JP2018201107A

JP2018201107A - Band pass filter and 2 distribution matching unit

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Publication number: JP2018201107A
Application number: JP2017104330A
Authority: JP
Inventors: 新井　敏夫; Toshio Arai; 敏夫新井; 裕輝真野; Hiroteru Mano
Original assignee: Nippon Antenna Co Ltd
Current assignee: Nippon Antenna Co Ltd
Priority date: 2017-05-26
Filing date: 2017-05-26
Publication date: 2018-12-20

Abstract

To provide a band pass filter constituted of a small number of concentrated constant elements.SOLUTION: Between input terminals A1, B1 and output terminals D1, E1, an HPF type impedance conversion circuit constituted of an inductor L11 and a capacitor C11, and an LPF type impedance conversion circuit constituted of capacitor C12 and an inductor L12 are provided while cascaded in two stages. The impedance conversion circuit indicates the band pass characteristics, and matches an input side termination resistance R11 of an arbitrary termination resistance value, and an output side termination resistance R12 of an arbitrary termination resistance value.SELECTED DRAWING: Figure 1

Description

本発明は、少ない集中定数素子から構成される帯域通過フィルタおよびこの帯域通過フィルタを適用した２分配整合器に関する。 The present invention relates to a bandpass filter composed of a small number of lumped constant elements and a two-distribution matching device to which this bandpass filter is applied.

図１５に示すような、通過帯域内に電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が１．００となる零点２つと、零点の間に最大減衰量を示す所望の値のＶＳＷＲが得られるチェビシェフ特性の周波数特性を持ち、入力と出力とが異なる値の抵抗で終端される帯域通過フィルタが考えられる。
ここで、帯域通過フィルタは、集中定数４個以内で構成するものとし、入力側の終端抵抗値と、出力側の終端抵抗値との比を任意とする。このような帯域通過フィルタを設計する場合、最初に必要となる低域通過特性を持つ基本回路１０００を図１６に示す。図１６に示す基本回路１０００は、入力端子であるＡ１０００とＢ１０００間に接続された１個のキャパシタＣ１００１と、Ａ１０００と出力端子であるＤ１０００との間に直列に接続された１個のインダクタＬ１００１からなるＬ形回路となる。この回路の入力端子であるＡ１０００とＢ１０００には終端抵抗Ｒ１００１の信号源Ｓ１００１が接続され、出力端子であるＤ１０００とＥ１０００とは終端抵抗Ｒ１００２で終端されている。
図１６に示す基本回路１０００を利用する帯域通過特性を示す当初の条件である集中定数４個以内からなる帯域通過フィルタ（以下、「ＢＰＦ」という）１０１０の回路を図１７に示す。図１７に示すＢＰＦ１０１０は、入力端子であるＡ１０１０とＢ１０１０には終端抵抗Ｒ１０１１の信号源Ｓ１０１１が接続され、出力端子であるＤ１０１０とＥ１０１０とは終端抵抗Ｒ１０１２で終端されている。入力端子であるＡ１０１０とＢ１０１０間にインダクタＬ１０１１とキャパシタＣ１０１１とからなる並列共振回路が接続され、Ａ１０１０とＤ１０１０との間にインダクタＬ１０１２とキャパシタＣ１０１２とからなる直列共振回路が接続されている。図１７に示すＢＰＦ１０１０において、チェビシェフ特性で実現できる周波数特性は、通過帯域の中心周波数におけるＶＳＷＲが終端抵抗値の比、即ち、Ｒ１０１１＞Ｒ１０１２の場合はＲ１０１１／Ｒ１０１２、Ｒ１０１１＜Ｒ１０１２の場合はＲ１０１２／Ｒ１０１１で表されるＶＳＷＲに制約され、任意の特性に設定することができない。 As shown in FIG. 15, the frequency of Chebyshev characteristics that obtains two zeros having a voltage standing wave ratio (VSWR) of 1.00 in the pass band and a desired value of VSWR indicating the maximum attenuation between the zeros. A band-pass filter having characteristics and having an input and an output terminated with different resistances can be considered.
Here, the band-pass filter is configured with four or less lumped constants, and the ratio of the termination resistance value on the input side to the termination resistance value on the output side is arbitrary. FIG. 16 shows a basic circuit 1000 having a low-pass characteristic that is required first when designing such a band-pass filter. A basic circuit 1000 shown in FIG. 16 includes one capacitor C1001 connected between the input terminals A1000 and B1000, and one inductor L1001 connected in series between A1000 and the output terminal D1000. L-shaped circuit. A signal source S1001 of termination resistor R1001 is connected to A1000 and B1000 which are input terminals of this circuit, and D1000 and E1000 which are output terminals are terminated by termination resistor R1002.
FIG. 17 shows a circuit of a band-pass filter (hereinafter referred to as “BPF”) 1010 having less than four lumped constants, which is an initial condition showing band-pass characteristics using the basic circuit 1000 shown in FIG. In the BPF 1010 shown in FIG. 17, the signal source S1011 of the termination resistor R1011 is connected to the input terminals A1010 and B1010, and the output terminals D1010 and E1010 are terminated by the termination resistor R1012. A parallel resonant circuit composed of an inductor L1011 and a capacitor C1011 is connected between A1010 and B1010 which are input terminals, and a series resonant circuit composed of an inductor L1012 and a capacitor C1012 is connected between A1010 and D1010. In the BPF 1010 shown in FIG. 17, the frequency characteristic that can be realized by the Chebyshev characteristic is that the ratio of the VSWR at the center frequency of the passband to the termination resistance value, that is, R1011 / R1012 when R1011> R1012, and R1012 / R1012 <R1012. It is restricted by the VSWR represented by R1011 and cannot be set to an arbitrary characteristic.

次に、図１７に示すＢＰＦ１０１０を変形して実現される帯域通過フィルタの回路を図１８ないし図２１に示す。図１８に示すＢＰＦ１０２０は、ＢＰＦ１０１０における入力端子であるＡ１０１０とＢ１０１０間に接続された並列共振回路のキャパシタＣ１０１１を省略した回路とされ、図１９に示すＢＰＦ１０３０は、ＢＰＦ１０１０における入力端子であるＡ１０１０とＢ１０１０間に接続された並列共振回路のインダクタＬ１０１１を省略した回路とされ、図２０に示すＢＰＦ１０４０は、ＢＰＦ１０１０におけるＡ１０１０とＤ１０１０間に接続された直列共振回路のキャパシタＣ１０１２を省略した回路とされ、図２１に示すＢＰＦ１０５０は、ＢＰＦ１０１０におけるＡ１０１０とＤ１０１０間に接続された直列共振回路のインダクタＬ１０１２を省略した回路とされている。しかしながら、図１８および図１９に示すＢＰＦでは並列共振回路を備えておらず、図２０および図２１に示すＢＰＦでは直列共振回路を備えていないことから、ＶＳＷＲが１．００となる零点が１つしか存在しないようになり、チェビシェフ特性の周波数特性が得られないことになる。 Next, a circuit of a band pass filter realized by modifying the BPF 1010 shown in FIG. 17 is shown in FIGS. The BPF 1020 shown in FIG. 18 is a circuit in which the capacitor C1011 of the parallel resonance circuit connected between the A1010 and B1010 which are input terminals in the BPF 1010 is omitted, and the BPF 1030 shown in FIG. The BPF 1040 shown in FIG. 20 is a circuit in which the capacitor C1012 of the series resonance circuit connected between A1010 and D1010 in the BPF 1010 is omitted, and the parallel resonance circuit inductor L1011 connected in between is omitted. The BPF 1050 shown in FIG. 4 is a circuit in which the inductor L1012 of the series resonance circuit connected between A1010 and D1010 in the BPF 1010 is omitted. However, since the BPF shown in FIGS. 18 and 19 does not include a parallel resonance circuit, and the BPF illustrated in FIGS. 20 and 21 does not include a series resonance circuit, there is one zero point at which VSWR is 1.00. However, the frequency characteristic of the Chebyshev characteristic cannot be obtained.

ところで、図１７ないし図２１に示すＢＰＦでは、入力側の終端抵抗Ｒ１０１１と出力側の終端抵抗Ｒ１０１２との抵抗値は異なる終端抵抗値に対応可能とされている。入力と出力との終端抵抗値が異なる場合でも成立する回路例としてインピーダンス変換回路がある。インピーダンス変換回路の実用例として、２段スタックされたアンテナを構築する場合等に用いられる２分配整合器がある。例えば図２２に示すように、２分配整合器ＤＶは、入力側に無線機Ｔが接続され、出力側にはスタックされる第１のアンテナ（ＡＮＴ１６１）と第２のアンテナ（ＡＮＴ１６２）とが接続される。このように、出力側にＡＮＴ１６１とＡＮＴ１６２との２つの負荷が並列に接続されることから、出力側の終端抵抗値は入力側の半分になる。 Incidentally, in the BPF shown in FIGS. 17 to 21, the resistance values of the input-side termination resistor R1011 and the output-side termination resistor R1012 can correspond to different termination resistance values. There is an impedance conversion circuit as an example of a circuit that is established even when the termination resistance values of the input and the output are different. As a practical example of the impedance conversion circuit, there is a two-distribution matching unit used when a two-stage stacked antenna is constructed. For example, as shown in FIG. 22, the 2-distribution matching unit DV has a radio T connected to the input side and a first antenna (ANT161) and a second antenna (ANT162) stacked on the output side. Is done. Thus, since two loads of ANT161 and ANT162 are connected in parallel on the output side, the termination resistance value on the output side is half that on the input side.

