JP2019193494A - Control system design method for grid-connected inverter system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、系統と該系統に対する電力供給源として動作する少なくとも1つのインバータとを備えた系統連系インバータシステムを制御するための制御系の設計方法に関する。 The present invention relates to a control system design method for controlling a grid-connected inverter system that includes a grid and at least one inverter that operates as a power supply source for the grid.
近年、太陽電池や二次電池等から出力される直流電力をインバータによって50/60[Hz]の交流電力に変換し、変換後の電力を商用送配電系統(以下、単に「系統」という)に供給する非電力事業者や個人が急増している。このため、今日の系統には、多種多様なインバータが並列に接続されている。なお、本明細書では、系統と該系統に対する電力供給源として動作する少なくとも1つのインバータとを備えたものを、「系統連系インバータシステム」または単に「システム」と呼ぶ。 In recent years, DC power output from solar cells, secondary batteries, etc. is converted into AC power of 50/60 [Hz] by an inverter, and the converted power is converted into a commercial power distribution system (hereinafter simply referred to as “system”). The number of non-electric power providers and individuals to supply is increasing rapidly. For this reason, a wide variety of inverters are connected in parallel to today's systems. In the present specification, a device including a system and at least one inverter that operates as a power supply source for the system is referred to as a “system interconnection inverter system” or simply “system”.
個々のインバータに対して、エネルギー関数(例えば、リアプノフ関数)に基づいた制御等の安定性を考慮した好適な制御が適用される場合、システムの安定性は確保される。しかしながら、このような制御では、自由度の一部が安定性の確保のために使用される。このため、このような制御が適用されたインバータは、系統電力の正弦波形に対する応答性が悪いという問題があった。 When suitable control considering stability such as control based on an energy function (for example, Lyapunov function) is applied to each inverter, the stability of the system is ensured. However, in such control, a part of the degree of freedom is used for ensuring stability. For this reason, the inverter to which such control is applied has a problem that the responsiveness to the sinusoidal waveform of the system power is poor.
この問題を解決するべく、本発明者らは、非特許文献1において、系統連系インバータシステムの制御系をフィードバック制御系とフィードフォワード制御系とで構成する手法を提案した。この手法によれば、フィードバック制御系で応答性を確保しながら、あてはめにより設計した伝達関数Hを用いたフィードフォワード制御系で安定性を確保することができる。 In order to solve this problem, the present inventors have proposed a method of configuring a control system of a grid-connected inverter system by a feedback control system and a feedforward control system in Non-Patent Document 1. According to this method, stability can be ensured in the feedforward control system using the transfer function H designed by fitting while ensuring responsiveness in the feedback control system.
しかしながら、上記従来の手法を適用しただけでは、実使用において考慮すべき周波数帯(10〜数k[Hz])での安定性を十分に確保できない場合があった。 However, there are cases where the stability in the frequency band (10 to several k [Hz]) to be considered in actual use cannot be sufficiently ensured only by applying the conventional method.
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、インバータの応答性およびシステムの安定性の両方を従来の手法よりも確実に確保することができる、系統連系インバータシステムの制御系の設計方法を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and the problem is that it is possible to ensure both the response of the inverter and the stability of the system more reliably than the conventional method. The object is to provide a control system design method for an inverter system.
