JP2018155724A - Distance measuring device and distance measurement method - Google Patents
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Abstract
Description
本発明の実施形態は、測距装置及び測距方法に関する。 Embodiments described herein relate generally to a distance measuring device and a distance measuring method.
近年、車の施錠・開錠を容易にするキーレスエントリが多くの車に採用されている。この技術は自動車の鍵(キー)と自動車間の通信を利用してドアの施錠・開錠を行う。更に、近年、スマートキーにより、鍵に触れることなくドアロックの施錠・解錠を行ったり、エンジンを始動させたりすることができるスマートエントリシステムも採用されている。 In recent years, keyless entry that facilitates locking and unlocking of vehicles has been adopted in many vehicles. This technology locks and unlocks a door using communication between a car key and the car. Furthermore, in recent years, smart entry systems that can lock / unlock door locks and start engines without touching the keys with smart keys have been adopted.
しかしながら、攻撃者がキーと自動車間の通信に侵入し、車を盗難する事件が多発している。上述した攻撃(所謂リレーアタック)の防御策としてキーと自動車間の距離を測定し、距離が所定の距離以上と判断したときは通信による車の制御を禁止する策が検討されている。 However, there are many incidents where attackers infiltrate communication between keys and cars and steal cars. As a defensive measure against the above-described attack (so-called relay attack), a measure for measuring the distance between the key and the vehicle and prohibiting the control of the vehicle by communication when the distance is determined to be equal to or greater than a predetermined distance has been studied.
測距技術としては、2周波CW(Continuous Wave)方式、FM(Frequency Modulated)CW方式、ドップラ方式、位相検出方式など多数ある。一般に測距は、測定装置の同一筐体内に送信器と受信器を設け、送信器から発射した電波を対象物に当て、その反射波を受信器で検出することで、測定装置から対象物までの距離を求めるようになっている。 There are many ranging techniques such as a two-frequency CW (Continuous Wave) system, an FM (Frequency Modulated) CW system, a Doppler system, and a phase detection system. In general, distance measurement provides a transmitter and a receiver in the same housing of a measuring device, applies radio waves emitted from the transmitter to the object, and detects the reflected wave from the measuring device to the object. To get the distance.
しかしながら、対象物の反射係数が比較的小さいこと、電波法による出力電力の制限等を考慮すると、反射波を利用した測距技術では、測距可能な距離が比較的小さく、上述したリレーアタックに対する対策に利用するには十分ではない。 However, in consideration of the relatively small reflection coefficient of the object and the limitation of output power by the radio wave method, the distance measuring technique using the reflected wave has a relatively small distance that can be measured, and the above-mentioned relay attack is not affected. It is not enough to use for countermeasures.
実施形態は、2装置間の距離を各装置間の通信によって求める通信型測距を採用して正確な距離の算出を可能にすることができる測距装置及び測距方法を提供することを目的とする。 An embodiment aims to provide a distance measuring apparatus and a distance measuring method that can employ communication-type distance measurement that obtains a distance between two devices by communication between the respective devices and enable calculation of an accurate distance. And
実施形態の測距装置は、キャリア位相検出に基づいて距離を算出する測距装置において、少なくとも一方が移動自在な第1装置及び第2装置により取得した位相情報に基づいて前記第1装置と第2装置との間の距離を算出する算出部を有し、前記第1装置は、第1基準信号源と、前記第1基準信号源の出力を用いて2つ以上の第1キャリア信号を送信すると共に2つ以上の第2キャリア信号を受信する第1送受信器とを具備し、前記第2装置は、前記第1基準信号源とは独立に動作する第2基準信号源と、前記第2の基準信号源の出力を用いて前記2つ以上の第2キャリア信号を送信すると共に前記2つ以上の第1キャリア信号を受信する第2送受信器とを具備し、前記算出部は、前記第1及び第2キャリア信号の受信によって得られる位相検出結果に基づいて前記距離の算出を行う。 The distance measuring device of the embodiment is a distance measuring device that calculates a distance based on carrier phase detection, and at least one of the first device and the first device based on phase information acquired by a first device and a second device that are movable. A calculation unit that calculates a distance between two devices, wherein the first device transmits a first reference signal source and two or more first carrier signals using outputs of the first reference signal source. And a second transceiver for receiving two or more second carrier signals, wherein the second device comprises a second reference signal source that operates independently of the first reference signal source, and the second A second transmitter / receiver for transmitting the two or more second carrier signals using the output of the reference signal source and receiving the two or more first carrier signals, and the calculating unit includes the second transmitter / receiver. Phase obtained by receiving first and second carrier signals Out and calculates the distance based on the result.
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。
(第1の実施の形態)
図1は本発明の第1の実施の形態に係る測距装置を採用した測距システム示すブロック図である。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
(First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram showing a distance measuring system employing a distance measuring apparatus according to a first embodiment of the present invention.
本実施の形態は無変調キャリアを用いた位相検出方式を採用し、各装置間の通信によって各装置間の距離を求める通信型測距を採用する例を説明する。反射波を用いた一般的な位相検出方式では、上述したように測距可能な距離が比較的短い。そこで、本実施の形態においては、装置間で通信を行う通信型測距を採用する。しかしながら、各装置の各送信器同士は独立に動作することから、各送信器からの送信電波の初期位相は相互に異なり、位相差により距離を求める従来の位相検出方式では正確な距離を求めることはできない。そこで、本実施の形態においては、後述するように、一方の装置の受信により求めた位相情報を他方の装置に伝送することにより、他方の装置において正確な距離を求めることを可能にするものである。 In this embodiment, an example will be described in which a phase detection method using an unmodulated carrier is employed, and communication-type distance measurement is used to obtain the distance between devices by communication between the devices. In a general phase detection method using a reflected wave, the distance that can be measured is relatively short as described above. Therefore, in the present embodiment, communication type distance measurement that performs communication between apparatuses is adopted. However, since each transmitter of each device operates independently, the initial phase of the transmission radio wave from each transmitter is different from each other, and the conventional phase detection method for obtaining the distance by the phase difference obtains an accurate distance. I can't. Therefore, in this embodiment, as will be described later, by transmitting the phase information obtained by reception of one device to the other device, it is possible to obtain an accurate distance in the other device. is there.
先ず、図2A,2Bの説明図を参照して、反射波を利用した位相検出方式による測距の原理及びその問題点について説明する。
(位相検出方式について)
位相検出方式では、測距のために、中心角周波数ωC1から角周波数±ωB1だけずれた2つの周波数の信号を送信する。反射波を利用する測距装置においては、送信器及び受信器が同一筐体内に設けられ、送信器から発射した送信信号(電波)を対象物に反射させ、その反射波を受信する。
First, with reference to the explanatory diagrams of FIGS. 2A and 2B, the principle of distance measurement by the phase detection method using reflected waves and the problems thereof will be described.
(About the phase detection method)
In the phase detection method, signals of two frequencies shifted from the central angular frequency ω C1 by the angular frequency ± ω B1 are transmitted for distance measurement. In a distance measuring device using a reflected wave, a transmitter and a receiver are provided in the same casing, a transmission signal (radio wave) emitted from the transmitter is reflected on an object, and the reflected wave is received.
図2A及び図2Bはこの状態を示しており、送信器Tから発射した電波が壁Wによって反射して受信器Sにおいて受信されることを示している。 2A and 2B show this state, and show that the radio wave emitted from the transmitter T is reflected by the wall W and received by the receiver S. FIG.
図2Aに示すように、送信器から発射した電波の角周波数をωC1+ωB1とし、初期位相をθ1Hとする。この場合には、送信器から発射される送信信号(送信波)tx1(t)は下記(1)式で表させる。
tx1(t)=cos{(ωC1+ωB1)t+θ1H} …(1)
この送信信号が送信器から距離Rだけ離れた対象物(壁W)に遅延時間τ1で到達して反射し、受信器において受信される。電波の速度は光速c(=3×108m/s)であるので、τ1=(R/c)(秒)である。受信器で受信する信号は発射された信号に対して遅延2τ1を受けている。従って、受信器の受信信号(受信波)rx1(t)は下記(2),(3)式で表される。
rx1(t)=cos{(ωC1+ωB1)t+θ1H−θ2×Hτ1)} …(2)
θ2×Hτ1=(ωC1+ωB1)2τ1 …(3)
すなわち、送信信号は、遅延時間と送信角周波数の乗算結果(θ2×Hτ1)だけ位相シフトが生じて、受信器に受信されたことになる。
As shown in FIG. 2A, the angular frequency of the radio wave emitted from the transmitter is ω C1 + ω B1 and the initial phase is θ 1H . In this case, the transmission signal (transmission wave) tx1 (t) emitted from the transmitter is expressed by the following equation (1).
tx1 (t) = cos {(ω C1 + ω B1 ) t + θ 1H } (1)
This transmission signal arrives at an object (wall W) separated from the transmitter by a distance R with a delay time τ 1 and is reflected and received by the receiver. Since the speed of the radio wave is the speed of light c (= 3 × 10 8 m / s), τ 1 = (R / c) (seconds). The signal received at the receiver has a delay 2τ 1 with respect to the emitted signal. Therefore, the received signal (received wave) rx1 (t) of the receiver is expressed by the following equations (2) and (3).
rx1 (t) = cos {(ω C1 + ω B1 ) t + θ 1H −θ 2 × Hτ 1 )} (2)
θ 2 × Hτ1 = (ω C1 + ω B1 ) 2τ 1 (3)
That is, the transmission signal is phase-shifted by the multiplication result (θ 2 × Hτ1 ) of the delay time and the transmission angular frequency, and is received by the receiver.
同様に、図2Bに示すように、角周波数ωC1−ωB1を用いた場合の送信信号tx1(t)及び受信信号rx1(t)を、初期位相をθ1Lとして下記(4)〜(6)式に示す。
tx1(t)=cos{(ωC1−ωB1)t+θ1L} …(4)
rx1(t)=cos{(ωC1−ωB1)t+θ1L−θ2×Lτ1} …(5)
θ2×Lτ1=(ωC1−ωB1)2τ1 …(6)
角周波数ωC1+ωB1の送信信号が受信されるまでに生じる位相シフト量をθH1(t)とし、角周波数ωC1−ωB1の送信信号が受信されるまでに生じる位相シフト量をθL1(t)とすると、2つの受信波の位相シフトの差分は、(3)式から(6)式を引いた下記(7)式によって与えられる。
θH1(t)−θL1(t)=(θ2×Hτ1−θ2×Lτ1)=2ωB1×2τ1 (7)
ここで、τ1=R/cである。差分周波数ωB1は既知であるので、2つの受信波の位相シフト量の差分を測定すれば、測定結果から距離Rを、
R=c×(θ2×Hτ1−θ2×Lτ1)/(4ωB1)
と算出することができる。
Similarly, as shown in FIG. 2B, the transmission signal tx1 (t) and the reception signal rx1 (t) when the angular frequency ω C1 −ω B1 is used, and the initial phase is θ 1L and the following (4) to (6 ).
tx1 (t) = cos {(ω C1 −ω B1 ) t + θ 1L } (4)
rx1 (t) = cos {(ω C1 −ω B1 ) t + θ 1L −θ 2 × Lτ 1 } (5)
θ 2 × Lτ1 = (ω C1 −ω B1 ) 2τ 1 (6)
The phase shift amount generated until the transmission signal of the angular frequency ω C1 + ω B1 is received is θ H1 (t), and the phase shift amount generated until the transmission signal of the angular frequency ω C1 −ω B1 is received is θ L1. Assuming that (t), the phase shift difference between the two received waves is given by the following equation (7) obtained by subtracting equation (6) from equation (3).
θ H1 (t) −θ L1 (t) = (θ 2 × Hτ 1 −θ 2 × Lτ 1 ) = 2ω B1 × 2τ 1 (7)
Here, τ 1 = R / c. Since the difference frequency ω B1 is known, if the difference between the phase shift amounts of the two received waves is measured, the distance R can be calculated from the measurement result.
R = c * ([theta] 2 * H [tau] 1- [ theta] 2 * L [ tau] 1 ) / (4 [omega] B1 )
Can be calculated.
ところで、上記説明は位相情報のみを考慮して距離Rを算出したものである。次に、角周波数ωC1+ωB1の送信波を用いた場合について振幅についての考察を加える。上記(1)式に示す送信波は、距離R離れた対象物に到達する時点では、遅延量τ1=R/cだけ遅延し、距離Rに応じた減衰L1で振幅が減衰し、下記(8)式に示す到達波rx2(t)となる。
rx2(t)=L1cos{(ωC1+ωB1)t+θ1H−(ωC1+ωB1)τ1} …(8)
更に、送信波は、対象物から反射時に減衰LRFLを受ける。対象物における反射波tx2(t)は、下記(9)式で与えられる。
tx2(t)=LRFLL1cos{(ωC1+ωB1)t+θ1H−(ωC1+ωB1)τ1} …(9)
受信器で受信される受信信号はrx1(t)は、対象物から遅延量1=R/c(s)だけ遅延し、距離Rに応じた減衰L1で振幅が減衰するので、下記(10)式によって表される。
rx1(t)=L1×LRFL×L1cos{(ωC1+ωB1)t+θ1H−2(ωC1+ωB1)τ1} …(10)
このように、送信器からの送信信号は受信器に到達するまでに、L1×LRFL×L1の減衰を受けることになる。測距において送信器から発射できる信号振幅は、適用周波数に応じて電波法に従う必要がある。例えば、920MHz帯の特定周波数では、送信信号電力を1mW以下に抑える制限がある。受信信号の信号雑音比の観点から、正確に測距するためには送信から受信までに受ける減衰を小さく抑える必要がある。しかしながら、上述したように、反射波を利用した測距では減衰が比較的大きいことから、正確に測距できる距離が短い。
In the above description, the distance R is calculated considering only the phase information. Next, consideration is given to the amplitude when a transmission wave having an angular frequency ω C1 + ω B1 is used. The transmission wave shown in the above equation (1) is delayed by an amount of delay τ 1 = R / c when reaching a target distant from the distance R, and the amplitude is attenuated by the attenuation L1 corresponding to the distance R. The reaching wave rx2 (t) shown in the equation (8) is obtained.
rx2 (t) = L 1 cos {(ω C1 + ω B1 ) t + θ 1H − (ω C1 + ω B1 ) τ 1 } (8)
Further, the transmitted wave is attenuated L RFL when reflected from the object. The reflected wave tx2 (t) on the object is given by the following equation (9).
tx2 (t) = L RFL L 1 cos {(ω C1 + ω B1 ) t + θ 1H − (ω C1 + ω B1 ) τ 1 } (9)
Since the received signal received by the receiver is rx1 (t) delayed from the object by a
rx1 (t) = L 1 × L RFL ×
Thus, the transmission signal from the transmitter is attenuated by L 1 × L RFL × L 1 before reaching the receiver. The signal amplitude that can be emitted from the transmitter in ranging needs to comply with the Radio Law according to the applied frequency. For example, at a specific frequency in the 920 MHz band, there is a restriction that suppresses transmission signal power to 1 mW or less. From the viewpoint of the signal-to-noise ratio of the received signal, it is necessary to suppress the attenuation received from transmission to reception in order to accurately measure the distance. However, as described above, the distance using the reflected wave has a relatively large attenuation, and therefore the distance that can be accurately measured is short.
そこで、上述したように、本実施の形態においては、反射波を利用することなく、2つの装置間で互いに信号を送信及び受信することにより、LRFL×L1分だけ減衰を低減することで、正確に測距できる距離を拡大するようになっている。 Therefore, as described above, in the present embodiment, the attenuation is reduced by L RFL × L 1 by transmitting and receiving signals between the two apparatuses without using the reflected wave. The distance that can be accurately measured is expanded.
しかしながら、2つの装置は、互いに距離Rだけ離間しており同一の基準信号を共有することができず、一般にその送信信号を受信に用いる局部発振信号に同期させることは困難である。つまり、2つの装置間では、信号周波数にずれが生じるだけでなく、初期位相については不明である。以下、このような非同期の送信波を用いた場合の測距における問題について説明する。
(非同期の場合の課題)
本実施の形態における測距システムでは、2物体間の測距に際して、各物体の位置にそれぞれ非同期にキャリア信号(送信信号)を出射する2つの装置(第1装置及び第2装置)を配置し、これらの2つの装置間の距離Rを求める。本実施の形態においては、第1装置において中心角周波数ωC1から角周波数±ωB1だけずれた2つの周波数のキャリア信号を送信し、第2装置において中心角周波数ωC2から角周波数±ωB2だけずれた2つの周波数のキャリア信号を送信する。
However, the two devices are separated from each other by a distance R and cannot share the same reference signal, and it is generally difficult to synchronize the transmission signal with a local oscillation signal used for reception. That is, not only does the signal frequency shift between the two devices, but the initial phase is unknown. Hereinafter, a problem in ranging when such an asynchronous transmission wave is used will be described.
(Issue when asynchronous)
In the distance measuring system according to the present embodiment, two devices (a first device and a second device) that emit carrier signals (transmission signals) asynchronously at the positions of the respective objects are arranged at the distance between the two objects. The distance R between these two devices is determined. In the present embodiment, a carrier signal having two frequencies shifted from the central angular frequency ω C1 by the angular frequency ± ω B1 is transmitted in the first device, and the angular frequency ± ω B2 from the central angular frequency ω C2 in the second device. A carrier signal having two frequencies shifted by a certain amount is transmitted.
図3A及び図3Bは、2つの装置A1,A2間で、上述した位相検出方式を単に適用した場合の問題を説明する説明図である。装置A1の送信信号を装置A2で受信する場合を想定する。装置A1の局部発振器は、送信波のキャリア角周波数がωC1+ωB1とωC1−ωB1の2波をヘテロダイン方式で生成するために必要な周波数の信号を発生し、装置A1はこの角周波数の2つの送信波を送信する。また、装置A2の局部発振器は、送信波の角周波数がωC2+ωB2とωC2−ωB2の2波をヘテロダイン方式で生成するために必要な周波数の信号を発生し、装置A2は局部発振器からの信号を用いてヘテロダイン方式の受信を行うものとする。 3A and 3B are explanatory diagrams for explaining a problem when the above-described phase detection method is simply applied between the two devices A1 and A2. Assume that the device A2 receives the transmission signal of the device A1. The local oscillator of the device A1 generates a signal having a frequency necessary for generating two waves having a carrier angular frequency of the transmission wave of ω C1 + ω B1 and ω C1 −ω B1 by the heterodyne method, and the device A1 generates the angular frequency. Are transmitted. In addition, the local oscillator of the device A2 generates a signal having a frequency necessary for generating two waves having a transmission wave angular frequency of ω C2 + ω B2 and ω C2 −ω B2 in a heterodyne manner, and the device A2 is a local oscillator. It is assumed that heterodyne reception is performed using a signal from
ここで、上述した反射波を用いた場合と対応させるため、送受信間の距離は2Rとする。また、装置A1からの角周波数ωC1+ωB1の送信信号と角周波数ωC1−ωB1の送信信号の初期位相はそれぞれθ1H、θ1Lとする。また、装置A2の角周波数がωC2+ωB2,ωC2−ωB2の2つの信号の初期位相はそれぞれθ2H、θ2Lとする。 Here, in order to correspond to the case where the reflected wave is used, the distance between transmission and reception is 2R. The initial phases of the transmission signal of angular frequency ω C1 + ω B1 and the transmission signal of angular frequency ω C1 −ω B1 from the device A1 are assumed to be θ 1H and θ 1L , respectively. Further, the initial phases of the two signals having the angular frequencies of the device A2 of ω C2 + ω B2 and ω C2 −ω B2 are θ 2H and θ 2L , respectively.
まず、角周波数ωC1+ωB1の送信信号について位相を考える。装置A1からは上記(1)式に示す送信信号が出力される。装置A2における受信信号rx2(t)は、下記(11)式で与えられる。
rx2(t)=cos{(ωC1+ωB1)t+θ1H−θ2×Hτ1} …(11)
装置A2においては、2つの信号cos{(ωC2+ωB2)t+θ2H}及びsin{(ωC2+ωB2)t+θ2H}と式(11)の受信波とを乗算することにより、受信波を同相成分(I信号)と直交成分(Q信号)とに分離して復調する。受信波の位相(以下、検出位相又は単に位相という)は、I,Q信号から簡単に求めることができる。即ち、検出位相θH1(t)は下記(12)式で表される。なお、下記(12)式では、角周波数ωC1+ωC2近傍の高調波の項は、復調時に除去されるので省略している。
θH1(t)=tan−1(Q(t)/I(t))=−{(ωC1−ωC2)t+(ωB1−ωB2)t+θ1H−θ2H−θ2×Hτ1} …(12)
同様に、装置A1から角周波数ωC1−ωB1の送信信号を送信した場合において、装置A2において得られるI,Q信号から求められる検出位相θL1(t)は、下記(13)式で与えられる。なお、下記(13)式では、角周波数ωC1+ωC2近傍の高調波の項は、復調時に除去されるので省略している。
θL1(t)=tan−1(Q(t)/I(t))=−{(ωC1−ωC2)t−(ωB1−ωB2)t+θ1L−θ2L−θ2×Lτ1} …(13)
これらの2つの検出位相の位相差(以下、検出位相差又は単に位相差という)θH1(t)−θL1(t)は、下記(14)式で表される。
θH1(t)−θL1(t)=−2(ωB1−ωB2)t+(θ1H−θ1L)−(θ2H−θ2L)+(θ2×Hτ1−θ2×Lτ1) …(14)
反射波を利用した従来の測距装置は、装置A1と装置A2とが同一の装置であって局部発振器を共有していることになるので、下記(15)式〜(17)式を満足する。
ωB1=ωB2 …(15)
θ1H=θ2H …(16)
θ1L=θ2L …(17)
(15)式〜(17)式が成立する場合には、(14)式は上述した(7)式と等しくなり、装置A2における受信信号に対するI,Q復調処理によって求めた位相差により、装置A1と装置A2との間の距離Rを算出できることになる。
First, consider the phase of the transmission signal of angular frequency ω C1 + ω B1 . The device A1 outputs the transmission signal shown in the above equation (1). The reception signal rx2 (t) in the device A2 is given by the following equation (11).
rx2 (t) = cos {(ω C1 + ω B1 ) t + θ 1H −θ 2 × Hτ 1 } (11)
In the device A2, the two signals cos {(ω C2 + ω B2 ) t + θ 2H } and sin {(ω C2 + ω B2 ) t + θ 2H } are multiplied by the received wave of the equation (11) to make the received wave in-phase. The component (I signal) and the quadrature component (Q signal) are separated and demodulated. The phase of the received wave (hereinafter referred to as the detection phase or simply the phase) can be easily obtained from the I and Q signals. That is, the detection phase θ H1 (t) is expressed by the following equation (12). In the following equation (12), the harmonic term near the angular frequency ω C1 + ω C2 is omitted because it is removed during demodulation.
θ H1 (t) = tan −1 (Q (t) / I (t)) = − {(ω C1 −ω C2 ) t + (ω B1 −ω B2 ) t + θ 1H −θ 2H −θ 2 × Hτ 1 } (12)
Similarly, when a transmission signal having an angular frequency ω C1 −ω B1 is transmitted from the device A1, the detection phase θ L1 (t) obtained from the I and Q signals obtained by the device A2 is given by the following equation (13). It is done. In the following equation (13), the harmonic term near the angular frequency ω C1 + ω C2 is omitted because it is removed during demodulation.
θ L1 (t) = tan −1 (Q (t) / I (t)) = − {(ω C1 −ω C2 ) t− (ω B1 −ω B2 ) t + θ 1L −θ 2L −θ 2 × Lτ 1 } ... (13)
A phase difference between these two detection phases (hereinafter referred to as a detection phase difference or simply a phase difference) θ H1 (t) −θ L1 (t) is expressed by the following equation (14).
θ H1 (t) −θ L1 (t) = − 2 (ω B1 −ω B2 ) t + (θ 1H −θ 1L ) − (θ 2H −θ 2L ) + (θ 2 × Hτ1 −θ 2 × Lτ1 ) ... (14)
In the conventional distance measuring device using the reflected wave, since the device A1 and the device A2 are the same device and share a local oscillator, the following equations (15) to (17) are satisfied. .
ω B1 = ω B2 (15)
θ 1H = θ 2H (16)
θ 1L = θ 2L (17)
When the equations (15) to (17) are established, the equation (14) is equal to the above-described equation (7), and the device is determined by the phase difference obtained by the I and Q demodulation processing on the received signal in the device A2. The distance R between A1 and apparatus A2 can be calculated.