２分配整合器の最も一般的な構成は、図２３に示すように、インピーダンス変換回路としてＱマッチング回路と称される分布定数線路１１０から構成される（非特許文献１参照）。分布定数線路１１０には同軸ケーブルが用いられ、Ｑマッチング回路とされる分布定数線路１１０の長さＬ１１０は、使用周波数の波長をλとすると電気的にλ／４の長さとされる。また、同軸ケーブルの特性インピーダンスはその両端のインピーダンスの積の平方根となることが知られており、入力端子ＩＮ１２０に接続される無線機Ｔの出力インピーダンスＺｏ、および、第１出力端子ＯＵＴ１２１に接続されるＡＮＴ１６１および第２出力端子ＯＵＴ１２２に接続されるＡＮＴ１６２のインピーダンスＺｏを５０Ωとすると、分布定数線路１１０を構成する同軸ケーブルの特性インピーダンスＺｗ１１０は、２５Ωと５０Ωの積の平方根で計算される５０Ω／√２、すなわち約３５．３５５Ωとなる。この特性インピーダンスの同軸ケーブルは、市販されていて入手可能な特性インピーダンスであることから広く普及している。 As shown in FIG. 23, the most common configuration of the two-distribution matching device is composed of a distributed constant line 110 called a Q matching circuit as an impedance conversion circuit (see Non-Patent Document 1). A coaxial cable is used for the distributed constant line 110, and the length L110 of the distributed constant line 110 serving as a Q matching circuit is electrically λ / 4, where λ is the wavelength of the operating frequency. The characteristic impedance of the coaxial cable is known to be the square root of the product of the impedances at both ends, and is connected to the output impedance Zo of the radio T connected to the input terminal IN120 and the first output terminal OUT121. Assuming that the impedance Zo of the ANT161 connected to the ANT161 and the second output terminal OUT122 is 50Ω, the characteristic impedance Zw110 of the coaxial cable constituting the distributed constant line 110 is 50Ω / √ calculated by the square root of the product of 25Ω and 50Ω. 2, that is, about 35.355Ω. A coaxial cable having this characteristic impedance is widely used because it is a commercially available characteristic impedance.

従来の一般的な２分配整合器１００におけるインピーダンスＺｏを５０Ω、１／４波長の分布定数線路１１０のインピーダンスＺｗを約３５．３５５Ω、使用中心周波数を３６５ＭＨｚとした時の電圧定在波比（ＶＳＷＲ）の周波数特性を図２４に示す。図２４を参照すると、使用中心周波数ではＶＳＷＲが１．００となるが、ＶＳＷＲが１．１２以下となる帯域は約３２７．６ＭＨｚ〜約４０２．４ＭＨｚの狭い帯域となってしまう。このため、使用周波数ごとに分布定数線路１１０のケーブル長を電気的に１／４波長となるように加工して調整する必要があり、周波数の決定後でなければ２分配整合器１００を製作できないという不便さがあった。 Voltage standing wave ratio (VSWR) when impedance Zo in conventional general two-distribution matching device 100 is 50Ω, impedance Zw of quarter-wave distributed constant line 110 is about 35.355Ω, and the center frequency used is 365 MHz. FIG. 24 shows the frequency characteristics of). Referring to FIG. 24, the VSWR is 1.00 at the use center frequency, but the band where the VSWR is 1.12 or less is a narrow band of about 327.6 MHz to about 402.4 MHz. For this reason, it is necessary to process and adjust the cable length of the distributed constant line 110 to be a quarter wavelength electrically for each frequency used, and the two-distribution matching device 100 cannot be manufactured unless the frequency is determined. There was inconvenience.

これを解決するため、インピーダンス変換回路を広帯域化して広範囲の使用周波数に適応させようとした従来の２分配整合器２００の構成を図２５に示す。図２５に示すように、２分配整合器２００は、入力端子ＩＮ２２０と、並列接続された第１出力端子ＯＵＴ２２１および第２出力端子ＯＵＴ２２２との間に分布定数線路２１０と分布定数線路２１１とが縦続接続されている。分布定数線路２１０および分布定数線路２１１とは、１／４波長の同軸ケーブルのインピーダンス整合回路となっている。入力端子ＩＮ２２０と第１出力端子ＯＵＴ２２１および第２出力端子ＯＵＴ２２２とのインピーダンスＺｏを５０Ωとした時に、分布定数線路２１０のインピーダンスＺｗ２１０を約４１．２８４Ω、分布定数線路２１１のインピーダンスＺｗ２１１を約３０．２７８Ωとして、インピーダンス整合している。 In order to solve this problem, FIG. 25 shows a configuration of a conventional two-distribution matching device 200 which attempts to adapt the impedance conversion circuit to a wide range of operating frequencies by widening the impedance conversion circuit. As shown in FIG. 25, in the two-distribution matching unit 200, a distributed constant line 210 and a distributed constant line 211 are cascaded between an input terminal IN220 and a first output terminal OUT221 and a second output terminal OUT222 connected in parallel. It is connected. The distributed constant line 210 and the distributed constant line 211 are impedance matching circuits of a quarter wavelength coaxial cable. When the impedance Zo between the input terminal IN220 and the first output terminal OUT221 and the second output terminal OUT222 is 50Ω, the impedance Zw210 of the distributed constant line 210 is about 41.284Ω, and the impedance Zw211 of the distributed constant line 211 is about 30.278Ω. As an impedance matching.

従来の２分配整合器２００におけるインピーダンスＺｏ，Ｚｗ２１０，Ｚｗ２１１を上記の値とし、使用周波数帯域を実践に則した２６０ＭＨｚ〜４７０ＭＨｚ（中心周波数は３６５ＭＨｚ）とした時のＶＳＷＲの周波数特性を図２６に示す。図２６を参照すると、２６０ＭＨｚ〜４７０ＭＨｚにおけるＶＳＷＲは１．０７７以下の良好なＶＳＷＲが得られる。しかし、ここで必要となる分布定数線路２１０および分布定数線路２１１のインピーダンスの同軸ケーブルは通常市販されていないことから、容易に実現することができない。対策として同軸ケーブルに替えてストリップ線路を用いる方法も考えられるが、線路長の合計が１／２波長分必要になることから、形状が大型化し、挿入損失を抑えるために良質なプリント基板が必要になってしまう。 FIG. 26 shows the frequency characteristics of VSWR when the impedances Zo, Zw210, and Zw211 in the conventional two-distribution matching device 200 are set to the above values and the used frequency band is set to 260 MHz to 470 MHz (center frequency is 365 MHz). . Referring to FIG. 26, a good VSWR of 26077 to 470 MHz with a VSWR of 1.077 or less is obtained. However, the coaxial cables having the impedances of the distributed constant line 210 and the distributed constant line 211 required here are not usually commercially available and cannot be easily realized. As a countermeasure, a method using a strip line instead of a coaxial cable is also conceivable, but since the total line length is required for ½ wavelength, the shape becomes large and a high-quality printed circuit board is required to suppress insertion loss. Become.

「アンテナハンドブック」昭和45年7月30日 P.317-318 ＣＱ出版株式会社"Antenna Handbook" July 30, 1970 P.317-318 CQ Publishing Co., Ltd.

２分配整合器の小型化を考えた場合、インダクタとキャパシタのリアクタンス素子からなる集中定数型のインピーダンス変換回路を用いる２分配整合器が考えられる。少ない素子数で最も広帯域なＶＳＷＲ特性となる２分配整合器の一例として、４個のリアクタンス素子からなる集中定数素子で構成されているＬＰＦ（Low Pass Filter）型のインピーダンス変換回路を用いる２分配整合器３００を図２７に示す。
図２７に示す２分配整合器３００は、入力端子ＩＮ３２０と、並列接続された第１出力端子ＯＵＴ３２１および第２出力端子ＯＵＴ３２２との間に２段のＬＰＦ型回路からなるインピーダンス変換回路が接続されて構成されている。すなわち、第１インダクタＬｓ３０１と第２インダクタＬｓ３０２とが入力端子ＩＮ３２０と並列接続された第１出力端子ＯＵＴ３２１および第２出力端子ＯＵＴ３２２との間に直列接続され、入力端子ＩＮ３２０とアース間に接続された第１キャパシタＣｐ３０１と、第１インダクタＬｓ３０１と第２インダクタＬｓ３０２との接続点とアース間に接続された第２キャパシタＣｐ３０２とから構成されている。第１キャパシタＣｐ３０１と第１インダクタＬｓ３０１とで１段目のＬＰＦ型回路が、第２キャパシタＣｐ３０２と第２インダクタＬｓ３０２とで２段目のＬＰＦ型回路が構成されている。 In consideration of miniaturization of the two-distribution matching device, a two-distribution matching device using a lumped-constant type impedance conversion circuit composed of an inductor and a capacitor reactance element can be considered. Two-distribution matching using an LPF (Low Pass Filter) type impedance conversion circuit composed of lumped-constant elements consisting of four reactance elements as an example of a two-distribution matching device that provides the widest bandwidth VSWR characteristics with a small number of elements A container 300 is shown in FIG.
In the two-distribution matching device 300 shown in FIG. 27, an impedance conversion circuit including a two-stage LPF circuit is connected between an input terminal IN320 and a first output terminal OUT321 and a second output terminal OUT322 connected in parallel. It is configured. That is, the first inductor Ls301 and the second inductor Ls302 are connected in series between the first output terminal OUT321 and the second output terminal OUT322 connected in parallel with the input terminal IN320, and are connected between the input terminal IN320 and the ground. The first capacitor Cp301 and the second capacitor Cp302 connected between the connection point of the first inductor Ls301 and the second inductor Ls302 and the ground. The first capacitor Cp301 and the first inductor Ls301 form a first-stage LPF circuit, and the second capacitor Cp302 and the second inductor Ls302 form a second-stage LPF circuit.

