JP2017219483A - Radar system and radar signal processing method - Google Patents
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Abstract
Description
本実施形態は、マルチスタティック方式のレーダシステム及びそのレーダ信号処理方法に関する。 The present embodiment relates to a multistatic radar system and a radar signal processing method thereof.
近時、レーダシステムにあっては、送受信レーダ装置と共に1または複数の送受信レーダ装置または受信レーダ装置を離間して配置し、各レーダ装置の観測結果により目標の位置を検出するマルチスタティック方式が開発されている。ただし、この種のレーダシステムでは、離隔したレーダ装置間の時刻同期が不十分な場合や距離精度が不十分な場合には、観測位置の誤差が大きくなる。また、FMCW(Frequency Modulated Continuous Wave)のような連続波のビート周波数を観測する場合には、中心周波数にずれが生じるとビ−ト周波数の精度が不十分となり、測距・測速精度も低下してしまう。また、開口の小さい受信装置の場合には、十分な測角精度を得ることが困難である。また、送信装置が見通し外にある場合には、直接波を受信することができず、同期したマルチスタティック動作ができなくなってしまう。 Recently, in the radar system, a multi-static method has been developed in which one or more transmission / reception radar devices or reception radar devices are arranged apart from the transmission / reception radar device, and the target position is detected based on the observation results of each radar device. Has been. However, in this type of radar system, if the time synchronization between the separated radar devices is insufficient or the distance accuracy is insufficient, the error of the observation position becomes large. In addition, when observing the beat frequency of a continuous wave such as FMCW (Frequency Modulated Continuous Wave), if the center frequency shifts, the accuracy of the beat frequency becomes insufficient, and the distance measurement / speed measurement accuracy also decreases. End up. In the case of a receiving device with a small aperture, it is difficult to obtain sufficient angle measurement accuracy. Further, when the transmitting device is out of line of sight, direct waves cannot be received, and synchronized multi-static operation cannot be performed.
以上述べたように、従来のマルチスタティック方式によるレーダシステムでは、レーダ装置間の時刻同期ずれや中心周波数のずれ等の影響で、ビート周波数を精度よく観測できず、目標の3次元位置を算出する上で距離精度や速度精度が不十分であり、また小型の受信装置では測角精度も低いという課題があった。 As described above, in the conventional multistatic radar system, the beat frequency cannot be observed accurately due to the influence of the time synchronization deviation or the center frequency deviation between the radar devices, and the target three-dimensional position is calculated. Above, the distance accuracy and the speed accuracy are insufficient, and the small receiving device has a problem that the angle measurement accuracy is low.
本実施形態は上記課題に鑑みなされたもので、送信装置、受信装置間の時刻同期ずれや中心周波数のずれ等の影響を軽減し、ビート周波数の観測精度を向上させ、目標の3次元又は2次元位置を算出する上で十分な距離精度や速度精度が得られ、小型の受信装置でも高い測角精度が得られるレーダシステム及びそのレーダ信号処理方法を提供することを目的とする。
The present embodiment has been made in view of the above-described problems, and reduces the influence of time synchronization shift and center frequency shift between the transmission apparatus and the reception apparatus, improves the beat frequency observation accuracy, and achieves
上記の課題を解決するために、本実施形態に係るレーダシステムは、t(Nt≧1)台の送信装置とNr(Nr≧1、Nt+Nr≧4または3)台の受信装置とを備える。前記送信装置では、位置、送信周波数、送信時刻を含む送信情報を変調信号として、周波数スイープ勾配をもつアップスイープまたはダウンスイープの少なくとも1つの連続波またはパルス変調した信号を変調して送信する。前記受信装置では、前記送信装置からの直接波または目標から反射した反射波を受信し、FFT(Fast Fourier Transform)の開始時間を複数通り変えてFFT出力が最大となる開始時間を選定し、必要に応じて積分した後、復調して送信情報を抽出し、その送信情報に基づいて受信ローカル信号を前記受信した信号に同期させ、更に、受信ローカル信号を補正して、前記FFT処理によってビート周波数を観測し、目標の測距と必要に応じて測速、測角を行い、送信と受信の3または2組以上の距離と、受信装置の測角値より交点を算出することにより、目標の3次元位置(x,y,z)または2次元位置(x,y)を算出する。 In order to solve the above problems, the radar system according to the present embodiment includes t (Nt ≧ 1) transmission devices and Nr (Nr ≧ 1, Nt + Nr ≧ 4 or 3) reception devices. . In the transmission apparatus, transmission information including position, transmission frequency, and transmission time is used as a modulation signal, and at least one continuous wave or pulse-modulated signal having a frequency sweep gradient is modulated and transmitted. In the receiving device, a direct wave from the transmitting device or a reflected wave reflected from the target is received, and a start time at which the FFT output is maximized is selected by changing a plurality of FFT (Fast Fourier Transform) start times. Is integrated and demodulated to extract transmission information, and based on the transmission information, the received local signal is synchronized with the received signal. Further, the received local signal is corrected, and the FFT processing is performed to obtain the beat frequency. , Measure the target distance, and perform speed measurement and angle measurement as necessary, and calculate the intersection point from the distance of three or more pairs of transmission and reception and the angle measurement value of the receiver. A dimensional position (x, y, z) or a two-dimensional position (x, y) is calculated.
