JP2018157539A

JP2018157539A - Radio receiver

Info

Publication number: JP2018157539A
Application number: JP2017215531A
Authority: JP
Inventors: 坂本　剛憲; Takenori Sakamoto; 剛憲坂本; 陽平森下; Yohei Morishita
Original assignee: Panasonic Corp
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 2017-03-15
Filing date: 2017-11-08
Publication date: 2018-10-04

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To prevent deterioration of a reception characteristic without improving resolution of an analog/digital converter.SOLUTION: A radio receiver 300 comprises: a RF front end part 302 that performs a gain control in response to a reception signal and a down conversion; an analog equalization part 303 that performs an analog equalization processing in accordance with an analog equalization coefficient in response to an output signal of the RF front end part 302; an analog/digital conversion 304 that performs quantification in response to the output signal of the analog equalization part 303; a digital equalization part 305 that performs a digital equalization processing in accordance with a digital equalization coefficient in response to the output signal of the analog/digital conversion part 304; and an equalization coefficient calculation part 306 that estimates a frequency characteristic by using the output signal of the analog/digital conversion part 304, and calculates the analog equalization coefficient and the digital equalization coefficient.SELECTED DRAWING: Figure 2

Description

本開示は、アナログ等化器を備える無線受信装置に関する。 The present disclosure relates to a wireless reception device including an analog equalizer.

非特許文献１には、１チャネルあたり数GHz〜数十GHzの帯域幅を使用する無線通信規格が提案されている。１チャネルあたりの帯域幅が広くなるほど、アナログ／デジタル変換器に速いサンプリングレートが求められる。非特許文献１に記載の広帯域無線通信を実現するため、アナログ／デジタル変換器には、数GHz〜数十GHzの高いサンプリングレートが検討されている。 Non-Patent Document 1 proposes a wireless communication standard that uses a bandwidth of several GHz to several tens of GHz per channel. The wider the bandwidth per channel, the higher the sampling rate required for the analog / digital converter. In order to realize the broadband wireless communication described in Non-Patent Document 1, a high sampling rate of several GHz to several tens of GHz has been studied for the analog / digital converter.

また、非特許文献１では、BPSK、QPSK、16QAM、64QAM等の複数の変調方式が提案されている。多値変調に対応するため、アナログ／デジタル変換器には、高い分解能が要求される。 Non-Patent Document 1 proposes a plurality of modulation schemes such as BPSK, QPSK, 16QAM, and 64QAM. In order to support multi-level modulation, the analog / digital converter is required to have high resolution.

このように、広帯域無線通信では、アナログ／デジタル変換器に、高いサンプリングレートと高い分解能の両立が要求される。 Thus, in broadband wireless communication, an analog / digital converter is required to have both a high sampling rate and a high resolution.

また、無線通信では、ＲＦフロントエンドの周波数特性（例えば、帯域内の振幅偏差）の影響により、受信信号のエラーベクトル振幅が増加し、受信特性が劣化するため、この受信特性の劣化を防ぐことが求められる。受信特性の劣化を防ぐために、アナログ／デジタル変換器の分解能の向上について、検討されている。 Also, in wireless communication, the error vector amplitude of the received signal increases due to the influence of the frequency characteristics of the RF front end (for example, the amplitude deviation within the band), and the reception characteristics are deteriorated. Is required. In order to prevent deterioration of reception characteristics, improvement of the resolution of the analog / digital converter has been studied.

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しかしながら、アナログ／デジタル変換器のサンプリングレートと分解能はトレードオフの関係にあるため、高いサンプリングレートが要求される広帯域無線通信において、さらにアナログ／デジタル変換器の分解能を上げることは困難である。 However, since the sampling rate and resolution of the analog / digital converter are in a trade-off relationship, it is difficult to further increase the resolution of the analog / digital converter in broadband wireless communication that requires a high sampling rate.

本開示の一態様は、アナログ／デジタル変換器の分解能を上げることなく、受信特性の劣化を防ぐことができる無線受信装置の提供に資する。 One embodiment of the present disclosure contributes to the provision of a wireless reception device that can prevent deterioration of reception characteristics without increasing the resolution of an analog / digital converter.

本開示の一態様に係る無線受信装置は、受信信号に対して利得制御、ダウンコンバージョンを行うＲＦフロントエンド回路と、前記ＲＦフロントエンド回路の出力信号に対して、アナログ等化係数に従ってアナログ等化処理を行うアナログ等化回路と、前記アナログ等化回路の出力信号に対して標本化および量子化を行うアナログ／デジタル変換回路と、前記アナログ／デジタル変換回路の出力信号に対して、デジタル等化係数に従ってデジタル等化処理を行うデジタル等化回路と、前記アナログ／デジタル変換回路の出力信号を用いて周波数特性を推定し、前記アナログ等化係数および前記デジタル等化係数を算出する等化係数算出回路と、を具備する。 A radio reception apparatus according to an aspect of the present disclosure includes an RF front-end circuit that performs gain control and down-conversion on a reception signal, and analog equalization according to an analog equalization coefficient for an output signal of the RF front-end circuit An analog equalization circuit that performs processing, an analog / digital conversion circuit that samples and quantizes the output signal of the analog equalization circuit, and a digital equalization of the output signal of the analog / digital conversion circuit A digital equalization circuit that performs digital equalization processing according to a coefficient, and an equalization coefficient calculation that estimates a frequency characteristic using an output signal of the analog / digital conversion circuit and calculates the analog equalization coefficient and the digital equalization coefficient A circuit.

なお、これらの包括的又は具体的な態様は、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラム又は記録媒体で実現されてもよく、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。 Note that these comprehensive or specific modes may be realized by a system, apparatus, method, integrated circuit, computer program, or recording medium. Any of the system, apparatus, method, integrated circuit, computer program, and recording medium may be used. It may be realized by various combinations.

本開示の一態様によれば、アナログ／デジタル変換器の分解能を上げることなく、受信特性の劣化を防ぐことができる。 According to one aspect of the present disclosure, it is possible to prevent deterioration of reception characteristics without increasing the resolution of the analog / digital converter.

本開示の一態様における更なる利点および効果は、明細書および図面から明らかにされる。かかる利点および／又は効果は、いくつかの実施形態並びに明細書および図面に記載された特徴によってそれぞれ提供されるが、１つ又はそれ以上の同一の特徴を得るために必ずしも全てが提供される必要はない。 Further advantages and effects in one aspect of the present disclosure will become apparent from the specification and drawings. Such advantages and / or effects are provided respectively by the features described in some embodiments and the specification and drawings, but all have to be provided in order to obtain one or more identical features. There is no.

実施の形態１におけるフレームフォーマットの一例を示す図FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a frame format in the first embodiment 実施の形態１における無線受信装置の構成例を示す図FIG. 3 illustrates a configuration example of a wireless reception device in Embodiment 1 実施の形態１におけるＲＦフロントエンド部の構成例を示す図The figure which shows the structural example of RF front end part in Embodiment 1. FIG. 実施の形態１における等化係数算出部の構成例を示す図The figure which shows the structural example of the equalization coefficient calculation part in Embodiment 1. FIG. 実施の形態１における第一のトレーニングフィールド、第一のチャネル推定フィールド、物理ヘッダのスペクトルの一例を示す図The figure which shows an example of the spectrum of the 1st training field in Embodiment 1, a 1st channel estimation field, and a physical header 実施の形態１における第二のトレーニングフィールド、第二のチャネル推定フィールド、ペイロードのスペクトルの一例を示す図The figure which shows an example of the spectrum of the 2nd training field in Embodiment 1, a 2nd channel estimation field, and a payload 実施の形態１におけるアナログ等化部の構成例を示す図The figure which shows the structural example of the analog equalization part in Embodiment 1. 実施の形態２における無線受信装置の構成例を示す図FIG. 9 illustrates a configuration example of a wireless reception device in Embodiment 2 実施の形態２におけるＲＦフロントエンド部の構成例を示す図The figure which shows the structural example of RF front end part in Embodiment 2. FIG.

（実施の形態１）
以下、図面を適宜参照して、本開示の一実施の形態について詳細に説明する。 (Embodiment 1)
Hereinafter, an embodiment of the present disclosure will be described in detail with reference to the drawings as appropriate.

