JP2019106663A - High frequency circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、高周波回路に関し、特に基板集積導波管を接続する技術に関する。 The present invention relates to high frequency circuits, and more particularly to techniques for connecting substrate integrated waveguides.
従来より、ミリ波帯/THz波帯高周波回路(Monolithic Microwave Integrated Circuit:以下、「MMIC」という。)を用いて高周波装置や部品の小型化が行われている。MMICをパッケージングする際には、一般に、Kコネクタ、Vコネクタ、あるいは導波管等の高周波インターフェースからMMICまで電気信号を伝搬させるために、MMICとは別の高周波回路基板が必要となる(非特許文献1参照)。 BACKGROUND ART Conventionally, miniaturization of high frequency devices and parts has been performed using a millimeter wave band / THz wave band high frequency circuit (Monolithic Microwave Integrated Circuit: hereinafter referred to as "MMIC"). When packaging an MMIC, a high-frequency circuit board separate from the MMIC is generally required to propagate electrical signals from the K-connector, V-connector, or high-frequency interface such as a waveguide to the MMIC. Patent Document 1).
このような高周波回路基板は、一般に「RF内装基板」と呼称される。RF内装基板には、誘電損失が少ないアルミナや石英等の基板材料が用いられ、基板上に形成されたマイクロストリップ線路やコプレーナ線路等の高周波線路がMMICとインターフェースとの間の電気信号の伝送線路として機能する。 Such a high frequency circuit board is generally called "RF interior board". A substrate material such as alumina or quartz with a small dielectric loss is used for the RF interior substrate, and a high frequency line such as a microstrip line or a coplanar line formed on the substrate is a transmission line of electric signals between the MMIC and the interface. Act as.
また、従来より、MMIC上のRF線路とRF内装基板上のRF線路とは、ボンディングワイヤを用いて接続されている。 Also, conventionally, the RF line on the MMIC and the RF line on the RF interior substrate are connected using bonding wires.
しかし、THz波帯では、信号の波長が極めて短いため、接続部分に用いられているボンディングワイヤによるインピーダンスの変化の影響が無視できなくなってくる。そのため、周波数が300[GHz]以上のTHz波帯では、MMICとRF内装基板との接続部分での接続損失が非常に大きくなってしまう問題があった。 However, in the THz wave band, since the wavelength of the signal is extremely short, the influence of the change in impedance due to the bonding wire used for the connection portion can not be ignored. Therefore, in the THz wave band at a frequency of 300 GHz or more, there is a problem that the connection loss at the connection portion between the MMIC and the RF inner substrate becomes very large.
以下、従来のボンディングワイヤによってMMICとRF内装基板とが接続された高周波回路の接続損失について説明する。図12は、接続損失の計算に用いた従来のボンディングワイヤを有する高周波回路20の斜視図である。
Hereinafter, the connection loss of the high frequency circuit in which the MMIC and the RF interior substrate are connected by the conventional bonding wire will be described. FIG. 12 is a perspective view of a
図12に示すように、従来の高周波回路20は、MMIC側の基板200と、RF内装基板側の基板210と、それぞれの基板上に配設された高周波線路であるマイクロストリップ線路201、211とを有する。また、基板200、210の下面には裏面グランド220が配設されている。
As shown in FIG. 12, the conventional
MMIC側の基板200の基板材料としては、THz波帯でよく用いられる化合物半導体のInPを仮定し、RF内装基板側の基板210の基板材料としては、RF内装基板としてよく用いられるアルミナを仮定した。
The substrate material of the
なお、それぞれの基板200、210の誘電損失は、簡単のために0とし、基板200、210ともにその厚さは50[μm]とした。また、それぞれのマイクロストリップ線路201、211の特性インピーダンスが50[Ω]になるように線路幅Wlを設定している。
The dielectric loss of each of the
また、MMIC側の基板200、RF内装基板側の基板210ともにマイクロストリップ線路201、211の電磁波伝搬方向の長さは1[mm]とし、その厚さは5[μm]とした。なお、ボンディングワイヤ230は、簡単のために、一辺が25[μm]の正方形を断面とする直方体とし、それぞれのマイクロストリップ線路201、211とボンディングワイヤ230との重なり部分の長さLも25[μm]とした。さらに、マイクロストリップ線路201、211、ボンディングワイヤ230を形成する金属は、すべて理想導体とした。
The length of the
また、一般にはMMIC側の基板200とRF内装基板である基板210とを距離ゼロで配置することはできず、両者の間には有限の長さを持つギャップが生じる場合がある。ここでは、基板200、210間のギャップの効果を考慮した場合の従来の高周波回路20における接続損失について説明する。
Further, in general, the
図13は、図12に示した従来の高周波回路20における、ギャップ長Lgapをパラメータとしたときの、MMIC側の基板200のマイクロストリップ線路201左端からRF内装基板側の基板210に含まれるマイクロストリップ線路211右端までの通過特性S21を示す図である。なお、THz波帯を考慮し、計算周波数は200−400[GHz]とした。
FIG. 13 shows the micro-chips included in the
図13に示すように、ギャップ長Lgapが大きくなるにつれて、通過特性が劣化することがわかる。基板200、210間にギャップが存在する場合には、ボンディングワイヤ230は、等価的には、ボンディングワイヤ230を信号線、裏面グランド220をグランド線とするマイクロストリップ線路を形成する。
As shown in FIG. 13, it can be seen that the pass characteristic is degraded as the gap length L gap increases. When there is a gap between the
このボンディングワイヤ230と裏面グランド220とで形成されるマイクロストリップ線路は、信号線とグランド線との間が比誘電率1の空気で占められているため、その特性インピーダンスは一般的には100[Ω]以上と、きわめて大きくなる。THz波帯では、伝搬する電磁波の波長が小さいため、ギャップ部分に設けられたボンディングワイヤ230の大きな特性インピーダンスによって反射を生じ、通過特性が劣化する。
The microstrip line formed by the
図13に示すように、ギャップ長Lgapが50[μm]の場合には、電磁波の周波数が300[GHz]のときに3[dB]もの通過損失が生じていることがわかる。前述したように、計算モデルに用いられている金属は理想導体を仮定しており、また、誘電体の誘電損失は0としているため、この損失は、すべてボンディングワイヤ230を用いた接続部分に由来する損失である。
