JP2018057227A - Inverter device - Google Patents

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恭士 中村
Takashi Nakamura
恭士 中村
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an inverter device having a circuit for detecting a voltage between terminals of a switching element capable of acquiring temperature on a switching element with a simple configuration.SOLUTION: A voltage detection circuit 20 is connected to a point between a cathode side terminal D and an anode side terminal S of a switching element 3 via a diode D1 the cathode terminal thereof is connected to the cathode side terminal D of the switching element 3 for detecting the voltage across the terminals of the switching element 3. Under a state that the correspondence of the temperature of the switching element 3 and the temperature of the diode D1 is prescribed, an inverter controller 1 estimates the temperature of the switching element 3 on the basis of the temperature characteristics of the switching element 3, the temperature characteristics of the diode D1, the voltage between the terminals and a current Iflowing on the switching element 3.SELECTED DRAWING: Figure 9

Description

本発明は、直流と交流との間で電力を変換するインバータ回路を有するインバータ装置に関する。   The present invention relates to an inverter device having an inverter circuit that converts electric power between direct current and alternating current.

インバータ制御においては、インバータ回路を構成するスイッチング素子などに不具合が生じていることを検出して、インバータ回路を停止させるような保護制御が実施される場合がある。不具合の１つには、スイッチング素子の過電流がある。スイッチング素子の過電流を検出する方法には、シャント抵抗やカレントトランスを利用して電流を測定する方法や、スイッチング素子の飽和電圧（コレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥやドレイン−ソース間電圧ＶＤＳ）を測定する方法がある。下記に出典を示す特許文献１には、パワースイッチング素子としてのパワーＦＥＴ（Field Effect Transistor）（１２，１４，４２）のドレイン−ソース間電圧（ＶＤＳ）に基づいて過電流状態であるか否かを判定するセンシング回路を備えたモータコントローラの回路（１０）が開示されている（図１、図２，［０００３］〜［００１１］等。尚、背景技術において括弧内に示す符号は参照する文献のもの。）。このセンシング回路には、パワースイッチング素子がオフ状態のときに、パワースイッチング素子の正極側の高電圧がセンシング回路に印加されることから当該センシング回路を保護するダイオード（６０）が備えられている。 In the inverter control, there is a case where protection control is performed to detect that a failure has occurred in a switching element constituting the inverter circuit and to stop the inverter circuit. One of the problems is an overcurrent of the switching element. As a method of detecting an overcurrent of the switching element, a method of measuring current using a shunt resistor or a current transformer, a saturation voltage of the switching element (collector-emitter voltage VCE or drain-source voltage VDS ). There is a way to measure. In Patent Document 1, which is cited below, whether or not an overcurrent state is present based on the drain-source voltage (V DS ) of a power FET (Field Effect Transistor) (12, 14, 42) as a power switching element. A circuit (10) of a motor controller having a sensing circuit for determining whether or not is disclosed (FIG. 1, FIG. 2, [0003] to [0011], etc. In the background art, reference numerals in parentheses are referred to. From the literature.) The sensing circuit includes a diode (60) that protects the sensing circuit from being applied with a high voltage on the positive side of the power switching element when the power switching element is in an off state.

ところで、半導体素子は温度特性を有することが知られており、温度によって電気的特性に差が生じる。例えば、パワーＦＥＴ（１２，１４，４２）などのパワースイッチング素子のオン抵抗は、多くの場合、正の温度係数を持つ温度特性を有する。パワースイッチング素子の損失（多くの場合、発熱）は、素子電流に応じて大きくなる。このため、発熱によってパワースイッチング素子の温度変動も大きくなる。上述したような過電流検出を含め、パワースイッチング素子の端子間電圧（ＶＤＳやＶＣＥなど）に基づいてスイッチング素子の状態検出を行う場合、温度に依存する端子間電圧の変動幅が大きいと検出精度に影響する。また、パワースイッチング素子の温度が上がりすぎると、パワースイッチング素子の寿命にも影響する。従って、上述した不具合の１つには、パワースイッチング素子の過熱も含まれる。パワースイッチング素子を熱保護するために、温度センサ等を設置すると好適であるが、装置規模の増大やコストの上昇につながる。 By the way, it is known that a semiconductor element has a temperature characteristic, and a difference arises in an electrical characteristic with temperature. For example, the on-resistance of a power switching element such as a power FET (12, 14, 42) often has a temperature characteristic having a positive temperature coefficient. The loss (in many cases, heat generation) of the power switching element increases with the element current. For this reason, the temperature fluctuation of the power switching element also increases due to heat generation. When detecting the state of the switching element based on the voltage (V DS , V CE, etc.) between the terminals of the power switching element, including the overcurrent detection as described above, if the fluctuation width of the terminal voltage depending on the temperature is large Affects detection accuracy. Moreover, if the temperature of the power switching element rises too much, it will affect the life of the power switching element. Accordingly, one of the above-described problems includes overheating of the power switching element. In order to thermally protect the power switching element, it is preferable to install a temperature sensor or the like, but this leads to an increase in the scale of the apparatus and an increase in cost.

特表２００５−５０５１７９号公報JP-T-2005-505179

上記背景に鑑みて、スイッチング素子の端子間電圧を検出する回路を備えている場合に、簡単な構成でスイッチング素子の温度を取得する技術の提供が望まれる。   In view of the above background, it is desirable to provide a technique for obtaining the temperature of a switching element with a simple configuration when a circuit for detecting a voltage between terminals of the switching element is provided.

上記に鑑み、直流電源に接続されて直流と交流との間で電力を変換するインバータ回路を有するインバータ装置は、１つの態様として、
前記インバータ回路を構成する複数のスイッチング素子のそれぞれを制御するスイッチング制御信号を生成するインバータ制御装置と、複数の前記スイッチング素子のそれぞれに対応する駆動回路と電圧検出回路とを備え、
前記駆動回路は、前記スイッチング制御信号の電力を増幅して前記スイッチング素子の制御端子へ伝達するように構成され、
前記電圧検出回路は、前記スイッチング素子の正極側端子にカソード端子が接続されるダイオードを介して当該スイッチング素子の前記正極側端子と負極側端子との間に接続され、当該スイッチング素子の端子間電圧を検出するように構成され、
前記ダイオードのアノード端子と前記電圧検出回路とが接続される第１ノードは、対応する前記駆動回路の正極に接続され、
前記第１ノードとは異なる側の前記電圧検出回路の端子である第２ノードは、対応する前記駆動回路の負極に接続され、
前記インバータ制御装置は、前記スイッチング素子の温度及び前記ダイオードの温度の対応関係が規定されている状態で、前記スイッチング素子の温度特性と、前記ダイオードの温度特性と、前記端子間電圧と、前記スイッチング素子を流れる電流とに基づいて、当該スイッチング素子の温度を推定する。 In view of the above, an inverter device having an inverter circuit that is connected to a DC power source and converts electric power between DC and AC, as one aspect,
An inverter control device that generates a switching control signal for controlling each of the plurality of switching elements constituting the inverter circuit, and a drive circuit and a voltage detection circuit corresponding to each of the plurality of switching elements,
The drive circuit is configured to amplify the power of the switching control signal and transmit the amplified power to the control terminal of the switching element,
The voltage detection circuit is connected between the positive terminal and the negative terminal of the switching element via a diode whose cathode terminal is connected to the positive terminal of the switching element. Is configured to detect
The first node to which the anode terminal of the diode and the voltage detection circuit are connected is connected to the positive electrode of the corresponding drive circuit,
A second node that is a terminal of the voltage detection circuit on a side different from the first node is connected to a negative electrode of the corresponding drive circuit;
In the inverter control device, the temperature characteristics of the switching element, the temperature characteristics of the diode, the voltage between the terminals, and the switching, in a state where a correspondence relationship between the temperature of the switching element and the temperature of the diode is defined Based on the current flowing through the element, the temperature of the switching element is estimated.

電圧検出回路によって検出される電圧は、スイッチング素子の端子間電圧（例えば、ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳやコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥ）と、ダイオードの順方向電圧との和に比例する電圧である。スイッチング素子の端子間電圧は、スイッチング素子の温度の影響を受け、ダイオードの順方向電圧はダイオードの温度の影響を受ける。即ち、電圧検出回路によって検出される電圧は、２つの未知の変数（スイッチング素子の温度及びダイオードの温度）の影響を受ける。しかし、スイッチング素子の温度とダイオードの温度との対応関係が規定されていると、電圧検出回路によって検出される電圧における未知の変数を１つ、例えばスイッチング素子の温度のみにすることができる。スイッチング素子の温度によって影響を受けるのはスイッチング素子のオン抵抗である。従って、インバータ制御装置は、電圧検出回路によって検出されるスイッチング素子の端子間電圧、及び、スイッチング素子を流れる電流より、オン抵抗を演算することができる。そして、オン抵抗からスイッチング素子の温度を推定することができる。このように、本構成によれば、スイッチング素子の端子間電圧を検出する回路を備えている場合に、簡単な構成でスイッチング素子の温度を取得することができる。 The voltage detected by the voltage detection circuit is a voltage proportional to the sum of the voltage between the terminals of the switching element (for example, the drain-source voltage VDS or the collector-emitter voltage VCE ) and the forward voltage of the diode. is there. The voltage between the terminals of the switching element is affected by the temperature of the switching element, and the forward voltage of the diode is affected by the temperature of the diode. That is, the voltage detected by the voltage detection circuit is affected by two unknown variables (the temperature of the switching element and the temperature of the diode). However, if the correspondence between the temperature of the switching element and the temperature of the diode is defined, one unknown variable in the voltage detected by the voltage detection circuit, for example, only the temperature of the switching element can be set. The on-resistance of the switching element is affected by the temperature of the switching element. Therefore, the inverter control device can calculate the on-resistance from the voltage between the terminals of the switching element detected by the voltage detection circuit and the current flowing through the switching element. The temperature of the switching element can be estimated from the on-resistance. As described above, according to the present configuration, when the circuit for detecting the voltage across the terminals of the switching element is provided, the temperature of the switching element can be acquired with a simple configuration.

インバータ装置のさらなる特徴と利点は、図面を参照して説明する実施形態についての以下の記載から明確となる。   Further features and advantages of the inverter device will become clear from the following description of embodiments described with reference to the drawings.

インバータ装置の概略構成を示す回路ブロック図Circuit block diagram showing schematic configuration of inverter device スイッチング素子のインターフェイス回路の構成を示す回路ブロック図Circuit block diagram showing configuration of interface circuit of switching element 駆動電源回路の構成例を示す回路ブロック図Circuit block diagram showing configuration example of drive power supply circuit パワーモジュールの構成例を模式的に示す上面図Top view schematically showing a configuration example of the power module パワーモジュールの比較例を模式的に示す上面図Top view schematically showing a comparative example of a power module スイッチング素子のオン抵抗の温度特性の一例を示すグラフGraph showing an example of temperature characteristics of on-resistance of switching element 保護ダイオードの順方向電圧の温度特性の一例を示すグラフGraph showing an example of temperature characteristics of forward voltage of protection diode スイッチング素子温度に対する過電流制限値の温度特性の一例を示すグラフGraph showing an example of temperature characteristics of overcurrent limit value with respect to switching element temperature 温度推定機能を有するインターフェイス回路の構成例を示す回路ブロック図Circuit block diagram showing a configuration example of an interface circuit having a temperature estimation function インターフェイス回路の他の構成例を示す回路ブロック図Circuit block diagram showing another configuration example of interface circuit パワーモジュールの構成例を模式的に示す断面図Sectional drawing which shows the structural example of a power module typically パワーモジュール上のスイッチング素子の模式的な熱回路図Schematic thermal circuit diagram of the switching element on the power module パワーモジュールの他の構成例を模式的に示す断面図Sectional drawing which shows the other structural example of a power module typically

以下、インバータ装置の実施形態を図面に基づいて説明する。図１及び図２の回路ブロック図は、インバータ装置１００（回転電機駆動装置）のシステム構成を模式的に示している。インバータ装置１００は、直流電源１１（高圧直流電源）に接続されて直流電力と複数相の交流電力との間で電力を変換するインバータ回路１０を介して回転電機８０を駆動する。図１及び図２に示すように、インバータ回路１０は、上段側スイッチング素子３Ｈと下段側スイッチング素子３Ｌとの直列回路により構成された交流１相分のアーム３Ａを複数本（ここでは３本）備えている。本実施形態では、回転電機８０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応するステータコイル８のそれぞれに一組の直列回路（アーム３Ａ）が対応したブリッジ回路が構成される。アーム３Ａの中間点、つまり、上段側スイッチング素子３Ｈと下段側スイッチング素子３Ｌとの接続点は、回転電機８０の３相のステータコイル８にそれぞれ接続される。   Hereinafter, an embodiment of an inverter device will be described based on the drawings. The circuit block diagrams of FIGS. 1 and 2 schematically show the system configuration of the inverter device 100 (rotary electric machine drive device). Inverter device 100 is connected to DC power supply 11 (high-voltage DC power supply) and drives rotating electric machine 80 via inverter circuit 10 that converts power between DC power and a plurality of phases of AC power. As shown in FIG. 1 and FIG. 2, the inverter circuit 10 includes a plurality of (here, three) arms 3A for one phase of AC configured by a series circuit of an upper stage switching element 3H and a lower stage switching element 3L. I have. In the present embodiment, a bridge circuit in which a set of series circuits (arms 3A) corresponds to each of the stator coils 8 corresponding to the U-phase, V-phase, and W-phase of the rotating electrical machine 80 is configured. An intermediate point of the arm 3A, that is, a connection point between the upper switching element 3H and the lower switching element 3L is connected to the three-phase stator coil 8 of the rotating electrical machine 80, respectively.

