ND shown in equation (25) (k, f s , w) , when the signal of the Doppler frequency index f S_cfar is assumed to be free of aliasing signal, FT_FH_CI z ND (k, f s , w) and FT_SH_CI z ND (k, f s , w) to an expression for phase addition. In the equation (25), since the signal of the Doppler frequency index f s_cfar undergoes a phase change (phase rotation) during the transmission gap period T GAP , the term of the equation (25a) is introduced to correct this phase rotation. ing. Here, since the transmission gap period T GAP is set to の of the sampling period (N p = N t Tr ) of the Doppler analysis unit 213, the transmission gap period T GAP is the sampling period period of the Doppler frequency index ( fs_cfar ). The phase rotation corresponding to half (1/2) of the phase change (phase rotation) is corrected.
Figure 2020056589

一方、式（２６）に示すＦＴ＿ＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が折り返し信号を含むものと仮定した場合に、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）およびＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）を同相加算する式である。ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が（一次）折り返し信号を含む場合、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ≧０のとき、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に、（ｆｓ＿ｃｆａｒ−Ｎｃ）のドップラ周波数インデックス分の位相変化（位相回転）が生じる。また、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ＜０のときは、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に、（ｆｓ＿ｃｆａｒ＋Ｎｃ）のドップラ周波数インデックス分の位相変化（位相回転）が生じる。そこで、式（２６）には、このような送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に生じる位相回転を補正するために、式（２６ａ）を導入している。式（２６ａ）は式（２５ａ）のｆｓ＿ｃｆａｒに（ｆｓ＿ｃｆａｒ±Ｎｃ）を代入することで得られ、式（２５ａ）を位相反転した式となる。従って、ＦＴ＿ＣＡＬｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）とＦＴ＿ＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）はどちらか一方が同相加算され、もう一方は逆相で加算される関係となり、信号レベル差が明確に生じる関係となり、受信信号のＳＮＲが低い場合でも、折り返し信号の有無の判定が可能である。

Figure 2020056589
On the other hand, FT_ALIAS z ND shown in equation (26) (k, f s , w) , when the signal of the Doppler frequency index f S_cfar is assumed to include a folded signal, FT_FH_CI z ND (k, f s, w ) and FT_SH_CI z ND (k, f s , w) to an expression for phase addition. When the signal of the Doppler frequency index fs_cfar includes a (primary) loopback signal, when the Doppler frequency index fs_cfar ≧ 0, the phase change by the Doppler frequency index of ( fs_cfar− Nc ) during the transmission gap period T GAP. (Phase rotation) occurs. Further, when the Doppler frequency index f s_cfar <0, during the transmission gap period T GAP, resulting Doppler frequency index of the phase change of (f s_cfar + N c) (phase rotation). Therefore, Expression (26a) is introduced into Expression (26) in order to correct the phase rotation occurring during the transmission gap period T GAP . Equation (26a) is obtained by substituting (f s_cfar ± N c) to f S_cfar of formula (25a), it becomes equation (25a) and the phase inverted expression. Therefore, one of FT_CAL z ND (k, f s , w) and FT_ALIAS z ND (k, f s , w) is added in the same phase and the other is added in the opposite phase. The relationship clearly appears, and it is possible to determine the presence or absence of a loopback signal even when the SNR of the received signal is low.
Figure 2020056589

すなわち、上述より、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が折り返し信号を含む場合、ＦＴ＿ＣＡＬｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ＦＴ＿ＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）よりも電力的に小さくなる。一方、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が折り返し信号を含まない場合、ＦＴ＿ＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）はＦＴ＿ＣＡＬｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）よりも電力的に小さくなる。このような理由から、式（２３）及び式（２４）の判定方法を適用できる。 That is, from the above, when a signal of the Doppler frequency index f S_cfar comprises a folded signal, FT_CAL z ND (k, f s, w) is, FT_ALIAS z ND (k, f s, w) smaller in terms of electric power than . On the other hand, when the signal of the Doppler frequency index f s_cfar does not include a folded signal, FT_ALIAS z ND (k, f s , w) is smaller in power than FT_CAL z ND (k, f s , w). For such a reason, the determination methods of Expressions (23) and (24) can be applied.

折り返し判定部２１６は、（一次）折り返し信号を含むと判定したドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号については、以下のようにドップラ周波数インデックスを変換し、出力する。
・ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ≧０の場合、DopConv（ｆｓ＿ｃｆａｒ）＝ｆｓ＿ｃｆａｒ−Ｎｃと変換し、出力する。
・ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ＜０の場合、DopConv（ｆｓ＿ｃｆａｒ）＝ｆｓ＿ｃｆａｒ＋Ｎｃと変換し、出力する。
ここで、DopConv（ｆ）は、折り返し信号の判定に基づくドップラ周波数インデックスｆに対するドップラ周波数インデックスの変換結果を表す。 The return determination unit 216 converts the Doppler frequency index fs_cfar of the signal determined to include the (primary) return signal, and outputs the signal as described below.
If Doppler frequency index fs_cfar ≧ 0, convert DopConv ( fs_cfar ) = fs_cfar− Nc and output.
If the Doppler frequency index fs_cfar <0, convert to DopConv ( fs_cfar ) = fs_cfar + Nc and output.
Here, DopConv (f) represents the result of conversion of the Doppler frequency index to the Doppler frequency index f based on the determination of the aliasing signal.

折り返し判定部２１６は、折り返し信号を含まないと判定したドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号については、以下のようにドップラ周波数インデックスを変換せずに出力する。
・DopConv（ｆｓ＿ｃｆａｒ）＝ｆｓ＿ｃｆａｒ The return determination unit 216 outputs the signal of the Doppler frequency index fs_cfar determined not to include the return signal without converting the Doppler frequency index as described below.
DopConv ( fs_cfar ) = fs_cfar

方向推定部２１４は、折り返し判定部からの出力に基づき、式（２７）に示す仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ，ｆｓ，ｗ）を生成し、方向推定処理を行う。 Direction estimating unit 214, based on the output from the folded determination unit, the virtual reception array correlation vector h shown in equation (27) (k, f s , w) generates, performs direction estimation process.

以下では、アンテナ系統処理部２０１＃１〜＃Ｎａの各信号処理部２０７で同様な処理を施して得られたドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎｔからのｗ番目の出力をまとめたものを、式（２７）に示すような送信アンテナ数Ｎｔと受信アンテナ数Ｎａとの積であるＮｔＮａ個の要素を含む、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）として表記する。仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）は、ターゲットからの反射波に対して各受信アンテナＲｘ間の位相差に基づく方向推定を行う処理に用いられる。ここで、ｚ＝１，…，Ｎａであり、ＮＤ＝１，…，Ｎｔである。

Figure 2020056589
Figure 2020056589
 In, it summarizes the w-th output from the antenna system processing unit 201 # 1 to # N a Doppler analysis unit 213 # 1 obtained by performing similar processing in the signal processing units 207 of # N t or less and including N t N a number of elements which is the product of the number of transmit antennas N t as shown in equation (27) and the number of reception antennas N a, the virtual reception array correlation vector h (k _cfar, f s_cfar, w ). The virtual reception array correlation vector h ( k_cfar , fs_cfar , w) is used for processing for estimating the direction of the reflected wave from the target based on the phase difference between the reception antennas Rx. Here, z = 1, ..., a N a, ND = 1, ... , a N t.
Figure 2020056589
Figure 2020056589

ｈｃａｌ［ｂ］は、送信アレーアンテナ間及び受信アレーアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値である。ここで、ｂ＝１，…，ＮｔＮａである。 h cal [b] is an array correction value for correcting a phase deviation and an amplitude deviation between the transmission array antennas and between the reception array antennas. Here, b = 1, ..., a N t N a.

また、送信アンテナＴｘを時分割で切り替えているため、異なるドップラ周波数ｆにおいて異なる位相回転が発生する。ＴｘＣＡＬ（１）（ｆ），…，ＴｘＣＡＬ（Ｎｔ）（ｆ）は、その位相回転を補正し、基準送信アンテナの位相に一致させる送信位相補正係数である。例えば、Ｔｘ＃１を基準送信アンテナとした場合、送信位相補正係数は、式（２９）となる。

Figure 2020056589
Further, since the transmission antenna Tx is switched in a time division manner, different phase rotations occur at different Doppler frequencies f. TxCAL (1) (f),..., TxCAL (Nt) (f) are transmission phase correction coefficients for correcting the phase rotation to match the phase of the reference transmission antenna. For example, when Tx # 1 is used as the reference transmission antenna, the transmission phase correction coefficient is given by Expression (29).
Figure 2020056589

この場合、式（２７）の仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）は、ＮａＮｒ個の要素から構成される列ベクトルとなる。 In this case, the virtual reception array correlation vector h of the formula (27) (k _cfar, f s_cfar, w) is a column vector comprised of N a N r number of elements.

到来方向推定は、方向推定評価関数値ＰＨ（θ，ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）における方位方向θを所定の角度範囲内で可変して空間プロファイルを算出する。そして、到来方向推定は、空間プロファイルの極大ピーク方向を大きい順に所定数抽出し、それぞれの極大ピークの仰角方向を到来方向推定値として出力する。 The arrival direction estimation calculates a spatial profile by changing the azimuth direction θ in the direction estimation evaluation function value P H (θ, k_cfar , fs_cfar , w) within a predetermined angle range. Then, in the arrival direction estimation, a predetermined number of the maximum peak directions of the spatial profile are extracted in descending order, and the elevation angle direction of each maximum peak is output as an arrival direction estimation value.

実施の形態３に係るレーダ装置１は、複数の送信アンテナＴｘを時分割で切り替え、各送信アンテナＴｘからＮｃ回、送信信号を送信する。このとき、レーダ装置１は、各送信アンテナＴｘからＮｃ／２回、送信信号を送信した後、送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設ける。そして、レーダ装置１は、折り返し判定部２１６において、送信ギャップ期間ＴＧＡＰにおいて生じる位相変化に基づき、ドップラ解析部２１３からの出力信号が折り返し信号を含むか否かを判定する。これにより、曖昧性の生じないドップラ周波数範囲を、送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設けない場合と比べて、２倍に拡大できる。 Radar apparatus 1 according to Embodiment 3 switches a plurality of transmission antennas Tx in a time-division manner and transmits a transmission signal Nc times from each transmission antenna Tx. At this time, the radar apparatus 1 provides a transmission gap period T GAP after transmitting a transmission signal Nc / 2 times from each transmission antenna Tx. Then, in the radar apparatus 1, the loopback determining unit 216 determines whether or not the output signal from the Doppler analyzer 213 includes a loopback signal based on the phase change occurring in the transmission gap period T GAP . Thereby, the Doppler frequency range in which ambiguity does not occur can be doubled as compared with the case where the transmission gap period T GAP is not provided.

なお、送信ギャップ期間ＴＧＡＰをＮｔＴｒ／２に設定した場合に、折り返し信号であるか否かの判定性能（精度）が最も高くなる。しかし、送信ギャップ期間ＴＧＡＰは、これに限定されず、ＮｔＴｒ／２程度、或いは、その前後の期間であってもよい。 When the transmission gap period T GAP is set to N t Tr / 2, the performance (accuracy) of determining whether or not the signal is a loopback signal is the highest. However, the transmission gap period T GAP is not limited to this, and may be about N t Tr / 2 or a period before and after that.

また、各送信アンテナＴｘからＮｃ回、送信信号を送信するにあたり、各送信アンテナＴｘからＮｃ／２回、送信信号を送信した後に送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設けることにより、折り返し信号を含むか否かの判定性能（精度）が最も高くなる。しかし、送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設けるタイミングは、これに限定されず、Ｎｃ／２回程度送信した後、或いは、その前後の回数送信した後であってもよい。 Also, in transmitting a transmission signal Nc times from each transmission antenna Tx, Nc / 2 times transmission signal transmission from each transmission antenna Tx, and then providing a transmission gap period T GAP after transmitting a transmission signal to determine whether a folded signal is included. The performance (accuracy) of determining whether or not to perform the determination is highest. However, the timing at which the transmission gap period T GAP is provided is not limited to this, and may be after transmitting about N c / 2 times, or after transmitting before and after that number of times.

（実施の形態４）
実施の形態１では、複数の送信アンテナＴｘの少なくとも１つを短周期送信アンテナとする構成について説明した。実施の形態３では、送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設ける構成について説明した。実施の形態４では、実施の形態１と実施の形態３との構成の組み合わせ例について説明する。これにより、実施の形態１と比べてさらにドップラ周波数の検出範囲を拡大できる。以下、実施の形態４では、実施の形態１及び３と異なる内容について主に説明し、実施の形態１及び３と同様の内容については説明を省略する。 (Embodiment 4)
In the first embodiment, a configuration has been described in which at least one of the plurality of transmission antennas Tx is a short-period transmission antenna. Embodiment 3 has described the configuration in which the transmission gap period T GAP is provided. In the fourth embodiment, an example of a combination of the configurations of the first and third embodiments will be described. Thereby, the detection range of the Doppler frequency can be further expanded as compared with the first embodiment. Hereinafter, in the fourth embodiment, description will be mainly given of contents different from the first and third embodiments, and description of the same contents as the first and third embodiments will be omitted.

図１６は、実施の形態４に係るレーダ装置１の構成例を示す。   FIG. 16 shows a configuration example of a radar device 1 according to the fourth embodiment.