上記課題を解決するために、本発明に係る設計方法は、系統と該系統に対する電力供給源として動作する少なくとも1つのインバータとを備えた系統連系インバータシステムを制御するための、フィードバック制御系およびフィードフォワード制御系を含む制御系の設計方法であって、[1]フィードバック制御系を構成する正弦波補償器を設計する第1ステップと、[2]フィードフォワード制御系の伝達関数Hi(ただし、Hi=H^i・Fi、iはこのステップの実行回数)を構成する2次以下の主特性部H^iと該主特性部H^iにより伝達される信号の帯域を制限する2次以下のフィルタ特性部Fiとをインバータが受動的となるように設計する第2ステップと、[3]第2ステップにおいてこれまでに設計された全ての伝達関数Hiの組み合わせH1+H2+H3+・・・によるフィードフォワード制御でインバータの受動化が達成されたか否かを判定する第3ステップと、[4]第3ステップにおいて受動化が達成されたと判定された場合は、伝達関数Hiの組み合わせH1+H2+H3+・・・をフィードフォワード制御系の最終的な伝達関数Hとして設計を終了し、第3ステップにおいて受動化が達成されなかったと判定された場合は、第2ステップを再度実行させる第4ステップと、を備えている。 In order to solve the above problem, a design method according to the present invention includes a feedback control system for controlling a grid-connected inverter system including a grid and at least one inverter that operates as a power supply source for the grid, and A control system design method including a feedforward control system, wherein [1] a first step of designing a sine wave compensator constituting the feedback control system, and [2] a transfer function H i of the feedforward control system (however, , H i = H ^ i · F i, i limits the bandwidth of the signal transmitted by the main characteristic portion H ^ i and main characteristics section H ^ i of the secondary or less constituting the execution count) of the step A second step of designing the second or lower order filter characteristic part F i so that the inverter is passive, and [3] all transfer functions designed so far in the second step. A third step of determining whether Passivation inverter is achieved by feedforward control by combining H 1 + H 2 + H 3 + ··· number H i, passivation is achieved in [4] Third step If it is determined that the transfer function H i is combined, the design is finished with the combination H 1 + H 2 + H 3 +... Of the transfer function H i as the final transfer function H of the feedforward control system, and passivation is achieved in the third step. When it is determined that there is not, a fourth step is included in which the second step is executed again.
上記設計方法は、第1ステップにおいて、正弦波補償器を最適制御法により設計する、との構成を有していてもよい。 In the first step, the design method may have a configuration in which the sine wave compensator is designed by an optimal control method.
また、上記設計方法は、第2ステップにおいて、主特性部H^iおよびフィルタ特性部Fiをあてはめにより設計する、との構成を有していてもよい。なお、設計されるフィルタ特性部Fiは、1次のローパスフィルタ、1次のハイパスフィルタおよび2次のバンドパスフィルタのいずれかであってもよいし、1次の第1フィルタ特性部Fi1および1次の第2フィルタ特性部Fi2の積Fi1・Fi2であってもよい。 Further, the design method may have a configuration in which the main characteristic portion H ^ i and the filter characteristic portion F i are designed by fitting in the second step. The designed filter characteristic unit F i may be any one of a first-order low-pass filter, a first-order high-pass filter, and a second-order band-pass filter, or a first-order first filter characteristic unit F i1. And the product F i1 · F i2 of the first-order second filter characteristic unit F i2 .
また、上記設計方法は、第3ステップにおいて、インバータの出力アドミタンスYoの位相が−90[°]〜+90[°]の範囲に収まっている場合に受動化が達成されたと判定する、との構成を有していてもよい。 Moreover, the design method, in the third step, the output admittance Y o of the inverter phase -90 [°] ~ + 90 determines that passivated if within the range of [°] is achieved, and the You may have a structure.
本発明によれば、インバータの応答性およびシステムの安定性の両方を従来の手法よりも確実に確保することができる、系統連系インバータシステムの制御系の設計方法を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a design method for a control system of a grid-connected inverter system that can ensure both the response of the inverter and the stability of the system more reliably than the conventional method.
以下、添付図面を参照しつつ、本発明に係る系統連系インバータシステムの制御系の設計方法について説明する。 Hereinafter, a control system design method for a grid-connected inverter system according to the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
(系統連系インバータシステムの構成および安定性)
図1に、本発明に係る設計方法によって設計された制御系によって制御される系統連系インバータシステム1を示す。同図に示すように、系統連系インバータシステム1は、系統インダクタ3を有する系統2と該系統2に対して並列に接続されたN台(ただし、Nは1以上の整数)のインバータ(第1インバータINV1,第2インバータINV2,・・・,第NインバータINVN)とを備えている。各インバータINV1,INV2,・・・,INVNは、系統2に対する電力供給源として動作する。
(Configuration and stability of grid-connected inverter system)
FIG. 1 shows a grid-connected inverter system 1 controlled by a control system designed by the design method according to the present invention. As shown in the figure, a grid-connected inverter system 1 includes a grid 2 having a grid inductor 3 and N inverters (where N is an integer equal to or greater than 1) connected in parallel to the grid 2. 1 inverter INV 1 , second inverter INV 2 ,..., Nth inverter INV N ). Each inverter INV 1 , INV 2 ,..., INV N operates as a power supply source for the grid 2.