回転電機８０は、例えばハイブリッド自動車や電気自動車等の車両の駆動力源とすることができる。回転電機８０が車両の駆動力源の場合、直流電源１１の電源電圧は、例えば２００〜４００Ｖである。以下、インバータ回路１０の直流側の電圧（正極Ｐと負極Ｎとの間の電圧）を直流リンク電圧Ｖｄｃと称する。尚、回転電機８０は、発電機として機能してもよい。直流電源１１は、ニッケル水素電池やリチウムイオン電池などの二次電池（バッテリ）や、電気二重層キャパシタなどにより構成されていると好適である。インバータ回路１０の直流側には、直流リンク電圧Ｖｄｃを平滑化する平滑コンデンサ（直流リンクコンデンサ４）が備えられている。直流リンクコンデンサ４は、回転電機８０の消費電力の変動に応じて変動する直流電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）を安定化させる。   The rotating electrical machine 80 can be used as a driving force source for a vehicle such as a hybrid vehicle or an electric vehicle. When the rotating electrical machine 80 is a vehicle driving force source, the power supply voltage of the DC power supply 11 is, for example, 200 to 400V. Hereinafter, the DC side voltage (voltage between the positive electrode P and the negative electrode N) of the inverter circuit 10 is referred to as a DC link voltage Vdc. The rotating electrical machine 80 may function as a generator. The DC power supply 11 is preferably constituted by a secondary battery (battery) such as a nickel metal hydride battery or a lithium ion battery, an electric double layer capacitor, or the like. A smoothing capacitor (DC link capacitor 4) for smoothing the DC link voltage Vdc is provided on the DC side of the inverter circuit 10. The DC link capacitor 4 stabilizes a DC voltage (DC link voltage Vdc) that fluctuates according to fluctuations in power consumption of the rotating electrical machine 80.

図１に示すように、直流電源１１とインバータ回路１０との間には、コンタクタ９が備えられている。具体的には、コンタクタ９は、直流リンクコンデンサ４と直流電源１１との間に配置されている。コンタクタ９は、インバータ装置１００の電気回路系統（直流リンクコンデンサ４、インバータ回路１０）と、直流電源１１との電気的な接続を切り離すことが可能である。即ち、インバータ回路１０は、回転電機８０に接続されていると共に、直流電源１１との間にコンタクタ９を介して接続されている。コンタクタ９が接続状態（閉状態）において直流電源１１とインバータ回路１０（及び回転電機８０）とが電気的に接続され、コンタクタ９が開放状態（開状態）において直流電源１１とインバータ回路１０（及び回転電機８０）との電気的接続が遮断される。   As shown in FIG. 1, a contactor 9 is provided between the DC power supply 11 and the inverter circuit 10. Specifically, the contactor 9 is disposed between the DC link capacitor 4 and the DC power supply 11. The contactor 9 can disconnect the electrical connection between the electric circuit system (the DC link capacitor 4 and the inverter circuit 10) of the inverter device 100 and the DC power supply 11. That is, the inverter circuit 10 is connected to the rotating electrical machine 80 and connected to the DC power source 11 via the contactor 9. When the contactor 9 is in the connected state (closed state), the DC power source 11 and the inverter circuit 10 (and the rotating electrical machine 80) are electrically connected. When the contactor 9 is in the open state (open state), the DC power source 11 and the inverter circuit 10 (and The electrical connection with the rotating electrical machine 80) is interrupted.

本実施形態において、このコンタクタ９は、車両内の上位の制御装置の１つである車両ＥＣＵ（VHL-ECU：Vehicle Electronic Control Unit）９０からの指令に基づいて開閉するメカニカルリレーであり、例えばシステムメインリレー（SMR : System Main Relay）と称される。コンタクタ９は、車両のイグニッションキー（ＩＧキー）がオン状態（有効状態）の際にリレーの接点が閉じて導通状態（接続状態）となり、ＩＧキーがオフ状態（非有効状態）の際にリレーの接点が開いて非導通状態（開放状態）となる。   In this embodiment, the contactor 9 is a mechanical relay that opens and closes based on a command from a vehicle ECU (VHL-ECU: Vehicle Electronic Control Unit) 90 that is one of the higher-level control devices in the vehicle. It is called a main relay (SMR: System Main Relay). The contactor 9 closes when the ignition key (IG key) of the vehicle is on (valid) and closes the contact of the relay and becomes conductive (connected), and relays when the IG key is off (invalid). The contact of is opened and becomes a non-conductive state (open state).

インバータ回路１０は、直流リンク電圧Ｖｄｃを有する直流電力を複数相（ｎを自然数としてｎ相、ここでは３相）の交流電力に変換して回転電機８０に供給する。回転電機８０が発電機としても機能する場合には、回転電機８０が発電した交流電力を直流電力に変換して直流電源１１に供給する。図１に示すように、インバータ回路１０は、複数のスイッチング素子３を有して構成される。スイッチング素子３には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（Silicon Carbide - Metal Oxide Semiconductor FET）やＳｉＣ−ＳＩＴ（SiC - Static Induction Transistor）、ＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴ（Gallium Nitride - MOSFET）などの高周波での動作が可能なパワー半導体素子を適用すると好適である。図１及び図２等に示すように、本実施形態では、スイッチング素子３としてｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（好適には、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ）が用いられる形態を例示する。尚、各スイッチング素子３は、スイッチング素子本体３１とフリーホイールダイオード３２とを有して構成されている。フリーホイールダイオード３２は、負極Ｎから正極Ｐへ向かう方向（下段側から上段側へ向かう方向）を順方向として、スイッチング素子本体３１に並列に備えられている（図２等参照）。   Inverter circuit 10 converts DC power having DC link voltage Vdc into AC power of a plurality of phases (n is a natural number, n-phase, here three-phase) and supplies it to rotating electrical machine 80. When the rotating electrical machine 80 also functions as a generator, the AC power generated by the rotating electrical machine 80 is converted into DC power and supplied to the DC power supply 11. As shown in FIG. 1, the inverter circuit 10 includes a plurality of switching elements 3. The switching element 3 includes an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a power MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), a SiC-MOSFET (Silicon Carbide-Metal Oxide Semiconductor FET), a SiC-SIT (SiC-Static Induction Transistor), GaN. -It is preferable to apply a power semiconductor element capable of high-frequency operation such as a MOSFET (Gallium Nitride-MOSFET). As shown in FIGS. 1 and 2, etc., in this embodiment, an example in which an n-channel MOSFET (preferably, an SiC-MOSFET) is used as the switching element 3 is illustrated. Each switching element 3 includes a switching element body 31 and a free wheel diode 32. The freewheel diode 32 is provided in parallel to the switching element body 31 with the direction from the negative electrode N to the positive electrode P (the direction from the lower side to the upper side) as the forward direction (see FIG. 2 and the like).

インバータ回路１０は、モータ制御装置（CNTL）１により制御される。インバータ制御装置１は、マイクロコンピュータ等の論理プロセッサを中核部材として構築されている。例えば、インバータ制御装置１は、車両ＥＣＵ９０等の他の制御装置から提供される回転電機８０の目標トルクに基づいて、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ回路１０を介して回転電機８０を制御する。回転電機８０の各相のステータコイル８を流れる実電流は電流センサ１４により検出され、インバータ制御装置１はその検出結果を取得する。また、回転電機８０のロータの各時点での磁極位置や回転速度は、レゾルバ１５などの回転センサにより検出され、インバータ制御装置１はその検出結果を取得する。また、直流リンク電圧Ｖｄｃは、電圧センサ１６等によって検出され、インバータ制御装置１はその検出結果を取得する。   The inverter circuit 10 is controlled by a motor control device (CNTL) 1. The inverter control device 1 is constructed with a logical processor such as a microcomputer as a core member. For example, the inverter control device 1 performs current feedback control using a vector control method based on the target torque of the rotating electrical machine 80 provided from another control device such as the vehicle ECU 90 and rotates via the inverter circuit 10. The electric machine 80 is controlled. The actual current flowing through the stator coil 8 of each phase of the rotating electrical machine 80 is detected by the current sensor 14, and the inverter control device 1 acquires the detection result. Further, the magnetic pole position and the rotational speed at each time point of the rotor of the rotating electrical machine 80 are detected by a rotation sensor such as the resolver 15, and the inverter control device 1 acquires the detection result. Further, the DC link voltage Vdc is detected by the voltage sensor 16 or the like, and the inverter control device 1 acquires the detection result.

インバータ制御装置１は、電流センサ１４及びレゾルバ１５の検出結果を用いて、例えばベクトル制御法を用いて電流フィードバック制御を実行する。インバータ制御装置１は、モータ制御のために種々の機能部を有して構成されており、各機能部は、マイクロコンピュータ等のハードウエアとソフトウエア（プログラム）との協働により実現される。ベクトル制御及び電流フィードバック制御については、公知であるのでここでは詳細な説明は省略する。   The inverter control device 1 executes current feedback control using, for example, a vector control method using the detection results of the current sensor 14 and the resolver 15. The inverter control device 1 is configured to have various functional units for motor control, and each functional unit is realized by cooperation of hardware such as a microcomputer and software (program). Since vector control and current feedback control are publicly known, detailed description thereof is omitted here.

ところで、インバータ回路１０を構成するそれぞれのスイッチング素子３の制御端子（例えばＭＯＳＦＥＴのゲート端子Ｇ）は、駆動回路（DRV）２を介してインバータ制御装置１に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。スイッチング制御信号ＳＷを生成するインバータ制御装置１は、マイクロコンピュータなどを中核とした電子回路であり、低圧系回路として構成される。低圧系回路は、インバータ回路１０などの高圧系回路とは、動作電圧（回路の電源電圧）が大きく異なる。多くの場合、車両には、直流電源１１の他に、直流電源１１よりも低電圧（例えば１２〜２４［Ｖ］）の電源である低圧直流電源（不図示）も搭載されている。低圧直流電源の出力電圧は、図３に示す“ＩＧ”である。インバータ制御装置１の動作電圧は、例えば５［Ｖ］や３．３［Ｖ］であり、低圧直流電源の電力に基づいてこのような動作電圧を生成する不図示の電圧レギュレータなどの電源回路から電力を供給されて動作する。   By the way, the control terminal (for example, the gate terminal G of the MOSFET) of each switching element 3 constituting the inverter circuit 10 is connected to the inverter control device 1 via the drive circuit (DRV) 2 and is individually controlled for switching. Is done. The inverter control device 1 that generates the switching control signal SW is an electronic circuit having a microcomputer as a core and is configured as a low-voltage circuit. The low-voltage circuit differs greatly from the high-voltage circuit such as the inverter circuit 10 in the operating voltage (power supply voltage of the circuit). In many cases, in addition to the DC power supply 11, the vehicle is also mounted with a low-voltage DC power supply (not shown) that is a power supply having a lower voltage (for example, 12 to 24 [V]) than the DC power supply 11. The output voltage of the low-voltage DC power supply is “IG” shown in FIG. The operating voltage of the inverter control device 1 is, for example, 5 [V] or 3.3 [V]. From an electric power circuit such as a voltage regulator (not shown) that generates such an operating voltage based on the power of the low-voltage DC power source. Operates with power supplied.