しかしながら、装置A1と装置A2とは離間して設けられ、局部発振器は相互に独立して動作するので、上記式(15)〜式(17)は満足しない。この場合には、初期位相の差分等の未知の情報が(14)式に含まれており、正しく距離を算出することはできない。
(実施の形態の測距方法)
第1装置が送信した上述した2つの角周波数の信号を第2装置において受信して各信号の位相を求めると共に、第2装置が送信した上述した2つの角周波数の信号を第1装置において受信して各信号の位相を求める。更に、第1装置と第2装置のいずれか一方から他方に、位相情報を伝送する。本実施の形態においては、後述するように、第1装置の受信によって求められる2つの信号の位相差と第2装置の受信によって求められる2つの信号の位相差とを加算することにより、第1装置と第2装置との間の距離Rを求めるようになっている。なお、位相情報としては、I,Q信号であってもよく、I,Q信号から求めた位相の情報であってもよく、周波数が異なる2つの信号から求めた位相の差の情報であってもよい。
(構成)
図1において、第1装置1(以下、装置1ともいう)と第2装置2(以下、装置2ともいう)とは距離Rだけ離間して配置されている。装置1と装置2の少なくとも一方は移動自在であり、距離Rはこの移動に伴って変化する。装置1には、制御部11が設けられている。制御部11は、装置1の各部を制御する。制御部11は、CPU等を用いたプロセッサによって構成されて、図示しないメモリに記憶されたプログラムに従って動作して各部を制御するものであってもよい。
However, since the devices A1 and A2 are provided apart from each other and the local oscillators operate independently of each other, the above equations (15) to (17) are not satisfied. In this case, unknown information such as the initial phase difference is included in the equation (14), and the distance cannot be calculated correctly.
(Distance measurement method of embodiment)
The above-mentioned two angular frequency signals transmitted by the first device are received by the second device to determine the phase of each signal, and the above-mentioned two angular frequency signals transmitted by the second device are received by the first device. Thus, the phase of each signal is obtained. Furthermore, phase information is transmitted from one of the first device and the second device to the other. In the present embodiment, as described later, the first signal is obtained by adding the phase difference between the two signals obtained by reception of the first device and the phase difference between the two signals obtained by reception of the second device. A distance R between the device and the second device is obtained. The phase information may be I and Q signals, phase information obtained from the I and Q signals, or phase difference information obtained from two signals having different frequencies. Also good.
(Constitution)
In FIG. 1, the first device 1 (hereinafter also referred to as device 1) and the second device 2 (hereinafter also referred to as device 2) are spaced apart by a distance R. At least one of the
発振器13は、制御部11に制御されて、内蔵する基準発振器をもとに2つの周波数の発振信号(ローカル信号)を発生する。発振器13からの各発振信号は、送信部14及び受信部15に供給される。発振器13が発生する発振信号の角周波数は、送信部14の送信波の角周波数としてωC1+ωB1及びωC1−ωB1の2波を生成するために必要な角周波数に設定される。
The
送信部14は例えば直交変調器によって構成することができる。送信部14は、制御部11に制御されて、角周波数がωC1+ωB1の送信信号及び角周波数がωC1−ωB1の送信信号の2つの送信波を出力することができるようになっている。送信部14からの送信波はアンテナ回路17に供給される。
The
アンテナ回路17は、1つ以上のアンテナを有しており、送信部14からの送信波を送信することができるようになっている。また、アンテナ回路17は、後述する装置2からの送信波を受信して受信信号を受信部15に供給するようになっている。
The
受信部15は例えば直交復調器によって構成することができる。受信部15は、制御部11に制御されて、発振器13からの例えば角周波数がωC1,ωB1の信号を用いて、装置2からの送信波を受信して復調し、受信波の同相成分(I信号)及び直交成分(Q信号)を分離して出力することができるようになっている。
The receiving
装置2の構成は装置1と同様である。すなわち、第2装置には、制御部21が設けられている。制御部21は、装置20の各部を制御する。制御部21は、CPU等を用いたプロセッサによって構成されて、図示しないメモリに記憶されたプログラムに従って動作して各部を制御するものであってもよい。
The configuration of the
発振器23は、制御部21に制御されて、内蔵する基準発振器をもとに2つの周波数の発振信号を発生する。発振器23からの各発振信号は、送信部24及び受信部25に供給される。発振器23が発生する発振信号の角周波数は、送信部24の送信波の角周波数としてωC2+ωB2及びωC2−ωB2の2波を生成するために必要な角周波数に設定される。
The
送信部24は例えば直交変調器によって構成することができる。送信部24は、制御部21に制御されて、角周波数がωC2+ωB2の送信信号及び角周波数がωC2−ωB2の送信信号の2つの送信波を出力することができるようになっている。送信部24からの送信波はアンテナ回路27に供給される。
The
アンテナ回路27は、1つ以上のアンテナを有しており、送信部24からの送信波を送信することができるようになっている。また、アンテナ回路27は、装置1からの送信波を受信して受信信号を受信部25に供給するようになっている。
The
受信部25は例えば直交復調器によって構成することができる。受信部25は、制御部21に制御されて、発振器23からの例えば角周波数がωC2,ωB2の信号を用いて、装置1からの送信波を受信して復調し、受信波の同相成分(I信号)及び直交成分(Q信号)を分離して出力することができるようになっている。
The receiving unit 25 can be constituted by, for example, a quadrature demodulator. The receiving unit 25 is controlled by the
図4は図1中の送信部14及び受信部15の具体的な構成の一例を示す回路図である。また、図5は図1中の送信部24及び受信部25の具体的な構成の一例を示す回路図である。図4及び図5はイメージ抑圧方式の送受信器を示しているが、この構成に限定されるものではない。
FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a specific configuration of the
なお、イメージ抑圧方式の構成は公知であり、その特徴は、高周波用のローカル角周波数、ここではωC1又はωC2を中心として、より高い角周波数帯を復調するときには、より低い角周波数帯の信号は減衰され、より低い角周波数帯を復調するときには、より高い角周波数帯の信号は減衰されるというものである。このフィルタリング効果は信号処理に起因するものである。なお、送信についても同様である。ωC1又はωC2を中心としてより高い角周波数帯を復調するときは、図4及び図5中のsin(ωB1t+θB1)又はsin(ωB2t+θB2)を用い、より低い角周波数帯を復調するときは、図4及び図5中、−sin(ωB1t+θB1)又は−sin(ωB2t+θB2)を用いる。この極性の変更により復調する周波数帯が決まる。 The configuration of the image suppression method is known, and the feature is that when a higher angular frequency band is demodulated around the local angular frequency for high frequency, here ω C1 or ω C2 , the lower angular frequency band The signal is attenuated, and when demodulating the lower angular frequency band, the signal in the higher angular frequency band is attenuated. This filtering effect is due to signal processing. The same applies to transmission. When demodulating a higher angular frequency band around ω C1 or ω C2 , sin (ω B1 t + θ B1 ) or sin (ω B2 t + θ B2 ) in FIGS. 4 and 5 is used, and a lower angular frequency band is used. When demodulating, −sin (ω B1 t + θ B1 ) or −sin (ω B2 t + θ B2 ) is used in FIGS. 4 and 5. This frequency change determines the frequency band to be demodulated.
なお、イメージ抑圧方式の受信器では、角周波数ωC1+ωC2近傍の高調波の項は、復調時に除去されるので、下記演算においては、この項を省略して示している。 In the image suppression type receiver, the harmonic term near the angular frequency ω C1 + ω C2 is removed at the time of demodulation, so this term is omitted in the following calculation.
送信部14は、乗算器TM11,TM12及び加算器TS11によって構成されている。乗算器TM11,TM12には、発振器13から角周波数がωC1で位相が相互に90度異なる発振信号がそれぞれ与えられる。また、乗算器TM11,TM12には角周波数がωB1で位相が相互に90度異なる発振信号がそれぞれ与えられる。また、乗算器TM12には、発振器13から角周波数がωB1の発振信号の反転信号も与えられる。
The
乗算器TM11,TM12はそれぞれ2入力を乗算して、乗算結果を加算器TS11に与える。加算器TS11は乗算器TM11,TM12の出力を加算して加算結果を送信波tx1として出力するようになっている。 Multipliers TM11 and TM12 each multiply two inputs and provide the multiplication result to adder TS11. The adder TS11 adds the outputs of the multipliers TM11 and TM12 and outputs the addition result as a transmission wave tx1.
受信部15は、乗算器RM11〜RM16及び加算器RS11,RS12によって構成されている。乗算器RM11,RM12には、装置2の送信波がアンテナ回路17を介して受信信号rx1として入力される。乗算器RM11,RM12には、発振器13から角周波数がωC1で位相が相互に90度異なる発振信号がそれぞれ与えられる。乗算器RM11は2入力を乗算して乗算結果を乗算器RM13,RM14に与え、乗算器RM12は2入力を乗算して乗算結果を乗算器RM15,RM16に与える。
The receiving
乗算器RM13,RM15には、発振器13から角周波数(ベースバンド用ローカル角周波数)がωB1の発振信号が与えられる。乗算器RM13は2入力を乗算して乗算結果を加算器RS11に与え、乗算器RM14は2入力を乗算して乗算結果を加算器RS12に与える。
Multipliers RM13 and RM15 are supplied with an oscillation signal having an angular frequency (baseband local angular frequency) of ω B1 from the
また、乗算器RM14,RM16には、発振器13から角周波数がωB1の発振信号か又はその反転信号で乗算器RM13に与えるωB1の発振信号と直交した信号が与えられる。乗算器RM14は2入力を乗算して乗算結果を加算器RS12に与え、乗算器RM16は2入力を乗算して乗算結果を加算器RS11に与える。
The multipliers RM14 and RM16 are supplied from the
加算器RS11は乗算器RM13,RM16の出力を加算して減算結果をI信号として出力するようになっている。また、加算器RS12は乗算器RM14,RM15の出力を加算して加算結果をQ信号として出力するようになっている。受信部15からのI,Q信号は制御部11に供給される。
The adder RS11 adds the outputs of the multipliers RM13 and RM16 and outputs the subtraction result as an I signal. The adder RS12 adds the outputs of the multipliers RM14 and RM15 and outputs the addition result as a Q signal. The I and Q signals from the receiving
図4及び図5の回路は同一の回路を示している。即ち、図5において、乗算器TM21,TM22,RM21〜RM26及び加算器TS21,RS21,RS22の構成は、夫々図4の乗算器TM11,TM12,RM11〜RM16及び加算器TS11,RS11,RS12の構成と同様である。発振器23の発振信号の周波数及び位相が発振器13と異なることから、図5においては、図4の角周波数ωB1に代えてベースバンド用ローカル角周波数ωB2が入力され、図4の角周波数ωC1に代えてωC2が入力される点が異なるのみである。受信部25からのI,Q信号は制御部21に供給される。
4 and 5 show the same circuit. That is, in FIG. 5, the configurations of multipliers TM21, TM22, RM21 to RM26 and adders TS21, RS21, and RS22 are the configurations of multipliers TM11, TM12, RM11 to RM16, and adders TS11, RS11, and RS12 of FIG. It is the same. Since the frequency and phase of the oscillation signal of the
本実施の形態においては、装置1の制御部11は、送信部14を制御して、角周波数がωC1+ωB1及びωC1−ωB1の2つの送信波をアンテナ回路17を介して送信させる。
In the present embodiment, the
一方、装置2の制御部21は、送信部24を制御して、角周波数がωC2+ωB2及びωC2−ωB2の2つの送信波をアンテナ回路27を介して送信させる。
On the other hand, the
装置1の制御部11は、受信部15を制御して、装置2からの2つの送信波を受信させてI,Q信号を夫々取得する。制御部11は、2つの受信信号によりそれぞれ得られるI,Q信号から求めた2つの位相の差を求める。
The
同様に、装置2の制御部21は、受信部25を制御して、装置1からの2つの送信波を受信させてI,Q信号を夫々取得する。制御部21においても、2つの受信信号によりそれぞれ得られるI,Q信号から求めた2つの位相の差を求める。
Similarly, the
本実施の形態においては、装置1の制御部11は、取得したI,Q信号に基づく位相情報を送信部14に与えて送信させる。なお、上述したように、位相情報としては、例えば所定の初期値を与えたり、2つの受信信号から求めたI,Q信号であってもよく、これらのI,Q信号から求めた位相の情報であってもよく、これらの位相の差の情報であってもよい。
In this Embodiment, the
例えば、制御部11は、角周波数がωB2の受信信号の位相情報に基づくI,Q信号を生成して乗算器TM11,TM12にそれぞれ供給することで、位相情報を送信するようにしてもよい。
For example, the
また、制御部11は、角周波数がωB1の発振信号の送信時に、角周波数がωB1の発振信号の初期位相に角周波数ωB2の受信信号の位相情報を加算したI,Q信号を生成し、乗算器TM11,TM12にそれぞれ供給することで、位相情報を送信するようにしてもよい。
The
装置2の受信部25は、アンテナ回路27を介して送信部14が送信した位相情報を受信する。受信部25は受信信号を復調して、位相情報のI,Q信号を得る。このI,Q信号は制御部21に供給される。制御部21は、受信部25からの位相情報により、装置1の制御部11によって取得された位相差を含む値を得る。算出部としての制御部21は、受信部25の受信結果によって得た位相差と、装置2から送信された位相情報に基づく位相差とを加算することで、第1装置1と第2装置2との間の距離Rを算出する。
The receiving unit 25 of the
次に、このように構成された実施の形態の動作について図6のフローチャートを参照して説明する。図6は左側に装置1の動作を示し、右側に装置2の動作を示している。図6において装置1,2のステップ相互間を結ぶ矢印は装置1,2間で通信が行われることを示している。なお、ステップS4、S5、S14、S15はほぼ同時に実行される。
Next, the operation of the embodiment configured as described above will be described with reference to the flowchart of FIG. FIG. 6 shows the operation of the
装置1の制御部11は、ステップS1において、測距開始の指示があったか否かを判定し、測距開始の指示があると発振器13を制御して必要な発振信号の出力を開始させる。また、装置2の制御部21は、ステップS11において、測距開始の指示があったか否かを判定し、測距開始の指示があると発振器23を制御して必要な発振信号の出力を開始させる。
In step S1, the
なお、後述するように、制御部11はステップS9において発振を終了させ、制御部21はステップS20において発振を終了させている。制御部11,21における発振の開始及び終了の制御は、測距のための送信及び受信期間中には、発振器13,23の発振を停止させないことを示すものであり、実際の発振の開始及び終了タイミングは図6のフローに限定されない。発振器13,23の発振が継続している期間には、各発振器13,23の初期位相が新たに設定されることはない。
As will be described later, the
装置1の制御部11は、ステップS3において2つの送信信号を生成して、これらの送信信号を送信波としてアンテナ回路17から送信させる(ステップS4)。また、装置2の制御部21は、ステップS13において2つの送信信号を生成して、これらの送信信号を送信波としてアンテナ回路27から送信させる(ステップS14)。
The
装置1の発振器13から出力される周波数がωC1の発振信号の初期位相はθC1であり、周波数がωB1の発振信号の初期位相はθB1であるものとする。なお、上述したように、これらの初期位相θC1,θB1は、発振器13の発振が継続する限り、新たに設定されることはない。
It is assumed that the initial phase of the oscillation signal having the frequency ω C1 output from the
なお、装置2の発振器23から出力される周波数がωC2の発振信号の初期位相はθC2であり、周波数がωB2の発振信号の初期位相はθB2であるものとする。これらの初期位相θC2,θB2についても、発振器23の発振が継続する限り、新たに設定されることはない。
It is assumed that the initial phase of the oscillation signal having the frequency ω C2 output from the
なお、2周波の同時送信、同時受信を想定した場合は、装置1に図4の無線部が2つ、装置2に図5の無線部が2つ必要となる。もしくはスーパーヘテロダイン方式等の無線機を用いる。ただし、それぞれの発振器は同一のものを使用するものとする。
(装置1からの角周波数がωC1+ωB1の送信波の送受信)
送信部14を構成する乗算器TM11,TM12及び加算器TS11によって、装置1からは角周波数がωC1+ωB1とωC1−ωB1の2送信波が出力される。角周波数がωC1+ωB1の送信信号tx1(t)は、下記(18)式で表される。
tx1(t)=cos(ωC1t+θC1)cos(ωB1t+θB1)−sin(ωC1t+θC1)sin(ωB1t+θB1)
=cos{(ωC1+ωB1)t+θC1+θB1} …(18)
装置1、2相互間の距離をRとし、装置1からの送信波が装置2において受信されるまでの遅延をτ1とすると、装置2の受信信号rx2(t)は、下記(19),(20)式によって示すことができる。
rx2(t)=cos{(ωC1+ωB1)(t−τ1)+θC1+θB1}
=cos{(ωC1+ωB1)t+θC1+θB1−θτH1} …(19)
θτH1=(ωC1+ωB1)τ1 …(20)
この受信信号rx2(t)がアンテナ回路27によって受信されて受信部25に供給される。図5の受信器においては、受信信号rx2(t)は、乗算器RM21,RM22に入力される。次に、図5の受信器の各ノードにおける信号を順次計算する。乗算器RM21,RM23,RM24の出力を夫々I1(t),I2(t),I3(t)とし、乗算器RM22,RM26,RM25の出力を夫々Q1(t),Q2(t),Q3(t)とし、加算器RS21,RS22の出力を夫々I(t),Q(t)とする。これらの出力は、下記(21)式〜(26)式によって示される。
I1(t)=cos(ωC2t+θC2)×cos{(ωC1+ωB1)t+θC1+θB1−θτH1} …(21)
Q1(t)=sin(ωC2t+θC2)×cos{(ωC1+ωB1)t+θC1+θB1−θτH1} …(22)
I2(t)=I1(t)×cos(ωB2t+θB2) …(23)
Q2(t)=Q1(t)×sin(ωB2t+θB2) …(24)
I3(t)=I1(t)×sin(ωB2t+θB2) …(25)
Q3(t)=Q1(t)×cos(ωB2t+θB2) …(26)
加算器RS21の出力I(t)は、I(t)=I2(t)+Q2(t)であり、加算器RS22の出力Q(t)は、Q(t)=I3(t)−Q3(t)である。これらのI(t),Q(t)から得られる位相θH1(t)は、下記(27)で示される。
θH1(t)=tan−1(Q(t)/I(t))=−{(ωC1−ωC2)t+(ωB1−ωB2)t+θC1−θC2+θB1−θB2−θτH1} …(27)
(装置2からの角周波数がωC2+ωB2の送信波の送受信)
同様に、装置2から送信される角周波数ωC2+ωB2の信号tx2(t)が遅延τ2後に、装置1で受信された場合において、装置1で検出するI(t),Q(t)信号から得られる位相θH2(t)を求める。
tx2(t)=cos(ωC2t+θC2)cos(ωB2t+θB2)−sin(ωC2t+θC2)sin(ωB2t+θB2)
=cos{(ωC2+ωB2)t+θC2+θB2} …(28)
rx1(t)=cos{(ωC2+ωB2)(t−τ2)+θC2+θB2}
=cos{(ωC2+ωB2)t+θC2+θB2−θτH2} …(29)
θτH2=(ωC2+ωB2)τ2 …(30)
この受信信号rx1(t)がアンテナ回路17によって受信されて受信部15に供給される。図4の受信器においては、受信信号rx1(t)は、乗算器RM11,RM12に入力される。次に、図4の受信器の各ノードにおける信号を順次計算する。乗算器RM11,RM13,RM14の出力を夫々I1(t),I2(t),I3(t)とし、乗算器RM12,RM16,RM15の出力を夫々Q1(t),Q2(t),Q3(t)とし、加算器RS11,RS12の出力を夫々I(t),Q(t)とする。これらの出力は、下記(31)式〜(36)式によって示される。
I1(t)=cos(ωC1t+θC1)×cos{(ωC2+ωB2)t+θC2+θB2−θτH2} …(31)
Q1(t)=sin(ωC1t+θC1)×cos{(ωC2+ωB2)t+θC2+θB2−θτH2} …(32)
I2(t)=I1(t)×cos(ωB1t+θB1) …(33)
Q2(t)=Q1(t)×sin(ωB1t+θB1) …(34)
I3(t)=I1(t)×sin(ωB1t+θB1) …(35)
Q3(t)=Q1(t)×cos(ωB1t+θB1) …(36)
加算器RS11の出力I(t)は、I(t)=I2(t)+Q2(t)であり、加算器RS12の出力Q(t)は、Q(t)=I3(t)−Q3(t)である。これらのI(t),Q(t)から得られる位相θH2(t)=tan−1(Q(t)/I(t))は、下記(37)で示される。
θH2(t)=(ωC1−ωC2)t+(ωB1−ωB2)t+θC1−θC2+θB1−θB2+θτH2 …(37)
(装置1からの角周波数がωC1−ωB1の送信波の送受信)
次に、装置1から送信される角周波数ωC1−ωB1の信号tx1(t)について、同様の演算を行う。
tx1(t)=cos(ωC1t+θC1)cos(ωB1t+θB1)+sin(ωC1t+θC1)sin(ωB1t+θB1)
=cos{(ωC1−ωB1)t+θC1−θB1} …(38)
となる。装置1、装置2間の距離はRで、遅延時間はτ1であるので、装置2での受信信号rx2(t)は、下記(39),(40)式で与えられる。
rx2(t)=cos{(ωC1−ωB1)(t−τ1)+θC1−θB1}
=cos{(ωC1−ωB1)t+θC1−θB1−θτL1} (39)
θτL1=(ωC1−ωB1)τ1 (40)
装置2の各ノードの信号は、下記(43)〜(47)式に示すことができる。
I1(t)=cos(ωC2t+θC2)×cos{(ωC1−ωB1)t+θC1−θB1−θτL1} …(41)
Q1(t)=sin(ωC2t+θC2)×cos{(ωC1−ωB1)t+θC1−θB1−θτL1} …(42)
I2(t)=I1(t)×cos(ωB2t+θB2) …(43)
Q2(t)=Q1(t)×−sin(ωB2t+θB2) …(44)
I3(t)=I1(t)×−sin(ωB2t+θB2) …(45)
Q3(t)=Q1(t)×cos(ωB2t+θB2) …(46)
加算器RS21から得られるI(t)=I2(t)−Q2(t)と、加算器RS22から得られるQ(t)=I3(t)+Q3(t)から装置2で検出する位相θH1(t)=tan−1(Q(t)/I(t))は、下記(47)式で与えられる。
θL1(t)=tan−1(Q(t)/I(t))=−{(ωC1−ωC2)t−(ωB1−ωB2)t+θC1−θC2−(θB1−θB2)−θτL1} …(47)
(装置2からの角周波数がωC2−ωB2の送信波の送受信)
同様に、装置2から送信される角周波数ωC2−ωB2の信号tx2(t)が遅延τ2後に、装置1で受信された場合において、装置1で検出するI(t),Q(t)信号から得られる位相θL2(t)を求める。
tx2(t)=cos(ωC2t+θC2)cos(ωB2t+θB2)+sin(ωC2t+θC2)sin(ωB2t+θB2)
=cos{(ωC2−ωB2)t+θC2−θB2} …(48)
rx1(t)=cos{(ωC2−ωB2)(t−τ2)+θC2−θB2}
=cos{(ωC2−ωB2)t+θC2−θB2−θτL2} …(49)
θτL2=(ωC2−ωB2)τ2 …(50)
装置1の各ノードの信号は、下記(53)〜(57)式に示すことができる。
I1(t)=cos(ωC1t+θC1)×cos{(ωC2−ωB2)t+θC2−θB2−θτL2} …(51)
Q1(t)=sin(ωC1t+θC1)×cos{(ωC2−ωB2)t+θC2−θB2−θτL2} …(52)
I2(t)=I1(t)×cos(ωB1t+θB1) …(53)
Q2(t)=Q1(t)×−sin(ωB1t+θB1) …(54)
I3(t)=I1(t)×−sin(ωB1t+θB1) …(55)
Q3(t)=Q1(t)×cos(ωB1t+θB1) …(56)
加算器RS11から得られるI(t)=I2(t)−Q2(t)と、加算器RS12から得られるQ(t)=I3(t)+Q3(t)から装置1で検出する位相θH1(t)=tan−1(Q(t)/I(t))は、下記(57)式で与えられる。
θL2(t)=(ωC1−ωC2)t−(ωB1−ωB2)t+θC1−θC2−(θB1−θB2)+θτL2 …(57)
装置1の制御部11は、図6のステップS6において、受信部15が受信したI,Q信号を取得し、ステップS7において、上記(27),(47)式に示す位相θτH1(t)及びθτL1(t)を算出する。また、装置2の制御部21は、図6のステップS16において、受信部25が受信したI,Q信号を取得し、ステップS17において、上記(37),(57)式に示す位相θτH2(t)及びθτL2(t)を算出する。
When two-frequency simultaneous transmission and simultaneous reception are assumed, the
(Transmission / reception of transmission wave with angular frequency ω C1 + ω B1 from device 1)
Two transmission waves having angular frequencies ω C1 + ω B1 and ω C1 −ω B1 are output from the
tx1 (t) = cos (ω C1 t + θ C1 ) cos (ω B1 t + θ B1 ) −sin (ω C1 t + θ C1 ) sin (ω B1 t + θ B1 )
= Cos {(ω C1 + ω B1 ) t + θ C1 + θ B1 } (18)
When the distance between the
rx2 (t) = cos {(ω C1 + ω B1 ) (t−τ 1 ) + θ C1 + θ B1 }
= Cos {(ω C1 + ω B1 ) t + θ C1 + θ B1 −θ τH1 } (19)
θ τH1 = (ω C1 + ω B1 ) τ 1 (20)
The reception signal rx2 (t) is received by the
I 1 (t) = cos (ω C2 t + θ C2 ) × cos {(ω C1 + ω B1 ) t + θ C1 + θ B1 −θ τH1 } (21)
Q 1 (t) = sin (ω C2 t + θ C2 ) × cos {(ω C1 + ω B1 ) t + θ C1 + θ B1 −θ τH1 } (22)
I 2 (t) = I 1 (t) × cos (ω B2 t + θ B2 ) (23)
Q 2 (t) = Q 1 (t) × sin (ω B2 t + θ B2 ) (24)
I 3 (t) = I 1 (t) × sin (ω B2 t + θ B2 ) (25)
Q 3 (t) = Q 1 (t) × cos (ω B2 t + θ B2 ) (26)
The output I (t) of the adder RS21 is I (t) = I 2 (t) + Q 2 (t), and the output Q (t) of the adder RS22 is Q (t) = I 3 (t) -Q is a 3 (t). The phase θ H1 (t) obtained from these I (t) and Q (t) is expressed by the following (27).