以下、実施形態について、図面を参照して説明する。尚、各実施形態の説明において、同一部分には同一符号を付して示し、重複する説明を省略する。 Hereinafter, embodiments will be described with reference to the drawings. In the description of each embodiment, the same portions are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
(第1の実施形態)
図1乃至図7を参照して、第1の実施形態に係るレーダシステムを説明する。このレーダシステムは、図1(a)に示すN個の送信装置11〜1Nと、図1(b)に示す1個の受信装置2とを備える。送信装置1i(iは1〜Nのいずれか)は、それぞれ送信アンテナ1i1と送信器1i2とを備え、各送信器1i2は送信部1i21と送信変調部1i22とを備える。受信装置2は、受信アンテナ21と受信器22と信号処理器23とを備える。受信器22は、受信部221とローカル制御部222とタイミング制御部223とを備える。信号処理器23は、Σ系のAD変換部231、FFT(Fast Fourier Transform)用ウェイト部232、FFT処理部233、CFAR処理部234、測距・測速処理部235、測角部236と、Δ系のAD変換部237、FFT用ウェイト部238、FFT処理部239を備え、さらに復調部23A、制御信号生成部23Bを備える。
(First embodiment)
The radar system according to the first embodiment will be described with reference to FIGS. This radar system includes N transmitting apparatuses 11 to 1N illustrated in FIG. 1A and one receiving
送信装置1iにおいて、アンテナ1i1は複数のアンテナ素子を配列して大開口アレイを形成してなるフェーズドアレイアンテナであり、送信器1i2から繰り返し供給される特定周波数の送信信号を指定方向に送出する。受信装置2において、アンテナ21は送信系と同様に複数のアンテナ素子を配列して大開口アレイを形成してなるフェーズドアレイアンテナであり、送信装置1iから送出された送信波の反射波を受信する。受信器22では、受信部221において、アンテナ21の複数のアンテナ素子でそれぞれ受信された信号をビーム制御指示に従って位相制御を施し合成することで、任意の方向に受信ビームを形成して受信信号を取得し、ベースバンドに周波数変換する。このようにして得られた受信信号は信号処理器23に送られる。
In the transmission device 1i, the antenna 1i1 is a phased array antenna formed by arranging a plurality of antenna elements to form a large aperture array, and transmits a transmission signal of a specific frequency repeatedly supplied from the transmitter 1i2 in a specified direction. In the
上記信号処理器23は、受信信号をΣビーム系統とΔビーム系統に分配する。Σビーム系統に入力された受信信号は、AD(Analog-Digital)変換部231でデジタル信号に変換され、FFT(Fast Fourier Transformation)用ウェイト部232でFFT前処理としてウェイトを乗算され、FFT処理部233でFFT処理されて周波数領域のΣビーム信号に変換された後、CFAR処理部234で所定のスレショルドを超えるセル(時間サンプル)の検出が実行される。続いて、測距・測速処理部235において、CFAR検出セルについて測距・測速演算が行われ、その演算結果は測角部236に送られる。
The
一方、Δビーム系統に入力された受信信号は、AD変換部237でデジタル信号に変換され、FFT用ウェイト部238でFFT前処理としてウェイトを乗算され、FFT処理部239でFFT処理されて周波数領域のΔビーム信号に変換された後、上記測角部236に送られる。この測角部236は、Σビームの測距・測速演算結果とΔビーム信号から目標方向の測角を行う。
On the other hand, the received signal input to the Δ beam system is converted into a digital signal by the
上記CFAR処理部234の出力は復調部23Aに送られ、受信信号から送信位置、送信時刻、送信周波数等の送信情報を復調する。制御信号生成部23Bは、復調結果に基づくローカル信号の出力タイミング、受信タイミングに対する制御信号を生成し、それぞれ受信器22のローカル制御部222、タイミング制御部223に送られる。
The output of the
本実施形態に係るレーダシステムでは、送信装置、受信装置それぞれの間が離隔している。そこで、本実施形態は、装置間の時刻同期を高精度に調整する手法を提供する。 In the radar system according to the present embodiment, the transmitter and the receiver are separated from each other. Therefore, the present embodiment provides a method for adjusting time synchronization between apparatuses with high accuracy.
まず、図2を参照して時刻同期について説明する。なお、信号波形としては、図3に示すようにアップスイープ−ダウンスイープの連続波形で説明するが、アップスイープのみ、またダウンスイープのみの場合でも適用できる。また、本実施形態では、ビート周波数により距離、速度を算出するFMCW(Frequency Modulated Continuous Wave、非特許文献1参照)、または、パルス変調されたFMICW(Frequency Modulated Interrupted Continuous Wave、非特許文献2参照)の手法を想定している。 First, time synchronization will be described with reference to FIG. Note that the signal waveform is described as a continuous waveform of up sweep-down sweep as shown in FIG. 3, but the present invention can be applied to the case of only up sweep or only down sweep. In this embodiment, FMCW (Frequency Modulated Continuous Wave, see Non-Patent Document 1) that calculates distance and speed based on the beat frequency, or FMICW that is pulse-modulated (Frequency Modulated Interrupted Continuous Wave, see Non-Patent Document 2). This method is assumed.
まず、送信装置11では、図2(a)に示すように、ビート周波数軸で目標が存在しない周波数範囲を利用して、送信位置、送信時刻、送信周波数等の情報を表すビットコード(量子化した符号)を生成し、図2(b)に示すように、逆FFT処理によって時間領域の振幅変調波形を生成し、その振幅変調波形を用いて送信変調部1122により図2(c)に示すFMCWスイープ信号またはパルス変調されたFMICWスイープ信号を振幅変調する。ここで生成された変調信号は、送信部1121で電力増幅され、送信アンテナ111より送信される。送信アンテナ111は、広角指向性をもつアンテナを想定するが、目標方向が限定範囲にある場合には、その方向をカバーする送信指向性を有するものであってもよい。
First, as shown in FIG. 2A, the transmission device 11 uses a frequency range in which no target exists on the beat frequency axis, and uses a bit code (quantization) that represents information such as a transmission position, a transmission time, and a transmission frequency. 2 (b), a time domain amplitude modulation waveform is generated by inverse FFT processing as shown in FIG. 2 (b), and the amplitude modulation waveform is used by the
ここで、上記変調信号について定式化すると次の通りである。ビート周波数軸において、目標の最大距離及び最大速度を設定すると、ビート周波数の最大値を算出することができる。
送信装置では、上記ビート周波数の最大値を図2(a)に示す変調符号幅分以上の余裕を持たせた周波数に設定して、送信位置、送信中心周波数、送信時刻等の送信情報を含むレーダ送信波を生成する。受信装置では、そのレーダ送信波による目標からの反射信号を観測すれば、反射信号に目標の位置及び速度によるビート周波数に送信情報の変調符号が重畳しているため、復調して送信情報を得ることができる。この手法は、必要な情報を伝送するための通信回線を最低限にできるメリットが大きい。例えば、時々刻々変化が予想される中心周波数については、目標信号にリアルタイムに重畳することができる。 In the transmission apparatus, the maximum value of the beat frequency is set to a frequency having a margin equal to or larger than the modulation code width shown in FIG. 2A, and includes transmission information such as a transmission position, a transmission center frequency, and a transmission time. Radar transmission wave is generated. In the receiving apparatus, if the reflected signal from the target by the radar transmission wave is observed, the modulation code of the transmission information is superimposed on the reflected signal at the beat frequency depending on the position and speed of the target. be able to. This method has a great merit that a communication line for transmitting necessary information can be minimized. For example, the center frequency that is expected to change from moment to moment can be superimposed on the target signal in real time.
上記変調符号は、例えば、送信情報により量子化した符号とし、周波数軸に0、1に対応した振幅で並べる。この変調信号を逆FFTすると、スイープ時間における情報を含んだ変調信号用の振幅・位相波形が得られる。この変調用の信号波形を用いて、周波数スイープ信号に対して変調して変調信号を得る。この変調信号により中心周波数fcのキャリア信号を変調し、送信波形とする。 The modulation code is, for example, a code quantized by transmission information, and arranged with amplitudes corresponding to 0 and 1 on the frequency axis. When this modulated signal is subjected to inverse FFT, an amplitude / phase waveform for the modulated signal including information on the sweep time is obtained. Using this modulation signal waveform, the frequency sweep signal is modulated to obtain a modulation signal. The carrier signal having the center frequency fc is modulated by this modulated signal to obtain a transmission waveform.
上記変調信号の他の例として、振幅は一定とし、位相を(0、π)等で変化(BPSK,QPSK)させて、逆FFTするようにしてもよい(非特許文献6参照)。 As another example of the modulated signal, the amplitude may be constant and the phase may be changed (BPSK, QPSK) by (0, π) or the like to perform inverse FFT (see Non-Patent Document 6).
