JP2018098393A - Transformer, llc resonant converter, and design method of llc resonant converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、トランス、LLC共振コンバーター及びLLC共振コンバーターの設計方法に関する。 The present invention relates to a transformer, an LLC resonant converter, and an LLC resonant converter design method.
従来、電気自動車(EV)やプラグインハイブリッド車(PHV)等に搭載される充電器として、電力の変換を行うLLC共振コンバーターを備える構成が知られている。一般的なLLC共振コンバーターは、一次巻線及び二次巻線を有するトランス、トランスの一次側に接続される共振コンデンサー、トランス及び共振コンデンサーへの通電を制御するスイッチング回路、トランスの二次側に接続される整流回路、並びに整流後の電圧を平滑化する平滑コンデンサー等を備える。 Conventionally, as a charger mounted on an electric vehicle (EV), a plug-in hybrid vehicle (PHV), or the like, a configuration including an LLC resonant converter that converts power is known. A general LLC resonant converter includes a transformer having a primary winding and a secondary winding, a resonant capacitor connected to the primary side of the transformer, a switching circuit that controls the energization of the transformer and the resonant capacitor, and a secondary side of the transformer. A rectifier circuit to be connected and a smoothing capacitor for smoothing the rectified voltage are provided.
LLC共振コンバーターは、トランスの結合係数を小さくして積極的に漏れインダクタンスを生じさせることにより、これを共振用インダクタンスとして利用する。つまり、LLC共振コンバーターは、トランスの漏れインダクタンスLe、励磁インダクタンスLm及び共振コンデンサーCrからなる共振回路を有する。 The LLC resonant converter uses this as a resonance inductance by actively generating a leakage inductance by reducing the coupling coefficient of the transformer. That, LLC resonant converter has transformer leakage inductance L e, a resonance circuit consisting of the excitation inductance L m and a resonant capacitor C r.
LLC共振コンバーターのトランスにおいては、通常、所望の性能を得るために決定された漏れインダクタンスが生じるように、ボビン形状や巻数比が設計される。従来は、トランスの漏れインダクタンスが狙い通りの値にならない場合には、ボビン形状を設計し直して、一次巻線と二次巻線の間のギャップを変更したり、巻数比を変更したりすることで対応している。特許文献1には、一次巻線と二次巻線の間のギャップを変更することなく、すなわちボビンの設計を変更することなく、一次巻線と二次巻線の巻線比を変更することで、漏れインダクタンスを最適な値に調整できるトランスが開示されている。
In a transformer of an LLC resonant converter, the bobbin shape and the turns ratio are usually designed so that a leakage inductance determined to obtain a desired performance is generated. Conventionally, when the transformer leakage inductance does not reach the target value, the bobbin shape is redesigned to change the gap between the primary and secondary windings or to change the turns ratio. It corresponds by that. In
しかしながら、一次巻線と二次巻線の間のギャップを拡げることにより、トランスの漏れインダクタンスを調整する場合、トランス本体のサイズが大きくなってしまう。また、試作したトランスにおいて所望の性能が得られず、漏れインダクタンスの値を変化させる必要がある場合、トランスの設計を見直して、試作し直さなければならない。 However, when the leakage inductance of the transformer is adjusted by widening the gap between the primary winding and the secondary winding, the size of the transformer main body is increased. Further, when desired performance cannot be obtained in the prototype transformer, and it is necessary to change the value of the leakage inductance, the transformer design must be reviewed and prototyped again.
特許文献1に開示のトランスは、一次巻線と二次巻線の巻数比を変更することで、ボビンを変更することなく漏れインダクタンスを調整することができるが、ボビンに余剰サイズを持たせる必要があるため、小型化の点から好ましいとはいえない。また、ポッティングして巻線を固定した後では巻数比を変更することができないため、試作したトランスにおいて所望の性能が得られない場合は、やはりトランスを試作し直さなければならない。
The transformer disclosed in
本発明の目的は、トランスの主要部の設計を変更することなく、容易に所望の性能を実現できるトランス、LLC共振コンバーター及びLLC共振コンバーターの設計方法を提供することである。 An object of the present invention is to provide a transformer, an LLC resonant converter, and an LLC resonant converter design method that can easily achieve desired performance without changing the design of the main part of the transformer.
