JP2020022330A - Non-contact power supply device - Google Patents

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Abstract

To obtain a compact and large capacity non-contact power supply device based on a magnetic field resonance method with the ability of adjusting electric energy to be transmitted.SOLUTION: The non-contact power supply device based on a magnetic field resonance method includes: a transformer which includes at least one primary coil and at least one secondary coil; a resonant circuit in which the one secondary coil functions as a power supply coil and is configured of the power supply coil and a capacitor to have a predetermined resonant frequency; and a switching part which switches and drives the primary coil and the secondary coil other than the power supply coil with the resonant frequency in a manner that an AC current flows in the power supply coil with the resonant frequency by mutual induction in the transformer.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、磁界共振方式の非接触給電装置に関する。   The present invention relates to a magnetic resonance type non-contact power supply device.

有線接続を介さずに電力を伝送する非接触電力伝送システムが知られている（特許文献１、２、３等）。非接触電力伝送システムは、電力を供給する側の給電装置と、受け取る側の受電装置とから構成される。   2. Related Art Non-contact power transmission systems that transmit power without using a wired connection are known (Patent Documents 1, 2, 3, and the like). The contactless power transmission system includes a power supply device that supplies power and a power receiving device that receives power.

多様な方式の１つとして磁界共振方式が知られている。磁界共振方式では、給電側と受電側のそれぞれにコイルとコンデンサを含む互いに同調する共振回路が設けられる。同調時のコイル間の磁界共振により電力が授受される。従来の給電装置におけるコイルとコンデンサを含む共振回路では、共振回路のコイルを含む電流路を、スイッチング素子を用いて導通又は遮断するスイッチング駆動を行うことにより共振を発生させている。   A magnetic field resonance method is known as one of various methods. In the magnetic field resonance method, mutually tuned resonance circuits including a coil and a capacitor are provided on each of the power supply side and the power reception side. Power is transferred by the magnetic field resonance between the coils during tuning. In a resonance circuit including a coil and a capacitor in a conventional power supply apparatus, resonance is generated by performing switching driving for conducting or blocking a current path including a coil of the resonance circuit using a switching element.

特開２０１８−００７４６２号公報JP 2018-007462 A 特許第６２６９３７５号明細書Japanese Patent No. 6269375 特許第６２７８０１２号明細書Japanese Patent No. 6278012

しかしながら、従来の磁界共振方式における給電装置の共振回路は、共振回路を構成するコイルとコンデンサの値によって伝送される電力量が決定されるため、小型で大容量の給電装置を実現することが困難であった。また、給電側の電力供給源の状況に応じて電力量を自在に調整することはできなかった。   However, in the resonance circuit of the power supply device in the conventional magnetic resonance method, since the amount of power transmitted is determined by the values of the coil and the capacitor forming the resonance circuit, it is difficult to realize a small and large-capacity power supply device. Met. Further, the amount of power cannot be freely adjusted according to the state of the power supply source on the power supply side.

以上の現状から、本発明は、磁界共振方式の非接触給電装置において、小型で大容量とすることを可能とし、また、伝送される電力量を調整可能とすることを目的とする。   In view of the above situation, an object of the present invention is to make it possible to reduce the size and the capacity of a magnetic contactless non-contact power supply device and to adjust the amount of transmitted power.

上記の目的を達成するべく、本発明は、以下の構成を提供する。
・ 本発明の態様は、磁界共振方式の非接触給電装置において、
少なくとも１つの一次コイルと少なくとも１つの二次コイルとを有するトランスと、
１つの前記二次コイルを給電コイルとし、前記給電コイルとコンデンサにより構成される共振回路と、
前記トランスにおける相互誘導により前記給電コイルに交流電流が流れるように、前記一次コイル又は前記給電コイル以外の二次コイルをスイッチング駆動するスイッチング部と、を備えたことを特徴とする。
・ 上記態様において、直流電圧が入力される前記スイッチング部が、
前記一次コイルに交互に逆向きに電流が流れるように、前記一次コイルをスイッチング駆動可能なフルブリッジ回路を有することが、好適である。さらにこの態様では、１つの前記トランスにおいて、前記一次コイルと前記スイッチング部との組合せが複数組設けられており、各前記スイッチング部に別個の入力電圧が入力されることが、好適である。
・ 上記態様において、前記一次コイルに生じる逆起電力による入力側への還流を阻止するために前記一次コイルを含む電流路に直列接続された逆流防止ダイオードを有することが、好適である。
・ 上記態様において、第１及び第２の入力端に交流電圧が入力される前記スイッチング部が、
前記第１の入力端にそれぞれ一端が接続された第１及び第２のスイッチング素子と、
前記第２の入力端にそれぞれ一端が接続された第３及び第４のスイッチング素子と、
前記第１〜第４の各スイッチング素子とそれぞれ並列に配置され前記入力端へ向かう電流を通過可能とする第１〜第４の整流要素と、を有し、
前記トランスが、前記給電コイル以外の別の二次コイルを有し、
前記第１及び第４のスイッチング素子の各他端が前記別の二次コイルの終端及び始端にそれぞれ接続されると共に、前記第２及び第３のスイッチング素子の各他端が前記一次コイルの始端及び終端にそれぞれ接続されており、
前記第１の入力端に正の入力電圧が印加されるとき、前記第１及び第２のスイッチング素子が背反的にオンオフ制御されると共に前記第３及び第４のスイッチング素子はオフに維持され、かつ、
前記第２の入力端に正の入力電圧が印加されるとき、前記第３及び第４のスイッチング素子が背反的にオンオフ制御されると共に前記第１及び第２のスイッチング素子はオフに維持されることが、好適である。さらにこの態様では、１つの前記トランスにおいて、前記一次コイル及び前記別の二次コイルと前記スイッチング部との組合せが複数組設けられており、各前記スイッチング部に別個の入力電圧が入力されることが、好適である。 In order to achieve the above object, the present invention provides the following configurations.
The aspect of the present invention relates to a magnetic resonance type wireless power transfer device
A transformer having at least one primary coil and at least one secondary coil;
A resonance circuit including one of the secondary coils as a power supply coil and the power supply coil and a capacitor;
A switching unit for switchingly driving the primary coil or a secondary coil other than the power supply coil so that an alternating current flows through the power supply coil by mutual induction in the transformer.
In the above aspect, the switching unit to which the DC voltage is input,
It is preferable to have a full bridge circuit capable of switchingly driving the primary coil so that a current flows in the primary coil alternately in the opposite direction. Further, in this aspect, it is preferable that a plurality of combinations of the primary coil and the switching unit are provided in one transformer, and a separate input voltage is input to each switching unit.
In the above aspect, it is preferable to have a backflow prevention diode connected in series to a current path including the primary coil in order to prevent a return to the input side due to a back electromotive force generated in the primary coil.
In the above aspect, the switching unit in which the AC voltage is input to the first and second input terminals includes:
First and second switching elements each having one end connected to the first input end;
Third and fourth switching elements each having one end connected to the second input end;
First to fourth rectifying elements arranged in parallel with the first to fourth switching elements and capable of passing a current toward the input terminal,
The transformer has another secondary coil other than the power supply coil,
The other ends of the first and fourth switching elements are respectively connected to the end and the start of the another secondary coil, and the other ends of the second and third switching elements are connected to the start of the primary coil. And the terminal respectively,
When a positive input voltage is applied to the first input terminal, the first and second switching elements are on / off controlled contradictoryly, and the third and fourth switching elements are maintained off, And,
When a positive input voltage is applied to the second input terminal, the third and fourth switching elements are turned on / off in a reciprocal manner, and the first and second switching elements are kept off. Is preferred. Further, in this aspect, in one transformer, a plurality of combinations of the primary coil and the another secondary coil and the switching unit are provided, and a separate input voltage is input to each of the switching units. Is preferred.