As shown in FIG. 13, when the gap length L gap is 50 μm, it can be seen that a passage loss as much as 3 dB occurs when the frequency of the electromagnetic wave is 300 GHz. As described above, the metal used in the calculation model assumes the ideal conductor, and the dielectric loss of the dielectric is zero, so all the loss is derived from the connection portion using the
また、図13に示すように、ギャップ長Lgapが0でも電磁波の周波数が300[GHz]の場合に通過損失が1.5[dB]程度生じていることがわかる。この損失についても同様に、ボンディングワイヤ230でのインピーダンス不整合に起因する接続損失である。
Further, as shown in FIG. 13, it can be seen that, even when the gap length L gap is 0, when the frequency of the electromagnetic wave is 300 GHz, a passage loss of approximately 1.5 dB is generated. Similarly, this loss is a connection loss due to an impedance mismatch at the
より詳細には、ギャップ長Lgapが0の場合であっても、ボンディングワイヤ230とマイクロストリップ線路201、211の重なり部には厚さ25[μm]のボンディングワイヤ230が存在している。これは、マイクロストリップ線路201、211にボンディングワイヤ230の重なり分の容量が装荷されているのと等価であるため、この容量によってインピーダンスの不整合が発生する。
More specifically, even when the gap length L gap is 0, the
上述したように、従来のボンディングワイヤを用いたMMICとRF内装基板との接続構造を有する高周波回路では、その接続部分でのインピーダンス変化に伴い、大きな接続損失が発生する。 As described above, in the high-frequency circuit having the connection structure of the MMIC and the RF inner substrate using the conventional bonding wire, a large connection loss occurs with the change in impedance at the connection portion.
なお、図12および図13の説明では、簡単のために、マイクロストリップ線路を用いたが、コプレーナ線路同士を接続する場合には、信号線だけでなくグランド線にもワイヤを必要とするため、接続部でのインピーダンス変化はより顕著になり、接続損失はより大きくなる。 Although microstrip lines are used for the sake of simplicity in the description of FIGS. 12 and 13, when connecting coplanar lines, not only signal lines but also ground lines are required to be connected. The change in impedance at the connection is more pronounced and the connection loss is greater.
本発明は、上述した課題を解決するためになされたものであり、基板間の接続損失を抑制する高周波回路を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the problems described above, and it is an object of the present invention to provide a high frequency circuit that suppresses connection loss between substrates.
上述した課題を解決するために、本発明に係る高周波回路は、第1の基板集積導波管が形成された第1の基板と、第2の基板集積導波管が形成された第2の基板と、前記第1の基板集積導波管と前記第2の基板集積導波管とを接続する金属部材と、を備え、前記第1の基板と前記第2の基板とは、前記第1の基板集積導波管の電磁波の伝搬方向と、前記第2の基板集積導波管の電磁波の伝搬方向とが一致するように配置され、前記金属部材は、前記第1の基板の第1の面に形成されて前記第1の基板集積導波管を構成する金属層と、前記第2の基板の第1の面に形成されて前記第2の基板集積導波管を構成する金属層とにまたがって配設されることを特徴とする。 In order to solve the problems described above, a high frequency circuit according to the present invention comprises a first substrate on which a first substrate integrated waveguide is formed, and a second substrate on which a second substrate integrated waveguide is formed. A substrate, and a metal member connecting the first substrate integrated waveguide and the second substrate integrated waveguide, the first substrate and the second substrate being the first substrate The propagation direction of the electromagnetic wave of the substrate integrated waveguide and the propagation direction of the electromagnetic wave of the second substrate integrated waveguide coincide with each other, and the metal member is a first member of the first substrate. A metal layer formed on the surface to constitute the first substrate integrated waveguide, and a metal layer formed on the first surface of the second substrate to constitute the second substrate integrated waveguide It is characterized in that it is disposed across the
また、本発明に係る高周波回路において、前記金属部材は、直方体形状に形成された接続ブロックであり、前記接続ブロックの幅は、前記第1の基板集積導波管の幅または前記第2の基板集積導波管の幅に一致し、前記接続ブロックの幅、前記第1の基板集積導波管の幅、および前記第2の基板集積導波管の幅は、電磁波の前記伝搬方向に垂直、かつ、前記第1の基板および前記第2の基板に平行な方向の長さであってもよい。 Further, in the high frequency circuit according to the present invention, the metal member is a connection block formed in a rectangular parallelepiped shape, and the width of the connection block is the width of the first substrate integrated waveguide or the second substrate. Matching the width of the integrated waveguide, the width of the connection block, the width of the first substrate integrated waveguide, and the width of the second substrate integrated waveguide are perpendicular to the propagation direction of the electromagnetic wave, And it may be a length in a direction parallel to the first substrate and the second substrate.
