JP2019193474A - Tapped inductor type switching power supply - Google Patents
Tapped inductor type switching power supply Download PDFInfo
- Publication number
- JP2019193474A JP2019193474A JP2018085532A JP2018085532A JP2019193474A JP 2019193474 A JP2019193474 A JP 2019193474A JP 2018085532 A JP2018085532 A JP 2018085532A JP 2018085532 A JP2018085532 A JP 2018085532A JP 2019193474 A JP2019193474 A JP 2019193474A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- output
- primary coil
- secondary coil
- intermediate tap
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
Abstract
Description
本発明は、スイッチング電源に関し、特にタップドインダクタ方式のスイッチング電源に関する。 The present invention relates to a switching power supply, and more particularly to a tapped inductor type switching power supply.
スイッチング電源の一つである非絶縁の降圧コンバータの基本的な回路を図7(a)に示す。非絶縁型のコンバータでは、一周期Tに対するスイッチング素子のオン時間Tonの割合であるデューティ比D(=Ton/T)を変えることにより出力電圧Voの制御を行うことができる。降圧コンバータの場合、D=Vo/Vinである。従って、図7(b)に示すように、オン時間Tonに印加される入力電圧Vinを一周期Tで平均化すると出力電圧Vo(破線で示す)となる。 FIG. 7A shows a basic circuit of a non-insulated step-down converter that is one of the switching power supplies. In the non-insulated converter, the output voltage Vo can be controlled by changing the duty ratio D (= Ton / T), which is the ratio of the ON time Ton of the switching element to one period T. In the case of a step-down converter, D = Vo / Vin. Therefore, as shown in FIG. 7B, when the input voltage Vin applied during the on-time Ton is averaged over one period T, an output voltage Vo (shown by a broken line) is obtained.
入力電圧Vinに対する出力電圧Voの比(Vo/Vin)が小さくなる(例えば400Vを12Vに変換)と、デューティ比Dを極端に小さくする必要がある。このような状況は、MOSFET等のスイッチング素子に急峻なスイッチング動作を要求することとなり、スイッチング損失が増したり、制御困難となったりする問題を生じる。また、デューティ比が1に近い範囲では、入力電圧Vinがほぼ直接負荷に印加されることとなり低電圧仕様の負荷の場合は好ましくない。制御に適したデューティ比Dの範囲は、例えば0.2〜0.8程度である。 When the ratio (Vo / Vin) of the output voltage Vo to the input voltage Vin becomes small (for example, 400V is converted to 12V), the duty ratio D needs to be extremely reduced. Such a situation requires a steep switching operation for a switching element such as a MOSFET, resulting in a problem that the switching loss increases or the control becomes difficult. In the range where the duty ratio is close to 1, the input voltage Vin is almost directly applied to the load, which is not preferable in the case of a load with a low voltage specification. The range of the duty ratio D suitable for control is, for example, about 0.2 to 0.8.
この問題に対処するために、特許文献1のタップドインダクタ方式の降圧コンバータが知られている。タップドインダクタ方式の降圧コンバータでは、リアクトルに中間タップを設け、転流ダイオードを中間タップに接続することにより、同じデューティ比でより小さな電圧まで降圧することができる。
In order to cope with this problem, a tapped inductor type step-down converter disclosed in
特許文献2では、タップドインダクタ方式のスイッチング電源において、二次コイルの終端に第2のダイオードを接続すると共に中間タップから出力を取り出すことによって、一次コイルと二次コイルのトランス作用によりオン期間にもオフ期間にも大きな電流出力を得ることができる。これにより、負荷の急峻な電流の立ち上がりに対応可能としている。
In
特許文献2のタップドインダクタ方式のスイッチング電源は、出力電流の広範囲の変動に対して速やかにかつ安定して対応するには十分ではない。
The tapped inductor type switching power supply of
以上の現状から、本発明は、タップドインダクタ方式のスイッチング電源において、スイッチング素子の負担を軽減すると共に、出力電流の広範囲の変動に対して速やかにかつ安定に対応可能とすることを目的とする。 In light of the above, the present invention aims to reduce the burden on the switching element in a tapped inductor type switching power supply and to be able to respond quickly and stably to a wide range of fluctuations in output current. .
上記の目的を達成するべく、本発明は、以下の構成を提供する。
・ 本発明の態様は、入力端と接地端との間に印加される直流電力を変換し出力端と該接地端との間に出力するタップドインダクタ方式のスイッチング電源において、
一次コイルと二次コイルを具備すると共に前記一次コイルの終端と前記二次コイルの始端との接続点に中間タップを具備しかつ前記中間タップが前記出力端に接続されたリアクトルと、
前記入力端と前記一次コイルの始端との間の電流路を導通又は遮断するべくオンオフ制御されるスイッチング素子と、
前記接地端から前記一次コイルの始端へ流れる電流を導通させる第1の整流要素と、
前記接地端から前記二次コイルの終端へ流れる電流を導通させる第2の整流要素と、
前記出力端と前記接地端との間に接続された平滑コンデンサと、
前記接地端と前記二次コイルの終端との間の電流路を導通又は遮断可能なスイッチ要素と、を有することを特徴とする。
・ 上記態様において、前記スイッチング素子のオンオフ制御におけるデューティ比が、所定の値より大きい範囲では前記スイッチ要素が導通状態とされ、前記所定の値より小さい範囲では前記スイッチ要素が遮断状態とされることが、好適である。
In order to achieve the above object, the present invention provides the following configurations.