切替制御部１０５は、レーダ送信部１００の送信ＲＦ切替部１０６と、レーダ受信部２００の出力切替部２１１とに対して、出力先の切り替えを指示する切替制御信号を出力する。なお、出力切替部２１１に対する出力先の切り替えの指示については後述する。以下では、送信ＲＦ切替部１０６に対する出力先の切り替えの指示について説明する。   The switching control unit 105 outputs a switching control signal for instructing the transmission RF switching unit 106 of the radar transmitting unit 100 and the output switching unit 211 of the radar receiving unit 200 to switch the output destination. The instruction to switch the output destination to the output switching unit 211 will be described later. Hereinafter, an instruction to switch the output destination to the transmission RF switching unit 106 will be described.

切替制御部１０５は、送信周期Ｔｒ毎に、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎｔの中から、送信信号の送信に使用する送信ＲＦ部１０７を１つ選択する。そして、切替制御部１０５は、送信ＲＦ切替部１０６に対して、その選択した送信ＲＦ部１０７への出力先の切り替えを指示する切替制御信号を出力する。 Switching control unit 105, for each transmission cycle T r, from the transmission RF unit 107 #. 1 to # N t, the transmission RF unit 107 selects one for use in the transmission of the transmission signal. Then, switching control section 105 outputs a switching control signal instructing transmission RF switching section 106 to switch the output destination to selected transmission RF section 107.

送信ＲＦ切替部１０６は、切替制御部１０５から出力された切替制御信号に基づいて、出力先を、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎｔのうちの１つに切り替える。そして、送信ＲＦ切替部１０６は、レーダ送信信号生成部１０１から出力される送信信号を、その切り替えた送信ＲＦ部１０７へ出力する。 Transmitting RF switching unit 106, based on the switching control signal outputted from the switching control unit 105, an output destination is switched to one of the transmission RF section 107 # 1~ # N t. Then, transmission RF switching section 106 outputs the transmission signal output from radar transmission signal generation section 101 to switching transmission RF section 107.

図１７は、送信アンテナ数Ｎｔ＝３の場合において、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃３が送信信号を出力するタイミングを説明するための図である。なお、図１７は、送信ＲＦ部１０７＃２が短周期送信ＲＦ部の例である。 FIG. 17 is a diagram for explaining the timing at which the transmission RF units 107 # 1 to # 3 output transmission signals when the number of transmission antennas N t = 3. FIG. 17 is an example in which transmission RF section 107 # 2 is a short-period transmission RF section.

この場合、切替制御部１０５は、２Ｔｒ周期毎に、送信ＲＦ部１０７＃２を、送信信号の出力先に選択する。そして、切替制御部１０５は、送信ＲＦ部１０７＃２が送信信号を出力しない各Ｔｒ期間において、送信信号の出力先に、送信ＲＦ部１０７＃１、＃３を順次選択する。つまり、切替制御部１０５は、送信ＲＦ部１０７＃１、＃３を、それぞれ、Ｎｐ＝４Ｔｒ＝２（Ｎｔ−１）Ｔｒ周期毎に、出力先に選択する。 In this case, the switching control unit 105, every 2T r period, the transmission RF section 107 # 2, selects the output destination of the transmission signal. Then, in each Tr period during which the transmission RF section 107 # 2 does not output a transmission signal, the switching control section 105 sequentially selects the transmission RF sections 107 # 1 and # 3 as the output destination of the transmission signal. That is, the switching control unit 105, transmission RF section 107 # 1, and # 3, respectively, N p = 4T r = 2 (N t -1) every T r period, selects the output destination.

ここで、切替制御部１０５は、図１７に示すように、期間Ｎｐ＝４Ｔｒ＝２（Ｎｔ−１）Ｔｒの１セットの処理を、Ｎｃ／２回繰り返した後、送信信号を出力しない送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設ける。そして、切替制御部１０５は、送信ギャップ期間ＴＧＡＰの経過後、再び、期間Ｎｐ＝４Ｔｒ＝２（Ｎｔ−１）Ｔｒの１セットの処理を、Ｎｃ／２回繰り返す。この処理により、短周期送信ＲＦ部である送信ＲＦ部１０７＃２は、（Ｎｔ−１）Ｎｃ回送信信号を送信する。また、送信ＲＦ部１０７＃２以外の送信ＲＦ部１０７＃１、＃３は、それぞれ、Ｎｃ回、送信信号を送信する。 Here, the switching control unit 105, as shown in FIG. 17, after a set of processing period N p = 4T r = 2 ( N t -1) T r, repeated N c / 2 times, the transmission signal Is provided in the transmission gap period T GAP which does not output. Then, switching control unit 105, after the transmission gap period T GAP, again, a set of processing period N p = 4T r = 2 ( N t -1) T r, repeated N c / 2 times. By this processing, transmission RF section 107 # 2, which is a short-period transmission RF section, transmits a transmission signal ( Nt- 1) Nc times. Further, transmission RF sections 107 # 1 and # 3 other than transmission RF section 107 # 2 each transmit a transmission signal Nc times.

送信ギャップ期間ＴＧＡＰは、送信ＲＦ部１０７＃２（短周期送信ＲＦ部）の送信周期２Ｔｒの１／２に設定されてよい。別言すると、ＴＧＡＰ＝Ｔｒであってよい。 Transmission gap period T GAP may be set to 1/2 of the transmission cycle 2T r transmit RF section 107 # 2 (short-cycle transmission RF unit). In other words, T GAP = Tr .

なお、各送信ＲＦ部１０７の送信信号の送信開始時刻は、必ずしも周期Ｔｒに同期していなくてもよい。例えば、図６に示すように、各送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎｔの送信開始時刻に対して、送信遅延Δ１，Δ２，…，ΔＮｔを設けてもよい。 Note that the transmission start time of the transmission signal of each transmission RF section 107 does not necessarily have to be synchronized with the cycle Tr . For example, as shown in FIG. 6, to the transmission start time of each transmission RF section 107 # 1~ # N t, the transmission delay delta 1, delta 2, ..., it may be provided delta Nt.

レーダ受信部２００において、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７の出力切替部２１１は、切替制御部１０５から出力された切替制御信号に基づき、Ｔｒ周期毎に、ドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎｔのうちの１つを選択する（切り替える）。そして、出力切替部２１１は、相関演算部２１０からＴｒ周期毎に出力される相関演算結果を、その選択したドップラ解析部２１３へ出力する。 In the radar receiving unit 200, the output switching unit 211 of the signal processing unit 207 of the antenna system processing unit 201 # z outputs a Doppler analysis unit 213 # every Tr period based on the switching control signal output from the switching control unit 105. 1 one selects one of # N t (switch). Then, output switching section 211 outputs the correlation operation result output from correlation operation section 210 for each Tr cycle to selected Doppler analysis section 213.

第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける切替制御信号は、Ｎｔビット［bit１（Ｍ），bit２（Ｍ），…，bitＮｔ（Ｍ）］で構成されてよい。この場合、出力切替部２１１は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒの切替制御信号において、第ＮＤビットが１の場合、ドップラ解析部２１３＃ＮＤを出力先に選択し、第ＮＤビットが０の場合、ドップラ解析部２１３＃ＮＤを出力先に選択しない。ここで、ＮＤ＝１，…，Ｎｔである。 Switching control signal in the M-th transmission cycle T r is, N t bits [bit 1 (M), bit 2 (M), ..., bit Nt (M)] may be constituted by. In this case, when the ND bit is 1 in the switching control signal of the M-th transmission cycle Tr , the output switching unit 211 selects the Doppler analysis unit 213 # ND as the output destination, and sets the ND bit to 0. In this case, the Doppler analyzer 213 # ND is not selected as the output destination. Here, ND = 1, ..., a N t.

切替制御信号は、送信アンテナ数Ｎｔ＝３の場合、図１７に示す送信信号の出力パターンに対応するように、３ビットの切替制御信号を、出力切替部２１１へ出力する。次に、具体例を説明する。 When the number of transmitting antennas N t = 3, the switching control signal outputs a 3-bit switching control signal to the output switching unit 211 so as to correspond to the output pattern of the transmission signal shown in FIG. Next, a specific example will be described.

まず、切替制御部１０５は、ＮｐＮｃ／２期間（前半期間）において、Ｔｒ周期毎に、下記（Ｄ１）に示す各切替制御信号を、繰り返し出力する。なお、Ｎｐ＝４Ｔｒ＝２（Ｎｔ−１）Ｔｒである。
（Ｄ１）
［bit１（１），bit２（１），bit３（１）］＝［０，１，０］
［bit１（２），bit２（２），bit３（２）］＝［１，０，０］
［bit１（３），bit２（３），bit３（３）］＝［０，１，０］
［bit１（４），bit２（４），bit３（４）］＝［０，０，１］ First, the switching control unit 105 causes the N p N c / 2 period (half period), every T r period, each switching control signal shown in the following (D1), is repeatedly output. Note that it is N p = 4T r = 2 ( N t -1) T r.
(D1)
[Bit 1 (1), bit 2 (1), bit 3 (1)] = [0, 1, 0]
[Bit 1 (2), bit 2 (2), bit 3 (2)] = [1, 0, 0]
[Bit 1 (3), bit 2 (3), bit 3 (3)] = [0, 1, 0]
[Bit 1 (4), bit 2 (4), bit 3 (4)] = [0, 0, 1]

切替制御部１０５は、上記の前半期間後、送信ギャップ期間ＴＧＡＰにおいて、下記（Ｄ２）に示す全ビットがゼロの切替制御信号を出力する。
（Ｄ２）
［bit１，bit２，…，bitＮｔ］＝［０，０，０］ After the above-described first half period, the switching control unit 105 outputs a switching control signal in which all bits shown in (D2) below are zero in the transmission gap period T GAP .
(D2)
[Bit 1 , bit 2 ,..., Bit Nt ] = [0, 0, 0]

切替制御部１０５は、送信ギャップ期間ＴＧＡＰの終了後、ＮｐＮｃ／２期間（後半期間）において、Ｔｒ周期毎に、下記（Ｄ３）に示す各切替制御信号を出力する。
（Ｄ３）
［bit１（２（Ｎｔ−１）Ｎｃ／２＋１），bit２（２（Ｎｔ−１）Ｎｃ／２＋１），bit３（２（Ｎｔ−１）Ｎｃ／２＋１）］＝［０，１，０］
［bit１（２（Ｎｔ−１）Ｎｃ／２＋２），bit２（２（Ｎｔ−１）Ｎｃ／２＋２），bit３（２（Ｎｔ−１）Ｎｃ／２＋２）］＝［１，０，０］
［bit１（２（Ｎｔ−１）Ｎｃ／２＋３），bit２（２（Ｎｔ−１）Ｎｃ／２＋３），bit３（２（Ｎｔ−１）Ｎｃ／２＋３）］＝［０，１，０］
［bit１（２（Ｎｔ−１）（Ｎｃ／２＋１）），bit２（２（Ｎｔ−１）（Ｎｃ／２＋１）），bit３（２（Ｎｔ−１）（Ｎｃ／２＋１））］＝［０，０，１］
…
［bit１（２（Ｎｔ−１）（Ｎｃ−１）＋１），bit２（２（Ｎｔ−１）（Ｎｃ−１）＋１），bit３（２（Ｎｔ−１）（Ｎｃ−１）＋１）］＝［０，１，０］
［bit１（２（Ｎｔ−１）（Ｎｃ−１）＋２），bit２（２（Ｎｔ−１）（Ｎｃ−１）＋２），bit３（２（Ｎｔ−１）（Ｎｃ−１）＋２）］＝［１，０，０］
［bit１（２（Ｎｔ−１）（Ｎｃ−１）＋３），bit２（２（Ｎｔ−１）（Ｎｃ−１）＋３），bit３（２（Ｎｔ−１）（Ｎｃ−１）＋３）］＝［０，１，０］
［bit１（２（Ｎｔ−１）Ｎｃ），bit２（２（Ｎｔ−１）Ｎｃ），bit３（２（Ｎｔ−１）Ｎｃ）］＝［０，０，１］ After the transmission gap period T GAP ends, the switching control unit 105 outputs each switching control signal shown in the following (D3) for each Tr cycle in the N pn c / 2 period (second half period).
(D3)
[Bit 1 (2 (N t -1) N c / 2 + 1), bit 2 (2 (N t -1) N c / 2 + 1), bit 3 (2 (N t -1) N c / 2 + 1)] = [0,1,0]
[Bit 1 (2 (N t -1) N c / 2 + 2), bit 2 (2 (N t -1) N c / 2 + 2), bit 3 (2 (N t -1) N c / 2 + 2)] = [1,0,0]
[Bit 1 (2 (N t -1) N c / 2 + 3), bit 2 (2 (N t -1) N c / 2 + 3), bit 3 (2 (N t -1) N c / 2 + 3)] = [0,1,0]
[Bit 1 (2 (N t −1) (N c / 2 + 1)), bit 2 (2 (N t −1) (N c / 2 + 1)), bit 3 (2 (N t −1) (N c / 2 + 1))] = [0,0,1]
…
[Bit 1 (2 (N t -1) (N c -1) +1), bit 2 (2 (N t -1) (N c -1) +1), bit 3 (2 (N t -1) ( Nc- 1) +1)] = [0,1,0]
[Bit 1 (2 (N t -1) (N c -1) +2), bit 2 (2 (N t -1) (N c -1) +2), bit 3 (2 (N t -1) ( Nc- 1) +2)] = [1,0,0]
[Bit 1 (2 (N t -1) (N c -1) +3), bit 2 (2 (N t -1) (N c -1) +3), bit 3 (2 (N t -1) ( Nc- 1) +3)] = [0,1,0]
[Bit 1 (2 (N t -1) N c ), bit 2 (2 (N t -1) N c ), bit 3 (2 (N t -1) N c )] = [0,0,1 ]

アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７は、ドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎｔを有する。ドップラ解析部２１３は、出力切替部２１１から出力される相関演算結果について、送信ギャップ期間ＴＧＡＰの開始前のＮｃ／２回分（前半期間）の相関演算結果と、送信ギャップ期間ＴＧＡＰの終了後のＮｃ／２回分（後半期間）の相関演算結果とを、別々に、離散時間ｋ毎にドップラ解析を行う。ドップラ解析では、Ｎｃが２のべき乗値であれば、例えば式（３０）〜式（３４）に示すようなＦＦＴ処理を適用できる。 Antenna system processor 201 # z of the signal processing unit 207 includes a Doppler analysis unit 213 # 1~ # N t. Doppler analysis unit 213, the correlation calculation result output from the output switching unit 211, a correlation calculation result of N c / 2 times prior to the start of the transmission gap period T GAP (half period), the end of the transmission gap period T GAP The Doppler analysis is performed separately for each discrete time k with the correlation calculation results for the later N c / 2 times (second half period). In the Doppler analysis, if Nc is a power of 2, for example, FFT processing as shown in Expressions (30) to (34) can be applied.