＜フレームフォーマット＞
図１は、チャネルボンディング技術により二つのチャネルを束ねて通信を行うときのフレームフォーマット２００の一例を示す図である。図１において、第一のトレーニングフィールド２０１、第一のチャネル推定フィールド２０２、物理ヘッダ２０３は、チャネルボンディング技術に対応していない無線受信装置も受信できるように、チャネル１とチャネル２において最小単位の帯域幅ＢＷ１（Ｈｚ）を使って送信される。一方、第二のトレーニングフィールド２０４、第二のチャネル推定フィールド２０５、ペイロード２０６は、チャネル１とチャネル２を束ねて一つのチャネル（以下、チャネル３と表記する）とみなして広い帯域幅ＢＷ２（Ｈｚ）で送信される。ここで、ＢＷ２＝２×ＢＷ１が成り立つ。物理ヘッダ２０３には、第二のトレーニングフィールド２０４以降のフィールドの帯域幅、ペイロード２０６で使用されている変調方式に関する情報が含まれている。 <Frame format>
FIG. 1 is a diagram showing an example of a frame format 200 when communication is performed by bundling two channels by channel bonding technology. In FIG. 1, the first training field 201, the first channel estimation field 202, and the physical header 203 are the minimum unit in the channel 1 and the channel 2 so that a wireless receiver that does not support the channel bonding technology can also be received. It is transmitted using the bandwidth BW1 (Hz). On the other hand, the second training field 204, the second channel estimation field 205, and the payload 206 are regarded as one channel (hereinafter referred to as channel 3) by combining the channel 1 and the channel 2 and a wide bandwidth BW2 (Hz ). Here, BW2 = 2 × BW1 holds. The physical header 203 includes information on the bandwidth of fields after the second training field 204 and the modulation scheme used in the payload 206.

また、第一のトレーニングフィールド２０１、第一のチャネル推定フィールド２０２、物理ヘッダ２０３、第二のトレーニングフィールド２０４、第二のチャネル推定フィールド２０５は、同期、利得調整、チャネル推定、制御情報の通知等に使用される。このため、これらのフィールドは、エラーを少なくして通信相手に届くようにするため、BPSK等の簡素でロバストな変調方式を使用する。一方、ペイロード２０６は、周波数効率を上げてより多くの情報が通信相手に届くようにするため、QPSK、16QAM、64QAM等の多値変調方式を使用する。 The first training field 201, the first channel estimation field 202, the physical header 203, the second training field 204, and the second channel estimation field 205 are synchronized, gain adjustment, channel estimation, control information notification, and the like. Used for. For this reason, these fields use a simple and robust modulation method such as BPSK in order to reduce errors and reach the communication partner. On the other hand, the payload 206 uses multi-level modulation schemes such as QPSK, 16QAM, and 64QAM in order to increase frequency efficiency and allow more information to reach the communication partner.

＜無線受信装置の構成＞
図２は、本実施の形態に係る無線受信装置３００の構成例を示す図である。無線受信装置３００は、受信アンテナ３０１と、ＲＦフロントエンド部３０２と、アナログ等化部３０３と、アナログ／デジタル変換部３０４と、デジタル等化部３０５と、等化係数算出部３０６と、利得設定部３０７と、を備える。 <Configuration of wireless receiver>
FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of the wireless reception device 300 according to the present embodiment. The wireless reception device 300 includes a reception antenna 301, an RF front end unit 302, an analog equalization unit 303, an analog / digital conversion unit 304, a digital equalization unit 305, an equalization coefficient calculation unit 306, and a gain setting. Unit 307.

ＲＦフロントエンド部３０２は、受信アンテナ３０１を介して受信した無線周波数の受信信号の振幅を、利得設定部３０７によって設定された利得を用いて増幅する。さらに、ＲＦフロントエンド部３０２は、振幅調整後の受信信号に対してダウンコンバージョンを行い、アナログベースバンド信号をアナログ等化部３０３に出力する。なお、ＲＦフロントエンド部３０２の内部構成の詳細については後述する。 The RF front end unit 302 amplifies the amplitude of the reception signal of the radio frequency received via the reception antenna 301 using the gain set by the gain setting unit 307. Further, the RF front end unit 302 performs down conversion on the received signal after amplitude adjustment, and outputs an analog baseband signal to the analog equalization unit 303. Details of the internal configuration of the RF front end unit 302 will be described later.

アナログ等化部３０３は、ＲＦフロントエンド部３０２から出力されたアナログベースバンド信号の物理ヘッダ２０３以降の信号に対して、等化係数算出部３０６が算出したアナログ等化係数に従って、周波数特性を補正してエラーベクトル振幅を下げるアナログ等化処理を行う。アナログ等化部３０３は、アナログ等化処理後の信号（アナログ等化処理された物理ヘッダ２０３以降の信号）をアナログ／デジタル変換部３０４に出力する。なお、アナログ等化部３０３は、アナログ等化が未処理の信号として、第一のトレーニングフィールド２０１、第一のチャネル推定フィールド２０２の信号に対してはアナログ等化処理を省略して、アナログ／デジタル変換部３０４に出力する。 The analog equalization unit 303 corrects the frequency characteristic of the signal after the physical header 203 of the analog baseband signal output from the RF front end unit 302 according to the analog equalization coefficient calculated by the equalization coefficient calculation unit 306. Then, an analog equalization process for reducing the error vector amplitude is performed. The analog equalization unit 303 outputs the signal after analog equalization processing (the signal after the physical header 203 subjected to analog equalization processing) to the analog / digital conversion unit 304. Note that the analog equalization unit 303 omits analog equalization processing for the signals of the first training field 201 and the first channel estimation field 202 as analog unprocessed signals, The data is output to the digital conversion unit 304.

アナログ／デジタル変換部３０４は、アナログ等化部３０３から出力されたアナログベースバンド信号を標本化および量子化（デジタル信号に変換）し、デジタルベースバンド信号をデジタル等化部３０５および等化係数算出部３０６に出力する。 The analog / digital conversion unit 304 samples and quantizes (converts to a digital signal) the analog baseband signal output from the analog equalization unit 303, and converts the digital baseband signal into the digital equalization unit 305 and the equalization coefficient calculation. Output to the unit 306.

アナログ／デジタル変換部３０４は、チャネルボンディング技術を用いないときと比べて２倍速いサンプリングレートを使用する。 The analog / digital conversion unit 304 uses a sampling rate that is twice as fast as when the channel bonding technique is not used.

デジタル等化部３０５は、等化係数算出部３０６が算出したデジタル等化係数に従ってペイロード２０６の残留周波数特性を補正するデジタル等化処理を行う。 The digital equalization unit 305 performs digital equalization processing that corrects the residual frequency characteristic of the payload 206 according to the digital equalization coefficient calculated by the equalization coefficient calculation unit 306.

等化係数算出部３０６は、アナログ／デジタル変換部３０４から出力されたデジタルベースバンド信号の第一のチャネル推定フィールド２０２を用いてＲＦフロントエンド部３０２の周波数特性を推定し、アナログ等化係数を算出する。 The equalization coefficient calculation unit 306 estimates the frequency characteristic of the RF front end unit 302 using the first channel estimation field 202 of the digital baseband signal output from the analog / digital conversion unit 304, and calculates the analog equalization coefficient. calculate.

また、等化係数算出部３０６は、アナログ／デジタル変換部３０４から出力されたデジタルベースバンド信号の第二のチャネル推定フィールド２０５を用いて残留周波数特性を推定し、デジタル等化係数を算出する。なお、等化係数算出部３０６の内部構成の詳細については後述する。 In addition, the equalization coefficient calculation unit 306 estimates residual frequency characteristics using the second channel estimation field 205 of the digital baseband signal output from the analog / digital conversion unit 304, and calculates a digital equalization coefficient. The details of the internal configuration of the equalization coefficient calculation unit 306 will be described later.

利得設定部３０７は、受信アンテナ３０１を介して受信した受信信号の第一のトレーニングフィールド２０１の受信電力とピーク対平均電力比に基づいて、アナログ／デジタル変換部３０４の入力信号の振幅がフルスケールレンジに収まるように、利得を算出する。フルスケールレンジとは、アナログ／デジタル変換部３０４が量子化可能な振幅の最大値（負の振幅に対しては最小値）のことである。利得設定部３０７は、ＲＦフロントエンド部３０２の可変利得増幅部３０２＿１（図３参照）の利得を設定する利得制御信号を出力する。 Based on the received power of the first training field 201 of the received signal received via the receiving antenna 301 and the peak-to-average power ratio, the gain setting unit 307 determines that the amplitude of the input signal of the analog / digital converting unit 304 is full scale. The gain is calculated so that it is within the range. The full scale range is the maximum value of amplitude that can be quantized by the analog / digital conversion unit 304 (minimum value for negative amplitude). The gain setting unit 307 outputs a gain control signal for setting the gain of the variable gain amplifying unit 302_1 (see FIG. 3) of the RF front end unit 302.

また、利得設定部３０７は、受信アンテナ３０１を介して受信した受信信号の第二のトレーニングフィールド２０４の受信電力とピーク対平均電力比に基づいて、再度、利得を算出する。そして、利得設定部３０７は、ＲＦフロントエンド部３０２の可変利得増幅部３０２＿１（図３参照）の利得を再設定する。二つのチャネルで送信される第一のトレーニングフィールド２０１、第一のチャネル推定フィールド２０２、物理ヘッダ２０３のピーク対平均電力比に比べて、チャネルボンディングされた一つのチャネルで送信される第二のトレーニングフィールド２０４、第二のチャネル推定フィールド２０５、ペイロード２０６のピーク対平均電力比は低くなる。したがって、利得の再調整を行うことにより、アナログ／デジタル変換部３０４の分解能を最大限に活用することができる。 The gain setting unit 307 calculates the gain again based on the received power of the second training field 204 of the received signal received via the receiving antenna 301 and the peak-to-average power ratio. Then, the gain setting unit 307 resets the gain of the variable gain amplifying unit 302_1 (see FIG. 3) of the RF front end unit 302. Compared to the peak-to-average power ratio of the first training field 201, the first channel estimation field 202, and the physical header 203 transmitted on two channels, the second training transmitted on one channel bonded channel The peak to average power ratio of field 204, second channel estimation field 205, and payload 206 is low. Therefore, by performing the readjustment of the gain, the resolution of the analog / digital conversion unit 304 can be fully utilized.

＜ＲＦフロントエンド部の内部構成＞
次に、ＲＦフロントエンド部３０２の内部構成について、図３を用いて詳細に説明する。図３に示すように、ＲＦフロントエンド部３０２は、可変利得増幅部３０２＿１と、局部発振器３０２＿２と、ミキサ３０２＿３と、を備える。 <Internal configuration of RF front end>
Next, the internal configuration of the RF front end unit 302 will be described in detail with reference to FIG. As shown in FIG. 3, the RF front end unit 302 includes a variable gain amplification unit 302_1, a local oscillator 302_2, and a mixer 302_3.

可変利得増幅部３０２＿１は、受信アンテナ３０１を介して受信した無線周波数の受信信号の振幅を調整する。可変利得増幅部３０２＿１の利得は、利得設定部３０７が出力する利得制御信号によって設定される。 The variable gain amplifying unit 302_1 adjusts the amplitude of a radio frequency reception signal received via the reception antenna 301. The gain of the variable gain amplifying unit 302_1 is set by a gain control signal output from the gain setting unit 307.

局部発振器３０２＿２は、周波数fc（Hz）の正弦波を生成して、ミキサ３０２＿３に出力する。本実施の形態では、チャネルボンディング技術により二つのチャネルを束ねたチャネル３で通信するので、例えば、図１に示すチャネル１の中心周波数がf1（Ｈｚ）、チャネル２の中心周波数がf2（Ｈｚ）のとき、fc=(f1+f2)/2である。 The local oscillator 302_2 generates a sine wave having a frequency fc (Hz) and outputs the sine wave to the mixer 302_3. In this embodiment, since communication is performed on channel 3 in which two channels are bundled by channel bonding technology, for example, the center frequency of channel 1 shown in FIG. 1 is f1 (Hz), and the center frequency of channel 2 is f2 (Hz). In this case, fc = (f1 + f2) / 2.

ミキサ３０２＿３は、可変利得増幅部３０２＿１から出力された受信信号に対して、周波数fc（Hz）の正弦波を乗算することによりダウンコンバージョンを行う。 The mixer 302_3 performs down conversion by multiplying the reception signal output from the variable gain amplifier 302_1 by a sine wave having a frequency fc (Hz).

なお、図３の例では、可変利得増腹部３０２＿１がミキサ３０２＿３の前段に設けられているが、本実施の形態では、可変利得増幅部をミキサ３０２＿３の後段に設けても良いし、前段、後段の両方に設けてもよい。 In the example of FIG. 3, the variable gain amplifying unit 302_1 is provided at the front stage of the mixer 302_3. However, in this embodiment, the variable gain amplifying unit may be provided at the rear stage of the mixer 302_3, or the front stage and the rear stage. You may provide in both.

＜等化係数算出部の内部構成＞
次に、等化係数算出部３０６の内部構成について、図４を用いて詳細に説明する。図４に示すように、等化係数算出部３０６は、第一のチャネル推定部３０６＿１と、第二のチャネル推定部３０６＿２と、補間処理部３０６＿３と、アナログ等化係数算出部３０６＿４と、第三のチャネル推定部３０６＿５と、デジタル等化係数算出部３０６＿６と、を備える。 <Internal configuration of equalization coefficient calculation unit>
Next, the internal configuration of the equalization coefficient calculation unit 306 will be described in detail with reference to FIG. As shown in FIG. 4, the equalization coefficient calculation unit 306 includes a first channel estimation unit 306_1, a second channel estimation unit 306_2, an interpolation processing unit 306_3, an analog equalization coefficient calculation unit 306_4, Channel estimation unit 306_5 and digital equalization coefficient calculation unit 306_6.

第一のチャネル推定部３０６＿１は、第一のチャネル推定フィールド２０２を含むデジタルベースバンド信号にｆｃ−ｆ１（Ｈｚ）の回転処理を施し、デジタルベースバンド信号からチャネル１で送信された第一のチャネル推定フィールド２０２を取り出し、取り出した第一のチャネル推定フィールド２０２の信号を用いてチャネル１のチャネル推定を行い、第一のチャネル推定結果を補間処理部３０６＿３およびアナログ等化係数算出部３０６＿４に出力する。第二のチャネル推定部３０６＿２は、第一のチャネル推定フィールド２０２を含むデジタルベースバンド信号にｆｃ−ｆ２（Ｈｚ）の回転処理を施し、デジタルベースバンド信号からチャネル２で送信された第一のチャネル推定フィールド２０２を取り出し、取り出した第一のチャネル推定フィールド２０２の信号を用いてチャネル２のチャネル推定を行い、第二のチャネル推定結果を補間処理部３０６＿３およびアナログ等化係数算出部３０６＿４に出力する。 The first channel estimation unit 306_1 performs rotation processing of fc−f1 (Hz) on the digital baseband signal including the first channel estimation field 202, and transmits the first channel transmitted from the digital baseband signal through the channel 1 The estimation field 202 is extracted, channel estimation of the channel 1 is performed using the signal of the extracted first channel estimation field 202, and the first channel estimation result is output to the interpolation processing unit 306_3 and the analog equalization coefficient calculation unit 306_4. . The second channel estimation unit 306_2 performs a fc-f2 (Hz) rotation process on the digital baseband signal including the first channel estimation field 202, and transmits the first channel transmitted from the digital baseband signal through the channel 2 The estimation field 202 is extracted, channel 2 channel estimation is performed using the extracted first channel estimation field 202 signal, and the second channel estimation result is output to the interpolation processing unit 306_3 and the analog equalization coefficient calculation unit 306_4. .

図５に示すように第一のチャネル推定フィールド２０２のスペクトルには、チャネル１のスペクトルとチャネル２のスペクトルの間にΔｆの隙間帯域が存在する。補間処理部３０６＿３は、第一のチャネル推定結果の外挿処理、または、第二のチャネル推定結果の外挿処理、または、第一のチャネル推定結果と第二のチャネル推定結果の内挿処理等によって、Δｆの隙間帯域のチャネル推定を行い、Δｆのチャネル推定結果をアナログ等化係数算出部３０６＿４に出力する。 As shown in FIG. 5, in the spectrum of the first channel estimation field 202, there is a gap band Δf between the channel 1 spectrum and the channel 2 spectrum. The interpolation processing unit 306_3 performs extrapolation processing of the first channel estimation result, extrapolation processing of the second channel estimation result, or interpolation processing of the first channel estimation result and the second channel estimation result, etc. Thus, channel estimation of the gap band of Δf is performed, and the channel estimation result of Δf is output to the analog equalization coefficient calculation unit 306_4.

アナログ等化係数算出部３０６＿４は、第一のチャネル推定結果、第二のチャネル推定結果、および、Δｆのチャネル推定結果を用いて、チャネル１とチャネル２とを合わせた全帯域（図６のチャネル３参照）に対するアナログ等化係数を算出する。そして、アナログ等化係数算出部３０６＿４は、算出した等化係数に基づいてアナログ等化部３０３の抵抗器の抵抗値、インダクタのインダクタンス値、キャパシタの静電容量値等を決定する。 The analog equalization coefficient calculation unit 306_4 uses the first channel estimation result, the second channel estimation result, and the channel estimation result of Δf, and combines the entire band (channel of FIG. 3) is calculated. Then, the analog equalization coefficient calculation unit 306_4 determines the resistance value of the resistor, the inductance value of the inductor, the capacitance value of the capacitor, and the like based on the calculated equalization coefficient.

第三のチャネル推定部３０６＿５は、第二のチャネル推定フィールド２０５を用いてチャネル３のチャネル推定を行い、第三のチャネル推定結果をデジタル等化係数算出部３０６＿６に出力する。これにより、第三のチャネル推定部３０６＿５は、アナログ等化部３０３で補正しきれなかった残留周波数特性を推定することができる。残留周波数特性は、図５に示したΔｆの隙間帯域において大きくなる傾向にある。図６に示すように第二のチャネル推定フィールド２０５のスペクトルには、第一のチャネル推定フィールド２０２のスペクトルとは異なり、Δｆの隙間帯域が存在しない。したがって、第三のチャネル推定部３０６＿５は、Δｆの隙間帯域に対応する帯域部分に対して高精度なチャネル推定を行うことができる。 The third channel estimation unit 306_5 performs channel estimation of the channel 3 using the second channel estimation field 205, and outputs the third channel estimation result to the digital equalization coefficient calculation unit 306_6. Accordingly, the third channel estimation unit 306_5 can estimate the residual frequency characteristic that cannot be corrected by the analog equalization unit 303. The residual frequency characteristic tends to become large in the gap band Δf shown in FIG. As shown in FIG. 6, unlike the spectrum of the first channel estimation field 202, the spectrum of the second channel estimation field 205 does not have a gap band of Δf. Therefore, the third channel estimation unit 306_5 can perform highly accurate channel estimation on the band portion corresponding to the gap band of Δf.

デジタル等化係数算出部３０６＿６は、第三のチャネル推定結果を用いてチャネルボンディングされた帯域ＢＷ２（Ｈｚ）に対するデジタル等化係数を算出する。 The digital equalization coefficient calculation unit 306_6 calculates a digital equalization coefficient for the channel-bonded band BW2 (Hz) using the third channel estimation result.

＜アナログ等化部の内部構成＞
次に、アナログ等化部３０３の内部構成について、図７を用いて詳細に説明する。図７に示すように、アナログ等化部３０３は、抵抗３０３＿１と、インダクタ３０３＿２と、キャパシタ３０３＿３と、を備える。 <Internal configuration of analog equalization unit>
Next, the internal configuration of the analog equalization unit 303 will be described in detail with reference to FIG. As illustrated in FIG. 7, the analog equalization unit 303 includes a resistor 303_1, an inductor 303_2, and a capacitor 303_3.

アナログ等化部３０３は、等化係数算出部３０６（アナログ等化係数算出部３０６＿４）が決定したアナログ等化係数に従って、抵抗３０３＿１の抵抗値、インダクタ３０３＿２のインダクタンス値、キャパシタ３０３＿３の静電容量値等を設定することにより、アナログ等化部３０３の周波数特性を変化させる。これにより、ＲＦフロントエンド部３０２の周波数特性によって歪んだ物理ヘッダ２０３、第二のトレーニングフィールド２０４、第二のチャネル推定フィールド２０５、ペイロード２０６を補正し、エラーベクトル振幅を下げることができる。 The analog equalization unit 303 determines the resistance value of the resistor 303_1, the inductance value of the inductor 303_2, and the capacitance value of the capacitor 303_3 according to the analog equalization coefficient determined by the equalization coefficient calculation unit 306 (analog equalization coefficient calculation unit 306_4). Etc., the frequency characteristics of the analog equalization unit 303 are changed. As a result, the physical header 203, the second training field 204, the second channel estimation field 205, and the payload 206 distorted by the frequency characteristics of the RF front end unit 302 can be corrected, and the error vector amplitude can be lowered.

＜受信動作フロー＞
次に、無線受信装置３００における、フレームフォーマット２００の受信信号の受信動作について、図２を用いて説明する。 <Reception operation flow>
Next, the reception operation of the reception signal of the frame format 200 in the wireless reception device 300 will be described with reference to FIG.

まず、ＲＦフロントエンド部３０２が、受信アンテナ３０１を介して受信した受信信号に対して振幅調整およびダウンコンバージョンを行い、アナログベースバンド信号を出力する。なお、アナログ等化部３０３は、等化係数算出部３０６がアナログ等化係数を算出するまでは等化処理を開始しない。 First, the RF front end unit 302 performs amplitude adjustment and down-conversion on the received signal received via the receiving antenna 301, and outputs an analog baseband signal. Note that the analog equalization unit 303 does not start the equalization process until the equalization coefficient calculation unit 306 calculates the analog equalization coefficient.

次に、アナログ／デジタル変換部３０４が、アナログのベースバンド信号を標本化および量子化し、デジタルベースバンド信号を出力する。 Next, the analog / digital conversion unit 304 samples and quantizes the analog baseband signal, and outputs a digital baseband signal.

次に、等化係数算出部３０６が、第一のチャネル推定フィールド２０２を用いてＲＦフロントエンド部３０２の周波数特性を推定し、アナログ等化係数を算出する。 Next, the equalization coefficient calculation unit 306 estimates the frequency characteristics of the RF front end unit 302 using the first channel estimation field 202 and calculates an analog equalization coefficient.

等化係数算出部３０６がアナログ等化係数を算出した後、アナログ等化部３０３は、物理ヘッダ２０３以降の信号に対してアナログ等化係数を用いてアナログ等化処理を行い、ＲＦフロントエンド部３０２の周波数特性によって歪んだ物理ヘッダ２０３以降の信号の波形を補正する。 After the equalization coefficient calculation unit 306 calculates the analog equalization coefficient, the analog equalization unit 303 performs analog equalization processing on the signals after the physical header 203 using the analog equalization coefficient, and the RF front end unit The waveform of the signal after the physical header 203 distorted by the frequency characteristics 302 is corrected.

次に、アナログ／デジタル変換部３０４が、物理ヘッダ２０３以降の信号を順次標本化および量子化する。 Next, the analog / digital conversion unit 304 sequentially samples and quantizes signals after the physical header 203.

次に、等化係数算出部３０６が、第二のチャネル推定フィールド２０５を用いてペイロード２０６の残留周波数特性を推定し、デジタル等化係数を算出する。 Next, the equalization coefficient calculation unit 306 estimates the residual frequency characteristic of the payload 206 using the second channel estimation field 205 and calculates a digital equalization coefficient.

最後に、デジタル等化部３０５が、等化係数算出部３０６が算出したデジタル等化係数を用いてデジタル等化処理を行い、残留周波数特性によって歪んだペイロード２０６の波形を補正する。 Finally, the digital equalization unit 305 performs digital equalization processing using the digital equalization coefficient calculated by the equalization coefficient calculation unit 306, and corrects the waveform of the payload 206 distorted by the residual frequency characteristics.

＜アナログ等化処理とアナログ／デジタル変換部の分解能との関係＞
次に、アナログ等化部３０３によるアナログ等化処理とアナログ／デジタル変換部３０４の分解能との関係について説明する。 <Relationship between analog equalization and analog / digital converter resolution>
Next, the relationship between the analog equalization processing by the analog equalization unit 303 and the resolution of the analog / digital conversion unit 304 will be described.

従来の無線受信装置において、アナログ／デジタル変換部への入力信号の振幅がフルスケールレンジを超えた場合、アナログ／デジタル変換部は、出力信号の振幅をフルスケールレンジでクリップする。出力信号がクリップされた場合、振幅情報が失われる。従来の無線受信装置は、デジタル等化部で、失われた振幅情報を復元することは困難である。 In the conventional radio receiving apparatus, when the amplitude of the input signal to the analog / digital conversion unit exceeds the full scale range, the analog / digital conversion unit clips the amplitude of the output signal in the full scale range. If the output signal is clipped, the amplitude information is lost. It is difficult for a conventional wireless reception device to restore lost amplitude information by a digital equalizer.

そのため、従来の無線受信装置では、受信信号（アナログ／デジタル変換部への入力信号）の振幅がフルスケールレンジに収まるように、ＲＦフロントエンド部の可変利得増幅部の利得を調整する方法が用いられていた。 Therefore, in the conventional radio receiving apparatus, a method of adjusting the gain of the variable gain amplifying unit of the RF front end unit is used so that the amplitude of the received signal (input signal to the analog / digital conversion unit) falls within the full scale range. It was done.

しかし、従来の無線受信装置では、ＲＦフロントエンド部の周波数特性の影響により、受信信号のエラーベクトルの振幅が増加し、アナログ／デジタル変換部への入力信号の振幅が想定よりも大きくなってしまうおそれがある。 However, in the conventional radio receiving apparatus, the amplitude of the error vector of the received signal increases due to the influence of the frequency characteristics of the RF front end unit, and the amplitude of the input signal to the analog / digital conversion unit becomes larger than expected. There is a fear.

従来の無線受信装置は、この点を考慮し、受信信号の振幅がフルスケールレンジよりも小さくなるように、マージンを設定し、可変利得増幅部の利得を下げるように調整している。利得を下げることは分解能の低下に相当するので、アナログ／デジタル変換部は、受信特性の劣化を防ぐための１つの方法として、利得の下げに相当する分の分解能を向上させることが挙げられる。 In consideration of this point, the conventional radio receiving apparatus sets the margin so that the amplitude of the received signal is smaller than the full scale range, and adjusts the gain of the variable gain amplifying unit to be lowered. Since lowering the gain corresponds to lowering the resolution, the analog / digital converter can improve the resolution corresponding to the lowering of the gain as one method for preventing the deterioration of the reception characteristics.

しかしながら、上述の通り、広帯域無線通信において、さらに分解能を上げることは困難である。 However, as described above, it is difficult to further increase the resolution in broadband wireless communication.

これに対し、本実施の形態では、アナログ等化部３０３により、ＲＦフロントエンド部３０２の周波数特性を補正し、エラーベクトル振幅を下げるようにアナログ等化処理を行う。これにより、マージンを設定しなくても、受信信号の振幅を、アナログ／デジタル変換部３０４のフルスケールレンジに収めることができる。 On the other hand, in this embodiment, the analog equalization unit 303 corrects the frequency characteristics of the RF front end unit 302 and performs analog equalization processing so as to reduce the error vector amplitude. As a result, the amplitude of the received signal can fall within the full scale range of the analog / digital conversion unit 304 without setting a margin.

なお、アナログ等化が未処理の信号はマージンが必要であるが、前述の通り、第一のトレーニングフィールド２０１、第一のチャネル推定フィールド２０２では、例えばＢＰＳＫといった、簡易な変調方式が用いられるため、ペイロード２０６で多値変調方式の使用を想定してアナログ／デジタル変換３０４の分解能を設計することによって、ＢＰＳＫ信号に対するマージンを含むことができる。 Note that a margin is required for a signal that has not been subjected to analog equalization. However, as described above, in the first training field 201 and the first channel estimation field 202, for example, a simple modulation method such as BPSK is used. The margin for the BPSK signal can be included by designing the resolution of the analog / digital conversion 304 assuming that the payload 206 uses a multi-level modulation scheme.

したがって、アナログ／デジタル変換器３０４の分解能をさらに上げ無くてもよい。 Therefore, the resolution of the analog / digital converter 304 need not be further increased.

＜効果＞
以上のように、本実施の形態によれば、アナログ等化部３０３でアナログ等化処理を行うことにより、アナログ／デジタル変換器３０４の分解能を上げることなく、受信特性の劣化を防ぐことができる。これにより、広帯域無線通信用の無線受信装置の設計が容易になる。 <Effect>
As described above, according to the present embodiment, the analog equalization unit 303 performs analog equalization processing, thereby preventing deterioration in reception characteristics without increasing the resolution of the analog / digital converter 304. . This facilitates the design of a wireless receiver for broadband wireless communication.

（実施の形態２）
本開示の実施の形態２では、最小単位の帯域幅ＢＷ１で送信された信号とチャネルボンディングされた帯域幅ＢＷ２で送信された信号とでアナログ／デジタル変換部のサンプリングレートを切替えて信号を受信する構成について説明する。 (Embodiment 2)
In the second embodiment of the present disclosure, a signal transmitted with the minimum unit bandwidth BW1 and a signal transmitted with the channel-bonded bandwidth BW2 are switched to receive a signal by switching the sampling rate of the analog / digital conversion unit. The configuration will be described.

＜無線受信装置の構成＞
図８は、本実施の形態２に係る無線受信装置８００の構成例を示す図である。なお、図８に示す無線受信装置８００において、図２に示した無線受信装置３００と共通する構成部分には、同一符号を付してその説明を省略する。無線受信装置８００は、無線受信装置３００と比較して、ＲＦフロントエンド部３０２、アナログ／デジタル変換部３０４を削除し、ＲＦフロントエンド部８０１、発振周波数設定部８０２、アナログ／デジタル変換部８０３、サンプリングレート設定部８０４を追加した構成を採る。 <Configuration of wireless receiver>
FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration example of a wireless reception device 800 according to the second embodiment. In the radio receiving apparatus 800 shown in FIG. 8, the same components as those in the radio receiving apparatus 300 shown in FIG. Compared with the wireless reception device 300, the wireless reception device 800 deletes the RF front end unit 302 and the analog / digital conversion unit 304, and the RF front end unit 801, the oscillation frequency setting unit 802, the analog / digital conversion unit 803, A configuration in which a sampling rate setting unit 804 is added is adopted.

ＲＦフロントエンド部８０１は、受信アンテナ３０１を介して受信した無線周波数の受信信号の振幅を、利得設定部３０７によって設定された利得を用いて増幅する。さらに、ＲＦフロントエンド部８０１は、振幅調整後の受信信号に対して、発振周波数設定部８０２によって設定された周波数を用いてダウンコンバージョンを行い、アナログベースバンド信号をアナログ等化部３０３に出力する。なお、ＲＦフロントエンド部８０１の内部構成の詳細については後述する。 The RF front end unit 801 amplifies the amplitude of the radio frequency reception signal received via the reception antenna 301 using the gain set by the gain setting unit 307. Further, the RF front-end unit 801 performs down-conversion on the received signal after amplitude adjustment using the frequency set by the oscillation frequency setting unit 802 and outputs an analog baseband signal to the analog equalization unit 303. . The details of the internal configuration of the RF front end unit 801 will be described later.

発振周波数設定部８０２は、図１に示す受信信号のフィールドに応じてＲＦフロントエンド部８０１がダウンコンバージョンに使用する周波数を切替えるために制御電圧をＲＦフロントエンド部８０１に出力する。 The oscillation frequency setting unit 802 outputs a control voltage to the RF front end unit 801 in order to switch the frequency used by the RF front end unit 801 for down conversion according to the field of the received signal shown in FIG.

アナログ／デジタル変換部８０３は、サンプリングレート設定部８０４によって設定されたサンプリングレートを用いてアナログ等化部３０３から出力されたアナログベースバンド信号を標本化および量子化（デジタル信号に変換）し、デジタルベースバンド信号をデジタル等化部３０５および等化係数算出部３０６に出力する。 The analog / digital conversion unit 803 samples and quantizes (converts to a digital signal) the analog baseband signal output from the analog equalization unit 303 using the sampling rate set by the sampling rate setting unit 804, and converts the analog baseband signal into a digital signal. The baseband signal is output to digital equalization section 305 and equalization coefficient calculation section 306.

サンプリングレート設定部８０４は、図１に示す受信信号のフィールドに応じてアナログ／デジタル変換部８０３がアナログベースバンド信号の標本化に使用するサンプリングレートを切替えるために制御信号をアナログ／デジタル変換部８０３に出力する。 The sampling rate setting unit 804 converts the control signal to the analog / digital conversion unit 803 in order to switch the sampling rate used by the analog / digital conversion unit 803 to sample the analog baseband signal according to the field of the received signal shown in FIG. Output to.

＜ＲＦフロントエンド部の内部構成＞
次に、ＲＦフロントエンド部８０１の内部構成について、図９を用いて説明する。なお、図９に示すＲＦフロントエンド部８０１において、図３に示したＲＦフロントエンド部３０２と共通する構成部分には、同一符号を付してその説明を省略する。ＲＦフロントエンド部８０１は、ＲＦフロントエンド部３０２と比較して、局部発振器３０２＿２を削除し、電圧制御発振器（ＶＣＯ：ＶｏｌｔａｇｅＣｏｎｔｒｏｌｅｄＯｓｃｉｌｌａｔｏｒ）８０１＿１を追加した構成を採る。 <Internal configuration of RF front end>
Next, the internal configuration of the RF front end unit 801 will be described with reference to FIG. In the RF front end unit 801 shown in FIG. 9, the same components as those of the RF front end unit 302 shown in FIG. Compared with the RF front end unit 302, the RF front end unit 801 has a configuration in which the local oscillator 302_2 is deleted and a voltage controlled oscillator (VCO: Voltage Controlled Oscillator) 801_1 is added.

電圧制御発振器８０１＿１は、発振周波数設定部８０２から入力される制御電圧で発振周波数を制御する発振器である。電圧制御発振器８０１＿１で発振周波数が制御された正弦波は、ミキサ３０２＿３に出力される。 The voltage controlled oscillator 801_1 is an oscillator that controls the oscillation frequency with the control voltage input from the oscillation frequency setting unit 802. The sine wave whose oscillation frequency is controlled by the voltage controlled oscillator 801_1 is output to the mixer 302_3.

＜受信動作フロー＞
次に、無線受信装置８００における、図１のフレームフォーマット２００の受信信号の受信動作について、図４、図８、図９を用いて説明する。 <Reception operation flow>
Next, the reception operation of the reception signal of the frame format 200 in FIG. 1 in the wireless reception device 800 will be described with reference to FIGS.

まず、チャネル１で送信された第一のトレーニングフィールド２０１を受信するために、発振周波数設定部８０２は、電圧制御発振器８０１＿１の発振周波数がチャネル１の中心周波数ｆ１（Ｈｚ）（図５参照）になるように制御電圧をｖ１（Ｖ）に設定する。 First, in order to receive the first training field 201 transmitted on the channel 1, the oscillation frequency setting unit 802 sets the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator 801_1 to the center frequency f1 (Hz) of the channel 1 (see FIG. 5). The control voltage is set to v1 (V) so that

また、利得設定部３０７は、チャネル１で受信された第一のトレーニングフィールド２０１の受信電力とピーク対平均電力比に基づいて利得ｇ１を算出する。ＲＦフロントエンド部８０１は、受信アンテナ３０１を介して受信した第一のトレーニングフィールド２０１に対して利得ｇ１で増幅及び周波数ｆ１（Ｈｚ）でダウンコンバージョンを行い、アナログベースバンド信号を出力する。 The gain setting unit 307 calculates the gain g1 based on the received power of the first training field 201 received on the channel 1 and the peak-to-average power ratio. The RF front end unit 801 performs amplification with a gain g1 and down-conversion with a frequency f1 (Hz) on the first training field 201 received via the reception antenna 301, and outputs an analog baseband signal.