本発明に係るトランスは、
一次巻線及び二次巻線を備えるトランスであって、
前記一次巻線と前記二次巻線のうち巻数の少ない方から引き出される配線は、配線インダクタンスを考慮した全体の漏れインダクタンスが所定のインダクタンス値を満たすように設定された配線長さ及び配線形状を有することを特徴とする。
The transformer according to the present invention is
A transformer comprising a primary winding and a secondary winding,
The wiring drawn from the smaller number of windings of the primary winding and the secondary winding has a wiring length and a wiring shape set so that the entire leakage inductance considering the wiring inductance satisfies a predetermined inductance value. It is characterized by having.
本発明に係るLLC共振コンバーターは、
一次巻線及び二次巻線を有するトランスと、
前記トランスの一次側に接続された共振コンデンサーと、
前記トランス及び前記共振コンデンサーへの通電を制御するスイッチング回路と、
前記トランスの二次側に接続された整流回路と、
前記整流回路による整流後の電圧を平滑化する平滑コンデンサーと、を備え、
前記一次巻線と前記二次巻線のうち巻数の少ない方から引き出される配線は、配線インダクタンスを考慮した全体の漏れインダクタンスが所定のインダクタンス値を満たすように設定された配線長さ及び配線形状を有することを特徴とする。
The LLC resonant converter according to the present invention is
A transformer having a primary winding and a secondary winding;
A resonant capacitor connected to the primary side of the transformer;
A switching circuit for controlling energization to the transformer and the resonant capacitor;
A rectifier circuit connected to the secondary side of the transformer;
A smoothing capacitor that smoothes the voltage after rectification by the rectifier circuit,
The wiring drawn from the smaller number of windings of the primary winding and the secondary winding has a wiring length and a wiring shape set so that the entire leakage inductance considering the wiring inductance satisfies a predetermined inductance value. It is characterized by having.
本発明に係るLLC共振コンバーターの設計方法は、
一次巻線及び二次巻線を有するトランスと、
前記トランスの一次側に接続された共振コンデンサーと、
前記トランス及び前記共振コンデンサーへの通電を制御するスイッチング回路と、
前記トランスの二次側に接続された整流回路と、
前記整流回路による整流後の電圧を平滑化する平滑コンデンサーと、を備えるLLC共振コンバーターの設計方法であって、
前記一次巻線と前記二次巻線のうち巻数の少ない方から引き出される配線の配線長さ及び配線形状を、配線インダクタンスを考慮した全体の漏れインダクタンスが所定のインダクタンス値を満たすように設定することを特徴とする。
The design method of the LLC resonant converter according to the present invention is as follows:
A transformer having a primary winding and a secondary winding;
A resonant capacitor connected to the primary side of the transformer;
A switching circuit for controlling energization to the transformer and the resonant capacitor;
A rectifier circuit connected to the secondary side of the transformer;
A method of designing an LLC resonant converter comprising: a smoothing capacitor that smoothes a voltage after rectification by the rectifier circuit,
The wiring length and wiring shape of the wiring drawn from the smaller number of windings of the primary winding and the secondary winding are set so that the entire leakage inductance considering the wiring inductance satisfies a predetermined inductance value. It is characterized by.
本発明によれば、トランスの主要部の設計を変更することなく、容易に所望の性能を実現することができる。 According to the present invention, desired performance can be easily realized without changing the design of the main part of the transformer.