式（３０）及び式（３１）のＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７におけるドップラ解析部２１３＃ＮＤによる第ｗ番目の出力であり、離散時刻ｋにおけるドップラ周波数インデックスｆｓの、前半期間Ｎｃ／２回分のドップラ周波数応答を示す。 FT_FH_CI z ND of formula (30) and equation (31) (k, f s, w) is located at the w-th output by Doppler analysis unit 213 # ND in the antenna system processing unit 201 # z of the signal processing unit 207 shows Doppler frequency index f s at discrete time k, the first half period N c / 2 times the Doppler frequency response.

式（３２）及び（式３３）のＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７におけるドップラ解析部２１３＃ＮＤによる第ｗ番目の出力であり、離散時刻ｋにおけるドップラ周波数インデックスｆｓの、後半期間Ｎｃ／２回分のドップラ周波数応答を示す。なお、ＮＤ＝１〜Ｎｔであり、ｋ＝１，…，（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏであり、ｚ＝１，…，Ｎａである。また、ｗは自然数である。 FT_SH_CI z ND of formula (32) and (Formula 33) (k, f s, w) is located at the w-th output by Doppler analysis unit 213 # ND in the antenna system processing unit 201 # z of the signal processing unit 207 , Shows the Doppler frequency response of the Doppler frequency index f s at the discrete time k for the latter half period N c / 2 times. It should be noted, is a ND = 1~N t, k = 1 , ..., a (N r + N u) N s / N o, z = 1, ..., a N a. W is a natural number.

以下、第２の送信ＲＦ部１０７＃２を２Ｔｒ周期の短周期送信ＲＦ部１０７として具体例を説明する。 Hereinafter, a specific example the second transmission RF section 107 # 2 as short-cycle transmission RF unit 107 of the 2T r period.

ＮＤ＝２（短周期受信信号である）の場合、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ＦＦＴサイズが（Ｎｔ−１）Ｎｃであり、後段部分の（Ｎｔ−１）Ｎｃ／２個のデータをゼロ埋めしたものである。また、ＮＤ＝２の場合、ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ＦＦＴサイズが（Ｎｔ−１）Ｎｃであり、前段部分の（Ｎｔ−１）Ｎｃ／２個のデータをゼロ埋めしたものである。そして、サンプリング定理から導出される、折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、両方とも±１／（４Ｔｒ）である。また、両方とも、ドップラ周波数インデックスｆｓのドップラ周波数間隔は、１／｛２（Ｎｔ−１）ＮｃＴｒ｝であり、ドップラ周波数インデックスｆｓの範囲は、ｆｓ＝−（Ｎｔ−１）Ｎｃ／２＋１，…，０，…，（Ｎｔ−１）Ｎｃ／２である。 ND = 2 If the (a short period received signal), FT_FH_CI z ND (k, f s, w) is the FFT size (N t -1) N c, the subsequent portion (N t -1) It is the result of N c / 2 data padded with zeros. Also, in the case of ND = 2, FT_SH_CI z ND ( k, f s, w) is the FFT size (N t -1) N c, the front portion (N t -1) N c / 2 pieces of Data is zero-filled. The maximum Doppler frequency at which aliasing does not occur, derived from the sampling theorem, is both ± 1 / (4T r ). Further, both the Doppler frequency interval of the Doppler frequency index f s is 1 / {2 (N t -1 ) N c T r}, a range of Doppler frequency index f s is f s = - (N t -1) Nc / 2 + 1, ..., 0, ..., ( Nt- 1) Nc / 2.

ＮＤ≠２（短周期受信信号でない）の場合、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ＦＦＴサイズがＮｃであり、後段部分のＮｃ／２個のデータをゼロ埋めしたものである。また、ＮＤ≠２の場合、ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ＦＦＴサイズがＮｃ／２であり、前段部分の（Ｎｔ−１）Ｎｃ／２個のデータをゼロ埋めしたものである。そして、サンプリング定理から導出される、折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、両方とも±１／｛４（Ｎｔ−１）Ｔｒ｝である。また、両方とも、ドップラ周波数インデックスｆｕのドップラ周波数間隔は、１／｛２（Ｎｔ−１）ＮｃＴｒ｝であり、ドップラ周波数インデックスｆｕの範囲は、ｆｕ＝−Ｎｃ／２＋１，…，０，…，Ｎｃ／２である。 For ND ≠ 2 (not short-period received signal), FT_FH_CI z ND (k, f s, w) is, FFT size is N c, obtained by zero filling the N c / 2 pieces of data subsequent portion is there. Further, when the ND ≠ 2, FT_SH_CI z ND ( k, f s, w) is, FFT size is N c / 2, zero fill the (N t -1) N c / 2 pieces of data of the previous portion It was done. The maximum Doppler frequency at which aliasing does not occur, which is derived from the sampling theorem, is ± 1 / {4 (N t −1) T r }. Further, both the Doppler frequency interval of the Doppler frequency index f u is 1 / {2 (N t -1 ) N c T r}, a range of Doppler frequency index f u is, f u = -N c / , 0, ..., Nc / 2.

ＮＤ＝２の場合とＮＤ≠２の場合とのドップラ解析部２１３からの出力を比べると、両方のドップラ周波数間隔は同じである。また、ＮＤ＝２の場合の折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、ＮＤ≠２の場合に比べ、±（Ｎｔ−１）倍されており、ドップラ周波数範囲が（Ｎｔ−１）倍に拡大されて出力される。 Comparing the outputs from the Doppler analyzer 213 in the case of ND = 2 and the case of ND ≠ 2, both Doppler frequency intervals are the same. Also, the maximum Doppler frequency at which no aliasing occurs when ND = 2 is ± (N t −1) times that in the case of ND ≠ 2, and the Doppler frequency range is expanded to (N t −1) times. Is output.

したがって、送信アンテナをＴｘ＃１，Ｔｘ＃２，…，Ｔｘ＃Ｎｔのように順次切り替える場合に比べ、本実施の形態に係る構成によれば、ＮＤ＝２の折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、送信アンテナ数Ｎｔが３以上の場合に、Ｎｔ／２倍に拡大する。つまり、送信アンテナ数Ｎｔに比例して、折り返しが発生しないドップラ周波数範囲が拡大する。 Therefore, the transmission antenna Tx # 1, Tx # 2, ..., Tx # compared with the case where as sequentially switched in N t, the arrangement according to this embodiment, the maximum Doppler frequency wrapping ND = 2 does not occur Expands to N t / 2 times when the number of transmission antennas N t is 3 or more. In other words, in proportion to the number of transmit antennas N t, the Doppler frequency range is extended wrapping does not occur.

送信ギャップ期間ＴＧＡＰの開始前（前半期間）のＮｃ／２回分には式（３０）及び式（３１）を適用する。

Figure 2020056589
Figure 2020056589
 Equations (30) and (31) are applied to N c / 2 times before the start of the transmission gap period T GAP (first half period).
Figure 2020056589
Figure 2020056589

送信ギャップ期間ＴＧＡＰの終了後（後半期間）のＮｃ／２回分には式（３２）及び式（３３）を適用する。

Figure 2020056589
Figure 2020056589
 Equations (32) and (33) are applied to N c / 2 times after the end of the transmission gap period T GAP (second half period).
Figure 2020056589
Figure 2020056589

なお、ＮＤ≠２の場合において、出力切替部２１１からの出力がない場合は、ＦＦＴサイズを（Ｎｔ−１）Ｎｃとし、式（３４）及び式（３５）を用いて、仮想的に出力ゼロとしてサンプリングしてよい。なお、式（３４）は上記の式（３０）と同一であり、式（３５）は上記の式（３２）と同一である。これにより、ＦＦＴサイズが増加するため、処理量が増えるが、ドップラ周波数インデックスは、ＮＤ＝２の場合と一致するため、後述するドップラ周波数インデックスの変換処理が不要となる。

Figure 2020056589
Figure 2020056589
 Note that, in the case of ND ≠ 2, if there is no output from the output switching unit 211, the FFT size is set to (N t −1) N c, and virtually using Expressions (34) and (35). The output may be sampled as zero. Expression (34) is the same as Expression (30), and Expression (35) is the same as Expression (32). As a result, the FFT size increases, so that the processing amount increases. However, since the Doppler frequency index matches the case of ND = 2, the later-described Doppler frequency index conversion processing becomes unnecessary.
Figure 2020056589
Figure 2020056589

なお、ＦＦＴ処理の際に、Han窓又はHamming窓などの窓関数係数を乗算してもよい。窓関数を適用することでビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧することができる。ＮＤ＝２の場合、ＦＦＴサイズが（Ｎｔ−１）Ｎｃの窓関数係数を適用し、当該（Ｎｔ−１）Ｎｃのうち、前半期間の（Ｎｔ−１）Ｎｃ／２個の窓関数係数を、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）の算出時に用い、後半期間のＮｃ／２個の窓関数係数を、ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）の算出時に用いる。 In the FFT processing, a window function coefficient such as a Han window or a Hamming window may be multiplied. By applying the window function, side lobes generated around the beat frequency peak can be suppressed. For ND = 2, FFT size applies a window function coefficient of (N t -1) N c, the (N t -1) of N c, the first half period (N t -1) N c / 2 the number of window function coefficients, FT_FH_CI z ND (k, f s, w) used in calculating of the N c / 2 pieces of window function coefficients of the second half period, the calculation of FT_SH_CI z ND (k, f s , w) Sometimes used.

また、ＮＤ≠２の場合、ＦＦＴサイズがＮｃの窓関数係数を適用し、当該Ｎｃのうち、前半期間のＮｃ／２個の窓関数係数を、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）の算出時に用い、後半期間のＮｃ／２個の窓関数係数を、ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）の算出時に用いる。 Also, ND ≠ case of 2, FFT size applies a window function coefficient of the N c, among the N c, the N c / 2 pieces of window function coefficients of the first half period, FT_FH_CI z ND (k, f s, used in calculating the w), the N c / 2 pieces of window function coefficients of the second half period is used when calculating the FT_SH_CI z ND (k, f s , w).

ＣＦＡＲ部２１５は、短周期受信信号を用いて、適応的に閾値を設定（調整）し、ピーク信号の検出処理（ＣＦＡＲ処理）を行う。本実施の形態では、送信ＲＦ部１０７＃２は、２Ｔｒ周期で送信信号を送信する。よって、ＣＦＡＲ部２１５は、ドップラ解析部２１３＃２からのｗ番目の出力であるＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩ１ （２）（ｋ，ｆｓ，ｗ），…，ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩＮａ （２）（ｋ，ｆｓ，ｗ）と、ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩ１ （２）（ｋ，ｆｓ，ｗ），…，ＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩＮａ （２）（ｋ，ｆｓ，ｗ）と、を用いてＣＦＡＲ処理を行う。 The CFAR unit 215 adaptively sets (adjusts) a threshold using the short-cycle received signal and performs a peak signal detection process (CFAR process). In this embodiment, transmission RF section 107 # 2 transmits a transmission signal with 2T r period. Therefore, CFAR unit 215, FT_FH_CI 1 is a w-th output from the Doppler analysis unit 213 # 2 (2) (k , f s, w), ..., FT_FH_CI Na (2) (k, f s, w) If, FT_SH_CI 1 (2) (k , f s, w), ..., performs CFAR processing using FT_SH_CI Na (2) (k, f s, w) and, the.

ＣＦＡＲ部２１５は、ＣＦＡＲ処理により、適応的な閾値を設定し、閾値よりも大きい受信電力となる、ＮＤ＝２の場合における、離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒ及びドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒを、折り返し判定部２１６へ出力する。 CFAR unit 215, the CFAR processing, set the adaptive threshold, the larger received power than the threshold value, in the case of ND = 2, the discrete time index k _Cfar and Doppler frequency index f S_cfar, folded determination unit 216 Output to

折り返し判定部２１６は、ＣＦＡＲ部２１５から出力された離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒ及びドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒに基づいて、ドップラ解析部２１３＃２からの出力が折り返し信号を含むか否かを判定する。本実施の形態の場合、折り返し判定部２１６は、ドップラ解析部２１３＃２からの出力に、式（３６）及び（３７）を適用し、折り返し信号を含むか否かを判定する。なお、ＮＤは、短周期送信アンテナＴｘの番号であり、本実施の形態では、ＮＤ＝２である。

Figure 2020056589
Figure 2020056589
 Folded determination unit 216, based on the discrete time index k _Cfar and Doppler frequency index f S_cfar output from CFAR section 215 determines the output of the Doppler analysis unit 213 # 2 whether includes aliasing signal. In the case of the present embodiment, loopback determining section 216 applies equations (36) and (37) to the output from Doppler analyzer 213 # 2, and determines whether or not a loopback signal is included. Note that ND is the number of the short-period transmission antenna Tx, and in the present embodiment, ND = 2.
Figure 2020056589
Figure 2020056589

なお、式（３６）及び式（３７）において、

Figure 2020056589
Figure 2020056589
 である。 Note that in equations (36) and (37),
Figure 2020056589
Figure 2020056589
 It is.