The aspect of the present invention is a tapped inductor type switching power supply that converts DC power applied between an input end and a ground end and outputs the output between the output end and the ground end.
A reactor including a primary coil and a secondary coil, and having an intermediate tap at a connection point between a terminal end of the primary coil and a starting end of the secondary coil, and the intermediate tap connected to the output end;
A switching element that is on / off controlled to conduct or block a current path between the input end and the starting end of the primary coil;
A first rectifying element that conducts a current flowing from the ground end to the starting end of the primary coil;
A second rectifying element for conducting a current flowing from the ground end to the end of the secondary coil;
A smoothing capacitor connected between the output terminal and the ground terminal;
And a switch element capable of conducting or interrupting a current path between the ground terminal and the terminal end of the secondary coil.
In the above aspect, when the duty ratio in the on / off control of the switching element is in a range larger than a predetermined value, the switch element is turned on, and in a range smaller than the predetermined value, the switch element is turned off. Is preferred.
本発明によるタップドインダクタ方式のスイッチング電源は、スイッチング素子の負担を軽減すると共に、出力電流の広範囲の変動に対して速やかにかつ安定に対応することができる。これにより、例えば、通常の出力電流が流れている状態の負荷に対して速やかにその数倍の大電流を流すことが要求される用途にも対応することができる。 The tapped inductor type switching power supply according to the present invention can reduce the burden on the switching element and can quickly and stably cope with a wide range of fluctuations in the output current. As a result, for example, it is possible to cope with applications in which a large current several times that of a load in a state where a normal output current is flowing is required to flow quickly.
以下、図面を参照して本発明によるタップドインダクタ方式のスイッチング電源の実施形態を説明する。以下では、例えば直流400Vを直流12Vに降圧するような入出力電圧比の比較的大きい降圧コンバータを想定して説明する。しかしながら、本発明の適用対象をこのような場合に限定するものではない。 Embodiments of a tapped inductor type switching power supply according to the present invention will be described below with reference to the drawings. In the following, description will be made assuming a step-down converter having a relatively large input / output voltage ratio, for example, stepping down DC 400V to DC 12V. However, the application target of the present invention is not limited to such a case.
(1)回路構成
図1は、本発明のタップドインダクタ方式のスイッチング電源の回路例を概略的に示した図である。
(1) Circuit Configuration FIG. 1 is a diagram schematically showing a circuit example of a tapped inductor type switching power supply according to the present invention.
図1のスイッチング電源は、入力端1と接地端eとの間に印加される直流電力を変換し、出力端2と接地端eとの間に出力する非絶縁型の降圧コンバータである。入力端1と接地端eの間に直流の入力電圧Vinが印加される。入力端1とリアクトルNの間の電流路には、スイッチング素子Qが直列接続されている。スイッチング素子Qは、入力電圧VinによりリアクトルNに流れる電流を導通又は遮断するべくオンオフ制御される。
The switching power supply shown in FIG. 1 is a non-insulated step-down converter that converts DC power applied between an
スイッチング素子Qは、ここではnチャネルMOSFETであり、ドレインが入力端1にソースがリアクトルNの一端に接続されている。ゲートにオンオフ制御電圧であるPWM信号が印加される。PWM信号は、所定のデューティ比を有する。PWM信号は、PWMIC等を含む制御部(図示絵図)により生成される。制御部は、入力電圧Vin、出力電圧Vo及び/又は出力電流Io等を検知し、それらに応じてPWM信号のデューティ比を制御する。FETのゲートとソースの間に接続されたツェナーダイオードZは、高電圧に対する保護のためである。
Here, the switching element Q is an n-channel MOSFET, and has a drain connected to the
リアクトルNは、コアに一次コイルN1と二次コイルN2が同極性に巻かれており、互いに磁気結合している。各コイルの巻き始端を黒丸で示す。ここでは、一次コイルN1及び二次コイルN2の各々における入力端に近い側を始端とし、その反対側を終端と称することとする。リアクトルNは、実質的にトランス的な動作を行う。一次コイルN1と二次コイルN2の磁気結合は密結合でもよく、リーケージインダクタンスを設けた疎結合でもよい。 In the reactor N, a primary coil N1 and a secondary coil N2 are wound around a core with the same polarity, and are magnetically coupled to each other. The winding start end of each coil is indicated by a black circle. Here, the side close to the input end in each of the primary coil N1 and the secondary coil N2 is referred to as a start end, and the opposite side is referred to as a termination end. Reactor N performs a substantially transformer operation. The magnetic coupling between the primary coil N1 and the secondary coil N2 may be tightly coupled or loosely coupled with a leakage inductance.
一次コイルN1の始端が、スイッチング素子Qに接続されている。一次コイルN1の終端と二次コイルN2の始端が接続されており、その接続点に中間タップTが設けられている。一次コイルN1と二次コイルN2の巻数比は必要に応じて設定され、それに基づいて中間タップTの位置が決定される。中間タップTにおける電圧を符号Vtで示す。 The starting end of the primary coil N1 is connected to the switching element Q. The end of the primary coil N1 and the start of the secondary coil N2 are connected, and an intermediate tap T is provided at the connection point. The turn ratio between the primary coil N1 and the secondary coil N2 is set as necessary, and the position of the intermediate tap T is determined based on the ratio. The voltage at the intermediate tap T is denoted by reference sign Vt.