系統2の一端を基準としたときの他端の電位はVsであり、系統連系点4の一方を基準としたときの他方の電位はVgcである。また、系統インダクタ3のインダクタンスはLsである。 The potential at the other end when one end of the grid 2 is used as a reference is V s , and the other potential when one of the grid interconnection points 4 is used as a reference is V gc . Further, the inductance of the line inductor 3 is L s.
図2に示すように、第1インバータINV1は、直流電源5と、単相ブリッジ6を構成する4つのスイッチ素子SW1,SW2,SW3,SW4と、単相ブリッジ6の出力側に設けられたLCL形のフィルタ7と、系統連系点4に接続される出力端子11,11とを備えている。フィルタ7は、出力電流(後述する電流IL2)の高調波を抑制するためのもので、第1インダクタ8と、第2インダクタ9と、キャパシタ10とを含んでいる。また、スイッチ素子SW1,SW2,SW3,SW4は、不図示の制御部によってオン/オフが制御されるよう構成されている。 As shown in FIG. 2, the first inverter INV 1 includes a DC power supply 5, four switch elements SW 1 , SW 2 , SW 3 , SW 4 constituting the single-phase bridge 6, and the output side of the single-phase bridge 6. And an output terminal 11 connected to the grid connection point 4. The filter 7 is for suppressing harmonics of the output current (current I L2 described later), and includes a first inductor 8, a second inductor 9, and a capacitor 10. The switch elements SW 1, SW 2, SW 3 , SW 4 is turned on / off by a control unit (not shown) is configured to be controlled.
直流電源5が出力する電圧をEとすると、単相ブリッジ6の出力電圧はuE(ただし、指令値uは、−1≦u≦1)となる。第1インダクタ8を流れる電流はIL1、第2インダクタ9を流れる電流はIL2、キャパシタ10に発生する電圧はvcである。また、第1インダクタ8のインダクタンスはL1、第2インダクタ9のインダクタンスはL2、キャパシタ10のキャパシタンスはCである。電流IL2は、第1インバータINV1の出力電流となる。 When the voltage output from the DC power supply 5 is E, the output voltage of the single-phase bridge 6 is uE (where the command value u is −1 ≦ u ≦ 1). Current flowing through the first inductor 8 I L1, the current flowing through the second inductor 9 voltage generated in the I L2, capacitor 10 is v c. The inductance of the first inductor 8 is L 1 , the inductance of the second inductor 9 is L 2 , and the capacitance of the capacitor 10 is C. Current I L2 is a first output current of the inverter INV 1.
他のインバータINV2,・・・,第NインバータINVNも第1インバータINV1と同様の構成を有している。しかしながら、これは単なる一例であって、インバータINV1,INV2,・・・,INVNの構成は、同一であってもよいし、異なっていてもよい。 The other inverters INV 2 ,..., The N-th inverter INV N have the same configuration as the first inverter INV 1 . However, this is merely an example, and the configurations of the inverters INV 1 , INV 2 ,..., INV N may be the same or different.
系統連系インバータシステム1は、図3に示す等価回路で表すことができる。つまり、各インバータINV1,INV2,・・・,INVNは、電流源Ij(ただし、j=1,2,・・・,N)と出力アドミタンスYj(ただし、j=1,2,・・・,N)のノートンの回路で表すことができる。また、系統側は、系統インピーダンスZs(ただし、Zs=jωLs)と電圧源Vsのテブナンの回路で表すことができる。 The grid interconnection inverter system 1 can be represented by an equivalent circuit shown in FIG. That is, each of the inverters INV 1 , INV 2 ,..., INV N includes a current source I j (where j = 1, 2,..., N) and an output admittance Y j (where j = 1, 2). ,..., N) can be represented by a Norton circuit. Further, the system side can be represented by a Thevenin circuit of system impedance Z s (where Z s = jωL s ) and voltage source V s .