また、本発明に係る高周波回路において、前記接続ブロックの前記第1の基板側の幅は、前記第1の基板集積導波管の幅に一致し、前記接続ブロックの前記第2の基板側の幅は、前記第2の基板集積導波管の幅に一致し、前記接続ブロックの幅、前記第1の基板集積導波管の幅、および前記第2の基板集積導波管の幅は、電磁波の前記伝搬方向に垂直、かつ、前記第1の基板および前記第2の基板に平行な方向の長さであってもよい。 In the high frequency circuit according to the present invention, the width of the connection block on the first substrate side corresponds to the width of the first substrate integrated waveguide, and the connection block on the second substrate side The width corresponds to the width of the second substrate integrated waveguide, the width of the connection block, the width of the first substrate integrated waveguide, and the width of the second substrate integrated waveguide, It may be a length perpendicular to the propagation direction of the electromagnetic wave and in a direction parallel to the first substrate and the second substrate.
また、本発明に係る高周波回路において、前記第1の基板と前記第2の基板との間に設けられた一対のスペーサをさらに備え、前記一対のスペーサのそれぞれは、前記接続ブロックを挟んで配設されていてもよい。 In the high frequency circuit according to the present invention, the high frequency circuit further includes a pair of spacers provided between the first substrate and the second substrate, and each of the pair of spacers is disposed with the connection block interposed therebetween. It may be set.
また、本発明に係る高周波回路において、前記金属部材は複数の接続ワイヤであり、前記複数の接続ワイヤは、電磁波の前記伝搬方向に垂直、かつ、前記第1の基板および前記第2の基板に平行な方向に配設され、前記複数の接続ワイヤは、前記第1の基板集積導波管の幅または前記第2の基板集積導波管の幅にわたって配設されていてもよい。 Further, in the high frequency circuit according to the present invention, the metal member is a plurality of connection wires, and the plurality of connection wires are perpendicular to the propagation direction of the electromagnetic wave and on the first substrate and the second substrate. The plurality of connecting wires may be disposed in parallel directions, and may be disposed across the width of the first substrate integrated waveguide or the width of the second substrate integrated waveguide.
本発明によれば、第1の基板の第1の面に形成され第1の基板集積導波管を構成する金属層と、第2の基板の第1の面に形成された第2の基板集積導波管を構成する金属層とにまたがって金属部材が配設されるので、基板間の接続損失を抑制することができる。 According to the present invention, the metal layer formed on the first surface of the first substrate and constituting the first substrate integrated waveguide, and the second substrate formed on the first surface of the second substrate Since the metal member is disposed straddling the metal layer constituting the integrated waveguide, connection loss between the substrates can be suppressed.
以下、本発明の好適な実施の形態について、図1から図11を参照して詳細に説明する。各図について共通する構成要素には、同一の符号が付されている。 Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to FIGS. 1 to 11. The components common to the respective drawings are denoted by the same reference numerals.
[発明の概要]
本発明の高周波回路1は、2つの基板100、110が接続される構成を有する。高周波回路1は、基板100、110間で電磁波を伝送する。高周波回路1の基板100、110には、よく知られた基板集積導波管(SIW:Substrate Integrated Waveguide)(非特許文献1参照。)が形成される。高周波回路1は、基板100、110のそれぞれに形成された基板集積導波管を接続する接続ブロック120(金属部材)を有する。
[Summary of the Invention]
The
基板集積導波管(以下、「SIW」という。)とは、基板に基板貫通ビア(以下、「TSV」という。)を稠密に形成することで、基板内に形成された導波管モードを伝搬可能とする伝送路である。 A substrate integrated waveguide (hereinafter referred to as “SIW”) means a waveguide mode formed in a substrate by densely forming through substrate vias (hereinafter referred to as “TSV”) in the substrate. It is a transmission path that enables propagation.
SIWは、基板100、110それぞれの上面および下面に形成された金属層(図1の表面グランド102、112、および裏面グランド130)により電磁波の上下方向(基板100、110の上面と下面の方向)の閉じ込めを行い、TSV101、111により電磁波の横方向(電磁波の伝搬方向に垂直な、基板100、110の側面方向)の閉じ込めを行うことで、基板100、110内に導波管モードを形成することを可能としている。
The SIW is formed by metal layers (
基板100、110に設けられたTSV101、111によってそれぞれ形成されるSIW(第1の基板集積導波管、第2の基板集積導波管)を互いに接続するために、本発明に係る高周波回路1では、基板100、110をまたいで接続ブロック120が配設される。