なお、アナログ等化部３０３は、等化係数算出部３０６がアナログ等化係数を算出するまでは等化処理を開始しない。 Note that the analog equalization unit 303 does not start the equalization process until the equalization coefficient calculation unit 306 calculates the analog equalization coefficient.

なお、チャネル１で送信された第一のトレーニングフィールド２０１の代わりにチャネル２で送信された第一のトレーニングフィールド２０１を受信する場合、発振周波数設定部８０２は、電圧制御発振器８０１＿１の発振周波数がチャネル２の中心周波数ｆ２（Ｈｚ）（図５参照）になるように制御電圧をｖ２（Ｖ）に設定し、利得設定部３０７は、チャネル２で受信した第一のトレーニングフィールド２０１の受信電力とピーク対平均電力比に基づいて利得ｇ２を算出してもよい。 When receiving the first training field 201 transmitted on the channel 2 instead of the first training field 201 transmitted on the channel 1, the oscillation frequency setting unit 802 indicates that the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator 801_1 is the channel The control voltage is set to v2 (V) so that the center frequency f2 (Hz) is 2 (see FIG. 5), and the gain setting unit 307 receives and peaks the received power and peak of the first training field 201 received by the channel 2 The gain g2 may be calculated based on the average power ratio.

なお、チャネル１の受信電力とチャネル２と受信電力に差があることを考慮し、ＲＦフロントエンド部８０１は、第一のトレーニングフィールド２０１の前半部分ではチャネル１で送信された第一のトレーニングフィール２０１を受信し、第一のトレーニングフィールド２０１の後半部分ではチャネル２で送信された第一のトレーニングフィールド２０１を受信してもよい。 In consideration of the difference between the received power of channel 1 and the received power of channel 2, the RF front end unit 801 uses the first training field transmitted by channel 1 in the first half of the first training field 201. 201 may be received, and the first training field 201 transmitted on the channel 2 may be received in the second half of the first training field 201.

そのために、発振周波数設定部８０２は、第一のトレーニングフィールド２０１の前半部分では制御電圧をｖ１（Ｖ）に設定し、第一のトレーニングフィールド２０１の後半部分では制御電圧をｖ２（Ｖ）に設定してもよい。利得設定部３０７は、第一のトレーニングフィールド２０１の前半部分ではチャネル１で受信した第一のトレーニングフィールド２０１を用いて利得ｇ１を算出し、第一のトレーニングフィールド２０１の後半部分ではチャネル２で受信した第一のトレーニングフィールド２０１を用いて利得ｇ２を算出してもよい。 Therefore, the oscillation frequency setting unit 802 sets the control voltage to v1 (V) in the first half of the first training field 201 and sets the control voltage to v2 (V) in the second half of the first training field 201. May be. The gain setting unit 307 calculates the gain g1 using the first training field 201 received on the channel 1 in the first half of the first training field 201 and receives it on the channel 2 in the second half of the first training field 201. The gain g2 may be calculated using the first training field 201.

また、最小単位の帯域幅ＢＷ１（Ｈｚ）で送信された第一のトレーニングフィールド２０１、第一のチャネル推定フィールド２０２、物理ヘッダ２０３を標本化するために、サンプリングレート設定部８０４は、アナログ／デジタル変換部８０３のサンプリングレートをＲ１（Ｈｚ）に設定する。例えば、Ｒ１＝ＢＷ１である。 In addition, in order to sample the first training field 201, the first channel estimation field 202, and the physical header 203 transmitted with the minimum unit bandwidth BW1 (Hz), the sampling rate setting unit 804 includes analog / digital The sampling rate of the conversion unit 803 is set to R1 (Hz). For example, R1 = BW1.

次に、アナログ／デジタル変換部８０３は、第一のトレーニングフィールド２０１、第一のチャネル推定フィールド２０２、物理ヘッダ２０３についてアナログベースバンド信号を標本化および量子化し、デジタルベースバンド信号を出力する。 Next, the analog / digital conversion unit 803 samples and quantizes the analog baseband signal for the first training field 201, the first channel estimation field 202, and the physical header 203, and outputs a digital baseband signal.

次に、チャネル１のチャネル推定、チャネル２のチャネル推定を行うために、発振周波数設定部８０２は、第一のチャネル推定フィールド２０２の前半部分では制御電圧をｖ１（Ｖ）に設定し、第一のチャネル推定フィールド２０２の後半部分では制御電圧をｖ２（Ｖ）に設定する。 Next, in order to perform channel estimation for channel 1 and channel estimation for channel 2, the oscillation frequency setting unit 802 sets the control voltage to v1 (V) in the first half of the first channel estimation field 202, and the first In the second half of the channel estimation field 202, the control voltage is set to v2 (V).

このとき、利得設定部３０７は、第一のチャネル推定フィールド２０２の全体に対して、利得制御信号の利得をｇ１に設定し、可変利得増幅部３０２＿１は、利得ｇ１の利得制御信号を用いて第一のチャネル推定フィールド２０２の全体を増幅する。 At this time, the gain setting unit 307 sets the gain of the gain control signal to g1 for the entire first channel estimation field 202, and the variable gain amplifying unit 302_1 uses the gain control signal of gain g1 to set the first gain. The entire channel estimation field 202 is amplified.

あるいは、利得設定部３０７は、第一のチャネル推定フィールド２０２の全体に対して、利得制御信号の利得をｇ２に設定し、可変利得増幅部３０２＿１は、利得ｇ２の利得制御信号を用いて第一のチャネル推定フィールド２０２の全体を増幅してもよい。 Alternatively, the gain setting unit 307 sets the gain of the gain control signal to g2 for the entire first channel estimation field 202, and the variable gain amplification unit 302_1 uses the gain control signal of gain g2 to set the first gain. The entire channel estimation field 202 may be amplified.

あるいは、利得設定部３０７は、第一のチャネル推定フィールド２０２の前半部分に対して、利得制御信号の利得をｇ１に設定し、後半部分に対しては利得をｇ２に設定し、可変利得増幅部３０２＿１は、第一のチャネル推定フィールド２０２の前半部分を利得ｇ１の利得制御信号を用いて増幅し、後半部分を利得ｇ２の利得制御信号を用いて増幅してもよい。 Alternatively, the gain setting unit 307 sets the gain of the gain control signal to g1 for the first half of the first channel estimation field 202, sets the gain to g2 for the second half, and the variable gain amplification unit 302_1 may amplify the first half of the first channel estimation field 202 using the gain control signal with the gain g1, and amplify the second half with the gain control signal of the gain g2.

次に、図４において、第一のチャネル推定部３０６＿１は、第一のチャネル推定フィールド２０２の前半部分を用いてチャネル１のチャネル推定を行い、第一のチャネル推定結果を補間処理部３０６＿３およびアナログ等化係数算出部３０６＿４に出力する。第二のチャネル推定部３０６＿２は、第一のチャネル推定フィールド２０２の後半部分を用いてチャネル２のチャネル推定を行い、第二のチャネル推定結果を補間処理部３０６＿３およびアナログ等化係数算出部３０６＿４に出力する。このようにして、等化係数算出部３０６が、第一のチャネル推定フィールド２０２を用いてＲＦフロントエンド部３０２の周波数特性を推定し、アナログ等化係数を算出する。 Next, in FIG. 4, the first channel estimation unit 306_1 performs channel estimation of the channel 1 using the first half of the first channel estimation field 202, and the first channel estimation result is converted into the interpolation processing unit 306_3 and the analog signal. It outputs to the equalization coefficient calculation part 306_4. The second channel estimation unit 306_2 performs channel estimation of the channel 2 using the latter half of the first channel estimation field 202, and the second channel estimation result is sent to the interpolation processing unit 306_3 and the analog equalization coefficient calculation unit 306_4. Output. In this way, the equalization coefficient calculation unit 306 estimates the frequency characteristic of the RF front end unit 302 using the first channel estimation field 202 and calculates an analog equalization coefficient.

第一のチャネル推定フィールドの受信の後、利得設定部３０７は、利得制御信号の利得をｇ１に設定し、発振周波数設定部８０２は、制御電圧をｖ１（Ｖ）に設定する。あるいは、利得設定部３０７は、利得制御信号の利得をｇ２に設定し、発振周波数設定部８０２は、制御電圧をｖ２（Ｖ）に設定してもよい。このようにして無線受信装置８００は、チャネル１またはチャネル２で送信された物理ヘッダ２０３を受信する。 After receiving the first channel estimation field, the gain setting unit 307 sets the gain of the gain control signal to g1, and the oscillation frequency setting unit 802 sets the control voltage to v1 (V). Alternatively, the gain setting unit 307 may set the gain of the gain control signal to g2, and the oscillation frequency setting unit 802 may set the control voltage to v2 (V). In this way, radio receiving apparatus 800 receives physical header 203 transmitted on channel 1 or channel 2.