上述したように、低圧系回路は、インバータ回路１０などの高圧系回路とは、動作電圧（回路の電源電圧）が大きく異なる。このため、インバータ装置１００には、各スイッチング素子３に対するスイッチング制御信号ＳＷ（スイッチング素子３がＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴの場合、ゲート駆動信号）の電力を増幅する駆動回路２が備えられている。換言すれば、駆動回路２は、スイッチング制御信号ＳＷの駆動能力（例えば電圧振幅や出力電流など、後段の回路を動作させる能力）をそれぞれ高めて対応するスイッチング素子３に中継する。低圧系回路のインバータ制御装置１により生成されたスイッチング制御信号ＳＷは、駆動回路２により増幅された高圧系回路の駆動信号ＤＳとして保護抵抗Ｒ５を介してインバータ回路１０に供給される。   As described above, the operating voltage (power supply voltage of the circuit) of the low-voltage circuit is significantly different from that of the high-voltage circuit such as the inverter circuit 10. Therefore, the inverter device 100 is provided with a drive circuit 2 that amplifies the power of the switching control signal SW (a gate drive signal when the switching element 3 is a MOSFET or IGBT) for each switching element 3. In other words, the drive circuit 2 increases the drive capability of the switching control signal SW (for example, the capability of operating the subsequent circuit such as voltage amplitude and output current) and relays it to the corresponding switching element 3. The switching control signal SW generated by the inverter control device 1 of the low voltage system circuit is supplied to the inverter circuit 10 through the protective resistor R5 as the drive signal DS of the high voltage system circuit amplified by the drive circuit 2.

駆動回路２は、それぞれのスイッチング素子３に対応して備えられている。図１に示すように、本実施形態では、インバータ回路１０に、駆動対象となる６つのスイッチング素子３が備えられており、駆動回路２も６つ備えられている。駆動回路２には、上段側スイッチング素子３Ｈに駆動信号ＤＳを提供する上段側駆動回路２Ｈと、下段側スイッチング素子３Ｌに駆動信号ＤＳを提供する下段側駆動回路２Ｌとがあるが、特に区別する必要が無い場合は、単に駆動回路２として説明する。   The drive circuit 2 is provided corresponding to each switching element 3. As shown in FIG. 1, in the present embodiment, the inverter circuit 10 includes six switching elements 3 to be driven, and six drive circuits 2. The drive circuit 2 includes an upper stage drive circuit 2H that provides the drive signal DS to the upper stage side switching element 3H, and a lower stage side drive circuit 2L that provides the drive signal DS to the lower stage side switching element 3L. In the case where there is no need, the drive circuit 2 will be described.

１つの態様として、駆動回路２は、ドライバＩＣなどを利用して構成されている。このようなドライバＩＣは、自己診断機能を有している場合が多い。ここで、自己診断とは、駆動対象のスイッチング素子３における過電流や温度上昇の検出や、駆動信号ＤＳの振幅（信号レベル）に影響を与える駆動電圧（例えば１２〜１５［Ｖ］程度のＶＤ−ＶＧ間電圧：図２参照）の低下の検出などである。それぞれのドライバＩＣは、自己診断機能によってこれらの異常を検出した場合に、異常検出信号を出力する。異常検出信号は、インバータ制御装置１に提供され、インバータ制御装置１は、例えば異常検出信号に基づいて、インバータ回路１０を停止させるなどのフェールセーフ制御を実行する。   As one aspect, the drive circuit 2 is configured using a driver IC or the like. Such a driver IC often has a self-diagnosis function. Here, the self-diagnosis is a detection of an overcurrent or a temperature rise in the switching element 3 to be driven and a drive voltage (for example, VD of about 12 to 15 [V]) that affects the amplitude (signal level) of the drive signal DS. Detection of a decrease in the voltage between -VG: see FIG. Each driver IC outputs an abnormality detection signal when these abnormality is detected by the self-diagnosis function. The abnormality detection signal is provided to the inverter control device 1, and the inverter control device 1 performs fail-safe control such as stopping the inverter circuit 10 based on the abnormality detection signal, for example.

駆動回路２に駆動電力を供給するために、駆動電源回路７（PW）が設けられている。図３は、駆動電源回路７の一例を示している。６つの駆動回路２に対応して、駆動電源回路７は６つ備えられている。駆動電源回路７は、Ｕ相上段用駆動電源回路７１、Ｖ相上段用駆動電源回路７２、Ｗ相上段用駆動電源回路７３、Ｖ相下段用駆動電源回路７４、Ｕ相下段用駆動電源回路７５、Ｗ相下段用駆動電源回路７６を有している。上段側駆動回路２Ｈに電力を供給する３つの駆動電源回路７（７１，７２，７３）は上段側駆動電源回路７Ｈであり、下段側駆動回路２Ｌに電力を供給する３つの駆動電源回路７（７４，７５，７６）は下段側駆動電源回路７Ｌである。   In order to supply drive power to the drive circuit 2, a drive power supply circuit 7 (PW) is provided. FIG. 3 shows an example of the drive power supply circuit 7. Corresponding to the six drive circuits 2, six drive power supply circuits 7 are provided. The drive power supply circuit 7 includes a U-phase upper drive power supply circuit 71, a V-phase upper drive power supply circuit 72, a W-phase upper drive power supply circuit 73, a V-phase lower drive power supply circuit 74, and a U-phase lower drive power supply circuit 75. , A W-phase lower stage driving power supply circuit 76 is provided. The three drive power supply circuits 7 (71, 72, 73) that supply power to the upper drive circuit 2H are the upper drive power supply circuit 7H, and the three drive power supply circuits 7 (power supply circuits 7H that supply power to the lower drive circuit 2L) 74, 75, 76) is a lower drive power circuit 7L.

上段側駆動電源回路７Ｈ（７１〜７３）は、それぞれ電気的に絶縁されたフローティング電源である。上段側駆動電源回路７Ｈは、それぞれ異なる正極側電位（ＶＨＵ，ＶＨＶ，ＶＨＷ）及び負極側電位（ＧＨＵ，ＧＨＶ，ＧＨＷ）を有する。下段側駆動電源回路７Ｌ（７４〜７６）は、図１から明らかなように負極側電位（ＧＬ：ＧＬＵ，ＧＬＶ，ＧＬＷ）が共通しており、互いに絶縁されてはいないが、それぞれ異なる正極側電位（ＶＬＵ，ＶＬＶ，ＶＬＷ）を有する。尚、各相を区別することなく上段側駆動電源回路７Ｈの正極側電位を示す場合は“ＶＨ”と称し、各相を区別することなく下段側駆動電源回路７Ｌの正極側電位を示す場合は“ＶＬ”と称する（図１、図２、図３等参照）。   The upper drive power circuit 7H (71 to 73) is a floating power supply that is electrically insulated. The upper drive power circuit 7H has different positive side potentials (VHU, VHV, VHW) and negative side potentials (GHU, GHV, GHW). As is clear from FIG. 1, the lower drive power circuit 7L (74 to 76) has a common negative electrode side potential (GL: GLU, GLV, GLW) and is not insulated from each other, but has a different positive electrode side. It has a potential (VLU, VLV, VLW). When the positive side potential of the upper drive power circuit 7H is shown without distinguishing each phase, it is referred to as “VH”, and when the positive side potential of the lower drive power circuit 7L is shown without distinguishing each phase. This is referred to as “VL” (see FIG. 1, FIG. 2, FIG. 3, etc.).

図３に示すように、駆動電源回路７は、インバータ制御装置１が備えられる低圧側回路との絶縁を確保するためにトランスＴの二次側コイルを用いて構成されている。駆動電源回路７の一次側には電源制御ＩＣなどを用いた電源制御装置７９（PCNT）が備えられており、低圧直流電源の出力電圧“ＩＧ”に接続されたスイッチング素子をスイッチング制御することによって、駆動電源回路７に規定された出力電圧を生じさせる。電源制御装置７９は、駆動電源回路７の一次側回路に生じる電圧に基づくフィードバック制御を行って当該スイッチング素子をスイッチングし、駆動電源回路７に規定された出力電圧を生じさせる。   As shown in FIG. 3, the drive power supply circuit 7 is configured using a secondary side coil of the transformer T in order to ensure insulation from the low voltage side circuit provided with the inverter control device 1. A primary side of the drive power supply circuit 7 is provided with a power supply control device 79 (PCNT) using a power supply control IC and the like, by switching control of a switching element connected to the output voltage “IG” of the low-voltage DC power supply. Then, the output voltage defined in the drive power supply circuit 7 is generated. The power supply control device 79 performs feedback control based on a voltage generated in the primary circuit of the drive power supply circuit 7 to switch the switching element, and generates an output voltage defined in the drive power supply circuit 7.

上述したように、駆動回路２は、駆動対象のスイッチング素子３における過電流や温度上昇の検出や、駆動信号ＤＳの振幅（信号レベル）に影響を与える駆動電圧の低下の検出などの自己診断機能を有している。本実施形態では、駆動対象のスイッチング素子３の過電流を検出する自己診断機能を例示する。スイッチング素子３の過電流を検出する方法には、シャント抵抗やカレントトランスを利用して電流を測定する方法や、スイッチング素子３の飽和電圧（コレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥやドレイン−ソース間電圧ＶＤＳなど、スイッチング素子３の正極側端子と負極側端子との間の端子間電圧）を測定する方法がある。スイッチング素子３の端子間電圧（ＶＣＥやＶＤＳ）は、スイッチング素子３に流れる電流（コレクタ−エミッタ間電流ＩＣＥやドレイン−ソース間電流ＩＤＳなど、スイッチング素子３の正極側端子と負極側端子との間を流れる素子電流）が増加すると上昇するという特性を持つ。従って、スイッチング素子３の端子間電圧（ＶＣＥやＶＤＳ）を監視することによって、スイッチング素子３の過電流を検出することができる。本実施形態では、スイッチング素子３の端子間電圧を監視する方式をＤＥＳＡＴ（Desaturation）方式と称する。 As described above, the drive circuit 2 has a self-diagnosis function such as detection of an overcurrent or temperature rise in the switching element 3 to be driven, or detection of a decrease in drive voltage that affects the amplitude (signal level) of the drive signal DS. have. In the present embodiment, a self-diagnosis function for detecting an overcurrent of the switching element 3 to be driven is illustrated. The method of detecting the overcurrent of the switching element 3 includes a method of measuring current using a shunt resistor or a current transformer, and a saturation voltage (collector-emitter voltage VCE or drain-source voltage VCE) of the switching element 3. There is a method of measuring a terminal voltage between the positive terminal and the negative terminal of the switching element 3 such as DS . The voltage (V CE or V DS ) between the terminals of the switching element 3 is a current flowing through the switching element 3 (such as a collector-emitter current I CE or a drain-source current I DS). It has a characteristic that it increases as the device current flowing between the terminals increases. Therefore, the overcurrent of the switching element 3 can be detected by monitoring the voltage (V CE or V DS ) between the terminals of the switching element 3. In the present embodiment, a method for monitoring the voltage across the terminals of the switching element 3 is referred to as a DESAT (Desaturation) method.

本実施形態では、図２に示すように、スイッチング素子３の端子間電圧（本実施形態ではＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間電圧ＶＤＳ）に基づいて、スイッチング素子３（アーム３Ａ）の過電流を検出する過電流検出回路が、それぞれのスイッチング素子３に対応して複数設けられている。過電流検出回路は、第１分圧抵抗器Ｒ１と第２分圧抵抗器Ｒ２とが直列に接続されて構成された電圧検出回路２０と、保護ダイオードＤ１と、抵抗器Ｒ３と、駆動回路２（ドライバＩＣ）の内部に配置された過電流判定部としてのコンパレータ２１とを含む。第１分圧抵抗器Ｒ１及び第２分圧抵抗器Ｒ２の抵抗値は例えば１０〜２０［ｋΩ］程度、抵抗器Ｒ３の抵抗値は例えば２０〜３０［ｋΩ］程度である。 In this embodiment, as shown in FIG. 2, the overcurrent of the switching element 3 (arm 3A) is detected based on the voltage between the terminals of the switching element 3 (in this embodiment, the drain-source voltage V DS of the MOSFET). A plurality of overcurrent detection circuits are provided corresponding to the respective switching elements 3. The overcurrent detection circuit includes a voltage detection circuit 20 configured by connecting a first voltage dividing resistor R1 and a second voltage dividing resistor R2 in series, a protection diode D1, a resistor R3, and a drive circuit 2. And a comparator 21 as an overcurrent determination unit disposed inside the (driver IC). The resistance value of the first voltage dividing resistor R1 and the second voltage dividing resistor R2 is, for example, about 10 to 20 [kΩ], and the resistance value of the resistor R3 is, for example, about 20 to 30 [kΩ].