図２７に示す２分配整合器３００において、入力端子ＩＮ３２０と第１出力端子ＯＵＴ３２１と第２出力端子ＯＵＴ３２２のインピーダンスＺｏを５０Ωとし、使用周波数帯域を２６０ＭＨｚ〜４７０ＭＨｚとし、第１キャパシタＣｐ３０１を約７．３８５ｐＦ、第１インダクタＬｓ３０１を約１８．１４ｎＨ、第２キャパシタＣｐ３０２を約１４．５１ｐＦ、第２インダクタＬｓ３０２を約９．２３１ｎＨとした時のＶＳＷＲの周波数特性を図２８に示す。図２８を参照すると、２６０ＭＨｚ〜４７０ＭＨｚにおけるＶＳＷＲは１．１２３以下のＶＳＷＲが得られるが、一般に２分配整合器で要求されることの多い１．１以下のＶＳＷＲをクリアできない。このように、図２７に示す２分配整合器３００では所定の周波数帯域において良好なＶＳＷＲを得ることができないと云う問題点があった。 27, the impedance Zo of the input terminal IN320, the first output terminal OUT321, and the second output terminal OUT322 is 50Ω, the operating frequency band is 260 MHz to 470 MHz, and the first capacitor Cp301 is about 7. FIG. 28 shows the frequency characteristics of VSWR when 385 pF, the first inductor Ls301 is about 18.14 nH, the second capacitor Cp302 is about 14.51 pF, and the second inductor Ls302 is about 9.231 nH. Referring to FIG. 28, a VSWR of 260 MHz to 470 MHz can be a VSWR of 1.123 or less, but a VSWR of 1.1 or less, which is generally required by a two-distribution matching device, cannot be cleared. As described above, the two-distribution matching device 300 shown in FIG. 27 has a problem that a good VSWR cannot be obtained in a predetermined frequency band.

また、他の例として、４個のリアクタンス素子からなる集中定数素子で構成されているＨＰＦ（High Pass Filter）型のインピーダンス変換回路を用いる２分配整合器４００を図２９に示す。図２９に示す２分配整合器４００は、入力端子ＩＮ４２０と、並列接続された第１出力端子ＯＵＴ４２１および第２出力端子ＯＵＴ４２２との間に２段のＨＰＦ型回路からなるインピーダンス変換回路が接続されて構成されている。すなわち、第１キャパシタＣｓ４０１と第２キャパシタＣｓ４０２とが入力端子ＩＮ４２０と並列接続された第１出力端子ＯＵＴ４２１および第２出力端子ＯＵＴ４２２との間に直列接続され、入力端子ＩＮ４２０とアース間に接続された第１インダクタＬｐ４０１と、第１キャパシタＣｓ４０１と第２キャパシタＣｓ４０２との接続点とアース間に接続されたと第２インダクタＬｐ４０２とから構成されている。第１インダクタＬｐ４０１と第１キャパシタＣｓ４０１とで１段目のＨＰＦ型回路が、第２インダクタＬｐ４０２と第２キャパシタＣｓ４０２とで２段目のＨＰＦ型回路が構成されている。 As another example, FIG. 29 shows a two-distribution matching device 400 using an HPF (High Pass Filter) type impedance conversion circuit composed of lumped constant elements made up of four reactance elements. In the two-distribution matching unit 400 shown in FIG. 29, an impedance conversion circuit including a two-stage HPF circuit is connected between an input terminal IN420 and a first output terminal OUT421 and a second output terminal OUT422 connected in parallel. It is configured. That is, the first capacitor Cs401 and the second capacitor Cs402 are connected in series between the first output terminal OUT421 and the second output terminal OUT422 connected in parallel with the input terminal IN420, and are connected between the input terminal IN420 and the ground. The second inductor Lp402 is connected between the first inductor Lp401, the connection point of the first capacitor Cs401 and the second capacitor Cs402, and the ground. The first inductor Lp401 and the first capacitor Cs401 constitute a first stage HPF type circuit, and the second inductor Lp402 and the second capacitor Cs402 constitute a second stage HPF type circuit.

図２９に示す２分配整合器４００において、入力端子ＩＮ４２０と第１出力端子ＯＵＴ４２１と第２出力端子ＯＵＴ４２２のインピーダンスＺｏを５０Ω、使用周波数帯域を２６０ＭＨｚ〜４７０ＭＨｚとし、第１インダクタＬｐ４０１を約２８．０７ｎＨ、第１キャパシタＣｓ４０１を約１１．４２ｐＦ、第２インダクタＬｐ４０２を約１４．２８ｎＨ、第２キャパシタＣｓ４０２を約２２．４６ｐＦとした時のＶＳＷＲの周波数特性を図３０に示す。図３０を参照すると、２６０ＭＨｚ〜４７０ＭＨｚにおけるＶＳＷＲは１．１２３以下のＶＳＷＲが得られるが、一般に２分配整合器で要求されることの多い１．１以下のＶＳＷＲをクリアできない。このように、図２９に示す２分配整合器４００では所定の周波数帯域において良好なＶＳＷＲを得ることができないと云う問題点があった。
そこで、本発明は、少ない集中定数素子から構成される帯域通過フィルタおよびこの帯域通過フィルタを適用した所定の周波数帯域において良好なＶＳＷＲを得ることができる２分配整合器を提供することを目的としている。 29, the impedance Zo of the input terminal IN420, the first output terminal OUT421, and the second output terminal OUT422 is 50Ω, the operating frequency band is 260 MHz to 470 MHz, and the first inductor Lp401 is about 28.07 nH. FIG. 30 shows the frequency characteristics of VSWR when the first capacitor Cs401 is about 11.42 pF, the second inductor Lp402 is about 14.28 nH, and the second capacitor Cs402 is about 22.46 pF. Referring to FIG. 30, a VSWR of 260 MHz to 470 MHz can be a VSWR of 1.123 or less, but a VSWR of 1.1 or less, which is generally required by a two-distribution matcher, cannot be cleared. As described above, the two-distribution matching unit 400 shown in FIG. 29 has a problem that a good VSWR cannot be obtained in a predetermined frequency band.
Accordingly, an object of the present invention is to provide a bandpass filter composed of a few lumped constant elements and a two-distribution matching device capable of obtaining a good VSWR in a predetermined frequency band to which the bandpass filter is applied. .

本発明の帯域通過フィルタは、入力端子と出力端子との間に、集中定数素子で構成されるＨＰＦ型のインピーダンス変換回路と集中定数素子で構成されるＬＰＦ型のインピーダンス変換回路とが２段に縦続されたインピーダンス変換回路、あるいは、集中定数素子で構成されるＬＰＦ型のインピーダンス変換回路と集中定数素子で構成されるＨＰＦ型のインピーダンス変換回路とが２段に縦続されたインピーダンス変換回路を備え、前記２段に縦続されたインピーダンス変換回路により帯域通過特性が示されると共に、任意の終端抵抗値とされる前記入力端子と、任意の終端抵抗値とされる前記出力端子とが整合されていることを最も主要な特徴としている。 The bandpass filter according to the present invention includes an HPF type impedance conversion circuit composed of lumped constant elements and an LPF type impedance conversion circuit composed of lumped constant elements in two stages between an input terminal and an output terminal. A cascaded impedance conversion circuit or an LPF type impedance conversion circuit composed of lumped constant elements and an HPF type impedance conversion circuit composed of lumped constant elements are provided in two stages, Bandpass characteristics are indicated by the impedance conversion circuit cascaded in two stages, and the input terminal having an arbitrary termination resistance value is matched with the output terminal having an arbitrary termination resistance value. Is the most important feature.

本発明の２分配整合器は、集中定数素子で構成されるＨＰＦ型のインピーダンス変換回路と集中定数素子で構成されるＬＰＦ型のインピーダンス変換回路とが２段に縦続されたインピーダンス変換回路、あるいは、集中定数素子で構成されるＬＰＦ型のインピーダンス変換回路と集中定数素子で構成されるＨＰＦ型のインピーダンス変換回路とが２段に縦続されたインピーダンス変換回路を、入力端子と、並列接続された２つの出力端子との間に備え、前記２段に縦続されたインピーダンス変換回路により帯域通過特性が示されると共に、任意の終端抵抗値とされる前記入力端子と、任意の終端抵抗値とされる前記出力端子とが整合されていることを最も主要な特徴としている。 The two-distribution matching device of the present invention is an impedance conversion circuit in which an HPF type impedance conversion circuit composed of lumped constant elements and an LPF type impedance conversion circuit composed of lumped constant elements are cascaded in two stages, or An impedance conversion circuit in which an LPF type impedance conversion circuit composed of lumped constant elements and an HPF type impedance conversion circuit composed of lumped constant elements are cascaded in two stages is connected to two input terminals connected in parallel. Provided between the output terminal and the impedance conversion circuit cascaded in two stages, the band-pass characteristic is shown, the input terminal having an arbitrary termination resistance value, and the output having an arbitrary termination resistance value The main feature is that the terminals are matched.

本発明の帯域通過フィルタおよび２分配整合器は、入力端子側と出力端子側とを整合するインピーダンス変換回路を、集中定数素子で構成されるＨＰＦ型のインピーダンス変換回路と集中定数素子で構成されるＬＰＦ型のインピーダンス変換回路とが２段に縦続されたインピーダンス変換回路、あるいは、集中定数素子で構成されるＬＰＦ型のインピーダンス変換回路と集中定数素子で構成されるＨＰＦ型のインピーダンス変換回路とが２段に縦続されたインピーダンス変換回路としたことから、使用周波数帯域内において良好なＶＳＷＲを得ることができる。 The band-pass filter and the two-distribution matching device according to the present invention include an impedance conversion circuit that matches the input terminal side and the output terminal side, an HPF type impedance conversion circuit that includes lumped constant elements, and a lumped constant element. An impedance conversion circuit in which LPF type impedance conversion circuits are cascaded in two stages, or an LPF type impedance conversion circuit composed of lumped constant elements and an HPF type impedance conversion circuit composed of lumped constant elements are two. Since the impedance conversion circuit is cascaded in stages, a favorable VSWR can be obtained within the used frequency band.