ここで、式（３８）に示すＦＴ＿ＣＡＬｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が折り返し信号を含まないものと仮定した場合に、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）およびＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）を同相加算する式である。式（３８）において、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が位相変化（位相回転）を生じるため、この位相回転を補正するために、式（３８ａ）の項を導入している。ここで、送信ギャップ期間ＴＧＡＰは、送信ＲＦ部１０７＃２（短周期送信ＲＦ部）の送信周期２Ｔｒの１／２として、すなわちＴＧＡＰ＝Ｔｒに設定していることから、ドップラ周波数インデックス（ｆｓ＿ｃｆａｒ）のサンプリング周期期間の位相変化（位相回転）の半分（１／２）に相当する位相回転を補正している。

Figure 2020056589
Here, FT_CAL z ND shown in equation (38) (k, f s , w) , when the signal of the Doppler frequency index f S_cfar is assumed to be free of aliasing signal, FT_FH_CI z ND (k, f s , w) and FT_SH_CI z ND (k, f s , w) to an expression for phase addition. In equation (38), since the signal of the Doppler frequency index f s_cfar undergoes a phase change (phase rotation) during the transmission gap period T GAP , the term of equation (38a) is introduced to correct this phase rotation. ing. Here, the transmission gap period T GAP as half the transmission cycle 2T r transmit RF section 107 # 2 (short-cycle RF transmitter), that is, from that set to T GAP = T r, Doppler frequency The phase rotation corresponding to half (1/2) of the phase change (phase rotation) of the index ( fs_cfar ) during the sampling cycle period is corrected.
Figure 2020056589

一方、式（３９）に示すＦＴ＿ＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が（一次）折り返し信号を含むものと仮定した場合に、ＦＴ＿ＦＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）およびＦＴ＿ＳＨ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）を同相加算する式である。ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が（一次）折り返し信号を含む場合、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ≧０のとき、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に、（ｆｓ＿ｃｆａｒ−（Ｎｔ−１）Ｎｃ）のドップラ周波数インデックス分の位相変化（位相回転）が生じる。また、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ＜０のとき、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に、（ｆｓ＿ｃｆａｒ＋（Ｎｔ−１）Ｎｃ）のドップラ周波数インデックス分の位相回転が生じる。そこで、式（３９）には、この位相回転を補正するために、式（３８ａ）を位相反転した下記式（３９ａ）を導入している。式（３９ａ）は式（３８ａ）のｆｓ＿ｃｆａｒに（ｆｓ＿ｃｆａｒ±（Ｎｔ−１）Ｎｃ）を代入することで得られ、式（２５ａ）を位相反転した式となる。従って、ＦＴ＿ＣＡＬｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）とＦＴ＿ＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）はどちらか一方が同相加算され、もう一方は逆相で加算される関係となり、信号レベル差が明確に生じる関係となり、受信信号のＳＮＲが低い場合でも、折り返し信号の有無の判定が可能である。

Figure 2020056589
On the other hand, FT_ALIAS z ND shown in equation (39) (k, f s, w), when the signal of the Doppler frequency index f S_cfar is assumed to include a (primary) loop signal, FT_FH_CI z ND (k, f s, w) and FT_SH_CI z ND (k, f s , w) to an expression for phase addition. If the signal of the Doppler frequency index fs_cfar includes a (primary) loopback signal, and if the Doppler frequency index fs_cfar ≧ 0, the Doppler of ( fs_cfar− (N t −1) N c ) during the transmission gap period T GAP. A phase change (phase rotation) corresponding to the frequency index occurs. Further, when the Doppler frequency index f s_cfar <0, during the transmission gap period T GAP, occurs a phase rotation of the Doppler frequency index component of (f s_cfar + (N t -1 ) N c). Therefore, the following equation (39a) obtained by inverting the equation (38a) is introduced into the equation (39) in order to correct the phase rotation. Equation (39a) is obtained by substituting ( fs_cfar ± (N t −1) N c ) into f s_cfar of equation (38a), and is an equation obtained by inverting equation (25a). Therefore, one of FT_CAL z ND (k, f s , w) and FT_ALIAS z ND (k, f s , w) is added in the same phase and the other is added in the opposite phase. The relationship clearly appears, and it is possible to determine the presence or absence of a loopback signal even when the SNR of the received signal is low.

Figure 2020056589

すなわち、上述より、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が折り返し信号を含む場合、ＦＴ＿ＣＡＬｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ＦＴ＿ＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）よりも電力的に小さくなる。一方、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が折り返し信号を含まない場合、ＦＴ＿ＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）はＦＴ＿ＣＡＬｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）よりも電力的に小さくなる。このような理由から、式（３６）及び式（３７）の判定方法を適用できる。 That is, from the above, when a signal of the Doppler frequency index f S_cfar comprises a folded signal, FT_CAL z ND (k, f s, w) is, FT_ALIAS z ND (k, f s, w) smaller in terms of electric power than . On the other hand, when the signal of the Doppler frequency index f s_cfar does not include a folded signal, FT_ALIAS z ND (k, f s , w) is smaller in power than FT_CAL z ND (k, f s , w). For such a reason, the determination methods of Expressions (36) and (37) can be applied.

折り返し判定部２１６は、（一次）折り返し信号を含むと判定したドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号については、以下のようにドップラ周波数インデックスを変換し、離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒとともに、方向推定部２１４へ出力する。
・ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ≧０の場合、DopConv（ｆｓ＿ｃｆａｒ）＝ｆｓ＿ｃｆａｒ−（Ｎｔ−１）Ｎｃと変換し、出力する。
・ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ＜０の場合、DopConv（ｆｓ＿ｃｆａｒ）＝ｆｓ＿ｃｆａｒ＋（Ｎｔ−１）Ｎｃと変換し、出力する。 The return determination unit 216 converts the Doppler frequency index fs_cfar of the signal determined to include the (primary) return signal to the Doppler frequency index as follows , and outputs the signal to the direction estimation unit 214 together with the discrete time index k_cfar. I do.
For Doppler frequency index f s_cfar ≧ 0, DopConv (f s_cfar) = f s_cfar - converting the (N t -1) N c, and outputs.
For Doppler frequency index f s_cfar <0, then converted DopConv (f s_cfar) = f s_cfar + (N t -1) N c, and outputs.

折り返し判定部２１６は、折り返し信号を含まないと判定したドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号については、以下のようにドップラ周波数インデックスを変換せずに、離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒとともに、方向推定部２１４へ出力する。
・DopConv（ｆｓ＿ｃｆａｒ）＝ｆｓ＿ｃｆａｒ For the signal of the Doppler frequency index f s_cfar determined not to include the return signal, the return determination unit 216 outputs the signal to the direction estimation unit 214 together with the discrete time index k_cfar without converting the Doppler frequency index as follows. I do.
DopConv ( fs_cfar ) = fs_cfar

合わせて、折り返し判定部２１６は、ＮＤ＝２の広範囲ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒを変換したものであるDopConv（ｆｓ＿ｃｆａｒ）を、ドップラ解析部２１３＃２以外のドップラ解析部２１３＃１、＃３、…、＃Ｎｔからのｗ番目の出力の狭範囲ドップラ周波数インデックスｆｕに対応させるために、以下の式（４０）及び式（４１）を用いてインデックス変換を行う。そして、折り返し判定部２１６は、そのインデックス変換後の狭範囲ドップラ周波数インデックスｆｕ＿ｃｆａｒを、方向推定部２１４へ出力する。 In addition, the return determination unit 216 converts DopConv ( fs_cfar ) obtained by converting the wide-range Doppler frequency index fs_cfar of ND = 2 into Doppler analysis units 213 # 1, # 3 other than the Doppler analysis unit 213 # 2. ..., to index conversion used to correspond to a narrow range Doppler frequency index f u of w-th output from the # N t, the following equation (40) and (41). Then, the aliasing determination unit 216 outputs the narrow range Doppler frequency index fu_cfar after the index conversion to the direction estimation unit 214.

Figure 2020056589
Figure 2020056589
Figure 2020056589
Figure 2020056589

方向推定部２１４は、折り返し判定部２１６から出力された離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒと、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒと、ドップラ周波数インデックスDopConv（ｆｓ＿ｃｆａｒ）と、ドップラ周波数インデックスｆｕ＿ｃｆａｒとに基づき、ドップラ解析部２１３からの出力から、式（４２）に示す仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ，ｆｓ，ｗ）を生成し、方向推定処理を行う。 The direction estimating unit 214 is based on the discrete time index k_cfar , the Doppler frequency index fs_cfar , the Doppler frequency index DopConv ( fs_cfar ), and the Doppler frequency index f u_cfar output from the loopback determining unit 216. from the output of 213, the virtual reception array correlation vector h shown in equation (42) (k, f s , w) generates, performs direction estimation process.

以下では、アンテナ系統処理部２０１＃１〜＃Ｎａの信号処理部２０７で同様な処理を施して得られたドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎｔからのｗ番目の出力をまとめたものを、式（４２）に示すような送信アンテナ数Ｎｔと受信アンテナ数Ｎａとの積であるＮｔＮａ個の要素を含む、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）として表記する。仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）は、ターゲットからの反射波に対して各受信アンテナＲｘ間の位相差に基づく方向推定を行う処理に用いられる。ここで、ｚ＝１，…，Ｎａであり、ＮＤ＝１，…，Ｎｔである。

Figure 2020056589
Figure 2020056589
 In the following, a summary of the w-th output from the antenna system processing unit 201 # 1~ # N a Doppler analysis unit 213 obtained by performing the same processing in the signal processing unit 207 of the # 1~ # N t formula including N t N a number of elements which is the product of the number of transmit antennas N t as shown in (42) and the number of reception antennas N a, the virtual reception array correlation vector h (k _cfar, f s_cfar, w) Notation as The virtual reception array correlation vector h ( k_cfar , fs_cfar , w) is used for processing for estimating the direction of the reflected wave from the target based on the phase difference between the reception antennas Rx. Here, z = 1, ..., a N a, ND = 1, ... , a N t.
Figure 2020056589
Figure 2020056589

ｈｃａｌ［ｂ］は、送信アレーアンテナ間及び受信アレーアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値である。ここで、ｂ＝１，…，ＮｔＮａである。 h cal [b] is an array correction value for correcting a phase deviation and an amplitude deviation between the transmission array antennas and between the reception array antennas. Here, b = 1, ..., a N t N a.

また、送信アンテナＴｘを時分割で切り替えているため、異なるドップラ周波数ｆにおいて異なる位相回転が発生する。ＴｘＣＡＬ（１）（ｆ），…，ＴｘＣＡＬ（Ｎｔ）（ｆ）は、その位相回転を補正し、基準送信アンテナの位相に一致させるための送信位相補正係数である。例えば、送信アンテナＴｘ＃２を基準送信アンテナとした場合、送信位相補正係数は、式（４４）となる。

Figure 2020056589
Further, since the transmission antenna Tx is switched in a time division manner, different phase rotations occur at different Doppler frequencies f. TxCAL (1) (f),..., TxCAL (Nt) (f) are transmission phase correction coefficients for correcting the phase rotation to match the phase of the reference transmission antenna. For example, when the transmission antenna Tx # 2 is used as a reference transmission antenna, the transmission phase correction coefficient is represented by Expression (44).
Figure 2020056589

この場合、式（４２）の仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）は、ＮａＮｒ個の要素から構成される列ベクトルとなる。 In this case, the virtual reception array correlation vector h of the formula (42) (k _cfar, f s_cfar, w) is a column vector comprised of N a N r number of elements.

本実施の形態４に係るレーダ装置１は、送信アンテナＴｘ＃１〜＃Ｎｔのうち、送信アンテナ（短周期送信アンテナ）Ｔｘ＃２からの送信信号の送信周期が２Ｔｒであり、それ以外の各送信アンテナＴｘ＃１、＃３、…、＃Ｎｔからの送信信号の送信周期が２（Ｎｔ−１）Ｔｒである。これにより、送信アンテナＴｘ＃１〜＃Ｎｔを順次切り替えて送信信号を送信する場合と比べ、短周期送信アンテナＴｘ＃２からの短周期送信信号に対応する短周期受信信号において、折り返しが発生しない最大ドップラ周波数（相対速度）がＮｔ／２倍に増加し、折り返しが発生しないドップラ周波数範囲がＮｔ／２倍に拡大する（Ｅ１の効果）。 Radar apparatus 1 according to the fourth embodiment, of the transmission antenna Tx # 1~ # N t, the transmission period of the transmission signal from the transmitting antenna (short-period transmission antenna) Tx # 2 is 2T r, otherwise each transmission antenna Tx # 1 of # 3, ..., the transmission period of the transmission signal from the # N t is 2 (N t -1) T r . Thus, compared with the case of transmitting a transmission signal by sequentially switching the transmission antenna Tx # 1~ # N t, in the short period reception signal corresponding to the short period transmission signal from the short-period transmission antenna Tx # 2, aliasing occurs maximum Doppler frequency without (relative speed) is increased to N t / 2 times, the Doppler frequency range aliasing does not occur is increased to N t / 2 times (E1 effects of).