電圧検出回路２０は、それぞれのスイッチング素子３の正極側端子（ここではドレイン端子Ｄ）にカソード端子が接続される保護ダイオードＤ１を介してスイッチング素子３の正極側端子（ドレイン端子Ｄ）と負極側端子（ここではソース端子Ｓ）との間に接続され、スイッチング素子３の端子間電圧（ここではドレイン−ソース間電圧ＶＤＳ）を検出する。保護ダイオードＤ１のアノード端子と電圧検出回路２０とが接続される第１ノードｎ１は、対応する駆動電源回路７の正極（ＶＤ）に接続される。本実施形態では、第１ノードｎ１は、電流制限回路としての抵抗器Ｒ３を介して駆動電源回路７の正極（ＶＤ）に接続されている。抵抗器Ｒ３は、電圧検出回路２０（Ｒ１，Ｒ２）や保護ダイオードＤ１に大きな電流が流れないように、電流を制限する。尚、本実施形態では、電流制限回路として抵抗器Ｒ３を例示しているが、その他の公知の定電流回路によって電流制限回路を構成してもよい。つまり、第１ノードｎ１と駆動電源回路７の正極（ＶＤ）との間に電流制限回路を備えていればよい。第１ノードｎ１とは異なる側の電圧検出回路２０の端子である第２ノードｎ２は、対応する駆動電源回路７の負極（ＶＧ）に接続される。 The voltage detection circuit 20 has a positive terminal (drain terminal D) and a negative electrode side of the switching element 3 via a protective diode D1 whose cathode terminal is connected to a positive terminal (here, drain terminal D) of each switching element 3. It is connected between the terminals (here, the source terminal S) and detects the voltage between the terminals of the switching element 3 (here, the drain-source voltage V DS ). The first node n1 to which the anode terminal of the protection diode D1 and the voltage detection circuit 20 are connected is connected to the positive electrode (VD) of the corresponding drive power supply circuit 7. In the present embodiment, the first node n1 is connected to the positive electrode (VD) of the drive power supply circuit 7 via a resistor R3 as a current limiting circuit. The resistor R3 limits the current so that a large current does not flow through the voltage detection circuit 20 (R1, R2) and the protection diode D1. In the present embodiment, the resistor R3 is illustrated as the current limiting circuit, but the current limiting circuit may be configured by other known constant current circuits. That is, a current limiting circuit may be provided between the first node n1 and the positive electrode (VD) of the driving power supply circuit 7. The second node n2, which is the terminal of the voltage detection circuit 20 on the side different from the first node n1, is connected to the negative electrode (VG) of the corresponding drive power supply circuit 7.

保護ダイオードＤ１は、抵抗器Ｒ３の側にアノード端子、スイッチング素子３のドレイン端子Ｄの側にカソード端子が接続される形態で、抵抗器Ｒ３からスイッチング素子３の側に向かって順方向となるように接続されている。保護ダイオードＤ１のアノード端子とスイッチング素子のソース端子Ｓとの間には第１分圧抵抗器Ｒ１と第２分圧抵抗器Ｒ２とが直列に接続されて電圧検出回路２０が形成されており、これらの抵抗器により分圧された分圧電圧が駆動回路２に入力される。駆動回路２に設けられたコンパレータ２１（過電流判定部）は、基準電圧ｒｅｆと分圧電圧とを比較し、分圧電圧が基準電圧ｒｅｆ以上の場合に、スイッチング素子３に過電流が生じていると判定する。また、詳細は後述するが、分圧電圧をインバータ制御装置１へ提供し、インバータ制御装置１においてスイッチング素子３の温度を推定してもよい。これら過電流検出（過電流判定）や温度推定は、スイッチング素子３の状態検出に相当する。   The protection diode D1 has a configuration in which an anode terminal is connected to the resistor R3 side and a cathode terminal is connected to the drain terminal D side of the switching element 3 so as to be forward from the resistor R3 toward the switching element 3 side. It is connected to the. Between the anode terminal of the protective diode D1 and the source terminal S of the switching element, a first voltage dividing resistor R1 and a second voltage dividing resistor R2 are connected in series to form a voltage detection circuit 20, The divided voltage divided by these resistors is input to the drive circuit 2. The comparator 21 (overcurrent determination unit) provided in the drive circuit 2 compares the reference voltage ref and the divided voltage, and if the divided voltage is equal to or higher than the reference voltage ref, an overcurrent is generated in the switching element 3. It is determined that Moreover, although mentioned later for details, a divided voltage may be provided to the inverter control apparatus 1, and the temperature of the switching element 3 may be estimated in the inverter control apparatus 1. FIG. These overcurrent detection (overcurrent determination) and temperature estimation correspond to state detection of the switching element 3.

保護ダイオードＤ１は、スイッチング素子３がオフ状態の際に、スイッチング素子３の正極側端子（コレクタ端子やドレイン端子Ｄ）と駆動電源グラウンドＶＧとの間の高電圧が分圧された高電圧の分圧電圧が、駆動回路２に入力されることを防止する。スイッチング素子３がオン状態となると、保護ダイオードＤ１がオン状態（導通状態）となり、第１分圧抵抗器Ｒ１と保護ダイオードＤ１との接続ノード（第１ノードｎ１）の電位は、保護ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆと、スイッチング素子３（ＭＯＳＦＥＴ）のドレイン−ソース間電圧ＶＤＳとの和となる。過電流が生じた際のドレイン−ソース間電圧ＶＤＳに比べて、順方向電圧Ｖｆは小さく、第１ノードｎ１の電位はほぼスイッチング素子３（ＭＯＳＦＥＴ）のドレイン−ソース間電圧ＶＤＳとなる。 The protective diode D1 is a high voltage component obtained by dividing the high voltage between the positive terminal (collector terminal or drain terminal D) of the switching element 3 and the drive power supply ground VG when the switching element 3 is in the OFF state. The voltage is prevented from being input to the drive circuit 2. When the switching element 3 is turned on, the protection diode D1 is turned on (conductive state), and the potential of the connection node (first node n1) between the first voltage dividing resistor R1 and the protection diode D1 is the potential of the protection diode D1. the forward voltage Vf, the drain of the switching element 3 (MOSFET) - the sum of the source voltage V DS. The forward voltage Vf is smaller than the drain-source voltage V DS when an overcurrent occurs, and the potential of the first node n1 is substantially the drain-source voltage V DS of the switching element 3 (MOSFET).

尚、電圧検出回路２０による検出電圧（分圧電圧）は常時、駆動回路２に入力されているが、過電流判定部（コンパレータ２１）による判定は、判定対象のスイッチング素子３がオン状態に制御されている期間（駆動信号ＤＳが有効な期間）のみである。駆動信号ＤＳの信号レベル（論理レベル）は、駆動回路２において既知であるから、駆動回路２は、判定対象のスイッチング素子３がオン状態に制御されている期間のみ、過電流の判定を行う。また、本実施形態では、第１分圧抵抗器Ｒ１と第２分圧抵抗器Ｒ２とが直列に接続されて電圧検出回路２０が形成されている形態を例示しているが、この形態には限られない。スイッチング素子３の導通時の端子間電圧（ＶＣＥやＶＤＳ）や駆動回路２の仕様（コンパレータ２１など過電流判定部の仕様）に応じて、第２分圧抵抗器Ｒ２に相当する抵抗器のみを備えて電圧検出回路２０が形成されていてもよい。 Note that the detection voltage (divided voltage) by the voltage detection circuit 20 is always input to the drive circuit 2, but the determination by the overcurrent determination unit (comparator 21) is controlled so that the switching element 3 to be determined is turned on. This is only the period during which the drive signal DS is valid. Since the signal level (logic level) of the drive signal DS is known in the drive circuit 2, the drive circuit 2 determines overcurrent only during a period in which the switching element 3 to be determined is controlled to be in the ON state. In the present embodiment, the voltage detection circuit 20 is formed by connecting the first voltage dividing resistor R1 and the second voltage dividing resistor R2 in series. Not limited. A resistor corresponding to the second voltage dividing resistor R2 according to the voltage between terminals (V CE and V DS ) when the switching element 3 is turned on and the specifications of the drive circuit 2 (specifications of the overcurrent determination unit such as the comparator 21). And the voltage detection circuit 20 may be formed.

上述したように、直流電源１１に接続されて直流と交流との間で電力を変換するインバータ回路１０を有するインバータ装置１００は、インバータ回路１０を構成する複数のスイッチング素子３のそれぞれに対応する駆動回路２と電圧検出回路２０とを備えている。駆動回路２は、スイッチング素子３を制御するスイッチング制御信号ＳＷの電力を増幅してスイッチング素子３の制御端子（ゲート端子Ｇ）へ伝達するように構成されている。電圧検出回路２０は、スイッチング素子３の正極側端子（ドレイン端子Ｄ）にカソードが接続される保護ダイオードＤ１を介してスイッチング素子３の正極側端子（ドレイン端子Ｄ）と負極側端子（ソース端子Ｓ）との間に接続され、スイッチング素子３の端子間電圧（ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳ）を検出するように構成されている。保護ダイオードＤ１のアノード端子と電圧検出回路２０とが接続される第１ノードｎ１は、対応する駆動回路２の正極（ＶＤ）に接続されている。第１ノードｎ１とは異なる側の電圧検出回路２０の端子である第２ノードｎ２は、対応する駆動回路２の負極（ＶＧ）に接続されている。さらに、詳細は図４、図１１、図１３等を参照して後述するが、スイッチング素子３及び保護ダイオードＤ１は、スイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とが同じ温度となるように熱結合されて実装されている。１つの態様として、図４等に示すように、保護ダイオードＤ１は、スイッチング素子３と共にパワーモジュール３０として構成されている。 As described above, the inverter device 100 having the inverter circuit 10 that is connected to the DC power source 11 and converts power between DC and AC is driven corresponding to each of the plurality of switching elements 3 constituting the inverter circuit 10. A circuit 2 and a voltage detection circuit 20 are provided. The drive circuit 2 is configured to amplify the power of the switching control signal SW for controlling the switching element 3 and transmit the amplified power to the control terminal (gate terminal G) of the switching element 3. The voltage detection circuit 20 has a positive terminal (drain terminal D) and a negative terminal (source terminal S) of the switching element 3 via a protective diode D1 whose cathode is connected to the positive terminal (drain terminal D) of the switching element 3. ) Between the terminals of the switching element 3 (drain-source voltage V DS ). The first node n1 to which the anode terminal of the protection diode D1 and the voltage detection circuit 20 are connected is connected to the positive electrode (VD) of the corresponding drive circuit 2. The second node n2, which is a terminal of the voltage detection circuit 20 on the side different from the first node n1, is connected to the negative electrode (VG) of the corresponding drive circuit 2. Further, although details will be described later with reference to FIGS. 4, 11, and 13 and the like, the switching element 3 and the protection diode D1 are mounted by being thermally coupled so that the switching element 3 and the protection diode D1 have the same temperature. Has been. As one aspect, as shown in FIG. 4 and the like, the protection diode D1 is configured as a power module 30 together with the switching element 3.