本発明により、磁界共振方式の非接触給電装置において小型で大容量とすることができ、かつ、電力供給量を自在に調整することができる。   According to the present invention, it is possible to reduce the size and the capacity of the contactless power supply device of the magnetic field resonance type, and to adjust the power supply amount freely.

図１は、本発明の非接触給電装置の第１の実施形態の回路例を概略的に示す。FIG. 1 schematically shows a circuit example of a first embodiment of the wireless power supply device of the present invention. 図２は、図１の回路におけるタイミング図である。FIG. 2 is a timing chart in the circuit of FIG. 図３（ａ）は、図１の回路において、グループＡのスイッチング素子のオン期間に流れる電流を、（ｂ）はグループＢのスイッチング素子のオン期間に流れる電流を概略的に示す。FIG. 3A schematically shows a current flowing in the ON period of the switching element of the group A in the circuit of FIG. 1, and FIG. 3B schematically shows a current flowing in the ON period of the switching element of the group B. 図４は、第１の実施形態の変形形態の回路例を概略的に示す。FIG. 4 schematically illustrates a circuit example of a modification of the first embodiment. 図５は、第１の実施形態の別の変形形態の回路例を概略的に示す。FIG. 5 schematically illustrates a circuit example of another modification of the first embodiment. 図６は、第１の実施形態のさらに別の変形形態の回路例を概略的に示す。FIG. 6 schematically illustrates a circuit example of still another modification of the first embodiment. 図７は、本発明の非接触給電装置の第２の実施形態の回路例を概略的に示す。FIG. 7 schematically shows a circuit example of a second embodiment of the non-contact power supply device of the present invention. 図８（ａ）は、図７の回路においてモードＩのとき流れる電流を、（ｂ）はモードIIのとき流れる電流をそれぞれ概略的に示す。8A schematically shows the current flowing in the mode I in the circuit of FIG. 7, and FIG. 8B schematically shows the current flowing in the mode II. 図９（ａ）は、図７の回路においてモードIIIのとき流れる電流を、（ｂ）はモードIVのとき流れる電流をそれぞれ概略的に示す。9A schematically shows the current flowing in the mode III in the circuit of FIG. 7, and FIG. 9B schematically shows the current flowing in the mode IV.

以下、実施例を示した図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
（１）第１の実施形態
（１−１）第１の実施形態の回路構成
図１は、本発明の非接触給電装置の第１の実施形態の回路例を概略的に示した図である。
図１には、非接触給電装置１０に加えて、模式的に受電装置２０も示している。給電装置１０と受電装置２０の間の点線は、無線接続であることを示している。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings showing examples.
(1) First Embodiment (1-1) Circuit Configuration of First Embodiment FIG. 1 is a diagram schematically illustrating a circuit example of a first embodiment of a non-contact power feeding device of the present invention. .
FIG. 1 schematically shows a power receiving device 20 in addition to the wireless power feeding device 10. The dotted line between the power supply device 10 and the power reception device 20 indicates that the connection is wireless.

給電装置１０は、一次コイルＮ１と二次コイルＮ２を有するトランスＴを有する（トランスのコイルの巻き始端を黒丸で示す）。トランスＴの二次コイルＮ２には、コンデンサＣが接続されている。二次コイルＮ２とコンデンサＣは、所定の共振周波数をもつ共振回路を構成する。共振周波数は、例えば数十ｋＨｚ〜数百ｋＨｚである。この回路例では、二次コイルＮ２が、給電装置１０における給電コイルに相当する。トランスＴは、疎結合とすることが好適である。   The power supply device 10 includes a transformer T having a primary coil N1 and a secondary coil N2 (the winding start end of the transformer coil is indicated by a black circle). The capacitor C is connected to the secondary coil N2 of the transformer T. The secondary coil N2 and the capacitor C form a resonance circuit having a predetermined resonance frequency. The resonance frequency is, for example, several tens of kHz to several hundreds of kHz. In this circuit example, the secondary coil N2 corresponds to a power supply coil in the power supply device 10. The transformer T is preferably loosely coupled.

一次側の入力端１、２には、直流電圧（Ｖ＋−Ｖ−）が印加される。この直流電圧が一次コイルＮ１に印加されると、一次コイルＮ１に電流が流れる。この一次コイルＮ１に流れる電流は、所定の周波数で交互に反対向きに流れるようにスイッチング制御される。このスイッチング制御は、入力端１、２と一次コイルＮ１の間に設けられたスイッチング部により行われる。スイッチング制御の周波数は、基本的に、トランスＴの二次側に設けられた共振回路の共振周波数と同じに設定する。 The input end 2 of the primary side DC voltage (V + -V -) is applied. When this DC voltage is applied to the primary coil N1, a current flows through the primary coil N1. The switching of the current flowing through the primary coil N1 is performed such that the current alternately flows at a predetermined frequency in the opposite direction. This switching control is performed by a switching unit provided between the input terminals 1 and 2 and the primary coil N1. The switching control frequency is basically set to be the same as the resonance frequency of the resonance circuit provided on the secondary side of the transformer T.

図１のスイッチング部は、基本的にフルブリッジ回路を構成している。このフルブリッジ回路は、４個のスイッチング素子Ａ１、Ａ２、Ｂ１、Ｂ２を有する。各スイッチング素子は、ここでは一例としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ａ１、Ａ２が、同時にオンオフ制御される第１のグループ（以下「グループＡ」と称する）を構成し、スイッチング素子Ｂ１、Ｂ２が、同時にオンオフ制御される第２のグループ（以下「グループＢ」と称する）を構成する。   The switching unit in FIG. 1 basically forms a full bridge circuit. This full bridge circuit has four switching elements A1, A2, B1, and B2. Each switching element here is an N-channel MOSFET as an example. The switching elements A1 and A2 constitute a first group (hereinafter, referred to as “group A”) that is simultaneously controlled on and off, and the switching elements B1 and B2 are simultaneously controlled on and off (second group) (hereinafter, “group B”). ").

スイッチング部の各スイッチング素子は、制御端であるゲートに印加される制御電圧によりオンオフ制御される。オンオフ制御電圧は、通常、ＰＷＭ信号である。ＰＷＭ信号の周波数は、二次側の共振回路の共振周波数に合わせて設定される。グループＡのスイッチング素子は、制御電圧ＶＡによりオンオフ制御され、グループＢのスイッチング素子は、制御電圧ＶＢによりオンオフ制御される。図示しないが、ＰＷＭ信号を生成する制御部が別途設けられている。 Each switching element of the switching unit is controlled on / off by a control voltage applied to a gate which is a control terminal. The on / off control voltage is usually a PWM signal. The frequency of the PWM signal is set according to the resonance frequency of the secondary side resonance circuit. Switching element group A is on-off controlled by a control voltage V A, the switching elements of group B, on-off controlled by a control voltage V B. Although not shown, a control unit for generating a PWM signal is separately provided.

正の入力端１と一次コイルＮ１の始端の間に、スイッチング素子Ａ１が直列接続されている。一次コイルＮ１の終端と負の入力端２の間に、逆流防止ダイオードＤＡ１とスイッチング素子Ａ２が直列接続されている。   The switching element A1 is connected in series between the positive input terminal 1 and the start of the primary coil N1. A backflow prevention diode DA1 and a switching element A2 are connected in series between the terminal of the primary coil N1 and the negative input terminal 2.