受信装置2において、時刻同期調整する手法として、GPS(Global Positioning System)の受信情報と原子時計が示す時刻情報を用いて調整する手法があるが、時刻誤差は生じる。このため、本実施形態では、図2(d)に示すレーダ波の受信信号からそのキャリアに重畳された送信位置、送信時刻、送信周波数等の送信情報を図2(e)に示すように復調して抽出し、それを用いて受信処理を行う手法である。
In the receiving
この手法には、送信源からの直接波が受信できる場合と、送信と受信が見通し外で、目標反射波として受信される場合がある。送信情報を抽出するためには、高いSNで受信することが必要であるため、図3(a)に示す変調信号に対して、図3(b)に示すように、時刻同期制御により復調するためのスイープ周波数の開始時刻ΔtをNt通り変えて、図3(c)に示すそれぞれの場合のFFT後の目標信号の最大値により、同期したΔtselを選定する。この選定したΔtselにより、受信した場合の送信情報を復調部23Aで復調する。この手法としては、所定のスレショルドを用いて、超えたものを1、超えないものを0とすることにより、復調することができる。BPSKやQPSK等の位相変調の場合は、所定のスレショルドを超える信号のFFT出力の位相を検出して復調する。
In this method, there are a case where a direct wave from a transmission source can be received and a case where transmission and reception are out of line of sight and are received as a target reflected wave. In order to extract transmission information, it is necessary to receive at a high SN. Therefore, the modulated signal shown in FIG. 3A is demodulated by time synchronization control as shown in FIG. 3B. Therefore, the synchronized Δtsel is selected according to the maximum value of the target signal after FFT in each case shown in FIG. Based on this selected Δtsel, transmission information when received is demodulated by the
以上により、送信情報を復調でき、送信情報を含む図2(e)のビ−ト信号を用いて、以降に示す測距/測速を行うことができる。この際、ビート周波数は変調符号分の幅をもつため、アップスイープとダウンスイープのペアリングをする場合には、例えば、変調符号幅のうち、最初のビート周波数のみを用いればよい。 As described above, the transmission information can be demodulated, and the ranging / speed measurement described below can be performed using the beat signal of FIG. 2 (e) including the transmission information. At this time, since the beat frequency has a width corresponding to the modulation code, when pairing up and down sweeps, for example, only the first beat frequency in the modulation code width may be used.
ただし、複数目標が近接している場合には、重畳して分離できない場合も考えられる。この対策としては、送信情報を含むレーダ波と含まないレーダ波を交互に送信する手法がある。例えば、複数のアップスイープ(ダウンスイープ)を積分する単位を1バーストとしてバースト単位で交互に送信情報の有無を繰り返す。また、第2の実施形態に示すように、ダウンスイープまたはアップスイープのみで測距/測速ができる場合には、アップスイープ(ダウンスイープ)は送信情報有り、ダウンスイープ(アップスイープ)に送信情報無しとして繰り返す手法もある。受信側では、送信情報の有無は、復調できるか否かで区別することができる。以降の測距/測速の説明においては、レーダ波の送信情報の有無に関わらず、アップチャープ信号とダウンチャープ信号のペアリングを用いる手法について述べる。送信源の送信時刻を取得できれば、制御信号生成部23Bにより制御信号を生成し、タイミング制御部223により、図4(a)、(b)に示すように、受信信号に対するローカル信号のタイミングを合わせる。また、送信情報には、送信源の送信周波数が含まれるため、この送信情報によりローカル制御部222にてローカル信号の周波数を調整し、ローカル信号の時間タイミングと周波数を調整したローカル信号でビート周波数を得て、AD変換部231によりデジタル信号に変換する。
However, when multiple targets are close to each other, there may be a case where they cannot be separated and overlapped. As a countermeasure, there is a method of alternately transmitting a radar wave including transmission information and a radar wave not including transmission information. For example, the unit of integrating a plurality of up sweeps (down sweeps) is set as one burst, and the presence / absence of transmission information is alternately repeated in burst units. Further, as shown in the second embodiment, when distance measurement / speed measurement can be performed only by the down sweep or the up sweep, the up sweep (down sweep) has transmission information, and the down sweep (up sweep) has no transmission information. There is also a method to repeat as. On the receiving side, the presence or absence of transmission information can be distinguished by whether or not demodulation is possible. In the following description of distance measurement / speed measurement, a method using pairing of an up-chirp signal and a down-chirp signal regardless of the presence / absence of radar wave transmission information will be described. If the transmission time of the transmission source can be acquired, a control signal is generated by the
入力信号は、FFT用ウェイト部232でFFT用ウェイトが乗算された後、FFT処理部233で周波数領域の信号に変換してビート周波数を抽出し、CFAR処理部234により所定スレショルドを超えた信号を検出して、測距・測速演算部235により測距・測速演算を行う。この手法としては、ダウンスイープとアップスイープ信号のペアリングを用いるFMCW方式(非特許文献1参照)がある。
The input signal is multiplied by the FFT weight in the
これを定式化する。受信信号から、アップスイープ信号とダウンスイープ信号を抽出して、ビート周波数軸上の信号に変換する。この周波数軸の信号を用いて、アップ系列とダウン系列の信号をFFTした結果より、振幅が極値をもつ周波数を抽出する。この関係式を次に示す。
一方、距離による周波数frと目標速度によるドップラー周波数fdは、次式となる。
(3)式をRとVで展開し、(2)式を代入すると、次式となる。
ただし、目標が遠距離にある場合には、アップスイープ(ダウンスイープ)の1スイープ分の信号が目標距離に応じて遅延して受信される。このため、受信系のローカル信号との差分を用いてビート周波数を観測するには、図5(a)の送信信号に対して図5(b)に示すようにローカル信号を延伸する必要がある。すなわち、送信ダウンスイープ(アップスイープ)時間においても、ローカル信号はアップスイープ(ダウンスイープ)とダウンスイープ(アップスイープ)の両者を同時にスイープしておく必要がある。 However, when the target is at a long distance, a signal for one sweep of up sweep (down sweep) is received with a delay in accordance with the target distance. Therefore, in order to observe the beat frequency using the difference from the local signal of the reception system, it is necessary to extend the local signal as shown in FIG. 5B with respect to the transmission signal of FIG. . That is, even during the transmission down sweep (up sweep) time, the local signal needs to sweep both the up sweep (down sweep) and the down sweep (up sweep) at the same time.
また、測角については、図1の系統で、Δ(ΔAZ、ΔEL)を用いて、検出したΣと同じビート周波数の成分を用いて、モノパルス測角(非特許文献3参照)等により角度を演算出力することができる。 As for angle measurement, in the system of FIG. 1, using Δ (ΔAZ, ΔEL), the component of the same beat frequency as the detected Σ is used, and the angle is measured by monopulse angle measurement (see Non-Patent Document 3) or the like. Calculation output is possible.