上述したように、インバータ制御装置１と駆動回路２とインバータ回路１０とは、それぞれ動作電圧が異なる。このため、多くの場合、インバータ制御装置１とインバータ回路１０とは異なる基板上に実装される。インバータ制御装置１とインバータ回路１０とをつなぐインターフェイス回路４０の一部である駆動回路２は、回路規模や動作電圧よりインバータ制御装置１と同じ基板上に実装されることが多い。従って、一般的には、図５の比較例のパワーモジュール３０Ｂに示すように、保護ダイオードＤ１は、インバータ回路１０とは別に実装されることが多い。つまり、スイッチング素子３及び保護ダイオードＤ１は、スイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とが同じ温度となるように熱結合されてはいない。   As described above, the inverter control device 1, the drive circuit 2, and the inverter circuit 10 have different operating voltages. For this reason, in many cases, the inverter control device 1 and the inverter circuit 10 are mounted on different substrates. The drive circuit 2 that is a part of the interface circuit 40 that connects the inverter control device 1 and the inverter circuit 10 is often mounted on the same substrate as the inverter control device 1 due to the circuit scale and operating voltage. Therefore, generally, the protection diode D1 is often mounted separately from the inverter circuit 10 as shown in the power module 30B of the comparative example of FIG. That is, the switching element 3 and the protection diode D1 are not thermally coupled so that the switching element 3 and the protection diode D1 have the same temperature.

スイッチング素子３や保護ダイオードＤ１などの半導体素子は温度特性を有することが知られており、温度によって電気的特性に差が生じる。例えば、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗Ｒｄｓは、図６に示すように正の温度係数を持つ温度特性を有する。一方、保護ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆは、図７に示すような負の係数を持つ温度特性を有する。本実施形態では、スイッチング素子３としてＭＯＳＦＥＴを例示しているが、図６に示すように正の温度係数を持つ素子であれば上述したようにＭＯＳＦＥＴに限らず、スイッチング素子３としてＩＧＢＴ等を採用してもよい。   Semiconductor elements such as the switching element 3 and the protection diode D1 are known to have temperature characteristics, and a difference in electrical characteristics occurs depending on the temperature. For example, the on-resistance Rds of the MOSFET has a temperature characteristic having a positive temperature coefficient as shown in FIG. On the other hand, the forward voltage Vf of the protection diode D1 has a temperature characteristic having a negative coefficient as shown in FIG. In the present embodiment, a MOSFET is exemplified as the switching element 3, but as long as the element has a positive temperature coefficient as shown in FIG. 6, not only the MOSFET but also an IGBT or the like is adopted as the switching element 3 as described above. May be.

スイッチング素子３の損失（多くの場合、発熱）は、素子電流に応じて大きくなる。このため、発熱によってスイッチング素子３は温度変動も大きくなる。一方、保護ダイオードＤ１に流れる電流はスイッチング素子３に比べて非常に小さく、保護ダイオードＤ１の温度は、基板が収納されたケース内などの雰囲気温度にほぼ連動する。このため、保護ダイオードＤ１の温度変動はスイッチング素子３に比べて小さい。上述したように、スイッチング素子３の端子間電圧（ＶＤＳやＶＣＥなど）に基づいて過電流が生じているか否かを判定する場合には、端子間電圧（ＶＤＳ）の分圧電圧と基準電圧ｒｅｆとが比較される。しかし、温度に依存する端子間電圧（ＶＤＳ）の変動幅が大きいと過電流の判定精度に影響する。 The loss (in many cases, heat generation) of the switching element 3 increases according to the element current. For this reason, the temperature fluctuation of the switching element 3 increases due to heat generation. On the other hand, the current flowing through the protection diode D1 is much smaller than that of the switching element 3, and the temperature of the protection diode D1 is almost linked to the ambient temperature in the case in which the substrate is housed. For this reason, the temperature fluctuation of the protection diode D <b> 1 is smaller than that of the switching element 3. As described above, when it is determined whether or not an overcurrent is generated based on the voltage between terminals (V DS , V CE, etc.) of the switching element 3, the divided voltage of the voltage between terminals (V DS ) The reference voltage ref is compared. However, if the fluctuation range of the inter-terminal voltage (V DS ) depending on the temperature is large, the determination accuracy of overcurrent is affected.

ここで、図６及び図７の温度特性を参照すると、スイッチング素子３の温度特性と、保護ダイオードＤ１の温度特性とは、正負が逆の特性である。スイッチング素子３の温度と、保護ダイオードＤ１の温度が同じであれば、温度特性が相殺されて判定への影響を抑制することができる。しかし、多くの場合、スイッチング素子３と、保護ダイオードＤ１とは異なる場所に配置されている。例えば、スイッチング素子３は、インバータ回路１０を構成する６つのスイッチング素子３を集積したパワーモジュールとして構成される場合が多い。一方、保護ダイオードＤ１は、駆動回路２などと共に、制御基板などに実装されることが多い。大電流が流れるインバータ回路１０（パワーモジュール）は発熱量も大きく、温度が上昇し易いが、制御基板はインバータ回路１０に比べて発熱量は小さく、温度も上昇しにくい。保護ダイオードＤ１の温度は、制御基板が収納されるケース内の雰囲気温度にほぼ連動するので、パワーモジュールとして構成されたスイッチング素子３の温度と大きく異なることになる。   Here, referring to the temperature characteristics shown in FIGS. 6 and 7, the temperature characteristics of the switching element 3 and the temperature characteristics of the protection diode D1 are opposite in positive and negative characteristics. If the temperature of the switching element 3 and the temperature of the protective diode D1 are the same, the temperature characteristics are canceled out and the influence on the determination can be suppressed. However, in many cases, the switching element 3 and the protection diode D1 are arranged at different locations. For example, the switching element 3 is often configured as a power module in which six switching elements 3 constituting the inverter circuit 10 are integrated. On the other hand, the protection diode D1 is often mounted on a control board together with the drive circuit 2 and the like. The inverter circuit 10 (power module) through which a large current flows also generates a large amount of heat and easily rises in temperature, but the control board has a smaller amount of heat generation than the inverter circuit 10 and does not easily rise in temperature. Since the temperature of the protective diode D1 is substantially linked to the ambient temperature in the case in which the control board is housed, it greatly differs from the temperature of the switching element 3 configured as a power module.

下記に示す式(1)は、素子温度（ジャンクション温度）がＴｊ＿ＭＯＳのときのスイッチング素子３のオン抵抗Ｒｄｓを示している。スイッチング素子３の素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳは摂氏温度であり、式(1)は摂氏２５度におけるオン抵抗Ｒｄｓを基準として、絶対温度で規定される温度係数に基づいてオン抵抗Ｒｄｓが変動することを示している。   Equation (1) shown below represents the on-resistance Rds of the switching element 3 when the element temperature (junction temperature) is Tj_MOS. The element temperature Tj_MOS of the switching element 3 is a Celsius temperature, and Equation (1) shows that the on-resistance Rds varies based on the temperature coefficient defined by the absolute temperature with the on-resistance Rds at 25 degrees Celsius as a reference. Yes.

Figure 2018057227
Figure 2018057227

下記に示す式(2)は、保護ダイオードＤ１の素子温度（ジャンクション温度）がＴｊ＿ＤＩのときの保護ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆを示している。保護ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆは、保護ダイオードＤ１の素子温度Ｔｊ＿ＤＩに対して線形であるため、ここでは絶対零度（０［Ｋ］、−２７３［℃］）の順方向電圧（Ｖｆ０）を基準として示している。 Equation (2) shown below represents the forward voltage Vf of the protection diode D1 when the element temperature (junction temperature) of the protection diode D1 is Tj_DI. Since the forward voltage Vf of the protection diode D1 is linear with respect to the element temperature Tj_DI of the protection diode D1, a forward voltage (Vf 0 ) of absolute zero degree (0 [K], −273 [° C.]) is used here. It is shown as a standard.

Figure 2018057227
Figure 2018057227

上述したように、保護ダイオードＤ１の素子温度Ｔｊ＿ＤＩは、スイッチング素子３の素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳに比べて変動しにくい。ここで、保護ダイオードＤ１の温度がほぼ一定であると仮定すると、下記式(3)に示すように、過電流検出の際のスイッチング素子３の許容電流ＩＬＩＭも大きな温度特性を有することになる。尚、式(3)において“ｒｅｆ”は、コンパレータ２１の基準電圧を示し、“Ｒ１，Ｒ２”は、第１分圧抵抗器Ｒ１及び第２分圧抵抗器Ｒ２の抵抗値を示している。 As described above, the element temperature Tj_DI of the protection diode D1 is less likely to vary than the element temperature Tj_MOS of the switching element 3. Assuming that the temperature of the protection diode D1 is substantially constant, the allowable current I LIM of the switching element 3 at the time of overcurrent detection also has a large temperature characteristic as shown in the following formula (3). . In Expression (3), “ref” indicates the reference voltage of the comparator 21, and “R1, R2” indicates the resistance values of the first voltage dividing resistor R1 and the second voltage dividing resistor R2.

Figure 2018057227
Figure 2018057227

ここで、保護ダイオードＤ１をスイッチング素子３の近傍に実装し、保護ダイオードＤ１の素子温度Ｔｊ＿ＤＩが、スイッチング素子３の素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳに連動するようにすることで、温度特性を相殺することができる。つまり、許容電流ＩＬＩＭの温度特性を改善することができる。 Here, the temperature characteristic can be canceled by mounting the protection diode D1 in the vicinity of the switching element 3 so that the element temperature Tj_DI of the protection diode D1 is linked to the element temperature Tj_MOS of the switching element 3. That is, the temperature characteristic of the allowable current I LIM can be improved.

本実施形態では、スイッチング素子３の温度と、保護ダイオードＤ１の温度が同じ温度となるように、両者を熱結合して実装している。即ち、図２に示すように、保護ダイオードＤ１がパワーモジュール３０の中に、スイッチング素子３と共に実装されている。ここで、図４及び図１１も参照して説明する。図４は、パワーモジュール３０の構成例を模式的に示す上面図であり、図１１は、パワーモジュール３０の構成例を模式的に示す断面図である。パワーモジュール３０は、インバータ回路１０を構成する６つのスイッチング素子３を有している。図４の上面図は６つのスイッチング素子３が同一の金属基板（ここではＤＢＣ（Direct Bonded Copper）基板３９）に実装されている形態を例示しており、図１１の断面図は１つスイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とが実装されている実装用ランド３３における断面を例示している。尚、図４及び図１１では、フリーホイールダイオード３２は省略している（比較例のパワーモジュール３０Ｂを示す図５、及び後述する別実施形態の図１２も同様。）。   In the present embodiment, the switching element 3 and the protection diode D1 are mounted by being thermally coupled so that the temperature of the protection diode D1 is the same. That is, as shown in FIG. 2, the protection diode D <b> 1 is mounted in the power module 30 together with the switching element 3. Here, description will be made with reference to FIGS. FIG. 4 is a top view schematically showing a configuration example of the power module 30, and FIG. 11 is a cross-sectional view schematically showing a configuration example of the power module 30. The power module 30 has six switching elements 3 constituting the inverter circuit 10. The top view of FIG. 4 illustrates a mode in which six switching elements 3 are mounted on the same metal substrate (here, DBC (Direct Bonded Copper) substrate 39), and the cross-sectional view of FIG. 11 shows one switching element. 3 illustrates a cross section of the mounting land 33 on which 3 and the protection diode D1 are mounted. 4 and 11, the free wheel diode 32 is omitted (the same applies to FIG. 5 showing the power module 30B of the comparative example and FIG. 12 of another embodiment described later).

スイッチング素子３（スイッチング素子本体３１）の素子チップであるＭＯＳＦＥＴチップ３７（スイッチング素子チップ）は、保護ダイオードＤ１の素子チップであるダイオードチップ３８と共に、熱伝導率の高い銅を用いて形成された実装用ランド３３に実装されている。実装用ランド３３の側には、ＭＯＳＦＥＴチップ３７のドレイン端子Ｄと、ダイオードチップ３８のカソード端子が配置されており、実装用ランド３３を介してスイッチング素子３のドレイン端子Ｄと、保護ダイオードＤ１のカソード端子とが接続されている。実装用ランド３３とは反対側には、ＭＯＳＦＥＴチップ３７のソース端子Ｓ及びゲート端子Ｇ、ダイオードチップ３８のアノード端子が配置されている。ＭＯＳＦＥＴチップ３７及びダイオードチップ３８に設けられたチップ側ボンディングパッド３４と、ＤＢＣ基板３９に設けられた基板側ボンディングパッド３５とがボンディングワイヤーＢＷで接続される。基板側ボンディングパッド３５は、パワーモジュール３０の端子となる。ゲート端子Ｇ及びソース端子Ｓは、パワーモジュール３０とＭＯＳＦＥＴチップ３７とで同一であるが、パワーモジュール３０におけるドレイン端子は、保護ダイオードＤ１を介しているため、ＭＯＳＦＥＴチップ３７のドレイン端子Ｄとは異なり、符号Ｄ’で示している。   A MOSFET chip 37 (switching element chip), which is an element chip of the switching element 3 (switching element body 31), is mounted using a high thermal conductivity copper together with a diode chip 38, which is an element chip of the protective diode D1. It is mounted on the land 33 for use. On the mounting land 33 side, the drain terminal D of the MOSFET chip 37 and the cathode terminal of the diode chip 38 are disposed, and the drain terminal D of the switching element 3 and the protective diode D1 are connected via the mounting land 33. The cathode terminal is connected. On the side opposite to the mounting land 33, the source terminal S and gate terminal G of the MOSFET chip 37 and the anode terminal of the diode chip 38 are arranged. A chip-side bonding pad 34 provided on the MOSFET chip 37 and the diode chip 38 and a substrate-side bonding pad 35 provided on the DBC substrate 39 are connected by a bonding wire BW. The substrate-side bonding pad 35 becomes a terminal of the power module 30. The gate terminal G and the source terminal S are the same in the power module 30 and the MOSFET chip 37, but the drain terminal in the power module 30 is different from the drain terminal D of the MOSFET chip 37 because the protection module D1 is interposed therebetween. , Indicated by the symbol D ′.