本発明の第１実施例の帯域通過フィルタの構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the band pass filter of 1st Example of this invention. 本発明の第２実施例の帯域通過フィルタの構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the bandpass filter of 2nd Example of this invention. 本発明の第１実施例の帯域通過フィルタを適用した本発明の第１実施例の２分配整合器の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the 2 distribution matching device of 1st Example of this invention to which the bandpass filter of 1st Example of this invention is applied. 本発明の第１実施例の２分配整合器のＶＳＷＲの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of VSWR of the 2 distribution matching device of 1st Example of this invention. 本発明の第２実施例の帯域通過フィルタを適用した本発明の第２実施例の２分配整合器の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the 2 distribution matching device of 2nd Example of this invention to which the bandpass filter of 2nd Example of this invention is applied. 本発明の第２実施例の２分配整合器のＶＳＷＲの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of VSWR of the 2 distribution matching device of 2nd Example of this invention. 本発明の第１実施例の２分配整合器を変形した２分配整合器の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the 2 distribution matching device which deform | transformed the 2 distribution matching device of 1st Example of this invention. 本発明の第１実施例の２分配整合器を変形した２分配整合器のＶＳＷＲの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of VSWR of the 2 distribution matching device which deform | transformed the 2 distribution matching device of 1st Example of this invention. 本発明の第２実施例の２分配整合器を変形した２分配整合器の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the 2 distribution matching device which deform | transformed the 2 distribution matching device of 2nd Example of this invention. 本発明の第２実施例の２分配整合器を変形した２分配整合器のＶＳＷＲの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of VSWR of the 2 distribution matching device which deform | transformed the 2 distribution matching device of 2nd Example of this invention. 本発明の第１実施例の帯域通過フィルタの変形例の帯域通過フィルタの構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the bandpass filter of the modification of the bandpass filter of 1st Example of this invention. 本発明の第１実施例の帯域通過フィルタの変形例の帯域通過フィルタのＶＳＷＲの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of VSWR of the bandpass filter of the modification of the bandpass filter of 1st Example of this invention. 本発明の第２実施例の帯域通過フィルタの変形例の帯域通過フィルタの構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the bandpass filter of the modification of the bandpass filter of 2nd Example of this invention. 本発明の第２実施例の帯域通過フィルタの変形例の帯域通過フィルタのＶＳＷＲの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of VSWR of the bandpass filter of the modification of the bandpass filter of 2nd Example of this invention. チェビシェフ特性の帯域通過フィルタの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of the band pass filter of a Chebyshev characteristic. 従来の低域通過フィルタの基本回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the basic circuit of the conventional low-pass filter. 従来の帯域通過フィルタの構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the conventional band pass filter. 従来の帯域通過フィルタを変形した構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example which deform | transformed the conventional band pass filter. 従来の帯域通過フィルタを変形した他の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the other structural example which deform | transformed the conventional band pass filter. 従来の帯域通過フィルタを変形したさらに他の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the further another structural example which deform | transformed the conventional band pass filter. 従来の帯域通過フィルタを変形したさらに他の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the further another structural example which deform | transformed the conventional band pass filter. 帯域通過フィルタを適用した２分配整合器の使用例の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the usage example of the 2 distribution matching device to which the band pass filter is applied. 従来の２分配整合器の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the conventional 2 distribution matching device. 従来の２分配整合器のＶＳＷＲの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of VSWR of the conventional 2 distribution matching device. 従来の他の２分配整合器の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the other conventional 2 distribution matching device. 従来の他の２分配整合器のＶＳＷＲの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of VSWR of the other conventional 2 distribution matching device. 従来の集中定数素子で構成されている２分配整合器の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the 2 distribution matching device comprised by the conventional lumped constant element. 従来の集中定数素子で構成されている２分配整合器のＶＳＷＲの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of VSWR of the 2 distribution matching device comprised with the conventional lumped constant element. 従来の集中定数素子で構成されている他の２分配整合器の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the other 2 distribution matching device comprised with the conventional lumped constant element. 従来の集中定数素子で構成されている他の２分配整合器のＶＳＷＲの周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic of VSWR of the other 2 distribution matching device comprised with the conventional lumped constant element.

＜帯域通過フィルタの第１実施例＞
帯域通過特性を示す集中定数４個以内からなる本発明の第１実施例の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）０１の回路を図１に示す。図１に示すＢＰＦ０１は、図１５に示すような、通過帯域内に電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が１．００となる零点２つと、零点の間に最大減衰量を示す所望の値のＶＳＷＲが得られるチェビシェフ特性の周波数特性を持ち、入力側の終端抵抗値と、出力側の終端抵抗値との比を任意とすることができる帯域通過フィルタとされている。
図１に示すＢＰＦ０１は、入力端子であるＡ１とＢ１には終端抵抗Ｒ１１の信号源Ｓ１１が接続され、出力端子であるＤ１とＥ１とは終端抵抗Ｒ１２で終端されている。終端抵抗Ｒ１１と終端抵抗Ｒ１２との値の比は任意の比とされている。図１に示すＢＰＦ０１は、Ａ１とＢ１とに並列接続されたインダクタＬ１１と、Ａ１とＤ１との間に直列に接続されたキャパシタＣ１１とからなるＨＰＦ型のインピーダンス変換回路と、Ａ１とＢ１とに並列接続されたキャパシタＣ１２と、Ａ１とＤ１との間に直列に接続されたインダクタＬ１２とからなるＬＰＦ型のインピーダンス変換回路とが縦続接続されて構成されている。なお、以下の説明では高域通過特性を示すインピーダンス変換回路をＨＰＦ型のインピーダンス変換回路、低域通過特性を示すインピーダンス変換回路をＬＰＦ型のインピーダンス変換回路として定義する。図１に示すＢＰＦ０１において、終端抵抗Ｒ１１を５０Ω、終端抵抗Ｒ１２を２５Ω、使用周波数帯域を２６０ＭＨｚ〜４７０ＭＨｚとすると、インダクタＬ１１を約３６．３３ｎＨ、キャパシタＣ１１を約２１．２７ｐＦ、キャパシタＣ１２を約７．７９６ｐＦ、インダクタＬ１２を約７．１３２ｎＨとした時に２６０ＭＨｚ〜４７０ＭＨｚの広帯域に渡り約１．０７１以下の良好なＶＳＷＲが得られる。
なお、ＬＰＦ型のインピーダンス変換回路およびＨＰＦ型のインピーダンス変換回路を構成するインダクタおよびキャパシタの値は、終端抵抗Ｒ１１と終端抵抗Ｒ１２とを整合させると共に、良好なＶＳＷＲが得られる値が選択されている。 <First Embodiment of Bandpass Filter>
FIG. 1 shows a circuit of a band pass filter (BPF) 01 according to the first embodiment of the present invention comprising less than 4 lumped constants indicating band pass characteristics. The BPF 01 shown in FIG. 1 has two desired zero points where the voltage standing wave ratio (VSWR) is 1.00 in the pass band as shown in FIG. 15 and a desired value VSWR showing the maximum attenuation between the zero points. The band-pass filter has a Chebyshev-characteristic frequency characteristic that allows the ratio of the termination resistance value on the input side and the termination resistance value on the output side to be arbitrary.
In the BPF01 shown in FIG. 1, the signal source S11 of the termination resistor R11 is connected to the input terminals A1 and B1, and the output terminals D1 and E1 are terminated by the termination resistor R12. The ratio of the values of the termination resistor R11 and the termination resistor R12 is an arbitrary ratio. The BPF 01 shown in FIG. 1 includes an HPF type impedance conversion circuit including an inductor L11 connected in parallel to A1 and B1, and a capacitor C11 connected in series between A1 and D1, and A1 and B1. An LPF type impedance conversion circuit including a capacitor C12 connected in parallel and an inductor L12 connected in series between A1 and D1 is connected in cascade. In the following description, an impedance conversion circuit showing a high-pass characteristic is defined as an HPF type impedance conversion circuit, and an impedance conversion circuit showing a low-pass characteristic is defined as an LPF type impedance conversion circuit. In the BPF01 shown in FIG. 1, when the termination resistor R11 is 50Ω, the termination resistor R12 is 25Ω, and the operating frequency band is 260 MHz to 470 MHz, the inductor L11 is about 36.33 nH, the capacitor C11 is about 21.27 pF, and the capacitor C12 is about 7 Good VSWR of about 1.071 or less over a wide band of 260 MHz to 470 MHz can be obtained when .796 pF and inductor L12 is about 7.132 nH.
Note that the values of the inductor and the capacitor constituting the LPF type impedance conversion circuit and the HPF type impedance conversion circuit are selected such that the termination resistance R11 and the termination resistance R12 are matched and a good VSWR is obtained. .

＜帯域通過フィルタの第２実施例＞
帯域通過特性を示す集中定数４個以内からなる本発明の第２実施例の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）０２の回路を図２に示す。図２に示すＢＰＦ０２は、図１５に示すような、通過帯域内にＶＳＷＲが１．００となる零点２つと、零点の間に最大減衰量を示す所望の値のＶＳＷＲが得られるチェビシェフ特性の周波数特性を持ち、入力側の終端抵抗値と、出力側の終端抵抗値との比を任意とされる帯域通過フィルタとされている。
図２に示すＢＰＦ０２は、入力端子であるＡ２とＢ２には終端抵抗Ｒ２１の信号源Ｓ２１が接続され、出力端子であるＤ２とＥ２とは終端抵抗Ｒ２２で終端されている。終端抵抗Ｒ２１と終端抵抗Ｒ２２との値の比は任意の比とされている。図２に示すＢＰＦ０２は、Ａ２とＢ２とに並列接続されたキャパシタＣ２１と、Ａ２とＤ２との間に直列に接続されたインダクタＬ２１とからなるＬＰＦ型のインピーダンス変換回路と、Ａ２とＢ２とに並列接続されたインダクタＬ２２と、Ａ２とＤ２との間に直列に接続されたキャパシタＣ２２とからなるＨＰＦ型のインピーダンス変換回路とが縦続接続されて構成されている。図２に示すＢＰＦ０２において、終端抵抗Ｒ２１を５０Ω、終端抵抗Ｒ２２を２５Ω、使用周波数帯域を２６０ＭＨｚ〜４７０ＭＨｚとすると、キャパシタＣ２１を約５．７０５ｐＦ、インダクタＬ２１を約９．７４６ｎＨ、インダクタＬ２２を約２６．５８ｎＨ、キャパシタＣ２２を約２９．０７ｐＦとした時に２６０ＭＨｚ〜４７０ＭＨｚの広帯域に渡り約１．０７１以下の良好なＶＳＷＲが得られる。
なお、ＬＰＦ型のインピーダンス変換回路およびＨＰＦ型のインピーダンス変換回路を構成するインダクタおよびキャパシタの値は、終端抵抗Ｒ２１と終端抵抗Ｒ２２とを整合させると共に、良好なＶＳＷＲが得られる値が選択されている。 <Second Embodiment of Bandpass Filter>
FIG. 2 shows a circuit of a band-pass filter (BPF) 02 according to the second embodiment of the present invention comprising less than four lumped constants indicating band-pass characteristics. The BPF02 shown in FIG. 2 has a Chebyshev characteristic frequency at which two zeros having a VSWR of 1.00 in the passband and a VSWR having a desired value indicating the maximum attenuation amount can be obtained between the zeros as shown in FIG. The band-pass filter has characteristics, and the ratio of the termination resistance value on the input side to the termination resistance value on the output side is arbitrary.
In the BPF02 shown in FIG. 2, the signal source S21 of the termination resistor R21 is connected to the input terminals A2 and B2, and the output terminals D2 and E2 are terminated by the termination resistor R22. The ratio of the values of the termination resistor R21 and the termination resistor R22 is an arbitrary ratio. A BPF02 shown in FIG. 2 includes an LPF type impedance conversion circuit including a capacitor C21 connected in parallel to A2 and B2, and an inductor L21 connected in series between A2 and D2, and A2 and B2. An HPF type impedance conversion circuit including an inductor L22 connected in parallel and a capacitor C22 connected in series between A2 and D2 is connected in cascade. In the BPF02 shown in FIG. 2, when the termination resistor R21 is 50Ω, the termination resistor R22 is 25Ω, and the operating frequency band is 260 MHz to 470 MHz, the capacitor C21 is about 5.705 pF, the inductor L21 is about 9.746 nH, and the inductor L22 is about 26. When 5.8 nH and capacitor C22 is about 29.07 pF, a good VSWR of about 1.071 or less can be obtained over a wide band of 260 MHz to 470 MHz.
Note that the values of the inductors and capacitors constituting the LPF type impedance conversion circuit and the HPF type impedance conversion circuit are selected such that the termination resistance R21 and the termination resistance R22 are matched and a good VSWR is obtained. .

図１に示すＢＰＦ０１および図２に示すＢＰＦ０２では、ＬＰＦ型のインピーダンス変換回路およびＨＰＦ型のインピーダンス変換回路の作用により、入力側の終端抵抗Ｒ１１，Ｒ２１と出力側の終端抵抗Ｒ１２，Ｒ２２との抵抗値は異なる終端抵抗値に対応可能とされている。すなわち、図１に示すＢＰＦ０１および図２に示すＢＰＦ０２では、図２２に示す２分配整合器ＤＶに適用することができる。図１に示すＢＰＦ０１および図２に示すＢＰＦ０２を適用した２分配整合器を、以下に説明する。 In the BPF01 shown in FIG. 1 and the BPF02 shown in FIG. 2, resistances between the termination resistors R11 and R21 on the input side and the termination resistors R12 and R22 on the output side by the action of the LPF type impedance conversion circuit and the HPF type impedance conversion circuit. The values can correspond to different termination resistance values. That is, the BPF01 shown in FIG. 1 and the BPF02 shown in FIG. 2 can be applied to the two-distribution matching unit DV shown in FIG. A two-distribution matching device to which BPF01 shown in FIG. 1 and BPF02 shown in FIG. 2 are applied will be described below.

＜２分配整合器の第１実施例＞
本発明の第１実施例の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）０１を適用した本発明の第１実施例の２分配整合器１の構成を示す回路図を図３に示す。
図３に示すＢＰＦ０１を適用した第１実施例の２分配整合器１は、入力端子ＩＮ１と、並列接続された第１出力端子ＯＵＴ１と第２出力端子ＯＵＴ２との間にＢＰＦ０１を適用したインピーダンス変換回路１０を接続して構成されている。入力端子ＩＮ１と第１出力端子ＯＵＴ１および第２出力端子ＯＵＴ２とは、ホット端子とアース端子とを備えているものとし、アース端子はアースに接続されているものとする。インピーダンス変換回路１０は、ＨＰＦ型のインピーダンス変換回路１１とＬＰＦ型のインピーダンス変換回路１２との２段のインピーダンス変換回路を縦続に接続して構成されている。１段目のＨＰＦ型のインピーダンス変換回路１１は、入力端子ＩＮ１と、並列接続された第１出力端子ＯＵＴ１のホット端子と第２出力端子ＯＵＴ２のホット端子とを接続する線路を伝達線路（以下、「伝達線路」という）と定義すると、入力端子ＩＮ１に一端が接続され他端がアースされた第１インダクタＬｐ１と、一端が第１インダクタＬｐ１の一端に接続されて伝達線路に直列に接続された第１キャパシタＣｓ１とから構成されている。２段目のＬＰＦ型のインピーダンス変換回路１２は、入力端子ＩＮ１に一端が接続され他端がアースされた第２キャパシタＣｐ１と、一端が第２キャパシタＣｐ１の一端に接続されて伝達線路に直列に接続された第２インダクタＬｓ１とから構成されている。 <First Embodiment of Two-Distribution Matching Device>
FIG. 3 is a circuit diagram showing the configuration of the two-distribution matching device 1 of the first embodiment of the present invention to which the band pass filter (BPF) 01 of the first embodiment of the present invention is applied.
The two-distribution matching device 1 according to the first embodiment to which BPF01 shown in FIG. 3 is applied is an impedance converter that applies BPF01 between the input terminal IN1 and the first output terminal OUT1 and the second output terminal OUT2 connected in parallel. The circuit 10 is connected. The input terminal IN1, the first output terminal OUT1, and the second output terminal OUT2 include a hot terminal and a ground terminal, and the ground terminal is connected to the ground. The impedance conversion circuit 10 is configured by cascading two stages of impedance conversion circuits, an HPF type impedance conversion circuit 11 and an LPF type impedance conversion circuit 12. The first-stage HPF type impedance conversion circuit 11 connects a transmission line (hereinafter referred to as a line connecting the input terminal IN1 and the hot terminal of the first output terminal OUT1 and the hot terminal of the second output terminal OUT2 connected in parallel). Defined as “transmission line”), the first inductor Lp1 having one end connected to the input terminal IN1 and the other end grounded, and one end connected to one end of the first inductor Lp1 and connected in series to the transmission line. The first capacitor Cs1. The second-stage LPF type impedance conversion circuit 12 includes a second capacitor Cp1 having one end connected to the input terminal IN1 and the other end grounded, and one end connected to one end of the second capacitor Cp1 and in series with the transmission line. The second inductor Ls1 is connected to the second inductor Ls1.

図３に示す２分配整合器１において、入力端子ＩＮ１と第１出力端子ＯＵＴ１と第２出力端子ＯＵＴ２のインピーダンスＺｏを５０Ω、使用周波数帯域を２６０ＭＨｚ〜４７０ＭＨｚとし、第１インダクタＬｐ１を約３６．３３ｎＨ、第１キャパシタＣｓ１を約２１．２７ｐＦ、第２キャパシタＣｐ１を約７．７９６ｐＦ、第２インダクタＬｓ１を約７．１３２ｎＨとした時のＶＳＷＲの周波数特性を図４に示す。図４を参照すると、２６０ＭＨｚ〜４７０ＭＨｚの帯域におけるＶＳＷＲは最大が１．０７１となり、使用周波数帯域内において１．１０以下を満足する良好なＶＳＷＲが得られる。なお、ＨＰＦ型のインピーダンス変換回路１１およびＬＰＦ型のインピーダンス変換回路１２を構成するインダクタおよびキャパシタの値は、入力端子ＩＮ１の側のインピーダンス（５０Ω）と第１出力端子ＯＵＴ１および第２出力端子ＯＵＴ２の側の合成インピーダンス（２５Ω）とを整合させると共に、良好なＶＳＷＲが得られる値が選択されている。 3, the impedance Zo of the input terminal IN1, the first output terminal OUT1, and the second output terminal OUT2 is 50Ω, the operating frequency band is 260 MHz to 470 MHz, and the first inductor Lp1 is about 36.33 nH. FIG. 4 shows frequency characteristics of the VSWR when the first capacitor Cs1 is about 21.27 pF, the second capacitor Cp1 is about 7.796 pF, and the second inductor Ls1 is about 7.132 nH. Referring to FIG. 4, the maximum VSWR in the band of 260 MHz to 470 MHz is 1.071, and a good VSWR satisfying 1.10 or less in the used frequency band is obtained. The values of the inductor and the capacitor constituting the HPF type impedance conversion circuit 11 and the LPF type impedance conversion circuit 12 are the impedance (50Ω) on the input terminal IN1 side, the first output terminal OUT1, and the second output terminal OUT2. A value is selected that matches the combined impedance (25Ω) on the side and obtains a good VSWR.

＜２分配整合器の第２実施例＞
本発明の第２実施例の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）０２を適用した本発明の第２実施例の２分配整合器２の構成を示す回路図を図５に示す。
図５に示すＢＰＦ０２を適用した第２実施例の２分配整合器２は、入力端子ＩＮ１と、並列接続された第１出力端子ＯＵＴ１と第２出力端子ＯＵＴ２との間にＢＰＦ０２を適用したインピーダンス変換回路２０を接続して構成されている。インピーダンス変換回路２０は、ＬＰＦ型のインピーダンス変換回路２１とＨＰＦ型のインピーダンス変換回路２２との２段のインピーダンス変換回路を縦続に接続して構成されている。１段目のＬＰＦ型のインピーダンス変換回路２１は、入力端子ＩＮ１に一端が接続され他端がアースされた第１キャパシタＣｐ２と、一端が第１キャパシタＣｐ２の一端に接続されて伝達線路に直列に接続された第１インダクタＬｓ２とから構成されている。２段目のＨＰＦ型のインピーダンス変換回路２２は、入力端子ＩＮ１に一端が接続され他端がアースされた第２インダクタＬｐ２と、一端が第２インダクタＬｐ２の一端に接続されて伝達線路に直列に接続された第２キャパシタＣｓ２とから構成されている。 <Second Embodiment of Dual Distribution Matching Device>
FIG. 5 is a circuit diagram showing the configuration of the two-distribution matching device 2 of the second embodiment of the present invention to which the bandpass filter (BPF) 02 of the second embodiment of the present invention is applied.
The two-distribution matching device 2 according to the second embodiment to which the BPF02 shown in FIG. 5 is applied is an impedance converter that applies the BPF02 between the input terminal IN1 and the first output terminal OUT1 and the second output terminal OUT2 connected in parallel. The circuit 20 is connected. The impedance conversion circuit 20 is configured by connecting two-stage impedance conversion circuits of an LPF type impedance conversion circuit 21 and an HPF type impedance conversion circuit 22 in cascade. The first-stage LPF type impedance conversion circuit 21 includes a first capacitor Cp2 having one end connected to the input terminal IN1 and the other end grounded, and one end connected to one end of the first capacitor Cp2 and in series with the transmission line. The first inductor Ls2 is connected. The second-stage HPF-type impedance conversion circuit 22 includes a second inductor Lp2 having one end connected to the input terminal IN1 and the other end grounded, and one end connected to one end of the second inductor Lp2 in series with the transmission line. The second capacitor Cs2 is connected.

図５に示す第２実施例の２分配整合器２において、入力端子ＩＮ１と第１出力端子ＯＵＴ１と第２出力端子ＯＵＴ２のインピーダンスＺｏを５０Ω、使用周波数帯域を２６０ＭＨｚ〜４７０ＭＨｚとし、第１キャパシタＣｐ２を約５．７０５ｐＦ、第１インダクタＬｓ２を約９．７４６ｎＨ、第２インダクタＬｐ２を約２６．５８ｎＨ、第２キャパシタＣｓ２を約２９．０７ｐＦとした時のＶＳＷＲの周波数特性を図６に示す。図６を参照すると、２６０ＭＨｚ〜４７０ＭＨｚの帯域におけるＶＳＷＲは最大が１．０７１となり、使用周波数帯域内において１．１０以下を満足する良好なＶＳＷＲが得られる。なお、ＬＰＦ型のインピーダンス変換回路２１およびＨＰＦ型のインピーダンス変換回路２２を構成するインダクタおよびキャパシタの値は、入力端子ＩＮ１の側のインピーダンス（５０Ω）と第１出力端子ＯＵＴ１および第２出力端子ＯＵＴ２の側の合成インピーダンス（２５Ω）とを整合させると共に、良好なＶＳＷＲが得られる値が選択されている。 In the two-distribution matching device 2 of the second embodiment shown in FIG. 5, the impedance Zo of the input terminal IN1, the first output terminal OUT1, and the second output terminal OUT2 is 50Ω, the frequency band used is 260 MHz to 470 MHz, and the first capacitor Cp2 FIG. 6 shows the frequency characteristics of VSWR when V is about 5.705 pF, the first inductor Ls2 is about 9.746 nH, the second inductor Lp2 is about 26.58 nH, and the second capacitor Cs2 is about 29.07 pF. Referring to FIG. 6, the maximum VSWR in the band of 260 MHz to 470 MHz is 1.071, and a good VSWR satisfying 1.10 or less in the used frequency band is obtained. The values of the inductor and the capacitor constituting the LPF type impedance conversion circuit 21 and the HPF type impedance conversion circuit 22 are the impedance (50Ω) on the input terminal IN1 side, the first output terminal OUT1, and the second output terminal OUT2. A value is selected that matches the combined impedance (25Ω) on the side and obtains a good VSWR.

第１実施例の２分配整合器１および第２実施例の２分配整合器２では、使用周波数帯域を２６０ＭＨｚ〜４７０ＭＨｚとした場合のＶＳＷＲの周波数特性においては、帯域内の最大ＶＳＷＲはどちらも約１．０７１で、図２５に示す同軸ケーブル２段構成の従来の２分配整合器２００におけるＶＳＷＲである約１．０７７を凌ぐ特性が実現されている。そこで、第１実施例の２分配整合器１および第２実施例の２分配整合器２が、図２７に示す従来の２分配整合器３００および図２９に示す従来の２分配整合器４００と比較してどの程度広帯域な特性であるかを示すため、使用周波数帯域内において最大ＶＳＷＲを１．１２３まで許容した場合を次に説明する。 In the two-distribution matching device 1 of the first embodiment and the two-distribution matching device 2 of the second embodiment, the maximum VSWR in the band is approximately about both in the frequency characteristics of the VSWR when the use frequency band is 260 MHz to 470 MHz. With 1.071, characteristics exceeding the VSWR of about 1.077 in the conventional two-distribution matching device 200 having the two-stage configuration of the coaxial cable shown in FIG. 25 are realized. Therefore, the two-distribution matching device 1 of the first embodiment and the two-distribution matching device 2 of the second embodiment are compared with the conventional two-distribution matching device 300 shown in FIG. 27 and the conventional two-distribution matching device 400 shown in FIG. In order to show how wide the characteristics are, the case where the maximum VSWR is allowed up to 1.123 within the used frequency band will be described below.

＜第１実施例の２分配整合器の変形例＞
第１実施例の２分配整合器１の変形例とされる２分配整合器１−２の構成を示す回路図を図７に示す。
図７に示す２分配整合器１−２は、第１実施例の２分配整合器１と同じ回路構成とされており、その説明は省略するが、２分配整合器１−２におけるインピーダンス変換回路３０は、ＨＰＦ型のインピーダンス変換回路３１とＬＰＦ型のインピーダンス変換回路３２との２段のインピーダンス変換回路を縦続に接続して構成されている。２分配整合器１−２の回路定数は、２６０ＭＨｚ〜４７０ＭＨｚの使用周波数帯域における最大ＶＳＷＲが１．１２３まで許容した場合の回路定数とされており、入力端子ＩＮ１と第１出力端子ＯＵＴ１と第２出力端子ＯＵＴ２のインピーダンスＺｏを５０Ωとした時に、第１インダクタＬｐ３を約３８．３８ｎＨ、第１キャパシタＣｓ３を約２３．０１ｐＦ、第２キャパシタＣｐ３を約７．６９５ｐＦ、第２インダクタＬｓ３を約７．２０８ｎＨとしている。この時のＶＳＷＲの周波数特性を図８に示す。図８を参照すると、ＶＳＷＲが最大１．１２３となる帯域が２６０ＭＨｚ〜４７０ＭＨｚを超える２２８ＭＨｚ〜５０２ＭＨｚの全幅２７４ＭＨｚの広帯域になることが分かる。この帯域は、図２７に示す従来の２分配整合器３００および図２９に示す従来の２分配整合器４００より約３０％広帯域になっている。
なお、ＨＰＦ型のインピーダンス変換回路３１およびＬＰＦ型のインピーダンス変換回路３２を構成するインダクタおよびキャパシタの値は、入力端子ＩＮ１の側のインピーダンス（５０Ω）と第１出力端子ＯＵＴ１および第２出力端子ＯＵＴ２の側の合成インピーダンス（２５Ω）とを整合させると共に、良好なＶＳＷＲが得られる値が選択されている。 <Modification of the 2-distribution matching device of the first embodiment>
FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration of a two-distribution matching unit 1-2 which is a modification of the two-distribution matching unit 1 of the first embodiment.
The 2-distribution matching device 1-2 shown in FIG. 7 has the same circuit configuration as that of the 2-distribution matching device 1 of the first embodiment. 30 is configured by connecting two-stage impedance conversion circuits of an HPF type impedance conversion circuit 31 and an LPF type impedance conversion circuit 32 in cascade. The circuit constant of the 2-distribution matching unit 1-2 is a circuit constant when the maximum VSWR in the use frequency band of 260 MHz to 470 MHz is allowed to 1.123, and the input terminal IN1, the first output terminal OUT1, and the second When the impedance Zo of the output terminal OUT2 is 50Ω, the first inductor Lp3 is about 38.38 nH, the first capacitor Cs3 is about 23.01 pF, the second capacitor Cp3 is about 7.695 pF, and the second inductor Ls3 is about 7. It is set to 208 nH. The frequency characteristics of VSWR at this time are shown in FIG. Referring to FIG. 8, it can be seen that the band where the maximum VSWR is 1.123 is a wide band of 274 MHz and a full width of 274 MHz that exceeds 260 MHz to 470 MHz. This band is about 30% wider than the conventional two-distribution matching device 300 shown in FIG. 27 and the conventional two-distribution matching device 400 shown in FIG.
The values of the inductor and the capacitor constituting the HPF-type impedance conversion circuit 31 and the LPF-type impedance conversion circuit 32 are the impedance (50Ω) on the input terminal IN1 side, the first output terminal OUT1, and the second output terminal OUT2. A value is selected that matches the combined impedance (25Ω) on the side and obtains a good VSWR.