出力端2と接地端eの間に負荷(図示せず)が接続されている。負荷に対して直流の出力電圧Voが印加され、直流の出力電流Ioが流れる。中間タップTは、出力端2に接続されている。さらに、出力端2と接地端eの間には、平滑コンデンサCが接続されている。
A load (not shown) is connected between the
中間タップTにおける電圧Vt及び中間タップTから出る電流は、スイッチング素子Qのオンオフにより時間的に変動するが、平滑コンデンサCにより平滑化されて直流電圧Vo及び直流電流Ioとして出力される。従って、中間タップTにおける電圧Vtの時間平均が出力電圧Voとなる。また、中間タップTから出る電流の時間平均が出力電流Ioとなる。 The voltage Vt at the intermediate tap T and the current output from the intermediate tap T fluctuate in time with the switching element Q being turned on and off, but are smoothed by the smoothing capacitor C and output as the DC voltage Vo and the DC current Io. Therefore, the time average of the voltage Vt at the intermediate tap T is the output voltage Vo. Further, the time average of the current output from the intermediate tap T is the output current Io.
さらに、接地端eと一次コイルN1の始端との間の電流路に第1の整流要素D1が接続されている。第1の整流要素D1は、接地端eから一次コイルN1の始端へ流れる電流を導通させ、その逆向きの電流は遮断する。第1の整流要素D1はここではダイオードであり、アノードが接地端eに、カソードが一次コイルN1の始端に接続されている。 Further, the first rectifying element D1 is connected to the current path between the ground terminal e and the starting end of the primary coil N1. The first rectifying element D1 conducts a current flowing from the ground end e to the starting end of the primary coil N1, and interrupts the current in the opposite direction. Here, the first rectifying element D1 is a diode, and has an anode connected to the ground terminal e and a cathode connected to the starting end of the primary coil N1.
さらに、接地端eと二次コイルN2の終端との間の電流路に第2の整流要素D2が接続されている。第2の整流要素D2は、接地端eから二次コイルN2の終端へ流れる電流を導通させ、その逆向きの電流は遮断する。第2の整流要素D2はここではダイオードであり、アノードが接地端eに、カソードが二次コイルN2の終端に接続されている。 Further, the second rectifying element D2 is connected to the current path between the ground terminal e and the end of the secondary coil N2. The second rectifying element D2 conducts the current flowing from the ground end e to the end of the secondary coil N2, and interrupts the current in the opposite direction. Here, the second rectifying element D2 is a diode, and has an anode connected to the ground end e and a cathode connected to the end of the secondary coil N2.
別の例では、第1及び第2の整流要素D1、D2として、ダイオード以外の素子を用いることもできる。例えば、同期整流方式を採用する場合は、FET等のスイッチング素子を用いることもできる。 In another example, elements other than diodes can be used as the first and second rectifying elements D1 and D2. For example, when a synchronous rectification method is employed, a switching element such as an FET can be used.
図示しないが、第2の整流要素D2と並列にコンデンサを接続してもよい。コンデンサを接続することにより、第2の整流要素D2が低周波用の場合に、その応答遅れを補ってコンデンサから速やかに電流供給することができる。第2の整流要素D2が高周波用である場合はコンデンサは不要である。 Although not shown, a capacitor may be connected in parallel with the second rectifying element D2. By connecting a capacitor, when the second rectifying element D2 is for low frequency, it is possible to supply a current from the capacitor promptly by compensating for the response delay. When the second rectifying element D2 is for high frequency use, a capacitor is not necessary.
さらに、スイッチ要素Sが、接地端eと二次コイルN2の終端との間の電流路において第2の整流要素D2と直列接続されている。スイッチ要素Sは、接地端eと二次コイルN2の終端との間の電流路を、選択的に導通又は遮断することができる。スイッチ要素Sは、自動又は手動で電流路を開閉可能な素子であればよい。スイッチ要素Sは、例えばリレー等の機械的スイッチでもよく、FETやトランジスタ等のスイッチング素子でもよい。図1の例では、スイッチ要素Sが、接地端eと第2の整流要素D2との間に挿入されているが、それに替えて、第2の整流要素D2と二次コイルN2の終端との間に挿入されてもよい。 Further, the switch element S is connected in series with the second rectifying element D2 in the current path between the ground terminal e and the end of the secondary coil N2. The switch element S can selectively conduct or cut off the current path between the ground end e and the end of the secondary coil N2. The switch element S may be any element that can automatically or manually open and close the current path. The switch element S may be a mechanical switch such as a relay, or may be a switching element such as an FET or a transistor. In the example of FIG. 1, the switch element S is inserted between the ground terminal e and the second rectifying element D2, but instead of the second rectifying element D2 and the end of the secondary coil N2. It may be inserted in between.
スイッチ要素Sは、必要に応じて二次コイルN2の機能を停止させるためのものである。スイッチ要素Sが閉じているとき、すなわちスイッチ要素Sのオンモードのとき、本回路はリアクトルNの一次コイルN1と二次コイルN2が協働する動作を行う。一方、スイッチ要素Sが開いたとき、すなわちスイッチ要素Sのオフモードのとき、本回路はリアクトルNの一次コイルN1のみによって動作する。その場合、図7に示した基本的な降圧コンバータと同じ構成となる。 The switch element S is for stopping the function of the secondary coil N2 as necessary. When the switch element S is closed, that is, when the switch element S is in the on mode, the circuit performs an operation in which the primary coil N1 and the secondary coil N2 of the reactor N cooperate. On the other hand, when the switch element S is opened, that is, when the switch element S is in the off mode, the circuit is operated only by the primary coil N1 of the reactor N. In that case, the configuration is the same as that of the basic step-down converter shown in FIG.