ここで、送信装置を図6に示すように3台とすると、受信装置についても同様の処理を行うことにより、送信装置Tx1から受信装置Rxまで、送信装置Tx2から受信装置Rxまで、送信装置Tx3から受信装置Rxまでの各々の距離として、R1、R2、R3を得ることができる。 Here, if there are three transmission devices as shown in FIG. 6, the same processing is performed on the reception device, so that the transmission device Tx1 to the reception device Rx, the transmission device Tx2 to the reception device Rx, and the transmission device Tx3 R1, R2, and R3 can be obtained as the respective distances from to the receiving device Rx.
この距離を用いて、図7に示すように、目標位置(x,y,z)を算出する。この手法としては、R1の球面とR2及びR3の楕円球面の交点となる。その中で、受信レーダ装置により観測したAZ角、EL角方向の3次元の位置を中心に、所定の範囲内を目標存在領域として、その中の交点を算出する。解で算出できない場合は、目標存在領域内の点を(x,y,z)の格子点に分割し、各々の点で次式の値が最小となる点(x,y,z)を算出する。
なお、受信装置が送受信機能を持つ場合には、送信装置は2台でよく、同様の方法での交線の中点を目標の3次元の観測位置として出力することができる。 If the receiving device has a transmission / reception function, two transmitting devices are sufficient, and the midpoint of the intersection line can be output as a target three-dimensional observation position by the same method.
また、例えば、送信装置1台の場合に受信装置3台あれば、同様にR1〜R3が得られるため、同様の手法で3次元の位置を決めることができる。 For example, in the case of one transmission device, if there are three reception devices, R1 to R3 can be obtained in the same manner, so that a three-dimensional position can be determined by the same method.
また、複数の送信装置の場合には、目標のSNが低いレーダが含まれる場合があり、そのまま3次元の位置を算出すると、位置誤差が増える場合が考えられる。この対策のため、SN値に所定のスレショルドを設けて、スレショルド以上の送信装置〜受信装置の値を用いて位置を算出するようにしてもよい。 Further, in the case of a plurality of transmission apparatuses, a radar with a low target SN may be included, and if a three-dimensional position is calculated as it is, a position error may increase. As a countermeasure, a predetermined threshold may be provided for the SN value, and the position may be calculated using values of the transmission device to the reception device that are equal to or higher than the threshold.
また、上記は目標の3次元の位置を出力する場合について述べたが、目標の2次元の位置(x,y)を出力する場合は、送信装置+受信装置の数は、送信装置2台+受信装置1台以上、または、送信装置1台+受信装置2台以上であればよい。 In the above description, the case where the target three-dimensional position is output has been described. However, in the case where the target two-dimensional position (x, y) is output, the number of transmission devices + reception devices is two transmission devices + One or more receiving devices, or one transmitting device + two or more receiving devices may be used.
以上のように、本実施形態は、Nt(Nt≧1)台の送信装置とNr(Nr≧1、Nt+Nr≧4)台の受信装置において、位置、送信周波数、送信時刻等の送信情報を変調信号として、周波数スイープ勾配をもつアップスイープまたはダウンスイープの少なくとも1つの連続波またはパルス変調した信号(FMCWまたはFMICW等)を変調して送信する。受信装置では、送信装置からの直接波または目標から反射した受信波を、FFTの開始時間を複数通り変えた場合のFFT出力が最大となる開始時間を選定して、必要に応じて積分した後、復調して送信情報を抽出し、その送信情報に基づいて受信ローカル信号を受信した信号に同期させ、さらに受信ローカル信号を補正して、FFT処理によってビート周波数を観測し、その観測したビート周波数により目標の測距(必要に応じて、測速、測角)を行い、送信と受信の3組以上の距離Rと受信装置の測角値とから交点を算出することにより、目標の3次元位置(x,y,z)を算出(通信による受信ローカル補正と位置算出)することができる。 As described above, in the present embodiment, transmission information such as position, transmission frequency, transmission time, etc. is provided in Nt (Nt ≧ 1) transmission devices and Nr (Nr ≧ 1, Nt + Nr ≧ 4) reception devices. As a modulation signal, at least one continuous wave or pulse-modulated signal (such as FMCW or FMICW) of up sweep or down sweep having a frequency sweep gradient is modulated and transmitted. In the receiving device, the direct wave from the transmitting device or the received wave reflected from the target is selected as the start time that maximizes the FFT output when the FFT start time is changed in a plurality of ways, and is integrated as necessary. The transmission information is demodulated and extracted, the received local signal is synchronized with the received signal based on the transmitted information, the received local signal is corrected, the beat frequency is observed by FFT processing, and the observed beat frequency The target three-dimensional position is calculated by measuring the target distance (speed measurement and angle measurement if necessary) and calculating the intersection point from the distance R of three or more pairs of transmission and reception and the angle measurement value of the receiving device. (X, y, z) can be calculated (reception local correction and position calculation by communication).
上記構成の結果、連続波による積分を用いて、レーダ波の送信情報を高いSN(信号対雑音電力比)で検出し、その情報を用いて受信ローカル信号を制御して、ビート周波数により距離等を観測することで、3次元の目標の位置を観測することができる。 As a result of the above configuration, radar wave transmission information is detected with high SN (signal-to-noise power ratio) using integration by continuous wave, and the received local signal is controlled using that information, and the distance etc. by beat frequency By observing, the position of the three-dimensional target can be observed.
また、本実施形態では、アップ(ダウン)スイープ及びダウン(アップ)スイープのローカル信号を遠距離からの目標信号を受信するように延長している。すなわち、遠距離からの反射信号の場合でも、時間延伸したローカル信号を用いているので、ビート周波数を観測することができる。 In the present embodiment, the local signals of up (down) sweep and down (up) sweep are extended so as to receive a target signal from a long distance. In other words, even in the case of a reflected signal from a long distance, the beat frequency can be observed because the time-extended local signal is used.
(第2の実施形態)(MRAVによる位置出力)
第1の実施形態では、FMCWを用いて距離及び速度を算出する手法を述べた。本実施形態では、MRAV(Measurement Range after measurement Velocity)手法(特許文献1参照)を用いる手法について述べる。系統を図8に示す。図1に示した第1の実施形態と異なる点は、測距・測速処理部235に代わってMRAV処理部23Cを用いたことにある。
(Second Embodiment) (Position output by MRAV)
In the first embodiment, the method for calculating the distance and speed using FMCW has been described. In the present embodiment, a method using an MRAV (Measurement Range after Measurement Velocity) method (see Patent Document 1) will be described. The system is shown in FIG. The difference from the first embodiment shown in FIG. 1 is that an MRAV processing unit 23C is used in place of the distance measurement / speed
MRAV処理部23Cを採用した受信装置において、測距・測速の計測処理を図9に示す。送信信号波形としては、本実施形態では、例えば図5に示すような三角スイープであるが、ここでは簡単のため、図10に示すように、ダウンスイープ(アップスイープでも同様)のみを抽出した場合について説明する。三角スイープの場合は、ダウンスイープとアップスイープの各々について処理し、その距離及び速度の平均値やSNの高い方の距離及び速度を出力とする。また、簡単のため1サイクルで2回のスイープを生成する場合について述べるが、n(n≧2)回の場合でも同様である。 FIG. 9 shows distance measurement / speed measurement processing in the receiving apparatus employing the MRAV processing unit 23C. In the present embodiment, for example, a triangular sweep as shown in FIG. 5 is used as a transmission signal waveform. However, for simplicity, only a down sweep (same as an up sweep) is extracted as shown in FIG. Will be described. In the case of the triangular sweep, processing is performed for each of the down sweep and the up sweep, and the average value of the distance and speed and the distance and speed of the higher SN are output. For simplicity, the case where two sweeps are generated in one cycle will be described, but the same applies to the case where n (n ≧ 2) times.
(1) 1サイクル内で最初に送出されるスイープする信号(以下、スイープ1)を受信して、スイープ1のサンプル系列をFFT処理し、周波数領域の位相モノパルス信号を得る(ステップST1)。
(2)スイープ1のFFT結果からスレッショルドを検出する(ステップST2)。
(3) スレッショルドに基づいてピーク信号をもつビート周波数fpを抽出し保存する(ステップST3)。
(4) 次のスイープの存在を判断する(ステップST4)。ここでは、スイープ1から時間T12後に送信されるスイープ2を指定して(ステップST5)、上記ステップST1〜ST4の処理を実行する。
(5) 上記スイープ1,2のビート周波数fpを用いて、目標の速度V=(R2−R1)/T12を算出し(ステップST6)、相対距離R1とR2を算出する(ステップST7)。このようにして得られた目標情報を保存し(ステップST8)、計測サイクルでの全ての目標対象について上記のステップST6〜ST8の処理を実行する(ステップST9,ST10)。
(1) A signal to be swept (hereinafter referred to as “
(2) A threshold is detected from the FFT result of sweep 1 (step ST2).
(3) The beat frequency fp having the peak signal is extracted and stored based on the threshold (step ST3).
(4) The presence of the next sweep is determined (step ST4). Here,
(5) Using the beat frequencies fp of the
ここで、相対距離Rは次式となる。
ビート周波数fpとステップST6で算出した速度Vを用いると、次の連立方程式により、距離Rと速度Vを算出することができる。
以上の方式は、ビート周波数により速度を算出した後、距離を算出することからMRAV(Measurement Range after measurement Velocity)方式(特許文献1参照)と呼ぶ。 The above method is called MRAV (Measurement Range after Measurement Velocity) method (refer to Patent Document 1) because the distance is calculated after calculating the speed based on the beat frequency.
この際に、ビート周波数の観測精度を向上させる方式がある。特に、目標速度が低い場合等、スイープ間でビート周波数が同一バンク内になる場合には、同一バンク内で図11(a),(b)に示すように移動する目標のビート周波数を精度よく算出する必要がある。この対策として、図12に示すように、角度軸で用いる位相モノパルス(非特許文献2参照)を周波数軸に用いて、バンク内の周波数を高精度に観測する手法である。以下に手順を示す。 At this time, there is a method for improving the observation accuracy of the beat frequency. In particular, when the beat frequency is within the same bank between sweeps, such as when the target speed is low, the target beat frequency that moves within the same bank as shown in FIGS. It is necessary to calculate. As a countermeasure, as shown in FIG. 12, a phase monopulse (see Non-Patent Document 2) used on the angle axis is used on the frequency axis, and the frequency in the bank is observed with high accuracy. The procedure is shown below.
(1a)周波数軸モノパルス
抽出した目標の周波数のΣ(f)とΔ(f)を用いて、次式の誤差電圧εを算出する。なお、誤差電圧εは、図13(a)に示す位相モノパルスΣ、Δにおいて、図13(b)に示すように、目標の観測周波数に対応する。
Using the extracted target frequency Σ (f) and Δ (f), an error voltage ε of the following equation is calculated. The error voltage ε corresponds to the target observation frequency as shown in FIG. 13B in the phase monopulses Σ and Δ shown in FIG.
(2a) 予め保存してあるΣとΔの周波数特性を用いて算出した誤差電圧εの基準値ε0をテーブル化(ε0と周波数fとの対応関係)しておき、その基準テーブルを用いて、上記の観測値εから、高精度な周波数fpを抽出する。 (2a) The reference value ε0 of the error voltage ε calculated using the frequency characteristics of Σ and Δ stored in advance is tabulated (corresponding relationship between ε0 and the frequency f), and using the reference table, A highly accurate frequency fp is extracted from the observed value ε.
(3a) この周波数fpを用いて、第2の実施形態の(1)〜(5)の手順により、距離と速度を算出する。 (3a) Using this frequency fp, the distance and speed are calculated by the procedures (1) to (5) of the second embodiment.
なお、重みづけについては、−1または1以外に、サイドローブを低減するためにテーラーウェイト(非特許文献4参照)等のウェイトを乗算してもよい。 In addition, about weighting, in addition to -1 or 1, you may multiply weights, such as a tailor weight (refer nonpatent literature 4), in order to reduce a side lobe.
以上の処理は、2スイープの場合について述べたが、一般的に複数スイープの場合でもよい。例として、4スイープの場合を図14(a),(b)に示す。スイープ時間に対する4点のビート周波数の勾配より速度を算出する際に、直線フィッティング等を用いればよい。 Although the above processing has been described for the case of two sweeps, it may generally be a case of multiple sweeps. As an example, the case of four sweeps is shown in FIGS. When calculating the speed from the gradient of the beat frequency at four points with respect to the sweep time, linear fitting or the like may be used.
また、角度軸のモノパルス演算は、Σ信号を用いてCFAR処理部234で検出したセルについて行う。また、測角部237において、ビーム出力のΣとΔを用いて測角を行い、Az角及びEL角を算出する。
In addition, the monopulse calculation of the angle axis is performed on the cell detected by the
以上のように、本実施形態では、測距・測速手法として、連続波によるMRAV手法を採用しているので、アップスイープとダウンスイープによるペアリングを用いずに、複数目標の3次元の位置等を出力することができる。 As described above, in the present embodiment, the MRAV method using continuous waves is adopted as the distance measurement / speed measurement method, and therefore, the three-dimensional position of a plurality of targets, etc. without using pairing by up sweep and down sweep. Can be output.