同様に、正の入力端１と一次コイルＮ１の終端との間に、スイッチング素子Ｂ１が直列接続されている。一次コイルＮ１の始端と負の入力端２との間に、逆流防止ダイオードＤＢ１とスイッチング素子Ｂ２が直列接続されている。   Similarly, a switching element B1 is connected in series between the positive input terminal 1 and the terminal of the primary coil N1. A backflow prevention diode DB1 and a switching element B2 are connected in series between the starting end of the primary coil N1 and the negative input end 2.

図１のスイッチング部は、基本的なフルブリッジ回路とは異なり、一次コイルＮ１を含む電流路に逆流防止ダイオードＤＡ１、ＤＢ１がそれぞれ直列接続されている。逆流防止ダイオードＤＡ１、ＤＢ１の極性は、スイッチング素子Ａ１、Ａ２、Ｂ１及びＢ２のボディダイオードのそれとは逆向きである。   The switching unit in FIG. 1 differs from a basic full bridge circuit in that backflow prevention diodes DA1 and DB1 are connected in series to a current path including a primary coil N1. The polarity of the backflow prevention diodes DA1 and DB1 is opposite to that of the body diodes of the switching elements A1, A2, B1 and B2.

逆流防止ダイオードＤＡ１、ＤＢ１は、図１に示した位置以外に、入力端１と入力端２の間の電流路上のいずれかの位置に直列に挿入することができる。   The backflow prevention diodes DA1 and DB1 can be inserted in series at any position on the current path between the input terminal 1 and the input terminal 2 in addition to the position shown in FIG.

好適には、逆流防止ダイオードＤＡ１、ＤＢ１は、スイッチング素子Ａ１とスイッチング素子Ｂ１のドレイン同士の接続点と、スイッチング素子Ａ２とスイッチング素子Ｂ２のソース同士の接続点の間の電流路にそれぞれ挿入される。言い換えると、逆流防止ダイオードＤＡ１は、グループＡのスイッチング素子のオン期間電流が専ら流れる電流路に直列に挿入され、一方、逆流防止ダイオードＤＢ１は、グループＢのスイッチング素子のオン期間電流が専ら流れる電流路に直列に挿入されることが好適である。   Preferably, the backflow prevention diodes DA1 and DB1 are respectively inserted in current paths between a connection point between the drains of the switching element A1 and the switching element B1 and a connection point between the sources of the switching elements A2 and B2. . In other words, the backflow prevention diode DA1 is inserted in series in a current path through which the ON period current of the switching element of the group A exclusively flows, while the backflow prevention diode DB1 is a current that exclusively flows through the ON period current of the switching element of the group B. Preferably, they are inserted in series in the road.

なお、入力端１、２の少なくとも一方のライン上にダイオードを挿入した場合も逆流防止機能を実現できる。しかしながら、入力ライン上に逆流防止ダイオードを挿入した場合、スイッチング素子がオンからオフとなったときにリカバリ電流を生じる点で不利である。但し、ファーストリカバリダイオード（ＦＲＤ）、シリコンカーバイト（ＳＩＣ）を用いたショットキーダイオード等を用いた場合は、これらの入力ライン上に逆流防止ダイオードを挿入することも可能である。   It should be noted that a backflow prevention function can be realized also when a diode is inserted on at least one line of the input terminals 1 and 2. However, inserting a backflow prevention diode on the input line is disadvantageous in that a recovery current is generated when the switching element is turned off from on. However, when a fast recovery diode (FRD), a Schottky diode using silicon carbide (SIC), or the like is used, a backflow prevention diode can be inserted on these input lines.

（１−２）第１の実施形態の回路動作
図２及び図３を参照して、図１の非接触給電装置の動作を説明する。
図２は、図１の回路の各構成要素における波形の一例を示したタイミング図である。図２（ａ）はグループＡのスイッチング素子のオンオフ制御電圧ＶＡの波形、（ｂ）はグループＢのスイッチング素子のオンオフ制御電圧ＶＢの波形、（ｃ）は一次コイルＮ１の両端電圧波形、（ｄ）は、二次コイル（以下「給電コイル」と称する）Ｎ２の電流波形（但し、イメージ的波形）を示している。 (1-2) Circuit Operation of First Embodiment The operation of the non-contact power supply device of FIG. 1 will be described with reference to FIGS.
FIG. 2 is a timing chart showing an example of a waveform in each component of the circuit of FIG. 2 (a) is a waveform of the on-off control voltage V A of the switching elements of the group A, (b) the on-off control voltage V B of the waveform of the switching elements of the group B, (c) the voltage waveforms across the primary coil N1, (D) shows a current waveform (however, an image-like waveform) of the secondary coil (hereinafter, referred to as a “feeding coil”) N2.

図２（ａ）（ｂ）に示すように、フルブリッジ回路に含まれるグループＡのスイッチング素子とグループＢのスイッチング素子とは、互いに背反的にオンオフ制御される。但し、グループＡとグループＢのスイッチング素子が同時にオンになると、入力電圧が短絡するので適宜のデッドタイムを設けている。双方のグループのオン期間の長さは同じであり、オフ期間の長さも同じである。周波数は、二次側の共振回路の共振周波数に一致させる。   As shown in FIGS. 2A and 2B, the switching elements of group A and the switching elements of group B included in the full bridge circuit are on / off controlled reciprocally. However, if the switching elements of group A and group B are turned on at the same time, the input voltage is short-circuited, so that an appropriate dead time is provided. The length of the ON period of both groups is the same, and the length of the OFF period is also the same. The frequency is made to match the resonance frequency of the secondary side resonance circuit.

図３（ａ）は、図１の回路において、Ａグループのスイッチング素子がオンであり、かつ、Ｂグループのスイッチング素子がオフである期間（「モードＡ」と称する）に流れる電流を概略的に示している。電流は、矢印付き実線で示している。   FIG. 3A schematically illustrates a current flowing during a period (referred to as “mode A”) in which the switching elements of the group A are on and the switching elements of the group B are off in the circuit of FIG. Is shown. The current is indicated by a solid line with an arrow.

一次側において、スイッチング素子Ｂ１、Ｂ２がオフになり、スイッチング素子Ａ１、Ａ２がオンになると、一次コイルＮ１の始端に正の入力電圧が印加され、電流ｉａ１が流れる。   On the primary side, when the switching elements B1 and B2 are turned off and the switching elements A1 and A2 are turned on, a positive input voltage is applied to the starting end of the primary coil N1 and a current ia1 flows.

一次コイルＮ１に電流ｉａ１が流れると、相互誘導により給電コイルＮ２に起電力を生じる。この起電力は、給電コイルＮ２の始端が正となる向きであり、図示のように電流ｉａ２が流れる。電流ｉａ２は、コンデンサＣにも流れる。   When the current ia1 flows through the primary coil N1, an electromotive force is generated in the feeding coil N2 by mutual induction. This electromotive force has a direction in which the start end of the power feeding coil N2 is positive, and a current ia2 flows as illustrated. The current ia2 also flows through the capacitor C.

図３（ｂ）は、図１の回路において、Ａグループのスイッチング素子がオフであり、かつ、Ｂグループのスイッチング素子がオンである期間（「モードＢ」と称する）に流れる電流を示している。   FIG. 3B shows a current flowing during a period (referred to as “mode B”) in which the switching elements of the group A are off and the switching elements of the group B are on in the circuit of FIG. .