物理ヘッダの受信の後、第二のトレーニングフィールド２０４、第二のチャネル推定フィールド２０５、ペイロード２０６を受信するために、発振周波数設定部８０２は、電圧制御発振器８０１＿１の発振周波数がチャネル３の中心周波数ｆｃ＝（ｆ１＋ｆ２）／２（図６参照）になるように制御電圧をｖ３（Ｖ）に設定する。また、利得設定部３０７は、利得制御信号の利得をｇ１、ｇ２あるいは（ｇ１＋ｇ２）／２に設定する。 After receiving the physical header, in order to receive the second training field 204, the second channel estimation field 205, and the payload 206, the oscillation frequency setting unit 802 determines that the oscillation frequency of the voltage controlled oscillator 801_1 is the center frequency of the channel 3 The control voltage is set to v3 (V) so that fc = (f1 + f2) / 2 (see FIG. 6). The gain setting unit 307 sets the gain of the gain control signal to g1, g2 or (g1 + g2) / 2.

また、サンプリングレート設定部８０４は、アナログ／デジタル変換部８０３のサンプリングレートをＲ１（Ｈｚ）よりも速いＲ２（Ｈｚ）に設定する。 The sampling rate setting unit 804 sets the sampling rate of the analog / digital conversion unit 803 to R2 (Hz) faster than R1 (Hz).

なお、第二のトレーニングフィールド２０４、第二のチャネル推定フィールド２０５、ペイロード２０６は、第一のトレーニングフィールド２０１、第一のチャネル推定フィールド２０２、物理ヘッダ２０３の帯域幅ＢＷ１（Ｈｚ）よりも２倍広い帯域幅ＢＷ２（Ｈｚ）で送信されているので、例えば、Ｒ２は、Ｒ１よりも２倍速い値に設定してもよい。 The second training field 204, the second channel estimation field 205, and the payload 206 are twice the bandwidth BW1 (Hz) of the first training field 201, the first channel estimation field 202, and the physical header 203. Since transmission is performed with a wide bandwidth BW2 (Hz), for example, R2 may be set to a value twice as fast as R1.

また、アナログ等化処理によって受信信号（アナログ等化処理後の信号）のエラーベクトル振幅が下がるので、ペイロード２０６で使用する変調方式が第一のトレーニングフィールド２０１、第一のチャネル推定フィールド２０２、物理ヘッダ２０３で使用する変調方式と同じ場合、アナログ／デジタル変換部８０３は、物理ヘッダ以降のフィールドの受信において分解能を下げてもよい。 Further, since the error vector amplitude of the received signal (the signal after the analog equalization process) is reduced by the analog equalization process, the modulation scheme used in the payload 206 is the first training field 201, the first channel estimation field 202, the physical In the case of the same modulation scheme used in the header 203, the analog / digital conversion unit 803 may reduce the resolution in receiving fields after the physical header.

次に、アナログ／デジタル変換部８０３は、第二のトレーニングフィールド２０４、第二のチャネル推定フィールド２０５、ペイロード２０６についてアナログベースバンド信号を標本化および量子化し、デジタルベースバンド信号を出力する。 Next, the analog / digital conversion unit 803 samples and quantizes the analog baseband signal for the second training field 204, the second channel estimation field 205, and the payload 206, and outputs a digital baseband signal.

利得設定部３０７は、チャネル３で受信された第二のトレーニングフィールド２０４の受信電力とピーク対平均算電力比とに基づいて利得ｇ３を算出する。ＲＦフロントエンド部８０１は、受信アンテナ３０１を介して受信した第二のトレーニングフィールド２０４、第二のチャネル推定フィールド２０５、およびペイロード２０６に対して利得ｇ３で増幅および周波数ｆｃでダウンコンバージョンを行い、アナログベースバンド信号を出力する。 The gain setting unit 307 calculates the gain g3 based on the received power of the second training field 204 received on the channel 3 and the peak-to-average power ratio. The RF front end unit 801 performs amplification with a gain g3 and down-conversion with a frequency fc on the second training field 204, the second channel estimation field 205, and the payload 206 received via the reception antenna 301, and performs analog conversion. Output baseband signal.

次に、第三のチャネル推定部３０６＿５が、第二のチャネル推定フィールド２０５を用いてアナログ等化部３０３の残留周波数特性を推定し、デジタル等化係数を算出する。 Next, the third channel estimation unit 306_5 estimates the residual frequency characteristic of the analog equalization unit 303 using the second channel estimation field 205, and calculates a digital equalization coefficient.

＜効果＞
以上のように、本実施の形態２によれば、受信信号のフィールドの帯域幅に応じてアナログ／デジタル変換器のサンプリングレートを、（１）ＲＦフロントエンド部の周波数特性によるエラーベクトル振幅の増加分に応じて高い分解能が求められるアナログ等化が未処理の信号（例えば、図１の第一のトレーニングフィールド２０１、第一のチャネル推定フィールド２０２の信号）に対しては、遅くし、（２）アナログ等化処理によって周波数特性が補正され、エラーベクトル振幅が減少した信号（例えば、図１の物理ヘッダ２０３以降の信号：アナログ等化処理後の信号）に対しては、速くする。このため、アナログ／デジタル変換部８０３の消費電力を減らすことができる。 <Effect>
As described above, according to the second embodiment, the sampling rate of the analog / digital converter is set according to the bandwidth of the field of the received signal, and (1) the error vector amplitude is increased by the frequency characteristic of the RF front end unit. For analog-unprocessed signals that require high resolution in accordance with minutes (for example, the signals in the first training field 201 and the first channel estimation field 202 in FIG. 1), (2 ) The frequency characteristic is corrected by the analog equalization process, and the signal whose error vector amplitude is reduced (for example, the signal after the physical header 203 in FIG. 1: the signal after the analog equalization process) is accelerated. For this reason, the power consumption of the analog / digital conversion unit 803 can be reduced.

また、アナログ等化処理後の信号に対しては、エラーベクトル振幅の減少分に応じて、分解能を下げることができるので、サンプリングレートと分解能とがトレードオフの関係にあるアナログ／デジタル変換部８０３の設計が容易になり、サンプリングレートを速くできる。 In addition, since the resolution of the signal after the analog equalization processing can be lowered according to the decrease in the error vector amplitude, the analog / digital conversion unit 803 having a trade-off relationship between the sampling rate and the resolution. Design becomes easy and the sampling rate can be increased.

また、第一のトレーニングフィールド２０１、第一のチャネル推定フィールド２０２、物理ヘッダ２０３に付いてはチャネル１またはチャネル２の片方の信号を受信するので、実施の形態１と比べて受信信号のＰＡＰＲが低くなり、アナログ／デジタル変換部８０３の分解能を下げることができる可能性がある。 Further, since the first training field 201, the first channel estimation field 202, and the physical header 203 receive one of the signals of channel 1 or channel 2, the PAPR of the received signal is lower than that of the first embodiment. There is a possibility that the resolution of the analog / digital conversion unit 803 can be lowered.

以上、図面を参照しながら実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範囲内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。 As mentioned above, although embodiment was described referring drawings, it cannot be overemphasized that this indication is not limited to this example. It will be apparent to those skilled in the art that various changes and modifications can be made within the scope of the claims, and these are naturally within the technical scope of the present disclosure. Understood.

（他の実施の形態）
上記実施の形態では、本開示の一態様をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアで実現することも可能である。 (Other embodiments)
Although cases have been described with the above embodiment as examples where one aspect of the present disclosure is configured by hardware, the present disclosure can also be realized by software in cooperation with hardware.

また、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。集積回路は、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックを制御し、入力と出力を備えてもよい。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部又は全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。 Each functional block used in the description of the above embodiment is typically realized as an LSI which is an integrated circuit. The integrated circuit may control each functional block used in the description of the above embodiment, and may include an input and an output. These may be individually made into one chip, or may be made into one chip so as to include a part or all of them. The name used here is LSI, but it may also be called IC, system LSI, super LSI, or ultra LSI depending on the degree of integration.

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。 Further, the method of circuit integration is not limited to LSI's, and implementation using dedicated circuitry or general purpose processors is also possible. An FPGA (Field Programmable Gate Array) that can be programmed after manufacturing the LSI, or a reconfigurable processor that can reconfigure the connection and setting of circuit cells inside the LSI may be used.

さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。 Further, if integrated circuit technology comes out to replace LSI's as a result of the advancement of semiconductor technology or a derivative other technology, it is naturally also possible to carry out function block integration using this technology. Biotechnology can be applied.