また、本実施の形態４に係るレーダ装置１は、各送信アンテナＴｘ＃１、＃３、…、＃ＮｔからＮｃ回、送信信号を送信する。このとき、レーダ装置１は、各送信アンテナＴｘ＃１、＃３、…、＃ＮｔからＮｃ／２回、送信信号を送信した後、送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設ける。そして、レーダ装置１は、折り返し判定部２１６において、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に生じる位相回転に基づき、ドップラ解析部２１３＃２からのドップラ解析の結果が折り返し信号を含むか否かを判定する。これにより、送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設けない場合と比べて、曖昧性が発生しないドップラ周波数範囲をさらに２倍に拡大できる（Ｅ２の効果）。 Moreover, the radar apparatus 1 according to the fourth embodiment, the transmission antenna Tx # 1, # 3, ... , N c times from # N t, and transmits the transmission signal. At this time, the radar device 1, the transmission antennas Tx # 1, # 3, ... , N c / 2 times the # N t, after transmitting the transmission signal, providing the transmission gap period T GAP. The radar device 1 judges the folded determination unit 216, based on the phase rotation caused in transmission gap period T GAP, the result of the Doppler analysis from Doppler analysis unit 213 # 2 whether includes aliasing signal. As a result, the Doppler frequency range in which ambiguity does not occur can be further doubled compared to the case where the transmission gap period T GAP is not provided (E2 effect).

したがって、本実施の形態４に係るレーダ装置１は、上記（Ｅ１）と（Ｅ２）の２つの効果により、送信アンテナＴｘ＃１〜＃Ｎｔを順次切り替える場合に比べ、ドップラ周波数範囲をＮｔ倍（＝Ｎｔ／２倍×２倍）に拡大できる。 Therefore, the radar apparatus 1 according to the fourth embodiment, the two effects described above and (E1) (E2), transmission antenna Tx #. 1 to # N t compared to the case of successively switching the, the Doppler frequency range N t It can be enlarged twice (= N t / 2 times × 2 times).

なお、送信ギャップ期間ＴＧＡＰをＴｒに設定した場合に、折り返し信号の有無の判定性能（精度）が最も高くなる。しかし、送信ギャップ期間ＴＧＡＰは、これに限定されず、Ｔｒ程度、或いは、その前後の期間であってもよい。 When the transmission gap period T GAP is set to Tr , the performance (accuracy) of determining the presence or absence of a loopback signal is the highest. However, the transmission gap period T GAP is not limited to this, and may be about Tr , or a period before and after Tr .

また、各送信アンテナ＃１、＃３、…、＃ＮｔからＮｃ回、送信信号を送信するにあたり、各送信アンテナ＃１、＃３、…、＃ＮｔからＮｃ／２回送信信号を送信した後に送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設けた場合に、折り返し信号の有無の判定性能（精度）が最も高くなる。しかし、送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設けるタイミングは、これに限定されず、Ｎｃ／２回程度送信した後、或いは、その前後の回数送信した後であってもよい。 Further, the transmission antennas # 1, # 3, ..., N c times from # N t, in transmitting the transmission signal, the transmission antennas # 1, # 3, ..., N c / 2 times the transmission signal from the # N t In the case where the transmission gap period T GAP is provided after the transmission of the transmission signal, the determination performance (accuracy) of the presence / absence of a loopback signal is highest. However, the timing at which the transmission gap period T GAP is provided is not limited to this, and may be after transmitting about N c / 2 times, or after transmitting before and after that number of times.

（実施の形態５）
実施の形態３では、送信ギャップ期間ＴＧＡＰを１つ設ける例を説明した。実施の形態５では、送信ギャップ期間ＴＧＡＰをＮＧＡＰ回設ける例について説明する。なお、レーダ装置１の構成は、実施の形態３の図１４と同様である。しかし、一部の動作が異なるため、以下では、主にその異なる動作ついて説明する。 (Embodiment 5)
Embodiment 3 has described an example in which one transmission gap period T GAP is provided. Embodiment 5 describes an example in which transmission gap period T GAP is provided N GAP times. The configuration of the radar device 1 is the same as that of the third embodiment shown in FIG. However, since some operations are different, the different operations will be mainly described below.

送信ＲＦ切替部１０６は、切替制御部１０５から出力された切替制御信号の指示に基づき、レーダ送信信号生成部１０１からの出力を、その指示された切り替え先の送信ＲＦ部１０７へ出力する。   Transmission RF switching section 106 outputs the output from radar transmission signal generation section 101 to transmission RF section 107 at the designated switching destination based on the instruction of the switching control signal output from switching control section 105.

切替制御部１０５は、送信周期Ｔｒ毎に、送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎｔのうちの１つを順次選択する。そして、切替制御部１０５は、その選択した送信ＲＦ部１０７に出力先を切り替えるよう指示する切替制御信号を、送信ＲＦ切替部１０６へ出力する。これにより、送信ＲＦ切替部１０６は、各送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎｔを、周期ＮｔＴｒで、順次出力先に選択する。別言すると、各送信ＲＦ部１０７は、周期ＮｔＴｒで、送信信号を送信する。 Switching control unit 105, for each transmission cycle T r, sequentially selects one of the transmission RF section 107 # 1~ # N t. Then, switching control section 105 outputs a switching control signal instructing the selected transmission RF section 107 to switch the output destination to transmission RF switching section 106. Thus, the transmission RF switching unit 106, the respective transmission RF section 107 # 1~ # N t, in the cycle N t T r, selects sequentially output destination. With other words, each of the transmission RF unit 107, in the cycle N t T r, and transmits the transmission signal.

切替制御部１０５は、期間Ｎｐ＝ＮｔＴｒの処理を、Ｎｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回繰り返す。その後、切替制御部１０５は、第１回目の送信ギャップ期間ＴＧＡＰ＃１を設ける。 Switching control unit 105, the processing period N p = N t T r, repeated N c / (N GAP +1) times. After that, the switching control unit 105 provides the first transmission gap period T GAP # 1.

そして、切替制御部１０５は、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ＃１の経過後、再び、期間Ｎｐ＝ＮｔＴｒの処理を、Ｎｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回繰り返す。その後、切替制御部１０５は、第２回目の送信ギャップ期間ＴＧＡＰ＃２を設ける。 Then, after the transmission gap period T GAP # 1 has elapsed, the switching control unit 105 repeats the processing of the period N p = N t Tr again Nc / (N GAP +1) times. After that, the switching control unit 105 provides a second transmission gap period T GAP # 2.

そして、切替制御部１０５は、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ＃２の経過後、再び、期間Ｎｐ＝ＮｔＴｒの処理を、Ｎｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回繰り返す。 Then, after the transmission gap period T GAP # 2 has elapsed, the switching control unit 105 repeats the process of the period N p = N t Tr again N c / (N GAP +1) times.

上述の処理によれば、送信ギャップ期間ＴＧＡＰはＮＧＡＰ回設けられ、各送信ＲＦ部１０７＃１〜＃Ｎｔは、Ｎｃ回、送信信号を送信する。 According to the above processing, the transmission gap period T GAP is provided N GAP times, #. 1 to # N t is the transmission RF section 107, N c times, and transmits a transmission signal.

なお、Ｎｃ／（ＮＧＡＰ＋１）が整数とならない場合は、小数点以下を切り下げ又は切り上げし、整数としてよい。 If N c / (N GAP +1) is not an integer, the decimal part may be rounded down or rounded up to an integer.

送信ギャップ期間ＴＧＡＰは、ドップラ解析のサンプリング周期（送信ＲＦ部１０７＃１〜Ｎｔを一巡選択する周期）Ｎｐ＝ＮｔＴｒの１／（ＮＧＡＰ＋１）倍であってよい。すなわち、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ＝Ｎｐ／（ＮＧＡＰ＋１）＝ＮｔＴｒ／（ＮＧＡＰ＋１）であってよい。 The transmission gap period T GAP may be 1 / (N GAP +1) times the sampling period of Doppler analysis (period for selecting the transmission RF units 107 # 1 to N t one cycle) N p = N t Tr . That is, the transmission gap period T GAP = N p / (N GAP +1) = N t Tr / (N GAP +1).

出力切替部２１１は、送信周期Ｔｒ毎に、切替制御部１０５から出力される切替制御信号に基づき、ドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎｔを順次選択する。そして、出力切替部２１１は、送信周期Ｔｒ毎に、相関演算部２１０から出力される相関演算結果を、その選択したドップラ解析部２１３へ出力する。 Output switching unit 211, for each transmission cycle T r, based on the switching control signal outputted from the switching control unit 105 sequentially selects the Doppler analysis unit 213 # 1~ # N t. Then, the output switching unit 211 outputs the correlation operation result output from the correlation operation unit 210 to the selected Doppler analysis unit 213 for each transmission cycle Tr .

第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおける切替制御信号は、Ｎｔビット［bit１（Ｍ），bit２（Ｍ），…，bitＮｔ（Ｍ）］で構成されてよい。この場合、出力切替部２１１は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒにおいて、切替制御信号の第ＮＤビットが１の場合、ドップラ解析部２１３＃ＮＤを出力先に選択し、切替制御信号の第ＮＤビットが０の場合、ドップラ解析部２１３＃ＮＤを出力先に選択しない（非選択とする）。なお、ＮＤ＝１，…，Ｎｔである。 Switching control signal in the M-th transmission cycle T r is, N t bits [bit 1 (M), bit 2 (M), ..., bit Nt (M)] may be constituted by. In this case, when the ND bit of the switching control signal is 1 in the M-th transmission cycle Tr , the output switching unit 211 selects the Doppler analyzer 213 # ND as the output destination, and outputs the ND-th switching control signal. When the bit is 0, the Doppler analyzer 213 # ND is not selected as an output destination (not selected). It should be noted, ND = 1, ..., a N t.

切替制御部１０５は、送信ギャップ期間ＴＧＡ＃１の開始前まで、下記（Ｆ１）に示す１セット（Ｎｐ＝ＮｔＴｒ期間分）の切替制御信号を、Ｎｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回出力する。
（Ｆ１）
［bit１（１），bit２（１），…，bitＮｔ（１）］＝［１，０，…，０］
［bit１（２），bit２（２），…，bitＮｔ（２）］＝［０，１，…，０］
…
［bit１（Ｎｔ），bit２（Ｎｔ），…，bitＮｔ（Ｎｔ）］＝［０，０，…，１］ Switching control unit 105, to the start of the transmission gap period T GA # 1, the switch control signal below (F1) to indicate a set of (N p = N t T r period), N c / (N GAP +1 ) Times output.
(F1)
[Bit 1 (1), bit 2 (1), ..., bit Nt (1)] = [1, 0, ..., 0]
[Bit 1 (2), bit 2 (2), ..., bit Nt (2)] = [0, 1, ..., 0]
…
[Bit 1 (N t ), bit 2 (N t ),..., Bit Nt (N t )] = [0, 0,..., 1]

そして、切替制御部１０５は、上記（Ｆ１）に示す１セットの切替制御信号を、Ｎｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回出力した後、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ＃１において、下記（Ｆ２）に示す全ビットがゼロの切替制御信号を出力する。
（Ｆ２）
［bit１，bit２，…，bitＮｔ］＝［０，０，…，０］ Then, the switching control unit 105 outputs one set of switching control signals shown in the above (F1) N c / (N GAP +1) times, and then, in the transmission gap period T GAP # 1, shows the following (F2) A switching control signal in which all bits are zero is output.
(F2)
[Bit 1, bit 2, ... , bit Nt] = [0,0, ..., 0]

切替制御部１０５は、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ＃１の終了後、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ＃２の開始前まで、下記（Ｆ３）に示す１セット（Ｎｐ＝ＮｔＴｒ期間分）の切替制御信号を、Ｎｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回出力する。
（Ｆ３）
［bit１（ＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）＋１），bit２（ＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）＋１），…，bitＮｔ（ＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）＋１）］＝［１，０，…，０］
［bit１（ＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）＋２），bit２（ＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）＋２），…，bitＮｔ（ＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）＋２）］＝［０，１，…，０］
…
［bit１（２ＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）），bit２（２ＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）），…，bitＮｔ（２ＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１））］＝［０，０，…，１］ Switching control unit 105, after the end of the transmission gap period T GAP # 1, before the start of the transmission gap period T GAP # 2, switching of the following set shown in (F3) (N p = N t T r period) The control signal is output Nc / ( NGAP + 1) times.
(F3)
[Bit 1 (N t N c / (N GAP +1) +1), bit 2 (N t N c / (N GAP +1) +1), ..., bit Nt (N t N c / (N GAP +1) +1) ] = [1,0, ..., 0]
[Bit 1 (N t N c / (N GAP +1) +2), bit 2 (N t N c / (N GAP +1) +2), ..., bit Nt (N t N c / (N GAP +1) +2) ] = [0,1, ..., 0]
…
[Bit 1 (2N t N c / (N GAP +1)), bit 2 (2N t N c / (N GAP +1)), ..., bit Nt (2N t N c / (N GAP +1))] = [ 0,0, ..., 1]

切替制御部１０５は、上記（Ｆ３）に示す１セットの切替制御信号を、Ｎｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回出力した後、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ＃２において、下記（Ｆ４）に示す全ビットがゼロの切替制御信号を出力する。
（Ｆ４）
［bit１，bit２，…，bitＮｔ］＝［０，０，…，０］ After outputting one set of the switching control signal shown in (F3) Nc / (N GAP +1) times, the switching control unit 105 outputs all the bits shown in the following (F4) in the transmission gap period T GAP # 2. Outputs a switching control signal of zero.
(F4)
[Bit 1, bit 2, ... , bit Nt] = [0,0, ..., 0]

以降同様の処理を繰り返し、切替制御部１０５は、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ＃ＮＧＡＰの終了後、下記（Ｆ５）に示す１セット（Ｎｐ＝ＮｔＴｒ期間分）の切替制御信号を、Ｎｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回出力する。
（Ｆ５）
［bit１（ＮＧＡＰＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）＋１），bit２（ＮＧＡＰＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）＋１），…，bitＮｔ（ＮＧＡＰＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）＋１）］＝［１，０，…，０］
［bit１（ＮＧＡＰＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）＋２），bit２（ＮＧＡＰＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）＋２），…，bitＮｔ（ＮＧＡＰＮｔＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）＋２）］＝［０，１，…，０］
…，
［bit１（ＮｔＮｃ），bit２（ＮｔＮｃ），…，bitＮｔ（ＮｔＮｃ）］＝［０，０，…，１］ Thereafter, the same processing is repeated, and after the transmission gap period T GAP #N GAP ends, the switching control unit 105 transmits one set (N p = N t Tr period) of switching control signals shown in (F5) below. It outputs Nc / ( NGAP + 1) times.
(F5)
[Bit 1 (N GAP N t N c / (N GAP +1) +1), bit 2 (N GAP N t N c / (N GAP +1) +1),..., Bit Nt (N GAP N t N c / ( N GAP +1) +1)] = [1,0,..., 0]
[Bit 1 (N GAP N t N c / (N GAP +1) +2), bit 2 (N GAP N t N c / (N GAP +1) +2), ..., bit Nt (N GAP N t N c / ( N GAP +1) +2)] = [0,1,..., 0]
…,
[Bit 1 (N t N c ), bit 2 (N t N c), ..., bit Nt (N t N c)] = [0,0, ..., 1]

アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７は、ドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎｔを有する。ドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎｔは、それぞれ、各送信ギャップ期間ＴＧＡＰの開始前までのＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回分の相関演算結果を、別々に、（つまり、（ＮＧＡＰ＋１）回に分けて）、離散時刻ｋ毎にドップラ解析を行う。ドップラ解析では、Ｎｃが２のべき乗値であれば、式（４５）に示すようなＦＦＴ処理を適用できる。 Antenna system processor 201 # z of the signal processing unit 207 includes a Doppler analysis unit 213 # 1~ # N t. Doppler analysis unit 213 # 1~ # N t, respectively, the N c / (N GAP +1) times of the correlation calculation result to the start of each transmission gap period T GAP, separately, (i.e., (N GAP +1 A) Doppler analysis is performed at each discrete time k. In the Doppler analysis, if Nc is a power of 2, an FFT process as shown in Expression (45) can be applied.

式（４５）のＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｎｇ，ｋ，ｆｓ，ｗ）は、アンテナ系統処理部２０１＃ｚの信号処理部２０７におけるドップラ解析部２１３＃ＮＤによる第ｗ番目の出力であり、離散時刻ｋにおけるドップラ周波数インデックスｆｓの、送信ギャップ期間で区切られたＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回分の相関演算結果に対するドップラ周波数応答を示す。ここで、ｎｇ＝０，…，ＮＧＡＰであり、ｎｇ＝０の場合、最初のＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回分の相関演算結果に対するドップラ周波数応答であり、０＜ｎｇ＜ＮＧＡＰの場合、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ＃ｎｇの終了後から送信ギャップ期間ＴＧＡＰ＃（ｎｇ＋１）の開始前までの間のＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回分の相関演算結果に対するドップラ周波数応答を示す。ｎｇ＝ＮＧＡＰの場合、最後のＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回分の相関演算結果に対するドップラ周波数応答である。また、ＮＤ＝１〜Ｎｔであり，ｋ＝１，…，（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏであり，ｚ＝１，…，Ｎａである。また、ｗは自然数である。 Formula FT_GAP_CI z ND of (45) (n g, k , f s, w) is the first w-th output by Doppler analysis unit 213 # ND in the antenna system processing unit 201 # z of the signal processing unit 207, a discrete Doppler frequency index f s at time k, indicating the Doppler frequency response for N c / (N gAP +1) times the correlation calculation result, separated by transmission gap period. Here, ng = 0,..., NGAP , and in the case of ng = 0, it is a Doppler frequency response to the first Nc / ( NGAP + 1) correlation operation results, where 0 < ng <N for gAP, Doppler frequency for n c / (n gAP +1) times the correlation calculation result between the after end of the transmission gap period T gAP #n g before the start of the transmission gap period T gAP # (n g +1) Indicates a response. If ng = N GAP , it is the Doppler frequency response to the last N c / (N GAP +1) correlation operation results. In addition, a ND = 1~N t, k = 1 , ..., a (N r + N u) N s / N o, z = 1, ..., a N a. W is a natural number.

ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｎｇ，ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ドップラ解析のＦＦＴサイズがＮｃであり、Ｎｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回分の相関演算出力以外の部分のデータをゼロ埋めしたものである。 FT_GAP_CI z ND (n g, k , f s, w) is, FFT size of the Doppler analysis is N c, which was zero padded data N c / (N GAP +1) times the portion other than the correlation calculation output It is.

したがって、サンプリング定理から導出される、折り返しが発生しない最大ドップラ周波数は、±１／（２ＮｔＴｒ）である。また、ドップラ周波数インデックスｆｓのドップラ周波数間隔は、１／｛ＮｔＮｃＴｒ｝であり、ドップラ周波数インデックスｆｓの範囲は、ｆｓ＝−Ｎｃ／２＋１，…，０，…，Ｎｃ／２である。 Therefore, the maximum Doppler frequency at which aliasing does not occur, derived from the sampling theorem, is ± 1 / (2N t Tr ). Also, Doppler frequency interval of the Doppler frequency index f s is 1 / {N t N c T r}, a range of Doppler frequency index f s is, f s = -N c / 2 + 1, ..., 0, ..., N c / 2.

Figure 2020056589
Figure 2020056589

なお、ＦＦＴ処理において、Han窓又はHamming窓などの窓関数係数を乗算してもよい。窓関数を適用することによりでビート周波数ピーク周辺に発生するサイドローブを抑圧できる。例えば、式（４６）に示すように、ＦＦＴサイズがＮｃの窓関数係数を適用する。ここで、ｗinf（ｘ）は窓関数係数を表し、ｘは窓関数のインデックスを表す（ｘ＝１，…，Ｎｃ）。

Figure 2020056589
In the FFT processing, a window function coefficient such as a Han window or a Hamming window may be multiplied. By applying the window function, side lobes generated around the beat frequency peak can be suppressed. For example, as shown in Expression (46), a window function coefficient having an FFT size of Nc is applied. Here, winf (x) represents a window function coefficient, and x represents an index of the window function (x = 1,..., N c ).
Figure 2020056589

ＣＦＡＲ部２１５は、アンテナ系統処理部２０１＃１〜＃Ｎａのドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎｔからのｗ番目の出力に対して、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｎｇ，ｋ，ｆｓ，ｗ）を用いて、ＣＦＡＲ処理を行う。ＣＦＡＲ処理は、離散時刻ｋ（ターゲットまでの距離に相当）と、ドップラ周波数インデックスｆｓ（ターゲットの相対速度に相当）との２次元の入力信号に対して行われる。 CFAR section 215, with respect to w-th output from the Doppler analysis unit 213 # 1~ # N t antennas system processing unit 201 # 1~ # N a, FT_GAP_CI z ND (n g, k, f s, w ) To perform the CFAR processing. The CFAR processing is performed on a two-dimensional input signal of a discrete time k (corresponding to a distance to a target) and a Doppler frequency index f s (corresponding to a relative speed of a target).

ＣＦＡＲ処理について、例えば、式（４６ａ）に示すように、各アンテナ系統処理部２０１＃１〜＃Ｎａのドップラ解析部２１３＃２からのｗ番目の出力ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（０，ｋ，ｆｓ，ｗ）、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（１，ｋ，ｆｓ，ｗ）、…、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（ＮＧＡＰ，ｋ，ｆｓ，ｗ）を電力加算する。そして、ＣＦＡＲ部２１５は、電力加算結果に対し、１次元のＣＦＡＲ処理を組み合わせたＣＦＡＲ処理、或いは、２次元のＣＦＡＲ処理を行う。このＣＦＡＲ処理には、非特許文献２に開示の処理が適用されてよい。ここで、２次元のＣＦＡＲ処理には、離散時刻（ターゲットまでの距離に相当）の軸と、ドップラ周波数（ターゲットの相対速度に相当）の軸とが用いられてよい。

Figure 2020056589
The CFAR processing, for example, as shown in equation (46a), w th output FT_GAP_CI z ND from Doppler analysis unit 213 # 2 of the antenna system processing unit 201 # 1~ # N a (0 , k, f s , w), FT_GAP_CI z ND ( 1, k, f s, w), ..., FT_GAP_CI z ND (N GAP, k, f s, w) to the power addition. Then, the CFAR unit 215 performs a CFAR process combining a one-dimensional CFAR process or a two-dimensional CFAR process on the power addition result. The processing disclosed in Non-Patent Document 2 may be applied to this CFAR processing. Here, in the two-dimensional CFAR processing, an axis of discrete time (corresponding to the distance to the target) and an axis of Doppler frequency (corresponding to the relative speed of the target) may be used.
Figure 2020056589

例えば、ＣＦＡＲ部２１５は、非特許文献２に開示されているように適応的な閾値を設定してよい。そして、ＣＦＡＲ部２１５は、閾値よりも大きい受信電力となる、離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒ、及び、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒを、方向推定部２１４及び折り返し判定部２１６へ出力する。 For example, the CFAR unit 215 may set an adaptive threshold as disclosed in Non-Patent Document 2. Then, CFAR section 215 becomes larger received power than the threshold, the discrete time index k _Cfar, and the Doppler frequency index f S_cfar, and outputs the direction estimation unit 214 and the folded-back determination unit 216.

折り返し判定部２１６は、ＣＦＡＲ部２１５から出力された離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒ、及び、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒに基づいて、ドップラ解析部２１３からの出力が折り返し信号を含むか否かを判定する。例えば、折り返し判定部２１６は、式（４７）及び式（４８）によって、当該判定を行う。

Figure 2020056589
Figure 2020056589
 The return determination unit 216 determines whether or not the output from the Doppler analysis unit 213 includes a return signal based on the discrete time index k_cfar output from the CFAR unit 215 and the Doppler frequency index fs_cfar . For example, the return determination unit 216 makes the determination based on Expressions (47) and (48).
Figure 2020056589
Figure 2020056589

なお、式（４７）及び式（４８）において、

Figure 2020056589
Figure 2020056589
 である。 Note that in equations (47) and (48),
Figure 2020056589
Figure 2020056589
 It is.

ここで、sign（ｘ）は、ｘが正の場合に１、ｘが負の場合に−１を返す関数である。   Here, sign (x) is a function that returns 1 when x is positive and -1 when x is negative.

ここで、式（４９）に示すＦＴ＿ＣＡＬｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が折り返し信号を含まないものと仮定した場合に、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（０，ｋ，ｆｓ，ｗ）、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（１，ｋ，ｆｓ，ｗ）、…、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（ＮＧＡＰ，ｋ，ｆｓ，ｗ）を同相加算する式である。式（４９）において、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が位相変化（位相回転）を生じるため、この位相回転を補正するために、式（４９ａ）の項を導入している。ここで、送信ギャップ期間ＴＧＡＰは、ＴＧＡＰ＝Ｎｐ／（ＮＧＡＰ＋１）＝ＮｔＴｒ／（ＮＧＡＰ＋１）に設定していることから、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（１，ｋ，ｆｓ，ｗ）に対して、ドップラ周波数インデックス（ｆｓ＿ｃｆａｒ）のサンプリング周期期間の位相変化（位相回転）のｎｇ／（ＮＧＡＰ＋１）に相当する位相回転を補正している。

Figure 2020056589
Here, FT_CAL z ND (k, f s , w) shown in Expression (49) is FT_GAP_CI z ND (0, k, k), assuming that the signal of the Doppler frequency index f s — cfar does not include a folded signal. f s, w), FT_GAP_CI z ND (1, k, f s, w), ..., an equation FT_GAP_CI z ND (N GAP, k , f s, w) a phase addition. In the equation (49), the signal of the Doppler frequency index f s_cfar undergoes a phase change (phase rotation) during the transmission gap period T GAP . Therefore, to correct this phase rotation, the term of the equation (49a) is introduced. ing. Here, since the transmission gap period T GAP is set as T GAP = N p / (N GAP +1) = N t Tr / (N GAP +1), FT_GAP_CI z ND (1, k, f s) , W), the phase rotation corresponding to ng / (N GAP +1) of the phase change (phase rotation) of the Doppler frequency index ( fs_cfar ) during the sampling period is corrected.
Figure 2020056589