一次側において、スイッチング素子Ａ１、Ａ２がオフになり、スイッチング素子Ｂ１、Ｂ２がオンになると、一次コイルＮ１の終端に正の入力電圧が印加され、電流ｉｂ１が流れる。一次コイルＮ１において、電流ｉｂ１は、図３（ａ）の電流ｉａ１とは逆向きに流れる。   On the primary side, when the switching elements A1 and A2 are turned off and the switching elements B1 and B2 are turned on, a positive input voltage is applied to the terminal of the primary coil N1, and a current ib1 flows. In the primary coil N1, the current ib1 flows in the opposite direction to the current ia1 in FIG.

一次コイルＮ１に電流ｉｂ１が流れると、相互誘導により給電コイルＮ２に起電力を生じる。この起電力は、給電コイルＮ２の終端が正となる向きであり、電流ｉｂ２が流れる。電流ｉｂ２は、図３（ａ）の電流ｉｂ１とは逆向きであり、コンデンサＣにも流れる。   When the current ib1 flows through the primary coil N1, an electromotive force is generated in the feeding coil N2 by mutual induction. This electromotive force has a direction in which the terminal end of the power feeding coil N2 is positive, and the current ib2 flows. The current ib2 has a direction opposite to that of the current ib1 in FIG.

上記の通り、モードＡとモードＢでは、互いに対称的な電流が流れる。一次コイルＮ１がスイッチング駆動されることにより、モードＡとモードＢが交互に繰り返される。その繰り返し周波数は、給電コイルＮ２とコンデンサＣの共振周波数と一致している。この結果、二次側の共振回路は、一次側から駆動されることにより自由共振を行うようになる。それに応じて、受電装置２０においても共振を生じ、受電装置２０が電力を受け取る。   As described above, in the mode A and the mode B, mutually symmetric currents flow. By the switching drive of the primary coil N1, the mode A and the mode B are alternately repeated. The repetition frequency matches the resonance frequency of the feeding coil N2 and the capacitor C. As a result, the secondary side resonance circuit performs free resonance by being driven from the primary side. In response, the power receiving device 20 also resonates, and the power receiving device 20 receives power.

ここで図２（ｃ）を参照する。ＡモードからＢモードへ、又はその逆に移行するとき、一次コイルＮ１は一時的に電流が遮断されることにより逆起電力を生じる。例えばＢモードからＡモードに移行するときは、一次コイルＮ１の終端側が正電位となる逆起電力が発生する。仮に、ダイオードＤＢ１が無い場合を想定すると、この逆起電力により、入力端２→スイッチング素子Ｂ２→スイッチング素子Ｂ１→入力端１の経路で還流が流れ、入力側に電力が戻される。しかしながら、ここでは、ダイオードＤＢ１により還流が阻止される。ＡモードからＢモードに移行する際も同様であり、ダイオードＤＡ１により還流が阻止される。   Here, reference is made to FIG. When transitioning from the A mode to the B mode or vice versa, the primary coil N1 generates a back electromotive force due to a temporary interruption of current. For example, when the mode shifts from the B mode to the A mode, a back electromotive force in which the terminal side of the primary coil N1 has a positive potential is generated. Assuming that there is no diode DB1, by this back electromotive force, reflux flows through the path from the input terminal 2 → the switching element B2 → the switching element B1 → the input terminal 1 and power is returned to the input side. However, here, reflux is prevented by the diode DB1. The same applies to the transition from the A mode to the B mode, in which reflux is prevented by the diode DA1.

図２（ｃ）に示すように、ＡモードからＢモードに移行する際、又は、ＢモードからＡモードに移行する際、一次コイルＮ１に大きなスパイク電圧が生じる。このスパイク電圧は、ダイオードＤＢ１、ＤＡ１が無い場合すなわち還流があるに比べて大きい。このスパイク電圧に寄与する電力は、相互誘導により、二次側の給電コイルＮ２に電力として伝達される。   As shown in FIG. 2C, a large spike voltage is generated in the primary coil N1 when shifting from the A mode to the B mode or when shifting from the B mode to the A mode. This spike voltage is higher than when there is no diode DB1, DA1, that is, when there is a return. The power contributing to the spike voltage is transmitted to the secondary side feeding coil N2 as power by mutual induction.

従って、ダイオードＤＡ１、ダイオードＤＢ１により還流が阻止されることで、より大きな電力を給電することが可能となる。これにより、給電装置１０の電力伝達効率が向上する。   Therefore, since the return is prevented by the diode DA1 and the diode DB1, higher power can be supplied. Thereby, the power transmission efficiency of the power supply device 10 is improved.

本発明の非接触給電装置１０は、トランスＴを設けることによって、共振周波数で駆動されるコイルすなわち一次コイルＮ１と、実際に共振して給電するコイルすなわち給電コイルＮ２とを分離することを実現している。   By providing the transformer T, the non-contact power supply device 10 of the present invention realizes separation of the coil driven at the resonance frequency, that is, the primary coil N1, and the coil that actually resonates and supplies power, that is, the power supply coil N2. ing.

一次側のスイッチング駆動構成が、二次側の共振回路と直接的に接続されていないので、一次側において電力供給源を自由に選択することが可能となり、非接触給電において能動的な電力供給が可能となる（後述する図４に例示）。また、トランスＴの一次コイルＮ１と給電コイルＮ２の巻数比の設定により、給電コイルＮ２の電圧を必要に応じて変更することが可能である。これにより、非接触給電装置を小型で大容量とすることが可能となる。従来は、スイッチング駆動されるコイルと、給電コイルが同じコイルであったので、大容量とすることが困難であった。   Since the switching drive configuration on the primary side is not directly connected to the resonance circuit on the secondary side, it is possible to freely select the power supply source on the primary side, and active power supply in non-contact power supply This becomes possible (illustrated in FIG. 4 described later). The voltage of the power supply coil N2 can be changed as necessary by setting the turns ratio of the primary coil N1 and the power supply coil N2 of the transformer T. This makes it possible to reduce the size and the capacity of the wireless power supply device. Conventionally, the switching drive coil and the power feeding coil are the same coil, so it has been difficult to increase the capacity.

二次側の共振回路は、安定した共振状態になると自由共振を行うようになる。従って共振周波数の拡散が低減される。いわゆるＱ値が高くなる。   When the resonance circuit on the secondary side is in a stable resonance state, it performs free resonance. Therefore, the diffusion of the resonance frequency is reduced. The so-called Q value increases.

また、本発明では、一次側のスイッチング駆動において、二次側の共振に合わせたゼロクロススイッチングを行う必要がない。従来は、スイッチング駆動されるコイルと共振するコイルが同じコイルであったので、共振電流がゼロ点を横切るタイミングでスイッチングのオンオフを切り替える制御を行う必要があった。図２（ｄ）の給電コイルＮ２の電流例に示すように、共振電流がゼロ点を横切るタイミングと、スイッチング素子のオンオフのタイミングが精確に一致していなくとも、共振回路は自由な共振状態を持続することができる。従って、本発明では、従来に比べてスイッチング制御が容易であり、制御部の構成を簡素化することができる。   Further, in the present invention, it is not necessary to perform zero-cross switching in accordance with the resonance of the secondary side in the switching drive of the primary side. Conventionally, since the coil driven by switching and the coil that resonates are the same coil, it is necessary to perform control to switch on and off the switching at the timing when the resonance current crosses the zero point. As shown in the current example of the power supply coil N2 in FIG. 2D, even when the timing at which the resonance current crosses the zero point does not exactly match the timing at which the switching element is turned on and off, the resonance circuit can assume a free resonance state. Can last. Therefore, in the present invention, switching control is easier than in the related art, and the configuration of the control unit can be simplified.

（１−３）第１の実施形態の変形形態
図４は、第１の実施形態の変形形態の回路例を概略的に示す。
図４の回路では、トランスＴが３つの一次コイルＮ１１、Ｎ１２、Ｎ１３を備えている。一次コイルＮ１１、Ｎ１２、Ｎ１３の各々は、図１の回路に示したものと同様のスイッチング部によりそれぞれ同様に駆動可能である。ここでは、一次コイルＮ１１のスイッチング部の入力端には、風力発電システム１０からの発電出力が入力される。二次コイルＮ１２のスイッチング部の入力端には、太陽光発電システム２０からの発電出力が入力される。二次コイルＮ１３のスイッチング部の入力端には、系統電源３０から入力される。なお、交流を出力する電力供給源の場合は、整流した後に各入力端に入力される。 (1-3) Modification of First Embodiment FIG. 4 schematically illustrates a circuit example of a modification of the first embodiment.
In the circuit of FIG. 4, the transformer T includes three primary coils N11, N12, and N13. Each of the primary coils N11, N12, and N13 can be similarly driven by a switching unit similar to that shown in the circuit of FIG. Here, the power generation output from the wind power generation system 10 is input to the input terminal of the switching unit of the primary coil N11. The output of the photovoltaic power generation system 20 is input to the input terminal of the switching unit of the secondary coil N12. The input of the switching unit of the secondary coil N13 is input from the system power supply 30. In the case of a power supply source that outputs AC, the power is rectified and then input to each input terminal.

図４の回路においては、各電力供給源の電力発生状況に応じて、及び／又は、受電装置２０の電力需要状況に応じて、一次コイルＮ１１、Ｎ１２、Ｎ１３のいずれかのスイッチング駆動を停止したり、開始したりすることができる。このように本発明では、非接触給電において能動的な電力供給が可能となる。   In the circuit of FIG. 4, the switching drive of any of the primary coils N11, N12, and N13 is stopped according to the power generation status of each power supply source and / or the power demand status of the power receiving device 20. Or start. As described above, according to the present invention, active power supply is possible in non-contact power supply.

図５は、第１の実施形態の別の変形形態の回路例を概略的に示す。図５の回路では、一次コイルを３つの部分Ｎ１１、Ｎ１２、Ｎ１３に区切る中間タップをスイッチＳにより切り替えることにより、一次コイルの巻数を段階的に変えることができる。これにより、二次コイルＮ２との巻数比を選択することができる。   FIG. 5 schematically illustrates a circuit example of another modification of the first embodiment. In the circuit of FIG. 5, the number of turns of the primary coil can be changed stepwise by switching the intermediate tap that divides the primary coil into three portions N11, N12, and N13 using the switch S. Thereby, the turns ratio with respect to the secondary coil N2 can be selected.

図６は、第１の実施形態のさらに別の変形形態の回路例を概略的に示す。図１の回路におけるスイッチング部は、一次コイルＮ１に交互に逆向きに電流が流れるように、一次コイルＮ１を共振周波数にてスイッチング駆動可能な回路であればよい。従って、スイッチング部は、フルブリッジ回路に限られない。   FIG. 6 schematically illustrates a circuit example of still another modification of the first embodiment. The switching unit in the circuit of FIG. 1 may be any circuit that can switch and drive the primary coil N1 at the resonance frequency so that current flows alternately and reversely through the primary coil N1. Therefore, the switching unit is not limited to the full bridge circuit.

図６（ａ）は、図１の回路におけるスイッチング部を、フルブリッジ回路に替えてプッシュプル回路とした構成である。プッシュプル回路では、一次コイルを第１の一次コイルＮ１１と第２の一次コイルＮ１２の２つの部分に分割して用いる。この場合、グループＡはスイッチング素子Ａ１のみ、グループＢはスイッチング素子Ｂ１のみである。各スイッチング素子と一次コイルＮ１１、Ｎ１２との間に、各スイッチング素子のボディダイオードに対して逆方向に直列接続された逆流防止ダイオードＤＡ１、ＤＢ１が挿入配置されている。回路動作については、図１の回路と同様である。   FIG. 6A shows a configuration in which the switching unit in the circuit of FIG. 1 is a push-pull circuit instead of a full bridge circuit. In the push-pull circuit, the primary coil is used by being divided into two parts, a first primary coil N11 and a second primary coil N12. In this case, the group A includes only the switching element A1, and the group B includes only the switching element B1. Between each switching element and the primary coils N11 and N12, backflow prevention diodes DA1 and DB1 connected in series in the opposite direction to the body diode of each switching element are inserted and arranged. The circuit operation is the same as that of the circuit of FIG.

図６（ｂ）の構成例は、図１の回路におけるスイッチング部を、フルブリッジ回路に替えてハーフブリッジ回路とした構成である。ハーフブリッジ回路では、グループＡはスイッチング素子Ａ１のみを含みかつコンデンサＣＡと直列接続され、グループＢはスイッチング素子Ｂ１のみを含みかつコンデンサＣＢと直列接続されている。各スイッチング素子と一次コイルＮ１との間に、各スイッチング素子のボディダイオードに対して逆方向に直列接続された逆流防止ダイオードＤＡ１、ＤＢ１が挿入配置されている。回路動作については、図１の回路と同様である。   The configuration example of FIG. 6B is a configuration in which the switching unit in the circuit of FIG. 1 is a half bridge circuit instead of a full bridge circuit. In the half bridge circuit, group A includes only switching element A1 and is connected in series with capacitor CA, and group B includes only switching element B1 and is connected in series with capacitor CB. Between each switching element and the primary coil N1, backflow prevention diodes DA1 and DB1 connected in series in the opposite direction to the body diode of each switching element are inserted and arranged. The circuit operation is the same as that of the circuit of FIG.

（２）第２の実施形態
（２−１）第２の実施形態の回路構成
図７は、本発明の非接触給電装置の第２の実施形態の回路例を概略的に示した図である。図７には、模式的に受電装置２０も示している。 (2) Second Embodiment (2-1) Circuit Configuration of Second Embodiment FIG. 7 is a diagram schematically illustrating a circuit example of a second embodiment of the non-contact power supply device of the present invention. . FIG. 7 also schematically shows the power receiving device 20.

非接触給電装置１０Ａは、一次コイルＮ１と、２つの二次コイルＮ２、Ｎ３を有するトランスＴを有する（トランスのコイルの巻き始端を黒丸で示す）。トランスＴの二次コイルＮ２には、コンデンサＣが接続されている。二次コイルＮ２とコンデンサＣは、所定の共振周波数をもつ共振回路を構成する。二次コイルＮ２が、非接触給電における給電コイルに相当する。トランスＴは、疎結合とすることが好適である。   The non-contact power supply device 10A includes a transformer T having a primary coil N1 and two secondary coils N2 and N3 (the winding start end of the transformer coil is indicated by a black circle). The capacitor C is connected to the secondary coil N2 of the transformer T. The secondary coil N2 and the capacitor C form a resonance circuit having a predetermined resonance frequency. The secondary coil N2 corresponds to a power feeding coil in non-contact power feeding. The transformer T is preferably loosely coupled.

第２の実施形態では、トランスＴの二次側に給電コイルＮ２以外の別の二次コイルＮ３が設けられている。一次コイルＮ１と二次コイルＮ３は、基本的に同じ巻数とする。一次コイルＮ１及び二次コイルＮ３と、給電コイルＮ２との巻数比は、必要に応じて設定することができる。   In the second embodiment, another secondary coil N3 other than the power feeding coil N2 is provided on the secondary side of the transformer T. The primary coil N1 and the secondary coil N3 have basically the same number of turns. The turns ratio between the primary coil N1 and the secondary coil N3 and the power feeding coil N2 can be set as needed.

一次側の入力端１、２には、交流電圧ｖinが印加される。この交流電圧ｖinの周波数は、二次側の共振回路の共振周波数に比べて低周波である。その周波数は、例えば数十Ｈｚ程度であり、例えば系統電源の５０Ｈｚ又は６０Ｈｚである。   An AC voltage vin is applied to the input terminals 1 and 2 on the primary side. The frequency of the AC voltage vin is lower than the resonance frequency of the secondary-side resonance circuit. The frequency is, for example, about several tens of Hz, for example, 50 Hz or 60 Hz of the system power supply.

図７の回路におけるスイッチング部は、並列接続されたスイッチング素子と整流要素との組合せが、４組配置されている。スイッチング素子は、ここではＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。整流要素はここではダイオードである。各ダイオードの極性は、各ＦＥＴのボディダイオードと同じ向きである。好適には各ダイオードが設けられる。各ダイオードを設けない場合は、各ＦＥＴのボディダイオードが同じ役割を果たすことができる。   The switching unit in the circuit of FIG. 7 includes four sets of combinations of switching elements and rectifying elements connected in parallel. The switching element is here an N-channel MOSFET. The rectifying element is here a diode. The polarity of each diode is in the same direction as the body diode of each FET. Preferably each diode is provided. If each diode is not provided, the body diode of each FET can play the same role.

第１のスイッチング素子Ａ３はダイオードＤＡ３と、第２のスイッチング素子Ｂ３はダイオードＤＢ３と、第３のスイッチング素子Ａ４はダイオードＤＡ４と、第４のスイッチング素子Ｂ４はダイオードＤＢ４とそれぞれ並列接続されている。   The first switching element A3 is connected in parallel with the diode DA3, the second switching element B3 is connected in parallel with the diode DB3, the third switching element A4 is connected in parallel with the diode DA4, and the fourth switching element B4 is connected in parallel with the diode DB4.

入力端１には、第１のスイッチング素子Ａ３及び第２のスイッチング素子Ｂ３の各々の一端（ドレイン）がそれぞれ接続されている。入力端２には、第３のスイッチング素子Ａ４及び第４のスイッチング素子の各々の一端（ドレイン）がそれぞれ接続されている。   One end (drain) of each of the first switching element A3 and the second switching element B3 is connected to the input terminal 1. One end (drain) of each of the third switching element A4 and the fourth switching element is connected to the input terminal 2.

第１のスイッチング素子Ａ３の他端（ソース）は、二次コイルＮ３の終端に接続されている。第２のスイッチング素子Ｂ３の他端（ソース）は、一次コイルＮ１の始端に接続されている。第３のスイッチング素子Ａ４の他端（ソース）は、一次コイルＮ１の終端に接続されている。第４のスイッチング素子Ｂ４の他端（ソース）は、二次コイルＮ３の始端に接続されている。   The other end (source) of the first switching element A3 is connected to the end of the secondary coil N3. The other end (source) of the second switching element B3 is connected to the starting end of the primary coil N1. The other end (source) of the third switching element A4 is connected to the end of the primary coil N1. The other end (source) of the fourth switching element B4 is connected to the start end of the secondary coil N3.

スイッチング部の各スイッチング素子は、制御端であるゲートに印加される制御電圧によりオンオフ制御される。オンオフ制御電圧は、通常、ＰＷＭ信号である。ＰＷＭ信号の周波数は、二次側の共振回路に合わせて設定される。スイッチング素子Ａ３は制御電圧ＶＡ３により、スイッチング素子Ｂ３は制御電圧ＶＢ３によりそれぞれオンオフ制御される。スイッチング素子Ａ４は制御電圧ＶＡ４により、スイッチング素子Ｂ４は制御電圧ＶＢ４によりそれぞれオンオフ制御される。図示しないが、ＰＷＭ信号を生成する制御部が別途設けられる。 Each switching element of the switching unit is controlled on / off by a control voltage applied to a gate which is a control terminal. The on / off control voltage is usually a PWM signal. The frequency of the PWM signal is set according to the resonance circuit on the secondary side. The switching element A3 is the control voltage V A3, the switching element B3 are respectively turned on and off controlled by the control voltage V B3. The switching element A4 is on / off controlled by the control voltage V A4 and the switching element B4 is on / off controlled by the control voltage V B4 . Although not shown, a control unit for generating a PWM signal is separately provided.

（２−２）第２の実施形態の回路動作
図８及び図９を参照して、図７の非接触給電装置の回路動作を説明する。 (2-2) Circuit Operation of Second Embodiment The circuit operation of the contactless power supply device of FIG. 7 will be described with reference to FIGS.

図８（ａ）（ｂ）は、図７の回路において、入力端１に正の入力電圧ｖinが印加されるときの動作を示している。すなわち、入力電圧ｖinの位相が、入力端１が高電位、入力端２が低電位となるときに流れる電流を概略的に示している。このとき、第１スイッチング素子Ａ３と第２スイッチング素子Ｂ３が互いに背反的にオンオフ制御される。このオンオフ制御のためのＰＷＭ信号の周波数は、共振周波数と同じである。第３スイッチング素子Ａ４及び第４スイッチング素子Ｂ４は双方ともオフに維持される。   FIGS. 8A and 8B show an operation when a positive input voltage vin is applied to the input terminal 1 in the circuit of FIG. That is, the phase of the input voltage vin schematically indicates a current flowing when the input terminal 1 has a high potential and the input terminal 2 has a low potential. At this time, the first switching element A3 and the second switching element B3 are ON / OFF controlled contrary to each other. The frequency of the PWM signal for the on / off control is the same as the resonance frequency. The third switching element A4 and the fourth switching element B4 are both kept off.

図８（ａ）は、スイッチング素子Ａ３がオン、スイッチング素子Ｂ３がオフのモードＩにおける電流を示している。モードＩでは、入力電圧ｖinが二次コイルＮ３に印加される。入力電圧ｖinによる電流ｉａ３は、入力端１→スイッチング素子Ａ３→二次コイルＮ３（終端→始端）→ダイオードＤＡ４→入力端２の経路で流れる。   FIG. 8A shows the current in the mode I in which the switching element A3 is on and the switching element B3 is off. In the mode I, the input voltage vin is applied to the secondary coil N3. The current ia3 due to the input voltage Vin flows through a path from the input terminal 1 → the switching element A3 → the secondary coil N3 (end → start end) → the diode DA4 → the input terminal 2.

この電流ｉａ３が二次コイルＮ３に流れることによって、相互誘導により給電コイルＮ２に起電力を生じる。この起電力は、給電コイルＮ２の終端が正である。よって、給電コイルＮ２に電流ｉａ４が図示のように流れる。   When the current ia3 flows through the secondary coil N3, an electromotive force is generated in the feeding coil N2 by mutual induction. This electromotive force is positive at the end of the feeding coil N2. Therefore, the current ia4 flows through the power feeding coil N2 as illustrated.

図８（ｂ）は、スイッチング素子Ａ３がオフ、スイッチング素子Ｂ３がオンのモードIIにおける電流を示している。モードIIでは、入力電圧ｖinが一次コイルＮ１に印加される。入力電圧ｖinによる電流ｉｂ３は、入力端１→スイッチング素子Ｂ３→一次コイルＮ１（始端→終端）→ダイオードＤＢ４→入力端２の経路で流れる。   FIG. 8B shows a current in the mode II in which the switching element A3 is off and the switching element B3 is on. In the mode II, the input voltage vin is applied to the primary coil N1. The current ib3 due to the input voltage Vin flows through the path of the input terminal 1 → the switching element B3 → the primary coil N1 (start terminal → end) → diode DB4 → input terminal 2.

この電流ｉｂ３が一次コイルＮ１に流れることによって、相互誘導により給電コイルＮ２に起電力を生じる。この起電力は、給電コイルＮ２の始端が正であり、モードＩのときとは逆向きである。よって、給電コイルＮ２に電流ｉｂ４が図示のように流れる。   When the current ib3 flows through the primary coil N1, an electromotive force is generated in the feeding coil N2 by mutual induction. This electromotive force is positive at the start end of the power feeding coil N2, and is in the opposite direction to that in the mode I. Therefore, the current ib4 flows through the power feeding coil N2 as illustrated.

なお、モードＩの終了時にスイッチング素子Ａ３がオフになると二次コイルＮ３に逆起電力が生じるが、スイッチング素子Ａ４がオフでありかつダイオードＤＡ４（及びスイッチング素子Ａ４のボディダイオード）が逆バイアスであるので、入力側への還流は流れない。   When switching element A3 is turned off at the end of mode I, back electromotive force is generated in secondary coil N3, but switching element A4 is off and diode DA4 (and the body diode of switching element A4) is reverse biased. Therefore, no reflux to the input side flows.

同様に、モードIIの終了時にスイッチング素子Ｂ３がオフになると一次コイルＮ１に逆起電力が生じるが、スイッチング素子Ｂ４がオフでありかつダイオードＤＢ４（及びスイッチング素子Ｂ４のボディダイオード）が逆バイアスであるので、入力側への還流は流れない。   Similarly, when switching element B3 is turned off at the end of mode II, back electromotive force is generated in primary coil N1, but switching element B4 is off and diode DB4 (and the body diode of switching element B4) is reverse biased. Therefore, no reflux to the input side flows.

図９（ａ）（ｂ）は、図７の回路において、入力端２に正の入力電圧ｖinが印加されるときの動作を示している。すなわち、入力電圧ｖinの位相が、入力端１が低電位、入力端２が高電位となるときに流れる電流を概略的に示している。このとき、第３のスイッチング素子Ａ４と第４のスイッチング素子Ｂ４が互いに背反的にオンオフ制御される。このオンオフ制御のためのＰＷＭ信号の周波数は、共振周波数と同じである。第１のスイッチング素子Ａ３及び第２のスイッチング素子Ｂ３は双方ともオフに維持される。   FIGS. 9A and 9B show an operation when a positive input voltage vin is applied to the input terminal 2 in the circuit of FIG. That is, the phase of the input voltage vin schematically indicates a current flowing when the input terminal 1 has a low potential and the input terminal 2 has a high potential. At this time, the third switching element A4 and the fourth switching element B4 are on / off controlled reciprocally. The frequency of the PWM signal for the on / off control is the same as the resonance frequency. The first switching element A3 and the second switching element B3 are both kept off.

図９（ａ）は、スイッチング素子Ａ４がオン、スイッチング素子Ｂ４がオフのモードIIIにおける電流を示している。モードIIIでは、入力電圧ｖinが二次コイルＮ３に印加される。入力電圧ｖinによる電流ｉａ５は、入力端２→スイッチング素子Ａ４→二次コイルＮ３（始端→終端）→ダイオードＤＡ３→入力端１の経路で流れる。   FIG. 9A shows the current in the mode III in which the switching element A4 is on and the switching element B4 is off. In mode III, the input voltage vin is applied to the secondary coil N3. The current ia5 due to the input voltage Vin flows through the path of the input terminal 2 → the switching element A4 → the secondary coil N3 (start terminal → end) → diode DA3 → input terminal 1.

この電流ｉａ５が二次コイルＮ３に流れることによって、相互誘導により給電コイルＮ２に起電力を生じる。この起電力は、給電コイルＮ２の始端が正である。よって、給電コイルＮ２に電流ｉａ６が図示のように流れる。   When the current ia5 flows through the secondary coil N3, an electromotive force is generated in the feeding coil N2 by mutual induction. This electromotive force is positive at the starting end of the feeding coil N2. Therefore, the current ia6 flows through the power feeding coil N2 as illustrated.

図９（ｂ）は、スイッチング素子Ａ４がオフ、スイッチング素子Ｂ４がオンのモードIVにおける電流を示している。モードIVでは、入力電圧ｖinが一次コイルＮ１に印加される。入力電圧ｖinによる電流ｉｂ５は、入力端２→スイッチング素子Ｂ４→一次コイルＮ１（終端→始端）→ダイオードＤＢ３→入力端１の経路で流れる。   FIG. 9B shows the current in the mode IV in which the switching element A4 is off and the switching element B4 is on. In the mode IV, the input voltage vin is applied to the primary coil N1. The current ib5 due to the input voltage Vin flows through the path from the input terminal 2 → the switching element B4 → the primary coil N1 (end → start end) → the diode DB3 → the input terminal 1.

この電流ｉｂ５が一次コイルＮ１に流れることによって、相互誘導により給電コイルＮ２に起電力を生じる。この起電力は、給電コイルＮ２の終端が正であり、モードIIIのときとは逆向きである。よって、給電コイルＮ２に電流ｉｂ６が図示のように流れる。   When the current ib5 flows through the primary coil N1, an electromotive force is generated in the feeding coil N2 by mutual induction. This electromotive force is positive at the end of the feeding coil N2, and is in the opposite direction to that in the mode III. Therefore, the current ib6 flows through the power feeding coil N2 as illustrated.

モードＩ、IIのときと同様に、モードIII、IVにおいてもスイッチング素子Ａ４、Ｂ４がオフになると二次コイルＮ３、Ｎ１に逆起電力が生じるが、スイッチング素子Ａ３、Ｂ３がオフでありかつダイオードＤＡ３、ＤＢ３（及びスイッチング素子Ａ３、Ｂ３の各ボディダイオード）が逆バイアスであるので、入力側への還流は流れない。   As in modes I and II, in modes III and IV, when switching elements A4 and B4 are turned off, back electromotive force is generated in secondary coils N3 and N1, but switching elements A3 and B3 are off and diodes Since DA3 and DB3 (and the body diodes of the switching elements A3 and B3) are reverse-biased, no return to the input side flows.