In order to connect SIWs (first substrate integrated waveguide and second substrate integrated waveguide) respectively formed by the
[第1の実施の形態]
図1は、第1の実施の形態に係る高周波回路1の斜視図である。また、図2は、第1の実施の形態に係る高周波回路1の平面図である。
本実施の形態に係る高周波回路1は、TSV101、111がそれぞれ形成された2つの基板100、110と、基板100、110の各上面(第1の面)に配設された表面グランド102、112(金属層)と、接続ブロック120と、裏面グランド130とを備える。
First Embodiment
FIG. 1 is a perspective view of the
The
基板100は、MMIC基板であり、InPなどの化合物半導体により形成される。基板100の下面には、金属材料で形成される裏面グランド130が形成されている。
The
TSV101は、基板100上に集積回路プロセスを用いて形成され、導波管様の伝送線路であるSIWを形成する。TSV101は、電磁波の伝搬方向に垂直、かつ、基板100に水平な方向に配置間隔W1をもって2列に稠密に形成される。配置間隔W1は、基板100に形成されるSIWの幅を規定する。また、SIWにおいて電磁波を伝搬させるために、TSV101の電磁波の伝搬方向の配置間隔s1は、扱う電磁波の波長より小さい値にする必要がある。すなわち、TSV101の配置間隔s1は、SIWを伝搬する伝搬モードの伝送線路内波長の1/4以下の値に設定される。
The
表面グランド102は、金属などの導電性を有する材料で形成され、基板100の上面にTSV101を覆うように配設される。表面グランド102は、例えば、金、アルミなどによって形成される。なお、表面グランド102は、基板100の上面全体を覆うように形成されていてもよい。
The
基板110は、RF内装基板であり、アルミナや石英など誘電体により形成される。基板110の下面には、基板100と共通の裏面グランド130が形成されている。
The
TSV111は、基板110上に集積回路プロセスを用いて形成され、TSV101と同様に基板110にSIWを形成する。本実施の形態では、TSV111の電磁波伝搬方向に垂直な方向の配置間隔W2は、基板100におけるSIWの幅(TSV101の配置間隔W1)よりも狭く形成されている。なお、TSV111の電磁波伝搬方向の配置間隔s2についても、TSV101の配置間隔s1と同様に伝送線路内波長の1/4以下の値に設定される。
The
表面グランド112は、金属など導電性を有する材料で形成され、基板110の上面にTSV111を覆うように配設される。表面グランド112は、例えば、金、アルミなどによって形成される。なお、表面グランド112は、基板110の上面全体を覆うように形成されていてもよい。
The
上記のような構成を有する、MMIC側の基板100とRF内装基板の基板110とは、電磁波の伝搬方向が一致するように配置される。より詳細には、図1および図2に示すように、基板100に形成されたSIWの幅方向に平行な基板100の端面と、基板110に形成されたSIWの幅方向に平行な基板110の端面とが互いに対向して配置される。また、以下において基板100、110が互いに対向して配置されている部分を、「接続部分」という。
The
接続ブロック120は、直方体形状に形成され、所定の幅Wbと任意の高さhを有する。接続ブロック120は、例えば、金メッキなどが施された導電性を有する材料で形成され、表皮の抵抗が十分に小さいものが用いられる。なお接続ブロック120の幅Wbは、電磁波の伝搬方向に垂直、かつ、基板100、110に平行な方向の長さであり、高さhは、基板100、110の水平方向に垂直な方向の長さである。
The
接続ブロック120の幅Wbは、接続ブロック120と裏面グランド130との間に挟まれて伝搬するSIWの特性インピーダンスを規定する。そのため、接続ブロック120の幅WbをSIWの幅(配置間隔W1、W2)に対応した幅Wbとすることによって、基板100、110間のSIW接続部分での特性インピーダンスの変化を小さく抑えることができる。
The width Wb of the
例えば、接続される基板100、110のうち、SIWの幅がより大きい方の幅、すなわち基板110のSIWの幅(配置間隔W2)に一致するように接続ブロック120の幅Wbを設定してもよい。
For example, the width Wb of the
また、例えば、接続ブロック120の幅Wbは、図2に示すように、基板100のTSV101の内側エッジ間の幅W1’から基板110のTSV111の内側エッジ間の幅W2’の範囲の長さとしてもよい。このような幅Wbを接続ブロック120に用いることで、より小さい寸法の接続ブロック120で、基板100、110に形成されたSIWの伝搬モードを接続することが可能となる。
Further, for example, as shown in FIG. 2, the width Wb of the connection block 120 ranges from the width W 1 ′ between the inner edges of the
なお、接続ブロック120の電磁波の伝搬方向の長さは、それぞれの基板100、110に形成されたSIWを互いに接続することができる長さを有すればよい。
Note that the length of the
接続ブロック120は、基板100、110のそれぞれに形成されたSIWの電磁波の伝搬方向が一致するように配置された基板100、110をまたがって配設されている。より詳細には、接続ブロック120は、基板100、110間の接続部分の基板上面に形成されてそれぞれのSIWを構成する表面グランド102、112にまたがって配設されている。
The
接続ブロック120は、表面グランド102、112のそれぞれと、例えば、銀ペーストなとの導電性接着剤によって導通接触される。
The
上記のような構成を有する接続ブロック120を、基板100、110間の接続部分に配設することで、接続部分において、上面メタルを接続ブロック120、下面メタルを裏面グランド130とするSIWが形成される。
By arranging the connection block 120 having the above configuration at the connection portion between the
したがって、基板100、110それぞれに形成されたSIWの特性インピーダンスをあらかじめ一致させておけば、原理的に接続損失無く、基板100側のSIWを伝搬するSIWモードを基板110側のSIWモードに結合させることが可能となる。
Therefore, if the characteristic impedances of the SIWs formed on each of the
なお、SIWでは伝搬モードが基板100、110内に閉じ込められているため、ファラデー効果によって、接続ブロック120の上面側の物体の影響は遮断される。そのため、接続ブロック120の厚みhはSIWを伝搬するモードからは感じられず、接続ブロック120の厚みhを任意の値にとることができる。実際には、設計に応じて所望の厚みhを選択すればよい。
In the SIW, since the propagation mode is confined in the
次に、図5に上述した構成を有する高周波回路1についての通過特性S21の計算結果を示す。なお、通過特性S21の計算では、図3および図4に示すように、基板100、110間に所定のギャップ長Lgapを有する構成にて計算が行われた。
Next, the calculation results of the pass characteristic S 21 of the high-
また、基板100にはInPを、基板110にはアルミナを仮定した。基板100、110の厚さは50[μm]とした。基板100、110それぞれのSIWの幅(配置間隔W1、W2)は、特性インピーダンスが50[Ω]となるように設定されている。
The
また、高周波回路1に含まれるすべての金属は理想導体とした。基板100、110それぞれのSIWの電磁波の伝搬方向におけるTSV101、111の配置間隔s1、s2は、伝送線路内波長の1/4よりも小さい値に設定し、電磁波閉じ込めが十分強くなる値とした。