＜第２実施例の２分配整合器の変形例＞
第２実施例の２分配整合器２の変形例とされる２分配整合器２−２の構成を示す回路図を図９に示す。
図９に示す２分配整合器２−２は、第２実施例の２分配整合器２と同じ回路構成とされており、その説明は省略するが、２分配整合器２−２におけるインピーダンス変換回路４０は、ＬＰＦ型のインピーダンス変換回路４１とＨＰＦ型のインピーダンス変換回路４２との２段のインピーダンス変換回路を縦続に接続して構成されている。２分配整合器２−２の回路定数は、２６０ＭＨｚ〜４７０ＭＨｚの使用周波数帯域における最大ＶＳＷＲが１．１２３まで許容した場合の回路定数とされており、入力端子ＩＮ１と第１出力端子ＯＵＴ１と第２出力端子ＯＵＴ２のインピーダンスＺｏを５０Ωとした時に、第１キャパシタＣｐ４を約５．７６６ｐＦ、第１インダクタＬｓ４を約９．６１８ｎＨ、第２インダクタＬｐ４を約２８．７６ｎＨ、第２キャパシタＣｓ４を約３０．７０ｐＦとしている。この時のＶＳＷＲの周波数特性を図１０に示す。図１０を参照すると、ＶＳＷＲが最大１．１２３となる帯域が２６０ＭＨｚ〜４７０ＭＨｚを超える２２８Ｈｚ〜５０２ＭＨｚの全幅２７４ＭＨｚの広帯域になることが分かる。この帯域は、図２７に示す従来の２分配整合器３００および図２９に示す従来の２分配整合器４００より約３０％広帯域になっている。
なお、ＬＰＦ型のインピーダンス変換回路４１およびＨＰＦ型のインピーダンス変換回路４２を構成するインダクタおよびキャパシタの値は、入力端子ＩＮ１の側のインピーダンス（５０Ω）と第１出力端子ＯＵＴ１および第２出力端子ＯＵＴ２の側の合成インピーダンス（２５Ω）とを整合させると共に、良好なＶＳＷＲが得られる値が選択されている。 <Modification of Two-Distribution Matching Device of Second Embodiment>
FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of a two-distribution matching unit 2-2, which is a modification of the two-distribution matching unit 2 of the second embodiment.
The 2-distribution matching device 2-2 shown in FIG. 9 has the same circuit configuration as that of the 2-distribution matching device 2 of the second embodiment. Reference numeral 40 denotes a configuration in which two-stage impedance conversion circuits of an LPF type impedance conversion circuit 41 and an HPF type impedance conversion circuit 42 are connected in cascade. The circuit constant of the 2-distribution matching unit 2-2 is a circuit constant when the maximum VSWR in the use frequency band of 260 MHz to 470 MHz is allowed to 1.123, and the input terminal IN1, the first output terminal OUT1, and the second When the impedance Zo of the output terminal OUT2 is 50Ω, the first capacitor Cp4 is about 5.766 pF, the first inductor Ls4 is about 9.618 nH, the second inductor Lp4 is about 28.76 nH, and the second capacitor Cs4 is about 30. 70 pF. The frequency characteristics of VSWR at this time are shown in FIG. Referring to FIG. 10, it can be seen that the band where the maximum VSWR is 1.123 is a wide band of 274 MHz and a full width of 274 MHz that exceeds 260 MHz to 470 MHz. This band is about 30% wider than the conventional two-distribution matching device 300 shown in FIG. 27 and the conventional two-distribution matching device 400 shown in FIG.
The values of the inductor and the capacitor constituting the LPF type impedance conversion circuit 41 and the HPF type impedance conversion circuit 42 are the impedance (50Ω) on the input terminal IN1 side, the first output terminal OUT1 and the second output terminal OUT2. A value is selected that matches the combined impedance (25Ω) on the side and obtains a good VSWR.

図７に示す２分配整合器１−２と図９に示す２分配整合器２−２では使用周波数帯域内のＶＳＷＲ特性は同等であるが、構成されている集中定数素子の電気定数は異なるので、部品入手の都合あるいは入出力端から見て直流開放か直流短絡かの違いなどを考慮していずれを選択しても良い。 The two-distribution matching device 1-2 shown in FIG. 7 and the two-distribution matching device 2-2 shown in FIG. 9 have the same VSWR characteristics in the operating frequency band, but the electric constants of the lumped constant elements that are configured are different. Any of these may be selected in consideration of the availability of parts or the difference between DC open and DC short when viewed from the input / output terminal.

＜第１実施例の帯域通過フィルタの変形例＞
本発明の第１実施例の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）０１の変形例とされる帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）０３の構成を示す回路図を図１１に示す。
図１１に示すＢＰＦ０３は、第１実施例のＢＰＦ０１と同じ回路構成とされており、その説明は省略するが、ＢＰＦ０３では、入力側と出力側との終端抵抗値の比が１．５対１とされている。ＢＰＦ０３は、入力端子ＩＮ１と出力端子ＯＵＴ１との間にインピーダンス変換回路５０を接続して構成されている。インピーダンス変換回路５０は、ＨＰＦ型のインピーダンス変換回路５１とＬＰＦ型のインピーダンス変換回路５２との２段のインピーダンス変換回路を縦続に接続して構成されている。インピーダンス変換回路５０の回路定数は、以下に説明するように第１実施例のＢＰＦ０１と異なっている。 <Modification of Bandpass Filter of First Embodiment>
FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration of a band pass filter (BPF) 03 which is a modification of the band pass filter (BPF) 01 of the first embodiment of the present invention.
The BPF 03 shown in FIG. 11 has the same circuit configuration as the BPF 01 of the first embodiment, and the description thereof is omitted. In the BPF 03, the ratio of the termination resistance value between the input side and the output side is 1.5 to 1. It is said that. The BPF 03 is configured by connecting an impedance conversion circuit 50 between an input terminal IN1 and an output terminal OUT1. The impedance conversion circuit 50 is configured by cascading two stages of impedance conversion circuits, an HPF type impedance conversion circuit 51 and an LPF type impedance conversion circuit 52. The circuit constant of the impedance conversion circuit 50 is different from that of the BPF01 of the first embodiment as described below.

図１１に示すＢＰＦ０３において、入力端子ＩＮ１のインピーダンスＺ₀₁を７５Ω、出力端子ＯＵＴ１のインピーダンスＺ₀₂を５０Ω、使用周波数帯域を２６０ＭＨｚ〜４７０ＭＨｚとした時に、第１インダクタＬ５１を約７４．６０ｎＨ、第１キャパシタＣ５１を約１６．５５ｐＦ、第２キャパシタＣ５２を約３．３４６ｐＦ、第２インダクタＬ５２を約１０．４４ｎＨとしている。この時のＶＳＷＲの周波数特性を図１２に示す。図１２を参照すると、２６０ＭＨｚ〜４７０ＭＨｚの帯域におけるＶＳＷＲは最大が１．０３８となり、使用周波数帯域内において１．１０以下を満足する良好なＶＳＷＲが得られる。なお、ＨＰＦ型のインピーダンス変換回路５１およびＬＰＦ型のインピーダンス変換回路５２を構成するインダクタおよびキャパシタの値は、入力端子ＩＮ１の側のインピーダンス（７５Ω）と出力端子ＯＵＴ１の側のインピーダンス（５０Ω）とを整合させると共に、良好なＶＳＷＲが得られる値が選択されている。
なお、ＢＰＦ０３は、第１実施例の２分配整合器１におけるインピーダンス変換回路１０に適用することができる。 In the BPF 03 shown in FIG. 11, when the impedance Z ₀₁ of the input terminal IN1 is 75Ω, the impedance Z ₀₂ of the output terminal OUT1 is 50Ω, and the operating frequency band is 260 MHz to 470 MHz, the first inductor L51 is about 74.60 nH, The capacitor C51 is about 16.55 pF, the second capacitor C52 is about 3.346 pF, and the second inductor L52 is about 10.44 nH. The frequency characteristic of VSWR at this time is shown in FIG. Referring to FIG. 12, the maximum VSWR in the band of 260 MHz to 470 MHz is 1.038, and a good VSWR satisfying 1.10 or less in the use frequency band is obtained. The values of the inductor and the capacitor constituting the HPF type impedance conversion circuit 51 and the LPF type impedance conversion circuit 52 are the impedance (75Ω) on the input terminal IN1 side and the impedance (50Ω) on the output terminal OUT1 side. A value is selected that provides matching and good VSWR.
The BPF 03 can be applied to the impedance conversion circuit 10 in the two-distribution matching device 1 of the first embodiment.

＜第２実施例の帯域通過フィルタの変形例＞
本発明の第２実施例の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）０２の変形例とされる帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）０４の構成を示す回路図を図１３に示す。
図１３に示すＢＰＦ０４は、第２実施例のＢＰＦ０２と同じ回路構成とされており、その説明は省略するが、ＢＰＦ０４では、入力側と出力側との終端抵抗値の比が１．５対１とされている。ＢＰＦ０４は、入力端子ＩＮ１と出力端子ＯＵＴ１との間にインピーダンス変換回路６０を接続して構成されている。インピーダンス変換回路６０は、ＬＰＦ型のインピーダンス変換回路６１とＨＰＦ型のインピーダンス変換回路６２との２段のインピーダンス変換回路を縦続に接続して構成されている。インピーダンス変換回路６０の回路定数は、以下に説明するように第２実施例のＢＰＦ０２と異なっている。 <Modification of Bandpass Filter of Second Embodiment>
FIG. 13 is a circuit diagram showing a configuration of a band pass filter (BPF) 04 which is a modification of the band pass filter (BPF) 02 of the second embodiment of the present invention.
The BPF 04 shown in FIG. 13 has the same circuit configuration as the BPF 02 of the second embodiment, and the description thereof is omitted. However, in the BPF 04, the ratio of the termination resistance value between the input side and the output side is 1.5 to 1. It is said that. The BPF 04 is configured by connecting an impedance conversion circuit 60 between an input terminal IN1 and an output terminal OUT1. The impedance conversion circuit 60 is configured by cascading two stages of impedance conversion circuits, an LPF type impedance conversion circuit 61 and an HPF type impedance conversion circuit 62. The circuit constants of the impedance conversion circuit 60 are different from the BPF02 of the second embodiment as will be described below.