本開示の無線受信装置は、受信信号に対して利得制御、ダウンコンバージョンを行うＲＦフロントエンド回路と、前記ＲＦフロントエンド回路の出力信号に対して、アナログ等化係数に従ってアナログ等化処理を行うアナログ等化回路と、前記アナログ等化回路の出力信号に対して標本化および量子化を行うアナログ／デジタル変換回路と、前記アナログ／デジタル変換回路の出力信号に対して、デジタル等化係数に従ってデジタル等化処理を行うデジタル等化回路と、前記アナログ／デジタル変換回路の出力信号を用いて周波数特性を推定し、前記アナログ等化係数および前記デジタル等化係数を算出する等化係数算出回路と、を具備する。 The wireless receiver of the present disclosure includes an RF front-end circuit that performs gain control and down-conversion on a received signal, and an analog that performs analog equalization processing on an output signal of the RF front-end circuit according to an analog equalization coefficient An equalization circuit, an analog / digital conversion circuit that performs sampling and quantization on the output signal of the analog equalization circuit, and an output signal of the analog / digital conversion circuit that is digital in accordance with a digital equalization coefficient A digital equalization circuit that performs equalization processing, and an equalization coefficient calculation circuit that estimates a frequency characteristic using an output signal of the analog / digital conversion circuit and calculates the analog equalization coefficient and the digital equalization coefficient. It has.

また、本開示の無線受信装置は、前記受信信号の受信電力とピーク対平均電力比とに基づいて、前記アナログ／デジタル変換回路の入力信号の振幅がフルスケールレンジに収まる利得を算出する利得設定回路を有し、前記ＲＦフロントエンド回路は、前記利得設定回路が算出した利得に基づいて、前記受信信号に対して利得制御を行う。 In addition, the wireless reception device according to the present disclosure is configured to calculate a gain in which an amplitude of an input signal of the analog / digital conversion circuit falls within a full scale range based on a reception power and a peak-to-average power ratio of the reception signal. The RF front-end circuit performs gain control on the received signal based on the gain calculated by the gain setting circuit.

また、本開示の無線受信装置は、前記アナログ等化回路は、少なくとも抵抗、インダクタおよびキャパシタを具備し、前記アナログ等化係数に従って、前記抵抗の抵抗値、前記インダクタのインダクタンス値および前記キャパシタの静電容量値の少なくとも一つを設定する。 In the wireless reception device of the present disclosure, the analog equalization circuit includes at least a resistor, an inductor, and a capacitor, and the resistance value of the resistor, the inductance value of the inductor, and the static value of the capacitor according to the analog equalization coefficient. Set at least one of the capacitance values.

また、本開示の無線受信装置は、前記受信信号のフレームは、最小単位の帯域幅の２つ以上の狭帯域チャネルで送信される、第一のトレーニングフィールド、第一のチャネル推定フィールドおよび物理ヘッダと、前記２つ以上の狭帯域チャネルを束ねた、前記最小単位の帯域幅よりも広い帯域幅の単一の広帯域チャネルにおいて送信される、第二のトレーニングフィールド、第二のチャネル推定フィールドおよびペイロードと、を含み、前記等化係数算出回路は、前記第一のチャネル推定フィールドを用いて前記狭帯域チャネルのチャネル推定を行って前記アナログ等化係数を算出し、前記第二のチャネル推定フィールドを用いて前記広帯域チャネルのチャネル推定を行って前記デジタル等化係数を算出し、前記アナログ等化回路は、前記物理ヘッダ、前記第二のトレーニングフィールド、前記第二のチャネル推定フィールドおよび前記ペイロードに対してアナログ等化処理を行い、前記デジタル等化回路は、前記ペイロードに対してデジタル等化処理を行う。 In addition, in the wireless reception device of the present disclosure, a frame of the reception signal is transmitted using two or more narrowband channels having a minimum unit bandwidth, a first training field, a first channel estimation field, and a physical header. A second training field, a second channel estimation field, and a payload transmitted in a single wideband channel having a bandwidth wider than the minimum unit bandwidth, the two or more narrowband channels being bundled together The equalization coefficient calculating circuit calculates the analog equalization coefficient by performing channel estimation of the narrowband channel using the first channel estimation field, and calculating the second channel estimation field. The digital equalization coefficient is calculated by performing channel estimation of the wideband channel using the analog equalization circuit, Header, the second training field, performs analog equalization process on said second channel estimation field and the payload, the digital equalizer circuit performs digital equalization processing on the payload.

また、本開示の無線受信装置は、前記ＲＦフロントエンド回路は、１種類以上の局部発振周波数を用いて、ダウンコンバージョンを行う。 In the wireless reception device of the present disclosure, the RF front end circuit performs down conversion using one or more types of local oscillation frequencies.

また、本開示の無線受信装置は、前記アナログ／デジタル変換回路は、前記アナログ等化が処理された信号と未処理の信号とに対して異なる標本化周波数を用いる。 Further, in the wireless reception device of the present disclosure, the analog / digital conversion circuit uses different sampling frequencies for the signal subjected to the analog equalization processing and the unprocessed signal.

本開示の一態様は、数GHz〜数十GHzのサンプリングレートのアナログ／デジタル変換器を用いる広帯域通信用の無線受信装置に用いるに好適である。 One embodiment of the present disclosure is suitable for use in a wireless receiver for broadband communication using an analog / digital converter with a sampling rate of several GHz to several tens of GHz.

３００、８００無線受信装置
３０１受信アンテナ
３０２、８０１ＲＦフロントエンド部
３０２＿１可変利得増幅部
３０２＿２局部発振器
３０２＿３ミキサ
３０３アナログ等化部
３０４、８０３アナログ／デジタル変換部
３０５デジタル等化部
３０６等化係数算出部
３０６＿１第一のチャネル推定部
３０６＿２第二のチャネル推定部
３０６＿３補間処理部
３０６＿４アナログ等化係数算出部
３０６＿５第三のチャネル推定部
３０６＿６デジタル等化係数算出部
３０７利得設定部
８０１＿１電圧制御発振器
８０２発振周波数設定部
８０４サンプリングレート設定部 300, 800 Wireless receiver 301 Reception antenna 302, 801 RF front end unit 302_1 Variable gain amplification unit 302_2 Local oscillator 302_3 Mixer 303 Analog equalization unit 304, 803 Analog / digital conversion unit 305 Digital equalization unit 306 Equalization coefficient calculation unit 306_1 First channel estimation unit 306_2 Second channel estimation unit 306_3 Interpolation processing unit 306_4 Analog equalization coefficient calculation unit 306_5 Third channel estimation unit 306_6 Digital equalization coefficient calculation unit 307 Gain setting unit 801_1 Voltage controlled oscillator 802 Oscillation frequency Setting part 804 Sampling rate setting part

Claims

An RF front-end circuit that performs gain control and down-conversion on the received signal;
An analog equalization circuit that performs analog equalization processing according to an analog equalization coefficient for the output signal of the RF front end circuit;
An analog / digital conversion circuit that samples and quantizes the output signal of the analog equalization circuit;
A digital equalization circuit that performs digital equalization processing according to a digital equalization coefficient on the output signal of the analog / digital conversion circuit;
An equalization coefficient calculation circuit that estimates a frequency characteristic using an output signal of the analog / digital conversion circuit and calculates the analog equalization coefficient and the digital equalization coefficient;
A wireless receiver comprising:

A gain setting circuit that calculates a gain within which the amplitude of the input signal of the analog / digital conversion circuit falls within a full-scale range based on the received power and the peak-to-average power ratio of the received signal;
The RF front end circuit performs gain control on the received signal based on the gain calculated by the gain setting circuit.
The wireless receiver according to claim 1.

The analog equalization circuit is:
Comprising at least a resistor, an inductor and a capacitor;
According to the analog equalization coefficient, setting at least one of a resistance value of the resistor, an inductance value of the inductor, and a capacitance value of the capacitor;
The wireless receiver according to claim 1 or 2.

The frame of the received signal is
A first training field, a first channel estimation field, and a physical header transmitted on two or more narrowband channels of minimum unit bandwidth;
A second training field, a second channel estimation field, and a payload transmitted in a single wideband channel having a bandwidth greater than the smallest unit bandwidth, the bundle of the two or more narrowband channels;
Including
The equalization coefficient calculation circuit calculates the analog equalization coefficient by performing channel estimation of the narrowband channel using the first channel estimation field, and uses the second channel estimation field to calculate the wideband channel. To calculate the digital equalization coefficient by performing channel estimation of
The analog equalization circuit performs analog equalization processing on the physical header, the second training field, the second channel estimation field, and the payload,
The digital equalization circuit performs digital equalization processing on the payload.
The radio | wireless receiver as described in any one of Claim 1 to 3.

The RF front end circuit performs down conversion using one or more types of local oscillation frequencies.
The radio reception apparatus according to any one of claims 1 to 4.

The analog / digital conversion circuit uses different sampling frequencies for the analog equalized processed signal and the unprocessed signal,
The wireless receiving device according to any one of claims 1 to 5.