一方、式（５０）に示すＦＴ＿ＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が（一次）折り返し信号を含むものと仮定した場合に、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（０，ｋ，ｆｓ，ｗ）、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（１，ｋ，ｆｓ，ｗ）、…、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（ＮＧＡＰ，ｋ，ｆｓ，ｗ）を同相加算する式である。ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が（一次）折り返し信号を含む場合、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ≧０のとき、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に、（ｆｓ＿ｃｆａｒ―Ｎｃ）のドップラ周波数インデックス分の位相変化（位相回転）が生じる。ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ＜０のとき、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に（ｆｓ＿ｃｆａｒ＋Ｎｃ）ドップラ周波数インデックス分の位相変化が生じる。そこで、式（５０）には、この位相回転を補正するために、式（５０ａ）を導入している。式（５０ａ）は式（４９ａ）のｆｓ＿ｃｆａｒに（ｆｓ＿ｃｆａｒ−ｓｉｇｎ（ｆｓ＿ｃｆａｒ）Ｎｃ）を代入することで得られ、式（４９ａ）に位相回転２π×ｎｇ／（ＮＧＡＰ＋１）を加えた式となる。ここで、ＮＧＡＰ＝２のとき、位相回転２π×ｎｇ／（ＮＧＡＰ＋１）は、｛０、２π／３、４π／３｝ある。また、ＮＧＡＰ＝３のとき、位相回転２π×ｎｇ／（ＮＧＡＰ＋１）は、｛０、２π／４、４π／４、６π／４｝ある。このように、位相回転２π×ｎｇ／（ＮＧＡＰ＋１）は、ｎｇ＝０、…、ＮＧＡＰで位相回転２π×ｎｇ／（ＮＧＡＰ＋１）を加算すると互いに打ち消してゼロとなる位相回転を付与する。従って、ＦＴ＿ＣＡＬｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）とＦＴ＿ＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）はどちらか一方が同相加算されるとき、もう一方はＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｎｇ，ｋ，ｆｓ，ｗ）の各項が互いに打ち消されて加算される関係となり、信号レベル差が明確に生じる関係となり、受信信号のＳＮＲが低い場合でも、折り返し信号の有無の判定が可能となる。

Figure 2020056589
On the other hand, FT_ALIAS z ND (k, f s , w) shown in equation (50) is FT_GAP_CI z ND (0, k), assuming that the signal of the Doppler frequency index f s_cfar includes a (primary) folded signal. , f s, w), FT_GAP_CI z ND (1, k, f s, w), ..., FT_GAP_CI z ND (N GAP, k, f s, w) to an expression for phase addition. When the signal of the Doppler frequency index f s_cfar includes a (primary) loopback signal, when the Doppler frequency index f s_cfar ≧ 0, the phase change by the Doppler frequency index of ( fs_cfar− N c ) during the transmission gap period T GAP (Phase rotation) occurs. When the Doppler frequency index f s_cfar <0, a phase change corresponding to ( fs_cfar + N c ) Doppler frequency index occurs during the transmission gap period T GAP . Therefore, equation (50a) is introduced into equation (50) to correct this phase rotation. Formula (50a) to f S_cfar of formula (49a) (f s_cfar -sign ( f s_cfar) N c) obtained by substituting equation (49a) phase rotation 2π × n g / in (N GAP +1) Is added. Here, when N GAP = 2, the phase rotation 2π × ng / (N GAP +1) is {0, 2π / 3, 4π / 3}. When N GAP = 3, the phase rotation 2π × ng / (N GAP +1) is {0, 2π / 4, 4π / 4, 6π / 4}. In this manner, the phase rotation 2π × ng / (N GAP +1) is canceled out to zero by adding the phase rotation 2π × ng / (N GAP +1) with ng = 0,..., N GAP. Give rotation. Therefore, when FT_CAL z ND (k, f s , w) and FT_ALIAS z ND (k, f s , w) is the either the in-phase addition, the other FT_GAP_CI z ND (n g, k , f s , W) are mutually canceled and added, so that a signal level difference clearly occurs, and it is possible to determine the presence or absence of a folded signal even when the SNR of the received signal is low.
Figure 2020056589

したがって、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が（一次）折り返し信号を含む場合、ＦＴ＿ＣＡＬｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ＦＴ＿ＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）よりも電力的に小さくなる。一方、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が折り返し信号を含まない場合、ＦＴ＿ＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）はＦＴ＿ＣＡＬｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）よりも電力的に小さくなる。
このような理由から、式（４９）及び式（５０）の判定方法が適用できる。 Therefore, when the signal of the Doppler frequency index f s — cfar includes a (primary) folded signal, FT_CAL z ND (k, f s , w) is smaller in power than FT_ALIAS z ND (k, f s , w). . On the other hand, when the signal of the Doppler frequency index f s_cfar does not include a folded signal, FT_ALIAS z ND (k, f s , w) is smaller in power than FT_CAL z ND (k, f s , w).
For such a reason, the determination methods of Expression (49) and Expression (50) can be applied.

なお、ＮＧＡＰ数を複数とすることで、より高次の折り返し信号が含まれる場合でも、判定が可能となる効果をさらに有する。例えば、二次の折り返し信号が含まれる場合、折り返し判定部２１６は、式（５０ｂ）、式（５０ｃ）及び式（５０ｄ）によって、当該判定を行う。

Figure 2020056589
Figure 2020056589
Figure 2020056589
 By setting the number of NGAPs to be plural, there is an additional effect that determination can be performed even when a higher-order return signal is included. For example, when a secondary aliasing signal is included, the aliasing determination unit 216 makes the determination using Equation (50b), Equation (50c), and Equation (50d).
Figure 2020056589
Figure 2020056589
Figure 2020056589

なお、式（５０ｂ）、式（５０ｃ）及び式（５０ｄ）において、

Figure 2020056589
Figure 2020056589
 である。ここで、式（５０ｅ）に示すＦＴ＿２ｎｄＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が（二次）折り返し信号を含むものと仮定した場合に、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（０，ｋ，ｆｓ，ｗ）、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（１，ｋ，ｆｓ，ｗ）、…、ＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（ＮＧＡＰ，ｋ，ｆｓ，ｗ）を同相加算する式である。ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号が折り返し信号を含む場合、ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ≧０のとき、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に、（ｆｓ＿ｃｆａｒ＋２Ｎｃ）のドップラ周波数インデックス分の位相変化（位相回転）が生じる。ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ＜０のとき、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に（ｆｓ＿ｃｆａｒ−２Ｎｃ）ドップラ周波数インデックス分の位相変化が生じる。そこで、式（５０ｅ）には、この位相回転を補正するために、式（５０ｆ）を導入している。式（５０ｆ）は式（４９ａ）のｆｓ＿ｃｆａｒに（ｆｓ＿ｃｆａｒ＋ｓｉｇｎ（ｆｓ＿ｃｆａｒ）×２Ｎｃ）を代入することで得られ、式（４９ａ）に位相回転４π×ｎｇ／（ＮＧＡＰ＋１）が付与された式となる。例えば、ＮＧＡＰ＝２のとき、位相回転４π×ｎｇ／（ＮＧＡＰ＋１）は、｛０、４π／３、８π／３｝である。また、ＮＧＡＰ＝３のとき、位相回転４π×ｎｇ／（ＮＧＡＰ＋１）は、｛０、４π／４、８π／４、１２π／４｝ある。このように、位相回転４π×ｎｇ／（ＮＧＡＰ＋１）は、ｎｇ＝０、…、ＮＧＡＰでの位相回転４π×ｎｇ／（ＮＧＡＰ＋１）を付与して加算すると互いに打ち消してゼロとなる性質を有する。従って、ＦＴ＿ＣＡＬｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）、ＦＴ＿ＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）、およびＦＴ＿２ｎｄＡＬＩＡＳｚ ＮＤ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、いずれか一つが同相加算され、残りの二つはＦＴ＿ＧＡＰ＿ＣＩｚ ＮＤ（ｎｇ，ｋ，ｆｓ，ｗ）の各項が互いに打ち消され、信号レベル差が明確に生じる関係となる。そのため、受信信号のＳＮＲが低い場合でも、折り返し信号の有無の判定が可能となり、さらに（一次）あるいは（二次）折り返し信号が含まれるかの判定も可能となる。 In addition, in Formula (50b), Formula (50c), and Formula (50d),
Figure 2020056589
Figure 2020056589
 It is. Here, FT — 2ndALIAS z ND (k, f s , w) shown in equation (50e) is FT_GAP_CI z ND (0, assuming that the signal of the Doppler frequency index f s — cfar includes a (secondary) folded signal. , k, f s, w) , FT_GAP_CI z ND (1, k, f s, w), ..., FT_GAP_CI z ND (N GAP, k, f s, w) to an expression for phase addition. When the signal of the Doppler frequency index f s_cfar includes a loopback signal, when the Doppler frequency index f s_cfar ≧ 0, the phase change (phase rotation) by the Doppler frequency index of ( fs_cfar + 2N c ) during the transmission gap period T GAP. Occurs. When the Doppler frequency index f s_cfar <0, a phase change corresponding to ( fs_cfar−2N c ) Doppler frequency index occurs during the transmission gap period T GAP . Therefore, equation (50f) is introduced into equation (50e) to correct this phase rotation. Equation (50f) to f S_cfar of formula (49a) (f s_cfar + sign (f s_cfar) × 2N c) obtained by substituting equation (49a) phase rotation 4π × n g / in (N GAP +1) Is given by the expression. For example, when N GAP = 2, the phase rotation 4π × ng / (N GAP +1) is {0, 4π / 3, 8π / 3}. When N GAP = 3, the phase rotation 4π × ng / (N GAP +1) is {0, 4π / 4, 8π / 4, 12π / 4}. Thus, phase rotation 4π × n g / (N GAP +1) is, n g = 0, ..., and cancel each other when added to impart phase rotation 4π × n g / (N GAP +1) in N GAP It has the property of being zero. Therefore, one of FT_CAL z ND (k, f s , w), FT_ALIAS z ND (k, f s , w), and FT_2ndALIAS z ND (k, f s , w) is added in-phase and the remaining one is added. two are FT_GAP_CI z ND (n g, k , f s, w) terms of canceled each other, the signal level difference is clearly caused relationship. Therefore, even when the SNR of the received signal is low, it is possible to determine the presence or absence of a loopback signal, and it is also possible to determine whether a (primary) or (secondary) loopback signal is included.

折り返し判定部２１６は、（一次）折り返し信号であると判定したドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号については、以下のようにドップラ周波数インデックスを変換し、離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒとともに、方向推定部２１４へ出力する。
・ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ≧０の場合、DopConv（ｆｓ＿ｃｆａｒ）＝ｆｓ＿ｃｆａｒ−Ｎｃと変換し、出力する。
・ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ＜０の場合、DopConv（ｆｓ＿ｃｆａｒ）＝ｆｓ＿ｃｆａｒ＋Ｎｃと変換し、出力する。 For the signal of the Doppler frequency index f s_cfar determined to be a (primary) return signal, the return determination unit 216 converts the Doppler frequency index as described below and outputs the signal to the direction estimation unit 214 together with the discrete time index k_cfar. I do.
If Doppler frequency index fs_cfar ≧ 0, convert DopConv ( fs_cfar ) = fs_cfar− Nc and output.
If the Doppler frequency index fs_cfar <0, convert to DopConv ( fs_cfar ) = fs_cfar + Nc and output.

折り返し判定部２１６は、（二次）折り返し信号であると判定したドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号については、以下のようにドップラ周波数インデックスを変換し、離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒとともに、方向推定部２１４へ出力する。
・ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ≧０の場合、DopConv（ｆｓ＿ｃｆａｒ）＝ｆｓ＿ｃｆａｒ＋２Ｎｃと変換し、出力する。
・ドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒ＜０の場合、DopConv（ｆｓ＿ｃｆａｒ）＝ｆｓ＿ｃｆａｒ−２Ｎｃと変換し、出力する。 The return determining unit 216 converts the Doppler frequency index of the signal of the Doppler frequency index fs_cfar determined to be the (secondary) return signal as follows, and sends the signal to the direction estimating unit 214 together with the discrete time index k_cfar . Output.
For Doppler frequency index f s_cfar ≧ 0, then convert DopConv (f s_cfar) = f s_cfar + 2N c, outputs.
For Doppler frequency index f s_cfar <0, then converted DopConv (f s_cfar) = f s_cfar -2N c, and outputs.

折り返し判定部２１６は、折り返し信号でないと判定したドップラ周波数インデックスｆｓ＿ｃｆａｒの信号については、以下のようにドップラ周波数インデックスを変換せずに、離散時刻インデックスｋ＿ｃｆａｒとともに、方向推定部２１４へ出力する。
・DopConv（ｆｓ＿ｃｆａｒ）＝ｆｓ＿ｃｆａｒ The return determination unit 216 outputs the signal of the Doppler frequency index f s_cfar determined not to be a return signal to the direction estimation unit 214 together with the discrete time index k_cfar without converting the Doppler frequency index as described below.
DopConv ( fs_cfar ) = fs_cfar

方向推定部２１４は、折り返し判定部２１６からの出力に基づき、ドップラ解析部２１３からの出力から、式（５１）に示す仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ，ｆｓ，ｗ）を生成し、方向推定処理を行う。 Direction estimating unit 214, based on the output from the folded determination unit 216, the output from the Doppler analysis unit 213 generates the equation virtual reception array correlation vector h shown in (51) (k, f s , w), the direction Perform estimation processing.

