JP2018157452A

JP2018157452A - Communication apparatus, pulse width modulation circuit, and pulse width modulation method

Info

Publication number: JP2018157452A
Application number: JP2017054006A
Authority: JP
Inventors: アレクサンダーニコラビッチロズキン; Alexander Nikolaevich Lozhkin
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2017-03-21
Filing date: 2017-03-21
Publication date: 2018-10-04

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To improve the quality of modulation signal in RF band generated by using pulse width modulation.SOLUTION: The communication apparatus includes: a limit part 31 configured to correct an input signal so that the magnitude of the input signal is limited to be within a predetermined range; a first amplifying part 32 configured to amplify the input signal corrected by the limit part 31; a second amplifying part 36 configured to amplify a generated error signal based on the input signal and the input signal corrected by the limit part 31; a synthesis part 37 configured to generate a composite signal by synthesizing an output signal of the first amplifying part 32 and the output signal of the second amplifying part 36; and an output part 50 configured to output the composite signal generated by the synthesis part 37.SELECTED DRAWING: Figure 7

Description

本発明は、パルス幅変調信号を生成する回路および方法、並びにパルス幅変調回路を備える通信装置に係わる。 The present invention relates to a circuit and method for generating a pulse width modulation signal, and a communication apparatus including the pulse width modulation circuit.

送信データから変調信号を生成し、無線アンテナを介してその変調信号を出力する通信装置が広く実用化されている。そして、この通信装置が備える増幅器の効率を高くするために、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）を利用して変調信号を生成する構成が提案されている。 Communication devices that generate modulated signals from transmission data and output the modulated signals via a wireless antenna have been widely put into practical use. And in order to raise the efficiency of the amplifier with which this communication apparatus is provided, the structure which produces | generates a modulation signal using pulse width modulation (PWM: Pulse Width Modulation) is proposed.

通信装置は、たとえば、図１に示すように、矩形波変調器１、増幅器２、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）３を備える。矩形波変調器１は、入力変調信号の振幅および位相に対応するＰＷＭ信号を生成する。パルスの幅は、入力変調信号の振幅Ａinに対応する。パルスのタイミング（時間領域におけるパルスの位置）は、入力変調信号の位相φinに対応する。パルス列の繰返し周波数は、通信装置の出力信号のキャリア周波数に相当する。増幅器２は、ＰＷＭ信号を増幅する。ここで、ＰＷＭ信号は２値信号なので、増幅器２は、スイッチング動作によりＰＷＭ信号を増幅することできる。したがって、増幅器２は、例えば、効率のよいＤ級大電力増幅器により実現され得る。ＢＰＦ３は、キャリア周波数成分を抽出する。この構成により、通信装置は、入力変調信号を増幅して送信することができる。このとき、出力信号の位相φoutは、入力変調信号の位相φinと同じであることが好ましい。 As shown in FIG. 1, for example, the communication apparatus includes a rectangular wave modulator 1, an amplifier 2, and a band pass filter (BPF) 3. The rectangular wave modulator 1 generates a PWM signal corresponding to the amplitude and phase of the input modulation signal. The width of the pulse corresponds to the amplitude Ain of the input modulation signal. The pulse timing (pulse position in the time domain) corresponds to the phase φin of the input modulation signal. The repetition frequency of the pulse train corresponds to the carrier frequency of the output signal of the communication device. The amplifier 2 amplifies the PWM signal. Here, since the PWM signal is a binary signal, the amplifier 2 can amplify the PWM signal by a switching operation. Therefore, the amplifier 2 can be realized by, for example, an efficient class D high power amplifier. BPF 3 extracts a carrier frequency component. With this configuration, the communication apparatus can amplify and transmit the input modulation signal. At this time, the phase φout of the output signal is preferably the same as the phase φin of the input modulation signal.

このように、増幅器の入力側でデータ信号をＰＷＭ信号に変換し、増幅器の出力側に帯域通過フィルタを設ける構成においては、増幅器の効率が改善する。なお、ＰＷＭを利用して信号を処理する技術は、例えば、特許文献１および非特許文献１〜２に記載されている。 Thus, in the configuration in which the data signal is converted to the PWM signal on the input side of the amplifier and the band pass filter is provided on the output side of the amplifier, the efficiency of the amplifier is improved. In addition, the technique which processes a signal using PWM is described in patent document 1 and nonpatent literature 1-2, for example.

特開２００７−２１５１５８号公報JP 2007-215158 A

F. H. Raab, Radio Frequency Pulsewidth Modulation, IEEE Trans on Communications, vol.21, No.8, pp.958-966, August 1973F. H. Raab, Radio Frequency Pulsewidth Modulation, IEEE Trans on Communications, vol.21, No.8, pp.958-966, August 1973 Michael Nielsen et al., An RF Pulse Width Modulator for Switch-Mode Power Amplification of Varying Envelope Signals, Topical Meeting on Silicon Monolithic Integrated Circuit in RF Systems, pp.277-280, 2007 IEEEMichael Nielsen et al., An RF Pulse Width Modulator for Switch-Mode Power Amplification of Varying Envelope Signals, Topical Meeting on Silicon Monolithic Integrated Circuit in RF Systems, pp.277-280, 2007 IEEE

ＰＷＭ信号を生成する矩形波変調器１は、送信シンボルの振幅を表す振幅情報信号とキャリア周波数のサイン波信号とを比較するコンパレータを備える。振幅情報信号は、入力変調信号の振幅Ａinに基づいて生成される。また、サイン波信号の位相は、入力変調信号の位相φinに基づいて制御される。そして、サイン波信号が振幅情報信号よりも高いときに、コンパレータからパルスが出力される。 The rectangular wave modulator 1 that generates a PWM signal includes a comparator that compares an amplitude information signal representing the amplitude of a transmission symbol with a sine wave signal having a carrier frequency. The amplitude information signal is generated based on the amplitude Ain of the input modulation signal. The phase of the sine wave signal is controlled based on the phase φin of the input modulation signal. When the sine wave signal is higher than the amplitude information signal, a pulse is output from the comparator.

ところが、通信装置がＲＦ（Radio Frequency）信号を送信する場合、既存のコンパレータの動作速度は十分ではない。すなわち、既存のコンパレータは、ＲＦ信号に対して十分なスルーレートを提供できず、パルス幅を十分に小さくすることは困難である。具体的には、入力変調信号の振幅Ａinが小さいときは、コンパレータから出力されるパルスの波形は矩形ではなく三角になり、ＰＷＭ信号の振幅が小さくなる。そして、入力変調信号の振幅Ａinが非常に小さいときには、パルスが生成されないことがある。この場合、生成されるＰＷＭ信号のＤ／Ｕ比（Desired/Undesired signal ratio）または信号対雑音比（ＳＮＲ：Signal-to-Noise Ratio）が劣化し、通信装置から出力される変調信号が歪むことになる。 However, when the communication device transmits an RF (Radio Frequency) signal, the operation speed of the existing comparator is not sufficient. That is, the existing comparator cannot provide a sufficient slew rate for the RF signal, and it is difficult to sufficiently reduce the pulse width. Specifically, when the amplitude Ain of the input modulation signal is small, the pulse waveform output from the comparator is not a rectangle but a triangle, and the amplitude of the PWM signal is small. When the amplitude Ain of the input modulation signal is very small, a pulse may not be generated. In this case, the D / U ratio (Desired / Undesired signal ratio) or signal-to-noise ratio (SNR) of the generated PWM signal is deteriorated, and the modulation signal output from the communication apparatus is distorted. become.

この問題は、例えば、コンパレータの入力信号のダイナミックレンジを制限することで解決され得る。ダイナミックレンジは、例えば、入力信号をクリッピングすることにより制限される。この場合、クリッピング処理は、入力信号の振幅が所定の下限閾値よりも小さいときに、その入力信号の振幅値を下限閾値に補正する。また、クリッピング処理は、入力信号の振幅が所定の上限閾値よりも大きいときに、その入力信号の振幅値を上限閾値に補正してもよい。しかし、クリッピングによりコンパレータの入力信号のダイナミックレンジが制限されると、エラーベクトル振幅（ＥＶＭ：error vector magnitude）が大きくなってしまう。 This problem can be solved, for example, by limiting the dynamic range of the input signal of the comparator. The dynamic range is limited, for example, by clipping the input signal. In this case, the clipping process corrects the amplitude value of the input signal to the lower threshold when the amplitude of the input signal is smaller than the predetermined lower threshold. In the clipping process, when the amplitude of the input signal is larger than a predetermined upper threshold, the amplitude value of the input signal may be corrected to the upper threshold. However, when the dynamic range of the comparator input signal is limited by clipping, an error vector magnitude (EVM) increases.