Moreover, all the metals contained in the
図5に、ギャップ長Lgapをパラメータとする通過特性S21の計算値を示す。ギャップ長Lgapが0の場合には、200−400[GHz]にわたって、その損失が0.2[dB]以下となっていることがわかる。このわずかな損失は、実際にはSIWが基板100、110の端まで形成できないことを考慮して、基板100、110の接続部分の端面から50[μm]だけ基板内側方向に入った位置にSIWの端面を設定したことに起因する。
Figure 5 shows the calculated values of pass characteristics S 21 that the gap length L gap as a parameter. It can be seen that when the gap length L gap is 0, the loss is 0.2 dB or less over 200 to 400 GHz. In view of the fact that SIW can not be formed up to the edge of the
基板100、110の接続部分では接続ブロック120と裏面グランド130とからなる電磁波の伝搬方向に長さ50[μm]+50[μm]=100[μm]を有するSIWが形成されることになる。そのため、基板100、110の接続部分における電磁波の伝搬方向のTSV101とTSV111との間隔が100[μm]以上となり、SIW外部にわずかに電磁波が漏洩してしまう。この漏洩分の損失が上記の0.2[dB]である。
An SIW having a length of 50 [μm] +50 [μm] = 100 [μm] in the propagation direction of the electromagnetic wave consisting of the
前述したように、マイクロストリップ線路を用いた従来のボンディングワイヤ230を有する高周波回路20の通過特性S21の計算結果(図13)では、ギャップ長Lgapが0の場合でも損失が1.5[dB]程度あった。このことから、本実施の形態に係る高周波回路1では、接続損失が大幅に改善されていることがわかる。
As described above, in the calculation result (FIG. 13) of the pass characteristic S 21 of the
また、図5に示すように、本実施の形態に係る高周波回路1では、ギャップ長Lgapが50[μm]の場合においても、周波数300[GHz]での損失が1[dB]以下であり、従来の高周波回路20に比べて接続損失が大きく改善されていることがわかる。
Further, as shown in FIG. 5, in the
なお、基板100、110間にギャップが有限長存在する場合に、電磁波の周波数が高くなるほど接続損失が大きくなる現象が見られるが、これは、次のように説明することができる。
In addition, in the case where a gap of a finite length exists between the
ギャップ長Lgapが大きくなると、ギャップが形成されている部分にはTSV101、111による電磁波の横方向(ギャップの長手方向)の閉じ込めが存在しないため、電磁波はギャップから横方向に漏洩する。電磁波の漏洩の度合いは、一般的なSIW同様、ギャップの前後にあるTSV101とTSV111との電磁波の伝搬方向における配置間隔が伝送線路内波長に比べてどれほど狭いかで決まる。
When the gap length L gap is increased, the electromagnetic waves are leaked in the lateral direction from the gap because there is no confinement of the electromagnetic waves in the lateral direction (longitudinal direction of the gap) by the
SIWを伝搬する電磁波の伝送線路内波長の1/4よりもギャップ長Lgapが大きくなると、電磁波の漏洩がより大きくなる。したがって、電磁波の周波数が高くなるほどSIWを伝搬する伝送線路内波長は小さい。そのため、ギャップ長Lgapを固定した場合、扱う電磁波の周波数が高くなるほど漏洩による損失が大きくなる。 When the gap length L gap is larger than 1⁄4 of the transmission line wavelength of the electromagnetic wave propagating through the SIW, the leakage of the electromagnetic wave becomes larger. Therefore, the higher the frequency of the electromagnetic wave, the smaller the wavelength in the transmission line that propagates the SIW. Therefore, when the gap length L gap is fixed, the higher the frequency of the electromagnetic wave to be handled, the larger the loss due to the leakage.
以上説明したように、第1の実施の形態によれば、高周波回路1は、MMICの基板100と、RF内装基板である基板110との接続部分に、基板100、110それぞれに形成されたSIWの幅(TSV101、111の配置間隔W1、W2)に一致する幅Wbを有する接続ブロック120が配設されるので、基板100、110間の接続損失を抑えることができる。
As described above, according to the first embodiment, the
また、第1の実施の形態に係る高周波回路1は、基板100、110に形成されたSIWを利用する。SIWの幅は、マイクロストリップ線路の幅に比べて広いため、実装に用いる接続ブロック120の実装トレランスが軽減され、実装コストもボンディングワイヤを用いた従来の接続構造に比べて低減される。
In addition, the
また、第1の実施の形態に係る高周波回路1は、MMICの外部において、RF内装基板に形成されたSIWを用いたフィルタなどを実装する場合に適用してもよい。これにより、MMICとRF内装基板のSIWを用いるフィルタとの接続損失を抑制することができる。
In addition, the
[変形例]
次に、第1の実施の形態の変形例について説明する。第1の実施の形態では、InPなどにより形成された基板100上のMMICと、アルミナなどにより形成された基板110とを電気的に接続する場合について説明した。これに対して、第1の実施の形態の変形例では、MMICとRF内装基板との接続ではなく、RF内装基板同士の接続を行う。
[Modification]
Next, a modification of the first embodiment will be described. In the first embodiment, the case where the MMIC on the
通常、MMICを実装する際には、MMICとコネクタ、導波管等のインターフェースとの間に多数のRF内装基板を接続することが多く、単一のRF内装基板を用いることは少ない。 Usually, when mounting an MMIC, many RF interior substrates are often connected between the MMIC and interfaces such as connectors and waveguides, and a single RF interior substrate is rarely used.