以下では、アンテナ系統処理部２０１＃１〜＃Ｎａの各信号処理部２０７で同様な処理を施して得られたドップラ解析部２１３＃１〜＃Ｎｔからのｗ番目の出力をまとめたものを、式（５１）に示すような送信アンテナ数Ｎｔと受信アンテナ数Ｎａとの積であるＮｔＮａ個の要素を含む、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）として表記する。仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）は、ターゲットからの反射波に対して受信アンテナＲｘ間の位相差に基づく方向推定を行う処理に用いられる。ここで、ｚ＝１，…，Ｎａであり、ＮＤ＝１，…，Ｎｔである。

Figure 2020056589
Figure 2020056589
 In, it summarizes the w-th output from the antenna system processing unit 201 # 1 to # N a Doppler analysis unit 213 # 1 obtained by performing similar processing in the signal processing units 207 of # N t or less and including N t N a number of elements which is the product of the number of transmit antennas N t as shown in equation (51) and the number of reception antennas N a, the virtual reception array correlation vector h (k _cfar, f s_cfar, w ). The virtual reception array correlation vector h ( k_cfar , fs_cfar , w) is used for processing for estimating the direction of the reflected wave from the target based on the phase difference between the reception antennas Rx. Here, z = 1, ..., a N a, ND = 1, ... , a N t.
Figure 2020056589
Figure 2020056589

ｈｃａｌ［ｂ］は、送信アレーアンテナ間及び受信アレーアンテナ間の位相偏差及び振幅偏差を補正するアレー補正値である。ここで、ｂ＝１，…，ＮｔＮａである。 h cal [b] is an array correction value for correcting a phase deviation and an amplitude deviation between the transmission array antennas and between the reception array antennas. Here, b = 1, ..., a N t N a.

また、送信アンテナＴｘを時分割で切り替えているため、異なるドップラ周波数ｆにおいて異なる位相回転が発生する。ＴｘＣＡＬ（１）（ｆ），…，ＴｘＣＡＬ（Ｎｔ）（ｆ）は、その位相回転を補正し、基準送信アンテナの位相に一致させるための送信位相補正係数である。例えば、Ｔｘ＃１を基準送信アンテナとした場合、送信位相補正係数は、式（５３）となる。

Figure 2020056589
Further, since the transmission antenna Tx is switched in a time division manner, different phase rotations occur at different Doppler frequencies f. TxCAL (1) (f),..., TxCAL (Nt) (f) are transmission phase correction coefficients for correcting the phase rotation to match the phase of the reference transmission antenna. For example, when Tx # 1 is used as the reference transmission antenna, the transmission phase correction coefficient is given by Expression (53).
Figure 2020056589

この場合、式（５３）の仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）は、ＮａＮｒ個の要素から構成される列ベクトルとなる。 In this case, the virtual reception array correlation vector h of the formula (53) (k _cfar, f s_cfar, w) is a column vector comprised of N a N r number of elements.

到来方向推定は、方向推定評価関数値ＰＨ（θ，ｋ＿ｃｆａｒ，ｆｓ＿ｃｆａｒ，ｗ）における方位方向θを所定の角度範囲内で可変して空間プロファイルを算出する。そして、到来方向推定は、空間プロファイルの極大ピーク方向を大きい順に所定数抽出し、それぞれの極大ピークの仰角方向を到来方向推定値として出力する。 The arrival direction estimation calculates a spatial profile by changing the azimuth direction θ in the direction estimation evaluation function value P H (θ, k_cfar , fs_cfar , w) within a predetermined angle range. Then, in the arrival direction estimation, a predetermined number of the maximum peak directions of the spatial profile are extracted in descending order, and the elevation angle direction of each maximum peak is output as an arrival direction estimation value.

本実施の形態５に係るレーダ装置１は、複数の送信アンテナＴｘを時分割で切り替え、各送信アンテナＴｘからＮｃ回、送信信号を送信する。このとき、レーダ装置１は、各送信アンテナＴｘからＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回、送信信号を送信する毎に、送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設ける。つまり、送信ギャップ期間ＴＧＡＰをＮＧＡＰ回設ける。また、レーダ装置１は、折り返し判定部２１６を設ける。そして、レーダ装置１は、折り返し判定部２１６において、送信ギャップ期間ＴＧＡＰ中に生じる位相回転に基づき、ドップラ解析部２１３からの出力信号が折り返し信号を含むか否かを判定する。これにより、曖昧性の生じないドップラ周波数範囲を、送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設けない場合と比べて、２倍以上に拡大できる。 Radar apparatus 1 according to Embodiment 5 switches a plurality of transmission antennas Tx in a time-division manner, and transmits a transmission signal Nc times from each transmission antenna Tx. At this time, the radar apparatus 1 provides a transmission gap period T GAP every time a transmission signal is transmitted N c / (N GAP +1) times from each transmission antenna Tx. That is, the transmission gap period T GAP is provided N GAP times. In addition, the radar device 1 includes a return determination unit 216. Then, in the radar apparatus 1, the loopback determining unit 216 determines whether or not the output signal from the Doppler analyzer 213 includes a loopback signal based on the phase rotation occurring during the transmission gap period T GAP . As a result, the Doppler frequency range in which ambiguity does not occur can be expanded to twice or more as compared with the case where the transmission gap period T GAP is not provided.

なお、送信ギャップ期間ＴＧＡＰをＮｔＴｒ／（ＮＧＡＰ＋１）に設定した場合に、折り返し信号であるか否かの判定性能（精度）が最も高くなる。しかし、送信ギャップ期間ＴＧＡＰは、これに限定されず、ＮｔＴｒ／（ＮＧＡＰ＋１）程度、或いは、その前後の期間であってもよい。 When the transmission gap period T GAP is set to N t Tr / (N GAP +1), the performance (accuracy) of determining whether or not the signal is a loopback signal is the highest. However, the transmission gap period T GAP is not limited to this, and may be about N t Tr / (N GAP +1), or a period before and after that.

また、各送信アンテナＴｘからＮｃ回、送信信号を送信するにあたり、各送信アンテナＴｘからＮｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回、送信信号を送信した後に送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設けることにより、折り返し信号を含むか否かの判定性能（精度）が最も高くなる。しかし、送信ギャップ期間ＴＧＡＰを設けるタイミングは、これに限定されず、Ｎｃ／（ＮＧＡＰ＋１）回程度、或いは、その前後の回数送信した後であってもよい。 Further, when transmitting a transmission signal Nc times from each transmission antenna Tx, and transmitting a transmission signal Nc / (N GAP +1) times from each transmission antenna Tx, a transmission gap period T GAP is provided, thereby returning the transmission signal. The performance (accuracy) of determining whether to include a signal is highest. However, the timing at which the transmission gap period T GAP is provided is not limited to this, and may be about N c / (N GAP +1) times, or after transmission about the number of times.

以上、本開示に係る複数の実施の形態について説明した。   As described above, a plurality of embodiments according to the present disclosure have been described.

上記の実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。   Each functional block used in the description of the above embodiment is typically realized as an LSI which is an integrated circuit. These may be individually integrated into one chip, or may be integrated into one chip so as to include some or all of them. Although an LSI is used here, it may be called an IC, a system LSI, a super LSI, or an ultra LSI depending on the degree of integration.

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、又は、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用してもよい。   Further, the method of circuit integration is not limited to LSI, and may be realized by a dedicated circuit or a general-purpose processor. After the LSI is manufactured, a field programmable gate array (FPGA) that can be programmed, or a reconfigurable processor that can reconfigure connection and settings of circuit cells inside the LSI may be used.

さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。   Furthermore, if an integrated circuit technology that replaces the LSI appears due to the progress of the semiconductor technology or another technology derived therefrom, the functional blocks may be naturally integrated using the technology. Application of biotechnology, etc. is possible.

本開示の一態様は、レーダシステムに有用である。   One aspect of the present disclosure is useful for radar systems.

１ レーダ装置
１００ レーダ送信部
１０１ レーダ送信信号生成部
１０２ 符号生成部
１０３ 変調部
１０４ ＬＰＦ
１０５ 切替制御部
１０６ 送信ＲＦ切替部
１０７ 送信ＲＦ部
１１１ 符号記憶部
１１２ Ｄ／Ａ変換部
１２１ 送信アンテナ切替部
１２２ 変調信号発生部
１２３ 電圧制御発振器
１２４ 方向性結合部
２００ レーダ受信部
２０１ アンテナ系統処理部
２０３ 受信無線部
２０４ 増幅器
２０５ 周波数変換部
２０６ 直交検波部
２０７ 信号処理部
２０８、２０９、２２８ Ａ／Ｄ変換部
２１０ 相関演算部
２１１ 出力切替部
２１３ ドップラ解析部
２１４ 方向推定部
２１５ ＣＦＡＲ部
２１６ 折り返し判定部
２２０ Ｒ−ＦＦＴ部
２２４ ミキサ部 REFERENCE SIGNS LIST 1 radar device 100 radar transmission unit 101 radar transmission signal generation unit 102 code generation unit 103 modulation unit 104 LPF
Reference Signs List 105 Switching control unit 106 Transmission RF switching unit 107 Transmission RF unit 111 Code storage unit 112 D / A conversion unit 121 Transmission antenna switching unit 122 Modulated signal generation unit 123 Voltage controlled oscillator 124 Directional coupling unit 200 Radar reception unit 201 Antenna system processing Unit 203 reception radio unit 204 amplifier 205 frequency conversion unit 206 quadrature detection unit 207 signal processing unit 208, 209, 228 A / D conversion unit 210 correlation operation unit 211 output switching unit 213 Doppler analysis unit 214 direction estimation unit 215 CFAR unit 216 loopback Judgment unit 220 R-FFT unit 224 Mixer unit

Claims (6)

複数の送信部と、
送信信号の送信周期毎に、前記複数の送信部のうちの第１の送信部を第１の周期で選択し、前記複数の送信部のうちの前記第１の送信部以外の送信部である第２の送信部それぞれを前記第１の周期よりも長い第２の周期で選択する制御部と、
を備える、
レーダ装置。 A plurality of transmission units,
For each transmission cycle of the transmission signal, a first transmission unit of the plurality of transmission units is selected in a first period, and the transmission unit is a transmission unit other than the first transmission unit of the plurality of transmission units. A control unit that selects each of the second transmission units in a second cycle longer than the first cycle;
Comprising,
Radar equipment. 各送信信号が物体で反射された信号を受信する受信部と、
前記各送信信号に対応する各受信信号のドップラ周波数成分を解析するドップラ解析部と、
前記第１の送信部からの送信信号に対応する受信信号のドップラ周波数成分から、受信電力が閾値よりも大きい周波数成分であるピークドップラ周波数成分を検出する検出部と、
前記各受信信号の前記ピークドップラ周波数成分に基づいて、前記物体の方向を推定する方向推定部と、
を備える、
請求項１に記載のレーダ装置。 A receiving unit that receives a signal in which each transmission signal is reflected by an object,
A Doppler analyzer for analyzing the Doppler frequency component of each received signal corresponding to each of the transmitted signals,
From the Doppler frequency component of the received signal corresponding to the transmission signal from the first transmission unit, a detection unit that detects a peak Doppler frequency component that is a frequency component whose received power is greater than a threshold,
Based on the peak Doppler frequency component of each of the received signals, a direction estimating unit that estimates the direction of the object,
Comprising,
The radar device according to claim 1. 前記検出部は、
前記ピークドップラ周波数成分を前記第２の送信部からの送信信号に対応する受信信号のドップラ周波数成分の範囲に変換し、
当該変換されたピーク周波数成分のうち、重複しているピーク周波数成分を除外、あるいは重複しているピーク周波数成分のうち所定よりも受信電力の小さいピーク周波数成分を除外する、
請求項２に記載のレーダ装置。 The detection unit,
The peak Doppler frequency component is converted into a range of the Doppler frequency component of the reception signal corresponding to the transmission signal from the second transmission unit,
Among the converted peak frequency components, the overlapping peak frequency components are excluded, or the peak frequency components having a smaller received power than a predetermined one of the overlapping peak frequency components are excluded,
The radar device according to claim 2. 前記第１の周期は、前記送信周期の２倍である、
請求項１又は２に記載のレーダ装置。 The first cycle is twice the transmission cycle,
The radar device according to claim 1. 前記方向推定部は、前記複数の送信部と少なくとも１つの前記受信部との位置関係から仮想的に形成される複数の仮想受信アンテナの前記ピークドップラ周波数に基づいて、前記物体の方向を推定し、
前記第１の送信部は、前記複数の送信部のうち、前記複数の仮想受信アンテナの中心付近に位置する仮想受信アンテナを形成する位置に配置されている、
請求項２に記載のレーダ装置。 The direction estimating unit estimates the direction of the object based on the peak Doppler frequencies of a plurality of virtual receiving antennas formed virtually from a positional relationship between the plurality of transmitting units and at least one of the receiving units. ,
The first transmission unit is arranged at a position forming a virtual reception antenna located near a center of the plurality of virtual reception antennas among the plurality of transmission units,
The radar device according to claim 2. 送信信号の送信周期毎に、複数の送信部のうちの第１の送信部は、第１の周期で前記送信信号を送信し、前記複数の送信部のうちの前記第１の送信部以外の送信部である第２の送信部のそれぞれは、前記第１の周期よりも長い第２の周期で前記送信信号を送信する、
レーダ方法。 For each transmission cycle of the transmission signal, the first transmission unit of the plurality of transmission units transmits the transmission signal in the first period, and the first transmission unit of the plurality of transmission units other than the first transmission unit Each of the second transmission units that are transmission units transmits the transmission signal in a second cycle longer than the first cycle,
Radar method.
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