(第3の実施形態)送信アイソレーション
本実施形態では、送信間のアイソレーションを確保するために、送信装置1i1、受信装置2をそれぞれ図15(a),(b)に示すような系統とし、複数の送信装置(Nt≧2)それぞれのスイ−プ信号の周波数帯域を送信装置毎に変える方式である。
(Third Embodiment) Transmission Isolation In this embodiment, in order to ensure isolation between transmissions, the transmission device 1i1 and the
すなわち、本実施形態に係るレーダシステムは、図16(a)に示すように、各送信装置1iにおいて、送信変調部1i22によって互いにスイープ周波数帯域を変える。一方、受信装置2では、各送信装置1iからの信号を受信するために、図16(b)のように、ローカル制御部222aにおいて、Nr通りのスイープに対応したスイープで順に受信して信号検出する。受信系のNrチャンネルを備える場合は並列処理となり、1チャンネルのみの場合は、時系列に切り替えて受信する必要がある。
That is, as shown in FIG. 16A, the radar system according to the present embodiment changes the sweep frequency band between the transmission devices 1i by the transmission modulation unit 1i22. On the other hand, in order to receive the signal from each transmitting device 1i, the receiving
受信器22やAD変換部231では、ビート周波数に応じて所定の帯域幅の信号のみ受信するので、スイープ信号帯域が異なる送信装置1iからの信号は、送信と受信のスイープ帯域が合致しない場合以外は受信しないため、送信装置間のアイソレーションを確保することができる。
Since the
以上のように本実施形態では、複数の送信装置(Nr≧2)の場合に、スイ−プ信号の周波数帯域を送信装置毎に変えるようにし、ロ−カル周波数のスイープ帯域を順に変えながら観測することで、送信装置の送信信号のアイソレーションを確保して、偽目標を抑えて観測することができる。 As described above, in the present embodiment, in the case of a plurality of transmission apparatuses (Nr ≧ 2), the frequency band of the sweep signal is changed for each transmission apparatus, and the observation is performed while sequentially changing the sweep band of the local frequency. By doing so, it is possible to ensure the isolation of the transmission signal of the transmission apparatus and to observe with a reduced false target.
(第4の実施形態)MIMO(Multiple-Input Multiple-Output)
本実施形態は、受信開口面積が小さい場合に、MIMO(非特許文献5参照)を用いて、送受仮想アレイの開口面積を大きくして、角度分解能を向上する手法である。
(Fourth Embodiment) MIMO (Multiple-Input Multiple-Output)
In the present embodiment, when the reception aperture area is small, MIMO (see Non-Patent Document 5) is used to increase the aperture area of the transmission / reception virtual array and improve the angular resolution.
図17及び図18に系統を示し、図19に実開口と仮想アレイ開口の一例を示し、図20に送信及び受信のアンテナ座標系の一般例を示す。図は送信及び受信を同一アンテナ開口に含める場合の例であるが、少なくとも、マルチスタティック用の送信と受信が別の構成の場合でもよい。 17 and 18 show the system, FIG. 19 shows an example of the real aperture and the virtual array aperture, and FIG. 20 shows a general example of the transmission and reception antenna coordinate systems. The figure shows an example in which transmission and reception are included in the same antenna aperture, but at least the multistatic transmission and reception may have different configurations.
図17(a)において、送信装置1iはアンテナ1i1aをN素子のアレイアンテナとする。また、図17(b)において、受信装置2はアンテナ21aをM素子のアレイアンテナとし、信号処理器23のAD変換部231,237とFFT用ウェイト部232,238との間に、図18に示すMIMO処理部23Dを配置する。このMIMO処理部23Dは、図18に示すように、仮想アレイ変換部23D1とビーム形成部23D2とを備える。
In FIG. 17A, the transmitting apparatus 1i uses an antenna 1i1a as an N-element array antenna. In FIG. 17B, the receiving
すなわち、MIMOでは、N素子の送信装置1iにおいて、アイソレーションをとるために異なる変調方式で送信変調して送信する。受信装置2では、アンテナ21aをアレイアンテナとして、アレイアンテナの各素子(M素子)で受信した信号をそれぞれ受信器22の受信部221で周波数変換した後、信号処理器23のAD変換部231でデジタル信号に変換して、M素子分のデジタル信号を得る。そして、MIMO処理部23Dの仮想アレイ変換部23D1において、M素子分のデジタル信号を用いて各々N素子分の送信変調にマッチした参照信号で復調し、N×Mの信号を得る。
That is, in MIMO, the N-element transmission apparatus 1i performs transmission modulation with different modulation schemes in order to achieve isolation. In the receiving
これを以下に定式化する。送信アンテナ(N個の送信装置)と受信アンテナ(M素子のアレイ)の信号をそれぞれA,Bと表すと次式となる。
これより、各要素は次式となる。
次に、各送受信素子信号を行列の要素で表現すると、次式となる。
この仮想アレイの各信号(an・bm)は、送信装置によるアレイと受信装置のアレイの位置ベクトルの合成の位置に仮想アレイ素子があるのと等価であり、開口を仮想的に大きくすることができる。 Each signal (an · bm) of this virtual array is equivalent to the presence of a virtual array element at the position where the position vector of the array of the transmitting device and the array of the receiving device is combined, and the aperture can be virtually enlarged. it can.
送受信ビーム出力は、ビーム形成により、(13)式の要素にサイドローブ低減用のウェイトと、サイドローブ低減用のウェイトを乗算後に加算することで、次式となる。
これにより、例えばM=1、N=4の場合は、図19(a)に示す実開口について、図19(b)に示すように送受信の仮想アレイ開口として、大開口のアンテナを構成することができ、角度分解能を向上できる。 Thus, for example, when M = 1 and N = 4, the large aperture antenna is configured as the virtual array aperture for transmission and reception as shown in FIG. 19B for the real aperture shown in FIG. And the angular resolution can be improved.
以上のように、本実施形態では、複数の送信装置を受信開口程度離隔して配置し、受信装置側でMIMOによる仮想アレイを用いて観測し、送受信MIMO処理を行うようにしているので、送受信による仮想アレイの開口を大きくした上で測角することができ、角度精度を向上させることができる。 As described above, in the present embodiment, a plurality of transmission devices are arranged so as to be separated from each other by the reception aperture, and the reception device side performs observation and transmission / reception MIMO processing by using a MIMO virtual array. The angle can be measured after the aperture of the virtual array is enlarged, and the angle accuracy can be improved.
(第5の実施形態)見通し外反射装置
送信装置から受信装置が見通し外の場合は、受信装置では直接波を受信することができないため、通信手段としては、目標からの反射波を利用する。ただし、目標からの反射波が小さい場合には、SN(信号対雑音電力比)が低くて復調することができず、送信情報を得ることができない場合も考えられる。本実施形態では、その対策について述べる。
(Fifth Embodiment) Non-Line-of-Sight Reflection Device When the receiving device is out of line of sight from the transmission device, the receiving device cannot receive a direct wave, and therefore, a reflected wave from the target is used as the communication means. However, when the reflected wave from the target is small, the SN (signal-to-noise power ratio) is low and cannot be demodulated, and transmission information cannot be obtained. In this embodiment, the countermeasure is described.
この対策のために、図21に示すように、送信装置及び受信装置からの見通し内に反射球等の反射装置1001〜100Pを配置する手法である。見通し内に配置するためには、一般に高度をあげる必要がある。その手法には、送信源の装置にバルーン状の反射体を装着する等、種々の手法が考えられる。
As a countermeasure against this, as shown in FIG. 21, a
以上のように、本実施形態では、送信装置からの直接波を、見通し内の高度に配置した反射装置を経由して、受信装置に伝送するようにしているので、送信装置が受信装置からみて、見通し外の場合でも、反射装置による反射波を観測することができ、高いSNで送信情報を得て、それを用いてローカル信号を制御することで、高いSNでビート周波数を観測することができ、レーダ観測精度を高めることができる。 As described above, in the present embodiment, the direct wave from the transmission device is transmitted to the reception device via the reflection device arranged at a high level within the line-of-sight, so that the transmission device is viewed from the reception device. Even when it is out of line of sight, it is possible to observe a reflected wave by a reflection device, obtain transmission information with a high SN, and control a local signal using it, thereby observing a beat frequency with a high SN. And the radar observation accuracy can be improved.