入力電圧ｖinが正弦波交流の場合、位相が０°〜１８０°の間は図８に示したモードＩとモードIIが繰り返され、位相１８０°〜３６０°の間は図９に示したモードIIIとモードIVが繰り返される。なお、入力電圧ｖinの位相は、図示しない制御部により検知され、制御部は、検知結果に応じて各スイッチング素子に適切なＰＷＭ信号を出力する。これにより、給電コイルＮ２とコンデンサＣからなる共振回路は、共振周波数の交流電流が流れて共振する。この共振回路は、スイッチング部により直接スイッチング駆動されず、トランスＴの相互誘導を介して駆動されるので、実質的に自由共振を行うことができる。   When the input voltage vin is a sine wave alternating current, the mode I and the mode II shown in FIG. 8 are repeated during the phase of 0 ° to 180 °, and the mode III shown in FIG. 9 during the phase of 180 ° to 360 °. And Mode IV are repeated. The phase of the input voltage vin is detected by a control unit (not shown), and the control unit outputs an appropriate PWM signal to each switching element according to the detection result. As a result, the resonance circuit including the power supply coil N2 and the capacitor C resonates when an alternating current having a resonance frequency flows. This resonance circuit is not directly switched and driven by the switching unit but is driven through mutual induction of the transformer T, so that substantially free resonance can be performed.

第２の実施形態においても第１の実施形態と同様に、スイッチング部のスイッチング制御において、共振回路の交流電流のゼロ点に精確に合わせるゼロクロススイッチングの必要がない。これにより制御部をシンプルとすることができる。   Also in the second embodiment, as in the first embodiment, in the switching control of the switching unit, there is no need for zero-cross switching to precisely match the zero point of the alternating current of the resonance circuit. Thereby, the control unit can be simplified.

第２の実施形態においても、図４に示した実施例と同様に、１つのトランスＴにおいて、一次コイルＮ１及び二次コイルＮ３とスイッチング部との組合せを複数組設けることができる。それら複数のスイッチング部の各々には、別個の電力供給源からの入力電圧を入力することができる。   Also in the second embodiment, as in the example shown in FIG. 4, in one transformer T, a plurality of combinations of the primary coil N1 and the secondary coil N3 and the switching unit can be provided. Each of the plurality of switching units can receive an input voltage from a separate power supply source.

１０、１０Ａ 給電装置
Ｔ トランス
Ｎ１、Ｎ１１、Ｎ１２、Ｎ１３ 一次コイル（駆動コイル）
Ｎ２ 二次コイル（給電コイル）
Ｎ３ 二次コイル（駆動コイル）
Ｃ コンデンサ
Ａ１、Ａ２、Ｂ１、Ｂ２ スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）
Ａ３、Ｂ３、Ａ４、Ｂ４ スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）
ＤＡ１、ＤＢ１ 逆流防止ダイオード
ＤＡ３、ＤＢ３、ＤＡ４、ＤＢ４ ダイオード
２０ 受電装置 10, 10A power supply device T transformer N1, N11, N12, N13 Primary coil (drive coil)
N2 secondary coil (feeding coil)
N3 secondary coil (drive coil)
C Capacitor A1, A2, B1, B2 Switching element (MOSFET)
A3, B3, A4, B4 Switching element (MOSFET)
DA1, DB1 Backflow prevention diode DA3, DB3, DA4, DB4 Diode 20 Power receiving device

Claims (6)

磁界共振方式の非接触給電装置において、
少なくとも１つの一次コイルと少なくとも１つの二次コイルとを有するトランスと、
１つの前記二次コイルを給電コイルとし、前記給電コイルとコンデンサにより構成される共振回路と、
前記トランスにおける相互誘導により前記給電コイルに交流電流が流れるように、前記一次コイル又は前記給電コイル以外の二次コイルをスイッチング駆動するスイッチング部と、を備えたことを特徴とする非接触給電装置。 In the magnetic resonance type wireless power transfer device,
A transformer having at least one primary coil and at least one secondary coil;
A resonance circuit including one of the secondary coils as a power supply coil and the power supply coil and a capacitor;
A non-contact power supply device, comprising: a switching unit that switches and drives the primary coil or a secondary coil other than the power supply coil so that an alternating current flows through the power supply coil by mutual induction in the transformer. 直流電圧が入力される前記スイッチング部が、
前記一次コイルに交互に逆向きに電流が流れるように、前記一次コイルをスイッチング駆動可能な回路を有することを特徴とする請求項１に記載の非接触給電装置。 The switching unit to which a DC voltage is input,
The wireless power supply device according to claim 1, further comprising a circuit capable of switchingly driving the primary coil so that a current flows in the primary coil alternately in an opposite direction. 前記一次コイルに生じる逆起電力による入力側への還流を阻止するために前記一次コイルを含む電流路に直列接続された逆流防止ダイオードを有することを特徴とする請求項２に記載の非接触給電装置。   The non-contact power supply according to claim 2, further comprising a backflow prevention diode connected in series to a current path including the primary coil to prevent a return to an input side due to a back electromotive force generated in the primary coil. apparatus. 第１及び第２の入力端に交流電圧が入力される前記スイッチング部が、
前記第１の入力端にそれぞれ一端が接続された第１及び第２のスイッチング素子と、
前記第２の入力端にそれぞれ一端が接続された第３及び第４のスイッチング素子と、
前記第１〜第４の各スイッチング素子とそれぞれ並列に配置され前記入力端へ向かう電流を通過可能とする第１〜第４の整流要素と、を有し、
前記トランスが、前記給電コイル以外の別の二次コイルを有し、
前記第１及び第４のスイッチング素子の各他端が前記別の二次コイルの終端及び始端にそれぞれ接続されると共に、前記第２及び第３のスイッチング素子の各他端が前記一次コイルの始端及び終端にそれぞれ接続されており、
前記第１の入力端に正の入力電圧が印加されるとき、前記第１及び第２のスイッチング素子が背反的にオンオフ制御されると共に前記第３及び第４のスイッチング素子はオフに維持され、かつ、
前記第２の入力端に正の入力電圧が印加されるとき、前記第３及び第４のスイッチング素子が背反的にオンオフ制御されると共に前記第１及び第２のスイッチング素子はオフに維持されることを特徴とする請求項１に記載の非接触給電装置。 The switching unit, to which an AC voltage is input to first and second input terminals,
First and second switching elements each having one end connected to the first input end;
Third and fourth switching elements each having one end connected to the second input end;
First to fourth rectifying elements arranged in parallel with the first to fourth switching elements and capable of passing a current toward the input terminal,
The transformer has another secondary coil other than the power supply coil,
The other ends of the first and fourth switching elements are respectively connected to the end and the start of the another secondary coil, and the other ends of the second and third switching elements are connected to the start of the primary coil. And the terminal respectively,
When a positive input voltage is applied to the first input terminal, the first and second switching elements are on / off controlled contradictoryly, and the third and fourth switching elements are maintained off, And,
When a positive input voltage is applied to the second input terminal, the third and fourth switching elements are turned on / off in a reciprocal manner, and the first and second switching elements are kept off. The wireless power supply device according to claim 1, wherein: １つの前記トランスにおいて、前記一次コイルと前記スイッチング部との組合せが複数組設けられており、各前記スイッチング部に別個の入力電圧が入力されることを特徴とする請求項２又は３に記載の非接触給電装置。   4. The one transformer according to claim 2, wherein a plurality of combinations of the primary coil and the switching unit are provided, and a separate input voltage is input to each of the switching units. Non-contact power supply. １つの前記トランスにおいて、前記一次コイル及び前記別の二次コイルと前記スイッチング部との組合せが複数組設けられており、各前記スイッチング部に別個の入力電圧が入力されることを特徴とする請求項４に記載の非接触給電装置。   In one of the transformers, a plurality of combinations of the primary coil and the another secondary coil and the switching unit are provided, and a separate input voltage is input to each of the switching units. Item 5. A non-contact power supply device according to Item 4.
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