図3に示す等価回路は、図4に示す等価回路に書き換えることもできる。ただし、Yoは、全インバータINV1,INV2,・・・,INVNの出力アドミタンスY1,Y2,・・・,YNの和である。また、Ioは、全インバータINV1,INV2,・・・,INVNの電流I1,I2,・・・,INが出力する電流の和である。 The equivalent circuit shown in FIG. 3 can be rewritten to the equivalent circuit shown in FIG. However, Y o is the total inverter INV 1, INV 2, · · ·, the output of INV N admittance Y 1, Y 2, · · ·, is the sum of Y N. Also, I o is the total inverter INV 1, INV 2, · · ·, current I 1 of the INV N, I 2, · · ·, which is the sum of the currents I N outputs.
ここで、図4に示す等価回路では、周波数領域において次式が成立する。
(系統連系インバータシステムの状態方程式)
図1および図2に示す系統連系インバータシステム1の連続系における状態方程式は、状態変数をxとすると、以下の通りとなる。
The state equation in the continuous system of the grid-connected inverter system 1 shown in FIGS. 1 and 2 is as follows, where the state variable is x.
これをサンプリング周期Ts[s]で離散化すると、式(4)が得られる。
(系統連系インバータシステムの制御系の設計方法)
本発明に係る設計方法は、全体として受動的となるようにインバータINV1,INV2,・・・,INVNを制御する制御系を設計する方法である。本発明に係る設計方法によって設計された制御系は、応答性を確保するためのフィードバック制御系による出力アドミタンスYfbと、受動性(すなわち、系統連系インバータシステム1の安定性)を確保するためのフィードフォワード制御系による出力アドミタンスYffとの和によって出力アドミタンスYoが表されるように、インバータINV1,INV2,・・・,INVNを制御する。したがって、本発明を適用する場合、系統連系インバータシステム1の等価回路は、図5に示す通りとなる。この等価回路では、次式が成立する。
The design method according to the present invention is a method for designing a control system for controlling the inverters INV 1 , INV 2 ,..., INV N so as to be passive as a whole. The control system designed by the design method according to the present invention ensures output admittance Y fb by the feedback control system for ensuring responsiveness and passivity (that is, stability of the grid-connected inverter system 1). The inverters INV 1 , INV 2 ,..., INV N are controlled such that the output admittance Y o is represented by the sum of the output admittance Y ff by the feedforward control system. Therefore, when the present invention is applied, an equivalent circuit of the grid interconnection inverter system 1 is as shown in FIG. In this equivalent circuit, the following equation holds.
また、本発明に係る設計方法によって設計された制御系は、特許文献1に記載の従来の手法とは異なり、出力アドミタンスYffが複数の出力アドミタンスYff1,Yff2・・・,YffM(ただし、Mは2以上の整数)の和によって表されるように、インバータINV1,INV2,・・・,INVNを制御する。したがって、式(6)は、式(7)のように書き換えることができる。
図6に、本発明に係る設計方法によって設計された制御系を示す。同図に示すように、この制御系は、主回路部およびデジタル回路部で構成されている。本発明に係る設計方法は、この制御系のうち、特に、フィードバック制御系を構成する正弦波補償器の伝達関数Gおよび状態フィードバック係数ベクトルfと、フィードフォワード制御系の伝達関数Hとを設計する。なお、図中のirは、正弦波基準波形である。また、正弦波補償器の伝達関数Gは、次式で表される。ただし、式(8)中のk1,k2は、制御ゲインである。
図6に示した制御系では、周波数領域において以下の状態方程式が成立する。
上記の通り、本発明に係る設計方法によって設計された制御系は、フィードフォワード制御系による出力アドミタンスYffが複数の出力アドミタンスYff1,Yff2・・・,YffMの和によって表されるように、インバータINV1,INV2,・・・,INVNを制御する。このため、式(12)中の伝達関数Hは、式(13)のように書き換えることができる。
本発明に係る設計方法は、式(13)中の伝達関数H1を2次以下の主特性部H^1と該主特性部H^1により伝達される信号の帯域を制限する2次以下のフィルタ特性部F1との積により構成する。他の伝達関数H2,H3・・・,HMについても同様である。したがって、本発明に係る設計方法によって設計された制御系では、次式が成立する。ただし、i=1,2,・・・,Mである。
ここで、主特性部H^iは、例えば、次式のような形式を有している。ただし、a0,a1,a2,b1,b2は、あてはめにより決定される係数である。
また、フィルタ特性部Fiは、例えば、次式のような形式を有した1次のローパスフィルタまたは1次のハイパスフィルタである。ただし、c0,c1,d1は、あてはめにより決定される係数である。
図7に、本発明に係る設計方法のフロー図を示す。同図に示すように、本発明に係る設計方法は、第1ステップS1〜第6ステップS6で構成されている。 FIG. 7 shows a flow diagram of the design method according to the present invention. As shown in the figure, the design method according to the present invention includes a first step S1 to a sixth step S6.