本発明の１つの側面に係わる目的は、パルス幅変調を利用して生成されるＲＦ帯の変調信号の品質を改善することである。 An object according to one aspect of the present invention is to improve the quality of a modulation signal in an RF band generated by using pulse width modulation.

本発明の１つの態様の通信装置は、入力信号の振幅が所定の範囲内に制限されるように前記入力信号を補正する制限部と、前記制限部により補正された入力信号を増幅する第１の増幅部と、前記入力信号および前記制限部により補正された入力信号に基づいて生成される誤差信号を増幅する第２の増幅部と、前記第１の増幅部の出力信号と前記第２の増幅部の出力信号とを合成して合成信号を生成する合成部と、前記合成部により生成される合成信号を出力する出力部と、を備える。 A communication apparatus according to one aspect of the present invention includes a limiting unit that corrects the input signal so that the amplitude of the input signal is limited within a predetermined range, and a first that amplifies the input signal corrected by the limiting unit. An amplifying unit, a second amplifying unit for amplifying an error signal generated based on the input signal and the input signal corrected by the limiting unit, an output signal of the first amplifying unit, and the second amplifying unit A combining unit that combines the output signal of the amplification unit to generate a combined signal; and an output unit that outputs the combined signal generated by the combining unit.

上述の態様によれば、パルス幅変調を利用して生成されるＲＦ帯の変調信号の品質が改善する。 According to the above-described aspect, the quality of an RF band modulation signal generated using pulse width modulation is improved.

パルス幅変調を利用して変調信号を生成する通信装置の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the communication apparatus which produces | generates a modulation signal using pulse width modulation. 本発明の実施形態に係わる通信装置の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the communication apparatus concerning embodiment of this invention. パルス幅変調器の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a pulse width modulator. ＰＷＭ信号のスペクトラムの一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the spectrum of a PWM signal. コンパレータから出力されるＰＷＭ信号の波形の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the waveform of the PWM signal output from a comparator. 入力信号の振幅とＰＷＭ信号の振幅との関係を説明する図である。It is a figure explaining the relationship between the amplitude of an input signal and the amplitude of a PWM signal. 本発明の実施形態に係わるパルス幅変調回路の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the pulse width modulation circuit concerning embodiment of this invention. ダイナミックレンジ制限部の動作の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of operation | movement of a dynamic range restriction | limiting part. 本発明の実施形態による効果の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the effect by embodiment of this invention. 本発明の実施形態の変形例を示す図である。It is a figure which shows the modification of embodiment of this invention. 図１０に示すＬＰＦの特性の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the characteristic of LPF shown in FIG.

図２は、本発明の実施形態に係わる通信装置の一例を示す。実施形態に係わる通信装置１０は、この実施例では、図２に示すように、Ｉ／Ｑマッパ１１、パルス幅変調器１２、増幅器１４、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ：band pass filter）１５、アンテナ１６を備える。なお、通信装置１０は、図２に示していない他の回路要素を備えていてもよい。 FIG. 2 shows an example of a communication apparatus according to the embodiment of the present invention. In this example, the communication apparatus 10 according to the embodiment includes an I / Q mapper 11, a pulse width modulator 12, an amplifier 14, a band pass filter (BPF) 15, and an antenna 16, as shown in FIG. Is provided. Note that the communication device 10 may include other circuit elements not shown in FIG.

通信装置１０には、デジタルデータが入力される。このデジタルデータは、例えば、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）により生成される。 Digital data is input to the communication device 10. This digital data is generated by, for example, OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing).

Ｉ／Ｑマッパ１１は、指定された変調方式（ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭなど）に応じて、入力データからシンボル列を生成する。各シンボルは、電界情報（すなわち、Ｉ成分およびＱ成分）で表される。 The I / Q mapper 11 generates a symbol string from input data according to a specified modulation scheme (QPSK, 16QAM, 64QAM, 256QAM, etc.). Each symbol is represented by electric field information (that is, I component and Q component).

パルス幅変調器１２は、Ｉ／Ｑマッパ１１から出力されるＩ成分信号およびＱ成分信号に基づいて、パルス幅変調信号（以下、ＰＷＭ信号）を生成する。ＰＷＭ信号のパルス幅は、Ｉ成分信号およびＱ成分信号により表される信号振幅に依存する。また、時間領域におけるＰＷＭ信号のパルスの位置（即ち、タイミング）は、Ｉ成分信号およびＱ成分信号により表される信号位相に依存する。ここで、パルス幅変調器１２は、チャネル指示に応じてＰＷＭ信号を生成してもよい。チャネル指示は、キャリア周波数の異なる複数の周波数チャネルが多重化される通信システムにおいて通信装置１０が使用する周波数チャネルを指示する。すなわち、チャネル指示は、通信装置１０により送信されるＲＦ変調信号のキャリア周波数を指定する。なお、チャネル指示は、たとえば、ユーザまたはネットワーク管理システムにより生成される。そして、チャネル指示は、通信装置１０が備える不図示のコントローラからパルス幅変調器１２およびＢＰＦ１５に与えられる。 The pulse width modulator 12 generates a pulse width modulation signal (hereinafter, PWM signal) based on the I component signal and the Q component signal output from the I / Q mapper 11. The pulse width of the PWM signal depends on the signal amplitude represented by the I component signal and the Q component signal. Further, the pulse position (ie, timing) of the PWM signal in the time domain depends on the signal phase represented by the I component signal and the Q component signal. Here, the pulse width modulator 12 may generate a PWM signal in accordance with the channel instruction. The channel instruction indicates a frequency channel used by the communication apparatus 10 in a communication system in which a plurality of frequency channels having different carrier frequencies are multiplexed. That is, the channel instruction specifies the carrier frequency of the RF modulation signal transmitted by the communication device 10. The channel instruction is generated by a user or a network management system, for example. The channel instruction is given to the pulse width modulator 12 and the BPF 15 from a controller (not shown) included in the communication device 10.

増幅器１４は、パルス幅変調器１２により生成されるＰＷＭ信号を増幅する。ここで、ＰＷＭ信号は２値信号なので、増幅器１４は、スイッチング動作によりＰＷＭ信号を増幅することができる。よって、増幅器２は、例えば、効率のよいＤ級大電力増幅器により実現され得る。ＢＰＦ１５は、チャネル指示に応じて、通信装置１０の出力信号（即ち、通信装置１０から出力されるＲＦ変調信号）のキャリア周波数を通過させる。ＢＰＦ１５の通過帯の幅は、データ信号のビットレートおよび変調方式などに基づいて決められるようにしてもよい。また、ＢＰＦ１５は、例えば、周波数可変帯域通過フィルタにより実現される。 The amplifier 14 amplifies the PWM signal generated by the pulse width modulator 12. Here, since the PWM signal is a binary signal, the amplifier 14 can amplify the PWM signal by a switching operation. Therefore, the amplifier 2 can be realized by, for example, an efficient class D high power amplifier. The BPF 15 passes the carrier frequency of the output signal of the communication device 10 (that is, the RF modulation signal output from the communication device 10) according to the channel instruction. The width of the pass band of the BPF 15 may be determined based on the bit rate of the data signal, the modulation method, and the like. The BPF 15 is realized by, for example, a frequency variable band pass filter.

ＢＰＦ１５の出力信号は、アンテナ１６を介して他の通信装置へ送信される。なお、ＢＰＦ１５の出力信号は、必要に応じて所望の周波数帯にアップコンバートされるようにしてもよい。 The output signal of the BPF 15 is transmitted to another communication device via the antenna 16. Note that the output signal of the BPF 15 may be up-converted to a desired frequency band as necessary.

上記構成の通信装置１０において、パルス幅変調器１２の入力信号Ｓ(ｔ)は、（１）式で表される。 In the communication apparatus 10 having the above-described configuration, the input signal S (t) of the pulse width modulator 12 is expressed by equation (1).

Ａinは、入力信号の振幅を表す。φinは、入力信号の位相を表す。
パルス幅変調器１２から出力されるＰＷＭ信号は、増幅器１４により利得Ｇで増幅される。そして、ＢＰＦ１５は、増幅されたＰＷＭ信号からチャネル指示により指定される周波数成分ｆcを抽出する。ＢＰＦ１５は、上述したように、所定の帯域幅の通過帯を有する。なお、以下の記載では、周波数ｆcは、パルス幅変調器１２においてＰＷＭ信号を生成するために使用される発振信号の周波数であるものとする。この場合、ＢＰＦ１５の出力信号Ｓout(t)は、（２）式で表される。 Ain represents the amplitude of the input signal. φin represents the phase of the input signal.
The PWM signal output from the pulse width modulator 12 is amplified with a gain G by the amplifier 14. Then, the BPF 15 extracts the frequency component fc specified by the channel instruction from the amplified PWM signal. As described above, the BPF 15 has a passband having a predetermined bandwidth. In the following description, the frequency fc is the frequency of the oscillation signal used for generating the PWM signal in the pulse width modulator 12. In this case, the output signal Sout (t) of the BPF 15 is expressed by equation (2).