θ H1 (t) = tan −1 (Q (t) / I (t)) = − {(ω C1 −ω C2 ) t + (ω B1 −ω B2 ) t + θ C1 −θ C2 + θ B1 −θ B2 −θ τH1 } (27)
(Transmission / reception of transmission wave with angular frequency ω C2 + ω B2 from device 2)
Similarly, when the signal tx2 (t) of the angular frequency ω C2 + ω B2 transmitted from the
tx2 (t) = cos (ω C2 t + θ C2 ) cos (ω B2 t + θ B2 ) −sin (ω C2 t + θ C2 ) sin (ω B2 t + θ B2 )
= Cos {(ω C2 + ω B2 ) t + θ C2 + θ B2 } (28)
rx1 (t) = cos {(ω C2 + ω B2 ) (t−τ 2 ) + θ C2 + θ B2 }
= Cos {(ω C2 + ω B2 ) t + θ C2 + θ B2 −θ τH2 } (29)
θ τH2 = (ω C2 + ω B2 ) τ 2 (30)
The reception signal rx1 (t) is received by the
I 1 (t) = cos (ω C1 t + θ C1 ) × cos {(ω C2 + ω B2 ) t + θ C2 + θ B2 −θ τH2 } (31)
Q 1 (t) = sin (ω C1 t + θ C1 ) × cos {(ω C2 + ω B2 ) t + θ C2 + θ B2 −θ τH2 } (32)
I 2 (t) = I 1 (t) × cos (ω B1 t + θ B1 ) (33)
Q 2 (t) = Q 1 (t) × sin (ω B1 t + θ B1 ) (34)
I 3 (t) = I 1 (t) × sin (ω B1 t + θ B1 ) (35)
Q 3 (t) = Q 1 (t) × cos (ω B1 t + θ B1 ) (36)
The output I (t) of the adder RS11 is I (t) = I 2 (t) + Q 2 (t), and the output Q (t) of the adder RS12 is Q (t) = I 3 (t) -Q is a 3 (t). The phase θ H2 (t) = tan −1 (Q (t) / I (t)) obtained from these I (t) and Q (t) is expressed by the following (37).
θH2 (t) = (ω C1 −ω C2 ) t + (ω B1 −ω B2 ) t + θ C1 −θ C2 + θ B1 −θ B2 + θ τH2 (37)
(Transmission / reception of transmission wave with angular frequency ω C1 −ω B1 from device 1)
Next, the same calculation is performed on the signal tx1 (t) of the angular frequency ω C1 −ω B1 transmitted from the
tx1 (t) = cos (ω C1 t + θ C1 ) cos (ω B1 t + θ B1 ) + sin (ω C1 t + θ C1 ) sin (ω B1 t + θ B1 )
= Cos {(ω C1 −ω B1 ) t + θ C1 −θ B1 } (38)
It becomes. Since the distance between the
rx2 (t) = cos {(ω C1 −ω B1 ) (t−τ 1 ) + θ C1 −θ B1 }
= Cos {(ω C1 −ω B1 ) t + θ C1 −θ B1 −θ τL1 } (39)
θ τL1 = (ω C1 −ω B1 ) τ 1 (40)
The signal of each node of the
I 1 (t) = cos (ω C2 t + θ C2 ) × cos {(ω C1 −ω B1 ) t + θ C1 −θ B1 −θ τL1 } (41)
Q 1 (t) = sin (ω C2 t + θ C2 ) × cos {(ω C1 −ω B1 ) t + θ C1 −θ B1 −θ τL1 } (42)
I 2 (t) = I 1 (t) × cos (ω B2 t + θ B2 ) (43)
Q 2 (t) = Q 1 (t) × −sin (ω B2 t + θ B2 ) (44)
I 3 (t) = I 1 (t) × −sin (ω B2 t + θ B2 ) (45)
Q 3 (t) = Q 1 (t) × cos (ω B2 t + θ B2 ) (46)
Detected by the
θ L1 (t) = tan −1 (Q (t) / I (t)) = − {(ω C1 −ω C2 ) t− (ω B1 −ω B2 ) t + θ C1 −θ C2 − (θ B1 −θ B2 ) −θ τL1 } (47)
(Transmission / reception of a transmission wave having an angular frequency ω C2 −ω B2 from the device 2)
Similarly, when the signal tx2 (t) of the angular frequency ω C2 −ω B2 transmitted from the
tx2 (t) = cos (ω C2 t + θ C2 ) cos (ω B2 t + θ B2 ) + sin (ω C2 t + θ C2 ) sin (ω B2 t + θ B2 )
= Cos {(ω C2 −ω B2 ) t + θ C2 −θ B2 } (48)
rx1 (t) = cos {(ω C2 −ω B2 ) (t−τ 2 ) + θ C2 −θ B2 }
= Cos {(ω C2 −ω B2 ) t + θ C2 −θ B2 −θ τL2 } (49)
θ τL2 = (ω C2 −ω B2 ) τ 2 (50)
The signal of each node of the
I 1 (t) = cos (ω C1 t + θ C1 ) × cos {(ω C2 −ω B2 ) t + θ C2 −θ B2 −θ τL2 } (51)
Q 1 (t) = sin (ω C1 t + θ C1 ) × cos {(ω C2 −ω B2 ) t + θ C2 −θ B2 −θ τL2 } (52)
I 2 (t) = I 1 (t) × cos (ω B1 t + θ B1 ) (53)
Q 2 (t) = Q 1 (t) × −sin (ω B1 t + θ B1 ) (54)
I 3 (t) = I 1 (t) × −sin (ω B1 t + θ B1 ) (55)
Q 3 (t) = Q 1 (t) × cos (ω B1 t + θ B1 ) (56)
θ L2 (t) = (ω C1 −ω C2 ) t− (ω B1 −ω B2 ) t + θ C1 −θ C2 − (θ B1 −θ B2 ) + θ τL2 (57)
The
制御部11は、取得した位相情報を送信部14に与えて送信させる(ステップS8)。例えば、制御部11は、図4の乗算器TM11,TM12に供給する発振信号に代えて、位相情報に基づくI,Q信号を供給する。なお、位相情報を伝送するための別の送信器を用いてもよい。
The
装置2の制御部21は、ステップS18において、装置1からの位相情報を受信する。上述したように、位相情報としては、装置1の受信部15からのI,Q信号であってもよく、このI,Q信号から得られた位相の情報であってもよく、また、これらの位相の差の情報であってもよい。
The
制御部21は、ステップS19において、下記(58)式の演算を行って距離を算出する。下記(58)式は、(27)式と(47)式との差分と、(37)式と(57)式との差分とを加算するものである。
{θH1(t)−θL1(t)}+{θH2(t)−θL2(t)}=(θτH1−θτL1)+(θτH2−θτL2) …(58)
また、下記(59)式及び(60)式が成立する。
θτH1−θτL1=(ωC1+ωB1)τ1−(ωC1−ωB1)τ1
=2ωB1τ1 …(59)
θτH2−θτL2=(ωC2+ωB2)τ2−(ωC2−ωB2)τ2
=2ωB2τ2 …(60)
また、装置1、装置2間の電波の遅延τ1,τ2は進行方向によらず同じなので、式(58)から下記(61)式が得られる。
{θH1(t)−θL1(t)}+{θH2(t)−θL2(t)}=(θτH1−θτL1)+(θτH2−θτL2)
=2×(ωB1+ωB2)τ1 …(61)
上記(61)式は、装置2で検出したI,Q信号による2周波の位相差と装置1で検出したI,Q信号による2周波の位相差の加算により距離Rの2倍に比例する値が求まることを示す。装置1の発振器13による角周波数ωB1と装置2の発振器13による角周波数ωB2とは、一般に数十ppmのオーダーの誤差で一致させることができる。従って、上記(61)式による距離Rの算出は、少なくとも1m程度の分解能以上の分解能で求めることができる。
In step S <b> 19, the
{Θ H1 (t) −θ L1 (t)} + {θ H2 (t) −θ L2 (t)} = (θ τH1− θ τL1 ) + (θ τH2− θ τL2 ) (58)
Further, the following formulas (59) and (60) are established.
θ τH1 -θ τL1 = (ω C1 + ω B1) τ 1 - (ω C1 -ω B1)
= 2ω B1 τ 1 (59)
θ τH2 -θ τL2 = (ω C2 + ω B2) τ 2 - (ω C2 -ω B2)
= 2ω B2 τ 2 (60)
Further, since the radio wave delays τ 1 and
{Θ H1 (t) −θ L1 (t)} + {θ H2 (t) −θ L2 (t)} = (θ τH1 −θ τL1 ) + (θ τH2 −θ τL2 )
= 2 × (ω B1 + ω B2 ) τ 1 (61)
The above equation (61) is a value proportional to twice the distance R by the addition of the two-frequency phase difference based on the I and Q signals detected by the
制御部11は、ステップS9において発振器13を停止させ、制御部21は、ステップS20において発振器23を停止させる。なお、上述したように、制御部11,21は、ステップS4,S5,S14,S15における送受信の期間に発振を継続させればよく、発振器13,23の発振の開始及び終了タイミングは図6の例に限定されるものではない。
(2πの剰余による距離の算出)
ところで、装置1と装置2で検出した位相差の加算を行うとき、その結果が−π(rad)以下になる場合や、π(rad)より大きくなる場合がある。この場合には2πの剰余をとることで検出位相に対する正しい距離Rを求めることができる。
The
(Calculation of distance by remainder of 2π)
By the way, when the phase difference detected by the
図7及び図8は剰余系を用いた距離の算出手法を説明するための説明図である。 7 and 8 are explanatory diagrams for explaining a distance calculation method using a residue system.
例えば、R=11m、ωB1=ωB2=2π×5Mとしたとき、装置1によって得られる検出位相差Δθ12と装置2によって得られる検出位相差Δθ21とが、それぞれ下記(62)式及び(63)式に示すものとなるものとする。
Δθ12=θτH1−θτL1=−1.8849 …(62)
Δθ21=θτH2−θτL2=−6.0737 …(63)
上記(61)式から下記(61a)式が得られる。
For example, when R = 11 m and ω B1 = ω B2 = 2π × 5M, the detected phase difference Δθ 12 obtained by the
Δθ 12 = θ τH1 −θ τL1 = −1.88849 (62)
Δθ 21 = θ τH2 −θ τL2 = −6.0737 (63)
The following formula (61a) is obtained from the above formula (61).
(1/2)[{Δθ12}+{Δθ21}]=(ωB1+ωB2)(R/c) …(61a)
図7は上記(62)式及び(63)式の位相関係を示している。位相0度を基準に時計方向に回転する一番内側の矢印で示すΔθ21と内側から2番の矢印で示すΔθ12との和の位相は、内側から3番目の矢印で示す+Δθ21の加算分(破線)だけ加算した位相(破線太線)に示すものとなる。この位相の半分の角度は、一番外側の矢印で示す太線の位相となる。
(1/2) [{Δθ 12 } + {Δθ 21 }] = (ω B1 + ω B2 ) (R / c) (61a)
FIG. 7 shows the phase relationship of the above equations (62) and (63). The phase of the sum of Δθ 21 indicated by the innermost arrow that rotates clockwise with reference to the phase of 0 ° and Δθ 12 indicated by the second arrow from the inside is the addition of + Δθ 21 indicated by the third arrow from the inner side. This is shown in the phase (dashed thick line) obtained by adding only the minutes (broken line). The half angle of this phase is the phase of the thick line indicated by the outermost arrow.
(61a)式から、−0.3993=(ωB1+ωB2)(R/c)となる。この式を解くと、R=−19mとなり、検出位相差が−π(rad)よりも大きいことから距離を正しく求めることができていないことが分かる。 From the equation (61a), −0.3993 = (ω B1 + ω B2 ) (R / c). When this equation is solved, R = −19 m, and since the detected phase difference is larger than −π (rad), it can be seen that the distance cannot be obtained correctly.
そこで、本実施の形態においては、このような場合には、図8に示すように、Δθ12及びΔθ21のいずれも2πだけ加算して計算を行う。即ち、位相0度を基準に反時計方向に回転する一番内側の矢印で示す2π+Δθ21と内側から2番の矢印で示す2π+Δθ12との和の位相は、内側から3番目の矢印で示す+Δθ21の加算分(破線)だけ加算した位相(破線太線)に示すものとなる。この位相の半分の角度は、一番外側の矢印で示す太線の位相となる。
Therefore, in this embodiment, in such a case, as shown in FIG. 8, both Δθ 12 and Δθ 21 are added by 2π for calculation. That is, the phase of the sum of 2π + Δθ 21 indicated by the innermost arrow rotating counterclockwise with respect to the
2π+(Δθ12+Δθ21)/2=2.3008であり、(61a)式から、R=11mと求まる。 2π + (Δθ 12 + Δθ 21 ) /2=2.3088, and R = 11 m is obtained from the equation (61a).
以上から、本実施の形態においては、検出位相差を加算する場合には2πの剰余をとって距離Rを求めればよい。なお、位相加算において2πの剰余を用いる手法は、他の実施の形態においても同様に適用可能である。
(複数の距離候補からの選択)
ところで、2πを超えた検出位相差を検出することはできないことから、算出された検出位相差に対して複数の距離の候補が存在する。複数存在する距離の候補から正しい距離を選択する手法として、角周波数が異なる3つ目の送信波を送信する方法と、受信電力により判定する方法とがある。
From the above, in the present embodiment, when adding the detection phase difference, the distance R may be obtained by taking a remainder of 2π. Note that the method of using the remainder of 2π in the phase addition can be similarly applied to other embodiments.
(Select from multiple distance candidates)
By the way, since a detected phase difference exceeding 2π cannot be detected, there are a plurality of distance candidates for the calculated detected phase difference. As a method of selecting a correct distance from a plurality of distance candidates, there are a method of transmitting a third transmission wave having different angular frequencies and a method of determining based on received power.
図9は横軸に距離をとり縦軸に位相をとって、角周波数が異なる3つ目の送信波を送信する例を示す説明図である。 FIG. 9 is an explanatory diagram illustrating an example in which a third transmission wave having a different angular frequency is transmitted with the distance on the horizontal axis and the phase on the vertical axis.
上記(61)式から下記(64)式が得られる。
(1/2)×{(θτH1−θτL1)+(θτH2−θτL2)}=(ωB1+ωB2)×(R/c) …(64)
左辺をθdetと記すと、距離Rとθdetの関係は、図9の実線に示すものとなる。ただし、上記(64)式で計算される検出位相差の和θdetは、−π(rad)とπ(rad)の間以外の値も取り得るが、この検出位相差の和θdetは、−π(rad)とπ(rad)の間に変換したものである。これは、一般に、位相角は範囲[−π(rad),π(rad)]内で表示されることによる。
From the above equation (61), the following equation (64) is obtained.
(1/2) × {( θτH1− θτL1 ) + ( θτH2− θτL2 )} = (ω B1 + ω B2 ) × (R / c) (64)
When the left-hand side referred to as theta det, relationship between the distance R and theta det is as shown in solid line in FIG. However, the sum θ det of the detection phase differences calculated by the above equation (64) can take a value other than between −π (rad) and π (rad), but the sum θ det of the detection phase differences is It is converted between −π (rad) and π (rad). This is because the phase angle is generally displayed within the range [−π (rad), π (rad)].
図9を参照すると、検出位相差の和θdetによる距離の候補としては、R1、R2、R3がある。ここで、検出位相差の和θdetは、角周波数ωC1+ωB1,ωC1−ωB1,ωC2+ωB2,ωC2−ωB2の各送信波の送受信により得た位相の加減算結果であるが、新たに、角周波数ωC1+ωB1/Q,ωC2+ωB2/Qの送信波の送受信により得た位相の加減算結果を考える。但し、Qは下記(65)式を満足する有理数とする。
Q>1 …(65)
新たな角周波数での検出位相と距離Rとの関係は、図9の破線によって示すことができる。上記距離の候補R1〜R3から正しい距離を選択するには、新たな角周波数で得られた検出位相の結果を参照する。すなわち、θdet1が検出されれば、距離R1と判断し、θdet2が検出されれば、距離R2と判断する。なお、電波のカバー範囲を小さく抑えれば、上記の位相折り返しによる検査は不要である。なお、上記説明では異なる3つの周波数の送信について述べたが、同様なことは異なる3つ以上の周波数を送信しても実現できる。
Referring to FIG. 9, there are R 1 , R 2 , and R 3 as distance candidates based on the sum of detected phase differences θ det . Here, the sum θ det of detected phase differences is a result of addition / subtraction of phases obtained by transmission / reception of each transmission wave of angular frequencies ω C1 + ω B1 , ω C1 −ω B1 , ω C2 + ω B2 , ω C2 −ω B2. However, a phase addition / subtraction result obtained by transmission / reception of transmission waves of angular frequencies ω C1 + ω B1 / Q and ω C2 + ω B2 / Q is newly considered. However, Q is a rational number that satisfies the following expression (65).
Q> 1 (65)
The relationship between the detected phase at the new angular frequency and the distance R can be shown by the broken line in FIG. In order to select the correct distance from the distance candidates R 1 to R 3, the detection phase result obtained at the new angular frequency is referred to. That is, if
次に、図10の説明図を参照して検出した信号の振幅観測により、正しい距離を選択する方法について説明する。 Next, a method of selecting the correct distance by observing the amplitude of the signal detected with reference to the explanatory diagram of FIG.
上記(8)式では、距離Rに応じて減衰L1で振幅が減衰するものと説明したが、自由空間の伝搬減衰は下記(66)式で表される。
L1=(λ/4πR)2 …(66)
ここで、λは波長である。(66)式によれば、距離Rが大きければ減衰L1も大きく、距離Rが小さければ減衰L1も小さい。図10はこの関係を示している。送受信のアンテナ利得を1、送信電力をP0と仮定すると、距離R1での受信電力P1と距離R2での受信電力P2はそれぞれ下記(67)式又は(68)式によって与えられる。
P1=(λ/4πR1))2×P0 …(67)
P2=(λ/4πR2))2×P0 …(68)
この受信電力と検出位相差の和θdetから距離R1とR2の区別が可能となる。
In the above equation (8), it has been described that the amplitude is attenuated by the attenuation L 1 according to the distance R, but propagation attenuation in free space is expressed by the following equation (66).
L 1 = (λ / 4πR) 2 (66)
Here, λ is a wavelength. According to the equation (66), the attenuation L 1 is large when the distance R is large, and the attenuation L 1 is small when the distance R is small. FIG. 10 shows this relationship. 1 antenna gain of the transmitting and receiving, is given by assuming the transmission power P 0, respectively received power P 2 at the receiving power P 1 and the distance R 2 at range R 1 is the following (67) or (68) below .
P 1 = (λ / 4πR 1 )) 2 × P 0 (67)
P 2 = (λ / 4πR 2 )) 2 × P 0 (68)
The distances R 1 and R 2 can be distinguished from the sum θ det of the received power and the detected phase difference.
なお、この場合、位相加算においても2πの剰余を用いることで、確実な測距が可能となる。 In this case, reliable distance measurement is possible by using a 2π remainder in the phase addition.
このように本実施の形態においては、第1装置及び第2装置からそれぞれ2つの角周波数の信号をそれぞれ第2装置及び第1装置に送信すると共に、第1及び第2装置においてそれぞれ角周波数が異なる2つの受信信号の2つの位相を求める。そして、第1装置と第2装置のいずれか一方から他方に、求めた位相情報を伝送する。位相情報を受信した装置は、第1装置により受信した2つの受信信号の位相差と第2装置により受信した2つの受信信号の位相差との加算結果により、第1装置と第2装置の発振器の初期位相に拘わらず、第1装置と第2装置との間の距離を正確に算出する。この測距システムでは、反射波を用いておらず、第1装置及び第2装置からの直接波のみによって、正確な測距を行っており、測距可能な距離を拡大することができる。
(第2の実施の形態)
図11Aは本発明の第2の実施の形態に係るフローチャートであり、図11B乃至図15は第2の実施の形態に係る説明図である。本実施の形態のハードウェア構成は第1の実施の形態と同様である。また、装置1,2においてそれぞれ2つの送信波を送信して互いに受信し、受信信号から検出した位相差の加算結果によって距離を算出する手法は第1の実施の形態と同様である。
{θH1(t)−θL1(t)}+{θH2(t)−θL2(t)}=(θτH1−θτL1)+(θτH2−θτL2) …(58)
第1の実施の形態においては、上記(58)式において電波の遅延τ1,τ2が同一であるものとして、検出位相差の加算から距離を求める上記(61)式を求めた。しかしながら、この(58)式は、装置1,2において送受信する処理が同時に行われた場合の例である。
As described above, in the present embodiment, signals of two angular frequencies are transmitted from the first device and the second device to the second device and the first device, respectively, and the angular frequencies are respectively transmitted from the first device and the second device. Two phases of two different received signals are obtained. Then, the obtained phase information is transmitted from one of the first device and the second device to the other. The device that has received the phase information has the oscillator of the first device and the second device based on the addition result of the phase difference between the two received signals received by the first device and the phase difference between the two received signals received by the second device. Regardless of the initial phase, the distance between the first device and the second device is accurately calculated. In this distance measuring system, accurate distance measurement is performed only by direct waves from the first device and the second device without using a reflected wave, and the distance that can be measured can be expanded.
(Second Embodiment)
FIG. 11A is a flowchart according to the second embodiment of the present invention, and FIGS. 11B to 15 are explanatory diagrams according to the second embodiment. The hardware configuration of this embodiment is the same as that of the first embodiment. In addition, the
{Θ H1 (t) −θ L1 (t)} + {θ H2 (t) −θ L2 (t)} = (θ τH1− θ τL1 ) + (θ τH2− θ τL2 ) (58)
In the first embodiment, assuming that the radio wave delays τ 1 and τ 2 are the same in the equation (58), the equation (61) for obtaining the distance from the addition of the detected phase difference is obtained. However, the equation (58) is an example when the transmission and reception processes are simultaneously performed in the
しかしながら、国内電波法の規定から、同時送受信ができない周波数帯が存在する。例えば、920MHz帯などがその一例となる。このような周波数帯で測距を行う場合には時系列で送受信を行わざるを得ない。本実施の形態においては、このような時系列送受信の場合に対応した例を示している。
(時系列送受信における課題)
装置1,2間において、同時刻には1波しか送受信できないものと規定した場合には、測距に必要な少なくとも4波の送受信を時系列で実施する必要がある。しかしながら、時系列送受信を実施すると、検出位相に時系列で生じた遅延分の位相が加算されてしまい、伝搬に要した位相が求められなくなる。上記(58)式を変形してこの理由について説明する。
However, there are frequency bands where simultaneous transmission and reception are not possible due to the regulations of the Domestic Radio Law. For example, the 920 MHz band is an example. When distance measurement is performed in such a frequency band, transmission and reception must be performed in time series. In the present embodiment, an example corresponding to such time-series transmission / reception is shown.
(Problems in time series transmission / reception)
When it is defined that only one wave can be transmitted and received between the
なお、図6の破線部分はほぼ同時に実行されるものであるが、時系列に1波ずつ送受信する場合、破線の部分は図11Aのようになる。 6 are executed almost at the same time, but when transmitting and receiving one wave at a time, the broken line is as shown in FIG. 11A.
第1の実施の形態と同様に、互いに距離Rだけ離間する装置1,2において、装置1から送信した角周波数ωC1+ωB1の信号を装置2において検出した場合の位相(シフト量)をθH1とし、装置1から送信された角周波数ωC1−ωB1の信号を装置2において検出した場合の位相をθL1とし、装置2から送信した角周波数ωC2+ωB2の信号を装置1において検出した場合の位相(シフト量)をθH2とし、装置2から送信された角周波数ωC2−ωB2の信号を装置1において検出した場合の位相をθL2とする。
As in the first embodiment, in the
いま、例えば、位相検出順序をθH1、θL2、θH2、θL1とする。また、図11B及び図11Cに示すように、各送信信号は、時間Tだけずれて送受信されるものとする。この場合には、上記(27)式、(37)式、(47)式及び(57)式の(t)に時間を代入し、上記(58)式を変形した下記(120)式が成立する。
{θH1(t)−θL1(t+3T)}+{θH2(t+2T)−θL2(t+T)}
=(θτH1−θτL1)+(θτH2−θτL2)+(ωC1−ωC2)4T …(120)
上記(120)式の最終項が時系列送受信により付加された位相である。この付加された位相は、受信するRF(高周波)信号の角周波数とほぼ同じローカル角周波数に対する装置1、装置2の誤差角周波数と遅延4Tの乗算結果となる。ローカル周波数を920MHz、周波数誤差を40ppm、遅延Tを0.1msとした場合、付加された位相は、360°×14.7となり、付加された位相による誤差が大き過ぎて、正しく測距できないことが分かる。
Now, for example, the phase detection order is θ H1 , θ L2 , θ H2 , θ L1 . Further, as shown in FIGS. 11B and 11C, the transmission signals are transmitted / received with a time T offset. In this case, the following equation (120) is established by substituting time into (t) in the above equations (27), (37), (47), and (57), and modifying the above equation (58). To do.
{Θ H1 (t) −θ L1 (t + 3T)} + {θ H2 (t + 2T) −θ L2 (t + T)}
= ( ΘτH1− θτL1 ) + ( θτH2− θτL2 ) + (ω C1 −ω C2 ) 4T (120)
The final term of the above equation (120) is a phase added by time series transmission / reception. This added phase is the result of multiplying the error angular frequency of
次に、位相検出順序をθH1,θL1,θH2,θL2とするものとする。図12A及び図12Bはこの場合の例を示している。この場合には、下記(58)式を変形して、下記(121)式が得られる。
{θH1(t)−θL1(t+T)}+{θH2(t+2T)−θL2(t+3T)}
=(θτH1−θτL1)+(θτH2−θτL2)+(ωB1−ωB2)4T …(121)
この(121)式の最終項が時系列送受信により付加された位相である。この付加された位相は、受信する高周波信号の低い角周波数とほぼ同じベースバンド用ローカル角周波数に対する装置1、装置2の誤差角周波数と遅延4Tの乗算結果となる。ローカル周波数を5MHz、周波数誤差を40ppm、遅延Tを0.1msとした場合、360°×0.08=28.8°となり、前例より正確に測距できることが分かる。
Next, the phase detection order is assumed to be θ H1 , θ L1 , θ H2 , θ L2 . 12A and 12B show an example of this case. In this case, the following equation (121) is obtained by modifying the following equation (58).
{Θ H1 (t) −θ L1 (t + T)} + {θ H2 (t + 2T) −θ L2 (t + 3T)}
= ( ΘτH1− θτL1 ) + ( θτH2− θτL2 ) + (ω B1 −ω B2 ) 4T (121)
The final term of the equation (121) is a phase added by time series transmission / reception. This added phase is a result of multiplying the error angular frequency of the
しかし、この場合においても、誤差分がシステム仕様の許容誤差内にあるか否かはシステム依存となる。本実施の形態は、時系列送受信により発生する距離誤差を小さくする時系列の手順を提示するものである。なお、本実施の形態は、電波法により規定された送受信の規制を考慮した手順を示すものである。
(具体的な手順)
先ず、送信遅延による影響を考える。
However, even in this case, whether or not the error is within an allowable error of the system specification depends on the system. This embodiment presents a time series procedure for reducing a distance error caused by time series transmission / reception. Note that this embodiment shows a procedure in consideration of transmission / reception regulations stipulated by the Radio Law.
(Specific steps)
First, consider the effect of transmission delay.
上記(58)式を変形して、下記(122)式を得る。
{θH1(t)+θH2(t)}−{θL1(t)+θL2(t)}=(θτH1+θτH2)−(θτL1+θτL2) (122)
なお、ここで、
θH1(t)+θH2(t)=θτH1+θτH2 …(123)
θL1(t)+θL2(t)=θτL1+θτL2 …(124)
である。
The above equation (58) is modified to obtain the following equation (122).
{Θ H1 (t) + θ H2 (t)} − {θ L1 (t) + θ L2 (t)} = (θ τH1 + θ τH2 ) − (θ τL1 + θ τL2 ) (122)
Where
θ H1 (t) + θ H2 (t) = θ τH1 + θ τH2 (123)
θ L1 (t) + θ L2 (t) = θ τL1 + θ τL2 (124)
It is.
無線通信において、自分宛ての信号を受信したとき、キャリアセンスなしで返信できる規定がある。これに従い、装置1から装置2へ信号を送信終了後、ただちに、装置2から装置1へ返信することにする。解析を簡単にするため、装置1が送信してからt0後に装置2が送信1へ返信すると仮定する。(111)式及び(112)式から下記(125)式が得られる。
θH1(t)+θH2(t+t0)=θτH1+θτH2+{(ωB1−ωB2)+(ωC1−ωC2)}t0 …(125)
遅延t0は時系列的には最短の時間であり、装置1から装置2へ角周波数ωC1+ωB1の信号を送る時間、送受タイミングマージン、伝搬遅延を含むものである。右辺、第3項、第4項は遅延t0による位相誤差になる。周波数が高いことから第4項が特に問題となるが、これについては後で言及する。
In wireless communication, there is a rule that when a signal addressed to itself is received, it can be returned without carrier sense. Accordingly, after the transmission of the signal from the
θ H1 (t) + θ H2 (t + t 0 ) = θ τH1 + θ τH2 + {(ω B1 −ω B2 ) + (ω C1 −ω C2 )} t 0 (125)
The delay t 0 is the shortest time in time series, and includes a time for transmitting a signal of the angular frequency ω C1 + ω B1 from the
次に、(125)式の左辺に、さらに遅延Tを追加するものとする。図13はこのような伝送手順を示している。図13に示すように、この場合の検出位相の加算値は、遅延Tの追加に拘わらず同一である。従って、下記(126)式が得られる。
θH1(t+T)+θH2(t+t0+T)=θτH1+θτH2+{(ωB1−ωB2)+(ωC1−ωC2)}t0 …(126)
上記(126)式の右辺と上記(125)式の右辺とは同じである。即ち、相対的時間差が同一であれば(上記例ではT)、装置1から送信された信号を装置2で受信した位相と装置2から送信された信号を装置1で受信した位相の加算結果は、遅延Tに拘わらず変化しない。つまり、これらの位相の加算結果は、遅延Tに依存しない値となる。
Next, a delay T is further added to the left side of the equation (125). FIG. 13 shows such a transmission procedure. As shown in FIG. 13, the added value of the detected phase in this case is the same regardless of the addition of the delay T. Therefore, the following equation (126) is obtained.
θ H1 (t + T) + θ H2 (t + t 0 + T) = θ τH1 + θ τH2 + {(ω B1 −ω B2 ) + (ω C1 −ω C2 )} t 0 (126)
The right side of the equation (126) and the right side of the equation (125) are the same. That is, if the relative time difference is the same (T in the above example), the addition result of the phase received by the
次に、角周波数ωC1−ωB1信号の装置1、装置2間の送受信においても同様に示す。即ち、上記(47)式及び(57)式から、下記(127)式、(128)式が得られる。
θL1(t)+θL2(t+t0)=θτL1+θτL2+{−(ωB1−ωB2)+(ωC1−ωC2)}t0 …(127)
θL1(t+T)+θL2(t+t0+T)=θτL1+θτL2+{−(ωB1−ωB2)+(ωC1−ωC2)}t0 …(128)
上記考察から、角周波数ωC1+ωB1の双方向の送受信後、角周波数ωC1−ωB1信号の送受信を行うシーケンスを考える。装置1から角周波数ωC1+ωB1信号の送信開始時間を基準として、装置1から角周波数ωC1−ωB1信号の送信開始時間をTとすると、上記(125)式及び(128)式から下記(129)式が得られる。ただし、T>t0である。
θH1(t)+θH2(t+t0)−{θL1(t+T)+θL2(t+t0+T)}
=θτH1−θτL1+θτH2−θτL2+2(ωB1−ωB2)t0 …(129)
上記(129)式の左辺の最終項が送信遅延による位相誤差である。受信した高周波用のローカル周波数の遅延誤差は角周波数ωC1+ωB1信号と角周波数ωC1−ωB1信号の差分をとることで打ち消されている。したがって、位相誤差は時系列的には最短の遅延時間t0とベースバンド用のローカル角周波数(例えば2π×5MHz)の誤差の乗算となる。遅延時間t0を小さく設定すれば誤差は小さくなる。従って、遅延時間t0の値によっては、実使用上は、精度上問題無い測距が可能と言える。
Next, the same applies to transmission / reception of the angular frequency ω C1 -ω B1 signal between the
θ L1 (t) + θ L2 (t + t 0 ) = θ τL1 + θ τL2 + {− (ω B1 −ω B2 ) + (ω C1 −ω C2 )} t 0 (127)
θ L1 (t + T) + θ L2 (t + t 0 + T) = θ τL1 + θ τL2 + {− (ω B1 −ω B2 ) + (ω C1 −ω C2 )} t 0 (128)
From the above consideration, consider a sequence in which an angular frequency ω C1 −ω B1 signal is transmitted and received after bidirectional transmission and reception of the angular frequency ω C1 + ω B1 . With reference to the transmission start time of the angular frequency ω C1 + ω B1 signal from the
θ H1 (t) + θ H2 (t + t 0 ) − {θ L1 (t + T) + θ L2 (t + t 0 + T)}
= Θ τH1 −θ τL1 + θ τH2 −θ τL2 +2 (ω B1 −ω B2 ) t 0 (129)
The final term on the left side of the equation (129) is a phase error due to transmission delay. Delay error of a local frequency for the received high frequency is canceled by taking the difference between the angular frequency omega C1 + omega B1 signal and the angular frequency omega C1 - [omega] B1 signal. Therefore, the phase error is a product of the error of the shortest delay time t 0 in time series and the local angular frequency for baseband (for example, 2π × 5 MHz). Error if set to a small delay time t 0 is reduced. Therefore, depending on the value of the delay time t 0 , it can be said that distance measurement with no problem in accuracy is possible in actual use.
次に、距離推定誤差要因である上記(129)式の最終項を除去する手法について説明する。 Next, a method for removing the final term of the above equation (129) that is a factor of distance estimation error will be described.
上記(27)式と(37)式から、下記(130)式が得られる。
θH1(t+t0)+θH2(t)=θτH1+θτH2−{(ωB1−ωB2)+(ωC1−ωC2)}t0 …(130)
この(130)式の左辺に所定の遅延Dを加えても、上述したように、右辺の値は変化しない。従って、下記(131)式が得られる。
θH1(t+t0+D)+θH2(t+D)=θτH1+θτH2−{(ωB1−ωB2)+(ωC1−ωC2)}t0 …(131)
上記(125)式と(131)式を加算すると、下記(132)式が得られる。
θH1(t)+θH2(t+t0)+θH1(t+t0+D)+θH2(t+D)=2(θτH1+θτH2) …(132)
図14の左側は上記(132)式の状態を示している。この(132)式においてD=t0とすると、下記(133)式が得られる。
θH1(t)+2θH2(t+t0)+θH1(t+2t0)=2(θτH1+θτH2) …(133)
上記(133)式の右辺は、時間依存のない距離に応じた電波伝搬遅延の項のみとなる。
From the above equations (27) and (37), the following equation (130) is obtained.
θ H1 (t + t 0 ) + θ H2 (t) = θ τH1 + θ τH2 − {(ω B1 −ω B2 ) + (ω C1 −ω C2 )} t 0 (130)
Even if a predetermined delay D is added to the left side of the expression (130), the value on the right side does not change as described above. Therefore, the following equation (131) is obtained.
θ H1 (t + t 0 + D) + θ H2 (t + D) = θ τH1 + θ τH2 − {(ω B1 −ω B2 ) + (ω C1 −ω C2 )} t 0 (131)
When the above formulas (125) and (131) are added, the following formula (132) is obtained.
θ H1 (t) + θ H2 (t + t 0 ) + θ H1 (t + t 0 + D) + θ H2 (t + D) = 2 (θ τH1 + θ τH2 ) (132)
The left side of FIG. 14 shows the state of the above expression (132). When D = t 0 in this equation (132), the following equation (133) is obtained.
θ H1 (t) + 2θ H2 (t + t 0 ) + θ H1 (t + 2t 0 ) = 2 (θ τH1 + θ τH2 ) (133)
The right side of the above equation (133) is only the term of the radio wave propagation delay corresponding to the distance not dependent on time.
上記(47)式及び(57)式から、下記(134)式が得られる。
θL1(t+t0)+θL2(t)=θτL1+θτL2−{−(ωB1−ωB2)+(ωC1−ωC2)}t0 …(134)
この(134)式の左辺に所定の遅延Dを加えても、右辺の値は変化しない。従って、下記(135)式が得られる。
θL1(t+t0+D)+θL2(t+D)=θτL1+θτL2−{−(ωB1−ωB2)+(ωC1−ωC2)}t0 …(135)
上記(127)式と(135)式を加算すると、下記(136)式が得られる。
θL1(t)+θL2(t+t0)+θL1(t+t0+D)+θL2(t+D)=2(θτL1+θτL2) …(136)
この(136)式において、D=t0とすると、下記(137)式が得られる。
θL1(t)+2θL2(t+t0)+θL1(t+2t0)=2(θτL1+θτL2) …(137)
上記(137)式の右辺は、時間依存のない距離に応じた電波伝搬遅延の項のみとなる。
From the above equations (47) and (57), the following equation (134) is obtained.
θ L1 (t + t 0 ) + θ L2 (t) = θ τL1 + θ τL2 − {− (ω B1 −ω B2 ) + (ω C1 −ω C2 )} t 0 (134)
Even if a predetermined delay D is added to the left side of the equation (134), the value on the right side does not change. Therefore, the following equation (135) is obtained.
θ L1 (t + t 0 + D) + θ L2 (t + D) = θ τL1 + θ τL2 − {− (ω B1 −ω B2 ) + (ω C1 −ω C2 )} t 0 (135)
When the above formula (127) and formula (135) are added, the following formula (136) is obtained.
θ L1 (t) + θ L2 (t + t 0 ) + θ L1 (t + t 0 + D) + θ L2 (t + D) = 2 (θ τL1 + θ τL2 ) (136)
In this equation (136), when D = t 0 , the following equation (137) is obtained.
θ L1 (t) + 2θ L2 (t + t 0 ) + θ L1 (t + 2 t 0 ) = 2 (θ τL1 + θ τL2 ) (137)
The right side of the above expression (137) is only the term of the radio wave propagation delay corresponding to the distance not dependent on time.
上記(133)式及び(137)式は、装置1の送信信号を装置2で位相検出し、t0後に装置2の送信信号を装置1で位相検出し、2t0後に再度装置1の送信信号を装置2で位相検出するシーケンスを意味している。以下、装置1の送信信号の送信及びこれに対する装置2の位相検出と、装置2の送信信号の送信及びこれに対する装置1の位相検出とが交番すると共に、これらの位相検出を時間をずらして再度測定することを「繰返し交番」と呼ぶことにする。
Above (133) and (137) expression system and the phase detection a
即ち、装置1,2において、それぞれ2つのキャリア信号を送信して受信すると共に、もう一度装置1又は2から他方の装置に対してt0間隔でキャリア信号を送受信する繰返し交番を行うことによって、送信の順序及び時間は制限される代わりに、時間依存を受けることない正確な測距が可能となる。
That is, each of the
更に、キャリア信号の送受信シーケンスによっては、繰返し交番をt0間隔で行わなくても、時間に依存しない正確な測距が可能となる。 Furthermore, depending on the transmission sequence of the carrier signal, even without repeatedly alternates t 0 interval of precise distance measurement that is independent of time.
即ち、上記(136)式の左辺に固定遅延Tを加えても右辺は一定なので、
θL1(t+T)+θL2(t+t0+T)+θL1(t+t0+D+T)+θL2(t+D+T)=2(θτL1+θτL2) …(138)
上記(132)式と(138)式から、下記(139)式が得られる。
θH1(t)+θH2(t+t0)+θH1(t+t0+D)+θH2(t+D)
−{θL1(t+T)+θL2(t+t0+T)+θL1(t+t0+D+T)+θL2(t+D+T)}
=2{(θτH1−θτL1)+(θτH2−θτL2)}=4×(ωB1+ωB2)τ1 …(139)
上記(139)式は、角周波数ωC1+ωB1、ωC2+ωB2の往復を時間間隔Dで繰返し交番したのち、測定開始からT後に角周波数ωC1−ωB1、ωC2−ωB2の往復を時間間隔Dで繰返し交番するシーケンスを示しており、このシーケンスを採用することで、上記(129)式の最終項の距離推定誤差要因を除去して、正確な測距が可能であることを示している。
That is, even if a fixed delay T is added to the left side of the above equation (136), the right side is constant.
θ L1 (t + T) + θ L2 (t + t 0 + T) + θ L1 (t + t 0 + D + T) + θ L2 (t + D + T) = 2 (θ τL1 + θ τL2 ) (138)
The following equation (139) is obtained from the above equations (132) and (138).
θ H1 (t) + θ H2 (t + t 0 ) + θ H1 (t + t 0 + D) + θ H2 (t + D)
− {Θ L1 (t + T) + θ L2 (t + t 0 + T) + θ L1 (t + t 0 + D + T) + θ L2 (t + D + T)}
= 2 {( θτH1− θτL1 ) + ( θτH2− θτL2 )} = 4 × (ω B1 + ω B2 ) τ 1 (139)
Above (139) expression After repeated alternating angular frequency omega C1 + omega B1, the round trip omega C2 + omega B2 at time intervals D, round-trip from the measurement start angular frequency omega C1 - [omega] B1 after T, ω C2 -ω B2 Shows a sequence that alternates repeatedly at time intervals D, and adopting this sequence eliminates the distance estimation error factor in the last term of the above equation (129) and enables accurate distance measurement. Show.
図14及び図15はこのシーケンスを示している。このようなシーケンスで位相を計測することにより伝搬遅延成分のみ取り出すことができる。即ち、装置1の制御部11は、所定タイミングで角周波数がωC1+ωB1の送信波(以下、送信波H1Aという)を送信する。装置2の制御部21は、送信波H1Aの受信直後に、角周波数がωC2+ωB2の送信波(以下、送信波H2Aという)を送信する。更に、装置2の制御部21は、送信波H2Aの送信後に角周波数がωC2+ωB2の送信波(以下、送信波H2Bという)を再度送信する。装置1の制御部11は、2回目の送信波H2Bの受信後に、再び角周波数がωC1+ωB1の送信波(以下、送信波H1Bという)を送信する。
14 and 15 show this sequence. By measuring the phase in such a sequence, only the propagation delay component can be extracted. That is, the
また、更に制御部11は、角周波数がωC1−ωB1の送信波(以下、送信波L1Aという)を送信する。装置2の制御部21は、送信波L1Aの受信直後に、角周波数がωC2−ωB2の送信波(以下、送信波L2Aという)を送信する。更に、装置2の制御部21は、送信波L2Aの送信後に角周波数がωC2−ωB2の送信波(以下、送信波L2Bという)を再度送信する。装置1の制御部11は、2回目の送信波L2Bの受信後に、再び角周波数がωC1−ωB1の送信波(以下、送信波L1Bという)を送信する。
Further, the
こうして、図14及び図15に示すように、装置2の制御部21は、所定の基準時間0から所定時間において送信波H1Aに基づく位相θH1(t)を取得し、時間t0+Dから所定時間において送信波H1Bに基づく位相θH1(t+t0+D)を取得し、時間Tから所定時間において送信波L1Aに基づく位相θL1(t+T)を取得し、時間t0+D+Tから所定時間において送信波L1Bに基づく位相θL1(t+t0+D+T)を取得する。
In this way, as shown in FIGS. 14 and 15, the
また、装置1の制御部11は、時間t0から所定時間において送信波H2Aに基づく位相θH2(t+t0)を取得し、時間Dから所定時間において送信波H2Bに基づく位相θH2(t+D)を取得し、時間t0+Tから所定時間において送信波L2Aに基づく位相θL2(t+t0+T)を取得し、時間D+Tから所定時間において送信波L2Bに基づく位相θL2(t+D+T)を取得する。
Further, the
装置1又は2の少なくとも一方は、他方に、位相情報、即ち、求めた4つの位相又は2つの位相差又は位相差の上記(139)式の演算結果を送信する。位相情報を受信した装置1又は2の制御部は、上記(139)式の演算によって、距離を算出する。なお、図6のステップS7、S17では位相差算出と記載したが、この場合、必ずしもステップS7、S17で位相差を算出する必要はなく、S19の距離算出時に位相差の算出を行なってもよい。
At least one of the
このように本実施の形態においては、第1装置及び第2装置からのキャリア信号を繰返し交番させることで、同時にキャリア信号を送受信できない場合でも、正確な測距が可能である。例えば、第1装置及び第2装置はそれぞれ2つの角周波数の信号を2回ずつそれぞれ第2装置及び第1装置に所定のシーケンスで送信して、第1及び第2装置のそれぞれにおいて位相差を求める。そして、第1装置と第2装置のいずれか一方から他方に、求めた位相情報を伝送し、位相情報を受信した装置は、第1装置及び第2装置により求めた8つの位相に基づいて、第1装置と第1装置との間の距離を算出する。これにより、第1装置と第2装置の発振器の初期位相に拘わらず、第1装置と第2装置との間の距離を正確に算出する。このように、各角周波数の信号を同時に送ることなく、相互にずれたタイミングで送受信した場合でも、距離推定の誤差を除去して正確な測距が可能である。
(第3の実施の形態)
図16は本発明の第3の実施の形態を示すブロック図である。図16は図4の送信部14及び受信部15による送受信器と図5の送信部24及び受信部25による送受信器とに代えて採用する送受信器を示している。本実施の形態はこの送受信器の構成が第1の実施の形態と異なるのみである。
As described above, in the present embodiment, by repeatedly alternating the carrier signals from the first device and the second device, accurate ranging is possible even when the carrier signals cannot be transmitted and received simultaneously. For example, the first device and the second device each transmit two angular frequency signals twice to the second device and the first device, respectively, in a predetermined sequence. Ask. Then, the device that transmits the obtained phase information from one of the first device and the second device to the other and receives the phase information is based on the eight phases obtained by the first device and the second device, A distance between the first device and the first device is calculated. Thereby, the distance between the first device and the second device is accurately calculated regardless of the initial phase of the oscillators of the first device and the second device. Thus, even when signals having angular frequencies are transmitted at the same time without being transmitted at the same time, accurate distance measurement is possible by removing errors in distance estimation.
(Third embodiment)
FIG. 16 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention. 16 shows a transmitter / receiver employed in place of the transmitter / receiver by the
第1の実施の形態においては、装置1からの角周波数ωC1+ωB1、ωC1−ωB1の送信信号2波を装置2で受信して位相θH1(t)、θL1(t)を検出し、装置2からの角周波数ωC2+ωB2、ωC2−ωB2の送信信号2波を装置1で受信して位相θH2(t)、θL2(t)を検出し、これら4つ位相を用いることにより距離を算出した。
In the first embodiment, two transmission signals having angular frequencies ω C1 + ω B1 and ω C1 −ω B1 from the
しかしながら、一般に、送受信器とアンテナ間には所望波近傍の周波数成分以外を抑圧するバンドパスフィルタ(BPF)が挿入される。このフィルタは、急峻な周波数特性が要求されることから、一般に次数が高く、このためフィルタを通過する信号の遅延も大きい。例えば、900MHz帯のBPFでは10ns程度の遅延が生じる。仮に、送受信器のBPFの遅延によってτ1が10nsだけ大きくなると、算出される距離は3m大きくなってしまう。しかも、BPFの遅延量は、温度特性を有しており、周囲環境によって10%以上の増減がある。このため、測距時にBPF遅延時間を補償しなければ、距離を正確に求めることはできない。本実施の形態はこのようなBPFの遅延時間を補償するものである。 However, in general, a bandpass filter (BPF) that suppresses components other than the frequency component near the desired wave is inserted between the transceiver and the antenna. Since this filter requires a steep frequency characteristic, the order is generally high, and therefore the delay of a signal passing through the filter is also large. For example, a 900 MHz band BPF causes a delay of about 10 ns. If τ 1 is increased by 10 ns due to the BPF delay of the transceiver, the calculated distance will be increased by 3 m. Moreover, the delay amount of the BPF has a temperature characteristic, and increases or decreases by 10% or more depending on the surrounding environment. For this reason, the distance cannot be obtained accurately unless the BPF delay time is compensated at the time of distance measurement. The present embodiment compensates for such a BPF delay time.
図16において、乗算器TMIX1は、図4又は図5の乗算器TM11,TM21に相当する。同様に、乗算器TMIX2,RMIX1〜RMIX6は、乗算器TM12,22、乗算器RM11,21〜RM16,26に相当する。また、加算器TSUM1,RSUM1,RSMU2は、加算器TS11,TS21、加算器RS11,RS21、加算器RS12,RS22に相当する。 In FIG. 16, a multiplier TMIX1 corresponds to the multipliers TM11 and TM21 of FIG. 4 or FIG. Similarly, the multipliers TMIX2 and RMIX1 to RMIX6 correspond to the multipliers TM12 and 22 and the multipliers RM11 and 21 to RM16 and 26, respectively. Adders TSUM1, RSUM1, and RSMU2 correspond to adders TS11 and TS21, adders RS11 and RS21, and adders RS12 and RS22.
乗算器TMIX1,TMIX2及び加算器TSUM1からなる送信器、乗算器RMIX1〜RMIX6及び加算器RSUM1,RSUM2からなる受信器は、図4及び図5と同様にイメージ抑圧方式を採用している。本実施の形態においては、乗算器RMIX1,RMIX2と並列に乗算器RSMIX1、RSMIX2が設けられている。 The transmitter including the multipliers TMIX1 and TMIX2 and the adder TSUM1, and the receivers including the multipliers RMIX1 to RMIX6 and the adders RSUM1 and RSUM2 employ the image suppression method as in FIGS. In the present embodiment, multipliers RSMIX1 and RSMIX2 are provided in parallel with multipliers RMIX1 and RMIX2.
RF(高周波)入力端子RX1はスイッチSW1のRX端子に接続され、RF出力端子TX1はスイッチSW1のTX端子に接続され、スイッチSW1のFIL端子はバンドパスフィルタBPFの入力端子に接続される。スイッチSW2のDET端子は追加したRF入力端子sRX1、すなわち乗算器RMIX1と乗算器RMIX2の共通入力端子に接続され、スイッチSW2のFIL_I端子はバンドパスフィルタBPFの入力端子と図示しない結合器により結合され、スイッチSW2のFIL_O端子はバンドパスフィルタBPFの出力端子に図示しない結合器により結合される。バンドパスフィルタBPFの出力端子はアンテナANT端子に接続される。なお、スイッチSW1,SW2は、制御部11(又は制御部21)によって制御される。 The RF (high frequency) input terminal RX1 is connected to the RX terminal of the switch SW1, the RF output terminal TX1 is connected to the TX terminal of the switch SW1, and the FIL terminal of the switch SW1 is connected to the input terminal of the bandpass filter BPF. The DET terminal of the switch SW2 is connected to the added RF input terminal sRX1, that is, the common input terminal of the multiplier RMIX1 and the multiplier RMIX2, and the FIL_I terminal of the switch SW2 is coupled to the input terminal of the bandpass filter BPF by a coupler (not shown). The FIL_O terminal of the switch SW2 is coupled to the output terminal of the bandpass filter BPF by a coupler (not shown). The output terminal of the bandpass filter BPF is connected to the antenna ANT terminal. The switches SW1 and SW2 are controlled by the control unit 11 (or control unit 21).
本実施の形態においては、バンドパスフィルタBPFの遅延時間(以下、BPF遅延時間という)を計測しておき、位相検出時に算出した遅延時間から減算することで、正確な測距を行うようになっている。BPF遅延時間は、送信器からの送信信号を、スイッチSW1,SW2を介して受信器に与えて求めた信号遅延時間と、スイッチSW1、バンドパスフィルタBPF、SW2を介して受信器に与えて求めた信号遅延時間との差によって得る。 In the present embodiment, accurate distance measurement is performed by measuring the delay time of the bandpass filter BPF (hereinafter referred to as BPF delay time) and subtracting it from the delay time calculated at the time of phase detection. ing. The BPF delay time is obtained by giving the transmission signal from the transmitter to the receiver through the switches SW1 and SW2 and the receiver through the switch SW1 and the bandpass filters BPF and SW2. It is obtained by the difference from the signal delay time.
即ち、BPF遅延時間を計測する場合には、スイッチSW1はTX端子を選択し、スイッチSW2はFIL_I端子又はFIL_O端子のいずれかに接続する。この状態で、制御部11,21において送信器を動作させ、受信器は乗算器RMIX1,RMIX2のみをオフとし、他の回路ブロックは動作させる。
That is, when measuring the BPF delay time, the switch SW1 selects the TX terminal, and the switch SW2 is connected to either the FIL_I terminal or the FIL_O terminal. In this state, the transmitters are operated in the
BPF遅延時間は、送信器からの送信信号をスイッチSW2及び乗算器RSMIX1、RSMIX2を介して検出することで求める。ここで、乗算器RMIX1、乗算器RMIX2をオフするのは、スイッチSW1のTX端子からRX端子へ信号が漏洩し、検出信号に加算されることにより誤差が大きくなることを防止するためである。乗算器RMIX1、乗算器RMIX2をオフにすればスイッチSW1のアイソレーション分に乗算器RMIX1、乗算器RMIX2のアイソレーション分が加算されるため、送信器から直接漏洩する信号を大幅に減衰することが可能になる。 The BPF delay time is obtained by detecting the transmission signal from the transmitter via the switch SW2 and the multipliers RSMIX1 and RSMIX2. Here, the reason why the multiplier RMIX1 and the multiplier RMIX2 are turned off is to prevent a signal from leaking from the TX terminal to the RX terminal of the switch SW1 and being added to the detection signal, thereby increasing an error. If the multiplier RMIX1 and the multiplier RMIX2 are turned off, the isolation of the multiplier RMIX1 and the multiplier RMIX2 is added to the isolation of the switch SW1, so that the signal leaked directly from the transmitter can be significantly attenuated. It becomes possible.
BPF遅延時間を検出するため、スイッチSW2を先ずFIL_I端子に接続してFIL_I端子を介した信号を検出した後、FIL_O端子に接続してFIL_O端子を介した信号を検出する。または、その反対のシーケンスを採用すればよいが、ここではFIL_I端子に接続したのち、FIL_O端子に接続する場合について説明する。なお、BPF遅延時間を検出する送信器及び受信器は同一装置内にあり、共通のローカル信号を用いることができる。このため、初期位相、周波数ずれに関する問題はない。 In order to detect the BPF delay time, the switch SW2 is first connected to the FIL_I terminal to detect a signal via the FIL_I terminal, and then connected to the FIL_O terminal to detect a signal via the FIL_O terminal. Alternatively, the opposite sequence may be adopted, but here, a case will be described in which a connection to the FIL_O terminal is made after connection to the FIL_I terminal. Note that the transmitter and receiver for detecting the BPF delay time are in the same apparatus, and a common local signal can be used. For this reason, there is no problem regarding the initial phase and frequency deviation.
送信波の角周波数をωC1+ωB1とし、初期位相をθC1+θB1とすると、TX1端子の信号は、下記(169)式で与えられる。
tx1(t)=cos{(ωC1+ωB1)t+θC1+θB1} …(169)
スイッチSW1、図示しない結合器、スイッチSW2による信号遅延は無視できるので、乗算器RSMIX1,RSMIX2には、式(169)に示す信号が入力されることになる。このとき検出される位相θH1I(t)は、上記(27)式によって求められる。即ち、ωC1=ωC2,ωB1=ωB2,θC1=θC2,θB1=θB2,θτH1=0の条件を課した結果となる。
θH1I(t)=0 …(170)
同様に、送信波の角周波数をωC1−ωB1、初期位相をθC1−θB1とすると、TX1端子の信号は下記(171)式で与えられる。
tx1(t)=cos{(ωC1−ωB1)t+θC1−θB1} …(171)
この場合にも、乗算器RSMIX1,RSMIX2に入力される信号は、(171)式と等しい。この場合において検出される位相θL1I(t)は、上記(47)式から求められる。すなわち、ωC1=ωC2,ωB1=ωB2,θC1=θC2,θB1=θB2,θτL1=0の条件を課した結果となる。
θL1I(t)=0 …(172)
次に、スイッチSW2をFIL_O端子に接続する。BPF遅延をτBPFとすると、スイッチSW1、図示しない結合器、スイッチSW2を介して乗算器RSMIX1,RSMIX2に入力される2周波の信号は、それぞれ下記(173)式、(174)式で与えられる。
rx1(t)=cos{(ωC1+ωB1)t+θC1+θB1−θBPFH} …(173)
rx1(t)=cos{(ωC1−ωB1)t+θC1−θB1−θBPFL} …(174)
ここで、
θBPFH=(ωC1+ωB1)τBPF …(175)
θBPFL=(ωC1−ωB1)τBPF …(176)
である。上記(27)式、(47)式から、位相θH10(t)およびθL10(t)は、下記(177)式、(178)式で示される。
θH10(t)=θBPFH …(177)
θL10(t)=θBPFL …(178)
上記(170)式、(171)式、(177)式、(178)式から、下記(179)式が導かれる。
{θH10(t)−θL10(t)}−{θH1I(t)−θL1I(t)}=θBPFH−θBPFL=2ωB1τBPF …(179)
この(179)式によってBPF遅延時間が求められる。他の構成及び作用は、第1の実施の形態と同様である。即ち、実使用時には、制御部11,21は、スイッチSW1に、送信時にはTX端子を選択させ、受信時にRX端子を選択させる。
When the angular frequency of the transmission wave is ω C1 + ω B1 and the initial phase is θ C1 + θ B1 , the signal at the TX1 terminal is given by the following equation (169).
tx1 (t) = cos {(ω C1 + ω B1 ) t + θ C1 + θ B1 } (169)
Since the signal delay due to the switch SW1, the coupler not shown, and the switch SW2 can be ignored, the signal shown in the equation (169) is input to the multipliers RSMIX1 and RSMIX2. The phase θ H1I (t) detected at this time is obtained by the above equation (27). That is, the result is that the conditions of ω C1 = ω C2 , ω B1 = ω B2 , θ C1 = θ C2 , θ B1 = θ B2 , θ τH1 = 0 are imposed.
θ H1I (t) = 0 (170)
Similarly, assuming that the angular frequency of the transmission wave is ω C1 −ω B1 and the initial phase is θ C1 −θ B1 , the signal at the TX1 terminal is given by the following equation (171).
tx1 (t) = cos {(ω C1 −ω B1 ) t + θ C1 −θ B1 } (171)
Also in this case, the signal input to the multipliers RSMIX1 and RSMIX2 is equal to the equation (171). The phase θ L1I (t) detected in this case is obtained from the above equation (47). That is, the result is that the conditions of ω C1 = ω C2 , ω B1 = ω B2 , θ C1 = θ C2 , θ B1 = θ B2 , θ τL1 = 0 are imposed.
θ L1I (t) = 0 (172)
Next, the switch SW2 is connected to the FIL_O terminal. When the BPF delay is τ BPF , the two-frequency signals input to the multipliers RSMIX1 and RSMIX2 via the switch SW1, a coupler (not shown), and the switch SW2 are given by the following equations (173) and (174), respectively. .
rx1 (t) = cos {(ω C1 + ω B1 ) t + θ C1 + θ B1 −θ BPFH } (173)
rx1 (t) = cos {(ω C1 −ω B1 ) t + θ C1 −θ B1 −θ BPFL } (174)
here,
θ BPFH = (ω C1 + ω B1 ) τ BPF (175)
θ BPFL = (ω C1 −ω B1 ) τ BPF (176)
It is. From the equations (27) and (47), the phases θ H10 (t) and θ L10 (t) are expressed by the following equations (177) and (178).
θ H10 (t) = θ BPFH (177)
θ L10 (t) = θ BPFL (178)
The following equation (179) is derived from the above equations (170), (171), (177), and (178).
{Θ H10 (t) −θ L10 (t)} − {θ H1I (t) −θ L1I (t)} = θ BPFH −θ BPFL = 2ω B1 τ BPF (179)
The BPF delay time is obtained by this equation (179). Other configurations and operations are the same as those in the first embodiment. That is, in actual use, the
制御部11,21は、上記(61)式の演算におけるτ1を(179)式から求めたBPF遅延時間によって補正した後、距離Rを算出する。
The
なお、上記説明では、バンドパスフィルタBPF入力端の位相はTX出力位相と等しいと仮定し計算したが、スイッチSWや結合器1等において遅延があればその遅延分を加味した位相差が検出されることになる。しかし、実使用時においても、バンドパスフィルタBPF出力端にはスイッチSW1や結合器等の遅延分を含む信号が現れてアンテナANTに供給されるので、バンドパスフィルタBPF入力端までに遅延があったとしても正しく測定できる。なお、制御部11,21は、例えば、実使用の開始時に、BPF遅延時間を求めるようにしてもよい。
In the above description, the calculation is performed on the assumption that the phase of the bandpass filter BPF input end is equal to the TX output phase. Will be. However, even in actual use, a signal including a delay component such as a switch SW1 or a coupler appears at the output end of the bandpass filter BPF and is supplied to the antenna ANT. Therefore, there is a delay until the input end of the bandpass filter BPF. Even if it can be measured correctly. Note that the
ところで、環境依存要素としては主にバンドパスフィルタBPFが考えられる。従って、スイッチSW2をFIL_I端子に接続した場合の位相、即ち、環境の影響を受けにくいバンドパスフィルタBPF入力端での位相については、前もって検出してメモリに保存しておけば、以後のBPF遅延時間の算出時にメモリに保存した値を用いても問題は無い。即ち、この場合には、バンドパスフィルタBPF入力端での位相検出後は、常に、スイッチSW2をFIL_O端子(バンドパスフィルタBPF出力端)に接続しておくことが可能である。これにより、送信中にスイッチSW2が切換ることによって電力変化が急峻に起こり大きなスプリアスが発生することを、防ぐことができる。 By the way, the band-pass filter BPF is mainly considered as the environment-dependent element. Therefore, the phase when the switch SW2 is connected to the FIL_I terminal, that is, the phase at the input end of the bandpass filter BPF which is not easily influenced by the environment, is detected in advance and stored in the memory. There is no problem even if the value stored in the memory is used when calculating the time. That is, in this case, it is possible to always connect the switch SW2 to the FIL_O terminal (bandpass filter BPF output end) after phase detection at the input end of the bandpass filter BPF. As a result, it is possible to prevent a sudden change in power due to switching of the switch SW2 during transmission and a large spurious from occurring.
このように本実施の形態においては、上記各実施の形態と同様の効果が得られると共に、バンドパスフィルタによる遅延時間の影響を除去して、正確な測距が可能であるという利点を有する。 As described above, the present embodiment has the advantages that the same effects as those of the above-described embodiments can be obtained, and that accurate distance measurement can be performed by removing the influence of the delay time caused by the bandpass filter.
なお、本実施の形態においては、スイッチSW1のアイソレーション不足による測定誤差を避けるため、BPF遅延時間の算出時に用いる乗算器RSMIX1、乗算器RSMIX2を採用した。しかし、スイッチSW1のアイソレーションが十分とれるのであれば、スイッチSW2のDET端子をRX1端子に接続し、乗算器RMIX1、乗算器RMIX2を介して遅延を測定することも可能である。この場合に、受信時はスイッチSW1をRX1端子に接続し、スイッチSW2はFIL_I端子に接続するか又は開放する。この場合には、乗算器RSMIX1および乗算器RSMIX2は省略してもよい。
(第4の実施の形態)
図17及び図18は本発明の第4の実施の形態を示す説明図である。本実施の形態は上記各測距システムをスマートエントリシステムに適用した例を示すものである。
In the present embodiment, in order to avoid measurement errors due to insufficient isolation of the switch SW1, the multiplier RSMIX1 and the multiplier RSMIX2 used when calculating the BPF delay time are employed. However, if the isolation of the switch SW1 is sufficient, the DET terminal of the switch SW2 can be connected to the RX1 terminal, and the delay can be measured via the multiplier RMIX1 and the multiplier RMIX2. In this case, at the time of reception, the switch SW1 is connected to the RX1 terminal, and the switch SW2 is connected to the FIL_I terminal or opened. In this case, the multiplier RSMIX1 and the multiplier RSMIX2 may be omitted.
(Fourth embodiment)
17 and 18 are explanatory views showing a fourth embodiment of the present invention. This embodiment shows an example in which each distance measuring system is applied to a smart entry system.
図17において、キー31は自動車32のドアの解錠及び施錠並びに自動車32のエンジンの起動を可能にする信号を無線によって送信することができるようになっている。即ち、キー31は図示しないデータ送受信部を有しており、データ送受信部によって認証のための暗号化された固有データを送信することができるようになっている。キー31のデータ送受信部からの電波は、自動車32に搭載された図示しない車両制御装置35において受信される。
In FIG. 17, a key 31 can wirelessly transmit a signal that enables unlocking and locking of the door of the
図18に示すように車両制御装置35には、制御部36が設けられている。制御部36は、車両制御装置35の各部を制御する。制御部36は、CPU等を用いたプロセッサによって構成されて、メモリ38に記憶されたプログラムに従って動作して各部を制御するものであってもよい。
As shown in FIG. 18, the
車両制御装置35には、データ送受信部37が設けられている。データ送受信部37は、アンテナ35aを介してキー31のデータ送受信部との間で無線通信を行うことができる。データ送受信部37は、キー31から送信された固有データを受信し、所定の応答データをキー31に送信することで、キー31と自動車32との認証を行うようになっている。
The
データ送受信部37は、電界強度を細かく設定できるようになっており、キー31がデータ送受信部37の送信データを受信可能な比較的近い位置、即ち、自動車32の近傍に位置しなければ、認証は行われない。
The data transmission /
例えば、図17の破線に示すように、キー31が自動車32の十分近くに位置するものとする。この場合には、データ送受信部37はキー31との間で互いに通信が可能であり、データ送受信部37はメモリ37aに記録されている固有データとの照合によってキー31を認証する。データ送受信部37は、制御部36に対してキー31を認証したことを示す信号を出力する。これにより、制御部36は、解錠・施錠装置39を制御して、解錠及び施錠の許可を与える。
For example, it is assumed that the key 31 is located sufficiently close to the
図17において中継装置33,34はリレーアタックの攻撃者が所持する。中継装置33はキー31との間で通信が可能であり、中継装置34は自動車32内のデータ送受信部37との間で通信が可能であって、中継装置33,34はキー31とデータ送受信部37との間の通信を中継する。これにより、キー31が図17のように十分に自動車32から離間して、キー31とデータ送受信部37との直接通信ができない場合においても、中継装置33,34を経由することで、データ送受信部37はキー31を認証できてしまう。
In FIG. 17, the
そこで、本実施の形態においては、制御部36は、データ送受信部37の認証結果と第2装置2からの測距結果とに基づいて、解錠及び施錠並びにエンジンの始動等を許可するか否かを決定するようになっている。
Therefore, in the present embodiment, the
キー31には上記各実施の形態における第2装置2が内蔵されている。一方、車両制御装置35には上記各実施の形態における装置1が搭載されている。装置1からの送信波は、アンテナ27aを介して装置2において受信され、装置2からの送信波は、アンテナ27aを介して装置1において受信される。装置1からの送信波は、直接アンテナ27aに受信される場合と、中継装置33,34を経由してアンテナ27aに受信される場合とがある。同様に、第2装置からの送信波は、アンテナ27aから直接装置1に受信される場合と、アンテナ27aから中継装置33,34を経由して直接装置1に受信される場合とがある。
The key 31 incorporates the
中継装置33,34において装置1,装置2からの送信波の位相が変化しないものとすると、装置1,2において求めた位相に基づいて、装置2はキー31との間の距離を算出することができる。装置2は、算出した距離を制御部36に出力する。メモリ38には、キー31の認証を許可する距離閾値が格納されており、制御部36は、装置2によって算出された距離がメモリ38から読み出した距離閾値以内の場合には、キー31が認証されたものとして、解錠及び施錠並びにエンジンの始動等を許可する。また、制御部36は、装置2によって算出された距離がメモリ38から読み出した距離閾値よりも大きい場合には、キー31の認証を許可しない。従って、この場合には、解錠及び施錠並びにエンジンの始動等は許可されない。
Assuming that the phase of the transmission wave from the
なお、中継装置33,34において、装置1,装置2からの送信波の位相を変化させることができるものとする。この場合でも、装置1,2の初期位相が不明であることから、装置2によって算出される距離がメモリ38から読み出された距離閾値以内の値とするために必要な移相量を中継装置33,34において求めることはできない。このため、中継装置33,34を用いたとしても、キー31の認証が許可される可能性は十分に小さい。
In the
このように本実施の形態においては、上記各実施の形態における測距システムを利用することで、スマートエントリシステムに対するリレーアタックによって、車両の解錠等が行われることを防止することができる。
(送信シーケンス)
図19〜図54は上記各実施の形態で採用可能な各種シーケンスを示す説明図である。
(2波の例)
先ず、図19〜図32を参照して、装置1,2からそれぞれ2波を送信する各種シーケンスについて説明する。
As described above, in the present embodiment, by using the distance measuring system in each of the above embodiments, it is possible to prevent the vehicle from being unlocked or the like by the relay attack on the smart entry system.
(Transmission sequence)
19 to 54 are explanatory diagrams showing various sequences that can be adopted in each of the above embodiments.
(Example of two waves)
First, with reference to FIGS. 19 to 32, various sequences for transmitting two waves from the
いま、装置1から出力される2つの送信波を送信波A1,A2とし、送信波A1,A2の周波数がそれぞれfA1,fA2であるものとする。また、装置2から出力される2つの送信波を送信波B1,B2とし、送信波B1,B2の周波数がそれぞれfB1,fB2であるものとする。上述したように、電波法では同時送受信が禁止された周波数帯が存在することを考慮して、これらの送信波A1,A2,B1,B2については、所定のシーケンスで時系列に送信するようになっている。
Now, assume that two transmission waves output from the
図19はキャリアセンスを行い、応答無しで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。 FIG. 19 shows a sequence in which carrier sense is performed and there is no response and no repeated alternation.
装置1は、周波数fA1でのキャリアセンスを例えば例えば128μS(秒)間実施した後、送信波A1を送信する。更に、装置1は、周波数fA2でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、送信波A2を送信する。
The
装置2は、送信波A2の受信に応答することなく(応答無し)、装置1からの送信波A2の送信後の所定期間後に、周波数fB1でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、送信波B1を送信する。更に、装置2は、周波数fB2でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、送信波B2を送信する。なお、装置2は、装置1からの送信波A2の送信後の所定期間(キャリアセンス期間を含んでもよい)において、装置2において検出した位相を、送信波B1,B2の位相に反映させてもよい。
The
このシーケンスの例は、キャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、(a)所定時間(例えば数ms)後再度最初から始めるようにしてもよく、(b)後述するキャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。 In this sequence example, the presence or absence of a ranging frequency is determined by carrier sense. When sensing by carrier sense, (a) it may be started again from the beginning after a predetermined time (for example, several ms), or (b) it may be started by a carrier sense exclusion prescribed sequence described later.
図20はキャリアセンスを行い、応答無しで且つ繰返し交番有りのシーケンスを示している。 FIG. 20 shows a sequence in which carrier sense is performed, no response is given, and there are repeated alternations.
装置1は、周波数fA1でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、送信波A1を送信する。更に、装置1は、装置2からの送信波の応答を待つことなく、周波数fA2でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、送信波A2を送信する。更に、装置1は、装置2からの送信波の応答を待つことなく、周波数fA1でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、再度送信波A1を送信する(繰返し交番有り)。
The
一方、装置2は、装置1からの送信波A2の送信後の所定期間後に、周波数fB1でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、送信波B1を送信する。更に、装置2は、装置1からの送信波の応答無しで、周波数fB2でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、送信波B2を送信する。更に、装置2は、装置1からの送信波の応答無しで、周波数fB1でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、再度送信波B1を送信する(繰返し交番有り)。
On the other hand, after a predetermined period after transmission of the transmission wave A2 from the
このシーケンスの例も、キャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、(a)所定時間(例えば数ms)後再度最初から始めるようにしてもよく、(b)キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。 This sequence example also determines the presence or absence of a ranging frequency by carrier sense. When it is detected by carrier sense, (a) it may be started again after a predetermined time (for example, several ms), or (b) it may be started with a carrier sense exclusion prescribed sequence.
図21はキャリアセンスを行い、応答有りで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。 FIG. 21 shows a sequence in which carrier sense is performed, there is a response, and there is no repeated alternation.
装置1は、周波数fA1でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、送信波A1を送信する。装置2は、装置1からの送信波A1を受信すると、これに応答して受信から例えば0μ秒〜2m秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波B1を送信する。
The
また、装置1は、装置2からの送信波B1の受信後の所定期間後に、周波数fA2でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、送信波A2を送信する。装置2は、装置1からの送信波A2を受信すると、これに応答して受信から例えば0μ秒〜2m秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波B2を送信する。なお、装置2は、この応答までの空き時間に、受信して検出した位相を、送信波B1,B2の位相に反映させてもよい。
In addition, after a predetermined period after receiving the transmission wave B1 from the
このシーケンスの例も、キャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、(a)所定時間(例えば数ms)後再度最初から始めるようにしてもよく、(b)キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。 This sequence example also determines the presence or absence of a ranging frequency by carrier sense. When it is detected by carrier sense, (a) it may be started again after a predetermined time (for example, several ms), or (b) it may be started with a carrier sense exclusion prescribed sequence.
図22はキャリアセンスを行い、応答有りで且つ繰返し交番有りのシーケンスを示している。 FIG. 22 shows a sequence in which carrier sense is performed, there is a response, and there are repeated alternations.
装置1は、周波数fA1でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、送信波A1を送信する。装置2は、装置1からの送信波A1を受信すると、これに応答して受信から例えば0μ秒〜2m秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波B1を送信する。
The
また、装置1は、装置2からの送信波B1の受信後の所定期間後に、周波数fA2でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、送信波A2を送信する。装置2は、装置1からの送信波A2を受信すると、これに応答して受信から例えば0μ秒〜2m秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波B2を送信する。
In addition, after a predetermined period after receiving the transmission wave B1 from the
更に、この例では、装置1は、装置2からの送信波B2の受信後の所定期間後に、周波数fA1でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、再び送信波A1を送信する(繰返し交番有り)。装置2は、装置1からの送信波A1を受信すると、これに応答して受信から例えば0μ秒〜2m秒後にキャリアセンスを実施することなく、再び送信波B1を送信する。なお、装置2は、この応答までの空き時間に、受信して検出した位相を、送信波B1,B2の位相に反映させてもよい。
Further, in this example, the
このシーケンスの例も、キャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、(a)所定時間(例えば数ms)後再度最初から始めるようにしてもよく、(b)キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。 This sequence example also determines the presence or absence of a ranging frequency by carrier sense. When it is detected by carrier sense, (a) it may be started again after a predetermined time (for example, several ms), or (b) it may be started with a carrier sense exclusion prescribed sequence.
図23はキャリアセンスを行う場合と行わない場合があり、応答無しで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。 FIG. 23 shows a sequence where there is a case where carrier sense is performed and a case where there is no response and there is no response and no repeated alternation.
装置1は、周波数fA1でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、送信波A1,A2を連続的に送信する。
The
装置2は、装置1からの送信波A2の受信後の所定期間後に、周波数fB1でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、送信波B1,B2を連続的に送信する。なお、装置2は、この応答までの空き時間に、受信して検出した位相を、送信波B1,B2の位相に反映させてもよい。
After a predetermined period after receiving the transmission wave A2 from the
このシーケンスの例は、送信の開始時のみキャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、(a)所定時間(例えば数ms)後再度最初から始めるようにしてもよく、(b)キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。 In this sequence example, the presence or absence of a ranging frequency is determined by carrier sense only at the start of transmission. When it is detected by carrier sense, (a) it may be started again after a predetermined time (for example, several ms), or (b) it may be started with a carrier sense exclusion prescribed sequence.
図24はキャリアセンスを行う場合と行わない場合があり、応答有りで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。 FIG. 24 shows a sequence with and without a response, with and without a carrier sense, and without repeated alternating.
装置1は、周波数fA1でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、送信波A1を送信する。装置2は、装置1からの送信波A1を受信すると、これに応答して受信から例えば0μ秒〜2m秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波B1を送信する。装置1は、装置2からの送信波B1を受信すると、受信から例えば0μ〜秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波A2を送信する。
The
装置2は、装置1からの送信波A2を受信すると、これに応答して受信から例えば0μ秒〜2m秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波B2を送信する。なお、装置2は、応答までの空き時間に、受信して検出した位相を、送信波B1,B2の位相に反映させてもよい。
Upon receiving the transmission wave A2 from the
このシーケンスの例は、送信の開始時のみキャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、(a)所定時間(例えば数ms)後再度最初から始めるようにしてもよく、(b)キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。 In this sequence example, the presence or absence of a ranging frequency is determined by carrier sense only at the start of transmission. When it is detected by carrier sense, (a) it may be started again after a predetermined time (for example, several ms), or (b) it may be started with a carrier sense exclusion prescribed sequence.
図25はキャリアセンス無し、応答無しで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。 FIG. 25 shows a sequence with no carrier sense, no response, and no repeated alternation.
装置1は、キャリアセンスを実施することなく送信波A1を送信する。更に、装置1は送信波A1の送信後の数十m秒後にキャリアセンスを実施することなく送信波A2を送信する。装置2は、装置1からの送信波A1を受信後の例えば100m秒後に、キャリアセンスを実施することなく、送信波B1を送信する。更に、装置2は送信波B1の送信後の数十m秒後にキャリアセンスを実施することなく送信波B2を送信する。
The
図26はキャリアセンス無し、応答無しで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。 FIG. 26 shows a sequence with no carrier sense, no response, and no repeated alternation.
装置1は、キャリアセンスを実施することなく送信波A1を送信する。更に、装置1は送信波A1の送信後、一度停波した後、キャリアセンスを実施することなく送信波A2を送信する。図面では停波区間を0usから2msと記載している。装置2は、装置1からの送信波A2を受信後、ただちに、キャリアセンスを実施することなく、送信波B1を送信する。図面では装置1からの送信波A2を受信後、例えば0usから2ms後に、送信波B1を送信すると記載している。装置2から更に、装置2は送信波B1の送信後、一度停波した後、キャリアセンスを実施することなく送信波B2を送信する。図面では停波区間を0usから2msと記載している。
The
図27はキャリアセンス無し、応答無しで且つ繰返し交番有りのシーケンスを示している。 FIG. 27 shows a sequence with no carrier sense, no response, and repeated alternating.
装置1は、キャリアセンスを実施することなく送信波A1を送信する。装置1は送信波A1の送信後の数十m秒後にキャリアセンスを実施することなく送信波A2を送信する。更に、装置1は送信波A2の送信後の数十m秒後にキャリアセンスを実施することなく再度送信波A1を送信する。装置2は、装置1からの送信波A1を受信後の例えば100m秒後に、キャリアセンスを実施することなく、送信波B1を送信する。更に、装置2は送信波B1の送信後の例えば100m秒後にキャリアセンスを実施することなく送信波B2を送信する。更に、装置2は送信波B2の送信後の例えば100m秒後にキャリアセンスを実施することなく送信波B1を送信する。
The
図28はキャリアセンス無し、応答有りで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。 FIG. 28 shows a sequence without carrier sense, with response, and without repeated alternation.
装置1は、キャリアセンスを実施することなく送信波A1を送信する。装置2は、装置1からの送信波A1を受信すると、これに応答して受信から例えば0μ秒〜2m秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波B1を送信する。装置1は送信波A1の送信後の数十m秒後にキャリアセンスを実施することなく送信波A2を送信する。装置2は、装置1からの送信波A2を受信すると、これに応答して受信から例えば0μ秒〜2m秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波B2を送信する。
The
図29はキャリアセンス無し、応答有りで且つ繰返し交番有りのシーケンスを示している。 FIG. 29 shows a sequence with no carrier sense, with a response, and with repeated alternation.
装置1は、キャリアセンスを実施することなく送信波A1を送信する。装置2は、装置1からの送信波A1を受信すると、これに応答して受信から例えば0μ秒〜2m秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波B1を送信する。装置1は送信波A1の送信後の数十m秒後にキャリアセンスを実施することなく送信波A2を送信する。装置2は、装置1からの送信波A2を受信すると、これに応答して受信から例えば0μ秒〜2m秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波B2を送信する。更に、装置1は送信波A2の送信後の数十m秒後にキャリアセンスを実施することなく再度送信波A1を送信する。装置2は、装置1からの送信波A1を受信すると、これに応答して受信から例えば0μ秒〜2m秒後にキャリアセンスを実施することなく、再度送信波B1を送信する。
The
図30はキャリアセンスを行う場合と行わない場合があり、応答有りで且つ繰返し交番有りのシーケンスを示している。 FIG. 30 shows a sequence with and without a response, with and without a carrier sense.
装置1は、周波数fA1でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、送信波A1を送信する。装置2は、装置1からの送信波A1を受信すると、これに応答して受信から例えば0μ秒〜2m秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波B1を送信する。装置1は送信波A1の送信後の数十m秒後の送信波B1の受信後に、周波数fA2でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、送信波A2を送信する。装置2は、装置1からの送信波A2を受信すると、これに応答して受信から例えば0μ秒〜2m秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波B2を送信する。装置1は送信波A1の送信後の数十m秒後の送信波B1の受信後に、今度はキャリアセンスを実行することなく再度送信波A1を送信する。装置2は、装置1からの送信波A1を受信すると、これに応答して受信から例えば0μ秒〜2m秒後にキャリアセンスを実施することなく、再度送信波B1を送信する。なお、装置2は、応答までの空き時間に、受信して検出した位相を、送信波B1,B2の位相に反映させてもよい。
The
このシーケンスの例は、繰返し交番前のみキャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、(a)所定時間(例えば数ms)後再度最初から始めるようにしてもよく、(b)キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。 In this sequence example, the presence or absence of a ranging frequency is determined by carrier sense only before repeated alternation. When it is detected by carrier sense, (a) it may be started again after a predetermined time (for example, several ms), or (b) it may be started with a carrier sense exclusion prescribed sequence.
図31はキャリアセンスを行う場合と行わない場合があり、応答無しで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。 FIG. 31 shows a sequence where there is a case where carrier sense is performed and a case where there is no response and there is no response and no repeated alternation.
装置1は、周波数fA1でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、送信波A1,A2を連続的に送信する。装置2は、送信波A2の受信後に周波数fB1でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、送信波B1,B2を連続的に送信する。更に、装置2は、送信波B2の送信から例えば100m秒後に、周波数fB1でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、再度送信波B1,B2を連続的に送信する。装置1は、装置2からの送信波B2を受信した後、周波数fA1でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、送信波A1,A2を連続的に送信する。なお、装置2は、応答までの空き時間に、受信して検出した位相を、送信波B1,B2の位相に反映させてもよい。
The
このシーケンスの例は、各送信の開始時にのみキャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、(a)所定時間(例えば数ms)後再度最初から始めるようにしてもよく、(b)キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。 In this sequence example, the presence or absence of a ranging frequency is determined by carrier sense only at the start of each transmission. When it is detected by carrier sense, (a) it may be started again after a predetermined time (for example, several ms), or (b) it may be started with a carrier sense exclusion prescribed sequence.
図32はキャリアセンスを行う場合と行わない場合があり、応答有りで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。 FIG. 32 shows a sequence in which there is a case where carrier sense is performed and in which there is no response, and there is a response and no repeated alternation.
装置1は、周波数fA1でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、送信波A1を送信する。装置2は、装置1からの送信波A1を受信すると、これに応答して受信から例えば0μ秒〜2m秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波B1を送信する。装置1は、装置2からの送信波B1を受信した後、キャリアセンスを実施することなく送信波A2を送信する。装置2は、装置1からの送信波A2を受信すると、これに応答して受信から例えば0μ秒〜2m秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波B2を送信する。
The
更に、装置2は、送信波B2の送信から例えば100m秒後に、周波数fB1でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、送信波B1を送信する。装置1は、装置2からの送信波B1を受信すると、これに応答してキャリアセンスを実施することなく、送信波A1を送信する。装置2は、装置1からの送信波A1を受信した後、キャリアセンスを実施することなく送信波B2を送信する。装置1は、装置2からの送信波B2を受信すると、これに応答してキャリアセンスを実施することなく、送信波A2を送信する。なお、装置2は、応答までの空き時間に、受信して検出した位相を、送信波B1,B2の位相に反映させてもよい。
Further, the
このシーケンスの例は、装置1,2の送信開始時にのみキャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、(a)所定時間(例えば数ms)後再度最初から始めるようにしてもよく、(b)キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。
In this sequence example, the presence or absence of a ranging frequency is determined by carrier sense only at the start of transmission of the
図33はキャリアセンス有り、応答有りで且つ繰返し交番有りのシーケンスを示している。 FIG. 33 shows a sequence with carrier sense, with response, and with repeated alternation.
装置1は、周波数fA1でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、送信波A1を送信する。装置2は、装置1からの送信波A1を受信すると、これに応答して受信から例えば0μ秒〜2m秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波B1を送信する。更に、装置2は、送信波B1の送信後に、周波数fB1でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、送信波B1を送信する。装置1は、装置2からの送信波B1を受信すると、これに応答してキャリアセンスを実施することなく、送信波A1を送信する。更に、装置1は、送信波A1送信後に、周波数fA2でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、送信波A2を送信する。装置2は、装置1からの送信波A2を受信すると、これに応答して受信から例えば0μ秒〜2m秒後にキャリアセンスを実施することなく、送信波B2を送信する。更に、装置2は、送信波B2の送信後に、周波数fB2でのキャリアセンスを例えば128μS間実施した後、送信波B2を送信する。装置1は、装置2からの送信波B2を受信すると、これに応答してキャリアセンスを実施することなく、送信波A2を送信する。
The
このシーケンスの例は、キャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、(a)所定時間(例えば数ms)後再度最初から始めるようにしてもよく、(b)キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。
(3波の例)
次に、図34〜図44を参照して、装置1,2からそれぞれ3波を送信する各種シーケンスについて説明する。
In this sequence example, the presence or absence of a ranging frequency is determined by carrier sense. When sensing by carrier sense, (a) a predetermined time (for example, several ms) may be started again from the beginning, or (b) a carrier sense exclusion prescribed sequence may be started.
(Example of 3 waves)
Next, various sequences for transmitting three waves from the
いま、装置1から出力される3つの送信波を送信波A1,A2,A3とし、送信波A1,A2,3の周波数がそれぞれfA1,fA2,fA3であるものとする。また、装置2から出力される3つの送信波を送信波B1,B2,B3とし、送信波B1,B2,B3の周波数がそれぞれfB1,fB2,fB3であるものとする。上述したように、電波法では同時送受信が禁止された周波数帯が存在することを考慮して、これらの送信波A1〜A3,B1〜B3については、所定のシーケンスで送信するようになっている。
Assume that the three transmission waves output from the
なお、図34〜図44における送受信のシーケンスの記載方法は、図19〜図32と同様であり、以後具体的な送受信のシーケンスについては説明を省略する。 The description method of the transmission / reception sequence in FIG. 34 to FIG. 44 is the same as that in FIG. 19 to FIG.
図34はキャリアセンスを行い、応答無しで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。このシーケンスの例は、キャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、(a)所定時間(例えば数ms)後再度最初から始めるようにしてもよく、(b)キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。 FIG. 34 shows a sequence in which carrier sense is performed and there is no response and no repeated alternation. In this sequence example, the presence or absence of a ranging frequency is determined by carrier sense. When it is detected by carrier sense, (a) it may be started again after a predetermined time (for example, several ms), or (b) it may be started with a carrier sense exclusion prescribed sequence.
図35はキャリアセンスを行い、応答無しで且つ繰返し交番有りのシーケンスを示している。このシーケンスの例も、キャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、(a)所定時間(例えば数ms)後再度最初から始めるようにしてもよく、(b)キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。 FIG. 35 shows a sequence in which carrier sense is performed, no response is given, and there are repeated alternations. This sequence example also determines the presence or absence of a ranging frequency by carrier sense. When it is detected by carrier sense, (a) it may be started again after a predetermined time (for example, several ms), or (b) it may be started with a carrier sense exclusion prescribed sequence.
図36はキャリアセンスを行い、応答有りで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。このシーケンスの例も、キャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、(a)所定時間(例えば数ms)後再度最初から始めるようにしてもよく、(b)キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。 FIG. 36 shows a sequence in which carrier sense is performed, there is a response, and there is no repeated alternation. This sequence example also determines the presence or absence of a ranging frequency by carrier sense. When it is detected by carrier sense, (a) it may be started again after a predetermined time (for example, several ms), or (b) it may be started with a carrier sense exclusion prescribed sequence.
図37はキャリアセンスを行い、応答有りで且つ繰返し交番有りのシーケンスを示している。このシーケンスの例も、キャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、(a)所定時間(例えば数ms)後再度最初から始めるようにしてもよく、(b)キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。 FIG. 37 shows a sequence in which carrier sense is performed, there is a response, and there are repeated alternations. This sequence example also determines the presence or absence of a ranging frequency by carrier sense. When it is detected by carrier sense, (a) it may be started again after a predetermined time (for example, several ms), or (b) it may be started with a carrier sense exclusion prescribed sequence.
図38はキャリアセンス無しで、応答無しで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。 FIG. 38 shows a sequence without carrier sense, no response, and no repeated alternation.
図39はキャリアセンス無しで、応答無しで且つ繰返し交番有りのシーケンスを示している。 FIG. 39 shows a sequence with no carrier sense, no response, and repeated alternation.
図40はキャリアセンス無しで、応答有りで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。 FIG. 40 shows a sequence with no carrier sense, with a response and without repeated alternation.
図41はキャリアセンス無しで、応答有りで且つ繰返し交番有りのシーケンスを示している。 FIG. 41 shows a sequence with no carrier sense, with a response and with repeated alternation.
図42はキャリアセンスがある場合と無い場合があり、応答有りで且つ繰返し交番無しのシーケンスを示している。このシーケンスの例も、キャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、(a)所定時間(例えば数ms)後再度最初から始めるようにしてもよく、(b)キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。 FIG. 42 shows a sequence with and without a carrier sense, with a response and without repeated alternation. This sequence example also determines the presence or absence of a ranging frequency by carrier sense. When it is detected by carrier sense, (a) it may be started again after a predetermined time (for example, several ms), or (b) it may be started with a carrier sense exclusion prescribed sequence.
図43はキャリアセンスを行い、応答有りで且つ繰返し交番有りのシーケンスを示している。このシーケンスの例も、キャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、(a)所定時間(例えば数ms)後再度最初から始めるようにしてもよく、(b)キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。 FIG. 43 shows a sequence in which carrier sense is performed, there is a response, and there are repeated alternations. This sequence example also determines the presence or absence of a ranging frequency by carrier sense. When it is detected by carrier sense, (a) it may be started again after a predetermined time (for example, several ms), or (b) it may be started with a carrier sense exclusion prescribed sequence.
図44はキャリアセンスを行い、応答有りで且つ繰返し交番有りのシーケンスを示している。このシーケンスの例も、キャリアセンスにより測距周波数の有無を判断するものである。キャリアセンスにより感知した場合には、(a)所定時間(例えば数ms)後再度最初から始めるようにしてもよく、(b)キャリアセンス除外規定シーケンスで始めるようにしてもよい。
(変形例)
図45から図47は変形例を示す。この変形例は初期位相を固定すべき期間を説明するものである。図45は送信シーケンスと初期位相を維持する期間との関係を示す説明図。図46は測距に用いるキャリア周波数を示す説明図であり、図47は変形例を示すフローチャートである。
FIG. 44 shows a sequence in which carrier sense is performed, there is a response, and there are repeated alternations. This sequence example also determines the presence or absence of a ranging frequency by carrier sense. When sensing by carrier sense, (a) a predetermined time (for example, several ms) may be started again from the beginning, or (b) a carrier sense exclusion prescribed sequence may be started.
(Modification)
45 to 47 show modifications. This modification explains the period in which the initial phase should be fixed. FIG. 45 is an explanatory diagram showing the relationship between the transmission sequence and the period for maintaining the initial phase. FIG. 46 is an explanatory diagram showing a carrier frequency used for distance measurement, and FIG. 47 is a flowchart showing a modification.
第1の実施の形態においては、装置1,2からの各2周波の同時送信、同時受信を想定した。そして、この送受信の期間において、初期位相が変化しないように、発振器13,23に発振を継続させる。これに対し、第2の実施の形態においては、装置1,2間において、同時刻には1波しか送受信できないものと規定して測距に必要な少なくとも4波の送受信を時系列で実施すると共に、装置1,2からのキャリア信号を繰返し交番させることで、時系列送受信を行う場合でも正確な測距を可能にした。
In the first embodiment, simultaneous transmission and reception of two frequencies from the
例えば、上述したように、図15の例では、装置1からの角周波数ωC1+ωB1の送信波の送受信、装置2からの角周波数ωC2+ωB2の送信波の2回の送受信、装置1からの角周波数ωC1+ωB1の送信波の送受信を行う。
For example, as described above, in the example of FIG. 15, transmission / reception of the transmission wave of the angular frequency ω C1 + ω B1 from the
更に、装置1からの角周波数ωC1−ωB1の送信波の送受信、装置2からの角周波数ωC2−ωB2の送信波の2回の送受信、装置1からの角周波数ωC1−ωB1の送信波の送受信を行う。
Furthermore, transmission / reception of the transmission wave of the angular frequency ω C1 −ω B1 from the
図15の最初の4波の送受信により、装置1,2において得られる位相の加算結果は、上記(139)式の前半部分(第1〜第4項)に示してある。この第1〜第4項の加算結果は、上記(132)式に示すように、2(θτH1+θτH2)であり、上記(20)式及び(30)式に示すように、初期位相の項を含まない。即ち、図15の最初の4波の送受信によって得られる位相の演算結果には初期位相の情報が含まれないことから、上記(139)式の第1〜第4項の演算は、この4波の送受信期間のみ初期位相を変化させなければ正しい結果が得られることになる。
The addition result of the phases obtained by the
同様に、図15の最後の4波の送受信により、装置1,2において得られる位相の加算結果は、上記(139)式の後半部分(第5〜第8項)に示してある。この第5〜第8項の加算結果は、上記(138)式に示すように、2(θτL1+θτL2)であり、上記(40)式及び(50)式に示すように、初期位相の項を含まない。即ち、図15の最後の4波の送受信によって得られる位相の演算結果には初期位相の情報が含まれないことから、上記(139)式の第5〜第8項の演算は、この4波の送受信期間のみ初期位相を変化させなければ正しい結果が得られることになる。
Similarly, the addition result of the phases obtained by the
図45はこの状態を示しており、角周波数ωC1+ωB1,ωC2+ωB2を用いた測距期間において初期位相を一定に維持すると共に、角周波数ωC1−ωB1,ωC2−ωB2を用いた測距期間において初期位相を一定に維持することを示している。 FIG. 45 shows this state, and the initial phase is kept constant during the distance measurement period using the angular frequencies ω C1 + ω B1 and ω C2 + ω B2 , and the angular frequencies ω C1 −ω B1 and ω C2 −ω B2. It shows that the initial phase is kept constant during the distance measurement period using.
即ち、例えば、図15のシーケンスを採用する場合には、最初の4波の送受信の期間において初期位相が変化しないように発振器13,23の発振を継続させると共に、最後の4波の送受信の期間において初期位相が変化しないように発振器13,23の発振を継続させればよく、4波目の送受信の後、5波目の送受信までの間に、発振器13,23の発振が停止し初期位相が変化しても、上記(139)式を元に正確な距離を算出できる。
That is, for example, when the sequence of FIG. 15 is adopted, the oscillations of the
一方、発振器13、23が継続して動作しても、ωC+ωB測距区間とωC−ωB測距区間で周波数誤差を変えれば初期位相は変化する。すなわち、ωC+ωB測距区間で周波数設定を変えなければ測距は可能であり、同様に、ωC−ωB測距区間で周波数設定を変えなければ測距は可能である。これについては、(2つのキャリア信号について)以降で詳細に説明する。
On the other hand, the
ところで、上記各実施の形態においては、装置1,2が送信する2つのキャリア信号は、例えば比較的高い角周波数ωC1,ωC2と例えば比較的低い角周波数ωB1,ωB2との和又は差の周波数である例を示した。なお、角周波数ωC1とωC2とは略同一の周波数に設定され、角周波数ωB1とωB2とは略同一の周波数に設定される。
(2つのキャリア信号について)
しかし、上記各実施の形態における測距においては、以下に示すように、装置1,2は、夫々所定の周波数差を有する2つのキャリア信号を送信すればよい。
In the above embodiments, the two carrier signals transmitted by the
(About two carrier signals)
However, in the distance measurement in each of the above embodiments, as described below, the
角周波数ωC+ωBと角周波数ωC−ωBは以下のように変形できる。
ωC+ωB=(ωC−ΔωC)+(ΔωC+ωB)=ω’C+ωH …(201)
ωC−ωB=(ωC−ΔωC)+(ΔωC−ωB)=ω’C+ωL …(202)
いま、角周波数がωCと角周波数がωBの送信波を周波数軸上でfC,fBとして示すと、角周波数がωC+ωBと角周波数ωC−ωBの送信波は図46の左側に示すものとなる。
The angular frequency ω C + ω B and the angular frequency ω C −ω B can be modified as follows.
ω C + ω B = (ω C −Δω C ) + (Δω C + ω B ) = ω ′ C + ω H (201)
ω C −ω B = (ω C −Δω C ) + (Δω C −ω B ) = ω ′ C + ω L (202)
Now, when a transmission wave having an angular frequency of ω C and an angular frequency of ω B is indicated as f C and f B on the frequency axis, the transmission wave having an angular frequency of ω C + ω B and an angular frequency of ω C −ω B is illustrated in FIG. 46 is shown on the left side.
上記(201)式及び(202)式は、周波数を変更することなく、表現方法を変えたものであり、角周波数がωC+ωBの送信波は、角周波数がω’Cと角周波数がωHとの和によって得られ、角周波数がωC−ωBの送信波は、角周波数がω’Cと角周波数がωLとの和によって得られることを示している。 The above expressions (201) and (202) are obtained by changing the expression method without changing the frequency. A transmission wave having an angular frequency of ω C + ω B has an angular frequency of ω ′ C and an angular frequency of ω C + ω B. A transmission wave having an angular frequency of ω C −ω B obtained by the sum of ω H and an angular frequency of ω ′ C and an angular frequency of ω L is obtained.
図46の中央はこの表現に基づく送信波を示しており、角周波数がω’C、ωH及びωLの送信波をそれぞれ周波数軸上でf’C,fH,fLとして示す。図46の左側の周波数fC−fBの送信波と、周波数fC+fBの送信波とは、それぞれ同一周波数のf’C+fLの送信波とf’C+fHの送信波として表現できることを示している。 The center of FIG. 46 shows a transmission wave based on this expression, and the transmission waves having angular frequencies ω ′ C , ω H, and ω L are shown as f ′ C , f H , and f L on the frequency axis, respectively. The transmission wave of the frequency f C -f B and the transmission wave of the frequency f C + f B on the left side of FIG. 46 are expressed as a transmission wave of f ′ C + f L and a transmission wave of f ′ C + f H of the same frequency, respectively. It shows what you can do.
即ち、上記(201)式及び(202)式は、装置1,2が送信する2つのキャリアは、2つの周波数の和及び差によって得る必要はなく、装置1,2は、所定の周波数差を有する2つのキャリアを生成して送信すればよいことを示している。
That is, in the above formulas (201) and (202), the two carriers transmitted by the
図46の左側に示す角周波数ωC+ωBと角周波数ωC−ωBの送信波を得る例としては、例えば、図1の発振器13,23において、比較的高いローカル周波数(以下、RF−LO周波数という)として角周波数ωCのローカル信号と比較的低いローカル周波数(以下、IF−LO周波数)として角周波数がωBのローカル信号を発生し、送信部14,24において、これらのローカル周波数の和及び差の信号を送信信号として生成すればよい。
As an example of obtaining a transmission wave having an angular frequency ω C + ω B and an angular frequency ω C −ω B shown on the left side of FIG. 46, for example, in the
これに対し、図46の中央の送信波は、RF−LO周波数として角周波数ω’Cのローカル信号を発生すると共に、IF−LO周波数として角周波数がωL,ωHの2つのローカル信号を発生し、送信部14,24において、これらのローカル周波数の和の信号を送信信号として生成することにより得られる。即ち、RF−LO周波数を固定とし、IF−LO周波数を変更することで、図46の中央の送信波が得られる。
On the other hand, the transmission wave at the center of FIG. 46 generates a local signal having an angular frequency ω ′ C as an RF-LO frequency and two local signals having angular frequencies ω L and ω H as IF-LO frequencies. Generated by the
また、角周波数ωC−ωBは、以下のように変形することができる。
ωC−ωB=(ωC−2ωB)+(2ωB−ωB)=ω”C+ωB …(203)
図46の右側は(203)式の表現に基づく送信波を示しており、角周波数がω”Cの送信波を周波数軸上でf”Cとして示すと、図46の左側の周波数fC−fBの送信波は、同一周波数のf”C+fBの送信波として表現できることを示している。
Further, the angular frequency ω C −ω B can be modified as follows.
ω C −ω B = (ω C −2ω B ) + (2ω B −ω B ) = ω ″ C + ω B (203)
The right side of FIG. 46 shows the transmission wave based on the representation of the (203) type, indicating "transmission waves from the C f on the frequency axis" is the angular frequency ω as C, the left side of FIG. 46 the frequency f C - transmission wave f B indicate that that can be represented as a transmitted wave f "C + f B of the same frequency.
例えば、図46の右側の送信波は、RF−LO周波数として角周波数ω’Cのローカル信号と角周波数ω”Cのローカル信号を発生すると共に、IF−LO周波数として角周波数がωBのローカル信号を発生し、送信部14,24において、これらのローカル周波数の和の信号を送信信号として生成することにより得られる。即ち、図46の右側の送信波は、IF−LO周波数を固定し、RF−LO周波数を変更して得られる。
(キャリア周波数の変更)
このように、装置1,2は、測距に際して夫々所定の周波数差を有する2つのキャリア信号を送信すればよい。しかも、図15のシーケンスのように2つのキャリアのうち高い周波数のキャリアの送受信が交番して行われ、次に、低い周波数のキャリアの送受信が交番して行われる場合には、高い周波数のキャリアの送受信と低い周波数のキャリアの送受信とで、初期位相が異なっていてもよい。
For example, the transmission wave on the right side of FIG. 46 generates a local signal having an angular frequency ω ′ C and a local signal having an angular frequency ω ″ C as an RF-LO frequency, and a local signal having an angular frequency ω B as an IF-LO frequency. 46 is obtained by generating a signal of the sum of these local frequencies as a transmission signal in the
(Change carrier frequency)
As described above, the
更に、上記(139)式を分解した上記(132)式の演算には高い周波数のキャリアのみが用いられ、上記(138)式の演算には低い周波数のキャリアのみが用いられる。即ち、上記(132)式の演算と上記(138)式の演算とは独立に行えばよく、高い周波数のキャリアの送受信期間と低い周波数のキャリアの送受信期間との間においてキャリア周波数が変更されてもよい。 Further, only the high frequency carrier is used for the calculation of the above expression (132) obtained by decomposing the above expression (139), and only the low frequency carrier is used for the calculation of the above expression (138). That is, the calculation of the above equation (132) and the calculation of the above equation (138) may be performed independently, and the carrier frequency is changed between the transmission / reception period of the high frequency carrier and the transmission / reception period of the low frequency carrier. Also good.
このような初期位相の変化やキャリア角周波数の変化を許容すると、図11Aのフローに代えて図47のフローを採用することができる。 If the change of the initial phase and the change of the carrier angular frequency are allowed, the flow of FIG. 47 can be adopted instead of the flow of FIG. 11A.
図47のフローにおいては、装置1において1波送信信号生成の前に、第1ローカル(LO)周波数を設定し、装置2において装置1からの1波送信波の受信の前に、第1ローカル(LO)周波数を設定する。装置1は第1LO周波数のローカル信号を用いて、例えば、1波送信信号として、高い周波数のキャリアを生成し、装置2はこの高い周波数のキャリアを用いて1波送信波を受信してI,Q信号を取得する。
In the flow of FIG. 47, the first local (LO) frequency is set before the one-wave transmission signal is generated in the
また、装置1は、装置2からの送信波に基づくI,Q信号の取得後、次の1波送信信号の生成前に、第2ローカル(LO)周波数を設定する。同様に、装置2は、装置1への1波送信波の送信後、次の1波送信波の受信前に、第2ローカル(LO)周波数を設定する。装置1において、第2LO周波数のローカル信号を用いて、例えば、1波送信信号として、低い周波数のキャリアが生成される。また、装置2はこの低い周波数のキャリアを用いて装置1の送信波を受信してI,Q信号を取得する。
(発振器と送受信器の構成例)
このように、装置1,2は、所定の周波数差を有する2つのキャリア信号を生成して送信できればよく、図1の発振器13,23、送信部14,24及び受信部15,25としては種々の構成の回路を採用することができる。
Further, the
(Configuration example of oscillator and transceiver)
In this way, the
図48Aは装置1の発振器13、送信部14及び受信部15の構成の一例を簡略化して示す説明図である。また、図48Bは装置2の発振器23、送信部24及び受信部25の構成の一例を簡略化して示す説明図である。
FIG. 48A is an explanatory diagram showing a simplified example of the configuration of the
装置1及び装置2は、図48A及び図48Bに示すように、IF−LO周波数を発生する発振器とRF−LO周波数を発生する発振器とを備える。これらの発振器の発振周波数は例えば固定であり、RF−LO周波数にIF−LO周波数を加算又は減算することによって、周波数差を有する2つのキャリア信号を生成することができる。
As shown in FIGS. 48A and 48B, the
図49Aは装置1の発振器13、送信部14及び受信部15の構成の一例を簡略化して示す説明図である。また、図49Bは装置2の発振器23、送信部24及び受信部25の構成の一例を簡略化して示す説明図である。
49A is an explanatory diagram showing a simplified example of the configuration of the
図49A及び図49Bの例は、周波数可変の発振器と分周器(N−div)とによって、周波数差を有する2つのキャリア信号を生成する例である。 The example of FIGS. 49A and 49B is an example in which two carrier signals having a frequency difference are generated by a frequency variable oscillator and a frequency divider (N-div).
また、図50は、図4において、乗算器TM11,TM12に与える信号を生成する回路の一例を具体的に示す回路図であり、図51は、図5において、乗算器TM21,TM22に与える信号を生成する回路の一例を具体的に示す回路図である。 50 is a circuit diagram specifically showing an example of a circuit for generating signals to be supplied to the multipliers TM11 and TM12 in FIG. 4, and FIG. 51 is a signal to be supplied to the multipliers TM21 and TM22 in FIG. It is a circuit diagram which shows an example of the circuit which produces | generates specifically.
図50において、乗算器TM15は、IT信号と発振器13からのローカル信号cos(ωB1t+θB1)との乗算結果を加算器TS15に与え、乗算器TM16は、QT信号と発振器13からのローカル信号±sin(ωB1t+θB1)との乗算結果を加算器TS15に与える。加算器TS15は2入力を加算して加算結果を乗算器TM11に与える。
In Figure 50, the multiplier TM15 gives the result of multiplying the local signal cos (ω B1 t + θ B1 ) from I T signal and the
また、乗算器TM17は、IT信号と発振器13からのローカル信号±sin(ωB1t+θB1)との乗算結果を加算器TS16に与え、乗算器TM18は、QT信号と発振器13からのローカル信号cos(ωB1t+θB1)との乗算結果を加算器TS16に与える。加算器TS16は乗算器TM17の出力から乗算器TM18の出力を減算して減算結果を乗算器TM12に与える。他の構成は図4と同様である。 Also, the multiplier TM17 gives the result of multiplying the local signal ± sin from I T signal and the oscillator 13 (ω B1 t + θ B1 ) to the adder TS16, multiplier TM18 is local from Q T signal and the oscillator 13 A multiplication result with the signal cos (ω B1 t + θ B1 ) is given to the adder TS16. The adder TS16 subtracts the output of the multiplier TM18 from the output of the multiplier TM17 and gives the subtraction result to the multiplier TM12. Other configurations are the same as those in FIG.
図51において、乗算器TM25は、IT信号と発振器23からのローカル信号cos(ωB2t+θB2)との乗算結果を加算器TS25に与え、乗算器TM26は、QT信号と発振器23からのローカル信号±sin(ωB2t+θB2)との乗算結果を加算器TS25に与える。加算器TS25は2入力を加算して加算結果を乗算器TM21に与える。
In Figure 51, the multiplier TM25 gives the result of multiplying the local signal cos (ω B2 t + θ B2 ) from I T signal and the
また、乗算器TM27は、IT信号と発振器23からのローカル信号±sin(ωB2t+θB2)との乗算結果を加算器TS26に与え、乗算器TM28は、QT信号と発振器23からのローカル信号cos(ωB2t+θB2)との乗算結果を加算器TS26に与える。加算器TS26は乗算器TM27の出力から乗算器TM28の出力を減算して減算結果を乗算器TM22に与える。他の構成は図5と同様である。 Also, the multiplier TM27 gives the result of multiplying the local signal ± sin from I T signal and the oscillator 23 (ω B2 t + θ B2 ) to the adder TS26, multiplier TM28 is local from Q T signal and the oscillator 23 A multiplication result with the signal cos (ω B2 t + θ B2 ) is given to the adder TS26. The adder TS26 subtracts the output of the multiplier TM28 from the output of the multiplier TM27 and gives the subtraction result to the multiplier TM22. Other configurations are the same as those in FIG.
図52は図1中の送信部14及び受信部15の具体的な構成の一例を示す回路図である。また、図53は図1中の送信部24及び受信部25の具体的な構成の一例を示す回路図である。なお、図52及び図53はヘテロダイン構成の送受信器を示している。
52 is a circuit diagram showing an example of a specific configuration of the
図52において、乗算器TM1Aは、IT信号と発振器13からのローカル信号cos(ωB1t+θB1)との乗算結果を加算器TS1Aに与え、乗算器TM1Bは、QT信号と発振器13からのローカル信号sin(ωB1t+θB1)との乗算結果を加算器TS1Aに与える。加算器TS1Aは乗算器TM1Aの出力から乗算器TM1Bの出力を減算して減算結果を乗算器TM1Cに与える。乗算器TM1Cは、加算器TS1Aの出力とローカル信号cos(ωC1t+θC1)とを乗算し、乗算結果を送信信号tx1として出力する。
In Figure 52, the multiplier TM1A gives the result of multiplying the local signal cos (ω B1 t + θ B1 ) from I T signal and the
また、乗算器RM1Aは、受信信号rx1とローカル信号cos(ωC1t+θC1)とを乗算してI1信号を得て、乗算器RM1B,RM1Cに出力する。乗算器RM1BはI1信号とローカル信号cos(ωB1t+θB1)との乗算結果をI信号として出力する。また、乗算器RM1CはI1信号とローカル信号sin(ωB1t+θB1)との乗算結果をQ信号として出力する。 The multiplier RM1A multiplies the received signal rx1 and the local signal cos (ω C1 t + θ C1 ) to obtain the I 1 signal, and outputs it to the multipliers RM1B and RM1C. The multiplier RM1B outputs a multiplication result of the I 1 signal and the local signal cos (ω B1 t + θ B1 ) as an I signal. Further, the multiplier RM1C outputs a multiplication result of the I 1 signal and the local signal sin (ω B1 t + θ B1 ) as a Q signal.
図53において、乗算器TM2Aは、IT信号と発振器23からのローカル信号cos(ωB2t+θB2)との乗算結果を加算器TS2Aに与え、乗算器TM2Bは、QT信号と発振器23からのローカル信号sin(ωB2t+θB2)との乗算結果を加算器TS2Aに与える。加算器TS2Aは乗算器TM2Aの出力から乗算器TM2Bの出力を減算して減算結果を乗算器TM2Cに与える。乗算器TM2Cは、加算器TS2Aの出力とローカル信号cos(ωC2t+θC2)とを乗算し、乗算結果を送信信号tx2として出力する。
In Figure 53, the multiplier TM2A gives the result of multiplying the local signal cos (ω B2 t + θ B2 ) from I T signal and the
また、乗算器RM2Aは、受信信号rx2とローカル信号cos(ωC2t+θC2)とを乗算してI1信号を得て、乗算器RM2B,RM2Cに出力する。乗算器RM2BはI1信号とローカル信号cos(ωB2t+θB2)との乗算結果をI信号として出力する。また、乗算器RM2CはI1信号とローカル信号sin(ωB2t+θB2)との乗算結果をQ信号として出力する。 The multiplier RM2A multiplies the received signal rx2 and the local signal cos (ω C2 t + θ C2 ) to obtain the I 1 signal, and outputs it to the multipliers RM2B and RM2C. The multiplier RM2B outputs the multiplication result of the I 1 signal and the local signal cos (ω B2 t + θ B2 ) as an I signal. The multiplier RM2C outputs the multiplication result of the I 1 signal and the local signal sin (ω B2 t + θ B2 ) as a Q signal.
また、図54は図1中の送信部14及び受信部15の具体的な構成の一例を示す回路図である。また、図55は図1中の送信部24及び受信部25の具体的な構成の一例を示す回路図である。なお、図54及び図55は直接変換方式を採用した送受信器を示している。
FIG. 54 is a circuit diagram showing an example of a specific configuration of the
図54において、乗算器TM1Dは、IT信号と発振器13からのローカル信号cos(ωC1t+θC1)との乗算結果を加算器TS1Cに与え、乗算器TM1Eは、QT信号と発振器13からのローカル信号sin(ωC1t+θC1)との乗算結果を加算器TS1Cに与える。加算器TS1Cは乗算器TM1Dの出力から乗算器TM1Eの出力を減算して減算結果を送信信号tx1として出力する。
In Figure 54, the multiplier TM1D gives the result of multiplying the local signal cos (ω C1 t + θ C1 ) from I T signal and the
また、乗算器RM1Dは、受信信号rx1とローカル信号cos(ωC1t+θC1)とを乗算して乗算結果をI信号として出力する。また、乗算器RM1Eは、受信信号rx1とローカル信号sin(ωC1t+θC1)とを乗算して乗算結果をQ信号として出力する。 The multiplier RM1D multiplies the received signal rx1 and the local signal cos (ω C1 t + θ C1 ) and outputs the multiplication result as an I signal. The multiplier RM1E multiplies the received signal rx1 and the local signal sin (ω C1 t + θ C1 ) and outputs the multiplication result as a Q signal.
図55において、乗算器TM2Dは、IT信号と発振器23からのローカル信号cos(ωC2t+θC2)との乗算結果を加算器TS2Cに与え、乗算器TM2Eは、QT信号と発振器23からのローカル信号sin(ωC2t+θC2)との乗算結果を加算器TS2Cに与える。加算器TS2Cは乗算器TM2Dの出力から乗算器TM2Eの出力を減算して減算結果を送信信号tx2として出力する。
In Figure 55, the multiplier TM2D gives the result of multiplying the local signal cos (ω C2 t + θ C2 ) from I T signal and the
また、乗算器RM2Dは、受信信号rx2とローカル信号cos(ωC2t+θC2)とを乗算して乗算結果をI信号として出力する。また、乗算器RM2Eは、受信信号rx2とローカル信号sin(ωC2t+θC2)とを乗算して乗算結果をQ信号として出力する。
(位相情報の伝送例)
上記各実施の形態においては、第1装置と第2装置のいずれか一方から他方に、位相情報を伝送しているが、上述したように、位相情報の伝送方法は特に限定されるものではない。例えば、受信信号から得た位相分だけ、送信するキャリア信号の位相をずらすことで、位相情報を伝送するようにしてもよい。
The multiplier RM2D multiplies the received signal rx2 and the local signal cos (ω C2 t + θ C2 ) and outputs the multiplication result as an I signal. The multiplier RM2E multiplies the received signal rx2 and the local signal sin (ω C2 t + θ C2 ) and outputs the multiplication result as a Q signal.
(Example of phase information transmission)
In each of the above embodiments, phase information is transmitted from one of the first device and the second device to the other. However, as described above, the phase information transmission method is not particularly limited. . For example, the phase information may be transmitted by shifting the phase of the carrier signal to be transmitted by the phase obtained from the received signal.
例えば、この場合には、図6の破線部分を図56のフローに代えると共に、図6のステップS7,S8,S18を省略したフローを採用することができる。 For example, in this case, the broken line portion in FIG. 6 can be replaced with the flow in FIG. 56, and a flow in which steps S7, S8, and S18 in FIG. 6 are omitted can be employed.
図56は図11Aに対応して、第2装置が第1装置に位相情報を送信する例を示すフローチャートである。図56は図11Aの第2装置におけるI,Q信号の取得ステップと、1波送信信号生成ステップとの間に、受信位相と初期位相とを加算するステップを有する。これにより、装置2の初期位相に受信信号から検出した位相が加算されたキャリア信号が生成される。装置1は、装置2からのキャリア信号を受信して位相を求めることで、装置2が求めた位相情報を取得することができる。
FIG. 56 is a flowchart illustrating an example in which the second device transmits phase information to the first device, corresponding to FIG. 11A. FIG. 56 includes a step of adding the reception phase and the initial phase between the acquisition step of the I and Q signals and the one-wave transmission signal generation step in the second apparatus of FIG. 11A. Thereby, a carrier signal in which the phase detected from the received signal is added to the initial phase of the
上記受信位相と初期位相の加算の拡張として、例えば、図15に示した8回繰返し交番シーケンスにおいて、θL2、θL2、θL1のシーケンス、すなわち、装置2から装置1へ2回信号を送った後、装置1から装置2へ信号を送る場合を考える。最後のθL1送信時に初期位相に加算する受信位相は直前のθL2の位相としてもよいが、その1つ前のθL2の位相検出結果を考慮した値としてもよい。すなわち、単純に直前の受信した結果を反映させるだけでなく、過去の位相を反映した結果を加算してもよい。この場合、一般的に言えば、初期位相に加算するのは過去の検出位相に所定の演算を行った結果になる。さらに、図15で示したシーケンスの場合、最後には装置2で信号を受け取るので、装置2は距離を算出する装置になる。この場合、装置1は必ずしも距離を算出する必要はない。
As an extension of the addition of the received phase and the initial phase, sent for example, in the 8 times repeated alternating sequence shown in FIG. 15, theta L2, theta L2, the sequence of theta L1, i.e., twice the signal from the
また、図57は図47に対応した例を示すフローチャートである。図57のフローでは、図47の第2装置におけるI,Q信号の取得ステップと、1波送信信号生成ステップとの間に、受信位相と初期位相とを加算するステップを有する。図15に示した8回繰返し交番シーケンスを想定した場合、上記同様、初期位相には、過去の検出位相に対する所定の算結果を加算する。さらに、装置2は距離を算出する装置になる。このように、測距の途中でキャリア周波数を変更する場合でも、位相情報を測距のために送信するキャリア信号の位相の情報に含めて送信してもよい。
(測距距離の2倍化)
ところで、上記(139)式の結果は2πの剰余系、すなわち0〜2πの間の値となる。距離RはR=τ1/Cであり、上記(139)式の左辺をSAとしてRを求めると、下記(210)式が得られる。
R=(SA/4)×{c/(ωB1+ωB2)} …(210)
上記(210)式のSAの最大値は2πであり、(ωB1+ωB2)=2πΔfとすると、距離Rの最大値RMAXは下記(211)式で表される。
RMAX=c/4Δf …(211)
即ち、上記(211)式は、装置1及び装置2から異なる周波数の2つのキャリアを互いに4回ずつ計8回送信する図15のシーケンス(以下、8回交互シーケンスという)において、上述した図9や図10に示す方法を採用することなく測距可能な最大距離を示している。これに対し、4波を同時に送信して、上記(61)式により距離を求める場合には、RMAX=c/2Δfとなる。即ち、図15の8回交互シーケンスでは、測距可能な距離が4波同時送信時の半分となっている。
FIG. 57 is a flowchart showing an example corresponding to FIG. The flow of FIG. 57 includes a step of adding the reception phase and the initial phase between the acquisition step of the I and Q signals and the one-wave transmission signal generation step in the second device of FIG. Assuming the eight-times alternating alternating sequence shown in FIG. 15, a predetermined calculation result for the past detection phase is added to the initial phase as described above. Furthermore, the
(Double the distance measurement)
By the way, the result of the above equation (139) is a 2π residue system, that is, a value between 0 and 2π. The distance R is R = τ 1 / C. When R is obtained with the left side of the above equation (139) as S A , the following equation (210) is obtained.
R = (S A / 4) × {c / (ω B1 + ω B2 )} (210)
The maximum value of S A in the above equation (210) is 2π, and when (ω B1 + ω B2 ) = 2πΔf, the maximum value R MAX of the distance R is expressed by the following equation (211).
R MAX = c / 4Δf (211)
In other words, the above equation (211) is the same as the above-described FIG. 9 in the sequence of FIG. The maximum distance that can be measured without adopting the method shown in FIG. On the other hand, when four waves are transmitted at the same time and the distance is obtained by the above equation (61), R MAX = c / 2Δf. That is, in the eight-fold alternating sequence of FIG. 15, the distance that can be measured is half that of the simultaneous transmission of four waves.
そこで、図15の8回交互シーケンスにおいて測距可能な距離を大きくする手法を考察する。いま、ωB1−ωB2をビート角周波数とし、このビート角周波数の2倍に時間t0を乗算した結果をA(=2(ωB1−ωB2)t0)とする。Aは、計測した8個の位相を用いた下記(212)式によって求めることができる。 Therefore, a method for increasing the distance that can be measured in the eight-time alternating sequence of FIG. 15 will be considered. Now, let ω B1 −ω B2 be the beat angular frequency, and A (= 2 (ω B1 −ω B2 ) t 0 ) be the result of multiplying twice the beat angular frequency by the time t 0 . A can be obtained by the following equation (212) using eight measured phases.
A=[mod{(θH1(t)+θH2(t+t0)−θH1(t+t0+D)−θH2(t+D)−(θL1(t+T)+θL2(t+t0+T)−θL1(t+t0+D+T)−θL2(t+D+T))+π,2π}−π]/2 …(212)
ここで、下記(213)式を満足するとき、(129)式を変形して、距離は下記(214)式によって示すことができる。
|2(ωB1−ωB2)t0|≦π/2 …(213)
R=[{θH1(t)+θH2(t+t0)−(θL1(t+T)+θL2(t+t0+T))−A}/2]×c/(ωB1+ωB2) …(214)
従って、この場合の距離Rの最大値RMAXは(215)式で表される。
RMAX=c/2Δf …(215)
即ち、上記(214)式を用いて測距を行うことで、図15の8回交互シーケンスにおいても、上述した図9や図10に示す方法を採用することなく、送信測距可能な最大距離を4波同時送信時と同様の測距距離とすることができる。
A = [mod {(θ H1 (t) + θ H2 (t + t 0 ) −θ H1 (t + t 0 + D) −θ H2 (t + D) − (θ L1 (t + T) + θ L2 (t + t 0 + T) −θ L1 (t + t) 0 + D + T) −θ L2 (t + D + T)) + π, 2π} −π] / 2 (212)
Here, when the following equation (213) is satisfied, the equation (129) is modified and the distance can be expressed by the following equation (214).
| 2 (ω B1 −ω B2 ) t 0 | ≦ π / 2 (213)
R = [{θ H1 (t) + θ H2 (t + t 0 ) − (θ L1 (t + T) + θ L2 (t + t 0 + T)) − A} / 2] × c / (ω B1 + ω B2 ) (214)
Accordingly, the maximum value R MAX of the distance R in this case is expressed by the equation (215).
R MAX = c / 2Δf (215)
In other words, by performing distance measurement using the above equation (214), the maximum distance that can be transmitted and measured without adopting the method shown in FIGS. Can be set to the same distance measurement as in the case of simultaneous transmission of four waves.
例えば、ωB1=2π×5[MHz]、ωB1に対するωB2の誤差が40[ppm]、t0=100[μs]であれば、上記(213)式の左辺は、
2(ωB1−ωB2)t0=2×2π×5×40×10−6×100=0.08πであり、上記(213)式を満足するようにシステム設計を行うことは比較的容易である。
For example, if ω B1 = 2π × 5 [MHz], the error of ω B2 with respect to ω B1 is 40 ppm, and t 0 = 100 [μs], the left side of the above equation (213) is
2 (ω B1 −ω B2 ) t 0 = 2 × 2π × 5 × 40 × 10 −6 × 100 = 0.08π, and it is relatively easy to design a system so as to satisfy the above expression (213). It is.
なお、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で種々に変形することが可能である。また、上記実施形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適当な組み合わせにより種々の発明が抽出され得る。例えば、実施形態に示される全構成要件からいくつかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題が解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果が得られる場合には、この構成要件が削除された構成が発明として抽出され得る。 In addition, this invention is not limited to the said embodiment, In the implementation stage, it can change variously in the range which does not deviate from the summary. Further, the above embodiments include inventions at various stages, and various inventions can be extracted by appropriately combining a plurality of disclosed constituent elements. For example, even if some constituent requirements are deleted from all the constituent requirements shown in the embodiment, the problem described in the column of the problem to be solved by the invention can be solved, and the effect described in the column of the effect of the invention Can be obtained as an invention.
1,2…装置、11,21…制御部、12,22…メモリ、13,23…発振器、14,24…送信部、15,25…受信部、17,27…アンテナ回路。
DESCRIPTION OF
Claims (25)
少なくとも一方が移動自在な第1装置及び第2装置により取得した位相情報に基づいて前記第1装置と第2装置との間の距離を算出する算出部を有し、
前記第1装置は、
第1基準信号源と、
前記第1基準信号源の出力を用いて2つ以上の第1キャリア信号を送信すると共に2つ以上の第2キャリア信号を受信する第1送受信器とを具備し、
前記第2装置は、
前記第1基準信号源とは独立に動作する第2基準信号源と、
前記第2の基準信号源の出力を用いて前記2つ以上の第2キャリア信号を送信すると共に前記2つ以上の第1キャリア信号を受信する第2送受信器とを具備し、
前記算出部は、前記第1及び第2キャリア信号の受信によって得られる位相検出結果に基づいて前記距離の算出を行う
測距装置。 In a distance measuring device that calculates a distance based on carrier phase detection,
A calculating unit that calculates a distance between the first device and the second device based on phase information acquired by the first device and the second device at least one of which is movable;
The first device includes:
A first reference signal source;
A first transceiver for transmitting two or more first carrier signals and receiving two or more second carrier signals using the output of the first reference signal source;
The second device includes:
A second reference signal source that operates independently of the first reference signal source;
A second transceiver for transmitting the two or more second carrier signals using the output of the second reference signal source and receiving the two or more first carrier signals;
The said calculating part is a ranging apparatus which calculates the said distance based on the phase detection result obtained by reception of the said 1st and 2nd carrier signal.
請求項1に記載の測距装置。 2. The distance measuring apparatus according to claim 1, wherein the first and second reference signal sources continuously operate during a period in which the first and second carrier signals are transmitted and received by the first and second transceivers.
前記第2送受信器の受信器は、前記2つ以上の第1キャリア信号の位相を検出する第2位相検出器を具備する
請求項1に記載の測距装置。 The receiver of the first transceiver comprises a first phase detector for detecting the phase of the two or more second carrier signals;
2. The distance measuring apparatus according to claim 1, wherein a receiver of the second transceiver includes a second phase detector that detects phases of the two or more first carrier signals.
請求項3に記載の測距装置。 The distance measuring device according to claim 3, wherein the first and second phase detectors are configured by quadrature demodulators.
前記第2送受信器は、前記第2の基準信号源の出力を用いて前記2つ以上の第2キャリア信号を送信すると共に前記2つの第1キャリア信号を受信し、
前記算出部は、前記第1及び第2キャリア信号の受信によって得られる4つの位相検出結果に基づいて前記距離の算出を行う
請求項1に記載の測距装置。 The first transceiver transmits two first carrier signals and receives two or more second carrier signals using the output of the first reference signal source;
The second transceiver transmits the two or more second carrier signals using the output of the second reference signal source and receives the two first carrier signals;
The distance measuring apparatus according to claim 1, wherein the calculation unit calculates the distance based on four phase detection results obtained by receiving the first and second carrier signals.
前記第1送受信器によって得られる前記2つの第2キャリア信号の各位相の第1位相差と、前記第2送受信器によって得られる前記2つの第1キャリア信号の各位相の第2位相差とを加算して、前記距離を求める
請求項5に記載の測距装置。 The calculation unit includes:
A first phase difference between the phases of the two second carrier signals obtained by the first transceiver and a second phase difference between the phases of the two first carrier signals obtained by the second transceiver. The distance measuring device according to claim 5, wherein the distance is obtained by addition.
前記第2送受信器は、前記第2の基準信号源の出力を用いて前記3つの第2キャリア信号を送信すると共に前記3つの第1キャリア信号を受信し、
前記算出部は、前記第1及び第2キャリア信号の受信によって得られる6つの位相検出結果に基づいて前記距離の算出を行う
請求項1に記載の測距装置。 The first transceiver transmits three first carrier signals and receives three second carrier signals using the output of the first reference signal source;
The second transceiver transmits the three second carrier signals using the output of the second reference signal source and receives the three first carrier signals;
The distance measuring apparatus according to claim 1, wherein the calculation unit calculates the distance based on six phase detection results obtained by receiving the first and second carrier signals.
前記第1送受信器によって得られる前記3つの第2キャリア信号の1つの位相と他の2つの位相との2つの第1位相差と、前記第2送受信器によって得られる前記3つの第1キャリア信号の1つの位相と他の2つの位相との2つの第2位相差とを加算して、前記距離を求める
請求項7に記載の測距装置。 The calculation unit includes:
Two first phase differences between one phase and the other two phases of the three second carrier signals obtained by the first transceiver, and the three first carrier signals obtained by the second transceiver The distance measuring device according to claim 7, wherein the distance is obtained by adding two second phase differences between one phase and the other two phases.
請求項1乃至8のいずれか1つに記載の測距装置。 9. The calculation unit according to claim 1, wherein the calculation unit obtains the distance by obtaining a remainder of 2π with respect to an addition result of a remainder result of 2π with respect to the first phase difference and a remainder result of 2π with respect to the second phase difference. The distance measuring device according to any one of the above.
請求項9に記載の測距装置。 The distance measuring device according to claim 9, wherein the calculation unit obtains the distance using amplitudes of reception signals of the first and second transmission / reception units.
前記第1及び第2装置は、前記位相情報を前記算出部に送信するための通信部を有する
請求項1乃至10のいずれか1つに記載の測距装置。 At least one of the first and second devices has the calculation unit,
11. The distance measuring device according to claim 1, wherein each of the first and second devices includes a communication unit for transmitting the phase information to the calculation unit.
前記第1及び第2送受信器は、前記2種類のローカル信号を用いたイメージ抑圧方式の無線受信器によって構成される
請求項1乃至11のいずれか1つに記載の測距装置。 The first and second reference signal sources generate two types of local signals,
The distance measuring apparatus according to claim 1, wherein the first and second transceivers are configured by an image suppression wireless receiver using the two types of local signals.
第1装置において、第1基準信号源の出力を用いて2つ以上の第1キャリア信号を送信し、
第2装置において、第2基準信号源の出力を用いて2つ以上の第2キャリア信号を送信し、
第1装置において、前記2つ以上の第2キャリア信号を受信して2つ以上の第1位相検出結果を得、
第2装置において、前記2つ以上の第1キャリア信号を受信して2つ以上の第2位相検出結果を得、
前記第1及び第2位相検出結果を算出部に伝送し、
算出部において、前記第1及び第2位相検出結果に基づいて前記第1装置と第2装置との間の距離を算出する
測距方法。 In the distance measuring method for calculating the distance based on the carrier phase detection,
In the first device, two or more first carrier signals are transmitted using the output of the first reference signal source,
In the second device, two or more second carrier signals are transmitted using the output of the second reference signal source,
In the first device, the two or more second carrier signals are received to obtain two or more first phase detection results,
In the second device, the two or more first carrier signals are received to obtain two or more second phase detection results,
Transmitting the first and second phase detection results to a calculation unit;
In the calculation unit, a distance measurement method for calculating a distance between the first device and the second device based on the first and second phase detection results.
請求項13に記載の測距方法。 The calculation unit is configured to add two or more first phase differences based on the two or more first phase detection results and two or more second phase differences based on the two or more second phase detection results. The distance measuring method according to claim 13, wherein the distance is calculated.
前記第2送受信器は、前記第2の基準信号源の出力を用いて前記第1送受信器からの前記第1波を受信した後、前記第2キャリア信号の第1波を送信し、
前記第1送受信器は、前記第1の基準信号源の出力を用いて前記第2送受信器からの前記第1波を受信した後、前記第1キャリア信号の第2波を送信し、
前記第2送受信器は、前記第2の基準信号源の出力を用いて前記第1送受信器からの前記第2波を受信した後、前記第2キャリア信号の第2波を送信し、
前記第1送受信器は、前記第1の基準信号源の出力を用いて前記第2送受信器からの前記第2波を受信する
請求項5に記載の測距装置。 The first transmitter / receiver transmits a first wave of the first carrier signal using an output of the first reference signal source;
The second transmitter / receiver transmits the first wave of the second carrier signal after receiving the first wave from the first transmitter / receiver using the output of the second reference signal source,
The first transmitter / receiver transmits the second wave of the first carrier signal after receiving the first wave from the second transmitter / receiver using the output of the first reference signal source,
The second transceiver transmits the second wave of the second carrier signal after receiving the second wave from the first transceiver using the output of the second reference signal source,
The distance measuring apparatus according to claim 5, wherein the first transmitter / receiver receives the second wave from the second transmitter / receiver using an output of the first reference signal source.
前記第2送受信器は、前記第2の基準信号源の出力を用いて前記第1送受信器からの前記第1波を受信した後、前記第2キャリア信号の第1波を送信し、前記第2キャリア信号の第1波を送信した後、前記第2キャリア信号の第1波を再度送信し、
前記第1送受信器は、前記第1の基準信号源の出力を用いて前記第2送受信器からの前記第1波を2回受信した後、前記第1キャリア信号の第1波を再度送信し、前記第1キャリア信号の第1波を再度送信した後、前記第1キャリア信号の第2波を送信し、
前記第2送受信器は、前記第2の基準信号源の出力を用いて前記第1送受信器からの前記第1波、第2波を順に受信した後、前記第2キャリア信号の第2波を送信し、前記第2キャリア信号の第2波を送信した後、前記第2キャリア信号の第2波を再度送信し、
前記第1送受信器は、前記第1の基準信号源の出力を用いて前記第2送受信器からの前記第2波を2回受信した後、前記第1キャリア信号の第2波を再度送信し、
前記第2送受信器は、前記第2の基準信号源の出力を用いて前記第2送受信器からの前記第2波を受信する
請求項5に記載の測距装置。 The first transmitter / receiver transmits a first wave of the first carrier signal using an output of the first reference signal source;
The second transmitter / receiver transmits the first wave of the second carrier signal after receiving the first wave from the first transmitter / receiver using the output of the second reference signal source, After transmitting the first wave of the two carrier signal, the first wave of the second carrier signal is transmitted again,
The first transmitter / receiver transmits the first wave of the first carrier signal again after receiving the first wave from the second transmitter / receiver twice using the output of the first reference signal source. , After transmitting the first wave of the first carrier signal again, transmitting the second wave of the first carrier signal,
The second transmitter / receiver sequentially receives the first wave and the second wave from the first transmitter / receiver using the output of the second reference signal source, and then receives the second wave of the second carrier signal. Transmit, and after transmitting the second wave of the second carrier signal, transmit the second wave of the second carrier signal again,
The first transmitter / receiver transmits the second wave of the first carrier signal again after receiving the second wave from the second transmitter / receiver twice using the output of the first reference signal source. ,
The distance measuring apparatus according to claim 5, wherein the second transmitter / receiver receives the second wave from the second transmitter / receiver using an output of the second reference signal source.
前記第1送受信器内の送信器の出力を、前記バンドパスフィルタを介して前記第1送受信器内の受信器に与える第1経路と、前記バンドパスフィルタを介することなく前記第1送受信器内の受信器に与える第2経路とを切換えるスイッチ回路と、を具備し、
前記算出部は、前記第1経路を通過した前記第1キャリア信号の位相と前記第2経路を通過した前記第1キャリア信号の位相とに基づいて前記バンドパスフィルタによる遅延時間を求める
請求項1に記載の測距装置。 A bandpass filter provided between the first transceiver and the antenna;
A first path that gives the output of the transmitter in the first transmitter / receiver to the receiver in the first transmitter / receiver via the bandpass filter; and in the first transmitter / receiver without passing through the bandpass filter A switching circuit for switching a second path to be provided to the receiver of
The calculation unit obtains a delay time by the bandpass filter based on a phase of the first carrier signal that has passed through the first path and a phase of the first carrier signal that has passed through the second path. The distance measuring device described in 1.
前記第1送受信器内の送信器の出力を、前記バンドパスフィルタを介して前記第1送受信器内の受信器に与える第1経路と、前記バンドパスフィルタを介することなく前記第1送受信器内の受信器に与える第2経路とを切換えるスイッチ回路と、を具備し、
前記第1送受信器の受信器の入力は2つあり、そのうち1つは前記スイッチ回路の出力に接続され、
前記算出部は、前記第1経路を通過した前記第1キャリア信号の位相と前記第2経路を通過した前記第1キャリア信号の位相とに基づいて前記バンドパスフィルタによる遅延時間を求める
請求項1に記載の測距装置。 A bandpass filter provided between the first transceiver and the antenna;
A first path that gives the output of the transmitter in the first transmitter / receiver to the receiver in the first transmitter / receiver via the bandpass filter; and in the first transmitter / receiver without passing through the bandpass filter A switching circuit for switching a second path to be provided to the receiver of
There are two receiver inputs of the first transceiver, one of which is connected to the output of the switch circuit,
The calculation unit obtains a delay time by the bandpass filter based on a phase of the first carrier signal that has passed through the first path and a phase of the first carrier signal that has passed through the second path. The distance measuring device described in 1.
前記第2キャリア信号は、前記第1キャリア信号の2つ以上のキャリア信号にそれぞれ対応する周波数を有する2つ以上のキャリア信号であり、
前記第1及び第2送受信器は、前記第1及び第2キャリア信号の相互に対応する周波数のキャリア信号を送受信する期間中は前記第1及び第2のキャリア信号の初期位相及び周波数を変化させない
請求項1又は2に記載の測距装置。 The first carrier signal is two or more carrier signals having different frequencies,
The second carrier signal is two or more carrier signals having frequencies respectively corresponding to two or more carrier signals of the first carrier signal;
The first and second transceivers do not change the initial phase and frequency of the first and second carrier signals during a period of transmitting and receiving carrier signals having frequencies corresponding to the first and second carrier signals. The distance measuring device according to claim 1 or 2.
前記第2キャリア信号は、前記第1キャリア信号の2つ以上のキャリア信号にそれぞれ対応する周波数を有する2つ以上のキャリア信号であり、
前記第1及び第2基準信号源は、前記第1及び第2送受信器によって前記第1及び第2キャリア信号の相互に対応する周波数のキャリア信号が送受信される期間中は継続して動作する
請求項1又は2に記載の測距装置。 The first carrier signal is two or more carrier signals having different frequencies,
The second carrier signal is two or more carrier signals having frequencies respectively corresponding to two or more carrier signals of the first carrier signal;
The first and second reference signal sources continuously operate during a period in which carrier signals having frequencies corresponding to the first and second carrier signals are transmitted and received by the first and second transceivers. Item 3. A distance measuring device according to item 1 or 2.
請求項1、5又は6のいずれか1つに記載の測距装置。 One of the first and second devices generates a carrier signal by adding the phase detection result obtained by receiving the carrier signal from the other device of the first and second devices to the initial phase. The distance measuring device according to claim 1, wherein the distance measuring device transmits the data to the other device.
請求項1、5又は6のいずれか1つに記載の測距装置。 One of the first and second devices generates a carrier signal by adding the phase detection result obtained by receiving the carrier signal from the other device of the first and second devices to the initial phase. The distance measuring device according to claim 1, wherein the device that transmits to the other device and that receives the distance measurement sequence lastly calculates the distance.
前記第2キャリア信号は、前記第1キャリア信号の2つ以上のキャリア信号にそれぞれ対応する周波数を有する2つ以上のキャリア信号であり、
前記第1及び第2基準信号源は、2種類のローカル信号を発生し、
前記第1及び第2送受信器は、前記2種類のローカル信号を用いたヘテロダイン方式の無線送受信器によって構成されて、前記2種類のローカル信号の少なくとも1種類のローカル信号の周波数を変更することで前記第1及び第2キャリア信号の周波数を変更可能であり、
前記第1及び第2の基準信号源は、前記第1及び第2キャリア信号の相互に対応する周波数のキャリア信号が送受信される期間中は前記2種類のローカル信号を継続して発生する
請求項1に記載の測距装置。 The first carrier signal is two or more carrier signals having different frequencies,
The second carrier signal is two or more carrier signals having frequencies respectively corresponding to two or more carrier signals of the first carrier signal;
The first and second reference signal sources generate two types of local signals,
The first and second transceivers are configured by a heterodyne radio transceiver using the two types of local signals, and by changing the frequency of at least one type of local signals of the two types of local signals. The frequency of the first and second carrier signals can be changed;
The first and second reference signal sources continuously generate the two kinds of local signals during a period in which carrier signals having frequencies corresponding to each other of the first and second carrier signals are transmitted and received. The distance measuring apparatus according to 1.
前記第2キャリア信号は、前記第1キャリア信号の2つ以上のキャリア信号にそれぞれ対応する周波数を有する2つ以上のキャリア信号であり、
前記第1及び第2基準信号源は、1種類のローカル信号を発生し、
前記第1及び第2送受信器は、前記1種類のローカル信号を用いた直接変換方式の無線送受信器によって構成されて、前記1種類のローカル信号の周波数を変更することで前記第1及び第2キャリア信号の周波数を変更可能であり、
前記第1及び第2の基準信号源は、前記第1及び第2キャリア信号の相互に対応する周波数のキャリア信号が送受信される期間中は前記1種類のローカル信号を継続して発生する
請求項1に記載の測距装置。 The first carrier signal is two or more carrier signals having different frequencies,
The second carrier signal is two or more carrier signals having frequencies respectively corresponding to two or more carrier signals of the first carrier signal;
The first and second reference signal sources generate one type of local signal;
The first and second transmitters / receivers are configured by direct conversion type radio transmitter / receivers using the one type of local signal, and the first and second types of the first and second transmitters / receivers are changed by changing the frequency of the one type of local signal. The frequency of the carrier signal can be changed,
The first and second reference signal sources continuously generate the one type of local signals during a period in which carrier signals having frequencies corresponding to each other of the first and second carrier signals are transmitted and received. The distance measuring apparatus according to 1.
ことを特徴とする請求項16に記載の測距装置。 The calculation unit is a detected phase error component caused by a beat frequency that is a difference between the frequency of the first wave transmitted from the first transceiver and the frequency of the first wave transmitted from the second transceiver. The first phase detection result by the second device that has received the first wave transmitted from the first transceiver, and the first that has received the first wave transmitted from the second transceiver. The first phase detection result by the device, the first phase detection result by the second device that has received the second wave transmitted from the first transceiver, and the first phase detection result transmitted from the second transceiver. The first phase detection result by the first device that has received two waves, the frequency of the first wave transmitted from the first transceiver, and the frequency of the first wave transmitted from the second transceiver The frequency of the sum of Distance measuring apparatus according to claim 16, characterized in that the output.
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