(2)回路動作
(2−1)スイッチ要素Sのオンモードにおける動作
図2を参照して、図1の回路において、スイッチ要素Sのオンモードにおける動作を説明する。図2(a)は、スイッチング素子Qのオン期間の電流を、(b)はスイッチング素子Qのオフ期間の電流をそれぞれ矢印付き実線で示している。
(2) Circuit Operation (2-1) Operation of Switch Element S in On Mode With reference to FIG. 2, the operation of switch element S in the on mode in the circuit of FIG. 1 will be described. 2A shows the current during the ON period of the switching element Q, and FIG. 2B shows the current during the OFF period of the switching element Q by solid lines with arrows.
<スイッチング素子Qのオン期間の動作>
スイッチング素子Qがオンになると、入力電圧Vinにより入力端1から一次コイルN1に電流i1が流れ、中間タップTから出て出力端2へ出力される。一次コイルN1の始端は正電位となるのでダイオードD1は逆バイアスとなり電流は流れない。電流i1により一次コイルN1は励磁されて磁気エネルギーが蓄積される。
<Operation of switching element Q during ON period>
When the switching element Q is turned on, the current i1 flows from the
一方、一次コイルN1に電流i1が流れる結果、磁気結合した二次コイルN2に相互誘導による起電力が発生する。この起電力は、二次コイルN2の終端が負電位となる向きであるからダイオードD2が順バイアスとなり、電流i2が流れる。電流i2は、二次コイルN2を流れ、中間タップTから出て出力端2へ出力される。電流i2は、リアクトルNのトランス的な相互誘導によるフォワード電流と云える。電流i2により二次コイルN2は励磁されて磁気エネルギーが蓄積される。
On the other hand, as a result of the current i1 flowing through the primary coil N1, an electromotive force is generated by mutual induction in the magnetically coupled secondary coil N2. Since this electromotive force is in the direction in which the end of the secondary coil N2 becomes a negative potential, the diode D2 is forward biased and the current i2 flows. The current i2 flows through the secondary coil N2, leaves the intermediate tap T, and is output to the
従って、スイッチング素子Qのオン期間には、電流i1と電流i2の総和が出力電流Ioに寄与することとなる。 Therefore, during the ON period of the switching element Q, the sum of the current i1 and the current i2 contributes to the output current Io.
入力電圧Vinと中間タップTにおける電圧Vtの比は、一次コイルN1と二次コイルN2の巻数比となる。一方、電流i1と電流i2は、一次コイルN1と二次コイルN2の巻数比の逆数となる。従って、以下の式が成り立つ。
Vin/Vt=(N1+N2)/N2
i1/i2=N2/(N1+N2)
The ratio between the input voltage Vin and the voltage Vt at the intermediate tap T is the turn ratio of the primary coil N1 and the secondary coil N2. On the other hand, the current i1 and the current i2 are the reciprocals of the turns ratio of the primary coil N1 and the secondary coil N2. Therefore, the following equation holds.
Vin / Vt = (N1 + N2) / N2
i1 / i2 = N2 / (N1 + N2)
例えば、巻数比N1/N2が9のとき、Vin=400V、Vt=40V、i1=1A、i2=9Aのような組合せとなる。中間タップTの位置が二次コイルN1の終端に近づくほど、電圧Vtが入力電圧Vinに比べて小さくなる一方、電流i2が電流i1に比べて大きくなる。すなわち、中間タップTの位置を変えることにより、電流i1と電流i2の総和は同じであっても電流i1と電流i2の割合が変化する。電流i1が小さくなることは、電流i1が流れるスイッチング素子Qの負担が軽減されることを意味する。 For example, when the turn ratio N1 / N2 is 9, the combination is Vin = 400V, Vt = 40V, i1 = 1A, i2 = 9A. As the position of the intermediate tap T approaches the end of the secondary coil N1, the voltage Vt becomes smaller than the input voltage Vin, while the current i2 becomes larger than the current i1. That is, by changing the position of the intermediate tap T, the ratio of the current i1 and the current i2 changes even if the sum of the current i1 and the current i2 is the same. Decreasing the current i1 means that the burden on the switching element Q through which the current i1 flows is reduced.
なお、出力電圧Voは、中間タップTにおける電圧Vtの時間平均として、以下の式で得られる。
Vo=D・Vt=D・Vin・N2/(N1+N2)
(Dはデューティ比)
The output voltage Vo is obtained by the following equation as a time average of the voltage Vt at the intermediate tap T.