例えば、RF内装基板同士の接続に従来のボンディングワイヤを用いた場合には、図13で説明したように、一接続当たりに大きな接続損失が生ずる。そこで、多数のRF内装基板同士の接続に、第1の実施の形態に係る高周波回路1の接続構造を適用することで、一接続あたりの接続損失が大きく減少するため、全体としての接続損失を大幅に減少できる。
For example, when a conventional bonding wire is used to connect the RF inner substrates, a large connection loss occurs per connection, as described with reference to FIG. Therefore, by applying the connection structure of the high-
[第2の実施の形態]
次に、本発明の第2の実施の形態について説明する。なお、以下の説明では、上述した第1の実施の形態と同じ構成については同一の符号を付し、その説明を省略する。
Second Embodiment
Next, a second embodiment of the present invention will be described. In the following description, the same components as those in the first embodiment described above are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
第1の実施の形態では、基板100、110間の接続部分に配設される接続ブロック120の幅Wbが、基板100、110のそれぞれに形成されるSIWの幅(TSV101、111の電磁波の伝搬方向に垂直な方向の配置間隔W1、W2)に対応した幅Wbである場合について説明した。これに対して、第2の実施の形態では、基板100側と基板110側とで幅の異なる接続ブロック120a、120bを用いる。
In the first embodiment, the width Wb of the connection block 120 disposed at the connection portion between the
より詳細には、図6に示すように、基板100の上面には、基板100に形成されたSIWの幅、すなわちTSV101の電磁波の伝搬方向に垂直な方向の配置間隔W1に一致する幅を有する接続ブロック120aが配設されている。また、基板110の上面には、基板110に形成されたSIWの幅、すなわちTSV111の電磁波伝搬方向に垂直な方向の配置間隔W2に一致する幅を有する接続ブロック120bが配設されている。
More specifically, as shown in FIG. 6, on the upper surface of the
基板100側の接続ブロック120aと基板110側の接続ブロック120bは、基板100、110の接続部分において接続されている。なお、接続ブロック120a、120bは一体的に形成されていてもよく、別々に形成されていてもよい。
The
基板100側の接続ブロック120aと基板110側の接続ブロック120bの幅をそれぞれの基板100、110に形成されたSIWの幅に一致させることで、接続ブロック120a、120bを伝搬するSIWモードと基板100、110のそれぞれを伝搬するSIWモードとの特性インピーダンスの不整合をなくすことができる。そのため、接続損失がより抑制された高周波回路1aが実現される。
By matching the widths of the connection block 120 a on the
[第3の実施の形態]
次に、本発明の第3の実施の形態について説明する。なお、以下の説明では、上述した第1および第2の実施の形態と同じ構成については同一の符号を付し、その説明を省略する。
Third Embodiment
Next, a third embodiment of the present invention will be described. In the following description, the same components as those in the first and second embodiments described above are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted.
第3の実施の形態では、図7および図8に示すように、基板100、110の接続部分に形成されるギャップにスペーサ121が配設される。スペーサ121は、例えば、基板100、110間のギャップ長Lgapに対応する長さWsを有し、接続ブロック120の高さhと一致するような基板100、110に垂直な方向の高さを有する一対の直方体のブロック形状に形成される。
In the third embodiment, as shown in FIGS. 7 and 8, the
スペーサ121のそれぞれは、基板100、110間のギャップを埋めるように、接続ブロック120を挟んで配置される。なお、図8に示すように、接続ブロック120が配設されている基板100、110の接続部分において、接続ブロック120の底面と裏面グランド130との間には空間が形成されている。また、スペーサ121は、接続ブロック120と同じ材料で形成されていてもよい。
Each of the
本実施の形態に係る高周波回路1bの通過特性S21の計算結果を図9に示す。通過特性の計算においては、ギャップ長Lgapが50[μm]のギャップにスペーサ121が配設された高周波回路1bを仮定した。なお、計算における他の条件は、図5で説明した第1の実施の形態に係る高周波回路1の通過特性S21の計算と同じ条件を用いた。
The calculation results of the pass characteristic S 21 of the high-
図9に示すように、電磁波の周波数が300−400[GHz]の範囲において、本実施の形態に係る高周波回路1bの接続損失は0.8[dB]以下に抑えられている。
As shown in FIG. 9, the connection loss of the
第1の実施の形態に係るスペーサ121を有さない高周波回路1の通過特性S21の計算結果(図5、ギャップ長Lgap=50[μm]の通過特性S21)と比較して、本実施の形態に係るスペーサ121を有する高周波回路1bの通過特性S21はさらに改善されていることがわかる。
Calculation results of the pass characteristic S 21 of the high-
以上説明したように、第3の実施の形態に係る高周波回路1bによれば、基板100、110の接続部に形成されたギャップにスペーサ121を配置するので、ギャップの横方向(ギャップの長手方向)への電磁波の漏洩を防ぐことができる。そのため、高周波回路1bにおける接続損失をより効果的に抑制することができる。
As described above, according to the
[第4の実施の形態]
次に、本発明の第4の実施の形態について説明する。なお、以下の説明では、上述した第1から第3の実施の形態と同じ構成については同一の符号を付し、その説明を省略する。
Fourth Embodiment
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described. In the following description, the same components as those in the first to third embodiments described above are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted.
第1から第3の実施の形態では、基板100、110の接続部分に接続ブロック120を用いる場合について説明した。これに対し、本実施の形態では、接続ブロック120の代わりに、複数の接続ワイヤ122を用いる。
In the first to third embodiments, the case where the
図10は、第4の実施の形態に係る高周波回路1cの斜視図である。図10に示すように、複数の接続ワイヤ122の両端は、基板100、110が互いに対向している方向の、基板100、110の上面に配設された表面グランド102と表面グランド112とにそれぞれ接続される。接続ワイヤ122によって、基板100、110それぞれに形成されたSIWが接続される。
FIG. 10 is a perspective view of a
より詳細には、複数の接続ワイヤ122は、電磁波の伝搬方向に垂直、かつ、基板100、110に平行な方向に配設され、基板100、110それぞれに形成されたSIWの幅(TSV101、111の配置間隔W1、W2)にわたって稠密に配設されている。接続ワイヤ122同士の間隔s3は、電磁波の自由空間波長の1/4より小さくなるようにすれば、等価的に、第1から第3の実施の形態に係る接続ブロック120と同等の効果、すなわち接続損失の抑制が可能となる。
More specifically, the plurality of
なお、複数の接続ワイヤ122が配設される基板100、110上のSIWの幅は、例えば、SIWの幅がより広い、基板110が有するTSV111の配置間隔W2に合わせてもよい。
The width of the SIW on the
また、接続ワイヤ122は、Auなどの材料で形成され、太さaは、例えば、25[μm]のボンディングワイヤを用いればよい。電磁波の伝搬方向における接続ワイヤ122の長さは、基板100、110にそれぞれ形成されたSIWを接続するのに十分な長さがあればよい。
The
図11は、本実施の形態に係る複数の接続ワイヤ122が配設された高周波回路1cの通過特性S21の計算結果を説明する図である。通過特性の計算では、基板100、110間のギャップ長Lgapを50[μm]とし、接続ワイヤ122が3本配設された場合および5本配設された場合のそれぞれについて計算を行った。
FIG. 11 is a view for explaining calculation results of the passage characteristic S 21 of the
なお、計算において、接続ワイヤ122の太さaは25[μm]とし、接続ワイヤ122の間隔s3は等間隔とした。その他の計算の条件は、第1の実施の形態で説明した図5の通過特性S21の計算と同じ条件を用いている。図11に示すように、接続ワイヤ122を5本用いた場合の高周波回路1cにおいて、電磁波の周波数が300[GHz]での接続損失は、1.5[dB]以下となっている。
Incidentally, in the calculation, the thickness a of the connecting
図13で説明した従来の高周波回路20では、電磁波の周波数が300[GHz]の場合の接続損失が3[dB]程度である。このことから、本実施の形態に係る接続ワイヤ122を用いた高周波回路1cは接続ワイヤ122の本数が3本の場合、5本の場合ともに接続損失が大きく改善されていることがわかる。
In the conventional
以上説明したように、第4の実施の形態によれば、複数の接続ワイヤ122が、基板100、110に形成されたSIWの幅にわたって、電磁波の自由空間波長の1/4より小さい間隔s3で基板100、110の接続部分に配設されるので、基板100、110間の接続損失を抑制することができる。
As described above, according to the fourth embodiment, the plurality of
本実施の形態に係る高周波回路1cは、特に、第1から第3の実施の形態で用いた接続ブロック120を設計上用いることが困難な場合などに有効である。
The
以上、本発明の高周波回路における実施の形態について説明したが、本発明は説明した実施の形態に限定されるものではなく、請求項に記載した発明の範囲において当業者が想定し得る各種の変形を行うことが可能である。 As mentioned above, although the embodiment in the high frequency circuit of the present invention was described, the present invention is not limited to the described embodiment, and various modifications which those skilled in the art may conceive within the scope of the invention described in the claims. It is possible to
1、1a、1b、1c、20…高周波回路、100、110、200、210…基板、101、111…TSV、102、112…表面グランド、120、120a、120b…接続ブロック、121…スペーサ、122…接続ワイヤ、130、220…裏面グランド、201、211…マイクロストリップ線路、230…ボンディングワイヤ。 1, 1a, 1b, 1c, 20: high frequency circuit, 100, 110, 200, 210: substrate, 101, 111: TSV, 102, 112: surface ground, 120, 120a, 120b: connection block, 121: spacer, 122 ... connection wire, 130, 220 ... back surface ground, 201, 211 ... microstrip line, 230 ... bonding wire.
Claims (5)
第2の基板集積導波管が形成された第2の基板と、
前記第1の基板集積導波管と前記第2の基板集積導波管とを接続する金属部材と、
を備え、
前記第1の基板と前記第2の基板とは、前記第1の基板集積導波管の電磁波の伝搬方向と、前記第2の基板集積導波管の電磁波の伝搬方向とが一致するように配置され、
前記金属部材は、前記第1の基板の第1の面に形成されて前記第1の基板集積導波管を構成する金属層と、前記第2の基板の第1の面に形成されて前記第2の基板集積導波管を構成する金属層とにまたがって配設される
ことを特徴とする高周波回路。 A first substrate on which a first substrate integrated waveguide is formed;
A second substrate on which a second substrate integrated waveguide is formed;
A metal member connecting the first substrate integrated waveguide and the second substrate integrated waveguide;
Equipped with
In the first substrate and the second substrate, the propagation direction of the electromagnetic waves in the first substrate integrated waveguide and the propagation direction of the electromagnetic waves in the second substrate integrated waveguide coincide with each other. Placed
The metal member is formed on a first surface of the first substrate to form a metal layer forming the first integrated waveguide, and is formed on a first surface of the second substrate. A high frequency circuit characterized in that it is disposed straddling a metal layer constituting a second substrate integrated waveguide.
前記金属部材は、直方体形状に形成された接続ブロックであり、
前記接続ブロックの幅は、前記第1の基板集積導波管の幅または前記第2の基板集積導波管の幅に一致し、
前記接続ブロックの幅、前記第1の基板集積導波管の幅、および前記第2の基板集積導波管の幅は、電磁波の前記伝搬方向に垂直、かつ、前記第1の基板および前記第2の基板に平行な方向の長さであることを特徴とする高周波回路。 In the high frequency circuit according to claim 1,
The metal member is a connection block formed in a rectangular parallelepiped shape,
The width of the connection block corresponds to the width of the first substrate integrated waveguide or the width of the second substrate integrated waveguide,
The width of the connection block, the width of the first substrate integrated waveguide, and the width of the second substrate integrated waveguide are perpendicular to the propagation direction of the electromagnetic wave and are the first substrate and the first. 2. A high frequency circuit characterized by having a length in a direction parallel to the two substrates.
前記接続ブロックの前記第1の基板側の幅は、前記第1の基板集積導波管の幅に一致し、
前記接続ブロックの前記第2の基板側の幅は、前記第2の基板集積導波管の幅に一致し、
前記接続ブロックの幅、前記第1の基板集積導波管の幅、および前記第2の基板集積導波管の幅は、電磁波の前記伝搬方向に垂直、かつ、前記第1の基板および前記第2の基板に平行な方向の長さであることを特徴とする高周波回路。 In the high frequency circuit according to claim 2,
The width on the first substrate side of the connection block corresponds to the width of the first substrate integration waveguide,
The width on the second substrate side of the connection block corresponds to the width of the second substrate integration waveguide,
The width of the connection block, the width of the first substrate integrated waveguide, and the width of the second substrate integrated waveguide are perpendicular to the propagation direction of the electromagnetic wave and are the first substrate and the first. 2. A high frequency circuit characterized by having a length in a direction parallel to the two substrates.
前記第1の基板と前記第2の基板との間に設けられた一対のスペーサをさらに備え、
前記一対のスペーサのそれぞれは、前記接続ブロックを挟んで配設されている
ことを特徴とする高周波回路。 In the high frequency circuit according to claim 2 or claim 3,
It further comprises a pair of spacers provided between the first substrate and the second substrate,
Each of the pair of spacers is disposed to sandwich the connection block.
前記金属部材は複数の接続ワイヤであり、
前記複数の接続ワイヤは、電磁波の前記伝搬方向に垂直、かつ、前記第1の基板および前記第2の基板に平行な方向に配設され、
前記複数の接続ワイヤは、前記第1の基板集積導波管の幅または前記第2の基板集積導波管の幅にわたって配設されている
ことを特徴とする高周波回路。 In the high frequency circuit according to claim 1,
The metal member is a plurality of connection wires,
The plurality of connection wires are disposed perpendicular to the propagation direction of the electromagnetic wave and in a direction parallel to the first substrate and the second substrate.
The high frequency circuit according to claim 1, wherein the plurality of connection wires are disposed across the width of the first substrate integrated waveguide or the width of the second substrate integrated waveguide.
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Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH1174701A (en) * | 1997-08-28 | 1999-03-16 | Kyocera Corp | Connection structure for dielectric waveguide line |
JPH11308001A (en) * | 1998-04-23 | 1999-11-05 | Kyocera Corp | Connection structure for dielectric waveguide line |
US6515562B1 (en) * | 1998-04-23 | 2003-02-04 | Kyocera Corporation | Connection structure for overlapping dielectric waveguide lines |
JP2007228223A (en) * | 2006-02-23 | 2007-09-06 | Mitsubishi Electric Corp | Waveguide connector |
WO2010098393A1 (en) * | 2009-02-25 | 2010-09-02 | 京セラ株式会社 | Radio frequency module |
US20100289602A1 (en) * | 2007-12-20 | 2010-11-18 | Per Ligander | waveguide transition arrangement |
-
2017
- 2017-12-14 JP JP2017239419A patent/JP6907916B2/en active Active
Patent Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH1174701A (en) * | 1997-08-28 | 1999-03-16 | Kyocera Corp | Connection structure for dielectric waveguide line |
JPH11308001A (en) * | 1998-04-23 | 1999-11-05 | Kyocera Corp | Connection structure for dielectric waveguide line |
US6515562B1 (en) * | 1998-04-23 | 2003-02-04 | Kyocera Corporation | Connection structure for overlapping dielectric waveguide lines |
JP2007228223A (en) * | 2006-02-23 | 2007-09-06 | Mitsubishi Electric Corp | Waveguide connector |
US20100289602A1 (en) * | 2007-12-20 | 2010-11-18 | Per Ligander | waveguide transition arrangement |
JP2011508507A (en) * | 2007-12-20 | 2011-03-10 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン(パブル) | Waveguide transition configuration |
WO2010098393A1 (en) * | 2009-02-25 | 2010-09-02 | 京セラ株式会社 | Radio frequency module |
US20110298568A1 (en) * | 2009-02-25 | 2011-12-08 | Kyocera Corporation | High-Frequency Module |
Also Published As
Publication number | Publication date |
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