インバータ回路１０を構成する６つのスイッチング素子３のＭＯＳＦＥＴチップ３７は、それぞれ独立した実装用ランド３３に、それぞれのスイッチング素子３に対応する保護ダイオードＤ１のダイオードチップ３８と共に実装されている。上述したように、実装用ランド３３は、熱伝導率の高い銅製であり、スイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とは、互いに同じ温度となるように熱結合されて実装される。実装用ランド３３、又は、実装用ランド３３及びＤＢＣ基板３９は、熱伝動部材に相当する。また、スイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とは、同じ金属基板（ＤＢＣ基板３９）上に近接して実装されているということもできる。６つのスイッチング素子３及びそれぞれのスイッチング素子３に対応する６つの保護ダイオードＤ１が実装されたＤＢＣ基板３９はモジュールケース１０Ｃに格納される。   The MOSFET chips 37 of the six switching elements 3 constituting the inverter circuit 10 are mounted on the independent mounting lands 33 together with the diode chips 38 of the protection diodes D1 corresponding to the respective switching elements 3. As described above, the mounting land 33 is made of copper having a high thermal conductivity, and the switching element 3 and the protection diode D1 are mounted by being thermally coupled so as to have the same temperature. The mounting land 33 or the mounting land 33 and the DBC substrate 39 correspond to a heat transmission member. It can also be said that the switching element 3 and the protection diode D1 are mounted in proximity to each other on the same metal substrate (DBC substrate 39). The DBC board 39 on which the six switching elements 3 and the six protection diodes D1 corresponding to the respective switching elements 3 are mounted is stored in the module case 10C.

このように、互いに正負が逆の温度特性を有するスイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とが熱結合するように実装することによって、温度特性による影響を相殺することができる。図８は、過電流検出の際のスイッチング素子３の許容電流ＩＬＩＭと、スイッチング素子３の素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳとの関係を示している。図８において一点鎖線で示す曲線は、スイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とが熱結合していない場合の特性を示している（例えば図５の比較例に示す形態）。図８において実線で示す曲線は、スイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とが熱結合しており、両者の温度が同一である場合の特性を例示している（図４を参照して上述した形態）。図８に示すように、スイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とが熱結合し、両者の温度が同一の場合には、温度特性による影響が低減されていることが判る。 As described above, by mounting so that the switching element 3 and the protection diode D1 having temperature characteristics with opposite positive and negative temperatures are thermally coupled, the influence of the temperature characteristics can be offset. FIG. 8 shows the relationship between the allowable current I LIM of the switching element 3 and the element temperature Tj_MOS of the switching element 3 when overcurrent is detected. A curve indicated by a one-dot chain line in FIG. 8 indicates characteristics when the switching element 3 and the protection diode D1 are not thermally coupled (for example, a form shown in the comparative example of FIG. 5). A curve indicated by a solid line in FIG. 8 exemplifies characteristics when the switching element 3 and the protection diode D1 are thermally coupled and the temperatures of both are the same (the form described above with reference to FIG. 4). . As shown in FIG. 8, when the switching element 3 and the protection diode D1 are thermally coupled and the temperature of both is the same, it can be seen that the influence of the temperature characteristics is reduced.

ところで、このように、スイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とが熱結合し、両者の温度が同一と見なせる場合には、スイッチング素子３の素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳを推定することができる。図９は、駆動回路２及びインバータ制御装置１が素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳを推定する機能を備えている場合のインターフェイス回路４０を中心とした回路ブロック図を示している。駆動回路２には、分圧電圧をＡ／Ｄ（Analogue to Digital）変換してインバータ制御装置１に提供するＡ／Ｄコンバータ２２（A/D）が備えられている。ここでは、スイッチング素子３がオン状態であり、電流センサ１４による検出結果より、下段側スイッチング素子３Ｌに素子電流ＩＣＳが流れているとインバータ制御装置１が判定できる場合を考える。このとき、Ａ／Ｄコンバータ２２に入力される電圧Ｖａｄ（分圧電圧）は、下記式(4)で表される。 By the way, when the switching element 3 and the protection diode D1 are thermally coupled as described above and the temperatures of both can be regarded as the same, the element temperature Tj_MOS of the switching element 3 can be estimated. FIG. 9 shows a circuit block diagram centering on the interface circuit 40 when the drive circuit 2 and the inverter control device 1 have a function of estimating the element temperature Tj_MOS. The drive circuit 2 is provided with an A / D converter 22 (A / D) that converts the divided voltage into analog to digital (A / D) and provides it to the inverter control device 1. Here, a case is considered in which the switching element 3 is in the ON state and the inverter control device 1 can determine from the detection result of the current sensor 14 that the element current ICS is flowing through the lower switching element 3L. At this time, the voltage Vad (divided voltage) input to the A / D converter 22 is expressed by the following equation (4).

Figure 2018057227
Figure 2018057227

上述したスイッチング素子３のオン抵抗を示す式(1)、及び、保護ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆを示す式(2)より、式(4)は下記式(5)と表される。   From the above equation (1) indicating the on-resistance of the switching element 3 and the equation (2) indicating the forward voltage Vf of the protection diode D1, the equation (4) is expressed as the following equation (5).

Figure 2018057227
Figure 2018057227

ここで、スイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とが完全に熱結合し、両者の温度が同一（Ｔｊ＿ＭＯＳ＝Ｔｊ＿ＤＩ、又は、Ｔｊ＿ＭＯＳ≒Ｔｊ＿ＤＩ）と考えると、式(5)は下記式(6)と表される。   Here, assuming that the switching element 3 and the protection diode D1 are completely thermally coupled and the temperature of both is the same (Tj_MOS = Tj_DI or Tj_MOS≈Tj_DI), the expression (5) is expressed as the following expression (6). Is done.

Figure 2018057227
Figure 2018057227

式(6)において、スイッチング素子３の素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳ以外は既知の値である。従って、インバータ制御装置１が、電流センサ１４から取得した電流の値ＩＣＳを用いて式(6)を解くことによって、スイッチング素子３の素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳを推定することができる。即ち、インバータ制御装置１は、スイッチング素子３の温度特性（式(6)の右辺第１項（ＩＣＳを除く））と、保護ダイオードＤ１の温度特性（式(6)の右辺第２項及び第３項）と、端子間電圧（式(6)の左辺；ＶＤＳ，ＶＣＥに対応する電圧）と、スイッチング素子３を流れる素子電流ＩＣＳとに基づいて、スイッチング素子３の温度を推定する。 In the equation (6), values other than the element temperature Tj_MOS of the switching element 3 are known values. Therefore, the inverter control device 1, by solving Equation (6) using the value I CS of the current obtained from the current sensor 14, it is possible to estimate the element temperature Tj_MOS switching element 3. Namely, inverter control device 1 includes a temperature characteristic of the switching element 3 (first term of equation (6) (excluding I CS)), the second term on the right side of the temperature characteristic of the protection diode D1 (equation (6) and The temperature of the switching element 3 is estimated based on the third term), the inter-terminal voltage (the left side of Equation (6); the voltage corresponding to V DS and V CE ) and the element current I CS flowing through the switching element 3. To do.

このようにして、スイッチング素子３の温度を推定することができれば、インバータ制御装置１は、さらに推定したスイッチング素子３の温度に応じて過電流判定部の判定しきい値（コンパレータ２１の基準電圧ｒｅｆ）を設定することができる。図１０は、駆動回路２及びインバータ制御装置１が素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳを推定する機能を備えていると共に、推定したスイッチング素子３の温度に応じてコンパレータ２１の基準電圧ｒｅｆを設定する機能を有する場合のインターフェイス回路４０を中心とした回路ブロック図を示している。図１０に示すように、駆動回路２には、推定したスイッチング素子３の温度に応じてインバータ制御装置１が演算した判定しきい値をＤ／Ａ（Digital to Analogue）変換してコンパレータ２１の基準電圧ｒｅｆとして設定するＤ／Ａコンバータ２３（D/A）が備えられている。   If the temperature of the switching element 3 can be estimated in this way, the inverter control device 1 further determines the determination threshold value of the overcurrent determination unit (the reference voltage ref of the comparator 21) according to the estimated temperature of the switching element 3. ) Can be set. FIG. 10 shows a case where the drive circuit 2 and the inverter control device 1 have a function of estimating the element temperature Tj_MOS and a function of setting the reference voltage ref of the comparator 21 according to the estimated temperature of the switching element 3. The circuit block diagram centering on the interface circuit 40 is shown. As shown in FIG. 10, the drive circuit 2 includes a reference threshold of the comparator 21 by D / A (Digital to Analogue) conversion of a determination threshold value calculated by the inverter control device 1 according to the estimated temperature of the switching element 3. A D / A converter 23 (D / A) set as the voltage ref is provided.

このように、推定したスイッチング素子３の温度に応じてコンパレータ２１の基準電圧ｒｅｆを設定することができると、温度特性による影響をさらに低減することができる。上述したように、図８は、過電流検出の際のスイッチング素子３の許容電流ＩＬＩＭと、スイッチング素子３の素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳとの関係を示している。図８において一点鎖線で示す曲線は、スイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とが熱結合していない場合の特性を示している（例えば図５の比較例に示す形態）。図８において実線で示す曲線は、スイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とが熱結合しており、両者の温度が同一である場合の特性を例示している（図４を参照して上述した形態）。さらに、図８において破線で示す曲線（直線）は、スイッチング素子３の温度を推定して過電流判定部の判定しきい値（コンパレータ２１の基準電圧ｒｅｆ）を補償した場合の特性（例えば図１０に示す形態）を示している。推定したスイッチング素子３の温度に応じてコンパレータ２１の基準電圧ｒｅｆを設定することができると、温度特性による影響をほぼ無くすことができる。 Thus, if the reference voltage ref of the comparator 21 can be set in accordance with the estimated temperature of the switching element 3, the influence due to the temperature characteristics can be further reduced. As described above, FIG. 8 shows the relationship between the allowable current I LIM of the switching element 3 and the element temperature Tj_MOS of the switching element 3 when overcurrent is detected. A curve indicated by a one-dot chain line in FIG. 8 indicates characteristics when the switching element 3 and the protection diode D1 are not thermally coupled (for example, a form shown in the comparative example of FIG. 5). A curve indicated by a solid line in FIG. 8 exemplifies characteristics when the switching element 3 and the protection diode D1 are thermally coupled and the temperatures of both are the same (the form described above with reference to FIG. 4). . Further, a curve (straight line) indicated by a broken line in FIG. 8 indicates characteristics when the temperature of the switching element 3 is estimated and the determination threshold value of the overcurrent determination unit (the reference voltage ref of the comparator 21) is compensated (for example, FIG. 10). The form shown in FIG. If the reference voltage ref of the comparator 21 can be set according to the estimated temperature of the switching element 3, the influence of the temperature characteristics can be almost eliminated.