(第6の実施形態)見通し外データリンク
第5の実施形態では、送信源から受信装置が見通し外の場合に、直接を受信できない対策のため、目標からの反射波を利用する手法について述べた。本実施形態では、別の対策について述べる。
(Sixth embodiment) Non-line-of-sight data link In the fifth embodiment, a method of using a reflected wave from a target as a countermeasure to prevent direct reception when the receiving device is out of sight from the transmission source has been described. . In this embodiment, another countermeasure will be described.
その対策として、図22(a)に示すように送信装置1iを送受信装置1iaとして、その間で送信波によりデータリンクを形成し、各送受信装置1iaで送信情報を共有する。受信装置は、図22(b)に示すように、第1の実施形態と同様である。 As a countermeasure, as shown in FIG. 22 (a), a transmission device 1i is used as a transmission / reception device 1ia, a data link is formed between them by transmission waves, and transmission information is shared between the transmission / reception devices 1ia. The receiving apparatus is the same as that of the first embodiment as shown in FIG.
具体的には、送受信装置3i(iは1〜N)を送受共用アンテナ3i1と送信装置3i2と受信装置3i3で構成し、送信装置3i2を送信部3i21と送信変調部3i22で構成し、受信装置3i3を受信部3i31、AD変換部3i32、FFT用ウェイト部3i33、FFT処理部3i34、CFAR処理部3i35、復調部3i36、時刻同期制御部3i37、変調信号生成部3i38で構成する。 Specifically, the transmission / reception device 3i (i is 1 to N) is configured by the shared antenna 3i1, the transmission device 3i2, and the reception device 3i3, the transmission device 3i2 is configured by the transmission unit 3i21 and the transmission modulation unit 3i22, and the reception device 3i3 includes a reception unit 3i31, an AD conversion unit 3i32, an FFT weight unit 3i33, an FFT processing unit 3i34, a CFAR processing unit 3i35, a demodulation unit 3i36, a time synchronization control unit 3i37, and a modulation signal generation unit 3i38.
上記構成による送受信装置3iでは、受信装置3i3の復調部3i36により、他の送受信装置の送信波を受信してその送信情報を復調し、自己の送信情報と合わせて他の送受信装置に伝送するために変調信号生成部3i32にて変調信号を生成し、送信変調部3i22に送信する。 In the transmission / reception device 3i configured as described above, the demodulation unit 3i36 of the reception device 3i3 receives the transmission wave of the other transmission / reception device, demodulates the transmission information, and transmits it to the other transmission / reception device together with its own transmission information. Then, the modulation signal generation unit 3i32 generates a modulation signal and transmits it to the transmission modulation unit 3i22.
受信装置2では、見通し内の送受信装置からの送信波を受信して復調し、その送信情報を用いてローカル信号を制御する。これにより、見通し外でも送受信装置の位置、送信時刻、送信周波数等を認識できるため、目標の3次元の位置を観測することができる。
The receiving
以上のように、本実施形態では、送受信装置間でレーダ通信波によりデータリンクを形成し、各送受信装置で送信情報を共有し、受信装置からの見通し内の送受信装置からの送信波を受信装置で受信して、復調し、その送信情報を用いてローカル信号を制御する。すなわち、ある送受信装置が受信装置からみて見通し外の場合でも、直接波を観測可能な送受信装置が中継して伝送することができ、高いSNで送信情報を得て、それを用いてローカル信号を制御することで、高いSNでビート周波数を観測でき、レーダ観測精度を高めることができる。 As described above, in the present embodiment, a data link is formed by a radar communication wave between transmission / reception devices, transmission information is shared by the transmission / reception devices, and a transmission wave from a line-of-sight transmission / reception device from the reception device is received by the reception device. And demodulating, and controlling the local signal using the transmission information. That is, even when a certain transmission / reception device is out of line of sight with respect to the reception device, a transmission / reception device capable of observing direct waves can relay and transmit, obtain transmission information at a high SN, and use it to transmit a local signal. By controlling, the beat frequency can be observed with a high SN, and the radar observation accuracy can be improved.
(第7の実施形態)中心周波数補正
第1の実施形態では、送信情報を用いて中心周波数を補正する手法について述べた。本実施形態では、受信可能な状況で、中心周波数について、精度を上げる手法について述べる。
(Seventh Embodiment) Center Frequency Correction In the first embodiment, the method of correcting the center frequency using transmission information has been described. In the present embodiment, a technique for increasing the accuracy of the center frequency in a receivable situation will be described.
系統を図23(a),(b)に示す。本実施形態で特徴となる点は、図23(b)に示すように、受信装置2において、測距・測速処理部236の出力からビート周波数信号を取り込み、変調している搬送波信号から中心周波数を読み取って両者を合わせる中心周波数算出部23Eを備える。この場合の送受信信号波形としては、アップスイープとダウンスイープの両者を連続して送受信するFMCWスイープの場合とする。
The system is shown in FIGS. 23 (a) and (b). As shown in FIG. 23 (b), the feature of this embodiment is that, in the receiving
FMCW(非特許文献1参照)またはFMICW(非特許文献2参照)の場合のビート周波数は、アップスイープとダウンスイープの目標のビート周波数信号をペアリングにより対応づけると、次式で表現できる。
この式における誤差周波数Δferrを算出する手順は次の通りである。
手順1)MRAV手法により、速度Vを算出する。
手順2)(15)式にVを代入し、加算すれば距離Rの項を削除できるため、次式によりΔferrを算出する。
Procedure 1) Velocity V is calculated by MRAV method.
Procedure 2) If V is substituted into equation (15) and added, the term of distance R can be deleted. Therefore, Δferr is calculated by the following equation.
そして、中心周波数算出部23Eにより算出したこのΔferrを補正値として、ローカル信号を制御するか、または(15)式のビート周波数の右辺よりΔferrを減算して補正し、MRAV手法により、距離及び速度を算出する。
Then, using this Δferr calculated by the center
なお、アップスイープとダウンスイープや、一般に異なる勾配のスイープ間の目標信号のペアリングにより、周波数のペア(fbdとfbuまたはfb1とfb2)を抽出する必要があるが、このために算出した速度Vや振幅値、測角値等を用いて、その値が所定の幅内であるものをペアリングする手法がある。 In addition, it is necessary to extract a frequency pair (fbd and fbu or fb1 and fb2) by pairing the target signal between sweeps of up and down sweeps, or sweeps of different slopes. There is a method of pairing those whose values are within a predetermined width using an amplitude value, a measured angle value, or the like.
以上のように、本実施形態では、受信した信号よりMRAV手法を用いて、送信装置と受信装置の中心周波数の差を算出して補正する。すなわち、受信した信号より、送信装置と受信装置の中心周波数のずれを観測し、送信情報の中で中心周波数の情報無しで、ビート周波数を観測することができる。 As described above, in the present embodiment, the difference between the center frequencies of the transmission device and the reception device is calculated and corrected from the received signal using the MRAV technique. That is, it is possible to observe the shift of the center frequency between the transmission device and the reception device from the received signal and observe the beat frequency without the information on the center frequency in the transmission information.
上記構成によれば、各レーダ装置のローカル中心周波数のズレにより、ドップラ周波数に誤差が生じたとしても、互いのドップラ周波数の誤差を校正することができ、これによってドップラ周波数の誤差に基づく目標速度の検出誤差を低減することができる。 According to the above configuration, even if an error occurs in the Doppler frequency due to the deviation of the local center frequency of each radar device, the error in the Doppler frequency can be calibrated, thereby the target speed based on the error in the Doppler frequency. Detection error can be reduced.
なお、本実施形態は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。 Note that the present embodiment is not limited to the above-described embodiment as it is, and can be embodied by modifying the components without departing from the scope of the invention in the implementation stage. In addition, various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of components disclosed in the embodiment. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment. Furthermore, constituent elements over different embodiments may be appropriately combined.
11〜1N…送信装置、1i1…送信アンテナ、1i2…送信器、1i21…送信部、1i22,1i22a…送信変調部、
2…受信装置、21,21a…受信アンテナ、22…受信器、221…受信部、222,222a…ローカル制御部、223…タイミング制御部、23…信号処理器、231…AD変換部、232…FFT用ウェイト部、233…FFT処理部、234…CFAR処理部、235…測距・測速処理部、236…測角部、237…AD変換部、238…FFT用ウェイト部、239…FFT処理部、23A…復調部、23B…制御信号生成部、23C…MRAV処理部、23D…MIMO処理部、23D1…仮想アレイ変換部、23D2…ビーム形成部、23E…中心周波数算出部、
31〜3N…送受信装置、3i1…送受共用アンテナ、3i2…送信装置、3i21…送信部、3i22…送信変調部、3i3…受信装置、3i31…受信部、3i32…AD変換部、3i33…FFT用ウェイト部、3i34…FFT処理部、3i35…CFAR処理部、3i36…復調部、3i37…時刻同期制御部、3i38…変調信号生成部、
1001〜100P…反射装置。
11 to 1N: transmitting device, 1i1 ... transmitting antenna, 1i2 ... transmitter, 1i21 ... transmitting unit, 1i22, 1i22a ... transmitting modulating unit,
DESCRIPTION OF
31-3N: Transmission / reception device, 3i1 ... Transmit / receive antenna, 3i2 ... Transmission device, 3i21 ... Transmission unit, 3i22 ... Transmission modulation unit, 3i3 ... Reception device, 3i31 ... Reception unit, 3i32 ... AD conversion unit, 3i33 ... FFT weight 3i34 ... FFT processor, 3i35 ... CFAR processor, 3i36 ... demodulator, 3i37 ... time synchronization controller, 3i38 ... modulation signal generator,
1001 to 100P: Reflector.
Claims (9)
前記送信装置では、位置、送信周波数、送信時刻を含む送信情報を変調信号として、周波数スイープ勾配をもつアップスイープまたはダウンスイープの少なくとも1つの連続波またはパルス変調した信号を変調して送信し、
前記受信装置では、前記送信装置からの直接波または目標から反射した反射波を受信し、FFT(Fast Fourier Transform)の開始時間を複数通り変えてFFT出力が最大となる開始時間を選定し、必要に応じて積分した後、復調して送信情報を抽出し、その送信情報に基づいて受信ローカル信号を前記受信した信号に同期させ、更に受信ローカル信号を補正して、前記FFT処理によってビート周波数を観測し、目標の測距と必要に応じて測速、測角を行い、送信と受信の3または2組以上の距離と、受信装置の測角値より交点を算出することにより、目標の3次元位置(x,y,z)または2次元位置(x,y)を算出するレーダシステム。 In a radar system comprising t (Nt ≧ 1) transmitters and Nr (Nr ≧ 1, Nt + Nr ≧ 4 or 3) receivers,
In the transmitter, the transmission information including position, transmission frequency, and transmission time is used as a modulation signal, and at least one continuous wave or pulse-modulated signal of up sweep or down sweep having a frequency sweep gradient is modulated and transmitted.
In the receiving device, a direct wave from the transmitting device or a reflected wave reflected from the target is received, and a start time at which the FFT output is maximized is selected by changing a plurality of FFT (Fast Fourier Transform) start times. And then demodulating and extracting transmission information, synchronizing the reception local signal with the received signal based on the transmission information, correcting the reception local signal, and calculating the beat frequency by the FFT processing. Observe, measure the target distance, and measure the speed and angle as necessary, and calculate the intersection from the distance of the transmission and reception or two or more pairs and the angle measurement value of the receiver, so that the target three-dimensional A radar system that calculates a position (x, y, z) or a two-dimensional position (x, y).
前記送信装置では、位置、送信周波数、送信時刻を含む送信情報を変調信号として、周波数スイープ勾配をもつアップスイープまたはダウンスイープの少なくとも1つの連続波またはパルス変調した信号を変調して送信し、
前記受信装置では、前記送信装置からの直接波または目標から反射した反射波を受信し、FFT(Fast Fourier Transform)の開始時間を複数通り変えてFFT出力が最大となる開始時間を選定し、必要に応じて積分した後、復調して送信情報を抽出し、その送信情報に基づいて受信ローカル信号を前記受信した信号に同期させ、更に受信ローカル信号を補正して、前記FFT処理によってビート周波数を観測し、目標の測距と必要に応じて測速、測角を行い、送信と受信の3または2組以上の距離と、受信装置の測角値より交点を算出することにより、目標の3次元位置(x,y,z)または2次元位置(x,y)を算出するレーダシステムのレーダ信号処理方法。 used in radar systems comprising t (Nt ≧ 1) transmitters and Nr (Nr ≧ 1, Nt + Nr ≧ 4 or 3) receivers,
In the transmitter, the transmission information including position, transmission frequency, and transmission time is used as a modulation signal, and at least one continuous wave or pulse-modulated signal of up sweep or down sweep having a frequency sweep gradient is modulated and transmitted.
In the receiving device, a direct wave from the transmitting device or a reflected wave reflected from the target is received, and a start time at which the FFT output is maximized is selected by changing a plurality of FFT (Fast Fourier Transform) start times. And then demodulating and extracting transmission information, synchronizing the reception local signal with the received signal based on the transmission information, correcting the reception local signal, and calculating the beat frequency by the FFT processing. Observe, measure the target distance, and measure the speed and angle as necessary, and calculate the intersection from the distance of the transmission and reception or two or more pairs and the angle measurement value of the receiver, so that the target three-dimensional A radar signal processing method of a radar system for calculating a position (x, y, z) or a two-dimensional position (x, y).
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