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して詳細に説明する。
図1は、本発明の一実施の形態に係るLLC共振コンバーター1の回路図である。LLC共振コンバーター1は、例えば車載充電器に実装される。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 1 is a circuit diagram of an LLC
図1に示すように、LLC共振コンバーター1は、入力された第1の直流電圧Vinを変換して、第2の直流電圧Voutを出力する。LLC共振コンバーター1の回路構成は公知であるが、トランスTの構成に特徴を有する。
As shown in FIG. 1,
具体的には、LLC共振コンバーター1は、一次巻線(巻数Np)及び二次巻線(巻数Ns)を有するトランスT、トランスTの一次側に接続された共振コンデンサーCr、トランスT及び共振コンデンサーCrへの通電を制御するスイッチング素子Q1、Q2(スイッチング回路)、トランスTの二次側に接続された整流素子D1、D2(整流回路)、並びに整流後の電圧を平滑化する平滑コンデンサー等を備える。LLC共振コンバーター1は、トランスTの漏れインダクタンスLe、励磁インダクタンスLm及び共振コンデンサーCrからなる共振回路を有する。
Specifically, the
LLC共振コンバーター1において、入力された第1の直流電圧Vinを降圧して、第2の直流電圧Voutを出力する場合、一次巻線の巻数Npよりも二次巻線の巻数Nsの方が小さく設定される。逆に、入力された第1の直流電圧Vinを昇圧して、第2の直流電圧Voutを出力する場合、二次巻線の巻数Nsよりも一次巻線の巻数Npの方が小さく設定される。本実施の形態では、LLC共振コンバーター1で降圧する場合、すなわち一次巻線の巻数Npよりも二次巻線Nsの巻数Nsの方が小さい場合について説明する。
In
図2は、実施の形態に係るトランスT1の外観斜視図である。図3は、トランスT1の分解斜視図である。図4は、トランスT1の巻線部分を示す側面図である。図5は、トランスT1から引き出された配線部分を示す上面図である。 FIG. 2 is an external perspective view of the transformer T1 according to the embodiment. FIG. 3 is an exploded perspective view of the transformer T1. FIG. 4 is a side view showing a winding portion of the transformer T1. FIG. 5 is a top view showing a wiring portion drawn from the transformer T1.
図2〜5に示すように、トランスT1は、一次巻線11、二次巻線12、ボビン13、上部コア14、下部コア15、ケース16、引出し線21、プリント基板22、及びガイド部材23等を有する。図2〜5では、二次側の配線L2だけを示しているが、トランスT1は、一次側にも配線(図示略)を有する。一次側の配線を便宜上「配線L1」と称する。
2-5, the transformer T1 includes a
トランスT1において、一次巻線11及び二次巻線12は、例えば、導体(例えば銅線)に絶縁皮膜を焼き付けたエナメル線である。一次巻線11及び二次巻線12には、複数のエナメル線を撚り合わせたリッツ線を適用してもよい。
In the transformer T1, the
ボビン13は、例えば、絶縁性を有する合成樹脂材料で形成される。ボビン13は、一次巻線11及び二次巻線12を巻回する巻線部(符号略)を有する。ボビン13は、例えば、軸方向の中央に一次巻線11が巻回される第1の巻線部(符号略)を有し、第1の巻線部の軸方向両側に、二次巻線12が巻回される第2の巻線部(符号略)を有する。第1の巻線部と第2の巻線部は、仕切板131によって分離されている。一次巻線11及び二次巻線12は、ボビン13の巻線部に、仕切板131により絶縁された状態で巻回される。
The
上部コア14及び下部コア15は、例えば、フェライト等の磁性材料で形成されたEEコアである。上部コア14及び下部コア15は、一次巻線11及び二次巻線12が巻回されたボビン13に組み付けられ、一次巻線11及び二次巻線12に通電したときに磁路を形成する。一次巻線11及び二次巻線12がボビン13に巻回された状態で、ポッティング樹脂を注入し、硬化させることにより、一次巻線及び二次巻線12がボビン13に固定される。一次巻線11及び二次巻線12が固定されたボビン13に上部コア14及び下部コア15が組み付けられ、トランスT1の主要部が形成される。ケース16は、トランスT1の主要部を収容する。
The
引出し線21は、巻数の少ない二次巻線12から引き出される二次側の配線L2の一部を構成する。引出し線21の一端は、二次巻線12と電気的に接続される。引出し線21の他端は、プリント基板22の配線パターン(銅箔)221と電気的に接続される。引出し線21は、例えば、絶縁チューブ(符号略)に二次巻線12の端部を挿通した構成を有し、容易に変形できる。
The
プリント基板22は、配線パターン221を有する。配線パターン221の一端は、引出し線21と電気的に接続される。配線パターン221の他端は、整流素子D1、D2と電気的に接続される。配線パターン221は、引出し線21とともに、二次巻線12から引き出される配線L2を構成する。
The printed
ガイド部材23は、例えば、合成樹脂材料で形成される。ガイド部材23は、引出し線21を所定の形状で保持する。すなわち、ガイド部材23は、配線L2の配線長さ及び配線形状を保持する固定構造として機能する。ガイド部材23は、トランスT1の設計に応じて、容易に変更することができる。なお、ガイド部材23は、ケース16と別体で構成されてもよいし、ケース16に一体的に形成されてもよい。
The
具体的には、ガイド部材23は、引出し線21を配設するための溝(符号略)を有する。引出し線21は、ガイド部材23の溝に沿って引き回される。これにより、引出し線21の状態が保持され、その結果、配線L2は、所定の配線長さ及び配線形状を有することとなる。
Specifically, the
トランスT1の仕様(容量、周波数、一次側電圧、二次側電圧、二次側電流、励磁インダクタンスLm、漏れインダクタンスLe等を含む)は、LLC共振コンバーター1に要求される性能に基づいて決定される。そして、決定されたトランスT1の仕様を満たすように、トランスT1の設計(一次巻数Np、二次巻数Ns、一次巻線径、二次巻線径、及びボビンの選定等を含む)が行われる。
The specifications of the transformer T1 (including capacity, frequency, primary side voltage, secondary side voltage, secondary side current, exciting inductance L m , leakage inductance Le, etc.) are based on the performance required for the LLC
つまり、トランスT1における全体の漏れインダクタンスLeは、LLC共振コンバーター1の要求性能に基づいて予め設定される。漏れインダクタンスLeは、トランス本体の漏れインダクタンスLe_tf、一次側の配線L1の配線インダクタンスLe_line1、及び二次側の配線L2の配線インダクタンスLe_line2の和で表される。
In other words, the total leakage inductance L e of the transformer T1 is set in advance based on the required performance of the LLC
ここで、二次側の配線インダクタンスLe_line2は、トランスT1の巻数比Np/Nsの2乗に比例し、一次側の配線インダクタンスLe_line1は、トランスT1の巻数比の逆数Ns/Npの2乗に比例する。トランス本体の漏れインダクタンスLe_tfは、トランスT1の主要部の設計(一次巻線11と二次巻線12との間のギャップや巻数比Np/Ns)によって決まる。 Here, the wiring inductance L e_line2 on the secondary side is proportional to the square of the turns ratio N p / N s of the transformer T1, and the wiring inductance L e_line1 on the primary side is the reciprocal N s / N of the turns ratio of the transformer T1. It is proportional to the square of p . The leakage inductance L e_tf of the transformer main body is determined by the design of the main part of the transformer T1 (gap between the primary winding 11 and the secondary winding 12 and the turn ratio N p / N s ).
トランス本体の漏れインダクタンスLe_tfに対して、配線インダクタンスLe_line1、Le_line2の値が小さい場合、漏れインダクタンスLeはトランス本体の漏れインダクタンスLe_tfが支配的となる。この場合、漏れインダクタンスLeが所定のインダクタンス値(設計値)を満たすように、トランス本体の漏れインダクタンスLe_tfが調整される。具体的には、漏れインダクタンスLeが所定のインダクタンス値(設計値)を満たすように、一次巻線11と二次巻線12との間のギャップや巻数比Np/Nsが調整される。 Against leakage inductance L E_tf of the transformer body, wiring inductance L E_line1, when the value of L E_line2 is small, the leakage inductance L e is the leakage inductance L E_tf of the transformer body is dominant. In this case, leakage inductance L e is to satisfy a predetermined inductance value (design value), the leakage inductance L E_tf of the transformer main body is adjusted. Specifically, as the leakage inductance L e satisfies a predetermined inductance value (design value), the gap and the turns ratio N p / N s between the primary winding 11 and secondary winding 12 are adjusted .
一方、一次巻線11と二次巻線12の巻数比Np/Nsによっては、一次側の配線インダクタンスLe_line1又は二次側の配線インダクタンスLe_line2がトランス本体の漏れインダクタンスLe_tfと同程度のオーダーとなる。この場合、漏れインダクタンスLeに及ぼす配線インダクタンスLe_line1、Le_line2の影響を無視できない。つまり、このような場合は、配線インダクタンスLe_line1、Le_line2を調整することによって、漏れインダクタンスLeを調整することができる。なお、配線インダクタンスLe_line1、Le_line2のうちの一方による漏れインダクタンスLeに対する影響が大きくなる場合、他方による漏れインダクタンスLeに対する影響は無視することができる。 On the other hand, depending on the turns ratio N p / N s of the primary winding 11 and the secondary winding 12, the primary wiring inductance L e_line1 or the secondary wiring inductance L e_line2 is approximately the same as the leakage inductance L e_tf of the transformer body. It becomes an order. In this case, the wiring inductance L e_line1 on the leakage inductance L e, can not ignore the influence of L e_line2. That is, such a case, the wiring inductance L E_line1, by adjusting the L E_line2, it is possible to adjust the leakage inductance L e. Note that the wiring inductance L E_line1, when the influence against leakage inductance L e by one of L E_line2 increases, the effect on the leakage inductance L e by the other can be ignored.
本実施の形態では、トランスT1において、二次側の配線インダクタンスLe_line2がトランス本体の漏れインダクタンスLe_tfと同程度のオーダーになるように、巻数比Np/Nsが設定される。例えば、二次巻線12の巻数Nsは1ターンであり、一次巻線11の巻数Npは12ターンである。この場合、二次側の配線インダクタンスLe_line2の調整によって、漏れインダクタンスLeを調整することができる。 In the present embodiment, in the transformer T1, the turn ratio N p / N s is set so that the wiring inductance L e_line2 on the secondary side is on the same order as the leakage inductance L e_tf of the transformer body. For example, the number of turns N s of the secondary winding 12 is one turn, the number of turns N p of the primary winding 11 is 12 turns. In this case, it is possible by adjusting the wiring inductance L E_line2 the secondary side, to adjust the leakage inductance L e.
すなわち、トランスT1においては、配線インダクタンスLe_line1、Le_line2を考慮した全体の漏れインダクタンスLeが、所定のインダクタンス値(設計値)を満たすように、巻数の少ない二次巻線12から引き出される配線L2の配線インダクタンスLe_line2が調整される。二次側の配線インダクタンスLe_line2は、二次側の配線L2の配線長さ及び配線形状によって調整できる。ここでは、引出し線21の配線長さ及び配線形状によって、二次側の配線インダクタンスLe_line2が調整されている。
That is, in the transformer T1, the wiring inductance L e_line1, L e_line2 total leakage inductance L e in consideration of the, so as to satisfy predetermined inductance value (design value), drawn from the number of turns less secondary winding 12 lines The wiring inductance L e_line2 of L2 is adjusted. The secondary-side wiring inductance L e_line2 can be adjusted by the wiring length and the wiring shape of the secondary-side wiring L2. Here, the secondary-side wiring inductance Le_line2 is adjusted according to the wiring length and wiring shape of the
二次側の配線インダクタンスLe_line2は、配線L2の線間面積A(図5の斜線部分の面積)に依存するので、この線間面積Aに基づいて、配線L2の配線長さ及び配線形状を容易に設定することができる。例えば、トランスT1の漏れインダクタンスLeを増大させたい場合、線間面積Aが拡大するように調整すればよい。 Since the secondary-side wiring inductance L e_line2 depends on the inter-line area A of the wiring L2 (the area of the hatched portion in FIG. 5), the wiring length and the wiring shape of the wiring L2 are determined based on the inter-line area A. It can be set easily. For example, if you want to increase the leakage inductance L e of the transformer T1, it may be adjusted so as to enlarge the line between the area A.