尚、上記においては、スイッチング素子３と保護ダイオードＤ１とが熱結合し、両者の温度が同一と見なせる場合に、スイッチング素子３の素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳを推定する形態について説明した。しかし、両者の温度が同一と見なせなくても、スイッチング素子３の温度及び保護ダイオードＤ１の温度の対応関係が規定されていれば、スイッチング素子３の素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳを推定することができる。また、スイッチング素子３と保護ダイオードＤ１との温度が同一と見なせなくても、インバータ制御装置１は、スイッチング素子３の素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳを推定することができれば、推定したスイッチング素子３の温度に応じてコンパレータ２１の基準電圧ｒｅｆを設定することができる。   In the above description, the mode of estimating the element temperature Tj_MOS of the switching element 3 when the switching element 3 and the protection diode D1 are thermally coupled and the temperatures of both can be regarded as the same has been described. However, even if the two temperatures cannot be regarded as the same, the element temperature Tj_MOS of the switching element 3 can be estimated if the correspondence relationship between the temperature of the switching element 3 and the temperature of the protection diode D1 is defined. Even if the temperature of the switching element 3 and the protection diode D1 cannot be regarded as the same, if the inverter control device 1 can estimate the element temperature Tj_MOS of the switching element 3, the inverter control apparatus 1 can respond to the estimated temperature of the switching element 3. Thus, the reference voltage ref of the comparator 21 can be set.

図１１の断面図は、パワーモジュール３０の構成例を模式的に示しており、構成要素の境界部分における温度（Ｔ１〜Ｔ６）を示している。また、図１２は、パワーモジュール３０上のスイッチング素子３の模式的な熱回路図を示している。スイッチング素子３には損失が発生するため、ＭＯＳＦＥＴチップ３７の表面から実装用ランド３３までの各境界における温度は異なる。しかし、保護ダイオードＤ１には損失がないため、ダイオードチップ３８の表面から実装用ランド３３までの各境界における温度は全て同じ温度と見なすことができる。即ち、ダイオードチップ３８の表面温度Ｔ６、ダイオードチップ３８と実装用のハンダ層３６との境界の温度Ｔ５、ハンダ層３６と実装用ランド３３との境界の温度Ｔ４は、全て“Ｔｊ＿ＤＩ”と見なすことができる。   The cross-sectional view of FIG. 11 schematically shows a configuration example of the power module 30, and shows temperatures (T1 to T6) at the boundary portions of the constituent elements. FIG. 12 shows a schematic thermal circuit diagram of the switching element 3 on the power module 30. Since loss occurs in the switching element 3, the temperature at each boundary from the surface of the MOSFET chip 37 to the mounting land 33 is different. However, since the protection diode D1 has no loss, the temperatures at the respective boundaries from the surface of the diode chip 38 to the mounting land 33 can be regarded as the same temperature. That is, the surface temperature T6 of the diode chip 38, the temperature T5 of the boundary between the diode chip 38 and the mounting solder layer 36, and the temperature T4 of the boundary between the solder layer 36 and the mounting land 33 are all regarded as “Tj_DI”. Can do.

また、実装用ランド３３が銅のように熱抵抗の小さい金属であり、スイッチング素子３（ＭＯＳＦＥＴチップ３７）と保護ダイオードＤ１（ダイオードチップ３８）とが近接して実装されているような場合には、ＭＯＳＦＥＴチップ３７を実装するハンダ層３６と実装用ランド３３との境界の温度Ｔ３も“Ｔｊ＿ＤＩ”と見なすことができる。上述したように、スイッチング素子３には損失が発生するため、ＭＯＳＦＥＴチップ３７の表面から実装用ランド３３までの各境界における温度は異なる。ＭＯＳＦＥＴチップ３７と実装用のハンダ層３６との境界の温度Ｔ２は“Ｔｊ＿ＳＯＬ”であり、ＭＯＳＦＥＴチップ３７の表面温度Ｔ１は“Ｔｊ＿ＭＯＳ”である。   In the case where the mounting land 33 is a metal having a low thermal resistance such as copper, and the switching element 3 (MOSFET chip 37) and the protection diode D1 (diode chip 38) are mounted close to each other. The temperature T3 at the boundary between the solder layer 36 on which the MOSFET chip 37 is mounted and the mounting land 33 can also be regarded as “Tj_DI”. As described above, since loss occurs in the switching element 3, the temperature at each boundary from the surface of the MOSFET chip 37 to the mounting land 33 is different. The temperature T2 at the boundary between the MOSFET chip 37 and the mounting solder layer 36 is “Tj_SOL”, and the surface temperature T1 of the MOSFET chip 37 is “Tj_MOS”.

ここで、ＭＯＳＦＥＴチップ３７の熱回路は、ＭＯＳＦＥＴチップ３７の熱抵抗（ＭＯＳＦＥＴチップ３７の表面からハンダ層３６との境界までの熱抵抗）をθ１［℃／Ｗ］、ハンダ層３６の熱抵抗をθ２［℃／Ｗ］、ＭＯＳＦＥＴチップ３７の損失をＰｄ［Ｗ］として、図１２のように示され、下記式(7)の関係式が成り立つ。   Here, in the thermal circuit of the MOSFET chip 37, the thermal resistance of the MOSFET chip 37 (thermal resistance from the surface of the MOSFET chip 37 to the boundary with the solder layer 36) is θ1 [° C./W], and the thermal resistance of the solder layer 36 is Assuming θ2 [° C./W] and the loss of the MOSFET chip 37 as Pd [W], the relationship is expressed as shown in FIG.

Figure 2018057227
Figure 2018057227

ここで、インバータ制御装置１がインバータ回路１０を同期整流動作させており、スイッチング素子３（ＭＯＳＦＥＴ）のスイッチング速度が素子温度“Ｔｊ＿ＭＯＳ”に依存しないとすれば、損失Ｐｄは簡易的に以下の式(8)で表現することができる。尚、式(8)において、電流センサ１４により検出される電流（回転電機８０のステータコイル８を流れる電流）の実効値をＩｒｍｓ［Ａ］、直流リンク電圧ＶｄｃをＶｄｃ［Ｖ］、スイッチング周波数をｆｓｗ［Ｈｚ］、スイッチング速度から設計的に定まる定数をαとする。スイッチング制御信号ＳＷはインバータ制御装置１が生成しているので、スイッチング周波数ｆｓｗは、インバータ制御装置１が既知のパラメータである。   Here, if the inverter control device 1 operates the inverter circuit 10 in a synchronous rectification operation and the switching speed of the switching element 3 (MOSFET) does not depend on the element temperature “Tj_MOS”, the loss Pd is simply expressed by the following equation: It can be expressed by (8). In Equation (8), the effective value of the current detected by the current sensor 14 (the current flowing through the stator coil 8 of the rotating electrical machine 80) is Irms [A], the DC link voltage Vdc is Vdc [V], and the switching frequency is fsw [Hz], and a constant determined by design from the switching speed is α. Since the switching control signal SW is generated by the inverter control device 1, the switching frequency fsw is a parameter known to the inverter control device 1.

Figure 2018057227
Figure 2018057227

スイッチング素子３（ＭＯＳＦＥＴ）の損失には、定常損失とスイッチング損失とがある。式(8)の右辺第１項は定常損失を示し、式(8)の右辺第２項はスイッチング損失を示している。   The loss of the switching element 3 (MOSFET) includes a steady loss and a switching loss. The first term on the right side of Equation (8) represents steady loss, and the second term on the right side of Equation (8) represents switching loss.

式(1)、式(8)より、下記式(9)が導かれ、式(5)、式(7)より、下記式(10)が導かれる。   The following equation (9) is derived from the equations (1) and (8), and the following equation (10) is derived from the equations (5) and (7).

Figure 2018057227
Figure 2018057227

Figure 2018057227
Figure 2018057227

上記式(9)、式(10)より、下記式(11)が導かれる。   From the above formulas (9) and (10), the following formula (11) is derived.

Figure 2018057227
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上述したように、θ１、θ２、αは設計的に定まる定数である。従って、電流実効値Ｉｒｍｓ、直流リンク電圧Ｖｄｃ、スイッチング周波数ｆｓｗが判ればスイッチング素子３の素子温度Ｔｊ＿ＭＯＳを推定することができる。   As described above, θ1, θ2, and α are constants determined by design. Therefore, if the effective current value Irms, the DC link voltage Vdc, and the switching frequency fsw are known, the element temperature Tj_MOS of the switching element 3 can be estimated.

尚、上記においては、図４や図１１を参照して、実装用ランド３３を熱伝導部材とする形態を例示したが、図１３に例示するように、ＭＯＳＦＥＴチップ３７の表面とダイオードチップ３８の表面とを熱伝導部材５１でつないでもよい。この場合は、ＤＢＣ基板３９よりも熱伝導率が低い材質の基板５９にパワーモジュール３０が実装されてもよい。また、実装用のランド５３も銅よりも熱伝導率の低い材質によって形成されていてもよい。   In the above description, the configuration in which the mounting land 33 is used as the heat conduction member is illustrated with reference to FIGS. 4 and 11. However, as illustrated in FIG. 13, the surface of the MOSFET chip 37 and the diode chip 38 are illustrated. The surface may be connected with the heat conducting member 51. In this case, the power module 30 may be mounted on the substrate 59 made of a material having a lower thermal conductivity than the DBC substrate 39. The mounting land 53 may also be formed of a material having a lower thermal conductivity than copper.

〔実施形態の概要〕
以下、上記において説明したインバータ装置（１００）の概要について簡単に説明する。 [Outline of Embodiment]
The outline of the inverter device (100) described above will be briefly described below.

直流電源（１１）に接続されて直流と交流との間で電力を変換するインバータ回路（１０）を有するインバータ装置（１００）は、１つの態様として、
前記インバータ回路（１０）を構成する複数のスイッチング素子（３）のそれぞれを制御するスイッチング制御信号（ＳＷ）を生成するインバータ制御装置（１）と、複数の前記スイッチング素子（３）のそれぞれに対応する駆動回路（２）と電圧検出回路（２０）とを備え、
前記駆動回路（２）は、前記スイッチング制御信号（ＳＷ）の電力を増幅して前記スイッチング素子（３）の制御端子８Ｇ）へ伝達するように構成され、
前記電圧検出回路（２０）は、前記スイッチング素子（３）の正極側端子（Ｄ）にカソード端子が接続されるダイオード（Ｄ１）を介して当該スイッチング素子（３）の前記正極側端子（Ｄ）と負極側端子（Ｓ）との間に接続され、当該スイッチング素子（３）の端子間電圧を検出するように構成され、
前記ダイオード（Ｄ１）のアノード端子と前記電圧検出回路（２０）とが接続される第１ノード（ｎ１）は、対応する前記駆動回路（２）の正極（ＶＤ）に接続され、
前記第１ノード（ｎ１）とは異なる側の前記電圧検出回路（２０）の端子である第２ノード（ｎ２）は、対応する前記駆動回路（２）の負極（ＶＧ）に接続され、
前記インバータ制御装置（１）は、前記スイッチング素子（３）の温度及び前記ダイオード（Ｄ１）の温度の対応関係が規定されている状態で、前記スイッチング素子（３）の温度特性と、前記ダイオード（Ｄ１）の温度特性と、前記端子間電圧と、前記スイッチング素子（３）を流れる電流（ＩＣＳ）とに基づいて、当該スイッチング素子（３）の温度を推定する。 An inverter device (100) having an inverter circuit (10) connected to a DC power source (11) and converting electric power between DC and AC,
Corresponding to each of the inverter control device (1) for generating a switching control signal (SW) for controlling each of the plurality of switching elements (3) constituting the inverter circuit (10), and each of the plurality of switching elements (3) A drive circuit (2) and a voltage detection circuit (20),
The drive circuit (2) is configured to amplify the power of the switching control signal (SW) and transmit the amplified power to the control terminal 8G) of the switching element (3).
The voltage detection circuit (20) includes the positive terminal (D) of the switching element (3) via a diode (D1) whose cathode terminal is connected to the positive terminal (D) of the switching element (3). And a negative electrode side terminal (S), and is configured to detect a voltage between terminals of the switching element (3),
The first node (n1) to which the anode terminal of the diode (D1) and the voltage detection circuit (20) are connected is connected to the positive electrode (VD) of the corresponding drive circuit (2),
A second node (n2), which is a terminal of the voltage detection circuit (20) on the side different from the first node (n1), is connected to the negative electrode (VG) of the corresponding drive circuit (2),
The inverter control device (1) is configured so that the temperature characteristics of the switching element (3), the diode (D) and the temperature of the switching element (3) and the temperature of the diode (D1) are defined. Based on the temperature characteristics of D1), the voltage between the terminals, and the current (I CS ) flowing through the switching element (3), the temperature of the switching element (3) is estimated.