ＢＰＦ１５は、パルス幅変調器１２および増幅器１４において発生する高次周波数成分を除去する。ここで、説明を簡単にするために、増幅器１４の利得Ｇは「１」であるものとする。そうすると、以下の記載では、増幅器１４がないものとして通信装置１０の動作を説明することができる。 The BPF 15 removes higher-order frequency components generated in the pulse width modulator 12 and the amplifier 14. Here, in order to simplify the description, it is assumed that the gain G of the amplifier 14 is “1”. Then, in the following description, the operation of the communication device 10 can be described on the assumption that the amplifier 14 is not provided.

図３は、パルス幅変調器１２の一例を示す。パルス幅変調器１２は、この実施例では、図３に示すように、振幅／位相計算機２０、振幅補正部２１、Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）２２、発振信号生成回路２３、コンパレータ２４を備える。 FIG. 3 shows an example of the pulse width modulator 12. In this embodiment, the pulse width modulator 12 includes an amplitude / phase calculator 20, an amplitude correction unit 21, a D / A converter (DAC) 22, an oscillation signal generation circuit 23, and a comparator 24, as shown in FIG. .

振幅／位相計算機２０は、入力データに基づいて、送信シンボルの振幅および位相を表す振幅成分信号Ａおよび位相成分信号φを生成する。この実施例では、振幅／位相計算機２０は、Ｉ／Ｑマッパ１１から出力されるＩ成分信号およびＱ成分信号に基づいて、各シンボルの振幅および位相を表す振幅成分信号Ａinおよび位相成分信号φinを生成する。 Based on the input data, the amplitude / phase calculator 20 generates an amplitude component signal A and a phase component signal φ representing the amplitude and phase of the transmission symbol. In this embodiment, the amplitude / phase calculator 20 generates an amplitude component signal Ain and a phase component signal φin representing the amplitude and phase of each symbol based on the I component signal and the Q component signal output from the I / Q mapper 11. Generate.

振幅補正部２１は、振幅成分信号Ａinを補正して振幅成分信号Ａmapを生成する。具体的には、振幅補正部２１は、図２に示すＢＰＦ１５の出力信号の振幅Ａoutが振幅成分信号Ａinに対して線形になるように、振幅成分信号Ａinから振幅成分信号Ａmapを生成する。一例としては、振幅補正部２１は、（３）式でＡinからＡmapを生成してもよい。 The amplitude correction unit 21 corrects the amplitude component signal Ain to generate an amplitude component signal Amap. Specifically, the amplitude correction unit 21 generates the amplitude component signal Amap from the amplitude component signal Ain so that the amplitude Aout of the output signal of the BPF 15 shown in FIG. 2 is linear with respect to the amplitude component signal Ain. As an example, the amplitude correction unit 21 may generate Amap from Ain using equation (3).

Ｄ／Ａ変換器２２は、振幅成分信号Ａmapをアナログ信号に変換する。発振信号生成回路２３は、位相成分信号φinにより表される位相を有する発振信号を生成する。発振信号生成回路２３から出力される発振信号の波形は、例えば、サイン波である。 The D / A converter 22 converts the amplitude component signal Amap into an analog signal. The oscillation signal generation circuit 23 generates an oscillation signal having a phase represented by the phase component signal φin. The waveform of the oscillation signal output from the oscillation signal generation circuit 23 is, for example, a sine wave.

発振信号生成回路２３は、発振器２３ａ、乗算器２３ｂ、Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）２３ｃを備える。発振器２３ａは、所望の周波数の発振信号を生成できる。ここで、発振器２３ａは、チャネル指示に従って発振信号を生成してもよい。この場合、発振器２３ａから出力される発振信号の周波数ｆcは、通信装置１０から送信される変調信号のキャリア周波数に相当する。発振信号の波形は、例えば、サイン波である。また、発振器２３ａは、例えば、数値制御発振器（ＮＣＯ：Numerically Controlled Oscillator）により実現される。なお、発振器２３ａは、サイン波を表すデジタル信号を生成する。 The oscillation signal generation circuit 23 includes an oscillator 23a, a multiplier 23b, and a D / A converter (DAC) 23c. The oscillator 23a can generate an oscillation signal having a desired frequency. Here, the oscillator 23a may generate an oscillation signal in accordance with a channel instruction. In this case, the frequency fc of the oscillation signal output from the oscillator 23 a corresponds to the carrier frequency of the modulation signal transmitted from the communication device 10. The waveform of the oscillation signal is, for example, a sine wave. The oscillator 23a is realized by, for example, a numerically controlled oscillator (NCO). The oscillator 23a generates a digital signal representing a sine wave.

乗算器２３ｂは、デジタル演算により、発振器２３ａから出力される発振信号に位相成分信号φinを乗算する。この結果、位相成分信号φinにより表される位相を有する発振信号が生成される。そして、Ｄ／Ａ変換器２３ｃは、乗算器２３ｂから出力される発振信号をアナログ信号に変換する。 The multiplier 23b multiplies the oscillation signal output from the oscillator 23a by the phase component signal φin by digital calculation. As a result, an oscillation signal having a phase represented by the phase component signal φin is generated. The D / A converter 23c converts the oscillation signal output from the multiplier 23b into an analog signal.

コンパレータ２４は、振幅成分信号Ａmapと発振信号生成回路２３から出力される発振信号との比較に基づいてＰＷＭ信号を生成する。この実施例では、振幅成分信号Ａmapよりも発振信号の方が高いときにパルスが生成される。 The comparator 24 generates a PWM signal based on a comparison between the amplitude component signal Amap and the oscillation signal output from the oscillation signal generation circuit 23. In this embodiment, a pulse is generated when the oscillation signal is higher than the amplitude component signal Amap.

図３に示すパルス幅変調器１２により生成されるＰＷＭ信号のスペクトラムは、（４）式に示すフーリエ級数で表される。 The spectrum of the PWM signal generated by the pulse width modulator 12 shown in FIG. 3 is expressed by the Fourier series shown in the equation (4).

ｙは、パルス幅を表す。また、ω_cは、発振信号生成回路２３により生成される発振信号の角周波数を表す。 y represents the pulse width. Further, ω _c represents the angular frequency of the oscillation signal generated by the oscillation signal generation circuit 23.

パルス幅変調器１２により生成されるＰＷＭ信号は、ＢＰＦ１５によりフィルタリングされる。ここで、ＢＰＦ１５の通過帯の中心周波数は、ｆc（ω_c＝２πｆc）である。そうすると、ＢＰＦ１５の出力信号Ｓoutは、（５）式で表される。 The PWM signal generated by the pulse width modulator 12 is filtered by the BPF 15. Here, the center frequency of the passband of the BPF 15 is fc (ω _c = 2πfc). Then, the output signal Sout of the BPF 15 is expressed by equation (5).

ここで、振幅補正部２１によりＡinがＡmapに変換される場合、パルス幅ｙは（６）式で表される。ｋは、比例係数を表す。 Here, when Ain is converted into Amap by the amplitude correction unit 21, the pulse width y is expressed by equation (6). k represents a proportionality coefficient.

したがって、（７）式で表されるように、ＢＰＦ１５の出力信号の振幅Ａoutは、振幅成分信号Ａinに対して線形になる。 Therefore, as represented by the equation (7), the amplitude Aout of the output signal of the BPF 15 is linear with respect to the amplitude component signal Ain.

このように、振幅補正部２１は、逆サイン関数を用いて振幅成分信号Ａinに対して予歪処理を行う。この結果、ＢＰＦ１５の出力信号の振幅Ａoutは、振幅成分信号Ａinに対して線形である。また、パルス幅変調器１２において位相φは変化しないので、ＢＰＦ１５の出力信号の位相φoutは、位相成分信号φinと同じである。すなわち、（８）式が満たされる。したがって、通信装置１０は、歪みのない信号を送信することができる。 Thus, the amplitude correction unit 21 performs predistortion processing on the amplitude component signal Ain using the inverse sine function. As a result, the amplitude Aout of the output signal of the BPF 15 is linear with respect to the amplitude component signal Ain. Further, since the phase φ does not change in the pulse width modulator 12, the phase φout of the output signal of the BPF 15 is the same as the phase component signal φin. That is, equation (8) is satisfied. Therefore, the communication device 10 can transmit a signal without distortion.

図４は、ＰＷＭ信号のスペクトラムの一例を示す。なお、キャリア周波数（図３では、発振器２３ａの周波数）は、200MHzである。入力データ信号は、ＬＴＥ信号であり、その帯域幅は20MHzである。この場合、ＢＰＦ１５の透過帯の中心周波数は、200MHzに設定される。 FIG. 4 shows an example of the spectrum of the PWM signal. The carrier frequency (in FIG. 3, the frequency of the oscillator 23a) is 200 MHz. The input data signal is an LTE signal, and its bandwidth is 20 MHz. In this case, the center frequency of the transmission band of the BPF 15 is set to 200 MHz.

上述のように、パルス幅変調器１２は、振幅成分信号および位相成分信号に基づいてＰＷＭ信号を生成する。しかしながら、通信装置１０がＲＦ信号を送信する場合、既存のコンパレータの動作速度は十分ではない。 As described above, the pulse width modulator 12 generates a PWM signal based on the amplitude component signal and the phase component signal. However, when the communication apparatus 10 transmits an RF signal, the operation speed of the existing comparator is not sufficient.

図５は、コンパレータから出力されるＰＷＭ信号の波形の一例を示す。なお、図５に示す破線は、入力信号の振幅（ここでは、振幅成分信号Ａin）を表す。ただし、縦軸は、入力振幅の最大値で正規化された入力振幅を表している。 FIG. 5 shows an example of the waveform of the PWM signal output from the comparator. 5 represents the amplitude of the input signal (here, the amplitude component signal Ain). However, the vertical axis represents the input amplitude normalized by the maximum value of the input amplitude.

コンパレータ２４の動作速度（ここでは、スルーレート）が十分に高速であると仮定すると、図５（ａ）に示すように、ＰＷＭ信号のパルスの波形は矩形である。ただし、ＰＷＭ信号のパルス幅は、入力振幅Ａinに依存する。すなわち、入力振幅Ａinが大きいときのパルス幅は広く、入力振幅Ａinが小さいときのパルス幅は狭い。 Assuming that the operation speed of the comparator 24 (here, the slew rate) is sufficiently high, the pulse waveform of the PWM signal is rectangular as shown in FIG. However, the pulse width of the PWM signal depends on the input amplitude Ain. That is, the pulse width when the input amplitude Ain is large is wide, and the pulse width when the input amplitude Ain is small is narrow.

ところが、コンパレータ２４のスルーレートは有限である。このため、発振信号生成回路２３により生成される発振信号の周波数が高く、且つ、パルス幅が広くないときには、図５（ｂ）に示すように、コンパレータ２４から出力されるＰＷＭ信号のパルスの波形は三角形である。そして、入力振幅Ａinが小さくなると、ＰＷＭ信号の振幅が小さくなってしまう。この場合、生成されるＰＷＭ信号のＤ／Ｕ比またはＳＮＲが劣化し、通信装置１０から出力される変調信号が歪むことになる。 However, the slew rate of the comparator 24 is finite. Therefore, when the frequency of the oscillation signal generated by the oscillation signal generation circuit 23 is high and the pulse width is not wide, the waveform of the pulse of the PWM signal output from the comparator 24 as shown in FIG. Is a triangle. When the input amplitude Ain is reduced, the amplitude of the PWM signal is reduced. In this case, the D / U ratio or SNR of the generated PWM signal is degraded, and the modulation signal output from the communication device 10 is distorted.

図６は、入力信号の振幅とＰＷＭ信号の振幅との関係を説明する図である。ここでは、コンパレータ２４のスルーレートは有限である。即ち、ＰＷＭ信号の振幅は、図５（ｂ）に示すように、入力信号の振幅に応じて変化する。なお、入力信号の振幅は、振幅成分信号Ａinにより表される。 FIG. 6 is a diagram for explaining the relationship between the amplitude of the input signal and the amplitude of the PWM signal. Here, the slew rate of the comparator 24 is finite. That is, the amplitude of the PWM signal changes according to the amplitude of the input signal, as shown in FIG. Note that the amplitude of the input signal is represented by an amplitude component signal Ain.

入力振幅が大きいときは、ＰＷＭ信号の振幅も十分に大きく、ほぼ一定である。この場合、入力信号の振幅が精度よくパルス幅に変換されるので、通信装置１０から出力される変調信号の品質は良好である。 When the input amplitude is large, the amplitude of the PWM signal is also sufficiently large and almost constant. In this case, since the amplitude of the input signal is accurately converted into a pulse width, the quality of the modulation signal output from the communication device 10 is good.

ところが、入力振幅が小さくなると、コンパレータ２４の速度限界に起因して、ＰＷＭ信号の振幅は急激に小さくなる。図６に示す例では、入力振幅がα１よりも小さい領域では、ＰＷＭ信号の振幅が急激に小さくなっている。この場合、入力信号の振幅が正しくパルス幅に変換されないので、通信装置１０から出力される変調信号は歪んでしまう。 However, when the input amplitude decreases, the amplitude of the PWM signal decreases rapidly due to the speed limit of the comparator 24. In the example shown in FIG. 6, in the region where the input amplitude is smaller than α1, the amplitude of the PWM signal is rapidly reduced. In this case, since the amplitude of the input signal is not correctly converted into the pulse width, the modulation signal output from the communication device 10 is distorted.

また、入力信号のダイナミックレンジが広い場合、コンパレータ２４の速度限界の問題に加えて、各回路部品に対する要求が高くなる。例えば、入力信号のダイナミックレンジが広いときは、Ｄ／Ａ変換器２３のビット数を大きくすることが要求されるので、消費電力が大きくなる。ただし、図６において確率密度関数（ＰＤＦ：probability density function）で表されるように、入力振幅が最大値Ａmaxに近い値となる確率は低い。 Further, when the dynamic range of the input signal is wide, in addition to the problem of the speed limit of the comparator 24, the demand for each circuit component becomes high. For example, when the dynamic range of the input signal is wide, since it is required to increase the number of bits of the D / A converter 23, the power consumption increases. However, as represented by a probability density function (PDF) in FIG. 6, the probability that the input amplitude is close to the maximum value Amax is low.

本発明の実施形態に係わるパルス幅変調回路は、上述の問題を解決するための機能を備える。すなわち、上述の問題は、入力信号の振幅が小さいときに発生する。また、入力信号の振幅が大きいときは、各回路部品に対する要求が高くなる。したがって、実施形態に係わるパルス幅変調回路は、入力信号のダイナミックレンジを削減する機能を備える。図６に示す例では、閾値α１より小さい振幅を有する信号成分および閾値α２より大きい振幅を表す信号成分が除去または削減される。 The pulse width modulation circuit according to the embodiment of the present invention has a function for solving the above-described problem. That is, the above problem occurs when the amplitude of the input signal is small. Further, when the amplitude of the input signal is large, the demand for each circuit component is high. Therefore, the pulse width modulation circuit according to the embodiment has a function of reducing the dynamic range of the input signal. In the example shown in FIG. 6, signal components having an amplitude smaller than the threshold value α1 and signal components representing an amplitude larger than the threshold value α2 are removed or reduced.

図７は、本発明の実施形態に係わるパルス幅変調回路の一例を示す。実施形態に係わるパルス幅変調回路３０は、この実施例では、図７に示すように、ダイナミックレンジ制限部３１、パルス幅変調器１２、スイッチングアンプ３２、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）３３、誤差信号生成器３４、Ｉ／Ｑ変調器３５、線形増幅器３６、合成器３７を備える。なお、パルス幅変調回路３０は、図７に示していない他の機能を備えていてもよい。 FIG. 7 shows an example of a pulse width modulation circuit according to the embodiment of the present invention. In this embodiment, the pulse width modulation circuit 30 according to the embodiment includes a dynamic range limiting unit 31, a pulse width modulator 12, a switching amplifier 32, a band pass filter (BPF) 33, an error signal generation, as shown in FIG. 34, an I / Q modulator 35, a linear amplifier 36, and a synthesizer 37. The pulse width modulation circuit 30 may have other functions not shown in FIG.

パルス幅変調回路３０には、信号Ｓ１が入力される。入力信号Ｓ１は、送信シンボル列を表す。各シンボルの電界情報（Ｉ₁、Ｑ₁）は、図２に示すＩ／Ｑマッパ１１により生成される。 A signal S 1 is input to the pulse width modulation circuit 30. The input signal S1 represents a transmission symbol string. The electric field information (I ₁ , Q ₁ ) of each symbol is generated by the I / Q mapper 11 shown in FIG.

ダイナミックレンジ制限部３１は、入力信号Ｓ１のダイナミックレンジを制限することにより信号Ｓ２を生成する。このとき、ダイナミックレンジ制限部３１は、必要に応じて送信シンボルの電界情報を補正する。具体的には、ダイナミックレンジ制限部３１は、所定の下限閾値および上限閾値を用いて入力信号Ｓ１をクリップすることによりダイナミックレンジを制限する。なお、Ｉ₂、Ｑ₂は、信号Ｓ２の電界情報を表す。 The dynamic range limiting unit 31 generates the signal S2 by limiting the dynamic range of the input signal S1. At this time, the dynamic range restriction unit 31 corrects the electric field information of the transmission symbol as necessary. Specifically, the dynamic range limiter 31 limits the dynamic range by clipping the input signal S1 using a predetermined lower limit threshold and upper limit threshold. Note that I ₂ and Q ₂ represent the electric field information of the signal S2.

図８は、ダイナミックレンジ制限部３１の動作の一例を示す。横軸は、時間を表す。縦軸は、入力信号Ｓ１の振幅を表す。Ａaveは、入力信号Ｓ１の振幅の平均を表す。α１およびα２は、それぞれ、クリッピングのための下限閾値および上限閾値を表す。 FIG. 8 shows an example of the operation of the dynamic range limiting unit 31. The horizontal axis represents time. The vertical axis represents the amplitude of the input signal S1. Aave represents the average amplitude of the input signal S1. α1 and α2 represent a lower threshold and an upper threshold for clipping, respectively.

入力信号Ｓ１の振幅は、時間に対して変動する。この実施例では、図８（ａ）に示すように、時刻Ｔ１〜Ｔ２において、入力信号Ｓ１の振幅は閾値α１より小さくなっている。また、時刻Ｔ３〜Ｔ４において、入力信号Ｓ１の振幅は閾値α２より大きくなっている。時刻Ｔ１以前、時刻Ｔ２〜Ｔ３、および時刻Ｔ４以降は、入力信号の振幅は、閾値α１以上かつ閾値α２以下である。なお、閾値α１は平均振幅Ａaveよりも小さく、閾値α２は平均振幅Ａaveよりも大きい。 The amplitude of the input signal S1 varies with time. In this embodiment, as shown in FIG. 8A, at time T1 to T2, the amplitude of the input signal S1 is smaller than the threshold value α1. In addition, from time T3 to T4, the amplitude of the input signal S1 is larger than the threshold value α2. Before time T1, before time T2 to T3, and after time T4, the amplitude of the input signal is not less than threshold value α1 and not more than threshold value α2. The threshold value α1 is smaller than the average amplitude Aave, and the threshold value α2 is larger than the average amplitude Aave.

この場合、ダイナミックレンジ制限部３１は、時刻Ｔ１〜Ｔ２および時刻Ｔ３〜Ｔ４において入力信号Ｓ１の振幅値を補正することにより信号Ｓ２を生成する。具体的には、ダイナミックレンジ制限部３１は、図８（ｂ）に示すように、時刻Ｔ１〜Ｔ２において、入力信号Ｓ１の振幅値を閾値α１に補正する。また、ダイナミックレンジ制限部３１は、時刻Ｔ３〜Ｔ４において、入力信号Ｓ１の振幅値を閾値α２に補正する。ただし、時刻Ｔ１以前、時刻Ｔ２〜Ｔ３、および時刻Ｔ４以降は、ダイナミックレンジ制限部３１は、入力信号Ｓ１の振幅値を変化させない。このように、ダイナミックレンジ制限部３１は、下限閾値α１および上限閾値α２を用いて入力信号Ｓ１に対してクリッピングを実行して信号Ｓ２を生成する。 In this case, the dynamic range limiter 31 generates the signal S2 by correcting the amplitude value of the input signal S1 at times T1 to T2 and times T3 to T4. Specifically, as shown in FIG. 8B, the dynamic range limiting unit 31 corrects the amplitude value of the input signal S1 to the threshold value α1 at times T1 to T2. The dynamic range limiting unit 31 corrects the amplitude value of the input signal S1 to the threshold value α2 at times T3 to T4. However, the dynamic range limiting unit 31 does not change the amplitude value of the input signal S1 before time T1, before time T2 to T3, and after time T4. As described above, the dynamic range limiting unit 31 performs clipping on the input signal S1 using the lower limit threshold α1 and the upper limit threshold α2 to generate the signal S2.

ダイナミックレンジ制限部３１は、例えば、所定のサンプリング周期で入力信号Ｓ１を表す電界情報Ｉ₁、Ｑ₁を取得し、（９）式を用いて入力信号Ｓ１の振幅Ａを計算する。 For example, the dynamic range limiting unit 31 acquires the electric field information I ₁ and Q ₁ representing the input signal S1 at a predetermined sampling period, and calculates the amplitude A of the input signal S1 using equation (9).

ダイナミックレンジ制限部３１は、入力信号Ｓ１を表す電界情報に対して（１０）式のクリッピング演算を実行する。なお、Ｉ₂、Ｑ₂は、信号Ｓ２（即ち、ダイナミックレンジ制限部３１によりダイナミックレンジが制限された入力信号Ｓ１）の電界情報を表す。 The dynamic range limiting unit 31 performs the clipping calculation of Expression (10) on the electric field information representing the input signal S1. I ₂ and Q ₂ represent electric field information of the signal S2 (that is, the input signal S1 whose dynamic range is limited by the dynamic range limiting unit 31).

なお、ダイナミックレンジ制限部３１による信号処理では、（１０）式で表されるように、入力信号Ｓ１のＩ成分およびＱ成分に対して同じ実数が乗算される。ここで、信号の位相は、Ｉ成分とＱ成分との比で表される。したがって、信号Ｓ２の位相は、入力信号Ｓ１の位相と同じである。すなわち、ダイナミックレンジ制限部３１による信号処理において位相は変化しない。 In the signal processing by the dynamic range limiting unit 31, the same real number is multiplied to the I component and Q component of the input signal S1, as represented by the equation (10). Here, the phase of the signal is represented by the ratio of the I component and the Q component. Therefore, the phase of the signal S2 is the same as the phase of the input signal S1. That is, the phase does not change in the signal processing by the dynamic range limiting unit 31.

パルス幅変調器１２は、ダイナミックレンジ制限部３１から出力される信号Ｓ２に基づいてパルス幅変調信号を生成する。パルス幅変調器１２は、この例では、図３に示す構成により実現される。即ち、振幅／位相計算機２０は、信号Ｓ２の電界情報(Ｉ₂、Ｑ₂)から振幅成分信号Ａinおよび位相成分信号φinを生成する。振幅補正部２１は、振幅成分信号Ａinを補正して振幅成分信号Ａmapを生成する。一例としては、振幅補正部２１は、上述の（３）式でＡinからＡmapを生成してもよい。 The pulse width modulator 12 generates a pulse width modulation signal based on the signal S2 output from the dynamic range limiter 31. In this example, the pulse width modulator 12 is realized by the configuration shown in FIG. That is, the amplitude / phase calculator 20 generates the amplitude component signal Ain and the phase component signal φin from the electric field information (I ₂ , Q ₂ ) of the signal S2. The amplitude correction unit 21 corrects the amplitude component signal Ain to generate an amplitude component signal Amap. As an example, the amplitude correction unit 21 may generate Amap from Ain according to the above equation (3).

Ｄ／Ａ変換器２２は、振幅成分信号Ａmapをアナログ信号に変換する。発振信号生成回路２３は、位相成分信号φinにより表される位相を有する発振信号を生成する。発振信号生成回路２３から出力される発振信号の波形は、例えば、サイン波である。コンパレータ２４は、振幅成分信号Ａmapと発振信号生成回路２３から出力される発振信号との比較に基づいてＰＷＭ信号を生成する。 The D / A converter 22 converts the amplitude component signal Amap into an analog signal. The oscillation signal generation circuit 23 generates an oscillation signal having a phase represented by the phase component signal φin. The waveform of the oscillation signal output from the oscillation signal generation circuit 23 is, for example, a sine wave. The comparator 24 generates a PWM signal based on a comparison between the amplitude component signal Amap and the oscillation signal output from the oscillation signal generation circuit 23.

スイッチングアンプ３２は、パルス幅変調器１２により生成されるＰＷＭ信号を増幅する。スイッチングアンプ３２は、例えば、２値信号を効率よく増幅することができるＤ級大電力増幅器により実現される。したがって、スイッチングアンプ３２は、パルス幅変調器１２により生成されるＰＷＭ信号を効率よく増幅できる。なお、スイッチングアンプ３２は、図２に示す増幅器１４に相当する。 The switching amplifier 32 amplifies the PWM signal generated by the pulse width modulator 12. The switching amplifier 32 is realized by, for example, a class D high power amplifier that can efficiently amplify a binary signal. Therefore, the switching amplifier 32 can efficiently amplify the PWM signal generated by the pulse width modulator 12. The switching amplifier 32 corresponds to the amplifier 14 shown in FIG.

ＢＰＦ３３は、スイッチングアンプ３２により増幅されたＰＷＭ信号をフィルタリングする。ＢＰＦ３３は、図２に示すＢＰＦ１５に相当する。すなわち、ＢＰＦ３３は、通信装置１０の出力信号（すなわち、通信装置１０から出力されるＲＦ変調信号）のキャリア周波数を通過させる。したがって、パルス幅変調器１２、スイッチングアンプ３２、およびＢＰＦ３３により、ＲＦ変調信号が生成される。ただし、ＢＰＦ３３から出力されるＲＦ変調信号は、ダイナミックレンジ制限部３１によりクリッピングの影響を含んでいる。すなわち、ＢＰＦ３３から出力されるＲＦ変調信号は、クリッピング雑音を含んでいる。なお、ＢＰＦ３３の通過帯の幅は、データ信号のビットレートおよび変調方式などに基づいて決められるようにしてもよい。また、ＢＰＦ３３は、例えば、周波数可変帯域通過フィルタにより実現される。 The BPF 33 filters the PWM signal amplified by the switching amplifier 32. The BPF 33 corresponds to the BPF 15 shown in FIG. That is, the BPF 33 passes the carrier frequency of the output signal of the communication device 10 (that is, the RF modulation signal output from the communication device 10). Therefore, an RF modulation signal is generated by the pulse width modulator 12, the switching amplifier 32, and the BPF 33. However, the RF modulation signal output from the BPF 33 includes clipping due to the dynamic range limiting unit 31. That is, the RF modulation signal output from the BPF 33 includes clipping noise. Note that the width of the passband of the BPF 33 may be determined based on the bit rate of the data signal and the modulation method. The BPF 33 is realized by, for example, a frequency variable band pass filter.

誤差信号生成器３４は、入力信号Ｓ１およびダイナミックレンジ制限部３１から出力される信号Ｓ２（即ち、ダイナミックレンジ制限部３１により補正された入力信号Ｓ１）に基づいて誤差信号Ｅを生成する。この実施例では、誤差信号生成器３４は、入力信号Ｓ１とダイナミックレンジ制限部３１から出力される信号Ｓ２との間の誤差を表す誤差信号Ｅを生成する。この場合、誤差信号Ｅは、クリッピング雑音に相当する。また、誤差信号Ｅの電界情報（Ｉ₃、Ｑ₃）は、下式で計算される。
（Ｉ₃、Ｑ₃）＝（Ｉ₁、Ｑ₁）−（Ｉ₂、Ｑ₂）
たとえば、パルス幅変調回路３０に図８（ａ）に示す信号Ｓ１が入力されるときは、図８（ｂ）に示す誤差信号Ｅが生成される。誤差信号Ｅは、ダイナミックレンジ制限部３１において入力信号Ｓ１の電界情報が変化しないときは、ゼロである。すなわち、時刻Ｔ１以前、時刻Ｔ２〜Ｔ３、および時刻Ｔ４以降は、誤差信号Ｅはゼロである。時刻Ｔ１〜Ｔ２においては、入力信号Ｓ１の振幅は閾値α１より小さい。よって、この期間は、誤差信号Ｅは正の信号成分を有する。また、時刻Ｔ３〜Ｔ４においては、入力信号Ｓ１の振幅は閾値α２より大きい。よって、この期間は、誤差信号Ｅは負の信号成分を有する。 The error signal generator 34 generates an error signal E based on the input signal S1 and the signal S2 output from the dynamic range limiting unit 31 (that is, the input signal S1 corrected by the dynamic range limiting unit 31). In this embodiment, the error signal generator 34 generates an error signal E representing an error between the input signal S1 and the signal S2 output from the dynamic range limiter 31. In this case, the error signal E corresponds to clipping noise. The electric field information (I ₃ , Q ₃ ) of the error signal E is calculated by the following equation.
(I ₃ , Q ₃ ) = (I ₁ , Q ₁ ) − (I ₂ , Q ₂ )
For example, when the signal S1 shown in FIG. 8A is input to the pulse width modulation circuit 30, an error signal E shown in FIG. 8B is generated. The error signal E is zero when the electric field information of the input signal S1 does not change in the dynamic range limiting unit 31. That is, the error signal E is zero before time T1, before time T2 to T3, and after time T4. From time T1 to T2, the amplitude of the input signal S1 is smaller than the threshold value α1. Therefore, during this period, the error signal E has a positive signal component. In addition, from time T3 to T4, the amplitude of the input signal S1 is larger than the threshold value α2. Therefore, during this period, the error signal E has a negative signal component.

Ｉ／Ｑ変調器３５は、誤差信号Ｅに基づいて変調信号を生成する。すなわち、Ｉ／Ｑ変調器３５は、ベースバンド領域において、誤差信号Ｅにより表される振幅および位相を有する変調信号Ｅを生成する。なお、誤差信号ＥがＩ成分およびＱ成分を表すデジタル信号であるときは、Ｉ／Ｑ変調器３５は、誤差信号Ｅをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器を備える。この場合、Ｉ／Ｑ変調器３５は、アナログ信号に変換された誤差信号Ｅにより駆動される。 The I / Q modulator 35 generates a modulation signal based on the error signal E. That is, the I / Q modulator 35 generates a modulation signal E having an amplitude and a phase represented by the error signal E in the baseband region. When the error signal E is a digital signal representing an I component and a Q component, the I / Q modulator 35 includes a D / A converter that converts the error signal E into an analog signal. In this case, the I / Q modulator 35 is driven by the error signal E converted into an analog signal.

線形増幅器３６は、Ｉ／Ｑ変調器３５により生成される変調信号Ｅを増幅する。線形増幅器３６の線形増幅領域は、Ｉ／Ｑ変調器３５により生成される変調信号Ｅの振幅の変動幅よりも広いものとする。この場合、線形増幅器３６の出力信号の振幅は、Ｉ／Ｑ変調器３５により生成される変調信号Ｅの振幅に比例する。 The linear amplifier 36 amplifies the modulation signal E generated by the I / Q modulator 35. The linear amplification region of the linear amplifier 36 is assumed to be wider than the amplitude fluctuation range of the modulation signal E generated by the I / Q modulator 35. In this case, the amplitude of the output signal of the linear amplifier 36 is proportional to the amplitude of the modulation signal E generated by the I / Q modulator 35.

合成器３７は、ＢＰＦ３３の出力信号（すなわち、クリッピング雑音を含むＲＦ変調信号）と線形増幅器３６により増幅された変調信号Ｅとを合成する。この結果、クリッピング雑音が除去または抑制されたＲＦ変調信号が生成される。合成器３７は、例えば、加算回路により実現される。 The synthesizer 37 synthesizes the output signal of the BPF 33 (ie, the RF modulation signal including clipping noise) and the modulation signal E amplified by the linear amplifier 36. As a result, an RF modulation signal in which clipping noise is removed or suppressed is generated. The synthesizer 37 is realized by an adder circuit, for example.

出力回路５０は、パルス幅変調回路３０により生成されるＲＦ変調信号を出力する。通信装置１０が無線信号を出力する場合、出力回路５０は、ＲＦ変調信号を送信するアンテナを含む。この場合、出力回路５０は、パルス幅変調回路３０により生成されるＲＦ変調信号を指定された周波数帯にアップコンバートするミキサを備えていてもよい。 The output circuit 50 outputs an RF modulation signal generated by the pulse width modulation circuit 30. When the communication device 10 outputs a radio signal, the output circuit 50 includes an antenna that transmits an RF modulation signal. In this case, the output circuit 50 may include a mixer that up-converts the RF modulation signal generated by the pulse width modulation circuit 30 to a designated frequency band.

このように、本発明の実施形態によれば、パルス幅変調回路３０は、ダイナミックレンジが制限された入力信号に基づいてＰＷＭ信号を生成する。したがって、図３に示すコンパレータ２４の速度限界に起因してＰＷＭ信号の振幅が小さくなる問題が緩和される。 Thus, according to the embodiment of the present invention, the pulse width modulation circuit 30 generates the PWM signal based on the input signal whose dynamic range is limited. Therefore, the problem that the amplitude of the PWM signal is reduced due to the speed limit of the comparator 24 shown in FIG. 3 is alleviated.

図９は、本発明の実施形態による効果の一例を示す。この例では、ＯＦＤＭにより生成されるデータ信号が通信装置１０に入力されるものとする。データ信号を伝送するキャリアの周波数は100MHzである。グラフの横軸は、データ信号の帯域幅を表す。縦軸は、パルス幅変調器１２から出力されるＰＷＭ信号のＤ／Ｕ比を表す。１０ｄＢ、５ｄＢ、２ｄＢは、図８（ａ）に示す平均振幅Ａaveと閾値α１との差分に相当する。すなわち、異なる閾値α１に対してＤ／Ｕ比が比較されている。 FIG. 9 shows an example of the effect according to the embodiment of the present invention. In this example, it is assumed that a data signal generated by OFDM is input to the communication device 10. The frequency of the carrier for transmitting the data signal is 100 MHz. The horizontal axis of the graph represents the bandwidth of the data signal. The vertical axis represents the D / U ratio of the PWM signal output from the pulse width modulator 12. 10 dB, 5 dB, and 2 dB correspond to the difference between the average amplitude Aave and the threshold value α1 shown in FIG. That is, the D / U ratio is compared for different threshold values α1.

図９に示すグラフから明らかなように、クリッピングを行うことによりＰＷＭ信号のＤ／Ｕ比（又は、ＳＮＲ）が改善する。特に、閾値α１を大きくすれば（即ち、閾値α１を平均振幅Ａaveに近づければ）、Ｄ／Ｕ比が大きく改善する。換言すれば、所望のＤ／Ｕ比が得られるように、閾値α１を決定してもよい。また、閾値α２は、例えば、図６に示す確率密度関数に基づいて決定してもよい。この場合、確率密度関数が十分に小さい領域で振幅がクリップされるように閾値α２が決定される。 As is apparent from the graph shown in FIG. 9, the D / U ratio (or SNR) of the PWM signal is improved by performing clipping. In particular, if the threshold value α1 is increased (that is, if the threshold value α1 is made closer to the average amplitude Aave), the D / U ratio is greatly improved. In other words, the threshold value α1 may be determined so that a desired D / U ratio is obtained. The threshold α2 may be determined based on, for example, the probability density function shown in FIG. In this case, the threshold value α2 is determined so that the amplitude is clipped in a region where the probability density function is sufficiently small.

ただし、閾値α１および閾値α２を用いるクリッピングは、送信シンボルの電界情報を補正する処理に相当する。このため、ダイナミックレンジを削減するためのクリッピングを行うと、パルス幅変調器１２から出力されるＰＷＭ信号が歪んでしまい、エラーベクトル振幅（ＥＶＭ：error vector magnitude）が劣化する。このとき、クリッピングが強いほど、エラーベクトル振幅が大きくなる。一例として、図９に示すシミュレーションにおいて、平均振幅Ａaveと上限閾値α２との差分が７ｄＢであるものとする。この場合、平均振幅Ａaveと下限閾値α１との差分が１０ｄＢ、５ｄＢ、２ｄＢのとき、エラーベクトル振幅は、それぞれ、４パーセント、１４パーセント、３１パーセントである。 However, clipping using the threshold α1 and the threshold α2 corresponds to a process of correcting the electric field information of the transmission symbol. For this reason, when clipping for reducing the dynamic range is performed, the PWM signal output from the pulse width modulator 12 is distorted, and the error vector magnitude (EVM) is deteriorated. At this time, the stronger the clipping, the larger the error vector amplitude. As an example, in the simulation shown in FIG. 9, it is assumed that the difference between the average amplitude Aave and the upper limit threshold α2 is 7 dB. In this case, when the difference between the average amplitude Aave and the lower limit threshold α1 is 10 dB, 5 dB, and 2 dB, the error vector amplitude is 4 percent, 14 percent, and 31 percent, respectively.

パルス幅変調回路３０は、この問題を緩和する機能を備える。すなわち、エラーベクトル振幅の劣化は、ダイナミックレンジ制限部３１において入力信号Ｓ１を補正することに起因する。そこで、パルス幅変調回路３０は、入力信号Ｓ１とダイナミックレンジ制限部３１から出力される信号Ｓ２との誤差を表す誤差信号Ｅを生成し、ＢＰＦ３３から出力されるＲＦ変調信号を誤差信号Ｅに基づいて補償する。この補償処理は、ＰＷＭ信号またはＲＦ変調信号からクリッピング雑音を除去する処理に相当する。 The pulse width modulation circuit 30 has a function to alleviate this problem. That is, the deterioration of the error vector amplitude is caused by correcting the input signal S1 in the dynamic range limiting unit 31. Therefore, the pulse width modulation circuit 30 generates an error signal E representing an error between the input signal S1 and the signal S2 output from the dynamic range limiting unit 31, and the RF modulation signal output from the BPF 33 is based on the error signal E. Compensate. This compensation processing corresponds to processing for removing clipping noise from the PWM signal or RF modulation signal.

ここで、誤差信号を用いてクリッピング雑音を除去する処理について説明する。以下の記載では、Ｓ１は、パルス幅変調回路３０の入力信号を表す。また、Ｓ２は、ダイナミックレンジ制限部３１の出力信号を表す。Ｓ１およびＳ２は、いずれも時間に関数である。さらに、スイッチングアンプ３２の利得および線形増幅器３６の利得は、互いに同じであるものとする。Ｇは、スイッチングアンプ３２および線形増幅器３６の利得を表す。 Here, processing for removing clipping noise using an error signal will be described. In the following description, S1 represents an input signal of the pulse width modulation circuit 30. S2 represents the output signal of the dynamic range limiting unit 31. S1 and S2 are both functions in time. Further, it is assumed that the gain of the switching amplifier 32 and the gain of the linear amplifier 36 are the same. G represents the gain of the switching amplifier 32 and the linear amplifier 36.

この場合、目標とする出力信号は、Ｓ１×Ｇである。しかし、パルス幅変調回路３０においては、ダイナミックレンジ制限部３１により入力信号Ｓ１が補正され、パルス幅変調器１２は信号Ｓ２(t)に対応するＰＷＭ信号を生成する。よって、ＢＰＦ３３の出力信号は、Ｓ１×Ｇではなく、Ｓ２×Ｇである。すなわち、ＢＰＦ３３の出力信号は、クリッピング雑音を含んでいる。そこで、パルス幅変調回路３０は、クリッピング雑音による歪みを補償するために、誤差信号Ｅを生成する。誤差信号Ｅは、クリッピング雑音に相当し、下式で表される。
Ｅ＝Ｓ１−Ｓ２
さらに、この誤差信号Ｅから生成される変調信号Ｅは、線形増幅器３６により増幅される。そして、合成器３７は、ＢＰＦ３３の出力信号に増幅された変調信号Ｅを加算する。したがって、合成器３７から出力される信号ＲＦは、（１１）式で表される。 In this case, the target output signal is S1 × G. However, in the pulse width modulation circuit 30, the input signal S1 is corrected by the dynamic range limiting unit 31, and the pulse width modulator 12 generates a PWM signal corresponding to the signal S2 (t). Therefore, the output signal of BPF 33 is not S1 × G but S2 × G. That is, the output signal of BPF 33 includes clipping noise. Therefore, the pulse width modulation circuit 30 generates an error signal E in order to compensate for distortion due to clipping noise. The error signal E corresponds to clipping noise and is represented by the following equation.
E = S1-S2
Further, the modulation signal E generated from the error signal E is amplified by the linear amplifier 36. Then, the synthesizer 37 adds the amplified modulation signal E to the output signal of the BPF 33. Therefore, the signal RF output from the synthesizer 37 is expressed by equation (11).

このように、合成器３７から出力される信号ＲＦは、目標とする出力信号と一致する。したがって、本発明の実施形態によれば、パルス幅変調器１２が備えるコンパレータ２４の速度限界の問題が緩和され、且つ、クリッピング雑音に起因する信号の歪み（エラーベクトル振幅の劣化）が抑制される。 As described above, the signal RF output from the synthesizer 37 matches the target output signal. Therefore, according to the embodiment of the present invention, the problem of the speed limit of the comparator 24 included in the pulse width modulator 12 is alleviated, and signal distortion (deterioration of error vector amplitude) due to clipping noise is suppressed. .

なお、図７に示すパルス幅変調回路３０において、ダイナミックレンジ制限部３１、パルス幅変調器１２の一部（図３に示す振幅／位相計算機２０、振幅補正部２１など）、および誤差信号生成器３４は、例えば、プロセッサエレメントおよびメモリを含むプロセッサシステムで実現される。或いは、ダイナミックレンジ制限部３１、パルス幅変調器１２の一部、および誤差信号生成器３４は、デジタル信号処理回路で実現してもよい。 In the pulse width modulation circuit 30 shown in FIG. 7, a dynamic range limiting unit 31, a part of the pulse width modulator 12 (such as the amplitude / phase calculator 20, the amplitude correction unit 21 shown in FIG. 3), and an error signal generator 34 is realized by a processor system including a processor element and a memory, for example. Alternatively, the dynamic range limiting unit 31, a part of the pulse width modulator 12, and the error signal generator 34 may be realized by a digital signal processing circuit.

また、図７に示す実施例では、ＢＰＦ３３は、スイッチングアンプ３２と合成器３７との間に実装されているが、本発明はこの構成に限定されるものではない。たとえば、ＢＰＦ３３の代わりに、合成器３７の出力側にＢＰＦ３３ａを実装してもよい。 In the embodiment shown in FIG. 7, the BPF 33 is mounted between the switching amplifier 32 and the combiner 37, but the present invention is not limited to this configuration. For example, instead of the BPF 33, the BPF 33a may be mounted on the output side of the synthesizer 37.

さらに、図７〜図８に示す実施例では、下限閾値α１および上限閾値α２の双方を利用してクリッピングが行われるが、本発明はこの構成に限定されるものではない。即ち、下限閾値α１または上限閾値α２の一方のみを利用してクリッピングを行ってもよい。例えば、下限閾値α１のみを利用してクリッピングを行う場合であっても、ＰＷＭ信号の振幅が小さくなることに起因する問題が緩和される。 Further, in the embodiment shown in FIGS. 7 to 8, clipping is performed using both the lower limit threshold value α1 and the upper limit threshold value α2, but the present invention is not limited to this configuration. That is, clipping may be performed using only one of the lower threshold α1 and the upper threshold α2. For example, even when clipping is performed using only the lower threshold α1, the problem caused by the decrease in the amplitude of the PWM signal is alleviated.

図１０は、本発明の実施形態の変形例を示す。図１０に示すパルス幅変調回路３０は、図７に示す構成に加えて、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）４１およびＩ／Ｑ復調器４２を備える。ＬＰＦ４１は、パルス幅変調器１２から出力されるＰＷＭ信号をフィルタリングする。或いは、ＬＰＦ４１は、スイッチングアンプ３２により増幅されたＰＷＭ信号をフィルタリングしてもよい。ＬＰＦ４１のカットオフ周波数は、図１１に示すように、ベースバンド信号を通過させると共に、キャリア周波数およびその高調波成分を除去するように決定される。キャリア周波数は、図３に示す発振信号生成回路２３から出力されるサイン波信号の周波数に相当する。 FIG. 10 shows a modification of the embodiment of the present invention. A pulse width modulation circuit 30 shown in FIG. 10 includes a low-pass filter (LPF) 41 and an I / Q demodulator 42 in addition to the configuration shown in FIG. The LPF 41 filters the PWM signal output from the pulse width modulator 12. Alternatively, the LPF 41 may filter the PWM signal amplified by the switching amplifier 32. As shown in FIG. 11, the cut-off frequency of the LPF 41 is determined so as to pass the baseband signal and remove the carrier frequency and its harmonic components. The carrier frequency corresponds to the frequency of the sine wave signal output from the oscillation signal generation circuit 23 shown in FIG.

Ｉ／Ｑ復調器４２は、ＬＰＦ４１の出力信号を復調して信号Ｓ３を生成する。ここで、信号Ｓ３は、ＬＰＦ４１の出力信号のＩ成分およびＱ成分を表す。そして、誤差信号生成器３４は、入力信号Ｓ１とＩ／Ｑ復調器４２から出力される信号Ｓ３との間の誤差を表す誤差信号Ｅを生成する。 The I / Q demodulator 42 demodulates the output signal of the LPF 41 to generate a signal S3. Here, the signal S3 represents an I component and a Q component of the output signal of the LPF 41. Then, the error signal generator 34 generates an error signal E representing an error between the input signal S1 and the signal S3 output from the I / Q demodulator 42.

この構成においては、ＬＰＦ４１によりキャリア周波数およびその高調波成分が除去される。よって、誤差信号生成器３４、Ｉ／Ｑ変調器３５、線形増幅器３６は、ベースバンド信号を処理する。 In this configuration, the LPF 41 removes the carrier frequency and its harmonic components. Therefore, the error signal generator 34, the I / Q modulator 35, and the linear amplifier 36 process the baseband signal.

１０通信装置
１１Ｉ／Ｑマッパ
１２パルス幅変調器
１４増幅器
１５帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）
２０振幅／位相計算機
２１振幅補正部
２２Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）
２３発振信号生成回路
２４コンパレータ
３０パルス幅変調回路
３１ダイナミックレンジ制限部
３２スイッチングアンプ
３３帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）
３４誤差信号生成器
３５Ｉ／Ｑ変調器
３６線形増幅器
３７合成器
４１低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
４２Ｉ／Ｑ復調器
５０出力回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Communication apparatus 11 I / Q mapper 12 Pulse width modulator 14 Amplifier 15 Band pass filter (BPF)
20 Amplitude / Phase Calculator 21 Amplitude Correction Unit 22 D / A Converter (DAC)
23 Oscillation signal generation circuit 24 Comparator 30 Pulse width modulation circuit 31 Dynamic range limiter 32 Switching amplifier 33 Band pass filter (BPF)
34 Error signal generator 35 I / Q modulator 36 Linear amplifier 37 Synthesizer 41 Low-pass filter (LPF)
42 I / Q demodulator 50 output circuit

Claims

A limiting unit that corrects the input signal such that the amplitude of the input signal is limited within a predetermined range;
A first amplifying unit for amplifying the input signal corrected by the limiting unit;
A second amplifying unit for amplifying an error signal generated based on the input signal and the input signal corrected by the limiting unit;
A combining unit that combines the output signal of the first amplification unit and the output signal of the second amplification unit to generate a combined signal;
An output unit for outputting a synthesized signal generated by the synthesis unit;
A communication device comprising:

The first amplification unit includes:
A pulse width modulator that generates a pulse width modulation signal based on the input signal corrected by the limiting unit;
The communication apparatus according to claim 1, further comprising: a switching amplifier that amplifies the pulse width modulation signal.

The second amplification unit includes:
A modulator that generates a modulation signal based on the error signal;
The communication apparatus according to claim 1, further comprising: a linear amplifier that amplifies the modulation signal.

A limiting unit that corrects the input signal such that the amplitude of the input signal is limited within a predetermined range;
A pulse width modulator that generates a pulse width modulation signal based on the input signal corrected by the limiting unit;
A first amplifier for amplifying the pulse width modulated signal;
A bandpass filter for filtering the pulse width modulated signal amplified by the first amplifier;
An error signal generator for generating an error signal based on the input signal and the input signal corrected by the limiting unit;
A modulator that generates a modulation signal based on the error signal;
A second amplifier for amplifying the modulated signal;
A synthesizer that synthesizes the output signal of the bandpass filter and the modulated signal amplified by the second amplifier;
A pulse width modulation circuit.

The first amplifier is a switching amplifier;
The pulse width modulation circuit according to claim 4, wherein the second amplifier is a linear amplifier.

6. The pulse width modulation circuit according to claim 4, wherein a gain of the first amplifier and a gain of the second amplifier are substantially the same.

The error signal generator generates the error signal by calculating an error between the input signal and the input signal corrected by the limiting unit.
The pulse width modulation circuit according to any one of claims 4 to 6.

A low-pass filter that filters the pulse width modulation signal output from the pulse width modulator or the pulse width modulation signal amplified by the first amplifier;
A demodulator that demodulates the output signal of the low-pass filter, and
7. The error signal generator generates the error signal by calculating an error between the input signal and an output signal of the demodulator. 8. Pulse width modulation circuit.

The said restriction | limiting part clips the amplitude of the input signal to the said minimum threshold value, when the amplitude of the said input signal is smaller than a predetermined | prescribed minimum threshold value. The any one of Claims 4-8 characterized by the above-mentioned. Pulse width modulation circuit.

The pulse width modulation circuit according to claim 9, wherein when the amplitude of the input signal is larger than a predetermined upper limit threshold, the limiting unit clips the amplitude of the input signal to the upper limit threshold.

Correcting the input signal such that the amplitude of the input signal is limited within a predetermined range;
Generate a pulse width modulated signal based on the corrected input signal,
Amplifying the pulse width modulated signal using a first amplifier;
Filtering the pulse width modulated signal amplified by the first amplifier using a band pass filter;
Generating an error signal based on the input signal and the corrected input signal;
Generating a modulation signal based on the error signal;
Amplifying the modulated signal using a second amplifier;
A pulse width modulation method comprising combining the output signal of the bandpass filter and the modulation signal amplified by the second amplifier.