Vo = D · Vt = D · Vin · N2 / (N1 + N2)
(D is the duty ratio)
<スイッチング素子Qのオフ期間の動作>
スイッチング素子Qがオフになると、入力電圧Vinによる一次コイルN1の電流i1が遮断され、一次コイルN1に逆起電力が発生する。この逆起電力により、一次コイルN1の始端が負電位となるのでダイオードD1は順バイアスとなり、電流i3がダイオードD1から一次コイルN1を通って中間タップTから出て出力端2へ出力される。これによりオン期間に蓄積された磁気エネルギーが放出される。
<Operation of switching element Q during off period>
When the switching element Q is turned off, the current i1 of the primary coil N1 due to the input voltage Vin is cut off, and a back electromotive force is generated in the primary coil N1. Due to this counter electromotive force, the starting end of the primary coil N1 becomes a negative potential, so that the diode D1 becomes forward biased, and the current i3 passes from the diode D1 through the primary coil N1 and is output from the intermediate tap T and output to the
一方、二次コイルN2にも逆起電力が発生するが、一次コイルN1に電流i3が流れることによってオン期間の電流i2と同じ方向の電流が維持される作用が働き、電流i4が流れる。電流i4は、ダイオードD2から二次コイルN2を通って中間タップTから出て出力端2へ出力される。これによりオン期間に蓄積された磁気エネルギーが放出される。
On the other hand, a counter electromotive force is also generated in the secondary coil N2, but when the current i3 flows through the primary coil N1, an action is maintained in which the current in the same direction as the current i2 in the ON period is maintained, and the current i4 flows. The current i4 is output from the diode D2 through the secondary coil N2 and from the intermediate tap T to the
従って、スイッチング素子Qのオフ期間には、電流i3と電流i4の総和が出力電流Ioに寄与することとなる。 Therefore, during the OFF period of the switching element Q, the sum of the current i3 and the current i4 contributes to the output current Io.
<デューティ比と電圧及び電流との関係>
次に、図3を参照して、中間タップTの位置と、デューティ比と、回路上の各箇所の電圧及び電流との関係を説明する。
<Relationship between duty ratio, voltage and current>
Next, the relationship among the position of the intermediate tap T, the duty ratio, and the voltage and current at each location on the circuit will be described with reference to FIG.
図3の(A)及び(B)の四角形の枠内には、それぞれ図1の回路におけるリアクトルNの部分を概略的に示している。(A)と(B)は、中間タップTの異なる位置の例である。(A)では、中間タップTがリアクトルNのほぼ中央にあり、一次コイルN1Aと二次コイルN2Aの巻数がほぼ同じである。(B)では、中間タップTが右側に寄った位置にあり、二次コイルN2Bの巻数が一次コイルN1Bの巻数より少ない。 Each of the reactor N portions in the circuit of FIG. 1 is schematically shown in the rectangular frames of FIGS. (A) and (B) are examples of different positions of the intermediate tap T. In (A), there intermediate tap T is substantially in the center of the reactor N, the number of turns of the primary coil N1 A and the secondary coil N2 A is approximately the same. In (B), the intermediate tap T is at a position on the right side, and the number of turns of the secondary coil N2 B is smaller than the number of turns of the primary coil N1 B.
図3では、オン期間Tonをデューティ比Dに置き換えて示している。(A)において、デューティ比Dが小さいとき(a1)(a2)(a3)と、デューティ比Dが大きいとき(a4)(a5)(a6)について、入力電圧Vin、中間タップ電圧VtA及び出力電圧VoA、電流i1A〜i4Aの波形をそれぞれ模式的に示している。出力電圧VoAは、中間タップ電圧VtAの一周期の時間平均であり破線で示している。 In FIG. 3, the on period Ton is replaced with the duty ratio D. In (A), when the duty ratio D is small (a1) (a2) (a3) and when the duty ratio D is large (a4) (a5) (a6), the input voltage Vin, the intermediate tap voltage Vt A, and the output The waveforms of voltage Vo A and currents i1 A to i4 A are schematically shown. The output voltage Vo A is a time average of one cycle of the intermediate tap voltage Vt A and is indicated by a broken line.
(A)の場合、デューティ比Dが大きくなると、入力電圧Vinが長く印加されることによって中間タップ電圧VtAの期間が長くなる。この結果、中間タップ電圧VtAの時間平均である出力電圧VoAも大きくなる((a2)と(a5)を比較)。同様に、デューティ比Dが大きくなると、オン期間の電流i1と電流i2のピーク値が大きくなり、それにより電流i3と電流i4も大きくなる((a3)と(a6)を比較)。 In the case of (A), the duty ratio D becomes larger, the period of the intermediate tap voltage Vt A is prolonged by the input voltage Vin is applied longer. As a result, the output voltage Vo A, which is the time average of the intermediate tap voltage Vt A , also increases (compare (a2) and (a5)). Similarly, when the duty ratio D increases, the peak values of the current i1 and the current i2 during the on-period increase, thereby increasing the current i3 and the current i4 (compare (a3) and (a6)).
(B)の場合も、デューティ比Dが小さいとき(b1)(b2)(b3)と、デューティ比Dが大きいとき(b4)(b5)(b6)について、各電圧及び各電流の関係は(A)の場合と同様である。 Also in the case of (B), when the duty ratio D is small (b1) (b2) (b3) and when the duty ratio D is large (b4) (b5) (b6), the relationship between each voltage and each current is ( The same as in the case of A).
次に(A)と(B)を比較する。(A)に比べて(B)では、一次コイルに対する二次コイルの巻数比がより小さくなる。この結果、中間タップ電圧VtBは、中間タップ電圧VtAよりも小さくなる((a2)と(b2)を比較、又は、(a5)と(b5)を比較)。そして、電流i1Bと電流i3Bが、電流i1Aと電流i3Aよりも小さくなる一方、その減少分だけ電流i2Bと電流i4Bが、電流i2Aと電流i4Aよりも大きくなる((a3)と(b3)を比較、又は、(a6)と(b6)を比較)。 Next, (A) and (B) are compared. Compared to (A), the turn ratio of the secondary coil to the primary coil is smaller in (B). As a result, the intermediate tap voltage Vt B is smaller than the intermediate tap voltage Vt A (compare (a2) and (b2) or compare (a5) and (b5)). The current i1 B and the current i3 B are smaller than the current i1 A and the current i3 A , while the current i2 B and the current i4 B are larger than the current i2 A and the current i4 A by the decrease ((( a3) and (b3) are compared, or (a6) and (b6) are compared).