電圧検出回路（２０）によって検出される電圧は、スイッチング素子（３）の端子間電圧（例えば、ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳやコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥ）と、ダイオード（Ｄ１）の順方向電圧（Ｖｆ）との和に比例する電圧である。スイッチング素子（３）の端子間電圧は、スイッチング素子（３）の温度（Ｔｊ＿ＭＯＳ）の影響を受け、ダイオード（Ｄ１）の順方向電圧（Ｖｆ）はダイオード（Ｄ１）の温度（Ｔｊ＿ＤＩ）の影響を受ける。即ち、電圧検出回路（２０）によって検出される電圧は、２つの未知の変数（スイッチング素子（３）の温度（Ｔｊ＿ＭＯＳ）及びダイオード（Ｄ１）の温度（Ｔｊ＿ＤＩ））の影響を受ける。しかし、スイッチング素子（３）の温度（Ｔｊ＿ＭＯＳ）とダイオード（Ｄ１）の温度（Ｔｊ＿ＤＩ）との対応関係が規定されていると、電圧検出回路（２０）によって検出される電圧における未知の変数を１つ、例えばスイッチング素子（３）の温度（Ｔｊ＿ＭＯＳ）のみにすることができる。スイッチング素子（３）の温度（Ｔｊ＿ＭＯＳ）によって影響を受けるのはスイッチング素子（３）のオン抵抗（Ｒｄｓ）である。従って、インバータ制御装置（１）は、電圧検出回路（２０）によって検出されるスイッチング素子（３）の端子間電圧、及び、スイッチング素子（３）を流れる電流（ＩＣＳ）より、オン抵抗（Ｒｄｓ）を演算することができる。そして、オン抵抗（Ｒｄｓ）からスイッチング素子（３）の温度（Ｔｊ＿ＭＯＳ）を推定することができる。このように、本構成によれば、スイッチング素子（３）の端子間電圧を検出する回路を備えている場合に、簡単な構成でスイッチング素子（３）の温度（Ｔｊ＿ＭＯＳ）を取得することができる。 The voltage detected by the voltage detection circuit (20) is the voltage between the terminals of the switching element (3) (for example, the drain-source voltage VDS or the collector-emitter voltage VCE ) and the forward direction of the diode (D1). The voltage is proportional to the sum of the voltage (Vf). The voltage between the terminals of the switching element (3) is affected by the temperature (Tj_MOS) of the switching element (3), and the forward voltage (Vf) of the diode (D1) is influenced by the temperature (Tj_DI) of the diode (D1). receive. That is, the voltage detected by the voltage detection circuit (20) is affected by two unknown variables (the temperature (Tj_MOS) of the switching element (3) and the temperature (Tj_DI) of the diode (D1)). However, if the correspondence between the temperature (Tj_MOS) of the switching element (3) and the temperature (Tj_DI) of the diode (D1) is defined, an unknown variable in the voltage detected by the voltage detection circuit (20) is set to 1. For example, only the temperature (Tj_MOS) of the switching element (3) can be set. The on-resistance (Rds) of the switching element (3) is affected by the temperature (Tj_MOS) of the switching element (3). Therefore, the inverter control device (1) has an on-resistance (Rds) based on the voltage between the terminals of the switching element (3) detected by the voltage detection circuit (20) and the current (I CS ) flowing through the switching element (3). ) Can be calculated. Then, the temperature (Tj_MOS) of the switching element (3) can be estimated from the on-resistance (Rds). Thus, according to this configuration, when a circuit for detecting the voltage across the terminals of the switching element (3) is provided, the temperature (Tj_MOS) of the switching element (3) can be acquired with a simple configuration. .

１つの態様として、前記インバータ制御装置（１）は、前記スイッチング素子（３）の温度（Ｔｊ＿ＭＯＳ）及び前記ダイオード（Ｄ１）の温度（Ｔｊ＿ＤＩ）が同じ温度となる状態で当該スイッチング素子（３）の温度を推定すると好適である。   As one aspect, the inverter control device (1) is configured such that the temperature (Tj_MOS) of the switching element (3) and the temperature (Tj_DI) of the diode (D1) are the same temperature. It is preferable to estimate the temperature.

この場合には、スイッチング素子（３）の温度（Ｔｊ＿ＭＯＳ）と、ダイオード（Ｄ１）の温度（Ｔｊ＿ＤＩ）とを同一と見なすことができるので、特性を示す関係式の変数を減じることができる。つまり、素子温度に関する変数を、スイッチング素子（３）の温度（Ｔｊ＿ＭＯＳ）に統一することができる。これにより、簡単な演算によってスイッチング素子（３）の温度（Ｔｊ＿ＭＯＳ）を推定することができる。   In this case, since the temperature (Tj_MOS) of the switching element (3) and the temperature (Tj_DI) of the diode (D1) can be regarded as the same, the variable of the relational expression indicating the characteristic can be reduced. That is, the variable related to the element temperature can be unified with the temperature (Tj_MOS) of the switching element (3). Thereby, the temperature (Tj_MOS) of the switching element (3) can be estimated by a simple calculation.

また、１つの態様として、前記駆動回路（２）は、前端子間電圧に基づいて前記スイッチング素子（３）に過電流が流れているか否かを判定する過電流判定部（２１）を備え、前記インバータ制御装置（１）は、推定した前記スイッチング素子（３）の温度に応じて前記過電流判定部（２１）の判定しきい値（ｒｅｆ）を設定すると好適である。   Further, as one aspect, the drive circuit (2) includes an overcurrent determination unit (21) that determines whether or not an overcurrent flows through the switching element (3) based on a voltage between the front terminals. It is preferable that the inverter control device (1) sets a determination threshold value (ref) of the overcurrent determination unit (21) according to the estimated temperature of the switching element (3).

半導体素子は温度特性を有することが知られており、温度によって電気的特性に差が生じる。スイッチング素子の端子間電圧（ＶＤＳやＶＣＥなど）に基づいて過電流状態を検出する場合には、端子間電圧と判定しきい値（ｒｅｆ）との比較によって判定が行われる。ここで、温度に依存する端子間電圧の変動幅が大きいと判定精度に影響する。しかし、スイッチング素子（３）の温度を推定することによって、過電流検出における判定しきい値（ｒｅｆ）を温度変化に応じた値に追従させることができる。これにより、過電流検出における温度変化に対する影響を抑制することができる。 Semiconductor elements are known to have temperature characteristics, and electrical characteristics vary depending on temperature. When an overcurrent state is detected based on the voltage between terminals (V DS , V CE, etc.) of the switching element, the determination is performed by comparing the voltage between the terminals and a determination threshold (ref). Here, if the fluctuation range of the inter-terminal voltage depending on the temperature is large, the determination accuracy is affected. However, by estimating the temperature of the switching element (3), the determination threshold value (ref) in overcurrent detection can be made to follow a value corresponding to a temperature change. Thereby, the influence with respect to the temperature change in overcurrent detection can be suppressed.

１ インバータ制御装置
２ 駆動回路
３ スイッチング素子
１０ インバータ回路
１１ 直流電源
２０ 電圧検出回路
２１ コンパレータ（過電流判定部）
１００ インバータ装置
Ｄ ドレイン端子（正極側端子）
Ｄ１ 保護ダイオード（ダイオード）
Ｇ ゲート端子（制御端子）
ＩＣＳ 素子電流（スイッチング素子を流れる電流）
Ｎ 負極
Ｐ 正極
Ｒ１ 第１分圧抵抗器
Ｒ２ 第２分圧抵抗器
Ｓ ソース端子（負極側端子）
ＳＷ スイッチング制御信号
Ｔｊ＿ＤＩ 保護ダイオードの素子温度（ダイオードの温度）
Ｔｊ＿ＭＯＳ スイッチング素子の素子温度（スイッチング素子の温度）
ＶＤ 駆動電源電圧（駆動回路の正極）
ＶＧ 駆動電源グラウンド（駆動回路の負極）
ｎ１ 第１ノード
ｎ２ 第２ノード
ｒｅｆ 基準電圧（判定しきい値） DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Inverter control apparatus 2 Drive circuit 3 Switching element 10 Inverter circuit 11 DC power supply 20 Voltage detection circuit 21 Comparator (overcurrent determination part)
100 Inverter device D Drain terminal (positive terminal)
D1 Protection diode (diode)
G Gate terminal (control terminal)
ICS element current (current flowing through the switching element)
N Negative electrode P Positive electrode R1 First voltage dividing resistor R2 Second voltage dividing resistor S Source terminal (negative electrode side terminal)
SW Switching control signal Tj_DI Protection diode element temperature (diode temperature)
Tj_MOS Switching element temperature (switching element temperature)
VD drive power supply voltage (positive polarity of drive circuit)
VG Drive power ground (Negative drive circuit)
n1 1st node n2 2nd node ref Reference voltage (determination threshold)

Claims (3)

直流電源に接続されて直流と交流との間で電力を変換するインバータ回路を有するインバータ装置であって、
前記インバータ回路を構成する複数のスイッチング素子のそれぞれを制御するスイッチング制御信号を生成するインバータ制御装置と、複数の前記スイッチング素子のそれぞれに対応する駆動回路と電圧検出回路とを備え、
前記駆動回路は、前記スイッチング制御信号の電力を増幅して前記スイッチング素子の制御端子へ伝達するように構成され、
前記電圧検出回路は、前記スイッチング素子の正極側端子にカソード端子が接続されるダイオードを介して当該スイッチング素子の前記正極側端子と負極側端子との間に接続され、当該スイッチング素子の端子間電圧を検出するように構成され、
前記ダイオードのアノード端子と前記電圧検出回路とが接続される第１ノードは、対応する前記駆動回路の正極に接続され、
前記第１ノードとは異なる側の前記電圧検出回路の端子である第２ノードは、対応する前記駆動回路の負極に接続され、
前記インバータ制御装置は、前記スイッチング素子の温度及び前記ダイオードの温度の対応関係が規定されている状態で、前記スイッチング素子の温度特性と、前記ダイオードの温度特性と、前記端子間電圧と、前記スイッチング素子を流れる電流とに基づいて、当該スイッチング素子の温度を推定する、インバータ装置。 An inverter device having an inverter circuit connected to a DC power source and converting power between DC and AC,
An inverter control device that generates a switching control signal for controlling each of the plurality of switching elements constituting the inverter circuit, and a drive circuit and a voltage detection circuit corresponding to each of the plurality of switching elements,
The drive circuit is configured to amplify the power of the switching control signal and transmit the amplified power to the control terminal of the switching element,
The voltage detection circuit is connected between the positive terminal and the negative terminal of the switching element via a diode whose cathode terminal is connected to the positive terminal of the switching element. Is configured to detect
The first node to which the anode terminal of the diode and the voltage detection circuit are connected is connected to the positive electrode of the corresponding drive circuit,
A second node that is a terminal of the voltage detection circuit on a side different from the first node is connected to a negative electrode of the corresponding drive circuit;
In the inverter control device, the temperature characteristics of the switching element, the temperature characteristics of the diode, the voltage between the terminals, and the switching, in a state where a correspondence relationship between the temperature of the switching element and the temperature of the diode is defined An inverter device that estimates a temperature of the switching element based on a current flowing through the element. 前記インバータ制御装置は、前記スイッチング素子の温度及び前記ダイオードの温度が同じ温度となる状態で当該スイッチング素子の温度を推定する請求項１に記載のインバータ装置。   The inverter device according to claim 1, wherein the inverter control device estimates the temperature of the switching element in a state where the temperature of the switching element and the temperature of the diode are the same. 前記駆動回路は、前記端子間電圧に基づいて前記スイッチング素子に過電流が流れているか否かを判定する過電流判定部を備え、
前記インバータ制御装置は、推定した前記スイッチング素子の温度に応じて前記過電流判定部の判定しきい値を設定する、請求項１又は２に記載のインバータ装置。
The drive circuit includes an overcurrent determination unit that determines whether an overcurrent flows through the switching element based on the voltage between the terminals,
The inverter device according to claim 1, wherein the inverter control device sets a determination threshold value of the overcurrent determination unit according to the estimated temperature of the switching element.
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KR20210092538A (en) * 2020-01-16 2021-07-26 엘지전자 주식회사 Power converting apparatus

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