第1ステップS1では、フィードバック制御系を構成する正弦波補償器を最適制御法等の既知の手法により設計する。より詳しくは、第1ステップS1では、状態フィードバック係数ベクトルfおよび式(8)中の制御ゲインk1,k2を決定する。 In the first step S1, the sine wave compensator constituting the feedback control system is designed by a known method such as an optimal control method. More specifically, in the first step S1, the state feedback coefficient vector f and the control gains k 1 and k 2 in the equation (8) are determined.
第2ステップS2では、変数iを初期値である1に設定する。 In the second step S2, the variable i is set to 1 which is an initial value.
第3ステップS3では、フィードフォワード制御系の伝達関数H1を設計する。より詳しくは、第3ステップS3では、インバータINV1,INV2,・・・,INVNが全体として受動的となるように、主特性部H^1に含まれる係数a0,a1,a2,b1,b2をあてはめにより決定するとともに、主特性部H^1によって伝達される信号の帯域を部分的に制限するフィルタ特性部F1に含まれる係数c0,c1,d1をあてはめにより決定する。例えば、主特性部H^1によって伝達される信号の高域部分に受動化を妨げる要素がある場合は、フィルタ特性部F1がローパスフィルタとなるように係数c0,c1,d1を決定し、主特性部H^1によって伝達される信号の低域部分に受動化を妨げる要素がある場合は、フィルタ特性部F1がハイパスフィルタとなるように係数c0,c1,d1を決定する。また、主特性部H^1によって伝達される信号の高域部分および低域部分に受動化を妨げる要素がある場合は、フィルタ特性部F1=F1L・F1HがバンドパスフィルタとなるようにF1LおよびF1Hの係数c0,c1,d1を決定する。 In the third step S3, to design the transfer function H 1 of the feedforward control system. More specifically, in the third step S3, the coefficients a 0 , a 1 , a included in the main characteristic portion H ^ 1 are set so that the inverters INV 1 , INV 2 ,..., INV N are passive as a whole. 2, b 1, and determines by fitting the b 2, the coefficient contained a band of the signal transmitted by the main characteristic portion H ^ 1 to the filter characteristic portions F 1 which partially restricted c 0, c 1, d 1 Is determined by fitting. For example, if there is an element that prevents passivation in the high frequency part of the signal transmitted by the main characteristic part H ^ 1 , the coefficients c 0 , c 1 , and d 1 are set so that the filter characteristic part F 1 becomes a low-pass filter. If there is an element that is determined and interferes with passivation in the low-frequency part of the signal transmitted by the main characteristic part H ^ 1 , the coefficients c 0 , c 1 , d 1 are set so that the filter characteristic part F 1 becomes a high-pass filter. To decide. In addition, when there are elements that prevent passivation in the high-frequency part and low-frequency part of the signal transmitted by the main characteristic part H ^ 1 , the filter characteristic part F 1 = F 1L · F 1H is a band-pass filter. Then, the coefficients c 0 , c 1 , and d 1 of F 1L and F 1H are determined.
第4ステップS4では、前述の安定性確認手法により、伝達関数H1(=H^1・F1)によるフィードフォワード制御で受動化が達成されたか否かを判定する。ここで、2次以下の比較的シンプルな主特性部H^1およびフィルタ特性部F1の組み合わせでは、係数をどのように選択してもインバータINV1,INV2,・・・,INVNの十分な受動化が達成できない場合があり得る。このような場合、本発明に係る設計方法では、変数iに1を加算し、フィードフォワード制御系の伝達関数H2を設計する(第5ステップS5および第3ステップS3参照)。一方、受動化が達成できた場合は、伝達関数H1を最終的な伝達関数Hとして、設計を終了する(第6ステップS6参照)。 In the fourth step S4, it is determined whether or not the passivation is achieved by the feedforward control by the transfer function H 1 (= H ^ 1 · F 1 ) by the above-described stability confirmation method. Here, in the relatively simple main characteristic portion H ^ 1 and the combination of the filter characteristic portion F 1 of the second order below, the inverter INV 1, INV 2 be selected how the coefficients, ..., the INV N There may be cases where sufficient passivation cannot be achieved. In such a case, in the design method according to the present invention, by adding 1 to the variable i, to design the transfer function of H 2 feed forward control system (see the fifth step S5 and the third step S3). On the other hand, if the passivation could be achieved, the transfer function H 1 as the final transfer function H, and ends the design (see sixth step S6).
なお、第3ステップS3で設計する主特性部H^1およびフィルタ特性部F1を3次以上の高次なものとすれば、第4ステップS4で受動化が達成できていないとの判定がなされることをある程度防ぐことができる。しかしながら、3次以上の主特性部H^1およびフィルタ特性部F1を使用することは、第3ステップS3における計算が非常に複雑化するので、現実的ではない。 Incidentally, the determination of when the main characteristic portion H ^ 1 and the filter characteristic portion F 1 designed at the third step S3 3 or higher order such as the passive reduction in the fourth step S4 is not achieved Can be prevented to some extent. However, 3 the use of the following more main characteristic portion H ^ 1 and the filter characteristic portions F 1, since the calculation in the third step S3 is very complicated, not realistic.
2回目に実行される第4ステップS4では、伝達関数H1+H2によるフィードフォワード制御で受動化が達成されたか否かを判定する。また、3回目に実行される第4ステップS4では、伝達関数H1+H2+H3によるフィードフォワード制御で受動化が達成されたか否かを判定する。このように、第4ステップS4では、これまでに設計された全ての伝達関数Hiの組み合わせH1+H2+H3+・・・によるフィードフォワード制御で受動化が達成されたか否かを判定する。 In the fourth step S4 executed for the second time, it is determined whether or not the passivation is achieved by the feedforward control by the transfer function H 1 + H 2 . Further, in the fourth step S4 executed for the third time, it is determined whether or not the passivation is achieved by the feedforward control by the transfer function H 1 + H 2 + H 3 . As described above, in the fourth step S4, it is determined whether or not the passivation is achieved by the feedforward control using the combinations H 1 + H 2 + H 3 +... Of all the transfer functions H i designed so far. .
第3ステップS3、第4ステップS4および第5ステップS5は、第4ステップS4において受動化が達成されたとの判定がなされるまで繰り返し実行される。 The third step S3, the fourth step S4, and the fifth step S5 are repeatedly executed until it is determined in the fourth step S4 that the passivation has been achieved.
(具体的な設計例)
続いて、本発明に係る設計方法による具体的な設計例について説明する。なお、本例では、系統2に1台のインバータ(第1インバータINV1)が接続されているものとする。また、本例では、第1インバータINV1等の回路パラメータを表1の通りとする。
Next, a specific design example using the design method according to the present invention will be described. In this example, it is assumed that one inverter (first inverter INV 1 ) is connected to the system 2. In this example, the circuit parameters of the first inverter INV 1 and the like are as shown in Table 1.
最初に、図7に示したフローにしたがい、最適制御法により状態フィードバック係数ベクトルfおよび制御ゲインk1,k2を決定する(第1ステップS1)。その結果を表2に示す。
図8に、出力アドミタンスYo=Yfbとした場合(すなわち、YfbにYffを加算しない場合)の、出力アドミタンスYoの振幅特性および位相特性を示す。同図に示すように、出力アドミタンスYo(=Yfb)の位相は、50[Hz]近傍において急激に変化して90[°]を超える。このことは、第1インバータINV1が受動的ではないことを示している。つまり、このことは、系統インピーダンスZsによっては系統連系インバータシステム1が安定ではない場合があることを示している。 8, when the output admittance Y o = Y fb (i.e., when not adding Y ff the Y fb), represents the amplitude and phase characteristics of the output admittance Y o. As shown in the figure, the phase of the output admittance Y o (= Y fb ) suddenly changes in the vicinity of 50 [Hz] and exceeds 90 [°]. This indicates that the first inverter INV 1 is not passive. In other words, this is, by system impedance Z s utility interactive inverter system 1 indicates that there may not be stable.
そこで、これを修正するべく、式(17)のような特性を有する出力アドミタンスYff1に対応する伝達特性H1(=H^1・F1)を設計する(第3ステップS3)。ただし、式(17)中のRd、LdおよびCdの値は、問題となっている帯域において出力アドミタンスYff1の影響がもっとも大きくなるように設定した(表3参照)。
あてはめにより決定した主特性部H^1およびフィルタ特性部F1(ローパスフィルタ)の係数は表4および表5に示す通りである。
図9に、出力アドミタンスYo=Yfb+Yff1とした場合の、出力アドミタンスYoの振幅特性および位相特性を示す。これらは、出力アドミタンスYff1を追加することにより大幅に改善されたものの、依然として受動化が達成できていない帯域(50〜60[Hz])が存在していることを示している(第4ステップS4の判定の結果が“No”)。 FIG. 9 shows the amplitude characteristic and phase characteristic of the output admittance Y o when the output admittance Y o = Y fb + Y ff1 . These indicate that there is a band (50 to 60 [Hz]) that has been greatly improved by adding the output admittance Y ff1 but has not yet been passivated (fourth step). The result of determination in S4 is “No”).
そこで、この帯域における受動化を達成するべく、出力アドミタンスYff2に対応する伝達特性H2(=H^2・F2L・F2H)を設計する(2回目の第3ステップS3)。表6、表7および表8に、あてはめにより決定した主特性部H^2、フィルタ特性部F2L(ローパスフィルタ)およびフィルタ特性部F2H(ハイパスフィルタ)の係数を示す。
図10に、出力アドミタンスYo=Yfb+Yff1+Yff2とした場合の、出力アドミタンスYoの振幅特性および位相特性を示す。これらは、出力アドミタンスYff2をさらに追加することにより、全ての帯域において受動化が達成できたことを示している(第4ステップS4の判定の結果が“Yes”)。 10, in the case where the output admittance Y o = Y fb + Y ff1 + Y ff2, shows the amplitude characteristics and phase characteristics of the output admittance Y o. These indicate that the passivation can be achieved in all the bands by further adding the output admittance Y ff2 (the result of the determination in the fourth step S4 is “Yes”).
最後に、図6に示す制御系における伝達関数HをH1+H2+H3とする(第6ステップS6)。 Finally, the transfer function H in the control system shown in FIG. 6 is set to H 1 + H 2 + H 3 (sixth step S6).
図11に示すように、このようにして設計された制御系によって制御された第1インバータINV1は、応答性に関しても良好な特性を示す。 As shown in FIG. 11, the first inverter INV 1 controlled by the control system designed in this way exhibits good characteristics with respect to responsiveness.
以上、本発明に係る系統連系インバータシステムの制御系の設計方法について説明してきたが、本発明は上記の構成に限定されるものではなく、種々の変形が含まれることはいうまでもない。 As mentioned above, although the design method of the control system of the grid connection inverter system based on this invention was demonstrated, this invention is not limited to said structure, It cannot be overemphasized that various deformation | transformation is included.
1 系統連系インバータシステム
2 系統
3 系統インダクタ
4 系統連系点
5 直流電源
6 単相ブリッジ
7 フィルタ
8 第1インダクタ
9 第2インダクタ
10 キャパシタ
11 出力端子
INV1,INV2,・・・,INVN インバータ
SW1,SW2,SW3,SW4 スイッチ
1 system interconnection inverter system 2 system 3 system inductor 4 system connection point 5 DC power supply 6 single-phase bridge 7 filter 8 first inductor 9 second inductor 10 capacitor 11 output terminals INV 1 , INV 2 ,..., INV N inverter SW 1, SW 2, SW 3 , SW 4 switches
Claims (6)
前記フィードバック制御系を構成する正弦波補償器を設計する第1ステップと、
前記フィードフォワード制御系の伝達関数Hi(ただし、Hi=H^i・Fi、iは当ステップの実行回数)を構成する2次以下の主特性部H^iと該主特性部H^iにより伝達される信号の帯域を制限する2次以下のフィルタ特性部Fiとを前記インバータが受動的となるように設計する第2ステップと、
前記第2ステップにおいてこれまでに設計された全ての前記伝達関数Hiの組み合わせH1+H2+H3+・・・によるフィードフォワード制御で前記インバータの受動化が達成されたか否かを判定する第3ステップと、
前記第3ステップにおいて前記受動化が達成されたと判定された場合は、前記伝達関数Hiの組み合わせH1+H2+H3+・・・を前記フィードフォワード制御系の最終的な伝達関数Hとして設計を終了し、前記第3ステップにおいて前記受動化が達成されなかったと判定された場合は、第2ステップを再度実行させる第4ステップと、
を備えたことを特徴とする設計方法。 A control system design method including a feedback control system and a feedforward control system for controlling a grid-connected inverter system including a system and at least one inverter that operates as a power supply source for the system,
A first step of designing a sine wave compensator constituting the feedback control system;
The main characteristic part H ^ i of the second order or less and the main characteristic part H constituting the transfer function H i (where H i = H i i F i , i is the number of executions of this step) of the feedforward control system ^ a second step of designing the inverter to be passive with a second or lower order filter characteristic F i that limits the bandwidth of the signal transmitted by i ;
In the second step, it is determined whether or not the inverter has been passivated by the feedforward control using the combinations H 1 + H 2 + H 3 +... Of all the transfer functions H i designed so far. 3 steps,
If it is determined in the third step that the passivation has been achieved, the combination H 1 + H 2 + H 3 +... Of the transfer function H i is designed as the final transfer function H of the feedforward control system. And when it is determined in the third step that the passivation has not been achieved, a fourth step for executing the second step again;
A design method characterized by comprising:
ことを特徴とする請求項1に記載の設計方法。 The design method according to claim 1, wherein in the first step, the sine wave compensator is designed by an optimal control method.
ことを特徴とする請求項1または請求項2に記載の設計方法。 The design method according to claim 1 or 2, wherein, in the second step, the main characteristic portion H ^ i and the filter characteristic portion F i are designed by fitting.
ことを特徴とする請求項1〜請求項3のいずれか一項に記載の設計方法。 4. The design method according to claim 1, wherein the filter characteristic portion F i is a first-order low-pass filter, a first-order high-pass filter, or a second-order band-pass filter. 5. .
ことを特徴とする請求項1〜請求項3のいずれか一項に記載の設計方法。 The filter characteristic section F i is claims 1 to 3, characterized in that the product F i1 · F i2 of the primary first filter characteristic section F i1 and a primary of the second filter characteristic section F i2 The design method according to any one of the above.
ことを特徴とする請求項1〜請求項5のいずれか一項に記載の設計方法。 Claims in the third step, the phase of the output admittance Y o of said inverter and judging said passivation is achieved if within the range of -90 [°] ~ + 90 [ °] The design method according to any one of claims 1 to 5.
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