このように、中間タップTの位置を変えて二次コイルN2の巻数を少なくするほど、出力電圧をVoが小さくなる。つまり、同じデューティ比Dの場合、二次コイルN2の巻数を少なくするほど、出力電圧Voをより小さくすることができる。また、中間タップTの位置を変えて二次コイルN2の巻数を少なくするほど、電流i1とi3は減少し、電流i2とi4は増大することが判る。つまり、二次コイルN2の巻数を少なくするほど、電流i1が流れるスイッチング素子Qの負担を軽減することができる。 Thus, the output voltage Vo becomes smaller as the position of the intermediate tap T is changed to reduce the number of turns of the secondary coil N2. That is, when the duty ratio D is the same, the output voltage Vo can be further reduced as the number of turns of the secondary coil N2 is reduced. It can also be seen that the currents i1 and i3 decrease and the currents i2 and i4 increase as the position of the intermediate tap T is changed to reduce the number of turns of the secondary coil N2. That is, as the number of turns of the secondary coil N2 is decreased, the burden on the switching element Q through which the current i1 flows can be reduced.
図4(a)は、図3で示した中間タップTの位置(A)と位置(B)において、それぞれデューティ比Dを0〜1の間で変化させた場合の出力電圧VoAおよびVoBを示したグラフであり、図4(b)は、出力電流Ioの変化を示したグラフである。出力電流Ioは、電流i1〜i4を合わせた一周期の時間平均である。位置(A)と位置(B)でそれぞれ同じ大きさの出力電流Ioを出力するものとする。 4A shows the output voltages Vo A and Vo B when the duty ratio D is changed between 0 and 1 at the position (A) and the position (B) of the intermediate tap T shown in FIG. FIG. 4B is a graph showing changes in the output current Io. The output current Io is a time average of one cycle in which the currents i1 to i4 are combined. Assume that the output current Io having the same magnitude is output at each of the position (A) and the position (B).
図4(a)に示すように、所定の出力電圧Voxを出力する場合、中間タップTの位置(A)におけるデューティ比DAよりも、位置(B)におけるデューティ比DBを大きくすることができる。デューティ比Dが極端に小さい値の場合にスイッチング素子のオンオフ制御が困難となることがあるが、デューティ比Dが適度な値(例えば0.2〜0.8の範囲、又は、例えば0.5前後)の場合は、オンオフ制御が容易である。 As shown in FIG. 4 (a), when outputting a predetermined output voltage Vox, than the duty ratio D A at the position of the intermediate tap T (A), is possible to increase the duty ratio D B at the position (B) it can. When the duty ratio D is an extremely small value, on / off control of the switching element may be difficult. However, the duty ratio D is an appropriate value (for example, a range of 0.2 to 0.8, or 0.5, for example). In the case of (front and back), on / off control is easy.
図4(b)に示すように、所定の出力電流Ioxを出力する場合、中間タップTの位置(A)における電流i1Aよりも、位置(B)における電流i1Bを小さくすることができる。これにより、電流i1が流れるスイッチング素子Qの負担を軽減できる。 As shown in FIG. 4B, when a predetermined output current Iox is output, the current i1 B at the position (B) can be made smaller than the current i1 A at the position (A) of the intermediate tap T. Thereby, the burden of the switching element Q through which the current i1 flows can be reduced.
(2−2)スイッチ要素Sのオフモードにおける動作
図5を参照して、図1の回路において、スイッチ要素Sのオフモードにおける動作を説明する。図5(a)は、スイッチング素子Qのオン期間の電流を、(b)はスイッチング素子Qのオフ期間の電流をそれぞれ矢印付き実線で示している。
(2-2) Operation of Switch Element S in Off Mode With reference to FIG. 5, the operation of the switch element S in the off mode in the circuit of FIG. 1 will be described. FIG. 5A shows the current during the ON period of the switching element Q, and FIG. 5B shows the current during the OFF period of the switching element Q by a solid line with an arrow.
<スイッチング素子Qのオン期間の動作>
スイッチング素子Qがオンになると、入力電圧Vinにより入力端1から一次コイルN1に電流i1が流れ、中間タップTから出て出力端2へ出力される。一次コイルN1の始端は正電位となるのでダイオードD1は逆バイアスとなり電流は流れない。電流i1により一次コイルN1は励磁されて磁気エネルギーが蓄積される。二次コイルN2は、電流路が遮断されているので電流は流れない。
<Operation of switching element Q during ON period>
When the switching element Q is turned on, the current i1 flows from the
従って、スイッチング素子Qのオン期間には、電流i1のみが出力電流Ioに寄与することとなる。 Therefore, only the current i1 contributes to the output current Io during the ON period of the switching element Q.