図１３に示すＢＰＦ０４において、入力端子ＩＮ１のインピーダンスＺ₀₃を７５Ω、出力端子ＯＵＴ１のインピーダンスＺ₀₄を５０Ω、使用周波数帯域を２６０ＭＨｚ〜４７０ＭＨｚとした時に、第１キャパシタＣ６１を約２．７８３ｐＦ、第１インダクタＬ６１を約１２．５４ｎＨ、第２インダクタＬ６２を約６２．０３ｎＨ、第２キャパシタＣ６２を約１９．８９ｐＦとしている。この時のＶＳＷＲの周波数特性を図１４に示す。図１４を参照すると、２６０ＭＨｚ〜４７０ＭＨｚの帯域におけるＶＳＷＲは最大が１．０３８となり、使用周波数帯域内において１．１０以下を満足する良好なＶＳＷＲが得られる。なお、ＬＰＦ型のインピーダンス変換回路６１およびＨＰＦ型のインピーダンス変換回路６２を構成するインダクタおよびキャパシタの値は、入力端子ＩＮ１の側のインピーダンス（７５Ω）と出力端子ＯＵＴ１の側のインピーダンス（５０Ω）とを整合させると共に、良好なＶＳＷＲが得られる値が選択されている。
なお、ＢＰＦ０４は、第２実施例の２分配整合器２におけるインピーダンス変換回路２０に適用することができる。 In the BPF 04 shown in FIG. 13, when the impedance Z ₀₃ of the input terminal IN1 is 75Ω, the impedance Z ₀₄ of the output terminal OUT1 is 50Ω, and the operating frequency band is 260 MHz to 470 MHz, the first capacitor C61 is about 2.783 pF, The inductor L61 is about 12.54 nH, the second inductor L62 is about 62.03 nH, and the second capacitor C62 is about 19.89 pF. FIG. 14 shows the frequency characteristics of VSWR at this time. Referring to FIG. 14, the maximum VSWR in the band of 260 MHz to 470 MHz is 1.038, and a good VSWR satisfying 1.10 or less in the used frequency band is obtained. The values of the inductor and the capacitor constituting the LPF type impedance conversion circuit 61 and the HPF type impedance conversion circuit 62 are the impedance (75Ω) on the input terminal IN1 side and the impedance (50Ω) on the output terminal OUT1 side. A value is selected that provides matching and good VSWR.
The BPF 04 can be applied to the impedance conversion circuit 20 in the two-distribution matching device 2 of the second embodiment.

図１２に示すＢＰＦ０３のＶＳＷＲの周波数特性および図１４に示すＢＰＦ０４のＶＳＷＲの周波数特性は同等であり、使用周波数帯域内にそれぞれＶＳＷＲが１の零点が２つあって、入力側と出力側との終端抵抗値の比を変えても良好なＶＳＷＲが得られることが分かる。帯域内の最大ＶＳＷＲは約１．０３８で、通過帯域幅が同じであれば、終端抵抗値の比が小さくなると帯域内の最大ＶＳＷＲも小さくなることが分かる。 The frequency characteristics of the VSWR of BPF03 shown in FIG. 12 and the frequency characteristics of the VSWR of BPF04 shown in FIG. 14 are the same, and there are two zeros having a VSWR of 1 in the operating frequency band. It can be seen that good VSWR can be obtained even if the ratio of the termination resistance values is changed. It can be seen that the maximum VSWR in the band is about 1.038, and if the pass bandwidth is the same, the maximum VSWR in the band also decreases as the ratio of the termination resistance values decreases.

以上説明した本発明の実施例にかかる帯域通過フィルタは、入力側と出力側の終端抵抗値を任意に選択でき、構成部品が集中定数４素子と小型であり、帯域通過フィルタの特性も有しているので、例に示した２分配整合回路に限らず、異なる任意の終端抵抗（入出力インピーダンス）の機器との接続や、無線機器内部の整合回路等に適用することができる。また、本発明の実施例にかかる帯域通過フィルタおよび本発明の実施例にかかる２分配整合器は、４素子の集中定数素子から構成される従来のインピーダンス変換回路は、低域通過（ＬＰＦ）あるいは高域通過（ＨＰＦ）のフィルタ特性であるのに対し、同じ４素子の集中定数素子から構成されていても、本発明にかかるインピーダンス変換回路は、ＨＰＦ型のインピーダンス変換回路とＬＰＦ型のインピーダンス変換回路とが２段に縦続された特徴的な回路構成とされることから、帯域通過（ＢＰＦ）のフィルタ特性と広帯域なＶＳＷＲ特性を実現することができる。さらに、図２５に示す分布定数線路を２段有する２分配整合器と比較しても、より広帯域なＶＳＷＲ特性と占有体積の少ない小型形状を得られるようになる。 The band-pass filter according to the embodiment of the present invention described above can arbitrarily select the termination resistance values on the input side and the output side, the component parts are as small as four lumped constant elements, and have the characteristics of a band-pass filter. Therefore, the present invention is not limited to the two-distribution matching circuit shown in the example, but can be applied to a connection with a device having a different arbitrary termination resistance (input / output impedance), a matching circuit inside a wireless device, or the like. In addition, the bandpass filter according to the embodiment of the present invention and the two-distribution matching device according to the embodiment of the present invention include a low-pass (LPF) or a conventional impedance conversion circuit composed of four lumped elements. Although it has a high-pass (HPF) filter characteristic, the impedance conversion circuit according to the present invention is composed of an HPF-type impedance conversion circuit and an LPF-type impedance conversion even if it is composed of the same four lumped constant elements. Since the circuit has a characteristic circuit structure in which the circuits are cascaded in two stages, a band pass (BPF) filter characteristic and a wide band VSWR characteristic can be realized. Further, even when compared with a two-distribution matching device having two stages of distributed constant lines shown in FIG. 25, it is possible to obtain a broader VSWR characteristic and a small shape with a small occupied volume.

０１，０２，０３，０４帯域通過フィルタ、１，１−２，２，２−２２分配整合器、１０，１１，１２インピーダンス変換回路、２０，２１，２２インピーダンス変換回路、３０，３１，３２インピーダンス変換回路、４０，４１，４２インピーダンス変換回路、５０，５１，５２インピーダンス変換回路、６０，６１，６２インピーダンス変換回路、１００２分配整合器、１１０分布定数線路、２００２分配整合器、２１０分布定数線路、２１１分布定数線路、３００，４００２分配整合器、１０００基本回路、１０１０，１０２０，１０３０，１０４０，１０５０帯域通過フィルタ 01, 02, 03, 04 Band-pass filter, 1, 1-2, 2, 2-2 2 distribution matching device, 10, 11, 12 Impedance conversion circuit, 20, 21, 22 Impedance conversion circuit, 30, 31, 32 Impedance conversion circuit, 40, 41, 42 Impedance conversion circuit, 50, 51, 52 Impedance conversion circuit, 60, 61, 62 Impedance conversion circuit, 100 2 distribution matching device, 110 Distributed constant line, 2002 Distribution matching device, 210 distribution Constant line, 211 Distributed constant line, 300,400 2 distribution matching device, 1000 basic circuit, 1010, 1020, 1030, 1040, 1050 Band pass filter

Claims

An impedance conversion circuit in which an HPF type impedance conversion circuit composed of lumped constant elements and an LPF type impedance conversion circuit composed of lumped constant elements are cascaded in two stages between an input terminal and an output terminal, or An LPF type impedance conversion circuit composed of lumped constant elements and an HPF type impedance conversion circuit composed of lumped constant elements are cascaded in two stages,
Bandpass characteristics are indicated by the impedance conversion circuit cascaded in two stages, and the input terminal having an arbitrary termination resistance value is matched with the output terminal having an arbitrary termination resistance value. A bandpass filter characterized by.

The HPF type impedance conversion circuit includes a first inductor connected in parallel to the input terminal, and a first capacitor connected in series between the input terminal and the output terminal,
The LPF type impedance conversion circuit includes a second capacitor connected in parallel to the input terminal, and a second inductor connected in series between the input terminal and the output terminal,
The band-pass filter according to claim 1, wherein the impedance conversion circuit includes four lumped constant elements.

An HPF type impedance conversion circuit composed of lumped constant elements and an LPF type impedance conversion circuit composed of lumped constant elements cascaded in two stages, or an LPF type composed of lumped constant elements An impedance conversion circuit in which an HPF type impedance conversion circuit composed of lumped constant elements is cascaded in two stages between an input terminal and two output terminals connected in parallel;
Bandpass characteristics are indicated by the impedance conversion circuit cascaded in two stages, and the input terminal having an arbitrary termination resistance value is matched with the output terminal having an arbitrary termination resistance value. A two-distribution matching device.

The HPF type impedance conversion circuit includes a first inductor connected in parallel to the input terminal, a first capacitor connected in series between the input terminal and the output terminal connected in parallel. And
The LPF type impedance conversion circuit includes a second capacitor connected in parallel to the input terminal, a second inductor connected in series between the input terminal and the output terminal connected in parallel. And
4. The two-distribution matching device according to claim 3, wherein the impedance conversion circuit includes four lumped constant elements.