このとき、二次側の配線L2の配線長さが同じであっても、配線形状が変化すると、配線インダクタンスLe_line2が巻数比Np/Nsの2乗に従って変化するため、漏れインダクタンスLeが所定のインダクタンス値からはずれてしまう虞がある。そこで、トランスT1は、配線L2の配線形状を保持する固定構造を有することが好ましい。 At this time, even if the wiring length of the secondary side wiring L2 is the same, if the wiring shape changes, the wiring inductance L e_line2 changes according to the square of the turns ratio N p / N s , and thus the leakage inductance L e May deviate from a predetermined inductance value. Therefore, the transformer T1 preferably has a fixed structure that holds the wiring shape of the wiring L2.
本実施の形態では、ガイド部材23によって引出し線21の配線長さ及び配線形状を固定することで、二次側の配線L2の配線長さ及び配線形状が固定されている。これにより、配線インダクタンスLe_line2の値が安定し、漏れインダクタンスLeの値も安定するので、LLC共振コンバーター1において所望の性能が実現される。また、振動に対する耐性が高まるので、LLC共振コンバーター1の信頼性が格段に向上する。
In the present embodiment, the wiring length and the wiring shape of the secondary wiring L2 are fixed by fixing the wiring length and the wiring shape of the
本実施の形態のように、配線インダクタンスLe_line1、Le_line2によって、トランスT1の漏れインダクタンスLeを調整する場合、二次側の配線L2の配線形状は屈曲形状となり、配線長さは配線先(ここでは整流素子D1、D2)までの最短距離よりも長くなる。 When the leakage inductance L e of the transformer T1 is adjusted by the wiring inductances L e_line1 and L e_line2 as in the present embodiment, the wiring shape of the secondary side wiring L2 is a bent shape, and the wiring length is the wiring destination ( Here, it becomes longer than the shortest distance to the rectifying elements D 1 and D 2 ).
このように、本実施の形態に係るトランスT1は、一次巻線11及び二次巻線12を備えるトランスであって、二次巻線12(一次巻線11と二次巻線12のうち巻数の少ない方)から引き出される配線L2は、配線インダクタンスLe_line1、Le_line2を考慮した全体の漏れインダクタンスLeが所定のインダクタンス値(設計値)を満たすように設定された配線長さ及び配線形状を有する。 As described above, the transformer T1 according to the present embodiment is a transformer including the primary winding 11 and the secondary winding 12, and includes the secondary winding 12 (the number of turns of the primary winding 11 and the secondary winding 12). line L2 drawn from lesser) of the wiring inductance L E_line1, the set wiring length and the wiring shape as the leakage inductance of the entire considering L e_line2 L e satisfies a predetermined inductance value (design value) Have.
また、本実施の形態に係るLLC共振コンバーター1は、一次巻線11及び二次巻線12を有するトランスT1と、トランスT1の一次側に接続された共振コンデンサーCrと、トランスT1及び共振コンデンサーCrへの通電を制御するスイッチング素子Q1、Q2(スイッチング回路)と、トランスT1の二次側に接続された整流素子D1、D2(整流回路)と、整流素子D1、D2による整流後の電圧を平滑化する平滑コンデンサーC0と、を備え、二次巻線12(一次巻線11と二次巻線12のうち巻数の少ない方)から引き出される配線L2は、配線インダクタンスLe_line1、Le_line2を考慮した全体の漏れインダクタンスLeが所定のインダクタンス値(設計値)を満たすように設定された配線長さ及び配線形状を有する。
Further, LLC
トランスT1及びLLC共振コンバーター1によれば、トランスT1の主要部の設計(例えば一次巻線11と二次巻線12の間のギャップや巻数比Np/Ns)を変更することなく、容易に所望の性能を実現することができる。また、トランスT1の主要部の設計は変更されないので、トランスT1のサイズが大型になることなく、トランスT1の漏れインダクタンスLeを増大させることができる。
According to the transformer T1 and the LLC
また、試作したトランスT1において所望の性能が得られず、漏れインダクタンスLeの値を変化させる必要がある場合、トランスT1の主要部の設計を見直す必要はなく、二次側の配線L2の配線長さ及び配線形状を変更するだけで、容易に対応することができる。具体的には、ガイド部材23の設計を見直し、引出し線21の配線長さ及び配線形状を変更するだけで、容易に対応することができる。
Further, not the desired performance is obtained in transformer T1 for the prototype, if it is necessary to change the value of the leakage inductance L e, it is not necessary to review the main part of the design of the transformer T1, the secondary side of the interconnection of the interconnection L2 By changing the length and wiring shape, it can be easily handled. Specifically, it is possible to easily cope with this by simply reviewing the design of the
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で変更可能である。 As mentioned above, the invention made by the present inventor has been specifically described based on the embodiment. However, the present invention is not limited to the above embodiment, and can be changed without departing from the gist thereof.
例えば、実施の形態では、引出し線21の配線長さ及び配線形状を変更して二次側の配線インダクタンスLe_line2を調整することにより、トランスT1の漏れインダクタンスL2を調整したが、引出し線21とともに配線パターン221の配線長さ及び配線形状を変更してもよい。また、引出し線21の配線長さ及び配線形状は固定して、配線パターン221の配線長さ及び配線長さを変更してもよい。
For example, in the embodiment, the leakage inductance L2 of the transformer T1 is adjusted by changing the wiring length and shape of the
また例えば、図6に示すトランスT2のように、二次側の配線L2を、バスバー24と配線パターン221で構成するようにしてもよい。この場合、バスバー24及び/又は配線パターン221の配線長さ及び配線形状を変更して二次側の配線インダクタンスLe_line2を調整することにより、トランスT1の漏れインダクタンスL2を調整することができる。
Further, for example, the secondary side wiring L2 may be configured by the
また例えば、図7に示すトランスT3のように、二次側の配線L2を、配線パターン221のみで構成するようにしてもよい。この場合、配線パターン221の配線長さ及び配線形状を変更して二次側の配線インダクタンスLe_line2を調整することにより、トランスT1の漏れインダクタンスL2を調整することができる。
Further, for example, the secondary-side wiring L2 may be configured by only the
また、実施の形態では降圧用のトランスT及びLLC共振コンバーター1について説明したが、本発明は、昇圧用のトランス及びLLC共振コンバーターにも適用できる。この場合、一次巻線の巻数Npの方が二次巻線の巻数Nsよりも少なくなるので、一次側の配線L1の配線長さ及び配線形状を変更して一次側の配線インダクタンスLe_line1を調整することにより、トランスの漏れインダクタンスLeを調整することができる。
In the embodiment, the step-down transformer T and the LLC
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
本発明は、車載充電器の用途を含む、一般的なトランス、LLC共振コンバーター及びLLC共振コンバーターの設計方法に好適である。 INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention is suitable for general transformers, LLC resonant converters, and LLC resonant converter design methods including the use of in-vehicle chargers.
1 LLC共振コンバーター
11 一次巻線
12 二次巻線
13 ボビン
14、15 コア
16 ケース
21 引出し線
22 プリント基板
221 配線パターン
23 ガイド部材
24 バスバー
T、T1、T2、T3 トランス
Q1、Q2 スイッチング素子(スイッチング回路)
Cr 共振コンデンサー
D1、D2 整流素子(整流回路)
C0 平滑コンデンサー
Le 漏れインダクタンス
Lm 励磁インダクタンス
1 LLC
C r resonant capacitor D 1 , D 2 rectifier (rectifier circuit)
C 0 smoothing capacitor L e Leakage inductance L m Excitation inductance
Claims (11)
前記一次巻線と前記二次巻線のうち巻数の少ない方から引き出される配線は、配線インダクタンスを考慮した全体の漏れインダクタンスが所定のインダクタンス値を満たすように設定された配線長さ及び配線形状を有することを特徴とするトランス。 A transformer comprising a primary winding and a secondary winding,
The wiring drawn from the smaller number of windings of the primary winding and the secondary winding has a wiring length and a wiring shape set so that the entire leakage inductance considering the wiring inductance satisfies a predetermined inductance value. A transformer characterized by having.
前記配線長さは、配線先までの最短距離よりも長いことを特徴とする請求項1から3のいずれか一項に記載のトランス。 The wiring shape is a bent shape,
The transformer according to any one of claims 1 to 3, wherein the wiring length is longer than a shortest distance to a wiring destination.
前記トランスの一次側に接続された共振コンデンサーと、
前記トランス及び前記共振コンデンサーへの通電を制御するスイッチング回路と、
前記トランスの二次側に接続された整流回路と、
前記整流回路による整流後の電圧を平滑化する平滑コンデンサーと、を備え、
前記一次巻線と前記二次巻線のうち巻数の少ない方から引き出される配線は、配線インダクタンスを考慮した全体の漏れインダクタンスが所定のインダクタンス値を満たすように設定された配線長さ及び配線形状を有することを特徴とするLLC共振コンバーター。 A transformer having a primary winding and a secondary winding;
A resonant capacitor connected to the primary side of the transformer;
A switching circuit for controlling energization to the transformer and the resonant capacitor;
A rectifier circuit connected to the secondary side of the transformer;
A smoothing capacitor that smoothes the voltage after rectification by the rectifier circuit,
The wiring drawn from the smaller number of windings of the primary winding and the secondary winding has a wiring length and a wiring shape set so that the entire leakage inductance considering the wiring inductance satisfies a predetermined inductance value. An LLC resonant converter, comprising:
前記トランスの一次側に接続された共振コンデンサーと、
前記トランス及び前記共振コンデンサーへの通電を制御するスイッチング回路と、
前記トランスの二次側に接続された整流回路と、
前記整流回路による整流後の電圧を平滑化する平滑コンデンサーと、を備えるLLC共振コンバーターの設計方法であって、
前記一次巻線と前記二次巻線のうち巻数の少ない方から引き出される配線の配線長さ及び配線形状を、配線インダクタンスを考慮した全体の漏れインダクタンスが所定のインダクタンス値を満たすように設定することを特徴とするLLC共振コンバーターの設計方法。 A transformer having a primary winding and a secondary winding;
A resonant capacitor connected to the primary side of the transformer;
A switching circuit for controlling energization to the transformer and the resonant capacitor;
A rectifier circuit connected to the secondary side of the transformer;
A method of designing an LLC resonant converter comprising: a smoothing capacitor that smoothes a voltage after rectification by the rectifier circuit,
The wiring length and wiring shape of the wiring drawn from the smaller number of windings of the primary winding and the secondary winding are set so that the entire leakage inductance considering the wiring inductance satisfies a predetermined inductance value. A method for designing an LLC resonant converter.
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JP2016242556A JP2018098393A (en) | 2016-12-14 | 2016-12-14 | Transformer, llc resonant converter, and design method of llc resonant converter |
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