<スイッチング素子Qのオフ期間の動作>
スイッチング素子Qがオフになると、入力電圧Vinによる一次コイルN1の電流i1が遮断され、一次コイルN1に逆起電力が発生する。この逆起電力により、一次コイルN1の始端が負電位となるのでダイオードD1は順バイアスとなり、電流i3がダイオードD1から一次コイルN1を通って中間タップTから出て出力端2へ出力される。これによりオン期間に蓄積された磁気エネルギーが放出される。二次コイルN2は、電流路が遮断されているので電流は流れない。
<Operation of switching element Q during off period>
When the switching element Q is turned off, the current i1 of the primary coil N1 due to the input voltage Vin is cut off, and a back electromotive force is generated in the primary coil N1. Due to this counter electromotive force, the starting end of the primary coil N1 becomes a negative potential, so that the diode D1 becomes forward biased, and the current i3 passes from the diode D1 through the primary coil N1 and is output from the intermediate tap T and output to the
従って、スイッチング素子Qのオフ期間には、電流i3のみが出力電流Ioに寄与することとなる。 Therefore, only the current i3 contributes to the output current Io during the OFF period of the switching element Q.
図1の回路において、スイッチ要素Sのオフモードの動作は、一次コイルN1のみをリアクトルとする通常の降圧コンバータ(図7参照)の動作と同じになる。 In the circuit of FIG. 1, the operation of the switch element S in the off mode is the same as the operation of a normal step-down converter (see FIG. 7) using only the primary coil N1 as a reactor.
図6は、図1の回路において、デューティ比Dを0〜1の間で変化させた場合の出力電流Ioの変化の一例を示したグラフである。図6では、所定のデューティ比Dsよりも大きい範囲ではスイッチ要素Sをオンとし、小さい範囲ではスイッチ要素Sをオフとする場合を示している。 FIG. 6 is a graph showing an example of a change in the output current Io when the duty ratio D is changed between 0 and 1 in the circuit of FIG. FIG. 6 shows a case where the switch element S is turned on in a range larger than the predetermined duty ratio Ds and the switch element S is turned off in a smaller range.
スイッチ要素Sのオンモード(D>Ds)では、一次コイルN1を流れる電流i1、i3及び二次コイルN2を流れる電流i2、i4が加算され、それらの時間平均として出力電流Ioが得られる。一方、スイッチ要素Sのオフモード(D<Ds)では、一次コイルN1を流れる電流i1、i3のみの時間平均として出力電流Ioが得られる。 In the on mode (D> Ds) of the switch element S, the currents i1 and i3 flowing through the primary coil N1 and the currents i2 and i4 flowing through the secondary coil N2 are added, and an output current Io is obtained as a time average thereof. On the other hand, in the off mode (D <Ds) of the switch element S, the output current Io is obtained as a time average of only the currents i1 and i3 flowing through the primary coil N1.
図6に示すように、所定の出力電流Ioxを出力する場合、スイッチ要素Sのオンモードであればデューティ比D(on)は極めて小さい値となるが、スイッチ要素Sをオフモードにすることによりデューティ比D(off)を大きい値とすることができる。これにより、スイッチング素子Qのスイッチング損失を軽減でき、スイッチング制御が容易となる。 As shown in FIG. 6, when the predetermined output current Iox is output, the duty ratio D (on) is extremely small if the switch element S is in the on mode. The duty ratio D (off) can be set to a large value. Thereby, the switching loss of the switching element Q can be reduced, and switching control becomes easy.
以上述べた通り、本発明のタップドインダクタ方式のスイッチング電源により、微小な出力電流の場合であっても、オンオフ制御を安定に行えるデューティ比の範囲でスイッチング素子を制御できる。これにより、本発明によれば、広範囲な電流制御が可能となる。さらに、スイッチング素子のスイッチング損失が軽減される。 As described above, with the tapped inductor type switching power supply of the present invention, the switching element can be controlled within the range of the duty ratio that enables stable on / off control even in the case of a small output current. Thus, according to the present invention, a wide range of current control is possible. Furthermore, the switching loss of the switching element is reduced.
以上に説明した本発明のタップドインダクタ方式のスイッチング電源は、図示の構成例に限られず、本発明の主旨に沿う範囲において多様な変形が可能である。 The tapped inductor type switching power supply of the present invention described above is not limited to the illustrated configuration example, and various modifications are possible within the scope of the gist of the present invention.
1 入力端
2 出力端
e 接地端
Q スイッチング素子(MOSFET)
N リアクトル
N1 一次コイル
N2 二次コイル
D1、D2 整流要素(ダイオード)
C 平滑コンデンサ
S スイッチ要素
1
N reactor N1 primary coil N2 secondary coil D1, D2 rectifier element (diode)
C Smoothing capacitor S Switch element
Claims (2)
一次コイルと二次コイルを具備すると共に前記一次コイルの終端と前記二次コイルの始端との接続点に中間タップを具備しかつ前記中間タップが前記出力端に接続されたリアクトルと、
前記入力端と前記一次コイルの始端との間の電流路を導通又は遮断するべくオンオフ制御されるスイッチング素子と、
前記接地端から前記一次コイルの始端へ流れる電流を導通させる第1の整流要素と、
前記接地端から前記二次コイルの終端へ流れる電流を導通させる第2の整流要素と、
前記出力端と前記接地端との間に接続された平滑コンデンサと、
前記接地端と前記二次コイルの終端との間の電流路を導通又は遮断可能なスイッチ要素と、を有することを特徴とするタップドインダクタ方式のスイッチング電源。 In a tapped inductor type switching power supply that converts DC power applied between an input end and a ground end and outputs between the output end and the ground end.
A reactor including a primary coil and a secondary coil, and having an intermediate tap at a connection point between a terminal end of the primary coil and a starting end of the secondary coil, and the intermediate tap connected to the output end;
A switching element that is on / off controlled to conduct or block a current path between the input end and the starting end of the primary coil;
A first rectifying element that conducts a current flowing from the ground end to the starting end of the primary coil;
A second rectifying element for conducting a current flowing from the ground end to the end of the secondary coil;
A smoothing capacitor connected between the output terminal and the ground terminal;
A tapped inductor type switching power supply comprising: a switch element capable of conducting or blocking a current path between the ground end and the end of the secondary coil.
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2018085532A JP7049169B2 (en) | 2018-04-26 | 2018-04-26 | Tapped inductor type switching power supply |
KR1020207028530A KR20210003735A (en) | 2018-04-26 | 2019-04-22 | Tap inductor switching power supply |
PCT/JP2019/016953 WO2019208472A1 (en) | 2018-04-26 | 2019-04-22 | Tapped inductor type switching power source |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2018085532A JP7049169B2 (en) | 2018-04-26 | 2018-04-26 | Tapped inductor type switching power supply |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2019193474A true JP2019193474A (en) | 2019-10-31 |
JP7049169B2 JP7049169B2 (en) | 2022-04-06 |
Family
ID=68294532
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2018085532A Active JP7049169B2 (en) | 2018-04-26 | 2018-04-26 | Tapped inductor type switching power supply |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP7049169B2 (en) |
KR (1) | KR20210003735A (en) |
WO (1) | WO2019208472A1 (en) |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2000156971A (en) * | 1998-11-18 | 2000-06-06 | Fuji Electric Co Ltd | Semiconductor power converter |
JP2005011798A (en) * | 2003-05-27 | 2005-01-13 | Matsushita Electric Works Ltd | High voltage pulse generating device and discharge lamp lighting device |
JP2005502299A (en) * | 2001-09-06 | 2005-01-20 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | Voltage regulator with clamping circuit |
JP2006020466A (en) * | 2004-07-05 | 2006-01-19 | Neomax Co Ltd | Energization control circuit for linear motor |
JP2007068278A (en) * | 2005-08-30 | 2007-03-15 | Ntt Data Ex Techno Corp | Switching power supply circuit and transformer |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005101406A (en) | 2003-09-26 | 2005-04-14 | Jfe Steel Kk | Magnetic element and switching power supply mounted with same |
-
2018
- 2018-04-26 JP JP2018085532A patent/JP7049169B2/en active Active
-
2019
- 2019-04-22 KR KR1020207028530A patent/KR20210003735A/en not_active Application Discontinuation
- 2019-04-22 WO PCT/JP2019/016953 patent/WO2019208472A1/en active Application Filing
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2000156971A (en) * | 1998-11-18 | 2000-06-06 | Fuji Electric Co Ltd | Semiconductor power converter |
JP2005502299A (en) * | 2001-09-06 | 2005-01-20 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | Voltage regulator with clamping circuit |
JP2005011798A (en) * | 2003-05-27 | 2005-01-13 | Matsushita Electric Works Ltd | High voltage pulse generating device and discharge lamp lighting device |
JP2006020466A (en) * | 2004-07-05 | 2006-01-19 | Neomax Co Ltd | Energization control circuit for linear motor |
JP2007068278A (en) * | 2005-08-30 | 2007-03-15 | Ntt Data Ex Techno Corp | Switching power supply circuit and transformer |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP7049169B2 (en) | 2022-04-06 |
KR20210003735A (en) | 2021-01-12 |
WO2019208472A1 (en) | 2019-10-31 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US11848603B2 (en) | Auxiliary power supply apparatus and method for isolated power converters | |
US9209697B2 (en) | Switching power-supply device | |
US6778412B2 (en) | Synchronous converter with reverse current protection through variable inductance | |
US20130027984A1 (en) | Current-fed isolation converter | |
KR102449387B1 (en) | switching power supply | |
US10778095B2 (en) | Switching DC/DC converter having power output during on and off periods | |
US7505289B2 (en) | Flyback DC/DC converter using clamp diode | |
JP2007295709A (en) | Switching power supply | |
US6625042B2 (en) | Power supply arrangement comprising a DC/DC converter with primary-side control loop | |
JP5696692B2 (en) | Switching power supply | |
JP2007195283A (en) | Multi-output switching power unit | |
KR20160011497A (en) | High-efficiency single-stage ac/dc converter for power factor correction | |
KR20220152987A (en) | Power supplier and power supply method using the same | |
JP4406929B2 (en) | Switching power supply | |
JP2017017845A (en) | High voltage generator | |
WO2019208472A1 (en) | Tapped inductor type switching power source | |
JP2006191706A (en) | Dc converter | |
JP7347010B2 (en) | Buck-boost chopper circuit and DC power supply | |
JP7129927B2 (en) | Isolated switching power supply | |
KR102537358B1 (en) | Insulated switching power supply | |
JP2011036069A (en) | Flyback converter | |
JP4961872B2 (en) | AC-DC converter | |
JP2020137320A (en) | Step-down converter | |
JP2020137319A (en) | Switching power supply | |
JP2009232595A (en) | Switching power supply circuit and its power factor improvement circuit |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20210325 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20211201 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20220106 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20220308 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20220325 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 7049169 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |